WO2015065152A1 - 무선 통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법 및 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법 및 장치 Download PDF

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WO2015065152A1
WO2015065152A1 PCT/KR2014/010503 KR2014010503W WO2015065152A1 WO 2015065152 A1 WO2015065152 A1 WO 2015065152A1 KR 2014010503 W KR2014010503 W KR 2014010503W WO 2015065152 A1 WO2015065152 A1 WO 2015065152A1
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beamforming
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signal
reference signal
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고현수
정재훈
강지원
변일무
이길봄
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엘지전자 주식회사
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    • H04W72/20—Control channels or signalling for resource management
    • H04W72/21—Control channels or signalling for resource management in the uplink direction of a wireless link, i.e. towards the network

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system. More specifically, the present invention relates to a signal using analog beamforming and digital beamforming in a wireless access system supporting MU-MIM0 (multi-user-multiple input and multiple output). It is about the transmission method and the device supporting it.
  • MU-MIM0 multi-user-multiple input and multiple output
  • Multi-Input Multi-Output (MIMO) technology improves the efficiency of data transmission and reception by using multiple transmit antennas and multiple receive antennas, eliminating the use of one transmit antenna and one receive antenna.
  • MIMO Multi-Input Multi-Output
  • the receiving axis receives data through a single antenna path, but when using multiple antennas, the receiving end receives data through multiple paths. As a result, the data rate and the throughput can be improved, and the coverage can be increased.
  • Single-cell MIMO operation includes a single user-MIMO (SU-MIM0) scheme in which one UE receives a downlink signal in one cell and two or more UEs perform a single-cell MIMO operation.
  • the cell may be divided into a multi-user-MIMO (MU-MIM0) scheme for receiving a downlink signal from a cell.
  • SU-MIM0 single user-MIMO
  • MU-MIM0 multi-user-MIMO
  • Channel Estimation refers to a process of restoring a received signal by compensating for distortion of a signal caused by fading.
  • fading refers to a phenomenon in which a signal intensity fluctuates rapidly due to multipath-time delay in a wireless communication system environment.
  • a reference signal known to both the transmitter and the receiver is required.
  • the reference signal may simply be referred to as a pilot (Pi lot) according to a reference signal (RS) or a standard applied.
  • the downlink reference signal is a coherent such as a Physical Downlink Shared CHannel (PDSCH), a Physical Control Format Indicator CHannel (PCFICH), a Physical Hybrid Indicator CHannel (PHICH), and a Physical Downlink Control CHannel (PDCCH). (coherent) Pilot signal for demodulation.
  • PDSCH Physical Downlink Shared CHannel
  • PCFICH Physical Control Format Indicator CHannel
  • PHICH Physical Hybrid Indicator CHannel
  • PDCCH Physical Downlink Control CHannel
  • Pilot signal for demodulation is transmitted to all stages There is a common reference signal (CRS) shared by a horse and a dedicated reference signal (DRS) for a specific terminal only.
  • CRS common reference signal
  • DRS dedicated reference signal
  • DRS-based data demodulation is considered to support efficient reference signal operation and advanced transmission scheme. That is, DRSs for two or more layers may be defined to support data transmission through an extended antenna. Since the DRS is precoded by the same precoder as the data, the channel information for demodulating data at the receiving side can be easily estimated without additional precoding information.
  • a separate reference signal other than the DRS is required to obtain uncoded channel information.
  • a reference signal for acquiring channel state information (CSI) may be defined at the receiving side, that is, the CSI-RS.
  • the present invention proposes a method and apparatus for transmitting a signal in a wireless communication system.
  • a method for transmitting a signal by a base station in a wireless access system supporting MU-MIMO includes analog beamforming. Generating a beam for a subgroup including a plurality of terminals by using; Distinguishing a signal transmitted to each terminal belonging to the subgroup using digital beamforming; And transmitting the signal generated based on the analog bumpforming and the digital beamforming to the terminal, and weighting the analog beamforming. For selection, a reference signal for each antenna corresponding to the subgroup may be transmitted.
  • a base station transmitting a signal in a wireless access system supporting MU-MIMO according to another embodiment of the present invention is a radio frequency unit (RF) unit. ; And a processor, wherein the processor generates a band for a subgroup including a plurality of terminals using analog bump forming and distinguishes a signal transmitted to each terminal belonging to the sub group using digital bump forming. And a reference signal for each of the antennas corresponding to the subgroups, for transmitting a signal generated based on the analog beamforming and the digital beamforming to the terminal, to select a weight of the analog beamforming. Can be transmitted.
  • RF radio frequency unit
  • the reference signal may be transmitted in the digital domain, and the analog bump forming may not be performed during the time when the reference signal is transmitted.
  • one reference signal may be transmitted every one symbol period.
  • the gain of the antenna power amplifier other than the antenna that stands for the reference signal may be reduced.
  • [15] A signal transmission method for allocating reference signal resources orthogonal to each other among antennas included in the antenna subgroup.
  • the reference signal may be transmitted through a digital domain after the analog beamforming is performed.
  • 1 illustrates a structure of a downlink radio frame.
  • 2 illustrates an example of a resource grid for one downlink pilot.
  • 3 shows a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating patterns of existing CRSs and DRSs.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a DM RS pattern.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating examples of a CSI-RS pattern.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining an example of a method in which a CSI-RS is periodically transmitted.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining an example of a method in which CSI-RS is transmitted aperiodically.
  • FIG. 11 shows an example of an RF receiver used in a wireless access system.
  • FIG. 12 shows an example of an RF transmitter used in a wireless access system.
  • FIG. 13 illustrates an example of a duplexer configuration.
  • FIG. 14 illustrates an example of a duplexer in a frequency band.
  • 15 and 16 illustrate examples of a transmitter and a receiver capable of performing digital beamforming.
  • 17 and 18 show examples of a transmitter and a receiver that can perform analog bump forming.
  • Figure 19 shows an example of the structure of an individual antenna using one transceiver and one PA.
  • FIG. 20 shows an example of the structure of an individual antenna using one transceiver and a plurality of PS / PAs.
  • 21 shows an example of a structure of a shared antenna using one transceiver and a plurality of PS / PAs.
  • Figure 22 shows an example of a structure using an individual antenna using a single transceiver and a plurality of PS / PA.
  • FIG. 23 shows an example of a shared antenna structure using one transceiver and a plurality of PS / PAs.
  • Figure 24 shows a first embodiment of distinguishing multiple users in hybrid beamforming according to the present invention.
  • FIG. 25 illustrates a second embodiment of distinguishing multiple users in hybrid beamforming according to the present invention.
  • Figure 26 shows an example of the antenna arrangement structure according to the present invention.
  • Figure 27 shows another example of the antenna arrangement structure according to the present invention.
  • 29 shows an example in which a plurality of short OFDM symbols are longer than one conventional OFDM symbol period.
  • FIG. 30 shows an example of a method of transmitting so that OFDM symbols overlap.
  • Figure 31 illustrates a base station and a terminal that can be applied to an embodiment of the present invention.
  • each component or feature may be considered optional unless explicitly stated otherwise.
  • Each component or feature may be implemented in a form not combined with other components or features.
  • some components and / or features may be combined to form embodiments of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment.
  • the base station has a meaning as a terminal node of the network that directly communicates with the terminal. Certain actions described in this document as being performed by a base station may in some cases be an upper node of the base station.
  • Base station ion may be replaced by terms such as fixed station ion, Node B, eNode B (eNB), and access point (AP).
  • Repeater Relay Node (RN), Rel ay It may be replaced by a term such as Station (RS).
  • terminal may be replaced with terms such as UE Jser Equiment (MS), Mobile Station (MS), Mole le Subscriber Station (MSS), and SSCSubscriber Station (MSS).
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of IEEE 802 systems, 3GPP systems, 3GPP LTE and LTE-Advanced (LTE-A) systems, and 3GPP2 systems, which are wireless access systems. That is, steps or parts which are not described to clearly reveal the technical spirit of the present invention among the embodiments of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all the terms disclosed in this document can be described by the standard document.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple
  • CDMA may be implemented with radio technologies such as UTRACUniversal Terrestrial Radio Access (CITRA) or CI) MA2000.
  • CITRA UTRACUniversal Terrestrial Radio Access
  • TDMA may be implemented in a wireless technology such as Global System for Mobile Communications (GSM) / General Packet Radio Service (GPRS) / Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE).
  • GSM Global System for Mobile Communications
  • GPRS General Packet Radio Service
  • EDGE Enhanced Data Rates for GSM Evolution
  • 0FDMA can be implemented with wireless technologies such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (iMAX), IEEE 802-20, and Evolved UTRA (E-UTRA).
  • UTRA is part of the UMTS Universal Mobile Telecommunications System.
  • 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) is a part of EU TS (Evolved UMTS) using E-UTRA, and employs 0FDMA in downlink and SC-FDMA in uplink.
  • LTE-A Advanced
  • WiMAX is an IEEE 802.16e compliant wirelessman-ofDMA reference system and an advanced IEEE 802.16m specification. This can be explained by the Wi relessMAN-OFDMA Advanced system. For clarity, the following description focuses on the 3GPP LTE and LTE-A standards, but the technical spirit of the present invention is not limited thereto.
  • a structure of a downlink radio frame will be described with reference to FIG. 1.
  • uplink / downlink data packet transmission is performed in units of subframes, and one subframe is defined as a predetermined time interval including a plurality of OFDM symbols.
  • the 3GPP LTE standard supports a type 1 radio frame structure applicable to frequency diversity on duplex (FDD) and a type 2 radio frame structure applicable to time division duplex (TDD).
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a structure of a type 1 radio frame.
  • a downlink radio frame includes 10 subframes, and one subframe is a time domain. Consists of two slots. The time taken for one subframe to be transmitted is referred to as a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • One slot includes a plurality of 0FDM symbols in the time domain and a plurality of resource blocks (RBs) in the frequency domain.
  • RBs resource blocks
  • a resource block (RB) is a resource allocation unit and may include a plurality of consecutive subcarriers in one slot.
  • the number of OFDM symbols included in one slot may vary depending on the configuration (conf igurat ion) of CPCCycl ic Pref ix).
  • CP has an extended CP (normal CP) and a normal CP (normal CP).
  • normal CP normal CP
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may be seven.
  • the 0FDM symbol is configured by the extended CP, since the length of one 0FDM symbol is increased, the number of 0FDM symbols included in one slot is smaller than that of the normal CP.
  • the number of 0FDM symbols included in one slot may be six.
  • an extended CP may be used to further reduce the interference between symbols.
  • one slot includes 7 OFDM symbols, so that one subframe includes 14 OFDM symbols.
  • the first two or three OFDM symbols of each subframe may be allocated to a PDCOKphysical downl ink control channel (PDCOK), and the remaining OFDM symbols may be allocated to a physical downl ink shared channel (PDSCH).
  • PDCOK PDCOKphysical downl ink control channel
  • PDSCH physical downl ink shared channel
  • the structure of the radio frame is merely an example, and the number of subframes included in the radio frame, the number of slots included in the subframe, and the number of thimbles included in the slot may be variously changed.
  • the downlink pilot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain and includes a plurality of resource features in the frequency domain.
  • one downlink slot includes 7 OFDM symbols
  • one resource block includes 12 subcarriers as an example, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is called a resource element (RE).
  • the resource element a (k, l) becomes a resource element located at the k th subcarrier and the first OFDM symbol.
  • one resource block contains 12X7 resource elements (in the case of an extended CP, it contains 12X6 resource elements). Since the interval of each subcarrier is 15 kHz, one resource block includes about 180 kHz in the frequency domain.
  • NDL is the number of resource blocks included in the downlink pilot. The value of NDL may be determined according to the downlink transmission bandwidth set by the scheduling of the base station.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a structure of a downlink subframe.
  • Up to three 0FDM symbols in front of the first slot in one subframe correspond to a control region to which a control channel is allocated.
  • the remaining 0FDM symbols correspond to a data region to which a Physical Downlink Shared Channel (PDSCH) is allocated.
  • the basic unit of transmission is one subframe. That is, PDCCH and PDSCH are allocated over two slots.
  • Downlink control channels used in the 3GPP LTE system include, for example, a physical control format indicator channel (PCFICH), a physical downlink ink control channel (PDCCH), physical HARQ indicator channel (Physical Hybrid Automatic Repeat Request Indicator Channel; PHICH).
  • PCFICH physical control format indicator channel
  • PDCCH physical downlink ink control channel
  • HARQ indicator channel Physical Hybrid Automatic Repeat Request Indicator Channel
  • the PCFICH is transmitted on the first 0FDM symbol of a subframe and includes information on the number of 0FDM symbols used for transmission of control channels in a subframe.
  • PHICH is the answer of uplink transmission HARQ ACK / NACK signal as includes.
  • Control information transmitted through the PDCCH is called Downlink Control Information (DCI).
  • DCI includes uplink or downlink scheduling information or an uplink transmit power control command for a certain terminal group.
  • the PDCCH includes a resource allocation and transmission format of a DL shared channel (DL-SCH), resource allocation information of an uplink shared channel (UL—SCH), paging information of a paging channel (PCH), system information on a DL-SCH, and a PDSCH.
  • DL-SCH DL shared channel
  • UL—SCH uplink shared channel
  • PCH paging information of a paging channel
  • system information on a DL-SCH and a PDSCH.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in the control region.
  • the UE may monitor the plurality of PDCCHs.
  • the PDCCH is transmitted in a combination of one or more consecutive Control Channel Elements (CCEs).
  • CCE is a logical allocation unit used to provide a PDCCH at a coding rate based on the state of a wireless channel.
  • the CCE processes multiple resource element groups.
  • the format of the PDCCH and the number of bits available are determined according to the correlation between the number of CCEs and the coding rate provided by the CCE.
  • CRC Cyc 1 ic Redundancy Check
  • the CRC is masked with an identifier called Radio Network Temporary Ident if ier (RNTI), depending on the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Ident if ier
  • the PDCCH is for a specific UE
  • the cel 1 -RNTI (C-RNTI) identifier of the UE may be masked on the CRC.
  • a paging indicator identifier P-RNTI
  • P-RNTI paging indicator identifier
  • the system information identifier and system information RNTKSI-RNTI may be masked to the CRC. Random Access -RNTKRA-RNTI) may be masked in the CRC to indicate a random access answer that is a good answer for the transmission of the random access preamble of the UE.
  • the uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • the control region is allocated a Physical Uplink Control Channel (PUCCH) including uplink control information.
  • a physical uplink ink shared channel (PUSCH) including user data is allocated to the data area.
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • PUSCH physical uplink ink shared channel
  • PUCCH for one UE is allocated to an RB pair in a subframe. Resource blocks belonging to a resource block pair occupy different subcarriers for two slots. This is called a resource block pair allocated to the PUCCH is frequency-hopped at the slot boundary.
  • MIM0 (Mult iple Input Mult iple Output) is a system that improves the transmission and reception efficiency of data by using multiple transmission antennas and multiple reception antennas. MIM0 technology relies on a single antenna path to receive an entire message. Instead, a plurality of pieces of data received through a plurality of antennas may be combined to receive the entire data.
  • the MIM0 technology includes a spatial diversity scheme and a spatial mult iplexing technique.
  • the spatial diversity scheme can increase the transmission reliability (rel iabi l i ty) or widen the cell radius through diversity gain, and is suitable for data transmission for a mobile terminal moving at high speed.
  • Spatial multiplexing can increase data transmission without increasing the bandwidth of the system by simultaneously transmitting different data.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a wireless communication system having multiple antennas.
  • the theoretical channel is proportional to the number of antennas unlike the case where only a plurality of antennas are used in a transmitter or a receiver.
  • the transmission capacity is increased. Therefore, the transmission rate can be improved and the frequency efficiency can be significantly improved.
  • the transmission rate may theoretically increase as the rate of increase rate Ri multiplied by the maximum transmission rate Ro when using a single antenna.
  • the transmission signal if there are NT transmission antennas, the maximum information that can be transmitted is NT.
  • the transmission information may be expressed as follows.
  • Each transmission information ⁇ W ⁇ may have different transmission powers.
  • the transmission information whose transmission power is adjusted may be expressed as follows.
  • S may be expressed as follows using a diagonal matrix ⁇ of transmit power.
  • W is also called a precoding matrix.
  • the transmission signal X may be considered in different ways depending on two cases (for example, spatial diversity and spatial multiplexing).
  • spatial multiplexing different signals are multiplexed and the multiplexed signal is transmitted to the receiving side so that elements of the information vector (s) have different values.
  • spatial diversity the same signal is repeatedly transmitted through a plurality of channel paths so that the elements of the information vector (s) have the same value.
  • a combination of spatial multiplexing and spatial diversity techniques can also be considered. That is, the same signal may be transmitted according to a spatial diversity scheme through three transmission antennas, for example, and the remaining signals may be spatially multiplexed and transmitted to a receiver.
  • the received signals 3 ⁇ 4, 3 ⁇ 4, '' , and each of the antennas may be expressed as vectors as follows.
  • channels may be classified according to transmit / receive antenna indexes.
  • the channel from the transmitting antenna j to the receiving antenna i is denoted by 3 ⁇ 4. Note that in 3 ⁇ 4, the order of the index is that the receive antenna index first, followed by the index of the transmit antenna.
  • FIG. 5 (b) shows a channel from NT transmit antennas to receive antenna i. The channel may be bundled and displayed in the form of a vector and a matrix.
  • a channel arriving from a total of NT transmit antennas to a receive antenna i may be represented as follows.
  • the real channel is added with Additive White Gaussian Noise (AWGN) after passing through the channel matrix H.
  • AWGN Additive White Gaussian Noise
  • the white noise ⁇ , ⁇ , ⁇ added to each of the NR receive antennas may be expressed as follows.
  • the received signal may be expressed as follows through the above-described mathematical modeling.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H indicating the channel state is determined by the number of transmit and receive antennas.
  • the number of rows in the channel matrix H is equal to the number of receiving antennas NR, and the number of columns is equal to the number of transmitting antennas NT. That is, the channel matrix H is NRXNT matrix.
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number of rows or columns independent of each other. Thus, the tank of the matrix cannot be larger than the number of rows or columns.
  • the hank ra (H) of the channel matrix H is limited as follows.
  • 'Rank' represents the number of paths that can independently transmit signals
  • 'Number of Layer Gayers' represents the number of signal streams transmitted through each path.
  • a tank has the same meaning as the number of layers.
  • a signal When a packet is transmitted in a wireless communication system, a signal may be distorted during transmission because the transmitted packet is transmitted through a wireless channel. In order to properly receive the distorted signal at the receiver, the distortion must be corrected in the received signal using the channel information. In order to find out the channel information, a signal known to both a transmitting side and a receiving side is transmitted, and a method of finding channel information with a distortion degree when the signal is received through a channel is mainly used. The signal is referred to as a pilot signal or a reference signal.
  • RSs can be classified into two types according to their purpose.
  • One is an RS used for channel information acquisition, and the other is an RS used for data demodulation. Since the former is an RS for allowing the terminal to acquire downlink channel information, the former should be transmitted over a wide band, and a terminal that does not receive downlink data in a specific subframe should be able to receive and measure the corresponding RS.
  • This RS is also used for measuring, for example, handover.
  • the latter is an RS that is transmitted together with the corresponding resource when the base station transmits a downlink, and the terminal can estimate the channel by receiving the corresponding RS, thus demodulating the data. This RS should be transmitted in the area where data is transmitted.
  • 3GPP LTE Long Term Evolution
  • CRS Common reference signal
  • DRS dedicated reference signal
  • the CRS is used for obtaining information on channel state, measuring for handover, and the like, and may be referred to as a cell-specific RS.
  • the DRS is used for data demodulation and may be referred to as UE-specific RS.
  • DRS is used only for data demodulation, and CRS can be used for both purposes of channel information acquisition and data demodulation.
  • the CRS is a cell-specific RS and is transmitted every subframe for a wideband.
  • the CRS may be transmitted for up to four antenna ports according to the number of transmit antennas of the base station. For example, if the number of transmitting antennas of the base station is two, CRSs for antenna ports 0 and 1 are transmitted, and if four, CRSs for antenna ports 0 to 3 are transmitted.
  • FIG. 6 shows the pattern of CRS and DRS on one resource block (14 OFDM symbols in time x 12 subcarriers on frequency) in a system in which a base station supports four transmit antennas. It is a figure which shows.
  • resource elements RE denoted by 'R0', 'R1', 'R2' and 'R3' indicate positions of CRSs with respect to antenna ports indexes 0, 1, 2, and 3, respectively.
  • the resource element denoted as 'D' in FIG. 6 indicates the position of the DRS defined in the LTE system.
  • RS for up to eight transmit antennas should also be supported. Since the downlink RS in the LTE system is defined for up to four antenna ports only, if the base station has four or more up to eight downlink transmission antennas in the LTE-A system, the RS for these antenna ports is additionally reduced. Should be defined as As RS for up to eight transmit antenna ports, both RS for channel measurement and RS for data demodulation shall be considered.
  • Backward compatibility means that the existing LTE terminal supports to operate correctly in the LTE-A system. From the RS transmission point of view, the time that a CRS defined in the LTE standard is transmitted every subframe over the entire band. When adding RSs for up to eight transmit antenna ports in the frequency domain, the RS overhead becomes too large. Therefore, in designing RS for up to 8 antenna ports, consideration should be given to reducing RS overhead.
  • RS newly introduced in the 11th LTE-A system can be classified into two types. One of them is RS, which is RS for channel measurement for selection of transmission tank modulation and coding scheme (MCS), precoding matrix index (PMI), etc. Channel State Informat ion RS (CSI-RS), and the other is a demodulation-reference signal (DM RS) which is an RS for demodulating data transmitted through up to eight transmit antennas.
  • MCS transmission tank modulation and coding scheme
  • PMI precoding matrix index
  • CSI-RS Channel State Informat ion RS
  • DM RS demodulation-reference signal
  • CSI-RS for channel measurement purposes is based on channel measurement, unlike C.RS in LTE system, which is used for data demodulation at the same time as channel measurement and handover measurement. It is designed to be a feature.
  • the CSI-RS may also be used for the purpose of measuring handover. Since the CSI-RS is transmitted only for obtaining channel state information, unlike the CRS in the existing LTE system, the CSI-RS does not need to be transmitted every subframe. Thus, to reduce the overhead of the CSI-RS, the CSI-RS may be designed to be transmitted intermittently (eg, periodically) on the time axis.
  • a dedicated DM RS is transmitted to a terminal scheduled for data transmission.
  • the DM RS dedicated to a specific terminal may be designed to be transmitted only in a resource region scheduled for the terminal, that is, in a time-frequency region in which data for the terminal is transmitted.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a DM RS pattern defined in an LTE-A system.
  • DM RS may be transmitted for four antenna ports (antenna port indexes 7, 8, 9, and 10) which are additionally defined in the LTE-A system.
  • DM RSs for different antenna ports can be distinguished by being located in different frequency resources (subcarriers) and / or different time resources (0 FDM symbols) (ie, can be multiplexed in FDM and / or TDM schemes). .
  • DM RSs for different antenna ports located on the same time-frequency resource may be distinguished from each other by orthogonal codes (ie, may be multiplexed by CDM).
  • CDM multiplexed by CDM
  • Resource elements (REs) may have DM RSs for antenna ports 7 and 8, which may be multiplexed by orthogonal codes.
  • DM RSs for antenna ports 9 and 10 may be located in resource elements indicated as DM RS group 2 in the example of FIG. 7, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating examples of a CSI-RS pattern defined in an LTE-A system.
  • FIG. 8 shows the location of a resource element on which a CSI-RS is transmitted on one resource block in which downlink data is transmitted (12 subcarriers on 14 OFDM symbols X frequencies in time in the case of a general CP).
  • one of the CSI-RS patterns of FIGS. 8 (a) to 8 (e) may be used.
  • the CSI-RS may be transmitted for eight antenna ports (antenna port indexes 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, and 22) which are additionally defined in the LTE-A system.
  • CSI-RSs for different antenna ports can be distinguished by being located in different frequency resources (subcarriers) and / or different time resources (OFDM symbols) (ie, can be multiplied by FDM and / or TDM schemes). ).
  • CSI-RSs for different antenna ports located on the same time-frequency resource may be distinguished by orthogonal codes (i.e., multiplexed by CDM).
  • CDM multiplexed by CDM.
  • CSI-RSs for antenna ports 15 and 16 may be located in resource elements (REs) indicated as CSI-RS CDM group 1, and they may be multiplexed by an orthogonal code.
  • REs resource elements
  • CSI-RSs for antenna ports 17 and 18 may be located in resource elements indicated as CSI-RS CDM group 2, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • CSI-RSs for antenna ports 19 and 20 may be located in resource elements indicated as CSI-RS CDM group 3, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • CSI-RSs for antenna ports 21 and 22 may be located, which may be multiplexed by an orthogonal code.
  • FIGS. 6 to 8 are merely exemplary and are not limited to a specific RS pattern in applying various embodiments of the present disclosure. That is, even when RS patterns different from those of FIGS. 6 to 8 are defined and used, various embodiments of the present invention may be equally applied.
  • CSI-RS configuration (conf igurat ion)
  • one CSI—RS resource for signal measurement and one Interference measurement resource (IMR) for interference measurement (association ion) CSI processes can be defined.
  • IMR Interference measurement resource
  • CSI information derived from different CSI processes is fed back to a network (eg, a base station) with an independent periodic subframe of fset.
  • each CSI process has an independent CSI feedback setting.
  • the CSI-RS resource, the IMR resource assoc i at ion information, and the CSI feedback setting may be informed by the base station to the terminal through higher layer signaling such as RRC for each CSI process.
  • RRC higher layer signaling
  • the UE receives (sets) three CSI processes as shown in Table 1 below.
  • CSI-RS 0 and CSI-RS 1 indicate CSI-RSs received from Cell 2, which is a neighboring cell participating in coordination with CSI-RS, which is received from Cell 1, which is a serving cell of a UE. If it is assumed that the IMR set for each CSI process of Table 1 is set as shown in Table 2 '
  • IMR 0 cell 1 performs muting and cell 2 performs data transmission, and the UE is configured to measure interference from other cells except cell 1 from IMR 0.
  • cell 2 performs muting and cell 1 performs data transmission, and the terminal is also configured to measure interference from cells other than cell 2 from IMR ⁇ .
  • both the cell 1 and the cell 2 are mutated in IMR 2, and the UE is configured to measure interference from other cells except for cell 1 and cell 2 from IMR 2.
  • Tables 1 and 2 CSI information of CSI process 0 represents optimal RI, PMI, and CQI information when receiving data from cell 1.
  • CSI information of CSI process 1 represents optimal RI, PMI, and CQI information when data is received from cell 2.
  • CSI information of CSI process 2 represents optimal RI, PMI, and CQI information when data is received from cell 1 and no interference is received from cell 2.
  • a plurality of CSI processes configured (configured) for one UE share a mutually dependent value.
  • the channels in CSI Process 1 and Cell 2 that treat Sal 1's channel as the signal part are considered as signal parts.
  • JT scheduling is easy when the rank and the selected subband index of the CSI process 1 and the CSI process 2 are the same.
  • the period or pattern in which the CSI-RS is transmitted may be configured by the base station.
  • the UE In order to measure the CSI-RS, the UE must know the CSI-RS configuration (conf igurat ion) for each CSI-RS antenna port of the cell to which it belongs.
  • the CSI-RS configuration In the CSI-RS configuration, the downlink subframe index in which the CSI-RS is transmitted and the time-frequency position of the CSI-RS resource element (RE) in the transmission subframe (for example, FIGS. 8A to 8 ( CSI-RS pattern as shown in e)), and CSI-RS sequence (a sequence used for CSI-RS purposes, and pseudo-random according to a predetermined rule based on slot number cell ID, CP length, etc.). May be generated). That is, a plurality of CSI-RS configurations may be used in any base station, and the base station may inform the CSI-RS configuration to be used for the terminal (s) in the sal among the plurality of CSI-RS configuration
  • the CSI-RSs for each antenna port may be multiplexed in FDM, TDM and / or CDM scheme using orthogonal frequency resources, orthogonal time resources, and / or orthogonal code resources. Can be.
  • CSI-RS configuration When the BS informs UEs in a cell of information about CSI-RS (CSI-RS configuration), first, CSI-RS for each antenna port is mapped to time-frequency information. You have to tell. Specifically, information about time includes subframe numbers through which CSI-RSs are transmitted, periods during which CSI-RSs are transmitted, subframe offsets through which CSI-RSs are transmitted, The OFDM symbol number through which the CSI-RS resource element (RE) of a specific antenna is transmitted may be included. The information on the frequency may include a frequency spacing through which the CSI-RS resource element (RE) of a specific antenna is transmitted, an offset or shift value of the RE on the frequency axis, and the like.
  • the CSI-RS may be periodically transmitted with an integer multiple of one subframe (for example, 5 subframe periods, 10 subframe periods, 20 subframe periods, 40 subframe periods, or 80 subframe periods). have.
  • a transmission period of a CSI-RS of a base station is 10 ms (that is, 10 subframes) and a CSI_RS transmission offset (Of fset) is 3.
  • the offset value may have a different value for each base station so that CSI-RSs of several cells may be evenly distributed in time.
  • the offset value may have one of 0 to 9.
  • the offset value when the CSI-RS is transmitted in a period of 5 ms, the offset value may have one of 0 to 4, and when the CSI-RS is transmitted in a period of 20 ms, the offset value is one of 0 to 19.
  • the offset value may have one of 0 to 39 when the CSI-RS is transmitted in a period of 40 ms, and the offset value may be 0 to 79 when the CSI-RS is transmitted in a period of 80 ms. It can have one value.
  • This offset value indicates the value of the subframe where the base station transmitting the CSI-RS at a predetermined period starts CSI-RS transmission.
  • the terminal may receive the CSI-RS of the base station at the subframe location using the value.
  • the UE measures the channel through the received CSI-RS and as a result can report information such as CQI, PMI, and / or RI (Rank Indicator) to the base station. Except where CQI ⁇ PMI and RI are distinguished from each other in this document, these may be collectively referred to as CQI (or CSI).
  • CQI or CSI
  • the CSI-RS transmission period and offset may be separately designated for each CSI-RS configuration (conf igurat ion).
  • FIG. 10 is a diagram for explaining an example of a method in which a CSI-RS is transmitted aperiodically.
  • one radio frame includes 10 subframes (subframe numbers 0 to 9).
  • the subframe in which the CSI-RS is transmitted may appear in a specific pattern.
  • the CSI-RS transmission pattern may be configured in units of 10 subframes, and 1 bit indicates whether to transmit CSI-RS in each subframe.
  • Can be specified as 10 illustrates a CSI—RS pattern transmitted at subframe indexes 3 and 4 within 10 subframes (subframe indexes 0 to 9). Such an indicator may be provided to the terminal through higher layer signaling.
  • the configuration for CSI-RS transmission may be configured in various ways as described above.
  • the base station may perform CSI-RS. It is necessary to inform the terminal of the setting. Embodiments of the present invention for informing the UE of the CSI-RS configuration will be described below.
  • FIG. 11 shows an example of an RF receiver used in a wireless access system.
  • an antenna 1101 receives an electromagnetic wave signal in the air and transmits it as an electrical change on a wire.
  • the band select filter (Band select f lter 1102) performs band pass filtering to amplify only a desired frequency band. If multiple channels are used, the band select filter should pass all channels (in-band). If the same antenna is used, the duplexer may serve as a band select f iter.
  • the LNA Low Noise se Ampl i ier, 1103 allows the signal to be amplified while maximizing the amplification of the received signal when amplifying a reception signal due to airborne noise.
  • the IR lmage Reject Filter (1104) performs bandpass filtering once again to prevent the critical image frequency from being transmitted to the mixer in the LNA amplified signal.
  • spurious frequencies are additionally removed and the RF and IF stages are separated to improve the stability of the receiver.
  • the RF down mixer 1105 down-converts the frequency of the low noise amplified RF signal to the IF band.
  • the RF Local Oscillator (RF L0, 1106) supplies the L0 frequency for frequency synthesis to the RF down mixer.
  • channel selection can be made by changing the L0 frequency.
  • phase locked loop allows the output frequency of RF L0 to be fixed at a constant frequency without shaking. That is, RF L0 through Control input It precisely adjusts the voltage of the used VCO to move and fix the RF L0 output frequency to the desired frequency.
  • the signals converted to the IF frequency include several channels, and a channel select filter (1108) selects only a desired channel by bandpass filtering among them. Since the spacing between the channels is mostly narrow, a filter having good skirt characteristics is required.
  • the IF amplifier 1109 arbitrarily adjusts the gain of the IF AMP, such as VGA or AGC.
  • the IF Down mixer (lllO) completes the channel selection and amplification at the IF stage, removes the carrier frequency, and changes the baseband to a frequency band in which the original signal is contained. That is, downconversion mixing is performed.
  • the IF Local Oscillator (IF L0) supplies the L0 frequency to the IF Mixer for converting IF to baseband.
  • An additional IF PLL can be used to lock the L0 frequency.
  • FIG. 12 illustrates an example of an RF transmitter used in a wireless access system.
  • the driving amplifier (Drive Ampl i ier, DA, 1201) will be described.
  • the Tx stage has a constant input signal unlike the x stage.
  • PA Power Amp
  • PA Power Amp
  • the Power AMP must have some level of power in order to be amplified with sufficient power.
  • Drive AMP solves the lack of gain of power amp and at the same time, it makes sufficient input power to PA.
  • the BSF Bit Select Filter, 1202 Since drive amps are nonlinear amplifiers, unwanted frequency outputs can occur. To avoid amplifying such frequency components in the PA, the BSF passes only the channel bands in use.
  • the power amplifier (Power Ampl if ier, PA, 1203) is the most important configuration in the RF, Tx section.
  • the PA performs power amplification so that a signal with sufficient power can be sent out at the final stage.
  • the isolator will be described.
  • the transmitting end is not the receiving end, since there is a possibility of the signal flowing back through the antenna, it is necessary to fix the echo of the signal so that the signal can be transmitted only in a specific direction.
  • the signal flows in the output direction and the signal in the reverse direction is terminated so that the signal is not transmitted backward. In other words, it is possible to prevent the PA from being damaged by preventing the signal from flowing back and disturbing the impedance of the PA output terminal.
  • BSF Band Select Filter 1205
  • nonlinear spur ious frequency components may appear at the rear of the nonlinear amplifier, so that the bandpass filtering is finally performed to cut them out and release only the desired frequency band to the outside.
  • Duplexer can play this role if the system shares antenna with receiver.
  • the antenna 1206 serves to radiate changes in electrical signals on the wires to electromagnetic waves in the air.
  • a multiplex is a scheme in which multiple signals are shared and distributed, and a multiplexer (multiplexer) is a configuration in which multiple signals are transmitted through a single line and collected or distributed again.
  • Duplex is to share two signals in one path.
  • two signals usually refer to two types of transmission signals and received signals.
  • TDD and FDD may be mentioned in a manner in which transmission and reception signals are shared together using one transmission line or an antenna.
  • a duplexer is needed to arrange the transmitter, the receiver, and the three stages of the antenna to flow only as desired without mixing with each other. That is, the duplexer branches the transmitting end and the receiving end while using the same antenna. By using the duplexer, the antenna can be shared efficiently by extinguishing the transmitting and receiving end with one antenna.
  • the duplexer may be configured by attaching a BPF (band pass filter) for passing only a transmit end frequency and a BPF for passing only a receive end frequency, and properly matching the middle with an antenna.
  • BPF band pass filter
  • S21 and S13 represent power transfer from antenna port 1 to port 2 and port 3. Each by filter characteristics It can have a high pass through at the SPF pass frequency of.
  • S23 means power transfer between the transmitting end and the receiving end. It is suppressed to the lowest in both the transmit and receive frequency bands.
  • a Diplexer is a branching of a transmitting end and a receiving end using the same antenna.
  • the diplexer can be configured using LPF and HPF. For example, when a signal is transmitted and received using a wired path, it may be used when only two transmission signals and a reception signal exist in the shielded line without other frequencies. In addition, it can be used to simultaneously process Cel lular CDMA of 800 MHz and PCS CDMA of 1.8 GHz in Mul t i-band terminal.
  • a phase shifter is a method of changing the phase of a signal in an electrical or mechanical manner. It can be used in RF analog signal processing stages such as pan-control and phase modulation of a phased array antenna.
  • the first method of changing the phase is to mechanically change the length of the track. For example, in a structure where two metal coaxial lines overlap, one can coaxially insert and remove one coaxial pipe. This method can be phase shifted continuously and has the advantage of low loss. On the other hand, mechanically, it takes a long time to change phase and has a large size.
  • the second method of changing the phase is a line conversion method.
  • This is one of the phase shifting methods of electrically changing the length.
  • a plurality of transmission lines having different lengths can be arranged, and the path can be changed by a switch.
  • This method can be miniaturized and has a very short phase shift time.
  • the 4bi t phase shifter of the line conversion method can change the phase in units of 22 and 5 from 0 to 337.5.
  • the third method of changing the phase is reflection. Reflective use is likewise one of the phase shifting methods of electrically changing length. Similar to the principle that when light strikes somewhere, it is reflected and the phase shifts, and the electrical signal changes phase by reflecting at the point where impedance changes. Specifically, the insertion phase can be adjusted according to the value of the device connected in the middle of the transmission line. This method has the disadvantage that the insertion loss is deteriorated and the impedance characteristic is also deteriorated.
  • the fourth method of changing the phase is a Loaded Line Type or a Hybrid Coupled Type. These are also one of the phase shifting methods of electrically changing the length. It is often used as a digital stomach acid transition.
  • Loaded Line Type is used for phase shifter with phase shift amount of 45 s or less
  • Hybrid Coupled Type is used for phase shifter with phase shift amount of 45 s or more.
  • the reactance change when the PIN diode is on / of f can be used to vary the phase.
  • a fifth method of changing the phase is the Vector Modulator Phase Shifter. This method adjusts the magnitudes of two orthogonal components according to a desired phase so that the synthesizer meets them to obtain a signal having a necessary phase.
  • 15 and 16 illustrate examples of a transmitter and a receiver that can perform digital beamforming.
  • the digital beamforming technique a signal processing technique is applied at the baseband stage to change the phase and magnitude for the formation of each antenna port.
  • the digital bump forming technique has an advantage of enabling independent beamforming and sophisticated beamforming for each frequency band. Therefore, the digital beamforming technique requires an independent baseband signal processing block for each antenna port.
  • 17 and 18 show examples of a transmitter and a receiver that can perform analog beamforming.
  • the analog bump forming technique is characterized by forming a beam by changing a phase and a magnitude value of each antenna element of a signal transmitted from a baseband in an RF stage. Since beamforming is performed at the RF stage, baseband hardware complexity is reduced by using a relatively small number of baseband signal processing blocks. On the other hand, the analog bumpforming technique has variable beamforming on the time axis and the same beamforming is applied to the entire band on the frequency axis, resulting in low beamforming freedom and low accuracy of the generated beam.
  • Massive IM0 based wireless communication has advantages such as improved signal quality performance, improved energy efficiency, and multi-user interference by applying multiple antennas. As the number of antennas increases, many advantages can be obtained. On the other hand, as the number of antennas increases, the number of baseband signal processing blocks increases, which increases signal processing and hardware complexity.
  • a hybrid beamforming method combining a digital beamforming method and an analog bumpforming method has been proposed to reduce hardware complexity and maintain the gain of massive MIMO.
  • the digital beamforming method magnetic induction capable of different beamforming for each frequency band is high.
  • the analog beamforming method for forming the same beam in the frequency band used is combined with the digital beamforming method, the degree of freedom for beamforming is lowered than when only the digital bumpforming method is used. This lowers the degree of freedom of multi-user transmission and at the same time results in lower multi-user gain that can be obtained through Massive MIMO.
  • the first embodiment of the present invention relates to a hybrid beamforming method for multi-user transmission.
  • Hybrid beamforming is characterized in that simultaneously performing analog beamforming and digital beamforming.
  • it is important to maintain the beam's resolved ion and the freedom of massive multi-user transmission.
  • a hybrid beamforming method for satisfying two requirements is described.
  • Analog bumpforming uses RF with a phase shifter.
  • Analog beamforming concentrates energy in a specific direction by overlapping beams radiated by a plurality of antenna elements so as to be a sharp beam (donut type or pencil type).
  • the beamforming direction may be adjusted by changing the value of the phase shi ft.
  • Analog beamforming applies a phase change to one analog signal to transmit or receive through multiple antennas.
  • Analog bumpforming allows for variable phase changes over time.
  • N independent phase shifters are used for analog beamforming, it is possible to form N independent beams that can be spatially distinguished at the same time.
  • N beams formed independently can be assigned to one user to form N paths, and N users can be assigned to N multi-users for multi-user transmission.
  • N independent basebands are required to transmit N different data through N beams.
  • Digital beamforming is associated with MIM0 transmission using passive antennas.
  • the broad beams emitted by the multiple passive antennas are folded by digital processing to accumulate energy in a specific direction so as to be a sharp beam.
  • Sharp beams generated by beamforming are generated in the azimuth range in which the broad beam formed by the passive antenna is transmitted.
  • Digitized beamforming in a MIMO system using a passive antenna combines beams formed by the passive antenna using digital domain processing to give direction. This orientation can be done independently by narrowband.
  • Digital Beamforming adjusts the coefficient in the Digital domain so that the Resolut ion can form a good beam.
  • MU-MIM0 transmission using a passive antenna generates a plurality of sharp beams by digitizing the broad beams formed by a plurality of passive antennas. Subsequently, when transmitting to specific users, simultaneous transmission is performed by selectively using orthogonal beams as much as possible to reduce indirect among users. In other words, when multi-user transmission, the analog domain beam is not spatially distinguished, but spatially is distinguished using the beam generated by the digital beamformer.
  • the degrees of freedom for calculating the beamforming additive value are not only in the digit domain but also in the analog domain.
  • An antenna element for performing analog beamforming in a MIM0 system that performs digital beamforming through baseband operat ions.
  • Introducing RF with a variable phase shi fter and power amplifier Hybrid beamforming that can simultaneously perform digital beamforming and analog beamforming can be implemented.
  • the existing techniques related to hybrid beamforming focus mainly on determining the optimal value of hybrid beamforming from a single user perspective.
  • methods for calculating the optimal weight by considering the weights of the digital domain and the analog domain are proposed. These studies focus on calculating the optimal weight from a single user's perspective.
  • the optimal beamforming weight is calculated assuming that the mult iple beam generation in the analog domain is used to collect energy of multipath transmission.
  • beamforming performed in the time domain may be beamforming representing a single user
  • a method of calculating a beamforming weight considering a single user may be difficult to apply when multiple users transmit different channel conditions for each user.
  • 19 illustrates an example of the structure of an individual antenna using one transceiver and one PA.
  • K 0 antenna elements and N TRXs are used. Each TRX is mapped with one antenna element, and each TRX has one PA.
  • Ful l digital beamforming may be performed using N antenna elements.
  • Figure 20 shows an example of the structure of an Individuar antenna using one transceiver and a plurality of PS / PA.
  • K > N antenna elements, N TRXs, and independent antennas for each TRX are used.
  • Each TRX is mapped with M antenna elements, and each TRX has M PS / PAs.
  • Analog beamforming is performed using M antenna elements and digital beamforming is performed using N TRXs.
  • 21 shows an example of a structure of a shared antenna using one transceiver and a plurality of PS / PAs.
  • K > N antenna elements and ⁇ TRXs are used, and antennas are shared between TRXs.
  • Each TRX is mapped with M antenna elements, and each TRX has M PS / PAs.
  • Analog beamforming is performed using M antenna elements and digital beamforming is performed using N TRXs.
  • a plurality of analog beamforming may be performed through one antenna.
  • FIG. 22 shows an example of a structure using one transceiver and a plurality of PS / PAs and using an individual antenna.
  • each TRX is mapped with M antenna elements, and each TRX has M PS / PAs.
  • the transmitter has a Mul t ipl e PS / PA, while the receiver has a single RF receiver.
  • Analog beamforming is performed using M antenna elements in the TX stage, and digital beamforming is performed using N TRX.
  • digital beamforming is performed using N TRXs.
  • Figure 23 shows an example of a shared antenna structure using one transceiver and a plurality of PS / PA.
  • K (> N) antenna elements and N TRXs are used, and the antennas are shared between the TRXs.
  • Each TRX is mapped with M antenna elements, and each TRX has M PS / PAs.
  • the transmitter has a multiple PS / PA, while the receiver has a single RF receiver.
  • Analog Analog beamforming is performed using ⁇ antenna elements at the Tx stage, and digital beamforming is performed using N TRXs. Do it.
  • a plurality of analog beamforming may be performed through one antenna. In the RX stage, fixed beamforming is performed, and digital beamforming is performed using N TRXs.
  • Embodiment 1-1 according to the present invention relates to a method for distinguishing multiple users using hybrid beamforming.
  • FIG. 24 illustrates a first embodiment for distinguishing multiple users in hybrid bump forming according to the present invention.
  • antenna elements are bundled to form a subgroup.
  • antenna elements may be configured as subgroups in the same manner as in FIGS. 20 and 22.
  • Analog beams formed in subgroups have a wide range.
  • Analog bumpers form beams in various directions to distinguish different spaces.
  • the signal processor of the digital domain allows a plurality of beams generated by subgroups to be synthesized.
  • an augmentation value for synthesizing multiple beams can be generated. This can be used to distinguish multiple users.
  • each independent beam may be generated in antenna subgroups # 1 to # 4, four independent wireless channel all may be formed.
  • Four radio channels are mapped to four antenna ports.
  • Multiple stream transmission is performed using a transmission precoder supporting four antenna ports.
  • 25 illustrates a second embodiment of distinguishing multiple users in hybrid bump forming according to the present invention.
  • signals generated from a plurality of phase shifter (PS) I power amp (PA) are synthesized and transmitted through one antenna element.
  • Analog beamforming is performed for each PS / PA, and beams are formed in various directions to distinguish spaces. That is, when multiple PS / PAs are used, beams can be formed in various directions at the same time.
  • a plurality of PS / PAs may be configured in each antenna subgroup.
  • a plurality of beams may be formed for each antenna subgroup.
  • the signal processor of the digital domain can generate a signal for each PS / PA so that waveforms generated from the DAC can be transmitted as different analog signals (independent signals).
  • Precoding of the digital beam nner plays a role of synthesizing the analog beams generated from the antenna subgroup and the plurality of PS / PAs.
  • Embodiment 1-2 of the present invention relates to an analog bump forming method for hybrid beamforming effectively in multi-user transmission.
  • 20 and 22 have a degree of freedom of beam generation in each subgroup so that beams of different directions are simultaneously transmitted in each subgroup.
  • 21 and 23 may have a degree of freedom of beam generation in each PS / PA so that beams of different directions may be simultaneously transmitted in each PS / PA.
  • the structure of FIG. 25 may allow beam generation in each subgroup and each PS / PA to be simultaneously transmitted in different directions in each subgroup and each PS / PA.
  • the geographical division means the same space as the analog beam is directed.
  • the analog beam is characterized by collecting energy in a specific direction to improve the state of the channel. In other words, the area where energy is collected and the area where energy is not collected are greatly different between the good and bad channels.
  • SDMA and TDMA can be applied to transmit signals to users within the area covered by the transmi- sion ion point.
  • Embodiments 1-3 illustrate an analog beamforming method for effective hybr id beamforming in multi-user transmission.
  • a plurality of beams are formed at the same time. If the beams that concentrate energy in different directions are transmitted at the same time, different beams can be used to transmit signals with less interference to users in different regions. But many If many beams are used in different directions at the same time in a subgroup, the distance between beams is rather high and the possibility of interference between beams is increased. If so, rather than transmitting different beams for each subgroup, it may be effective to reduce the interference by selecting a beam having a large distance between beams and transmitting the beams.
  • At least two subgroups generate beams in the same direction as a first method for selectively transmitting beams having a long distance between beams while subgroups simultaneously transmit beams.
  • Each PS / PA in a subgroup forms an independent beam.
  • signals of subgroups forming beams in the same direction are divided by multiple beamforming using digital beamforming.
  • the transmission beam direction may be changed based on a subframe (basic unit of time area of scheduling).
  • a time unit for performing the same measurement can be specified in order to reflect the channel state change according to the change in the transmission beam direction.
  • a subframe set that performs the same measurement can be defined using a bit map and indicated by a higher l ayer signal.
  • subgroups that generate beams in the same direction can maintain a combination of subgroups that perform the same beamforming even when the beam changes over time.
  • Embodiments 1 to 3 of the present invention are directed to a digital bump forming method for effectively performing hybrid beamforming in multi-user transmission.
  • the characteristics of the antenna port are described first in terms of transmission and channel measurement.
  • the channel of the antenna port for example, A antenna port 5 in LTE), AP 7-14, etc. used in signal transmission is changed according to the transmission precoding weight applied to the frequency and time.
  • the antenna port for example, AP 15-22 defined in LTE used for measurement has only time-varying channel characteristics by Doppler.
  • the digital beamforming of the hybrid beamforming can be approached in a similar manner as in the existing MIM0 system. That is, considering the synthesized channel generated by the analog beamer described above as an antenna port, the hybr id BF can be considered as a MIM0 transmission method (Digital BF) having a plurality of antenna ports generated by analog bump forming.
  • the difference from the antenna port of the existing MIM0 system is that the channel state can be changed by analog beamforming. For example, the channel may be changed by the number of antenna subgroups, a method of configuring a subgroup, a beamforming method applied to the subgroup, or the like.
  • the shape and value of the precoding weight applied for the digital broadforming in the hybrid beamforming are analog beamforming. It is determined by the number of transmission beams generated by and the precoding weight applied. For example, if the number of transmission beams is four, a transmission precoder having four antenna ports is used. In this case, the transmission precoding weight is selected in consideration of the transmission precoding weight used for analog beamforming. If the precoding weight of analog beamforming is maintained and changed for a certain time, the precodng weight of digital beamforming should be changed at least when the precoding of analog beamforming is changed.
  • digital beamforming may serve to compensate for a phase difference between N channels generated by A-Beam.
  • digital beamforming may be performed in narrowband units.
  • a transmission precoder is configured to transmit M independent signals.
  • Embodiments 1-4 according to the present invention relate to a scheduling method for supporting multi-user transmission in hybr id beamforming.
  • a scheduling method for supporting multi-user transmission in hybr id beamforming [239]
  • the users are distinguished by digital beamforming using a short term. Users who use analog beams directed in a similar direction are classified into beams made by synthesizing multiple analog beams through digital processing.
  • the second embodiment according to the present invention relates to a method of applying antenna subgrouting for efficient hybrid beamforming.
  • a training sequence for analog beamforming is transmitted.
  • the RF stage applies phase and magnitude values for each antenna element, and a training sequence for selecting an appropriate phase / size value is transmitted.
  • analog beamforming is performed for each antenna subgroup.
  • analog beamforming may be performed in units of subgroups.
  • analog beamforming may be performed independently for each subgroup. For example, when one antenna subgroup includes four antenna elements, beamforming may be performed by applying independent phase and magnitude values to the four antenna elements. There are degrees of freedom for beamforming in different directions for each of the 16 subgroups.
  • a method of designating and indicating a subgroup as a basic unit and a precoding weight of analog beamforming are found at the receiver. Describe the operation of the receiver to report.
  • the antenna subgroup is a set of antenna elements.
  • the antenna subgroup may be a basic unit for performing analog beamforming (bundling) with a bundle of antenna elements (AEs).
  • AEs antenna elements
  • PS phase shifters
  • PA Power Ampl if ier
  • signal synthesizers are built into the AS. It can also be designed to transmit / receive signals through one antenna to generate multiple analog beams in one AS.
  • the AS can be performed in various combinations. There are various arrangements such as Linear Array, Planar Array, Circular Array, etc. according to the method of arranging antennas. For convenience of explanation, a Uniform Planar Array (UPA) will be described. Various combinations can be considered by defining how many AEs are used for the vertical domain (V-D) and the horizontal domain (H-D) to form one subgroup. For example, in the case where eight are arranged in V-D and eight are arranged in H-D, a massive antenna having 64 AEs is assumed. In this case, four combinations (1,2,4,8) are obtained in each domain, and the subgroup has 16 combinations.
  • V-D vertical domain
  • H-D horizontal domain
  • a massive antenna having 64 AEs is assumed. In this case, four combinations (1,2,4,8) are obtained in each domain, and the subgroup has 16 combinations.
  • the AS configuration (the number of AEs of the V-D * the number of AEs of the H-D) is expressed as a multiple of 2 including the number of AEs of the V-D and H-D as follows.
  • (1x1), (1x2), (1x4), (1x8), (2x1), (2x2), (2x4), (2x8), (4x1), (4x2), (4x4) ), (4x8), (8x1), (8x2), (8x4), and (8x8) AS combinations can be derived.
  • the first method according to the embodiment 2-1 of the present invention is to apply the same subgrouping pattern to at least one antenna subgroup. Furthermore, the same subgrouping pattern may be applied to all antenna subgroups.
  • the same subgrouping patterns of the antenna subgroups can reduce the complexity for calculating the precoding weight of analog beamfonning.
  • the use of analog beamforming precoding weights having the same phase increments / magnitude increments of antenna subgroups has the advantage of reducing the complexity and reporting overhead required to perform beamfonning.
  • the antenna subgroups to which the same subgrouping pattern is applied and the at least one antenna subgroup are to apply an analog beamfonning precoding weight having the same phase increment / size increment.
  • all the antenna subgroups to which the same subnetting pattern is applied may apply analog beamfonning precoding weights having the same phase increment / size increment.
  • the AS may apply different subgrouping patterns over time. Changing the subgrouping pattern means that the channel state changes. Considering the time relationship of measuring and applying channels, it is desirable to keep the subgrouping pattern at least for the time that channel information is reported and used for data transmission. For example, when the CSI reporting period is 5ms, the subgrouping pattern is maintained for at least 10ms.
  • time durat ions to which a plurality of subgrouping patterns are applied can be set as a single set of time. In this case, the set is maintained for at least one cycle of reporting. For example, it is possible to apply M subgrouping patterns to change dynamically during N t ime, and keep the minimum time that Dynami c changes (for example, 10 sub frame time intervals) as one week.
  • the same subgrouping scheme is applied to a selected antenna subgroup pattern for a predetermined time.
  • Information about a subgroup may be provided through higher layer signaling. For example, it may be provided by RRC signal ing. This may be terminal specific information, cell specific It may be information. Subgrouping can be set with several candidate methods and specified using indicators. The subgrouping method specified by the indicator is equally applied to one or more antenna subgroups.
  • the antenna subgroup is set to a block for generating an independent channel for signal transmission.
  • the AS may be defined as a block for creating an independent channel through which several signal sequences among a plurality of signal sequences generated in the baseband can be transmitted.
  • N ASs that form K analog beams
  • M independent signal sequences are generated in the baseband
  • M independent signals are converted to analog through a digital-analog-converter (DAC).
  • DAC digital-analog-converter
  • the method of measuring the channel and finding the precoding weight varies according to the configuration of the antenna subgroup or the number of beams transmitted in the subgroup. If the UE measures the channel of the antenna elements and finds and reports analog beamforming precoding weight suitable for each subgroup, the UE finds and reports a weight value corresponding to the pattern of the subgroup.
  • the weight set used for each subgroup can be defined. For example, in the configuration of (4 * 2) and (2 * 2), different weights should be applied.
  • the weight set applied depends on the antenna subgroup conf igurat ion.
  • the terminal measures the channel to find and report the appropriate weight, it can be found in the weight value for the applied antenna subgrouping.
  • a weight set for antenna subgrouping may be indicated or may be defined by tie with an antenna subgrouting pattern.
  • a third embodiment of the present invention relates to channel state information for hybrid beamforming.
  • a channel state reporting method for supporting hybrid beamforming that performs digital beamforming after analog beamforming is performed will be described.
  • the coarse beam uses a beam having a broad width and directs the beam in a spatially rough direction.
  • the fine beam is characterized by being able to precisely point the user's point using a sharp beam.
  • a beam width of 2Tx is wider than a beam of 16Tx.
  • the 3dB beamwidth point is defined as the point where different beams are directed, the distance between the beams has a large distance between beams of 16Tx ante ⁇ a.
  • the variable beamforming is performed, the beamforming weight value changes according to the change in the channel condition. The amount of change in the beamforming weight for the coarse beam is less sensitive to the change in the channel condition than the fine beam.
  • the resolut ion of beamforming may be determined according to characteristics of a device such as a phase shifter and a power amplifier.
  • a device such as a phase shifter and a power amplifier.
  • red beamforming is possible depending on the situation of the terminal, there is a limit to performing precise beamforming due to the limitation of the device. Therefore, it is appropriate to use analog beamforming for the purpose of generating a coarse beam.
  • digital beamforming has a degree of freedom to control the change of phase and amplitude in the baseband in various ranges, which makes it suitable for use in generating fine beams.
  • channel state information for analog beamforming is reported as a long-term I wideband.
  • the channel state information for the digital beamforming has the same period as the analog beamforming state information or reports at a faster period.
  • channel state information for digital beamforming may be reported as wideband or subband.
  • the UE selects and reports a precoding weight for analog beamforming
  • information on the weight of the analog beamforming is reported using a small amount of bits intermittently, but based on the reported weight to determine the precoding to be used for future transmission. Therefore, robustness to reporting is important.
  • a method of robustly reporting information of analog beamforming A method using very low MCS. You can use this method to check for errors.
  • As a transmission resource it may be reported through an uplink control channel or may utilize part of an uplink data channel. When using an uplink control channel, it can be transmitted at a low coding rate to the QPSK modulat ion.
  • the precoding weight of analog beamforming is coded and transmitted separately from other channel state information, Feedbcak information such as Hybrid ARQ A / N, and SRS request information.
  • a specific indicator may be defined as precodng weight information for analog beamforming, which may be to indi cat ion a value reflecting spatial information of a horizontal or vertical domain.
  • precoding weight information for analog beamforming is measured and reported by the terminal. This information may be reported through a portion of the uplink control channel or uplink data sharing channel.
  • the channel state information for analog beamforming and the channel state information for digital beamforming are classified and reported according to the type of information reported and the time point at which the information is reported. For example, channel state information for analog beamforming is reported as a long-term. On the other hand, channel state information for digital beamforming is reported in a short term.
  • the channel state information for analog beamforming may be obtained by a terminal report or by using a signal (eg, an SRS) transmitted upward.
  • a signal eg, an SRS
  • the precoding used for analog beamforming is applied for a longer period than the period for applying digital beamforming.
  • channel state information for digital beamforming may be obtained by defining a channel formed by analog beamforming as an antenna port.
  • the channel state information thus obtained is reported through an uplink control channel or an uplink data sharing channel.
  • a third aspect of the channel state report according to the present invention is to define a synthesized channel formed by analog beamforming as an antenna port, and to perform digital beamforming by measuring a channel using a reference signal for the corresponding antenna port. Calculate the CSI.
  • Channel state information for digital beamforming is reported through an uplink control channel or an uplink data sharing channel.
  • Measurement and reporting information of channel state information for performing digital beamforming is analog beamforming . It is determined according to the beam pattern selected by. The number of beams generated by analog beamforming may be variable, and even if N beams are generated, the synthesis channel is changed when the beamforming weight is changed.
  • N beams are transmitted by analog beamforming
  • channels of N antenna ports are measured for digital beamforming, and an element is selected and reported in a precoding matrix for N antenna ports.
  • a plurality of channels must be measured for digital beamforming.
  • a plurality of reference signal transmission instructions including antenna port number, frequency / time / code resource allocation information, etc.
  • the number of antenna ports for measuring channels for digital beamforming is also variable.
  • a plurality of reference signal transmission instructions (including antenna port number, frequency / time / code resource allocation information, etc.) message is indicated to the terminal.
  • channel state measurement and reporting information for digital beamforming is determined according to a beamforming method of analog beamforming.
  • a CSI for performing digital beamforming is calculated by measuring a channel from a reference signal corresponding to an antenna port transmitted according to a beam pattern selected by analog beamforming.
  • CSI feedback for digital beamforming is defined as a PUSCH / PUCCH repor ng mode.
  • a codebook for performing digital beamforming may be changed according to the beam pattern selected by analog beamforming.
  • Hybrid beamforming is characterized in that simultaneously performing analog beamforming and digital beamforming.
  • the radiation pattern generated by analog beamforming determines signal transmission coverage.
  • the degree of freedom to adjust the tilting angle of the antenna by analog beamforming is given. If the tilt angle is changed according to the distribution of users in Cel l, the system performance and energy efficiency can be improved.
  • a method for performing reactive analog beamforming is described. The terminal measures the channel and reports it to the base station, and the base station can be classified into a method of determining based on the reported information and a method of determining the base station by measuring the uplink signal.
  • the terminal reports only one value of the RSRP measurement.
  • a method for selecting a beamforming pattern suitable for data transmission needs to be introduced.
  • a base station In a first method, a base station generates a plurality of analog beams, and a terminal measures a combined channel generated by beamforming and reports it to the base station.
  • the channel information to be measured by the terminal is designated as an antenna port, and RSRP measurement is performed on a plurality of antenna ports.
  • a plurality of RSRP information measured by the terminal is reported through a related reporting channel. do.
  • the RSRP information may be reported together with the antenna port related information.
  • the RSRP information and related indicators are reported together.
  • the antenna port index may be listed in order, and the method of turning on the bi t f lag of the corresponding ante ⁇ a port selected in the bi t column may be used.
  • channel information to be measured by the terminal is designated as an antenna port, and RSRP measurement is performed for one antenna port.
  • the unit for performing measurement can be defined as a time unit. For example, it designates the time unit to be measured through the upper signal, and reports the information measured in the time unit. Here, a number of time units can be set. The measured information is reported in the order of reporting determined by time unit. If reported simultaneously, the order of the information can be specified. If it is reported from an individual resource, it can be set by resource.
  • the terminal synthesizes a channel using a promised analog beamforming set, measures a synthesized channel, and reports the synthesized channel to a base station.
  • the base station transmits an RS for an antenna element on which analog beamforming is not performed. Instructs the UE to perform a set of analog beamforming, and the UE combines the antenna element and the beamforming weight using the indicated set. do. RSRP measurement is performed based on the synthesized channel.
  • the terminal may report all the measured channel information to the base station. Or, it may report only some set information preferred by the terminal in order to compress the information.
  • the above-described methods may be performed according to the instructions of the base station or the capability of the terminal.
  • the terminal reports its capacity to the base station.
  • the base station may instruct a terminal having a Capabi lty to use the above-described reporting method.
  • the terminal may perform a new measurement method according to the indicator of the base station.
  • the third method relates to a method of measuring and determining by a base station. Specifically, the base station measures the channel state through the uplink signal and determines the weight of analog beatnforming for downlink signal transmission.
  • the base station may determine a weight for performing analog beamforming through the receiving end. This may be performed in various forms by a hardware structure or a signal processing method for uplink signal processing. When multiple terminals simultaneously transmit signals, signals and channels for various purposes are synthesized in the received signals. Among them, a reference signal for channel measurement is divided to perform channel measurement for uplink transmission.
  • the analog beamforming weight is determined using a reference signal for data transmission.
  • the reference signal for data transmission is characterized in that digital domain beamforming is performed.
  • Various analog beamforming may be performed to find an optimal analog beamforming value.
  • a reference signal for data transmission of a corresponding user is extracted from a plurality of analog beamformed signals.
  • the channel state of a data transmission reference signal on which a plurality of analog beamforming is performed is measured, and an analog beamforming weight is selected based on the channel state.
  • a weight for performing analog beamforming may be determined by collecting received signals for each ante_a element in uplink.
  • a reference signal for measuring a channel state of the terminal may be extracted from the received signal and used.
  • An analog beamforming weight for downlink transmission is determined based on the selected analog beamforming weights through the above examples.
  • the downlink transmission analog beamforming weight may change in units of time. Depending on the weight changing in time
  • the downlink synthesis channel also changes, requiring an RSRP measurement method.
  • the base station may designate a time unit for performing RSRP measurement to the terminal.
  • a fourth embodiment according to the present invention relates to a method for compensating phase difference between narrow bands.
  • an unwanted beam is transmitted due to a phase difference occurring between a high frequency and a low frequency in wideband transmission.
  • the basic concept of analog beamforming is to equalize the phase of a signal in a desired direction by varying the time at which the signal is transmitted (or received) according to the direction in which the signal is transmitted (or received) based on the multiple antenna columns. . Since the sin wave phase changes with time, the transmit (or receive) delay can be synonymous with the phase change in the signal. However, the phase change due to the transmission (or reception) delay depends on the frequency used for transmission (or reception). In the same delay situation, low frequencies produce less phase change, while high frequencies produce large phase changes.
  • Analog beamforming has a feature of multiplying weights in the analog domain for multi-antenna transmission or reception. That is, the beamforming weights are equally used in the transmission band.
  • the transmission band is narrow, the difference in phase change between the high frequency and the low frequency within the band is small, but when the transmission band is wide, the difference may occur greatly.
  • the same transmission band when the center frequency used for transmission is low, the difference in phase change is small in the transmission band, whereas when the center frequency is high, the difference may occur significantly.
  • the existing Cel lular system (ex. LTE) is mainly designed to transmit at a maximum bandwidth of 20 MHz in the vicinity of the 2 GHz band, but in recent years, higher bands (for example, 3.5 GHz, 5 GHz, etc.) Is being considered.
  • the basic principle of beamforming is to generate linear phase rotation between antennas so that the transmit and receive signals have the same phase to obtain maximum gain when they are synthesized.
  • the linear phase rotation value that must be applied between antennas varies from band to band. When one representative value is applied in broadband transmission, the linear phase value that is applied to the antennas differs from band to band. When synthesized, maximum gain is not achieved. In extreme cases, the signal may be synthesized in a direction to attenuate the signal according to the amount of phase change. Beam direct ion mismatch due to phase difference may appear more sensitive as the beam becomes sharper. On the other hand, in a broad beam, beam di rect ion mismatch due to phase difference may be less sensitive. Massive MIM0 can produce extremely sharp beams by synthesizing energy using many antennas. Therefore, Massive MIM0 is sensitive to beam di rect i on mi smatch due to phase difference.
  • phase difference occurs when the same phase rotation is applied to the broadband. In this case, the sharper the beam width, the higher the sensitivity. On the other hand, if the same phase is applied to the narrow band, less phase difference occurs, and the wider the beam, the lower the sensitivity to the phase difference.
  • an embodiment of the present invention proposes an antenna configuration method and a precoder configuration and application method of the digital beamformer for this purpose.
  • a broad beam is generated in an analog domain, and phase rotation is applied to a narrow band in a digit domain.
  • the method of the fourth embodiment 1 reduces the number of elements performing beamforming in the analog domain to generate a broad beam, thereby reducing the sensitivity to the change of the beat di rect ion due to phase difference.
  • the phase difference occurring in the antenna elements is averaged in the synthesized channel, and the composite channels including the average phase difference are digitally beamformed to form a sharp beam in a desired direction.
  • Embodiment 4-2 of the present invention relates to an antenna array structure. Specifically, antenna subgrouping is performed in a row or a column having two or more antenna elements.
  • Analog beamforming changes the phase and amplitude of an antenna element by one. Subgroups of antenna elements were constructed, and analog beamforming was performed for each subgroup. In order to generate an analog beam having a broad beamwidth, analog beamforming is performed using a small number of antenna elements. To this end, two or more antenna subgroups are configured.
  • Figure 26 shows an example of an antenna array structure according to the present invention.
  • two subgroups may be obtained by forming a subgroup by combining five antenna elements.
  • two beams having a beamwidth wider than the beamwidth generated using the ten antenna elements are generated.
  • the beam generated in the subgroup is more robust against phase error than the beams of 10 antenna elements.
  • Figure 27 shows another example of the antenna array structure according to the present invention.
  • Embodiment 4-3 of the present invention relates to a method for compensating for the narrow band phase difference caused when analog beamforming is applied to a wide band.
  • a method of applying a beamforming weight having the same phase change between weights applied to each element may be applied.
  • W [WO Wl W2 W3 W4].
  • the same beamforming weight W is applied to each subgroup.
  • W1 and W2 are as follows.
  • Wl and W2 have the same phase change amount of precoding weight applied to each element as expj (a).
  • the weights applied to subgroups 1,2, 3, and 4 may be applied with the same weight of phase change between elements.
  • W1 to W4 are as follows.
  • Embodiment 4-4 describes performing digital beamforming on a narrow band basis.
  • the subgroup forms a new channel through the analog beam. Phase difference between channels created in each subgroup can occur. Compensate for phase difference by using digital domain Precoder. If the channel is severely changed, the channel correlation of the subgroup is low, or the transmission band is wide, the phase difference between the channels of the subgroup may be different for each narrow band.
  • the digital beamformer serves to correct phase between subgroups, and the digital domain precoding is performed in a narrow band. For example, it is assumed that the channel of Subbandk generated by analog beamforming of Subgroupn is Ch n (k) and the phase of Ch n (k) is — Ch n (k).
  • the channel of each antenna element can be approximated by a linear phase change. If the difference in phase shift between antenna elements in the subband 1 and 2 channels is 2 ⁇ , the subband 1 and 2 channels may be expressed as follows.
  • [345] H (2) x [l expj (a + ⁇ ) expj (2 a +2 ⁇ ) expj (3 a +3 ⁇ ) ex j (4 a +4 ⁇ ) expj (5 a +5 ⁇ ) expj (6 a +6 ⁇ ) ex j (7 a +7 ⁇ ) expj (8 a +86) expj (9a + 96)]
  • n [expj ( ⁇ ) ex j ( ⁇ + a) ex j ( ⁇ +2 a) ex j ( ⁇ +3 a) expj (p + 4a)]
  • the synthesized channel can be obtained as follows.
  • a fourth exemplary embodiment of the present invention is a method for channel state reporting for supporting digital beamforming.
  • channel state information In order to support downlink digital beamforming, channel state information should be reported.
  • the channel status information includes an Impl efficiency feedback method (eg Rank Indi cat ion I Precoding Matr ix Indicat ion I Channel Qual Inty cat ion) that reports the value converted into the promised Index and Expl that reports the channel directly.
  • Impl efficiency feedback method eg Rank Indi cat ion I Precoding Matr ix Indicat ion I Channel Qual Inty cat ion
  • i ci t feedback In both cases, channel information measured in narrowband is reported to the base station. In this case, it means channel state information estimated based on channel information synthesized by analog beamforming for each subgroup.
  • the UE may find and report a weight suitable for beamforming by measuring channel states of antenna elements of a subgroup.
  • the beamforming weight to be applied to the subgroup is reported to the base station.
  • the beamforming weight is assumed to be commonly applied to the transmission bandwidth, and then selected and reported.
  • a fifth embodiment of the present invention relates to a training sequence transmission method for an analog BF in a hybrid BF.
  • the base station In order to form the downlink beam, the base station should acquire downlink channel information. As a method for this, the base station measures (1) the downlink channel and reports the downlink channel, or (2) the base station measures the downlink channel for downlink transmission. How to use can be used.
  • An embodiment of the present invention describes a reference signal transmission method and a physical signal structure for the UE to determine a downlink channel in downlink hybrid beamforming.
  • the reference signal of the digital beamforming technique is designed to obtain channel information of each antenna port by allocating antenna port inter-orthogonal resources (frequency, time, code, etc.).
  • the reference signal defined as the antenna port is not suitable for distinguishing and estimating channels of the antenna elements.
  • N antenna ports When mapped to TRX and each TRX is transmitted through M antenna elements, orthogonal resources allocated for one antenna port are transmitted through M antenna elements, and signals of M antenna elements are synthesized at a receiving end. It is received as a signal of one antenna port.
  • a transmission method of a downlink reference signal according to the present invention is described as follows.
  • an antenna element speci fi c resource is allocated. This method can apply the same time transmission or different time transmission. At this time, the phase of the reference signal for the antenna element may be reversed in consideration of analog beamforming.
  • beam speci fic resources may be allocated.
  • the reference signal generator may generate a reference signal sequence and synthesize the reference signal sequence with the signal generated in the TRX. 28 is an example of a reference signal generator structure according to an embodiment of the present invention.
  • a resource (n X M) classified for each antenna element may be used.
  • a resource (M) for classifying M elements may be used.
  • reference signals may be synthesized and transmitted using antenna switching.
  • the channel of each antenna element may be estimated.
  • a training sequence for each antenna element is transmitted.
  • the physical structure uses a block to generate a reference signal that is distinguished from the signal transmitted from the TRX.
  • the sequence indicates a sequence orthogonal between antenna elements.
  • it can be divided into frequency resources / code resources.
  • the sequence can be transmitted simultaneously with the data signal.
  • the antenna port refers to a signal synthesized by analog beamforming
  • the antenna element refers to a unit for performing analog beamforming.
  • channel measurement of antenna elements is required.
  • various methods of transmitting a reference signal may be considered.
  • Reference signals for the antenna element may be transmitted in the digital domain or in the analog domain.
  • the fifth embodiment of the present invention relates to a method in which analog beamforming is not performed while a reference signal is transmitted when a reference signal is transmitted in a digital domain.
  • a specific resource is allocated to each antenna element.
  • the resource means time, frequency, code, and the like.
  • the reference signal may be transmitted at different times for each antenna element.
  • the time is at least an OFDM symbol durat ion.
  • a reference signal for one antenna element is transmitted during one OFDM symbol durat ion, and a reference signal for another antenna element is transmitted in the next Durat ion.
  • a signal branched to each antenna element is a signal generated in one TRX. If each element transmits the same signal at the same time, it is difficult for the receiving end to obtain a reference signal corresponding to each antenna element.
  • the antenna turn on / of f method may be applied as a method of transmitting reference signals by time for each antenna element. For example, by lowering the gain of the power ampl if ier in the antenna element, a signal transmitted from the antenna element may be raised or lowered. At a certain point in time, the PA of a specific antenna element is increased and the PA of other antenna elements is lowered. This operation is performed while entering antenna elements.
  • time orthogonal reference signal resources may be allocated among antenna elements included in the antenna subgroup, and frequency orthogonal or code resources may be allocated between antenna elements between antenna subgroups.
  • antenna element transmission is distinguished by time.
  • different reference signals can be transmitted. Therefore, the frequency orthogonal black code resources can be allocated to the subgroups and transmitted with different reference signals.
  • the reference signal can be transmitted by using different time resources.
  • a fifth embodiment of the present invention relates to a method for transmitting an analog beamformed reference signal when a reference signal is transmitted in a digital domain. For this purpose, a specific resource is allocated to each analog beam.
  • the reference signal on which analog beamforming has been performed When the reference signal on which analog beamforming has been performed is transmitted, it means that a reference signal for distinguishing the set with respect to the possible analog beamforming weight set is allocated.
  • a structure capable of independently allocating resources for each beamforming execution unit may be introduced to allocate a reference signal for distinguishing beamforming. Compared to a complexi ty for measuring precoding weight for performing analog beamforming by measuring a channel for each antenna element, there is an advantage of having a significantly lower complexi ty.
  • a fifth embodiment of the present invention relates to a method of transmitting a reference signal for an antenna element in an analog domain.
  • a reference signal sequence is generated and synthesized with the signal generated by the TRX.
  • the reference signal may be allocated to a specific resource for each antenna element. For example, when allocating resources orthogonal to time, independent time resources are used for each antenna element. In this case, the length of the time resource may be designed to have a length smaller than one OFDM symbol.
  • a code resource may be allocated. Use different code resources for each antenna element It is possible to distinguish each antenna channel. In the case of using the ZC sequence, signals can be distinguished by using different cyclistic values.
  • N * M resources used for each antenna element may be used. If a reference signal is used for distinguishing signals of each antenna element in the TRX, In this case, a method of sharing antenna element resources among the TRXs and uniquely allocating the antenna element resources in the TRX may be used.
  • a training sequence allocated to each antenna element may be transmitted.
  • orthogonal resources separated in time for each antenna element may be allocated. In such a case, a very long time may be required for channel estimation of corresponding antenna elements for performing analog beamforming.
  • the training sequence is transmitted at a time different from the time for transmitting the signals for data transmission, the time for data transmission is shortened and system performance may be degraded.
  • the training sequence when transmitting a training sequence in the analog domain, may be transmitted while maintaining a data rate.
  • a training sequence for analog beamforming and an existing signal may be synthesized and transmitted in an analog domain.
  • the two signals are combined to overlap, and the synthesized signals are transmitted simultaneously.
  • Training sequences or existing signals are transmitted repeatedly, each covered by an orthogonal code.
  • h_n (t) means channel impulse response at time t.
  • s_k (t) denotes a training sequence transmitted through the k-th antenna element, and r—k (t) denotes an existing signal transmitted through the k-th antenna element.
  • t + N the channel and the received signal are represented by t + N.
  • a signal of one OFDM symbol may be repeated over two OFDM symbol intervals. Alternatively, a signal may be repeatedly transmitted in one OFDM symbol period. [396]
  • the repetitive synthesis of the signal in the analog domain can be determined in conjunction with the period of generating and repeating the signal in the digital domain.
  • the synthesized and transmitted signal may be restored to a desired signal through a simple sum / difference.
  • a sixth embodiment of the present invention relates to an uplink reference signal for hybrid beamforming.
  • a UL transmits a training sequence for selecting a weight vector for performing downlink beamforming for multiple users.
  • a feature of uplink received analog beamforming is that the base station selects an appropriate beamforming device for performing analog beamforming from the received signal. To this end, the base station needs a function of selecting an analog beamforming weight.
  • the analog beamforming weight selector selects an appropriate beamforming vector by applying a beamforming weight vector for performing analog beamforming to a signal received from each antenna element.
  • the base station may use the signals transmitted from the terminal for this purpose, PRACH, SRS, DMRS, PUSCH, PUCCH, etc. may be a candidate. It is preferable to select a precoding weight using a signal after t iming and frequency synchronizat ion of the transmission signal are performed. This is because t iming / Frequency synchronizat ion influences the precoding weight selection. Therefore, it is not preferable to use PRACH.
  • SRS may be used as a first easy example of application.
  • the SRS is used as information for MCS for uplink transmission, transmission precoding determination, and band allocation by acquiring channel state information of the UE. It is also used as information for determining downlink transmission precoding.
  • channel information is obtained from an SRS.
  • a channel estimated through the SRS is obtained by signal processing of a digital domain.
  • the existing SRS is transmitted through one OFDM symbol, and allocates frequency and code resources in one OFDM symbol to obtain a channel of a multi-user and a multi-antenna channel of a single-user.
  • Frequency resources are allocated by subcarriers into clusters (bundles of consecutive subcariers), and then subdivided into interleaved (using odd or even subcariers) within clustered frequency resources. In digital domain signal processing, multiple users can be identified using this type of frequency allocation.
  • Analog beamforming plays a role of collecting or lowering energy of a signal transmitted or received in a specific direction by using transmission or reception weights to the antenna element.
  • the weight may be selected based on channel state information. All.
  • the channel state information may be measured at the receiver and may be used for reception beamforming and transmission beamforming.
  • channel state information may be obtained from an uplink signal transmitted by the terminal, and a weight for reception may be calculated. This weight can be used as the transmission beamforming weight after appropriate calibrat ion. Multi-user interference is an important problem in acquiring channel state information through uplink signals transmitted by a terminal.
  • Analog beamforming acquires channel state information by training a signal at an analog stage.
  • the analog signal is characterized in that it is processed in the time domain.
  • multi-user signals are distinguished by the orthogonality of the transmission sequence.
  • users performing digital beamforming may be able to accommodate relatively many users because they are allocated resources for frequency domain.
  • the resource in the time domain may be divided and transmitted as an uplink reference signal.
  • the capacity of the multi-user classification is assumed to be N.
  • N the capacity of the multi-user classification
  • the divided time resources when dividing a plurality of time resources in an existing OFDM symbol durat ion, may also have a structure having guardimes.
  • the eighth embodiment of the present invention relates to a method of dividing a plurality of time resources by designing them to have Durat ions shorter than OFDM symbol durat ions.
  • the symbol durat ion consists of (Nfft + Ncp) samples
  • the short OFDM symbol durat ion can consist of (Nf ft + Ncp) / M samples. Or (Nfft / M) + (Ncp) 'smaple. That is, a signal having a short durat ion of about Nfft / M is generated and a short period OFDM symbol having a sample of about Ncp / M or (Ncp) 'is formed.
  • the sampling frequency is the same as the existing OFDM symbol (to make the sampling time the same), and the subcarrier spacing is increased by M times.
  • M has a multiple of 2.
  • the UE increases the subcarrier spacing, generates the uplink reference signal by making the sampling frequency the same, converts the generated reference signal into an analog signal, and then converts the generated reference signal into an analog signal and transmits the RF by making a call.
  • a second embodiment of the present invention is a method of designing a signal having a short period of OFDM symbol durat ion to have a short period of CP.
  • the positions of multiple users are different, and pathlosses may be different depending on the locations.
  • the CP length is preferably based on the CP length applied to the existing OFDM symbol.
  • the plurality of short OFDM symbols is one existing OFDM symbol period.
  • a longer problem arises. 29 shows an example in which a plurality of short OFDM symbols are longer than one conventional OFDM symbol period.
  • the sixth to third embodiments propose a method of transmitting OFDM symbols so that they overlap.
  • Each M signal with a short OFDM symbol period is assigned to different users.
  • 30 shows an example of a method of transmitting so that OFDM symbols overlap.
  • the preceding short period OFDM symbol is assigned to user A and the latter short period OFDM symb is assigned to user B.
  • a user transmits the short of dm symbol in front of the existing OFDM symbol transmission time, and B user uses the existing OFDM.
  • the OFDM symbol is sent a little shorter than the symbol transmission time.
  • the short OFDM symbol transmitted by user A will be received in accordance with the start time when the existing OFDM symbols are received, and the short period OFDM symbol transmitted by user B will be received according to the last time when the existing OFDM symb is received. .
  • the reference signal for performing analog beamforming is used as a signal for obtaining approximate spatial information, even if the interference between signals occurs slightly, the sensitivity of the performance of obtaining spatial information is less affected.
  • the base station can appropriately set the time window to minimize the interference between symbols.
  • the training sequence for performing analog BF consists of a short period of OFDM symbol.
  • the sequence mapped to each subcarrier is a sequence (eg, ZC sequence) similar in correlat ion characteristics at frequency and time. Can be used. Signals created by mapping such sequences are advantageous in performing de-spreading in the time domain because the frequency and time domain characteristics are similar.
  • the embodiment 6-5 relates to a method of transmitting a reference signal or training sequence for analog beamforming at a time distinct from a time interval in which an existing signal is transmitted.
  • the transmission time of the training sequence may be performed according to the indicator that the base station drops to the terminal.
  • the base station transmits the training sequence that the terminals should transmit.
  • the indicator can be distinguished from the transmission signal of another signal.
  • the training sequence is set to be transmitted separately from the existing SRS transmission cycle.
  • the terminal does not simultaneously transmit other signals at the time of transmitting the training sequence. For example, when a data signal, a RACH, or a control channel must be transmitted at a time when a training sequence is transmitted, priority is given to transmission of a training sequence.
  • a sixth embodiment of the present invention relates to a method for performing analog beamforming by dividing a multi-user signal in a digital domain.
  • a block capable of purely extracting a signal from an antenna element is designed and a channel estimated for each antenna element. Based on this, weight for performing analog beamforming is determined.
  • the terminal transmits a reference signal according to the instruction of the base station.
  • the base station makes signals received from each antenna element into digital signals and extracts reference signals from the generated digital signals. Analog beamforming is performed based on the channel state of each antenna element obtained from the reference signal.
  • Such a block is distinguished from a block for data demodulat ion.
  • Data demodulat ion performs demodulat ion based on a signal obtained after performing analog beamforming, while a block for obtaining channel state information processes a signal based on signals extracted directly from an antenna element.
  • a weight for performing analog beamforming is determined by collecting reference signals on which analog beamforming is performed.
  • a reference signal is extracted from the signals for which the analog beamforming is performed.
  • a plurality of analog beamforming signals transmitted from single users are extracted, and reference signals of the corresponding users are extracted from the plurality of analog beamfogging signals.
  • Signal strengths of the extracted reference signals are measured to compare signal strengths according to analog beamforming values.
  • the signal strength comparison is used to determine the appropriate analog beamforming weight. Try to select analog beamforming weight for many users in the same way And stores the selected beamforming weight value. Group users who have selected the same weight and use it when receiving and transmitting data.
  • FIG. 31 illustrates a base station and a terminal that can be applied to an embodiment of the present invention.
  • the relay When the relay is included in the wireless communication system, communication is performed between the base station and the relay in the backhaul link, and communication is performed between the relay and the terminal in the access link. Therefore, the base station or terminal illustrated in the figure may be replaced with a relay in accordance with the situation,
  • a wireless communication system includes a base station 3110 and a terminal 3120.
  • the base station 3110 includes a processor 3113, a memory 3114, and radio frequency (RF) units 3111, 3112.
  • the processor 3113 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed by the present invention.
  • the memory 3114 is connected with the processor 3113 and stores various information related to the operation of the processor 3113.
  • the RF unit 3116 is connected with the processor 3113 and transmits and / or receives a radio signal.
  • the terminal 3120 includes a processor 3123, a memory 3124, and RF units 3121 and 1422. Processor 3123 may be configured to implement the procedures and / or methods proposed in the present invention.
  • the memory 3124 is connected with the processor 3123 and stores various information related to the operation of the processor 3123.
  • the RF units 3121 and 3122 are connected to the processor 3123 and transmit and / or receive radio signals.
  • the base station 3110 and / or the terminal 3120 may have a single antenna or multiple antennas.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node in some cases. That is, in a network consisting of a plurality of network nodes including a base station for communication with the terminal Obviously, the various operations performed may be performed by a base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station may be replaced by terms such as fixed station, Node B, eNodeB (eNB), access point, and the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware (f i rmware), software, or a combination thereof.
  • an embodiment of the present invention may include one or more ASICs (application logic specific integrated circuits), DSPs digital signal processors (DSPs), digital signal processing deviations (DSCs), programmable logic deviations (PLDs), and the like. It can be implemented by FPGAs (Field Programmable Gate Arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, functions, etc. that perform the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • the present invention can be used in a wireless communication device such as a terminal, a relay base station, and the like.

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Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 MU-MIMO (multi user-multiple input and multiple output)를 지원하는 무선 접속 시스템에서 기지국이 신호를 전송하는 방법은, 아날로그 빔포밍을 이용하여 복수의 단말을 포함하는 서브 그룹에 대한 빔을 생성하는 단계; 디지털 빔포밍을 이용하여 서브 그룹에 속하는 각각의 단말로 전송되는 신호를 구별하는 단계; 및 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍을 기초로 생성된 신호를 단말로 전송하는 단계를 포함하고, 아날로그 빔포밍의 가중치를 선택하기 위하여 서브 그룹에 대응하는 안테나 각각에 대한 참조 신호가 전송될 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법 및 장치
【기술분야】
[1] 본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 MU-MIM0 (multi user-multi le input and multiple output)를 지원하는 무선 접속 시스템에서 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍을 이용하여 신호를 전송하는 방법 및 이를 지원하 는 장치에 대한 것이다.
【배경기술】
[2] 다중 입출력 (MIMO: Multi-Input Multi— Output) 기술은 한 개의 송신 안테나와 한 개의 수신 안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 다중 송신 안테나와 다중 수신 안 테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 기술이다. 단일 안테나를 사용 하면 수신축은 데이터를 단일 안테나 경로 (path)를 통해 수신하지만ᅳ 다중 안테나를 사용하면 수신단은 여러 경로를 통해 데이터를 수신한다. 따라서, 데이터 전송 속도 와 전송량을 향상시 ¾ 수 있고, 커버리자 (coverage)를 증대시킬 수 있다.
[3] 단일-샐 (Single-cell) MIMO 동작은 하나의 셀에서 하나의 단말이 하향링크 신호를 수신하는 단일 사용자 -MIMO (Single User-MIMO; SU-MIM0) 방식과두 개 이상의 단말이 한 셀에서 하향링크 신호를 수신하는 다중 사용자 -MIMO (Multi User-MIMO; MU-MIM0) 방식으로 나눌수 있다.
[4] 채널 추정 (channel est imat ion)은 페이딩 (fading)에 의하여 생기는 신호의 왜 곡을 보상함으로써 수신된 신호를 복원하는 과정을 말한다. 여기서 페이딩이란 무선 통신 시스템 환경에서 다중경로 (multi path)-시간지연 (time delay)으로 인하여 신호의 강도가 급격히 변동되는 현상을 말한다. 채널추정을 위하여는 송신기와 수신기가 모 두 알고 있는 참조신호 (reference signal)가 필요하다. 또한， 참조 신호는 간단히 RS(Reference Signal) 또는 적용되는 표준에 따라 파일럿 (Pi lot)으로 지칭될 수도 있 다.
[5] 하향링크 참조신호 (downlink reference signal)는 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel), PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid Indicator CHannel), PDCCH(Physical Downlink Control CHannel) 등의 코히어 런트 (coherent) 복조를 위한파일럿 신호이다. 하향링크 참조신호는 셀 내의 모든 단 말이 공유하는 공용 참조신호 (Co圆 on Reference Signal； CRS)와 특정 단말만을 위한 전용 참조신호 (Dedi cated Reference Signal ; DRS)가 있다. 4 전송 안테나를 지원하는 기존의 통신 시스템 (예를 들어， LTE release (릴리즈) 8또는 9표준에 따른 시스템) 에 비하여 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템 (예를 들어， 8 전송 안테나를 지원하는 LTE-A 표준에 따른 시스템)에서는, 효율적인 참조신호의 운용과 발전된 전송 방식을 지원하기 위하여 DRS 기반의 데이터 복조를 고려하고 있다. 즉， 확장된 안테나를 통 한 데이터 전송을 지원하기 위하여 2 이상의 레이어에 대한 DRS 를 정의할 수 있다. DRS는 데이터와동일한프리코더에 의하여 프리코딩되므로 별도의 프리코딩 정보 없 이 수신측에서 데이터를 복조하기 위한 채널 정보를 용이하게 추정할수 있다.
[6] 한편， 하향링크 수신측에서는 DRS 를 통해서 확장된 안테나구성에 대하여 프 리코딩된 채널 정보를 획득할 수 있는 반면, 프리코딩되지 않은 채널 정보를 획득하 기 위하여 DRS 이외의 별도의 참조신호가 요구된다. 이에 따라， LTE-A 표준에 따른 시스템에서는 수신측에서 채널 상태 정보 (Channel State Informat ion; CSI )를 획득하 기 위한 참조신호， 즉 CSI-RS를 정의할수 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[7] 상술한 바와 같은 논의를 바탕으로 이하에서는 무선 통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법 및 장치를 제안하고자 한다.
[8] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하 는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
[9] 본 발명의 일 실시예에 따른 MU-MIMO (mul t i userᅳ mult iple input and mul t iple output )를 지원하는 무선 접속 시스템에서 기지국이 신호를 전송하는 방법은， 아날로 그 빔포밍을 이용하여 복수의 단말을 포함하는 서브 그룹에 대한 빔을 생성하는 단 계; 디지털 빔포밍을 이용하여 상기 서브 그룹에 속하는 각각의 단말로 전송되는 신 호를 구별하는 단계; 및 상기 아날로그 범포밍 및 상기 디지털 빔포밍을 기초로 생성 된 신호를상기 단말로 전송하는 단계를 포함하고, 상기 아날로그 빔포밍의 가중치를 선택하기 위하여 상기 서브 그룹에 대응하는 안테나 각각에 대한 참조 신호가 전송될 수 있다.
[10] 본 발명의 다른 실시예에 따른 MU-MIMO (mult i user-mul t iple input and mul t iple output )를 지원하는 무선 접속 시스템에서 신호를 전송하는 기지국은, RF(Radi o Frequency) 유닛; 및 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 아날로그 범 포밍을 이용하여 복수의 단말을 포함하는 서브 그룹에 대한 범을 생성하고 디지털 범포밍을 이용하여 상기 서브 그룹에 속하는 각각의 단말로 전송되는 신호를 구별하 고, 상기 아날로그 빔포밍 및 상기 디지털 빔포밍을 기초로 생성된 신호를 상기 단말 로 전송하도록 구성되고, 상기 아날로그 빔포밍의 가중치를 선택하기 위하여 상기 서 브 그룹에 대응하는 안테나 각각에 대한 참조 신호가 전송될 수 있다.
[11] 본 발명의 실시예들에 대해서 이하의 사항이 공통으로 적용될 수 있다.
[12] 상기 참조 신호가 디지털 영역에서 전송되고, 상기 참조 신호가 전송되는 시 간동안에는상기 아날로그 범포밍이 수행되지 않을 수 있다.
[13] 상기 참조 신호는 하나의 심볼 기간 마다 하나의 상기 참조 신호가 전송될 수 있다.
[14] 상기 참조 신호가 전송될 때， 상기 참조 신호에 대웅하는 안테나 외의 안테 나의 전력 증폭기의 이득이 감소될 수 있다.
[15] 상기 서브 그룹에 대웅하는 안테나 서브 그룹에 포함된 안테나 간에는 서로 직교하는 참조 신호 자원을 할당하는， 신호 전송 방법.
[16] 상기 참조 신호는 상기 아날로그 빔포밍이 수행된 이후 디지털 영역을 통하 여 전송될 수 있다.
[17] 본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으 며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야 에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한설명】
[18] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는， 첨부 도 면은 본 발명에 대한실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상 을 설명한다.
[19] 도 1은 하향링크 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. [20] 도 2 는 하나의 하향링크 술롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다.
[21] 3은 하향링크서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[22] 도 4는상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
[23] 5는 다중안테나를 갖는무선 통신 시스템의 구성도이다.
[24] 도 6은 기존의 CRS 및 DRS의 패턴을 나타내는 도면이다.
[25] 도 7은 DM RS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다.
[26] 도 8은 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다.
[27] 도 9는 CSI-RS가주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한도면이 다.
[28] 도 10 은 CSI— RS 가 비주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한 도 면이다.
[29] 도 11은 무선 접속 시스템에서 이용되는 RF수신부의 일례를 도시한다.
[30] 도 12는 무선 접속 시스템에서 이용되는 RF송신부의 일례를 도시한다.
[31] 도 13은 듀플렉서 구성의 일례이다.
[32] 도 14는 듀플렉서를 주파수 대역으로 도시한 일례이다.
[33] 도 15 및 도 16은 디지털 빔포밍을 수행할 수 있는 송신단 및 수신단구성의 일례이다.
[34] 도 17 및 도 18은 아날로그 범포밍을 수행할수 있는 송신단 및 수신단 구성 의 일례이다.
[35] 도 19 는 하나의 트랜시버와 하나의 PA를 이용하는 Individual안테나의 구조 의 일례를 도시한다.
[36] 도 20 은 하나의 트랜시버와 복수의 PS/PA 를 이용하는 Individual 안테나의 구조의 일례를 도시한다.
[37] 도 21은 하나의 트랜시버와복수의 PS/PA를 이용하는 shared 안테나의 구조 의 일례를 도시한다.
[38] 도 22는 하나의 트랜시버와복수의 PS/PA를 이용하며 Individual안테나를 이 용하는 구조의 일례를 도시한다.
[39] 도 23은 하나의 트랜시버와복수의 PS/PA를 이용하는 shared 안테나 구조의 일례를 도시한다. [40] 도 24 는 본 발명에 따른 하이브리드 빔포밍에서 다중 사용자를 구분하는 첫 번째 실시예를 도시한다.
[41] 도 25 는 본 발명에 따른 하이브리드 빔포밍에서 다중 사용자를 구분하는 두 번째 실시예를 도시한다.
[42] 도 26은 본 발명에 따른 안테나 배열 구조의 일례를 도시한다.
[43] 도 27은 본 발명에 따론 안테나 배열 구조의 다른 예를 도시한다 .
[44] 도 28은 본 발명의 실시예에 따른 참조신호 생성기 구조의 일례이다.
[45] 도 29는 다수의 짧은 OFDM symbol 이 기존의 한 OFDM symbol 주기 보다 길어 지는 일례를 도시한다.
[46] 도 30은 OFDM symbol 이 겹쳐지도록 전송하는 방법의 일례를 도시한다.
[47] 도 31은 본 발명에 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다. 【발명을 실시를 위한 형태】
[48] 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것 들이다. 각구성요소또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고 려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나특징과 결합되지 않은 형태 로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실 시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대응하는구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
[49] 본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수 신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서， 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하 는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국 에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드
(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
[50] 즉， 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS : Base Stat ion) '은 고정국 (f ixed stat ion) , Node B, eNode B(eNB) , 액세스 포인트 (AP: Access Point ) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN) , Rel ay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한， '단말 (Terminal)'은 UE Jser Equi ment) , MS (Mobile Station), MSS(Mobi le Subscriber Station) , SSCSubscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
[51] 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제 공된 것이며， 이러한특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범 위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[52] 몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나 각 구조 및 장치의 핵심기능을 증심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
[53] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템， 3GPP 시스템， 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉， 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의 해 뒷받침될 수 있다. 또한， 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문 서에 의해 설명될 수 있다.
[54] 이하의 기술은 CDMA(Code Division Mult iple Access) , FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access) , 0FDMA( Orthogonal Frequency Division Multiple Access) , SC-FDMA( Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA 는 UTRACUniversal Terrestrial Radio Access)나 CI)MA2000 과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA 는 GSM(Global System for Mobile communicat ions)/GPRS(General Packet Radio Service) /EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. 0FDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 ( iMAX), IEEE 802-20, E-UTRA( Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구 현될 수 있다. UTRA는 UMTS Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이 다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE (long term evolution)는 E-UTRA 를사용하는 E-U TS( Evolved UMTS)의 일부로써， 하향링크에서 0FDMA를 채용하고 상향 링크에서 SC-FDMA 를 채용한다. LTE-A (Advanced)는 3GPP LTE 의 진화이다. WiMAX 는 IEEE 802.16e 규격 O irelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규 격 (Wi relessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 LTE-A 표준을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.
[55] 도 1을 참조하여 하향링크무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.
[56] 셀를라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서， 상 /하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subirame) 단위로 이루어지며， 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포 함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Divi si on Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
[57] 도 1 은 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다, 하향링크 무선 프 레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임 은 시간 영역 (t ime domain)에서 2 개의 술롯 (s lot )으로 구성된다. 하나의 서브프레임 이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI (transmi ssion t ime interval )이라 하고， 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms 이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하 나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 0FDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 0FDMA 를사용하므로, 0FDM심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. 0FDM심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블톡 (Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파 (subcarr ier)를 포함할 수 있다.
[58] 하나의 술롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CPCCycl ic Pref ix)의 구성 (conf igurat ion)에 따라 달라질 수 있다. CP 에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어 , 0FDM심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우， 하나의 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. 0FDM심볼이 확장된 CP에 의해 구 성된 경우, 한 0FDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 0FDM 심볼의 수 는 일반 CP 인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에， 예를 들어， 하나의 슬롯에 포함 되는 0FDM 심볼의 수는 6 개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 둥의 경우와 같이 채널상태가불안정한 경우， 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가사용 될 수 있다. [59] 일반 CP가사용되는 경우 하나의 슬롯은 7 개의 OFDM심볼올 포함하므로， 하 나의 서브프레임은 14 개의 OFDM심볼을 포함한다. 이때, 각서브프레임의 처음 2 개 또는 3 개의 OFDM 심볼은 PDCOKphysical downl ink control channel )에 할당되고， 나 머지 OFDM심볼은 PDSCH(physical downl ink shared channel )에 할당될 수 있다.
[60] 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임 의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심블의 수는 다양하 게 변경될 수 있다.
[61] 도 2 는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM 심볼이 일반 CP로 구성된 경우이다. 도 2를 참조하면 하향링크 술롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM심볼을 포함하고， 주파수 영역에서 다수 의 자원블특을 포함한다. 여기서， 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼을 포함하고， 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 제한되 는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소 (element )를 자원요소 (RE)라 한다. 예를 들어， 자원 요소 a(k, l )은 k번째 부반송파와 1번째 OFDM심볼에 위치한자원 요소가 된다. 일반 CP 의 경우에 , 하나의 자원블록은 12X7자원요소를 포함한다 (확장된 CP 의 경우에는 12X6자원요소를 포함한다) . 각 부반송파의 간격은 15kHz 이므로， 하나 의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz을포함한다. NDL은 하향링크 술롯에 포함돠 는 자원블록의 수이다. NDL 의 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전 송 대역폭 (bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.
[62] 도 3은 하향링크서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레 임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞부분의 최대 3 개의 0FDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 0FDM 심볼들은 물리하향링크공유채널 (Physical Downl ink Shared Chancel ; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH가 할당된 다. 3GPP LTE시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는， 예를 들어, 물리제어포 맷지시자채널 (Physical Control Format Indicator Channel ; PCFICH) , 물리하향링크제 어채널 (Physical Downl ink Control Channel； PDCCH) , 물리 HARQ지시자채널 (Physical Hybrid automat ic repeat request Indicator Channel； PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서 브프레임의 첫 번째 0FDM심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용 되는 0FDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH 는 상향링크 전송의 웅답으 로서 HARQ ACK/NACK신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링 크제어정보 (Downl ink Control Informat ion; DCI)라 한다. DCI는상향링크 또는 하향 링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH 는 하향링크공유채널 (DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷， 상향링크공유채널 (UL— SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널 (PCH)의 페이징 정보， DL-SCH 상의 시스템 정보， PDSCH 상으로 전송되는 임의접속웅답 (Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보， VoIPO/oice over IP) 의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH 가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채 널요소 (Control Channel Element ; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE는무선 채널의 상 태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH 를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대웅한다. PDCCH의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE 의 개수와 CCE 에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다。 기지국은 단말에게 전송되는 DCI 에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순 환잉여검사 (Cyc 1 i c Redundancy Check； CRC)를 부가한다 . CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라무선 네트워크 임시 식별자 (Radio Network Temporary Ident i f ier ; RNTI ) 라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH 가 특정 단말에 대한 것이면， 단말의 cel l -RNTI (C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는， PDCCH가 페이징 메시지 에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자 (Paging Indicator Ident i f ier ; P-RNTI)가 CRC 에 마스킹될 수 있다. PDCCH 가 시스템 정보 (보다 구체적으로, 시스템 정보 블록 (SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTKSI-RNTI)가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 임의접속웅답 올 나타내기 위해 임의접속 -RNTKRA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
[63] 도 4는상향링크서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크서브프 레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에 는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널 (Physical Upl ink Control Channel ; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향 링크공유채널 (Physical upl ink shared channel ; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특 성을 유지하기 위해서 하나의 단말은 PUCCH 와 PUSCH 를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH 는 서브프레임에서 자원블록 쌍 (RB pair)에 할당된다. 자 원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이 를 PUCCH 에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수—호핑 (frequency-hopped) 된다고 한다.
[64] 다중안테나 (MIM0) 시스템의 모델링
[65] MIM0( (Mult iple Input Mult iple Output) 시스템은 다중 송신 안테나와다중 수 신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 시스템이다. MIM0 기술은 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고 복수개의 안테나를 통해 수신되는 복수개의 데이터 조각들을조합하여 전체 데이터를 수신할수 있다.
[66] MIM0 기술에는 공간 다이버시티 (Spat ial diversi ty) 기법과 공간 다중화 (Spat ial mult iplexing) 기법 등이 있다. 공간 다이버시티 기법은 다이버시티 이득 (gain)을 통해 전송 신뢰도 (rel iabi l i ty)를 높이거나 셀 반경을 넓힐 수 있어， 고속 으로 이동하는 단말에 대한 데이터 전송에 적합하다. 공간 다중화 기법은 서로 다른 데이터를 동시에 전송함으로써 시스템의 대역폭을 증가시키지 않고 데이터 전송를을 증가시킬 수 있다.
[67] 도 5 는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다. 도 5(a)에 도시 된 바와 같이 송신 안테나의 수를 NT 개로, 수신 안테나의 수를 NR 개로 늘리면, 송 신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례 하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서， 전송 레이트를 향상시키고 주파 수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라, 전송 레 이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트 (Ro)에 레이트 증가율 (Ri ) 이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
Figure imgf000011_0001
[70] 예를 들어, 4 개의 송신 안테나와 4 개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4 배의 전송 레이트를 획득할 수 있 다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90년대 중반에 증명된 이후 이를 실질 적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연 구되고 있다. 또한， 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다 양한무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
[71] 현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다 증접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구， 다 증안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되 고 있다.
[72] 다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체 적으로 설명한다. 상기 시스템에는 NT 개의 송신 안테나와 NR 개의 수신 안테나가존 채한다고 가정한다.
[73] 송신 신호를살펴보면， NT개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정 보는 NT개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[74] 【수학식 2】
[75] S = · ' »¾ J
[76] 각각의 전송 정보 ^^W^^는 전송 전력이 다를 수 있다ᅳ 각각의 전송 전력을셰/！，…， 라고 하면， 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[77] 【수학식 3】
Figure imgf000012_0001
[79] 또한， S는 전송 전력의 대각행렬 ^를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.
[80] 【수학식 4】
Figure imgf000012_0002
[82] 전송전력이 조정된 정보 백터 ( informat ion vector) S에 가중치 행렬 W가 적 용되어 실제 전송되는 NT 개의 송신신호 ，¾，' ' ，¾ ^가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가증치 행렬 W는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다. ^는 백터 X를 이용하여 다음과 같이 표현 될 수 있다.
Figure imgf000013_0001
[85] 여기에서， 는 i 번째 송신 안테나와 j 번째 정보간의 가중치를 의미한다.
W는 프리코딩 행렬이라고도불린다.
[86] 한편， 송신신호 X 는 2 가지 경우 (예를 들어, 공간 다이버시티 및 공간 다중 화)에 따라 다른 방법으로 고려될 수 있다. 공간 다중화의 경우, 상이한신호가다중 화되고 다중화된 신호가 수신측으로 전송되어， 정보 백터 (들)의 요소 (element )가 상 이한 값을 가진다. 한편, 공간 다이버시티의 경우에는， 동일한 신호가 복수개의 채널 경로를 통하여 반복적으로 전송되어, 정보 백터 (들)의 요소가 동일한 값을 가진다. 물론， 공간 다중화 및 공간 다이버시티 기법의 조합 역시 고려할 수 있다. 즉， 동일 한 신호가 예를 들어 3 개의 전송 안테나를 통해 공간 다이버시티 기법에 따라 전송 되고， 나머지 신호들은 공간 다중화되어 수신측으로 전송될 수도 있다.
[87] NR개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호 ¾，¾，' ' ， 은 백 터로 다음과 같이 표현될 수 있다.
[88] 【수학식 6】
[89] ^ = [¾ ' ^- ,¾？
[90] 다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우， 채널은 송수신 안테나 인텍스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 j 로부터 수신 안테나 i 를 거치 는 채널을 ¾로 표시하기로 한다. ¾에서， 인덱스의 순서가 수신 안테나 인텍스가 먼저， 송신 안테나의 인덱스가나중임에 유의한다. [91] 도 5(b)에 NT 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i 로의 채널을 도시하였다. 상기 채널올 묶어서 백터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 5(b)에서, 총 NT 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
[92] 【수학식 7】 [93] = [¾1 ' ¾2 " " *¾^ J
[94] 따라서 , NT개의 송신 안테나로부터 NR 개의 수신 안테나로 도착하는모든 채 널은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure imgf000014_0001
[97] 실제 채널에는 채널 행렬 H를 거친 후에 백색잡음 (AWGN; Addi t ive White Gaussian Noise)이 더해진다. NR 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음 ^， ^^，^^은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure imgf000014_0002
[100] 상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
[101] 【
Figure imgf000014_0003
[103] 채널 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H에서 행의 수는 수신 안테나의 수 NR 과 같고, 열의 수 는 송신 안테나의 수 NT와 같다. 즉， 채널 행렬 H는 행렬이 NRXNT된다. [104] 행렬의 탱크 (rank)는 서로 독립인 ( independent ) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 탱크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬 H의 행크 (ra (H))는 다음과 같이 제한된다.
[105] 【수학식 11】
[106] rank(H)≤ min(Nr , NR )
[107] MIMO 전송에 있어서 '탱크 (Rank) ' 는 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경 로의 수를 나타내며， '레이어 Gayer)의 개수' 는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스 트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 탱크 수에 대웅 하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 탱크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.
一 [108] 참조신호 (Reference Signal ; RS)
[109] 무선 통신 시스템에서 패¾을 전송할 때, 전송되는 패킷은 무선 채널을 통해 서 전송되기 때문에 전송과정에서 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 왜곡된 신호를 수 신측에서 올바로 수신하기 위해서는 채널 정보를 이용하여 수신 신호에서 왜곡을 보 정하여야 한다. 채널 정보를 알아내기 위해서, 송신측과 수신측에서 모두 알고 있는 신호를 전송하여， 상기 신호가 채널을 통해 수신될 때의 왜곡 정도를 가지고 채널 정 보를 알아내는 방법을주로 사용한다. 상기 신호를 파일럿 신호 (Pi lot Signal ) 또는 참조 신호 (Reference Signal )라고 한다.
[110] 다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 송신 안테나와 수 신 안테나 사이의 채널 상황을 알아야 올바른 신호를 수신할수 있다. 따라서, 각송 신 안테나 별로 별도의 참조 신호가 존재하여야 한다.
[111] 이동 통신 시스템에서 참조신호 (RS)는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분 될 수 있다. 하나는 채널 정보 획득을 위해 사용되는 RS 이고， 다른 하나는 데이터 복조를 위해 사용되는 RS 이다. 전자는 단말이 하향 링크 채널 정보를 획득하도록 하 기 위한 RS 이므로 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브프레임에서 하향링크 데이 터를 수신하지 않는 단말이라도 해당 RS를 수신하고 측정할수 있어야 한다. 이러한 RS는 핸드 오버 등을 위한 측정 등올 위해서도사용된다. 후자는 기지국이 하향링크 를 보낼 때 해당자원에 함께 보내는 RS로서 , 단말은 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고， 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이러한 RS 는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다. [112] 기존의 3GPP LTE (예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈 -8) 시스템에서는 유니캐스트 (unicast ) 서비스를 위해서 2 가지 종류의 하향링크 RS 를 정의한다. 그 중 하나는 공용 참조신호 (Common RS ; CRS)이고, 다른 하나는 전용 참조신호 (Dedi cated RS; DRS) 이다. CRS 는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등을 위한 측정 등을 위해서 사용되고, 샐—특정 (cel l— speci f ic) RS라고 칭할 수도 있다. DRS는 데이터 복조를 위 해 사용되고， 단말 -특정 (UE-speci f i c) RS라고 칭할 수도 있다. 기존의 3GPP LTE시스 템에서 DRS는 데이터 복조용으로만사용되며 CRS 는 채널 정보 획득 및 데이터 복조 의 두 가지 목적으로 다사용될 수 있다.
[113] CRS는 셀-특정으로 전송되는 RS 이며， 광대역 (wideband)에 대해서 매 서브프 레임마다 전송된다. CRS 는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4 개의 안테나 포트에 대해서 전송될 수 있다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나포트에 대한 CRS가 전송되고， 네 개인 경우 0~3 번 안테나 포트에 대한 CRS가각각 전송된다.
[114] 도 6 은 기지국이 4 개의 전송 안테나를 지원하는 시스템에서 하나의 자원블 록 (일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 x 주파수 상으로 12 부반송 파) 상에서 CRS 및 DRS의 패턴을 나타내는 도면이다. 도 6에서 'R0 ' , 'R1 '， 'R2 ' 및 'R3 ' 로 표시된 자원 요소 (RE)는, 각각 안테나 포트 인텍스 0， 1， 2 및 3에 대한 CRS 의 위치를 나타낸다. 한편, 도 6 에서 ' D'로 표시된 자원 요소는 LTE 시스템에서 정 의되는 DRS의 위치를 나타낸다.
[115] LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE— A 시스템에서는, 하향링크에서 최대 8 개의 송신 안테나를 지원할 수 있다. 따라서, 최대 8 개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE시스템에서의 하향링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대해서 만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4 개 이상 최대 8 개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트들에 대한 RS 가 羊가적으로 정의되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나포트에 대한 RS로서 , 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS두 가지가모두 고려되어야 한다.
[116] LTE-A 시스템을 설계함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 역방향 호환성 (backward compat ibi l i ty)이다. 역방향 호환성이란， 기존의 LTE 단말이 LTE-A시스템 에서도 을바르게 동작하도록 지원하는 것을 의미한다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE 표준에서 정의되어 있는 CRS 가 전 대역으로 매 서브프레임마다 전송되는 시간一 주파수 영역에 최대 8개의 송신 안테나포트에 대한 RS를 추가하는 경우， RS오버헤 드가 지나치게 커지게 된다. 따라서， 최대 8 안테나 포트에 대한 RS 를 새롭게 설계 함에 있어서 RS오버헤드를 줄이는 것이 고려되어야 한다.
[11기 LTE-A 시스템에서 새롭게 도입되는 RS 는 크게 2 가지로 분류할 수 있다. 그 중 하나는 전송 탱크 변조및코딩기법 (Modulat ion and Coding Scheme ; MCS) , 프리코딩 행렬인덱스 (프리코딩 Matr ix Index ; PMI ) 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS 인 채널상태정보-참조신호 (Channel State Informat ion RS ; CSI-RS)이고， 다른 하나는 최 대 8 개의 전송 안테나를 통해 전송되는 데이터를 복조하기 위한목적의 RS 인 복조- 참조신호 (DeModulat ion RS ; DM RS)이다.
[118] 채널 측정 목적의 CSI-RS 는， 기존의 LTE 시스템에서의 C.RS 가 채널 측정, 핸 드오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리, 채널 측정 위주의 목적을 위해서 설계되는 특징이 있다. 물론 CSI-RS 역시 핸드오버 등의 측정 등의 목적으로도사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는목 적으로만 전송되므로, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS 와 달리， 매 서브프레임마다 전 송되지 않아도 된다. 따라서， CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간축 상에서 간헐적으로 (예를 들어， 주기적으로) 전송되도록 설계될 수 있다.
[119] 만약 어떤 하향링크 서브프레임 상에서 데이터가 전송되는 경우에는， 데이터 전송이 스케줄링된 단말에게 전용으로 (dedicated) DM RS가 전송된다. 특정 단말 전용 의 DM RS 는， 해당 단말이 스케줄링된 자원영역， 즉 해당 단말에 대한 데이터가 전송 되는 시간-주파수 영역에서만 전송되도록 설계될 수 있다.
[120] 도 7은 LTE— A시스템에서 정의되는 DM RS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다. 도 7 에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록 (일반 CP 의 경우, 시간상 으로 14 개의 0FDM 심볼 X 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 DM RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. DM RS 는 LTE-A시스템에서 추가적으로 정의되는 4 개의 안테나 포트 (안테나 포트 인덱스 7， 8 , 9 및 10)에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 DM RS 는상이한주파수 자원 (부반송파) 및 /또는상이한 시간 자 원 (0FDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다 (즉, FDM 및 /또는 TDM 방식으로 다 중화될 수 있다) . 또한， 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 DM RS 들은 서로 직교 코드 (orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다 (즉， CDM방식으로 다중화될 수 있다) . 도 7 의 예시에서 DM RS CDM 그룹 1 로 표시된 자원요소 (RE) 들에는 안테나 포트 7 및 8 에 대한 DM RS 들이 위치할 수 있고， 이들 은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 마찬가지로, 도 7 의 예시에서 DM RS 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나포트 9 및 10 에 대한 DM RS들이 위치할수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다.
[121] 도 8 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면 이다. 도 8 에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록 (일반 CP 의 경우， 시간상으로 14 개의 OFDM 심볼 X 주파수상으로 12부반송파) 상에서 CSI-RS 가 전 송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. 어떤 하향링크 서브프레임에서 도 8(a) 내지 8(e) 중 하나의 CSI-RS 패턴이 이용될 수 있다. CSI-RS 는 LTE-A 시스템에서 추가적 으로 정의되는 8 개의 안테나포트 (안테나포트 인덱스 15， 16, 17, 18 , 19, 20， 21 및 22) 에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 는 상이한 주 파수 자원 (부반송파) 및 /또는 상이한 시간 자원 (OFDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분 될 수 있다 (즉, FDM및 /또는 TDM 방식으로 다증화될 수 있다) . 또한， 동일한 시간-주 파수 자원 상에 위치하는서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 들은서로 직교 코드 (orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다 (즉， CDM방식으로 다중화될 수 있다) . 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM그룹 1 로 표시된 자원요소 (RE) 들에는 안테나포트 15 및 16 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고， 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포 트 17 및 18 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고， 이들은 직교 코드에 의해 다증화 될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM그룹 3 으로 표시된 자원요소들에는 안 테나 포트 19 및 20 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고， 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 4 로 표시된 자원요소들에 는 안테나 포트 21 및 22 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다증화될 수 있다. 도 8(a)를 기준으로 설명한 동일한 원리가 도 8(b) 내지 8(e)에 적용될 수 있다.
[122] 도 6 내지 8 의 RS 패턴들은 단지 예시적인 것이며， 본 발명의 다양한 실시 예들을 적용함에 있어서 특정 RS 패턴에 한정되는 것이 아니다. 즉， 도 6 내지 8 과 다른 RS 패턴이 정의 및 사용되는 경우에도 본 발명의 다양한 실시예들은 동일하게 적용될 수 있다.
[123] CSI-RS설정 (conf igurat ion) [124] 단말에게 설정된 복수 개의 CSI-RS 와 복수 개의 IMR 중에서， 신호 측정을 위한 하나의 CSI— RS자원과， 간섭 measure 를 위한 하나의 Interference measurement resource ( IMR)을 연관하여 (associat ion) 하나의 CSI 프로세스가 정의될 수 있다. 단 말은서로 다른 CSI 프로세스로부터 유도된 CSI 정보는 독립적인 주기 와서브프레임 오프셋 (subframe of fset )을 가지고 네트워크 (예를 들어, 기지국)로 피드백 된다.
[125] 즉, 각각의 CSI 프로세스는 독립적인 CSI 피드백 설정을 갖는다. 이러한 CSI-RS resource와 IMR resource assoc i at ion정보 및 CSI 피드백 설정등은 CSI 프로 세스 별로 RRC 등의 상위 계층 시그널링을 통해 기지국이 단말에게 알려줄 수 있다. 예를 들어， 단말은 표 1 과 같은 세 개의 CSI 프로세스를 설정 (설정)받는다고 가정한 다.
[ 126] [표 1】
Figure imgf000019_0001
[127] 표 1에서 CSI-RS 0와 CSI-RS 1은 각각 단말의 serving셀인 셀 1으로부터 수 신하는 CSI-RS와협력에 참여하는 이웃 셀인 셀 2로부터 수신하는 CSI-RS를 나타낸 다. 만약 표 1 의 각각의 CSI 프로세스에 대하여 설정된 IMR에 대하여 표 2 와 같이 설정되었다고 가정한다면'
[128] [표 2】
Figure imgf000019_0002
[129] IMR 0에서 셀 1은 mut ing을 셀 2는 데이터 송신을 수행하며， 단말은 IMR 0 로부터 셀 1 을 제외한 다른 셀들로부터의 간섭을 측정하도록 설정된다. 마찬가지로, IMR 1에서 셀 2는 mut ing을 셀 1는 데이터 송신을 수행하며， 단말은 IMR Γ로부터 셀 2을 제외한다른 셀들로부터의 간섭을 측정하도특 설정된다. 또한， IMR 2 에서 셀 1 과 셀 2모두 mut ing올 수행하며, 단말은 IMR 2로부터 셀 1과 셀 2을 제외한 다른 셀들로부터의 간섭을 측정하도록 설정된다. [130] 따라서， 표 1 및 표 2에서 나타낸 바와 같이， CSI 프로세스 0 의 CSI 정보는 셀 1으로부터 데이터를수신하는 경우 최적 RI , PMI , CQI 정보를 나타낸다. CSI 프로 세스 1의 CSI 정보는 셀 2으로부터 데이터를 수신하는 경우 최적 RI , PMI , CQI 정보 를 나타낸다. CSI 프로세스 2 의 CSI 정보는 셀 1 으로부터 데이터를 수신하고， 셀 2 로부터 간섭을 전혀 받지 않는 경우 최적 RI , PMI , CQI 정보를 나타낸다.
[131] 하나의 단말에게 설정 (설정)된 복수의 CSI 프로세스는 서로 종속적인 값을 공유하는 것이 바람직하다. 예를 들어， 샐 1과 셀 2의 JT(joint transmi ssion)의 경 우, 샐 1의 채널을 시그널 파트 (signal part)로 간주하는 CSI 프로세스 1과 셀 2의 채널을 시그널 파트 (signal part)로 간주하는 CSI 프로세스 2가 한 단말에게 설정 (설 정)되었을 경우 CSI 프로세스 1과 CSI 프로세스 2의 렘크 (rank) 및 선택된 서브밴드 인덱스가 같아야 JT스케줄링이 용이하다.
[132] CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 기지국이 설정 (configurat ion) 할 수 있다. CSI-RS 를 측정하기 위해서 단말은 반드시 자신이 속한 샐의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS 설정 (conf igurat ion)을 알고 있어야 한다. CSI-RS 설정에는, CSI-RS 가 전송되는 하향링크 서브프레임 인텍스, 전송 서브프레임 내에서 CSI-RS자 원요소 (RE)의 시간-주파수 위치 (예를 들어， 도 8(a) 내지 8(e)와 같은 CSI-RS패턴) , 그리고 CSI-RS 시퀀스 (CSI-RS용도로 사용되는 시뭔스로서， 슬롯 번호 셀 ID, CP길 이 등에 기초하여 소정의 규칙에 따라 유사 -랜덤 (pseudo-random)하게 생성됨) 등이 포함될 수 있다. 즉, 임의의 (given) 기지국에서 복수개의 CSI-RS 설정 (configurat ion)이 사용될 수 있고, 기지국은 복수개의 CSI— RS 설정 중에서 샐 내의 단말 (들)에 대해 사용될 CSI-RS설정을 알려줄수 있다.
[133] 또한, 각각의 안테나 포트에 대한 CSI— RS 는 구별될 필요가 있으므로， 각각 의 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 전송되는 자원은 서로 직교 (orthogonal )해야 한다. 도 8 과 관련하여 설명한 바와 같이， 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 들은 직교하 는 주파수 자원， 직교하는 시간 자원 및 /또는 직교하는 코드 자원을 이용하여 FDM, TDM 및 /또는 CDM 방식으로 다중화될 수 있다.
[134] CSI-RS 에 관한 정보 (CSI-RS 설정 (conf igurat ion))를 기지국이 셀 내의 단말 들에게 알려줄 때， 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI— RS 가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, 시간에 대한 정보에는， CSI-RS 가 전송되는 서브프레임 번호들， CSI-RS가 전송되는주기， CSIᅳ RS가 전송되는 서브프레임 오프셋 , 특정 안테나의 CSI-RS자원요소 (RE)가 전송되는 OFDM심볼 번호 등이 포함될 수 있다. 주파수에 대한 정보에는 특정 안테나의 CSI-RS 자원요소 (RE)가 전송되는 주파수 간격 (spacing) , 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 포함될 수 있다.
[135] 도 9는 CSI-RS가주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한도면이 다. CSI-RS는 한서브프레임의 정수 배의 주기 (예를 들어， 5서브프레임 주기， 10서 브프레임 주기， 20 서브프레임 주기， 40 서브프레임 주기 또는 80 서브프레임 주기) 를 가지고 주기적으로 전송될 수 있다.
[136] 도 9 에서는 하나의 무선 프레임이 10 개의 서브프레임 (서브프레임 번호 0 내지 9)로 구성되는 것을 도시한다. 도 9에서는, 예를 들어, 기지국의 CSI-RS 의 전 송 주기가 10ms (즉, 10서브프레임) 이고， CSI_RS 전송 오프셋 (Of fset )은 3 인 경우 를 도시한다. 여러 샐들의 CSI-RS 가 시간 상에서 고르게 분포할 수 있도록 상기 오 프셋 값은 기지국마다각각 다른 값을 가질 수 있다. 10ms의 주기로 CSI-RS가 전송되 는 경우, 오프셋 값은 0~9 중 하나를 가질 수 있다. 이와 유사하게, 예를 들어 5ms 의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0~4 중 하나의 값을 가질 수 있고, 20ms 의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0~19 중 하나의 값을 가질 수 있고， 40ms 의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0~39 중 하나의 값을 가 질 수 있으며， 80ms 의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우오프셋 값은 0~79 중 하나의 값을 가질 수 있다. 이 오프셋 값은， 소정의 주기로 CSI-RS 를 전송하는 기지국이 CSI-RS 전송을 시작하는서브프레임의 값을 나타낸다. 기지국이 CSI-RS 의 전송 주기 와 오프셋 값을 알려주면, 단말은 그 값을 이용하여 해당 서브프레임 위치에서 기지 국의 CSI-RS 를 수신할 수 있다. 단말은 수신한 CSI-RS 를 통해 채널을 측정하고 그 결과로서 CQI , PMI 및 /또는 RI (Rank Indicator) 와 같은 정보를 기지국에게 보고할수 있다. 본 문서에서 CQIᅳ PMI 및 RI 를 구별하여 설명하는 경우를 제외하고， 이들을 통칭하여 CQI (또는 CSI) 라 칭할 수 있다. 또한， CSI-RS 전송 주기 및 오프셋은 CSI-RS 설정 (conf igurat ion) 별로 별도로 지정될 수 있다.
[137] 도 10 은 CSI-RS 가 비주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한 도 면이다. 도 10 에서는 하나의 무선 프레임이 10 개의 서브프레임 (서브프레임 번호 0 내지 9)으로 구성되는 것을 도시한다. 도 10 에서와 같이 CSI-RS 가 전송되는 서브프 레임은 특정 패턴으로 나타날 수 있다. 예를 들어， CSI-RS 전송 패턴이 10 서브프레 임 단위로 구성될 수 있고, 각각의 서브프레임에서 CSI-RS 전송 여부를 1 비트 지시 자로 지정할수 있다. 도 10 의 예시에서는 10 개의 서브프레임 (서브프레임 인덱스 0 내지 9) 내의 서브프레임 인덱스 3 및 4에서 전송되는 CSI— RS 패턴을 도시하고 있다. 이러한지시자는상위 계층 시그널링을 통해 단말에게 제공될 수 있다.
[138] CSI-RS 전송에 대한 설정 (conf igurat ion)은 전술한 바와 같이 다양하게 구성 될 수 있으며 , 단말이 올바르게 CSI-RS를 수신하여 채널 측정을 수행하도록 하기 위 해서는， 기지국이 CSI-RS 설정을 단말에게 알려줄 필요가 있다. CSI-RS 설정을 단말 에게 알려주는 본 발명의 실시예들에 대해서 이하에서 설명한다
[139] RF단의 구성
[140] 도 11은 무선 접속 시스템에서 이용되는 RF수신부의 일례를 도시한다.
[141] 도 11 을 참조하면, 먼저 안테나 (Antenna , 1101)는 공기중의 전자기파 신호를 수신하여 도선상의 전기적 변화로 전달해준다.
[142] 다음으로， 안테나로 수신된 신호는 잡스런 주파수들이 섞여 있으므로, 대역 선택 필터 (Band select f i l ter , 1102)는 원하는 주파수 대역만 증폭시켜 줄 수 있도록 대역 통과 필터링을 한다. 대역 선택 필터는 채널을 여러 개 쓰는 경우 채널들 전체 ( in-band)를 통과시켜 주어야 하며 동일한 안테나를 이용하는 경우에는 Duplexer 가 Band select f i lter 역할겸할 수 있다.
[143] 다음으로, LNA(Low Noi se Ampl i f ier , 1103)은 공기중의 잡음이 묻어은 수신신 호를 증폭할 때， 잡음까지 증폭되는 것을 최대한 억제하면서 신호가 증폭될 수 있도 록 한다.
[144] 다음으로, IR lmage Reject Fi lter , 1104)는 LNA에서 증폭된 신호중에서 치 명적인 image frequency가 Mixer로 전달되는 것을 막기 위해 다시 한번 대역통과 필 터링을 수행한다. 부가적으로 부가적으로 Spurious 주파수들올 제거하고 RF 단과 IF 단을 분리하여 수신부의 안정성을 도모한다.
[145] 다음으로, RF down mixer (1105)는 저 잡음 증폭된 RF신호를 IF 대역으로 주 파수를 하향 변환해 준다.
[146] 다음으로, RF Local Osci l lator (RF L0, 1106)은 RF down mixer 에 주파수 합 성을 위한 L0주파수를 공급한다. 채널 선택이 필요한 통신의 경우에는 L0 주파수를 변화시켜 채널 선택을 할 수 있다.
[147] 다음으로, Phase Locked Loop (PLL, 1107)은 RF L0의 출력 주파수가흔들리지 않고 일정한주파수에서 고정될 수 있도록 잡아준다. 즉， Control 입력을 통해 RF L0 로사용되는 VCO 의 전압을 정교하게 조절해서 RF L0출력 주파수를 원하는 주파수로 이동하고 고정시켜주는 주파수 튜닝 역할을 한다.
[148] 다음으로 IF 주파수로 변환된 신호들은 여러 채널들을 포함하고 있는데， 채 널 선택 필터 (Channel select f i lter , 1108)는 이들 중에서 원하는 채널만을 대역통과 필터링하여 선택한다. 각 채널간의 간격은 대부분 좁기 때문에, 스커트 특성이 좋은 필터가 필요하다.
[149] RF단의 LNA만으로는 미약한수신신호를 층분히 증폭시킬 수 없기 때문에， 채 널 필터링을 거친 후에 IF AMP를 통해 상당량의 신호 증폭을 수행해야 한다. 정교한 전력 조절이 필요한 경우 IF증폭기 (ampl i f ier)(1109)는 IF AMP의 Gain을 VGA나 AGC 등 임의로 조절한다.
[150] 다음으로, IF Down mixer(lllO)는 IF 단에서 채널선택과 증폭을 마무리하고, 캐리어 주파수를 제거하여 원래 신호가 담긴 주파수 대역인 Baseband 로 변한다. 즉， 하향변환 Mixing을 수행한다.
[151] 다음으로, IF Local Osci l lator (IF L0)는 IF를 Baseband로 변환하기 위한 IF Mixer에 L0주파수를 공급한다. L0주파수를 고정 시키기 위해 IF PLL이 부가적으로 이용할수 있다.
[152] 도 12는무선 접속 시스템에서 이용되는 RF송신부의 일례를 도시한다.
[153] 먼저 구동 증폭기 (Drive Ampl i f ier , DA, 1201)를 설명한다. Tx단은 x 단과 달 리 일정한 입력신호를 가지고 있다. 입력 신호를 상당히 큰 전력의 신호로 증폭시켜 야 하는 역할을 담당하는 PA(Power Amp)는 구조상 충분한 Gain 을 가지고 있지 못한 경우가 많다. 또한 Power AMP가층분한 전력으로 중폭하기 위해서는 입력 신호 역시 어느 정도 수준의 전력을 가져야 한다. Drive AMP는 Power amp의 Gain부족을 해결하 고, 동시에 PA에 충분한 입력 전력을 만들어 주는 역할을 한다.
[154] 다음으로， BSF(Band Select Fi lter , 1202)를 설명한다. Drive Amp는 비선형성 을 가진 증폭기이기 때문에 불필요한 주파수 출력성분이 나타날 수 있다. 그러한 주 파수 성분이 PA 에서 증폭되는 것을 피하기 위해 BSF는사용 중인 채널 대역들만 통 과시킨다.
[155] 다음으로, 전력 증폭기 (Power Ampl i f ier , PA, 1203)는 RF, Tx부에서 가장증 요한구성이다. PA 는 최종단에서 층분한 전력을 가진 신호를 내보낼 수 있도록 전력 증폭하는 기능을 수행한다. [156] 다음으로, Isolator를 설명한다. 송신단은 신호를 받는 단이 아니지만 안테나 를 통해 신호가 역으로 유입될 가능성이 존재하기 때문에， 특정 방향으로만 신호가 전달될 수 있도록 신호의 반향을 고정할 필요가 있다. 출력방향으로는 신호가흐르고 역방향으로 들어은 신호는 Terminat ion시켜서 신호가 역으로 전달되지 않도록 한다. 즉, 신호가 역으로 유입되어 PA 출력단의 임피던스를 교란시키는 것을 막아서 PA 가 파손되는 것을 방지할 수 있다.
[157] 다음으로, BSF(Band Select Fi lter , 1205)를 설명한다. Drive Amp단과 마찬가 지로 비선형 증폭기 후단에 비선형적인 spur ious 주파수 성분들이 나타날 수 있으므 로， 그 것들을 잘라내고 원하는 주파수 대역만 외부로 방출하기 위해 마지막으로 대 역 통과 필터링을 수행한다. 수신단과 안테나를 공유하는 시스템이라면 Duplexer 가 이 역할을 겸할수 있다.
[158] 다음으로， 안테나 (Antenna , 1206)는 최종적으로 도선상의 전기적 신호 변화를 공기중의 전자기파로 복사 (Radi at ion) 시키는 역할을 한다.
[159] 이하에서는, 듀플렉서 (Duplexer)와 디플렉서 (Diplexer)를 설명한다.
[160] 멀티풀렉스 (Mult iplex)는 여러 개의 신호가 공유되고 분배되는 것이고， 멀 티 플렉서 (Mul t iplexer)는 하나의 선로를 통해 여러 신호를 보내고, 그것을 다시 모 으거나 분배하는 구성을 말한다.
[161] 듀플렉스 (Duplex)는 하나의 경로를 두 개 신호를 공유하는 것이다. 하나의 시스템에서 두 개의 신호라면 보통 송신신호와 수신신호의 두 가지를 지칭한다. 하나 의 전송 선로나 안테나를 이용하여 송수신 신호가 함께 공유되는 방식으로 TDD, FDD 를 들 수 있다. FDD 방식에서 송신 주파수와 수신 주파수를 하나의 안테나에 공유하 고자 할 때, 송신단과 수신단， 그리고 안테나의 3 단이 서로 섞이지 않고 원하는 대 로만흘러가도록 정리하기 위해서 듀플렉서가 필요하다. 즉, 듀플렉서는 같은 안테나 를 이용하면서 송신단과 수신단올 분기하는 역할을 수행한다. 듀플렉서를 이용함으로 써 하나의 안테나로 송수신단을 소화하여 안테나를 효율적으로 공유할수 있다.
[162] 도 13은 듀플렉서 구성의 일례이다. 도 13을 참조하면， 듀플렉서는 송신단주 파수만 통과시키는 BPF (대역통과 필터)와 수신단 주파수만 통과시키는 BPF 를 붙인 후, 그 중간을 안테나와 적절히 매칭하여 구성할 수 있다.
[163] 도 14는 듀플렉서를주파수 대역으로 도시한 일례이다. S21와 S13는 안테나 포트 1 로부터 포트 2 및 포트 3로의 전력 전달을 나타낸다. 필터 특성에 의해 각각 의 SPF통과주파수에서 높은 통과도를 가질 수 있다. S23은 송신단과 수신단간의 전 력전달을 의미 한다. 송 /수신 주파수 대역 모두에서 최하로 억압된다.
[164] 디플렉서 (Diplexer)는 같은 안테나를 이용하면서 송신단과 수신단을 분기하 는 것을 말한다. 디플렉서는 LPF와 HPF를 이용하여 구성될 수 있다. 예를 들면, 유선 경로를 이용하여 신호를 송수신하는 경우, 차폐된 선로 내에 다른 주파수 없이 송신 신호와 수신신호 두 가지만 존재하는 경우에 이용될 수 있다. 또한， Mul t i-band 단말 기에서 800MHz 대의 Cel lular CDMA와 1.8GHz 대의 PCS CDMA를 동시에 소화 하는 경우 에도 이용될 수 있다.
[165] 이하에서는 위상 이동기 (Phase shi ft )에 대해서 설명한다.
[166] 위상 이동기는 신호의 위상을 전기적 흑은 기계적인 방법으로 변화시키는 것 을 말한다. Phase Array Antenna의 범제어와위상변조 등 RF 아날로그 신호 처리단에 서 이용될 수 있다.
[167] 위상을 바꾸는 첫번째 방법으로 기계적으로 선로의 길이를 바꾸는 방법을 들 수 있다. 예를 들면， 두 개의 금속 동축선로가 겹쳐진 구조에서, 한쪽의 동축 파이프 를 넣었다 뺐다 하면서 신축시켜 구현할 수 있다. 이러한 방법은 연속적으로 위상을 바끌 수 있고 저손실의 장점이 있다. 반면, 기계적이므로 위상을 바꾸는데 시간이 걸 리고 크기가큰 단점이 있다.
[168] 위상을 바꾸는 두번째 방법으로 선로 변환 방식이 있다. 이는, 전기적으로 길이를 바꾸는 위상천이 방법의 하나이다. 길이가 다른 복수의 전송선로를 배치하고, 스위치로 경로를 바꾸어 구현할 수 있다. 이 방법은 소형화가 가능하고 위상변환 시 간이 매우 짧은 장점이 있다. 반면， 디지털 방식이므로 연속적인 위상값의 변화가불 가능하고, 기계식에 비해 손실이 큰 단점이 있다. 예를 들면， 선로 변환 방식의 4bi t 위상 천이기는 0 - 337.5까지 22 , 5의 단위로 위상을 변화 시킬 수 있다.
[169] 위상을 바꾸는 세번째 방법으로 반사 이용 방식이 있다. 반사 이용 방식도 마찬가지로 전기적으로 길이를 바꾸는 위상천이 방법의 하나이다. 빛이 어딘가에 부 딪치면 반사되어 위상이 바뀌게 되는 원리와 마찬가지로 전기 신호는 임피던스가 변 화하는 지점에서 반사가 일어나 위상 변화한다. 구체적으로, 전송 선로 중간에 연결 한 소자 값에 따라 삽입위상을 조절할 수 있다. 이 방법은 삽입 손실이 악화되고 임 피던스 특성도 악화되는 단점이 있다. [170] 위상을 바꾸는 네번째 방법으로 Loaded Line Type 또는 Hybrid Coupled Type 이 있다. 이들도 전기적으로 길이를 바꾸는 위상천이 방법의 하나이다. 이는 디지털 방식의 위산 천이기로 자주 이용된다. Loaded Line Type은 위상 천이량이 45 s 이하 인 위상천이기에 이용되고, Hybrid Coupled Type 은 위상 천이량이 45 s 이상인 위상 천이기에 이용된다. 예를 들면， PIN 다이오드를 on/of f 시켰을 때의 리액턴스 변화를 이용하여 위상을 가변시킬 수 있다ᅳ
[171] 위상을 바꾸는 다섯번째 방법으로 Vector Modulator Phase Shi fter을 들수 있 다. 이는 직교하는 두 성분의 크기를 원하는 위상에 따라 조정하여 합성기에서 만나 게 해줌으로써 , 필요한 위상을 가지는 신호를 얻는 방식이다.
[172] 하이브리드 범포밍 (Hybrid Beamforming)
[173] 도 15 및 도 16은 디지털 빔포밍을수행할 수 있는 송신단 및 수신단 구성의 일례이다.
[174] 디지털 빔포밍 기법은 Baseband 단에서 신호 처리 기법을 적용하여 각 안테 나 포트 별로 범 형성을 위한 위상 및 크기를 변화시킨다. 이러한 디지털 범포밍 기 법은 주파수 대역 별로 독립적인 빔형성과 정교한 빔형성을 할수 있는 장점이 있다. 따라서， 디지털 빔포밍 기법은 각 안테나포트 별로 독립적인 Baseband신호 처리 블 록이 요구된다.
[175] 도 17 및 도 18은 아날로그 빔포밍을 수행할수 있는 송신단 및 수신단 구성 의 일례이다.
[176] 아날로그 범포밍 기법은 Baseband 에서 전달된 신호를 RF 단에서 각 안테나 요소 별로 위상 및 크기 값을 변화 시켜 빔을 형성하는 것을 특징으로 한다. 빔형성 이 RF 단에서 이루어지기 때문에 상대적으로 적은 수의 Baseband 신호 처리 블록을 사용하여 Baseband 하드웨어 복잡도가 낮아지는 장점이 있다. 반면， 아날로그 범포밍 기법은 시간 축으로 가변적인 빔형성을 적용하고 주파수 축으로는 전대역에 동일한 빔형성이 적용되어 빔포밍 자유도가낮고 생성된 빔의 정확도가 낮은 단점이 있다.
[177] Massive IM0 기반의 무선통신은 다중 안테나를 적용하여 신호 품질 성능올 개선하고， 에너지 효율을 향상시키며 다중 사용자 간섭을 제거할 수 있는 등의 장점 이 있다. 안테나의 수가 많아 질 수록 이러한 장점을 많이 얻을 수 있지만, 반면에 안테나 수가 증가할 수록 Baseband 신호 처리 블록의 수도 증가하여 신호처리 및 하 드웨어 복잡도가증가되는 단점이 있다. [178] 하드웨어 복잡도를 낮추면서도 Massive MIMO의 이득은 유지하기 위한 방안으 로 디지털 빔포밍 방법과 아날로그 범포밍 방법이 결합된 하이브리드 빔포밍 방법이 제안되었다.
[179] 디지털 빔포밍 방법은 주파수 대역 별로 서로 다른 빔형성을 할 수 있는 자 유도가 높다. 하지만， 사용되는 주파수 대역에 동일한 빔을 형성하는 아날로그 빔포 밍 방법을 디지털 빔포밍 방법에 결합하는 경우, 디지털 범포밍 방법만을 사용하는 경우보다는 빔형성에 대한 자유도가 낮아진다. 이는 다중사용자 전송의 자유도를 낮 추게 되고， 동시에 Massive MIMO를 통해서 얻을 수 있는 다중사용자 이득이 낮아지 는 결과로 이어 질 수 있게 된다.
[180] 따라서 하이브리드 빔형성이 적용되는 경우， 다중 사용자 전송 자유도를 유 지할수 있는 최적 범포밍 계수 선택 방법이 요구된다.
[181] 제 1실시예
[182] 본 발명와제 1 실시예는 다중 사용자 전송을 위한 하이브리드 빔포밍 방법에 대한 것이다.
[183] 하이브리드 빔포밍은 Analog beamforming과 Digital beamforming을 동시에 수 행하는 것을 특징으로 한다. Massive MIMO system 에 하이브리드 범포밍을 도입할 때 중요한 것은 Beam 의 Resolut ion을 유지하는 것과 Massive 다중 사용자 전송의 자유 도를 유지하는 것이다. 제 1 실시예에서는 두 가지 요구 사항을 만족하기 위한 하이 브리드 빔포밍 방법에 대해서 기술한다.
[184] 먼저 , 아날로그 빔포밍을 설명한다. 아날로그 범포밍은 Phase shi fter를 갖는 RF 를사용한다. 아날로그 빔포밍은 다수의 안테나 Element 들이 방사하는 Beam들을 중첩시켜 특정 방향으로 에너지를 집중 시켜 Sharp 한 Beam (도너츠 형태 혹은 펜슬 형태) 이 되도록 한다. 여기서, Phase shi ft 의 값을 변경하여 빔형성 방향을 조절할 수 있다.
[185] 아날로그 빔포밍 은 하나의 Analog 신호에 위상 변화를 가해 다수의 안테나 를 통해 전송 또는 수신하도록 한다. 아날로그 범포밍은 시간에 따라 가변적인 위상 변화가 가능하다. 반면 Analog domain 에서 신호의 위상을 변화하기 때문에， 동일 시 간에 전송 대역을 공유하는 신호들은 동일한 위상을 갖게 된다. 즉, 광대역 전송이 수행되고, 협대역 빔형성은 어렵게 된다. [186] 아날로그 빔포밍 을 위해 N개의 독립적인 Phase shi fter 를사용한다면, 동 시에 공간적으로 구분 가능한 N 개의 독립적인 beam 을 형성할 수 있다. 독립적으로 형성된 N개의 Beam을 한 명의 사용자에게 할당하여 N개의 Path를 형성하도록 할수 있으며, N 명의 다중사용자에게 각각 할당하여 다중사용자 전송을 할 수도 있다. N 개의 Beam 을 통해 N 개의 서로 다른 Data 를 전송하기 위해서는 N 개의 독립적인 Baseband가요구된다.
[187] 다음으로， 디지털 빔포밍을 설명한다. 디지털 빔포밍은 Pass ive Antenna를사 용하는 MIM0전송과 연관된다.
[188] Passive Antenna를 사용하는 MIM0 전송을살펴 보면 , 다수의 Passive Antenna 가 방사하는 Broad한 Beam들을 Digi tal Processing으로 증첩시켜 특정 방향으로 에 너지를 집증 시켜 Sharp 한 Beam 이 되도록 한다. Beamforming에 의해 생성된 Sharp 한 Beam들은 Passive Antenna에 의해 형성된 Broad한 Beam이 전송되는 방위각 범위 에서 생성된다.
[189] Passive Antenna를사용하는 MIMO system에서 Digi tal beamforming은， Digi tal domain processing을사용하여 Passive Antenna에 의해 형성된 Beam들을 결합하여 지 향성을 준다. 이러한지향성은 협대역별로 독립적으로 수행할수 있다. 또한 Digi tal Beamforming은 Digi tal domain에서 계수를 조정하기 때문에 Resolut ion이 좋은 Beam 을 형성할수 있다.
[190] Passive Antenna를 사용하는 MU-MIM0전송은， 다수외 Passive Antenna에 의 해 형성된 Broad한 Beam들을 Digi tal Processing증첩하여 다수의 Sharp한 Beam들을 생성한다. 이후， 특정 사용자들에게 전송할 때 사용자간 간접을 줄이기 위하여 가능 한 직교하는 Beam들을 선택적으로사용하여 동시 전송을 수행한다. 즉， 다중 사용자 전송 시 Analog domain의 Beam은 공간적인 구분을 하지 않고， Digi tal Beamformer에 의 해서 생성된 Beam을사용하여 공간적 구분을 한다.
[191] 상술한 아날로그 범포밍과 디지털 범포밍을 기반으로 다중 사용자 전송을 지 원하기 위한 하이브리드 빔포밍 (hybr id beamforming) 방법을 설명한다.
[192] hybr id beamforming 에서 Beamforming 가증치 계산에 대한 자유도는 Digi tal domain뿐만 아니라 Analog domain어ᅡ서도 가진다 · Baseband operat ion을 통해 Digi tal beamforming을 수행하는 MIM0시스템에서 Analog beamforming을 수행할수 있도록 안 테나 엘리먼트에 가변적인 Phase shi fter 와 전력 증폭기를 갖는 RF 를 도입하면 Digi tal Beamforming 과 Analog Beamforming 을 동시에 수행할 수 있는 Hybrid beamforming을구현할 수 있다.
[193] 기존에 hybrid beamforming 와 연관된 기술은 주로 단일 사용자 관점에서 hybrid beamforming 의 최적 가증치 결정에 초점을 맞추고 있다. hybrid beamforming 연구들에서는 Digital domain 과 Analog domain 의 Weight 을 동시에 고려하여 최적 Weight 을 산출하는 방법들이 제안되었다. 이러한 연구들에서는 단일 사용자 관점에 서 최적 Weight 을 산출하는 것에 초점을 맞추고 있다. 또한 Analog domain 에서 mul t iple beam을 생성하는 것은 다중 경로 전송의 Energy를모으기 위한 목적으로사 용한 다는 것을 가정하고 최적 Beamforming Weight을산출한다.
[194] 기존에 연구된 단일 사용자 관점의 hybri d beamforming와 최적 가중치를 다중 사용자 전송에 사용하기에는 어려움이 있다. 시간 영역에서 수행되는 Beamforming의 경우 단일 사용자를 대표하는 Beamforming 일 수 있기 때문에, 사용자 별로 채널 상 황이 모두 다른 다증 사용자 전송이 고려되는 경우, 단일 사용자를 고려한 Beamforming weight을 산출하는 방식은 적용하기 어렵게 된다.
[195] 따라서， Massive MIM0 의 이점인 다수 다중 사용자 전송을 지원하기 위한 Hybrid beamforming 방법에 대한 연구가요청된다.
[196] 이하에서는 본 발명에 따른 실시예들에서 가정하는 안테나 유형과 빔포밍 방 법을 설명한다.
[197] 도 19는 하나의 트랜시버와 하나의 PA를 이용하는 Individual안테나의 구조 의 일례를 도시한다.
[198] 도 19를 참조하면， K 0개 Antenna element , N개 TRX(tranceiver)가 이용된 다. 각 TRX는 하나의 Antenna Element와 Mapping되며， 또한 각 TRX는 하나의 PA를 갖는다. 도 19 의 구조에서 N 개의 Antenna Element 를 사용하여 Ful l Digi tal Beamforming을 수행할 수 있다.
[199] 도 20 은 하나의 트랜시버와 복수의 PS/PA 를 이용하는 Individuar안테나의 구조의 일례를 도시한다.
[200] 도 20을 참조하면， K (> N) 개 Antenna element , N개 TRX 및 TRX별 독립적인 Antenna가 이용된다. 각 TRX는 M개의 Antenna element와 Mapping되며 , 또한 각 TRX 는 M개의 PS/PA를 갖는다. M개의 Antenna element를사용하여 Analog Beamforming 을수행하며 N개의 TRX를 이용하여 Digital Beamforming을 수행한다. [201] 도 21 은 하나의 트랜시버와 복수의 PS/PA를 이용하는 shared 안테나의 구조 의 일례를 도시한다.
[202] 도 21을 참조하면 , K (> N) 개 Antenna element , Ν 개 TRX를 이용하고， TRX 간 Antenna 공유한다. 각 TRX 는 M 개의 Antenna element 와 Mapping 되며, 또한 각 TRX는 M개의 PS/PA를 갖는다 . M개의 Antenna element를 사용하여 Analog Beamforming 을 수행하며 N개의 TRX를 이용하여 Digital Beamforming을 수행한다. 여기서， 하나 의 Antenna를 통해 다수의 Analog Beamforming을수행할 수 있다.
[203] 도 22는 하나의 트랜시버와복수의 PS/PA를 이용하며 Individual안테나를 이 용하는 구조의 일례를 도시한다.
[204] 도 22를 참조하면, K (> N) 개 Antenna element , N개 TRX, TRX 별 독립적인 Antenna가 이용된다. 각 TRX는 M개의 Antenna element와 Mapping되며 , 또한 각 TRX 는 M개의 PS/PA를 갖는다. 도 20과 달리 송신단은 Mul t ipl e PS/PA가 있는 반면， 수 신단은 Single RF Receiver를 갖는다. TX단에서 M개의 Antenna element를사용하여 Analog Beamforming을 수행하며 N개의 TRX를 이용하여 Digi tal Beamforming을 수행 한다. RX 단에서는 Fixed Beamforming을 수행하며, N 개의 TRX를 이용하여 Digi tal Beamforming을 수행한다.
[205] 도 23은 하나의 트랜시버와 복수의 PS/PA를 이용하는 shared안테나구조의 일례를 도시한다.
[206] 도 23을 참조하면， K (> N) 개 Antenna element , N 개 TRX를 이용하고， TRX 간 Antenna를 공유한다. 각 TRX는 M개의 Antenna element와 Mapping 되며 , 또한 각 TRX는 M개의 PS/PA를 갖는다. 도 21과 달리 송신단은 Mul t iple PS/PA가 있는 반면 , 수신단은 Single RF Receiver를 갖는다ᅳ Tx단에서 Μ개의 Antenna element를 사용하 여 Analog Beamforming을 수행하며 N개의 TRX를 이용하여 Digi tal Beamforming을 수 행한다. 또한, 하나의 Antenna를 통해 다수의 Analog Beamforming을 수행할수 있다. RX 단에서는 Fixed Beamforming 을 수행하며, N 개의 TRX 를 이용하여 Digi tal Beamforming을 수행한다.
[207] 이하에서는， Hybr id Beamforming을사용하여 다중 사용자를 구분하는 방법을 설명한다. 먼저， 넓은 지역을 여러개의 구역으로 나눈다. 구체적으로， Analog beamformer 를사용하여 폭이 넓은 Beam을 다수개 생성한다. 다음으로， 나 ¥)진 구역 내에서는 좁은 지점으로 나눈다. 즉, 유사한 곳을 지향하는 몇 개의 Anal og beam 을 digi tal processing으로 합성하여， 폭이 좁은 Beam을 생성한다.
[208] 제 1-1실시예
[209] 본 발명에 따른 제 1-1 실시예는 하이브리드 빔포밍을 사용하여 다중 사용자 를 구분하는 방법에 대한 것이다.
[210] 도 24 는 본 발명에 따른 하이브리드 범포밍에서 다증 사용자를 구분하는 첫 번째 실시예를 도시한다.
[211] 먼저, Antenna Element를 묶어 Subgroup으로 구성한다. 예를 들면， 도 20 , 도 22와 같은 방법으로 Antenna Element 를 Subgroup으로 구성할 수 있다.
[212] 이후, Subgroup 별로 Analog bearaforming을수행한다. Subgroup 에서 형성되 는 Analog Beam은 넓은 범폭올 가진다. 아날로그 범포머는 여러 공간을 구분할수 있 도록 하기 위하여 다양한 방향으로 Beam을 형성한다.
[213] Digital domain의 신호처리기는 Subgroup들이 만들어 내는 다수의 Beam이 합 성되도록 한다. Analog beam 이 지향하는 범위의 공간 안에 있는 사용자들 각각의 독 립적인 공간 채널 특성을 사용하여， 다수의 Beam 을 합성하기 위한 가증치를 생성할 수 있다. 이를 이용하여 다중사용자들을 구분 할 수 있다.
[214] 예를 들어， Antenna subgroup #1~#4 에서 4 개의 독립적인 Beam 을 생성하면 (Analog beamfonning) 4개의 독립적인 무선 채널올 형성할 수 있다. 4개의 무선 채널 은 4 개의 Antenna port 로 mapping 된다. 4 개의 Antenna port 를 지원하는 전송 Precoder를사용하여 다중 Stream전송 (digi tal beam forming)을 수행한다.
[215] 도 25 는 본 발명에 따른 하이브리드 범포밍에서 다중 사용자를 구분하는 두 번째 실시예를 도시한다.
[216] 도 21 및 도 23을 참조하면， 다수의 Phase Shi fter (PS) I Power Amp (PA)에 서 발생되는 신호는 합성되어, 하나의 Antenna Element 를 통해 전송된다. 각 PS/PA 별로 Analog Beamforming을 수행하며， 공간을 구분하기 위하여 다양한 방향으로 Beam 을 형성한다. 즉, 다수의 PS/PA가사용되면 동시에 다양한 방향으로 Beam 을 형성할 수 있다.
[217] 또한 도 25와 같이 각 Antenna subgroup에 다수의 PS/PA를 구성할수 있다. 이러한경우 경우, 각 Antenna subgroup 별로 다수의 Beam을 형성할 수 있다. [218] Digi tal domain의 신호 처리기는 다수의 PS/PA 별로, DAC로부터 생성된 파형 이 서로 다른 Analog 신호 (독립적인 신호)로 전송될 수 있도록 신호를 생성할 수 있 다. Digital beam nner의 Precoding은 Antenna subgroup 및 다수의 PS/PA에서 생성 되는 Analog beam올 합성되도록 하는 역할을 한다.
[219] 예를 들어 , Antenna subgroup #1과 #2에서 각각 2개의 독림적인 Beam을 생 성하여 (Analog beamforming) 총 4개의 Beam이 생성될 때 (Analog beam) , 4개의 독 림적인 무선 채널을 형성할 수 있다. 4 개의 무선 채널은 4 개의 Antenna port 로 mapping된다 · 4개의 Antenna port를 지원하는 전송 Precoder를 사용하여 다중 Stream 전송을수행한다. (Digi tal beamforming)
[220] 제 1-2실시예
[221] 본 발명에 따른 제 1-2 실시예는 다중 사용자 전송 시 효과적으로 하이브리드 빔포밍을 위한 아날로그 범포밍 방법에 대한 것이다.
[222] 도 20 및 도 22 의 구조는 각 Subgroup 에 Beam 생성의 자유도를 갖도록 하여 각 Subgroup에서 서로 다른 방향의 Beam이 동시에 전송되도록 한다. 도 21 및 도 23 의 구조는 각 PS/PA 에 Beam 생성의 자유도를 갖도록 하여 각 PS/PA 에서 서로 다른 방향의 Beam 이 동시에 전송되도록 할 수 있다. 도 25 의 구조는 각 Subgroup 및 각 PS/PA에 Beam생성의 자유도를 갖도록 하여 각 Subgroup 및 각 PS/PA에서 서로 다른 방향의 Beam이 동시에 전송되도록 할 수 있다.
[223] 지역적으로 구분한다는 의미는 Analog beam이 지향하는 공간이 다르다는 것과 같은 의미다. Analog beam은 특정 방향으로 Energy를 집증 시켜 채널의 상태가좋아 지도록 하는데 특징이 있다. 즉， Energy가 집증되는 지역과 그렇지 않은 지역은 채널 상태가 좋고 나쁨의 차이가 크게 된다. Beamforming 기법을 사용하여 Transmi ss ion Point 가 cover 하는 지역 내에 있는 사용자들에게 신호를 전송하기 위하여 SDMA 와 TDMA 가 적용될 수 있다. 제 1-3실시예에서는 다중사용자 전송 시 효과적인 Hybr id beamforming을위한 Analog beamforming 방법을 제안한다.
[224] 먼저 SDMA의 경우 다중사용자 전송 시 효과적인 Hybrid beamforming을 위한 Analog beamforming방법을 설명한다.
[225] SDMA 에서는 동일 시간에 다수의 beam 이 형성이 된다. 서로 다른 방향으로 Energy를 집중시키는 Beam을 동시에 전송한다면 서로 다른 Beam을사용하여 다른 지 역에 있는 사용자들에게 적은 간섭으로 신호를 전송할 수 있게 된다. 그러나 많은 Subgroup에서 동시에 서로 다른 방향으로 많은 Beam을 사용하게 되면, Beam간좁은 거리로 오히려 Beam 간 간섭이 발생할 가능성이 높아진다. 그렇다면 Subgroup 마다 서로 다른 Beam을 전송하기 보다는 Beam간 거리가 먼 Beam들을 선택하여 전송하도톡 하여 Beam간 간섭을 피하는 방법올 취하는 것이 간섭을 줄이는데 효과적일 수 있다.
[226] SDMA에서 Subgroup들이 동시에 Beam을 전송하면서도 Beam간 거리가 먼 Beam 들을 선택적으로 전송하기 위한 첫번째 방법으로 적어도 2 개의 Subgroup 은 동일한 방향으로 Beam을 생성한다. Subgroup에 속한 각 PS/PA는 독립적인 Beam을 형성한다.
[227] SDMA에서 Subgroup들이 동시에 Beam을 전송하면서도 Beam간 거리가 먼 Beam 들을 선택적으로 전송하기 위한 두번째 방법으로 동일한 방향으로 Beam 을 형성하는 Subgroup들의 신호는 Digi tal beamforming을 사용하여 다중 자용자를 구분한다.
[228] 다음으로， TDMA의 경우 다중사용자 전송 시 효과적인 Hybr id beamforming을 위한 Analog beamforming 방법을 설명한다.
[229] 한 방향으로 Energy 를 집중시키는 Beam 을 지속적으로 전송하는 경우 Transmi ssion point가 cover하는 지역 안에서 채널 상태의 좋고， 나쁨의 퍼짐 정도가 Omni antenna를 사용하는 경우보다 더 크다. 이를 해소하기 위한 방법으로 시간 단위 로 Energy 를 집중하는 지역을 다르게 설정하는 것을 이용할 수 있다. 이 때， 각 Subgroup 마다 독립적으로 Beam 을 전송하고, 시간에 따라 각 Subgroup 이 전송하는 Beam 의 방향을 다르게 설정할수 있다. 그러나 매 시간 마다 Beam의 방향을 변경하 게 되는 경우, Measurement와 Report ing이 복잡해 지게 된다.
[230] 따라서, Measurement 와 CSI report ing을 단순하게 하기 위한 첫번째 방법으 로 Subframe (Schedul ing 의 Time 영역 기본 단위) 기준으로 전송 Beam 방향을 변화 시킬 수 있다. 두번째 방법으로 전송 Beam 방향 변화에 따른 채널 상태 변화를 반영 하기 위하여 , 동일한 Measurement 를 수행하는 시간 단위를 지정할 수 있다. 예를 들 면， 동일한 Measurement를 수행하는 Subframe set을 Bi t map을 사용하여 정의하고， Higher l ayer signal 로 지시할수 있다. 세번째 방법으로， 동일한 방향으로 Beam을 생성하는 Subgroup들은, 시간에 따라 Beam을 변화 시킬 때에도 같은 Beamforming을 수행하는 Subgroup조합을 유지할수 있다.
[231] 제 1-3실시예
[232] 본 발명에 따른 제 1—3실시예는 다중사용자 전송 시 효과적으로 하이브리드 빔포밍을 수행하기 위한 디지털 범포밍 방법에 대한 것이다. [233] 기존 MIMO시스템에서 전송과 채널 측정 관점에서 Antenna port 의 특징을 먼 저 설명한다. 신호 전송에서 사용되는 Antenna port (예를 들면， LTE에서 A antenna port ) 5 , AP 7-14등)의 채널은주파수 및 시간에 적용되는 전송 Precoding Weight에 따라채널이 변경된다. 반면, Measurement에 사용되는 Antenna port (예를 들면. LTE 에서 정의하고 있는 AP 15-22등)는 Doppler에 의한시변 채널 특성 만을 갖는다.
[234] 하이브리드 빔포밍의 디지털 빔포밍은 기존 MIM0 시스템에서와 유사한 방법 으로 접근할 수 있다. 즉， 앞에서 설명한 Analog Beamer 에 의해 생성되는 합성 채널 을 Antenna port 로 간주하면， Hybr id BF 은 Analog 범포밍으로 만들어내는 다수의 Antenna port 를 갖는 MIM0 전송 방법 (Digi tal BF)으로 생각해 볼 수 있다. 기존 MIM0시스템의 antenna port와의 차이는 Analog Beamforming에 의해 채널 상황이 바 뀔 수 있다는 점이다. 예를 들면， Antenna subgroup의 수, Subgroup을 구성하는 방법， Subgroup에 적용되는 Beamforming방법 등으로 채널을 변화 시킬 수 있다.
[235] 하이브리드 빔포밍 (hybr id beamforming)을 위한 효과적인 디지털 빔포밍 (digi tal beamforming) 방법으로 먼저 하이브리드 빔포밍에서 디지털 범포밍을 위해 적용하는 Precoding Weight의 형태 및 Value는 아날로그 (analogue beamforming) 빔포 밍에 의해 생성되는 전송 Beam의 수 및 적용되는 Precoding weight에 따라 결정한다. 예를 들어， 전송 Beam의 수가 4개인 경우， Antenna port 4개를 갖는 전송 Precoder 를 사용한다. 이 때， 전송 Precoding weight은 analogue beamforming을 위해 사용되 는 전송 Precoding weight 을 고려하여 선택된다. 만약 analogue beamforming 의 Precoding weight 이 특정 시간 동안 유지되고 변경된다면， 최소한 analogue beamforming 의 Precoding 이 변경되는 시점에서 digi tal beamforming 의 Precodng weight은 변경되어야 한다.
[236] 두번째 방법으로, digital beamforming는 A-Beam에 의해 생성되는 N개의 채 널들간 위상차이를 보상하는 역할을 할수 있다. 또한 digi tal beamforming은 협대역 단위로 수행될 수 있다. digi tal beamforming는 A-Beam에 의해 생성되는 N개의 채널 에 M (<=N)개의 독립적인 신호를 전송할 수 있다. M 개의 독립적인 신호를 전송하기 위하여 전송 Precoder를 구성한다.
[237] 제 1-4실시예
[238] 본 발명에 따른 제 1-4 실시예는 Hybr id beamforming 에서 다중 사용자 전송 지원을 위한 Schedul ing 방법에 대한 것이다. [239] 먼저, Long-term으로는 Analog beamforming으로 사용자들을 구분하는 것이 바 람직하다. 구체적으로， Analog beamforming weight 에 따라 적용 대상사용자 집합을 생성한다.
[240] 다음으로， Short-term으로는 Digi tal beamforming으로사용자들을 구분한다. 유사한 방향으로 지향되는 Analog Beam을사용하는 사용자들은, 다수의 Analog beam 을 Digi tal Processing을 통해 합성하여 만들어지는 Beam으로 구분한다.
[241] 제 2실시예
[242] 본 발명에 따른 제 2실시예는 효율적인 Hybr id Beamforming을 위한 Antenna subgrou ing 적용 방법에 대한 것이다.
[243] Analog beamforming 을 위한 Training Sequence 를 전송한다. Analog beamforming을 수행 시 RF단에서 각 Antenna element 별로 위상 및 크기 값을 적용하 는데， 적절한위상 /크기 값을 선택하기 위한 Training Sequence가 전송된다.
[244] 또는， Antenna subgroup 별 Analog beamforming수행한다. Antenna element들 이 Antenna subgroup으로 구성될 때 , Subgroup 단위로 Analog beamforming을수행할 수 있다. 이 때， 각 Subgroup 별로 서로 독립적인 Analog Beamforming을 수행할 수 있다. 예를 들어， 하나의 Antenna subgroup이 4개의 Antenna element로 구성된다고 할 때, 4 개의 Antenna el ement 에 서로 독립적인 위상 및 크기 값이 적용되어 Beamforming이 수행될 수 있다. 16개의 Subgroup 별로 서로 다른 방향의 Beamforming 을수행할수 있는자유도가 있다.
[245] 본 발명에 따른 제 2 실시예에서는 hybrid beamforming에서 Antenna element 들을 사용하여 analogue beamforming올 수행할 때， 기본 단위가 되는 Subgroup을 지 정하고 지시하는 방법 및 analogue beamforming의 Precod ing weight을수신단에서 찾 아서 보고하기 위한수신단의 동작을 설명한다.
[246] 제 2-1실시예
[247] 본 발명의 제 2-1 실시예는 Antenna Subgroup을 Antenna Element의 집합으로 하는 것이다.
[248] Antenna Subgroup (AS)은 Antenna Element (AE)의 묶음으로 Analog BeamForming( analogue beamforming)을 수행하는 기본 단위가 될 수 있다. 하드웨어 설계에 따라, AS에 다수의 Phase Shi fter(PS)/Power Ampl i f ier (PA)와신호합성기를 구 현하고 하나의 안테나를 통해 신호가 전송 /수신되도록 설계하여 하나의 AS 에서 다수 의 Analog Beam을 생성할 수도 있다.
[249] 무수히 많은 AE 를 가진 시스템에서 AS 은 다양한 조합으로 수행될 수 있다. 안테나들을 배열하는 방법에 따라서 Linear Array, Planar Array, Circular Array등 다양한 배열이 있는데， 설명의 편의를 위하여 Uniform Planar Array (UPA)를 예로 들 어 설명한다. 하나의 Subgroup 을 구성하기 위하여 Vertical Domain(V-D)과 Horizontal Domain(H-D)으로 몇 개의 AE가사용되는지 정의하는 것에 따라다양한조 합을 생각해 볼 수 있다. 예를 들어， V-D으로 8개씩 , H-D으로 8개씩 배열되는 경우 총 64개의 AE가 있는 Massive Antenna를 가정한다. 이러한 경우, 각 domain에서 4 가지 조합 (1,2,4,8)을 얻게 되고， subgroup은 16가지 조합을 가진다.
[250] AS구성을 (V-D의 AE수 *H-D의 AE수) V-D 및 H-D의 AE수를 1을포함한 2의 배수로 표시하면 다음과 같다.
[251] 64AE를 갖는 경우, (1x1)， (1x2), (1x4)， (1x8), (2x1), (2x2), (2x4), (2x8), (4x1), (4x2) , (4x4) , (4x8), (8x1), (8x2) , (8x4), (8x8) 등의 AS조합이 도출될 수 있 다.
[252] 유사한 방식으로 32 AE (8x4)인 경우， (1x1)， (1x2), (1x4), (2x1) , (2x2) , (2x4) , (4x1), (4x2) , (4x4), (8x1), (8x2) , (8x4) 12개의 AS조합이 도출될 수 있다.
[253] 16 AE (4x4)인 경우 (1x1), (1x2), (1x4), (2x1), (2x2) , (2x4) , (4x1), (4x2) , (4x4) 등의 9개의 AS조합이 도출될 수 있다.
[254] 다수의 AS 를 구성할 때, 각 AS 를 구성하는 Set 을 다르게 설정하여 다양한 Beam pattern을 만들어 낼 수 있다. 그러나 이와 같은 경우, analogue beamforming 의 다양성을 얻는 장점이 있지만， 이에 따른 제약들이 존재할 수 있다. Subgroup 에 적당한 BF weight을산출 경우， 각 Subgroup의 형태에 맞는 BF weight을 각각 찾아 야 하며， 단말 Side 에서 이와 같은 동작을 수행하는 경우 계산 복잡도뿐만 아니라 Reporting overhead 7}늘어나게 되는 단점이 있다. 또한, analogue beamforming에 의 해 생성된 Beam 을 합성하는 Digital beamforming 을 수행하는 경우， analogue beamforming의 Beamforming gain °} 다른 Beam간 Gain imbalance에 의해 성능이 열화 될 가능성이 있다. 따라서 각 AS 를 구성하는 Set 은 최소한 Digital beamforming을 수행하는 단위 별로 동일하게 설정하는 것이 바람직하다. [255] 본 발명에 제 2-1 실시예에 따른 첫번째 방법은 적어도 하나 이상의 Antenna subgroup은 동일한 Subgroup ing pattern을 적용하는 것이다. 나아가， 모든 Antenna subgroup에는 동일한 subgrouping pattern을 적용할 수도 있다.
[256] Antenna subgroup 의 Subgrouping pat tern 을 동일하게 하면' analogue beamfonning의 Precoding Weight을 산출하기 위한 복잡도를 줄일 수 있는 장점이 있 다. 또한, Antenna subgroup 들이 동일한 위상 증분 /크기 증분을 갖는 analogue beamforming Precoding Weight을사용하면 Beamfonning을수행하기 위해 계산해야하 는 복잡도 및 보고의 Overhead를 줄일 수 있는 장점이 있다.
[257] 본 발명의 제 2-1 실시예에 따른 두번째 방법으로 동일한 Subgrouping pat tern 이 적용되는 Antenna subgroup 들 증， 적어도 하나 이상의 Antenna subgroup 은 위상 증분 /크기 증분이 동일한 analogue beamfonning Precoding weight을 적용하는 것이다. 나아가, 동일한 Subgrou ing pat tern 이 적용되는 Antenna subgroup 모두 Antenna subgroup 은 위상 증분 /크기 증분이 동일한 analogue beamfonning Precoding weight 을 적용할 수도 있다.
[258] AS는 시간에 따라 다른 Subgrouping pattern을 적용할 수 있다. Subgrouping pattern 이 바뀌는 것은 채널 상태가 변화되는 것을 의미한다. 채널을 측정하고 적용 하는 시간 관계를 고려할 때， Subgrouping pat tern 은 최소한 채널 정보 정보가 Report ing 되고 데이터 전송에 사용되는 시간 동안은 유지하는 것이 바람직하다. 예 를 들어， CSI report ing주기가 5ms이라고 할 때， Subgrouping pattern은 최소 10ms 은 동안은 유지한다.
[259] 다양한 Subgrouping pattern을 Dynamic 하게 변화시키기 위한 방안으로 다수 의 Subgrouping pattern이 적용되는 Time durat ion을 하나의 t ime set으로 할수 있 다. 이러한 경우 t ime set은 적어도 Report ing의 한주기 동안은 유지된다. 예를 들 어， M가지 Subgrouping pattern이 N t ime동안 Dynamic하게 변화하도록 적용할수 있 는데， Dynami c 하게 변화하는 최소 시간 (예를 들어， 10 sub frame 시간구간)을 한주 기로 하여 유지한다.
[260] 본 발명의 제 2-3 실시예에 따른 세번째 방법으로， 선택된 Antenna subgroup pattern에 일정 시간 동안 동일한 subgrouping 방식을 적용한다.
[261] Subgroup에 대한 정보는 상위 계층 시그널링을 통하여 제공될 수 있다. 예를 들어, RRC signal ing으로 제공될 수 있다. 이는 단말특정 정보일 수도 있고, 셀 특 정 정보 일 수도 있다. Subgroup ing은 몇 가지 후보 방식을 설정하고, indicator 를 사용하여 지정할수 있다. Indicator에 의해 지정된 Subgrouping방식을 하나 이상의 Antenna subgroup들에 동일하게 적용한다.
[262] 본 발명의 제 3실시예에 따른 네번째 방법으로, Subgroup 에 대한 정보는상 위 정보를 통해 단말에게 지시된다.
[263] 제 2-2실시예
[264] 본 발명의 제 2-2 실시예는 Antenna Subgroup을 신호전송의 독립적인 채널올 생성하는 Block으로 설정하는 것이다.
[265] BaseBand(BB)에서 생성되는 신호와의 관계에서 AS는 baseband에서 생성되는 다수의 신호 열들 중 몇 개의 신호 열이 전송될 수 있는 독립적인 채널을 생성하는 Block으로 정의할수 있다. 예를 들어 , K개의 Analog Beam을 형성하는 AS는 N개가 있고ᅳ baseband 에서 M 개의 득립적인 신호 열들을 생성하여， 각각 Digi tal-Analog-Converter (DAC)를 통해 Analog로 변환된 M개의 독립적인 신호 열들 이 있다고 가정한다. 이 때， M개의 Analog신호는 ( K*N )개의 Analog beam을 통해 전 송된다.
[266] Antenna subgroup의 구성이나 Subgroup에서 전송하는 beam의 개수에 따라 채 널을 측정하고 Precoding weight 을 찾는 방법은 달라진다. 만약 단말이 Antenna element 들의 채널을 측정하여, 각 Subgroup 에 적당한 analogue beamforming precoding weight을 찾아서 보고하는 경우， Subgroup의 Pat tern에 맞는 Weight 값을 찾아서 보고한다. 이를 위해서 각 Subgroup을 위해 사용되는 Weight set이 정의될 수 있다. 예를 들어， (4*2)의 구성과 (2*2)의 구성에서는 서로 다른 Weight 이 적용되어 야 한다 .
[267] 즉, Antenna subgroup conf igurat ion 에 따라 적용되는 weight set 이 달라진 다. 나아가, 단말이 채널을 측정하여 적당한 Weight 을 찾아 보고하는 경우, 적용되 는 Antenna subgrouping 을 위한 weight 값에서 찾을 수 있다. 또한, Antenna subgrouping올 위한 weight set은 지시되거나， Antenna subgrou ing pattern과 Tie 되어 정의될 수 있다. ,
[268] 제 3실시예
[269] 본 발명에 따른 제 3실시예는 hybrid beamforming를 위한 채널 상태 정보에 대한 것이다. [270] 구체적으로 제 3 실시예에서는， Analog Beamforming 이 수행된 후 Digi tal beamforming을수행하는 Hybr id beamforming을 지원하기 위한 채널 상태 보고 방법에 대해서 설명한다.
[271] Coarse Beam은 Broad폭을 갖는 Beam을사용하고 공간적으로 대략적인 방향 으로 Beam을 지향한다. 반면 , Fine beam은 Sharp한 beam을사용하여 사용자의 지점 을 정확히 지향할수 있는 것을 특징으로 한다. 예를 들면， 2 Tx antenna 및 16Tx를 사용하여 Beamforming을 하는 경우를 비교해 보면, 2Tx의 Beam은 16Tx의 Beam보다 Beam폭이 넓다. 또한 3dB Beamwidth지점을 서로 다른 Beam 이 지향하는 지점이라고 정의하면， Beam 들간 거리는 16Tx ante皿 a 의 Beam 간 간격이 넓다. 가변적인 Beamforming을 수행할 때 채널 상황의 변화에 따라 Beamforming weight값이 변화하는 데， Coarse beam을 위한 Beamforming weight의 변화량은 Fine beam보다 채널 상황의 변화에 덜 민감하게 변화한다.
[272] Analog beamforming은 Phase shi fter와 Power ampl i f ier 등 소자의 특성에 따 라 Beamforming 의 Resolut ion 이 결정될 수 있다. 단말의 상황에 따라 적웅적인 Beamforming이 가능하지만， 소자의 한계로 인하여 정교한 Beamforming을수행하기에 는 한계가 있다. 따라서 Analog beamforming은 Coarse Beam을 생성하기 위한용도로 활용하는 것이 적당하다.
[273] 반면， Digital Beamforming은 BaseBand에서 Phase와 Ampl i tude의 변화를 다 양한 범위에서 조절할수 있는자유도가 있기 때문에 Fine beam을 생성하기 위한용 도로 사용하기에 적당하다.
[274] 본 발명에 따른 채널 상태 보고의 첫번째 특징으로 Analog Beamforming을 위 한 채널 상태 정보는 Long-term I Wideband로 보고한다. 반면， Digi tal Beamforming 을 위한 채널 상태 정보는， Analog beamforming상태 정보와동일한주기를 갖거나 이 보다 빠른 주기로 보고한다. 또한 Digi tal beamforming 을 위한 채널 상태 정보는 Wideband혹은 Subband로 보고 될 수 있다.
[275] analogue beamforming을 위한 Precoding weight을 단말이 선택하여 보고하는 경우 analogue beamforming의 Weight에 대한 정보는 간헐적으로 적은 양의 bit를 사 용하여 보고되지만보고된 Weight을 바탕으로 향후 전송에 사용될 Precoding을 결정 하기 때문에 Report ing에 대한강건성이 중요하다. analogue beamforming의 정보를 강건하게 보고할 수 있는 방법으로 아주 낮은 MCS 를 사용하는 방법， CRC 를 붙여 Error 여부를 확인하는 방법 등을 이용할 수 있다. 전송 자원으로는 상향링크 제어채 널을 통해 보고될 수도 있고, 상향링크 데이터 채널의 일부를 활용할 수도 있다. 상 향링크 제어 채널을 이용하는 경우 QPSK modulat ion에 낮은 coding rate으로 전송될 수 있다. 이 때， analogue beamforming의 Precoding weight은 다른 채널 상태 정보나 Hybrid ARQ A/N등의 Feedbcak 정보, SRS request 둥의 정보와분리되어 coding되고， 전송된다.
[276] analogue beamforming를 위한 Precodng weight 정보로는 특정 Indicator가 정 의될 수 있는데， 이는 Hor i zontal 이나 Vert ical domain 의 공간 정보를 반영하는 값 을 indi cat ion 하는 것일 수 있다.
[277] 본 발명에 따른 채널 상태 보고의 두번째 특징으로 analogue beamforming 올 위한 Precoding weight 정보는 단말에 의해 측정되고 보고된다. 이 정보는 상향링크 제어 채널이나상향링크 데이터 공유 채널의 일부를 통해 보고될 수 있다.
[278] analogue beamforming을 위한 채널 상태 정보와 digi tal beamforming를 위한 채널 상태 정보는 보고하는 정보의 종류와 정보를 보고하는 시점을 구분하여 보고한 다. 예를 들면， analogue beamforming을 위한 채널 상태 정보는 Long-term으로 보고 한다. 반면， digi tal beamforming을 위한 채널 상태 정보는 Short— term으로 보고한 다.
[279] analogue beamforming을 위한 채널 상태 정보는 단말의 보고에 의해서 획득되 거나, 상향으로 전송되는 신호 (ex . SRS)를 사용하여 획득될 수 있다. 중요한 것은 analogue beamforming에 사용되는 Precoding은 digi tal beamforming을 적용하는 주 기 보다 긴 주기 동안 적용된다는 점이다. 이 때, digi tal beamforming을 위한 채널 상태 장보는 analogue beamforming 에 의해 형성된 채널을 Antenna port 로 정의하여 획득할 수 있다. 또한 이렇게 획득한 채널 상태 정보는 상향링크 제어 채널이나상향 링크 데이터 공유 채널을 통해 보고된다.
[280] 본 발명에 따른 채널 상태 보고의 세번째 특징으로 analogue beamforming 에 의해 형성된 합성된 채널을 Antenna port 로 정의하고， 해당 Antenna port를 위한 참 조신호를 사용하여 채널을측정하여 digi tal beamforming을수행하기 위한 CSI를 산 출한다. Digi tal beamforming을 위한 채널 상태 정보는 상향링크 제어채널이나 상향 링크 데이터 공유 채널을 통해 보고된다. [281] Digi tal beamforming을수행하기 위한 채널 상태 정보의 측정 및 보고 정보는 analogue beamforming .에 의해 선택된 beam pattern 에 따라 결정된다. analogue beamforming에 의해 발생하는 Beam의 개수는 가변적일 수 있으며 , 또한 N개의 Beam 을 생성한다고 하더라도 Beamforming weight이 변경되면 합성 채널이 변경된다.
[282] 예를 들면 , analogue beamforming에 의해 N개의 Beam이 전송된다면 , digi tal beamforming을 위해서 N개의 Antenna port 의 채널이 측정되고 N개의 Antenna port 를 위한 Precoding Matrix에서 element를 선택하여 보고한다.
[283] 또한， analogue beamforming에서 생성하는 Precoding Weight이 가변적일 때， digital beamforming을 위해 다수의 채널을 측정해야 한다. 이와 같은 경우， 다수의 참조신호 전송 지시 (Antenna port 수， 주파수 /시간 /코드 자원 할당 정보 등을 포함) 메시지를 단말에게 지시한다.
[284] 또한， analogue beamforming 에서 생성하는 Beam 의 개수가 가변적일 때, digital beamforming을 위해 채널을 측정해야 하는 Antenna port의 수 또한가변적이 다. 이와 같은 경우, 다수의 참조신호 전송 지시 (Antenna port 수， 주파수 /시간 /코드 자원 할당 정보 등을 포함) 메시지를 단말에게 지시한다.
[285] 본 발명에 따른 채널 상태 보고의 네번째 특징으로 Digi tal beamforming을 위 한 채널 상태 측정 및 보고 정보는 analogue beamforming의 Beamforming 방법에 따라 결정된다.
[286] Analog beamforming 에 의해 선택된 beam pattern 에 맞춰 전송되는 Antenna port에 해당하는 Reference signal로 부터 channel을 측정하여 Digi tal beamforming 을 수행하기 위한 CSI 를 산출한다. Digi tal beamforming 을 위한 CSI feedback 는 PUSCH/PUCCH repor t i ng mode로 정의된다.
[287] 또한， Analog beamforming 에 의해 선택된 beam pattern 에 따라 Digi tal beamforming을수행하기 위한 codebook이 변경될 수 있다.
[288] Hybrid beamforming은 Analog beamforming과 Digi tal Beamforming을 동시에 수행하는 것을 특징으로 한다. Analog beamforming 에 의해 생성된 방사패턴은 신호 전송 Coverage를 결정짓게 된다. AAS를 사용하는 다중 안테나 시스템에서는 안테나의 Ti l ing 각도를 Analog beamforming 으로 조절할 수 있는 자유도가 주어진다. Cel l 안 에 있는 사용자들의 분포에 따라 Ti lt ing 각도를 적웅적으로 변화 시켜 주는 경우, 시스템 성능 및 에너지 효율 향상을 기대할 수 있다. Cel l안에 있는사용자들에게 적 응적인 Analog beamforming을 수행하기 위한 방법을 설명한다. 단말이 채널을 측정하 여 기지국으로 보고하고 기지국은 보고된 정보를 바탕으로 결정하는 방식과 기지국이 상향신호를 측정하여 결정하는 방식으로 구분할수 있다.
[289] 먼저 단말측정한 채널 정보 기반의 결정 방식에 대해서 설명한다.
[290] 기존의 다중안테나 시스템에서는 기지국이 고정된 형태의 analog beamforming 을 수행하기 때문에， 단말은 RSRP 측정의 값을 한가지만 보고하였다. 다수의 Beamforming pattern 을 갖는 기지국의 경우， 데이터 전송에 적합한 Beamforming pattern을 선택하기 위한 방법올 도입할 필요가 있다.
[291] 첫번째 방법으로， 기지국은 다수의 analog beam 을 생성하며， 단말은 beamforming에 의해 생성된 합성 채널을 측정하여 기지국에 보고한다.
[292] 예를 들면， 단말이 측정해야 하는 채널 정보를 Antenna port 로 지정하고, 다 수의 Antenna port 에 대해서 RSRP measurement 를 수행한다.. 단말이 측정한 다수의 RSRP 정보는 관련 보고 채널을 통해 보고 된다. 이 때， RSRP 정보는 Antenna port 관 련 정보와 함께 보고 될 수 있다. 또한, 정보의 양을 압축하기 위한 방법으로 단말이 측정한 정보 중 일부 RSRP 만을 보고하는 것을 고려할 수 있는데 , 이때 RSRP 정보 및 관련지시자를 함께 보고 한다. 예를 들면， Antenna port index를 순서대로 나열하고， bi t 열에서 선택된 해당 ante皿 a port의 bi t f lag를 on 시키는 방법을 이용할수 있 다.
[293] 다른 예로서， 단말이 측정해야 하는 채널 정보를 Antenna port 로 지정하고， 하나의 Antenna port에 대해서 RSRP measurement를수행한다. 이 때 , Measurement를 수행하는 단위를 시간 단위로 정의할 수 있다. 예를 들어, 상위 신호를 통해 측정해 야 하는 시간 단위를 지정해주고， 시간 단위에서 측정된 정보를 보고 한다. 여기서， 시간 단위를 다수로 설정 할 수 있다. 측정된 정보는 시간 단위 별로 결정되는 보고 순서에 맞춰 보고된다. 동시에 보고되는 경우에는 정보의 순서를 지정할 수 있다. 개 별적인 자원에서 보고되는 경우에는 자원 별로 '설정할수 있다.
[294] 두번째 방법으로, 단말은 약속된 Analog beamforming set 을 사용하여 채널을 합성하고， 합성 채널을측정하여 기지국에 보고한다.
[295] 예를 들면， 기지국에서 Analog beamforming이 수행되지 않은 Antenna element 를 위한 RS를 전송한다. 단말에게 Analog beamforming을 수행하는 Set을 지시하고， 단말은 지시된 Set을사용하여 Antenna element와 Beamforming weight을 combining 한다. 합성된 채널을 기반으로 RSRP measurement를 수행한다. 단말은 측정한 채널 정 보를 모두 기지국에 보고할수도 있다. 또는， 정보를 압축하기 위하여 단말이 선호하 는 일부 Set 정보만을 보고할수도 있다.
[296] 또한， 상술한 방법들은 기지국의 지시나 단말의 능력에 따라서 수행될 수 있 다. 상술한 방법을 지원하는 단말과 그렇지 않은 단말이 있을 수 있다. 단말은 자신 의 Capabi l i ty를 기지국에 보고한다. 기지국은 Capabi l i ty를 갖는 단말에게는 상술 한 보고 방법을 이용 하도록 지시할 수 있다. 단말은 기지국의 지시자에 따라 새로운 Measurement 방법을 수행할 수 있다.
[297] 세법째 방법은 기지국이 측정하여 결정하는 방식에 대한 것이다. 구체적으로, 기지국은 상향신호를 통해 채널 상태를 측정하고， 하향신호 전송을 위한 Analog beatnforming의 weight을 결정한다.
[298] 기지국은 수신단을 통해 Analog beamforming을 수행하는 Weight을 결정할수 있다. 이는 상향링크 신호 처리를 위한 하드웨어 구조나 신호 처리 방법 등에 의해 다양한 형태로 수행될 수 있다. 다수의 단말들이 동시에 신호를 전송할 때， 수신되는 신호들에는 다양한 용도의 신호 및 채널들이 합성되어 있다. 이 중 채널 측정을 위한 참조신호를 구분하여 상향 전송을 위한 채널 측정을 수행한다.
[299] 예를 들면 , 상향링크에서 수신한 Analog beamforming이 수행된 신호를 이용하 는 경우， 데이터 전송을 위한 참조 신호를 이용하여 Analog beamforming weight을 결 정한다. 데이터 전송을 위한 참조신호는 digital domain beamforming이 수행된 것이 특징이다. 이에 다양한 Analog beamforming 을 수행하여 최적의 Analog beamforming 값을 찾을 수 있다. 다수의 Analog beamforming 된 신호로부터 해당사용자의 데이터 전송을 위한 참조신호를 추출한다. 다수의 analog beamforming이 수행된 데이터 전송 참조신호의 채널 상태를 측정하고, 이를 기반으로 Analog beamforming weight 을 선 택한다.
[300] 다를 예로서， 상향링크에서 각 ante皿 a element 별로 수신 신호를 취합하여 , Analog beamforming을 수행하기 위한 Weight을 결정할수 있다. 이 때 수신 신호 중 에서 단말의 채널 상태 측정을 위한 참조신호를 추출하여 사용할 수 있다.
[301] 상기 예들를 통해 선택된 Analog beamforming weight 들을 기반으로 하향링크 전송올 위한 Analog beamforming weight 을 결정한다. 하향링크 전송 analog beamforming weight은 시간단위로 변할 수 있다. 시간 단위로 변화하는 weight에 따 라 하향링크 합성 채널 또한 변화하는데, 이에 따른 RSRP measurement 방법이 요구된 다. 기지국은 단말에게 RSRP measurement를 수행하는 시간 단위를 지정할 수 있다.
[302] 제 4실시예
[303] 본 발명에 따른 제 4실시예는 협대역 간 Phase di f ference를 보상하는 방법 에 대한 것이다.
[304] Analog beamforming을사용할 경우 광대역 전송에서 높은 주파수와낮은 주 파수간 발생하는 위상차이로 인하여 원하지 않은 Beam을 전송하게 된다.
[305] Analog beamforming 의 기본 개념은 다중 안테나 열을 기준으로 신호가전송 (또는 수신)되는 방향에 따라신호가 전송 (또는 수신)되는 시간을 다르게 하여 원하 는 방향으로 신호의 위상을 동알하게 맞추는 것이다. sin wave ^ 시간이 변화함에 따 라 위상이 변화하므로， 전송 (또는 수신) 지연은 결국 신호에 위상을 변화준다는 것 과 같은 의미로 볼 수 있다. 그런데 전송 (또는 수신) 지연에 따른 위상 변화는 전송 (또는 수신)에 사용되는 주파수에 따라 달라지게 된다. 동일한 지연 상황에서 낮은 주파수는 위상 변화가 적은 반면, 높은주파수는 위상 변화가크게 발생한다,
[306] Analog Beamforming은 다중 안테나 전송 또는 수신을 위해 Analog domain에 서 가중치를 곱하는 특징올 가진다. 즉， Beamforming가중치가 전송 대역에서 동일하 게 이용된다. 전송 대역이 좁은 경우 대역 내에서 높은 주파수와 낮은 주파수간 위상 변화의 차이는 작지만, 전송 대역이 넓은 경우에는 그 차이가 크게 발생할 수 있다. 또한, 동일한 전송 대역을사용하는 경우에 전송에 사용되는 중심주파수가 낮은 경우 는 전송 대역 내에서 위상 변화 차이가 작은 반면, 중심 주파수가 높은 경우에는 그 차이가크게 발생할 수 있다.
[307] 또한， Hybrid beamforming이 광대역 전송 또는 고주파 대역 전송에서 이용될 가능성이 있다.
[308] 고주파 전송을 예로 들면， 기존의 Cel lular system (ex . LTE)은 주로 2GHz 대 역 근방에서 최대 20MHz 대역폭으로 전송하도록 설계되었지만, 최근 이보다 높은 대 역 (예를 들면， 3.5GHz , 5GHz 등)에서 전송하는 것이 고려되고 있다.
[309] 또한, 전송 용량을 높이는 방안으로 넓은 주파수 대역을 확보가 가능한 고주 파 광대역 전송이 시도되고 있다. 5GHz 이상의 대역 증 10GHz , 28GHz , 60GHz 근방의 대역은 차세대 광대역 이동통신의 주파수로 거른되고 있다. [310] 상술한 광대역, 고주파 대역 전송상황에서 Massive MIM0가 도입되는 것이 검 토되고 있다. 또한， Massive MIM0 의 구현을 간단히 하기 위한 방안으로 Hybrid beamforming이 도입될 가능성이 있다 · Analog beamforming을 광대역 전송에 적용할때 발생하는주파수 대역간 위상차이는 Hybr id beamforming의 성능 향상을 위해 해결해 야 하는 문제이다.
[311] Beamforming의 기본적인 원리는 안테나간선형적인 위상 회전을 발생시켜 전 송 및 수신 신호들이 동일 위상을 갖도록하여 합성될 때 최대 이득을 얻도록 하는 것 이다. 안테나 간 적용되어야 하는 선형적인 위상 회전의 값이 대역 별로 차이가 있는 데， 광대역 전송에서 하나의 대표 값을 적용하는 경우 대역 별로 안테나들에 적용해 야 하는 선형적인 위상 값과 차이가 발생하여 신호들이 합성될 대 최대이득을 얻지 못하게 된다. 극단적인 경우， 위상 변화량에 따라신호 크기를 감쇄 시키는 방향으로 합성될 수 도 있다. Phase di f ference 에 의한 Beam direct ion mi smatch 는 Beam 이 Sharp할 수록 민감하게 나타날수 있다. 반면， Broad한 Beam은 Phase di f ference에 의한 Beam di rect ion mi smatch가 덜 민감하게 나타날 수 있다. Massive MIM0는 많은 안테나를사용하여 Energy를 합성함으로써 극단적으로 Sharp한 Beam을 생성할수 있 다. 따라서 Mass ive MIM0에서는 Phase di fference 에 의한 Beam di rect i on mi smatch 에 민감하게 작용하게 된다.
[312] Phase di f ference가 발생하는 원인과 이에 따른 민감도를 설명하면 다음과 같 다. 광대역에 동일한 위상회전을 적용한 경우 Phase di fference가 발생한다. 여기서， Beam width가 Sharp할 수록 민감도가증가하게 된다. 반면， 협대역에 동일한위상을 적용하면 Phase di fference 가 적게 발생하게 되고， Beam 이 Broad 할 수록 Phase di f ference에 대한 민감도는 낮아지게 된다.
[313] 본 발명의 실시예에서는 Analog domain 에서는 Broad 한 Beam 을 생성하고 Digi tal domain에서는 협대역으로 위상 회전을 적용하는 것을 제안한다. 또한， 본 발 명의 실시예는 이를 위한 안테나 구성 방법과 Digi tal beamformer 의 Precoder 구성 및 적용 방법을 제안한다.
[314] 제 4-1실시예
[315] 본 발명에 따른 제 4-1실시예는 Analog domain에서는 Broad한 Beam을 생성 하고 Digi tal domain에서는 협대역으로 위상 회전을 적용하는 것이다. [316] 제 4—1 실시예의 방법은 Analog domain에서 Beamforming을 수행하는 Element 의 수를 줄여 Broad한 Beam을 생성함으로써 Phase di f ference에 의한 Beatn di rect ion 변화에 대한 민감도를 낮춘다. 또한, 안테나 Element 들에서 발생하는 Phase di fference가 합성 채널에서 Average되는데 , Average phase di f ference를 포함하는 합성 채널들을 Digi tal beamforming하여 원하는 방향으로 Sharp한 beam이 형성되도 록 한다.
[317] 제 4-2실시예
[318] 본 발명의 제 4-2 실시예는 안테나 배열 구조에 대한 것이다. 구체적으로， Antenna subgroup ing은 2개 이상의 Antenna Element가 있는 행 또는 열에서 수행한 다.
[319] Analog beamforming은 Antenna element의 Phase 및 Ampl i tude를 변화 入 1킨다. Antenna element를 어 Subgroup을 구성하고 , Subgroup 별로 Analog Beamforming을 수행할수 았다. Broad Beamwidth를 갖는 Analog beam을 생성하기 위해서 적은 수의 Antenna element를 사.용하여 Analog beamforming을 수행한다. 이를 위해서 , 2개 이 상의 Antenna subgroup을 구성한다.
[320] 도 26은 본 발명에 따른 안테나 배열 구조의 일례를 도시한다.
[321] 도 26 을 참조하면， 10 개의 Antenna element 가 1 줄로 배열된 경우, 5 개 Antenna element를 묶어 Subgroup을 구성하면 2개의 Subgroup을 얻을 수 있다. 이와 같은 경우, 10 개의 Antenna element 를 사용하여 생성되는 Beamwidth 보다 넓은 Beamwidth 를 갖는 Beam 2 개를 생성한다. Subgroup 에서 생성하는 Beam 은 10 개 Antenna element의 Beam보다 Phase error에 대하여 강건하다.
[322] 도 27은본 발명에 따른 안테나 배열 구조의 다른 예를 도시한다.
[323] 도 27을 참조하면， 20개의 Antenna element가 1줄에 10개 Antenna element 씩 2줄 (10x2)로 배열된 경우， 5개의 Antenna element를 묶어 subgroup을 구성하면， 한 줄에 2개의 subgroup씩 총 4개의 subgroup을구성할수 있다.
[324] 제 4-3실시예
[325] 본 발명의 제 4-3실시예는 광대역에 Analog beamforming을 적용할 때 발생하 는 협대역간 Phase di f ference 를 보상하는 방법에 대한 것이다. 구체적으로, 각 Element에 적용되는 Weight들 간위상 변화가동일한 Beamforming weight을 적용하 는 방법을 적용할 수 있다. [326] 예를 들면， 도 26에서 한 열에 있는 5 개의 Antenna Element 를 묶어 하나의 Subgroup 을 구성하였는데， Subgroup 에 있는 5 개 Antenna element 에 적용하는 Precoding Weight을 W = [WO Wl W2 W3 W4]라고 할 때 각 Subgroup에는 위상 변화가동 일한 Beamforming weight W를 적용한다. W1 및 W2는 다음과 같다.
[327] Wl=[lexpj ( a )expj (2 a )expj (3 α )expj (4 α)],
[328] W2=[expj ( β )expj ( β )*expj ( α )expj ( β )*expj (2 α )expj ( β )*expj (3 α ) xpj(P)*expj(4a)]
[329] Wl 및 W2 는 각 element 에 적용되는 Precoding weight 의 위상 변화량은 expj(a)으로 동일하다.
[330] 또한, 도 27 의 예에서 각 열에 2 개씩 subgroup을 구성하는 경우, Subgroup 1,2,3,4에 적용되는 Weight에도 element 간 위상 변화량이 동일한 Weight를 적용할 수 있다. W1 내지 W4는 다음과 같다.
[331] Wl = [lexpj( a) expj (2 a ) expj(3a) expj(4a)]
[332] W2 = [expj(p) ex j ( + a ) ex j ( β +2 a ) expj( 3+3a) expj (β +4 a)]
[333] W3 = [expj( Y ) expj ( γ + a ) expj ( y +2 a ) ex j ( γ +3 a ) expj( γ+4α)]
[334] U = [expj(y + p) expj( γ+β + α) expj ( y + β +2 a ) expj(y+P+3a) expj ( Y + β +4 a ) ]
[335] Wn 의 각 element 의 위산 변화량은 expj (a)으로 동일한다. 또한 다른 행에 있는 같은 열의 Element 들간 위상 변화량은 expj(Y)으로 동일하다. (Wl(l)= 1, 3(l)= expj( γ)), ( 2(4)= expj(P+4a), W4(4)= expj ( v +β + a ))
[336] 제 4-4실시예
[337] 본 발명의 제 4-4 실시예는 digital beamforming 을 협대역 단위로 수행하는 것을 설명한다.
[338] Subgroup에서는 Analog Beam을 통해 새로운 채널을 형성한다 . 각 Subgroup에 서 생성된 채널들 간위상차이가발생할수 있는데， Digital domain의 Precoder 를 사용하여 위상차이를 보상한다. 채널의 변화가 심하거나, Subgroup 의 채널 간 상관 관계가 낮거나， 전송 대역이 넓은 경우 협대역 별로 subgroup 의 채널 간 위상 차이 가 달라 질 수 있다. Digital beamformer 는 Subgroup 들 간 위상을 보정하는 역할올 하며， Digital domain의 Precoding은 협대역으로 수행한다. [339] 예를 들면, Subgroupn의 Analog beamforming에 의해서 생성된 Subbandk의 채 널을 Ch n(k)라고 하고 Ch n(k) 의 위상을 — Ch n(k)라고 가정한다.
[340] Subband 1에서 Subgroup 1의 채널 Chl(l)과 Subgroup2의 채널 Ch2(l) 간 위상 차이를 a = Chl(l) - Ch2(l), Subband 2 에서 Subgroupl 의 채널 Chl(2)과 Subgroup2의 채널 Ch2(2) 간위상차이를 b= ^Chl(2) - 세2(2)라고 한다. Subband 간 격차가 큰 경우 Subband 의 채널은 서로 독립적이며， 각 Subband 별 위상 차이 a 와 b 는 서로 다른 값을 갖게 된다. 각 Subband 별로 Precoding 을 수행함으로써 Analog beam forming에 의해 발생하는 Phase difference를 보정한다.
[341] Antenna 간 correlation이 상당히 높다고 가정하면， 각 Antenna element들의 채널은 선형 위상 변화로 근사화 할 수 있다. Subband 1 과 2 채널에서 Antenna element 들의 위상 변화량차이를 2 δ라고 하면， Subband 1 과 2채널은 아래와 같이 표현할 수 있다.
[342] H(1)=[H1(1) H2(l)]
[343] =H(l)x[l ex j ( α - δ ) expj(2a-26 ) expj(3a-36 ) expj(4a-45 ) expj (5 a -5 δ ) expj (6 a -6 δ ) expj(7a-76 ) exp j (8 a -8 δ ) expj(9a-96 )]
[344] H(2)=[H1(2) H2(2)]
[345] =H(2)x[l expj ( a + δ ) expj (2 a +2 δ ) expj (3 a +3 δ ) ex j (4 a +4 δ ) expj (5 a +5 δ ) expj (6 a +6 δ ) ex j (7 a +7 δ ) expj (8 a +86 ) expj(9a+96 )]
[346] 2 개의 Subgroup 에 아래와 같이 expj (a)씩 위상이 증가하는 Precoding weight을 적용하면 다음과 같다.
[347] Wl=[l expj ( a ) expj (2 a) expj (3 a) expj (4 a)]
[348] n = [expj ( β ) ex j ( β + a ) ex j ( β +2 a ) ex j ( β +3 a ) expj(p+4a)]
[349] 이를 이용하여 아래와 같은 합성된 채널을 얻을 수 있다.
[350] Heq(l)=[Heql(l)Heq2(l)]
[351] =[H1(1) 1H H2(l) W2H]
[352] =5H(l)expj(-26 ) [lexpj(-56)J
[353] Heq(2)-[Heql(2)Heq2(2)]
[354] =[H1(2) W1H H2(2) W2H]
[355] =5H(2)expj(26 ) [lexpj(56 )] [356] Digital beamf이 "mer에서는 Subgroup간 Phase di f ference ¾· 보상한다. Antenna element간상관도가낮거나， Antenna element 간거리가 먼 경우 Antenna element들 은 서로 독립적인 채널을 갖는다. 이와 같은 경우 Beamforming 에 의해 채널이 합성 될 때， antenna element들의 위상 변화량이 선형적으로 증가하지 않는다.
[357] 제 4-5실시예
[358] 본 발명의 제 4-5실시예는 digi tal beamforming을 지원하기 위한 채널 상태 보고에 대한 방법이다.
[359] 하향링크 Digi tal beamforming을 지원하기 위하여는 채널 상태 정보가보고되 어야 한다. 채널 상태 정보는 약속된 Index 로 환산된 값을 보고하는 Impl ici t Feedback 방법 (예를 들면， Rank Indi cat ion I Precoding Matr ix Indicat ion I Channel Qual i ty Indicat ion등)과 채널을 직접 보고하는 Expl i ci t feedback 방법이 있다. 두 경우 모두 협대역으로 측정한 채널 정보를 기지국으로 보고한다. 이 때 subgroup 별 로 Analog beamforming 에 의해 합성된 채널 정보를 기반으로 추정한 채널 상태 정보 를 의미한다.
[360] 단말은 Subgroup 의 Antenna element 들의 채널 상태를 측정하여 Beamforming 에 적당한 Weight 을 찾아 보고할 수 있다. 이와 같은 경우， subgroup 에 적용할 Beamforming weight을 기지국에 보고하는데， Beamforming weight은 전송 대역폭에 공 통으로 적용되는 것을 가정하고 선택하여 보고한다.
[361] 제 5실시예
[362] 본 발명의 제 5실시예는 Hybrid BF에서 Analog BF을 위한 Training sequence 전송 방법에 대한 것이다. '
[363] 하향링크 빔형성을 위해 기지국은 하향링크 채널 정보를 획득해야 하는데， 이를 위한 방법으로 (1) 하향 채널을 단말이 측정해서 보고하거나 (2) 상향링크 채널 을 기지국이 측정하여 하향 전송에 사용하는 방법을 이용할 수 있다. 본 발명의 실시 예에서는 하향링크 Hybrid beamforming 에서 하향링크 채널을 단말이 축정하기 위한 참조신호 전송 방법과 물리 신호구조를 설명한다.
[364] 디지털 빔형성 기법의 참조 신호는 Antenna port 간직교 자원 (주파수, 시간, 코드등)을 할당하여 각 Antenna port 의 채널 정보를 획득할수 있도록 설계한다.
[365] 그러나 이와 같이 Antenna port 로 정의된 참조 신호는 Antenna Element 들의 채널을 구분하여 추정하기에 적합하지 않다. 예를들어 , N개의 Antenna port가 N개 의 TRX에 Mapping되고 각 TRX는 M개의 Antenna Element를 통해 전송된다고 할 때 , 하나의 Antenna port를 위해 할당된 직교 자원은 M개의 Antenna Element를 통해 전 송되고 수신단에서는 M개의 Antenna Element의 신호가 합성되어 하나의 Antenna port 의 신호로 수신된다.
[366] 즉， Antenna port 의 채널을추정하기 위해 할당된 참조신호를사용하는 경우 다중 Antenna Element 들의 합성된 신호가 만들어내는 채널을 추정하게 되며, M 개의 Antenna Element를 구분할수 없게 된다. 따라서， Antenna Element의 채널을추정하 기 위해서는새로운 참조 신호 전송 방법이 도입되어야 한다.
[367] 본 발명에 따른 하향 링크 참조신호의 전송 방법을 설명하면 다음과 같다.
[368] Digi tal Domain에서 Antenna Element 를 위한 참조신호 전송의 첫번째 방법 으로， Antenna Element Speci f ic 자원올 할당한다. 이 방법은 동일 시간 전송， 또는 서로 다른 시간 전송을 적용할 수 있다. 이때， Analog Beamforming 을 고려하여 Antenna Element를 위한 참조신호의 위상을 반전 시킬 수 있다.
[369] Digital Domain에서 Antenna Element 를 위한 참조 신호 전송의 두번째 방법 으로， Beam speci f ic 자원을 할당할 수 있다.
[370] Analog Domain에서 Antenna Element를 위한 참조 신호 전송의 세번째 방법으 로, 참조신호 생성기에서 참조신호 시퀀스를 생성하고, TRX 에서 생성된 신호와 합성 할 수 있다. 도 28은 본 발명의 실시예에 따른 참조 신호 생성기 구조의 일례이다.
[371] 도 28을 참조하면， TRX별로 독립적인 Antenna Element에 Mapping되는 경우， Antenna Element별로 구분되는 자원 (n X M)을사용할 수 있다. 또는， TRX별로 독립적 인 Antenna Element에 Mapping되는 경우, M element를 구분하는 자원 (M)을 사용할수 있다. Time domain 에서 동시에 신호 전송를 전송하는 경우 Antenna Switching을 이 용하여 Reference Signal을 합성해서 전송할 수 있다.
[372] Single TRX에 Mapping된 Antenna Element의 Channe l을 추정하는 경우, 각각 의 Antenna Element들의 채널을추정할수 있다.
[373] 예를 들면， 각 Antenna element 별 Training Sequence 를 전송한다. 물리적인 구조는 TRX에서 전송되는 신호와구분되는 Reference Signal을 생성하기 위한 Block 을 이용한다. [374] 여기서， Sequence는 Antenna element간 직교되는 Sequence를 나타낸다. 동일 한 시간에 전송되는 경우, 주파수 자원 / 코드 자원으로 구분할 수 있다. 또한, Sequence는 데이터 신호와동시에 전송할 수도 있다.
[375] Antenna Port는 Analog beamforming에 의해 합성된 신호를 의미하며， Antenna Element는 Analog beamforming을 수행하기 위한단위를 말한다. Analog beamformng 을 수행하기 위한 Beamforming Weight을 선택하기 위해서는 Antenna element들의 채 널 측정이 요구된다. Antenna element 들 간의 공간적인 정보들을 획득하기 위하예 다양한 방법의 참조 신호 전송 방법을 고려할수 있다. Antenna Element를 위한 참조 신호들은 Digital domain에서 전송되거나 Analog domain에서 전송될 수 있다.
[376] 제 5-1실시예
[377] 본 발명의 제 5-1 실시예는 Digi tal Domain 에서 참조신호가 전송되는 경우， 참조신호가 전송되는 시간동안에는 Analog beamforming을 수행하지 않는 방법에 대한 것이다. 이를 위하여 각 Antenna element 에 특정 자원을 할당한다. 여기서， 자원이 란 시간， 주파수, 코드 등을 의미한다.
[378] 예를 들면， Antenna element 별로 서로 다른 시간에 참조신호가 전송 되도록 할 수 있다. Digi tal domain에서 참조신호가 전송될 때 시간은 최소한 OFDM symbol durat ion이 된다. 한 OFDM symbol durat ion동안 하나의 Antenna Element를 위한 참 조 신호가 전송되고, 다음 시간 Durat ion에서는 다른 Antenna element 를 위한 참조 신호가 전송된다.
[379] 각 Antenna element로 분기되는 신호는 하나의 TRX에서 생성된 신호이다. 각 Element 에서 동일 시점에 동일한 Signal 을 전송한다면， 수신단에서 각 Antenna element에 해당하는 참조 신호를 획득하기 어렵게 된다. 각 Antenna element 별로 참 조 신호를 시간으로 구분하여 전송하는 방법으로， Antenna turn on/of f 방법을 적용할 수 있다. 예를 들어， Antenna element에 있는 Power ampl i f ier의 이득을 낮춤으로써 Antenna element에서 전송되는신호를 키우거나 낮출 수 있다. 특정 시점에서는 특정 Antenna element의 PA를 키우고 다른 Antenna element들의 PA를 낮춘다. 이와 같은 동작을 Antenna Element 별로 들아가면서 수행한다. 각 Antenna element 에서 동일한 참조신호가 전송되더라도， Antenna element를 온오프 함으로써 한 개의 안테나에서만 참조 신호가 전송되도특 하는 효과를 얻을 수 있다. [380] 다른 예로서 , Antenna element별로 서로 약속된 시간에 참조 신호를 전송함으 로써 참조신호들간 합성이 되지 않도록 할수 있다. Antenna subgroup을 고려할 때， Antenna subgroup 에 포함된 antenna element 들 간에는 시간 직교 참조 신호 자원을 할당하고， Antenna subgroup 간 Antenna element들 간에는주파수 직교 혹은 코드 자 원을 할당할 수 있다.
[381] 하나의 Antenna subgroup에서는 각 Antenna element에 동일한 참조신호가 전 송되기 때문에 시간으로 Antenna element 전송을 구분한다. 반면， Subgroup 간에는 독 립적인 신호를 생성할 수 있기 때문에， 서로 다른 참조 신호를 전송할수 있다. 따라 서 Subgroup 간에는 주파수 직교 흑은 코드 자원이 다른 참조 신호를 할당하여 전송 할 수 있다. 뿐만 아니라시간자원을 달리하여 참조 신호를 전송할수 았다.
[382] 제 5-2실시예
[383] 본 발명의 제 5-2 실시예는 Digital Domain 에서 참조신호가 전송되는 경우, Analog beamforming 된 참조신호가 전송되는 방법에 대한 것이다. 이를 위하여 각 analog beam에 특정 자원을 할당한다.
[384] Analog beamforming이 수행된 참조 신호가 전송되었다는 것은， 가능한 analog beamforming weight set 을 두고 Set 을 구분하기 위한 참조 신호를 할당한다는 것을 의미한다. Beamforming 수행 단위 별로 자원 할당을 독립적으로 할 수 있는 구조를 도입하여， Beamforming 을 구분하기 위한 참조 신호를 할당할 수 있다. 각 Antenna element 별로 채널을 측정해 Analog beamforming을 수행하기 위한 Precoding weight 을 찾는 complexi ty와 비교했을 때, 상당히 낮은 complexi ty를 갖는 장점이 있다.
[385] 제 5-3실시예
[386] 본 발명의 제 5-3실시예는 Analog Domain에서 Antenna Element를 위한 참조 신호를 전송하는 방법에 대한 것이다.
[387] 도 28의 예와 같은 참조신호 생성기에서 참조신호 시뭔스를 생성하고， TRX에 서 생성된 신호와합성한다. 이 때， 참조신호는 각 Antenna Element별 특정 자원으로 할당할 수 있다. 예를 들어， 시간으로 직교하는 자원을 할당하는 경우, 각 Antenna element 별로 독립적인 시간 자원을 사용한다. 이때， 시간 자원의 길이는 하나의 OFDM symbol 보다 작은 길이를 갖도록 설계할 수 있다. 또 다른 예로서， 코드 자원을 할당하는 경우를 들 수 있다. 각 Antenna Element 별로 서로 다른 Code 자원을 사용 하여 각 안테나 채널을 구분할 수 있도록 할 수 있다. ZC sequence를 사용하는 경우, 서로 다른 cycl ic shi ft value를사용함으로써 신호를 구분할수 있다.
[388] TRX별로 독립적인 Antenna Element에 Mapping되는 경우, Antenna Element별 로 구분되는 N*M개의 자원 사용을사용할수 있다, TRX내에 있는 각 Antenna element 의 신호를 구분하기 위한 목적으로 참조 신호를 사용한다면, TRX 간에는 Antenna element 자원을 공유하고 TRX 내에서 Antenna Element 자원을 독집적으로 할당하는 방법을 이용할 수 있다.
[389] 각 Antenna element 별로 할당되는 Training sequence 를 전송할 수 있다. Analog domain에서 신호가 생성되어 전송되는 경우， 각 Antenna element 별로 시간적 으로 구분된 직교 자원을 할당할수도 있다. 이와 같은 경우, Analog beamforming을 수행하는 해당 Antenna element들의 채널 추정을 위하여 상당히 긴 시간이 요구될 수 도 있다. 또한 analog신호의 속성상， 데이터 전송을 위한신호들이 전송되는 시간과 구분되는 시간에 Training Sequence를 전송하게 되면, Data 전송을 위한 시간이 짧아 져 시스템 성능 열화를 발생할 수 있다.
[390] 본 발명의 실시예에 따르면, Analog domain에서 Training Sequence를 전송할 때， Data 전송률을 유지하면서 Training Sequence를 전송할 수 있다.
[391] 그 첫번째 방법으로， Analog beamforming을 위한 Training Sequence 와 기존 의 신호를 Analog domain 에서 합성하여 전송할 수 있다. 두 신호는 중첩되도록 합성 하고， 합성된 신호는 동시에 전송된다. Training Sequence 혹은 기존의 신호는 반복적 으로 전송되며 , 각각은 직교 코드로 cover된다.
[392] 예를 들면, Training Sequence 및 기존 신호는 반복적으로 전송되고, Orthogonal code cover 로 mapping된다. 아래는 물리 신호 구조를 나타낸다. h_n(t ) 는 t 시점에서의 채널 impul se response 를 의미한다. s_k(t )는 k 번 째 Antenna Element를 통해 전송되는 Training sequence, r— k(t )는 k번 째 Antenna Element를통 해 전송되는 기존 신호를 의미한다. N 시간이 흐른 후 채널과 수신 신호는 t+N 으로 표현된다.
[393] y(t )=h_k( t ) ®(s_k (t )+r_k(t ) )+n(t )
[394] y(t+N)=h_k(t+N) ®(s_k (t )-r_k(t ) )+n(t+N)
[395] 한 OFDM symbol 의 신호가 2 OFDM symbol 구간에 걸쳐 반복 될 수 있다. 또는 한 OFDM symbol 주기에서 신호가 반복적으로 전송될 수도 있다. [396] Analog domain에서 신호를 반복 합성하는 것은 Digital domain에서 신호를 생 성하고 반복 시키는주기와 연계해서 결정될 수 있다.
[397] 상술한 바와 같이 합성되어 전송된 신호는 단순 합 /차를 통해 원하는 신호로 복원할수 있다.
[398] y(t)+y(t+N)=h_k(t)®(s_k(t)+r_k(t))+n(t)+h_k(t+N)®(s_k(t)- r_k(t))+n(t+N)
[399] Channel이 거의 변하지 않았다고 가정하면， h_k (t)=h_k (t+N) 라고 할수 있 기 때문에 다음과 같이 표현할 수 있다.
[400] y(t)+y(t+N)=h_k(t)®(s_k (t)+r(t)+s_k (t)-r_k(t))+n(t)+n(t+N)
[401] 각 Antenna element 에 전송되는 기존 신호를 모두 r_n(t)와 -r_n(t)로 mapping하고, s_k(t)을 안테나 Element 에 mapping하게 되면 아래와 같은 결과식을 얻는다.
[402] y(t)+y(t+N)=(h_l(t)®2(S_l(t))) +… +(h_k(t) ® 2(s_k (t))+n(t)+n(t+N) [403] 즉, 시간 직교 자원이나， 코드 자원의 직교성을 이용하여 각 Antenna Element 들의 신호를 구분할수 있다.
[404] 제 6실시예
[405] 본 발명의 제 6실시예는 Hybrid Beamforming을 위한 상향 링크 참조 신호에 대한 것이다.
[406] 본 발명의 제 6 실시예에 따르면， UL 에서 다중 사용자들을 하향링크 beamforming 을 수행하기 위한 weight vector 를 선택할 수 있도록 하는 Training sequence를 전송한다 .
[407] 이하에서는, 상향링크 수신 Ananlog beamforming을 가변적으로 수행할수 있 는 방법을 설명한다.
[408] 상향링크 수신 Analog beamforming의 특징은 기지국이 수신신호로부터 Analog beamforming을 수행하기 위한 적당한 Beamforming wieght 을 선택하는데 있다. 이를 위해서 기지국은 Analog beamforming weight을 선텍하는 기능이 필요하다.
[409] Analog beamforming weight 선택부는 각 Antenna Element 로부터 수신한신호 에 Analog beamforming을 수행하기 위한 Beamforming weight vector를 적용하여 적당 한 Beamforming vector를 선택한다. 이를 위해서 기지국은 단말로부터 전송된 신호들 을 사용할 수 있는데， PRACH, SRS, DMRS, PUSCH, PUCCH등이 그후보가 될 수 있다. [410] 전송 신호의 t iming 및 Frequency synchronizat ion 이 수행된 이후의 신호를 사용하여 Precoding Weight 을 선택하는 것이 바람직하다. 이는 t iming/Frequency synchronizat ion은 Precoding weight 선택에 영향을 주기 때문이다. 따라서 PRACH를 사용하는 것은 바람직하지 않다.
[411] 적용하기 쉬운 첫번째 예로서， SRS를 이용할 수 있다.
[412] SRS는 단말의 채널의 상태 정보를 획득하여 상향링크 전송을 위한 MCS 와 전 송 Precoding 결정 및 대역 할당을 위한 정보로 활용된다. 또한, 하향링크 전송 Precoding을 결정하는 정보로도사용된다. Digi tal beamforming을 수행하기 위하여 SRS 로 부터 채널 정보를 획득하게 되는데, SRS 를 통해 추정되는 채널은 Digi tal domain의 Signal processing으로 획득된다.
[413] 기존의 SRS 는 하나의 OFDM symbol 을 통해 전송되는데， 다중 사용자의 채널 및 단일 사용자의 다중 안테나 채널을 획득하기 위하여 한 OFDM symbol 안에 있는주 파수 및 코드 자원을 할당한다. 주파수 자원은 Subcarr ier 를 Cluster (연속된 Subcarr i er 의 묶음) 형태로 구분한 후， Cluster 형태로 구분된 주파수 자원 내에서 Interleaved (홀수 또는 짝수 번째 Subcarr ier 들을 사용) 형태로 다시 구분하여 할 당한다. Digi tal domain signal processing에서는 이와 같은 방식의 주파수 할당으로 다중사용자를 구분할수 있다.
[414] 그러나， 주파수로 구분된 자원을 사용하더라도 시간 영역에서 Processing 을 수행하는 경우 합성된 다중 사용자 신호를 구분하기 어려을 수 있다. Analog beamforming을 수행하기 위하여 Antenna element별로 수신된 신호로부터 다중사용자 들의 신호를 구분하기 위해서 기존의 SRS를 사용하는 경우， (1) Analog domain에서 다 중사용자신호를 구분할 수 있는 신호 전송 방법 또는 (2) Digi tal domain에서 다중 사용자신호를 구분하여 Analog beamforming을 수행하는 처리부가요구된다.
[415] 이하에서는， Analog domain에서 다중사용자 신호를 구분할 수 있는 신호 전 송 방법에 대하여 설명한다.
[416] Analog Beamforming은 Antenna element에 전송또는 수신 가중치를사용하여 , 특정 방향으로 전송 또는 수신 되는 신호의 에너지를 모아주거나 낮춰주는 역할을 한 다. Analog beamforming을수행하기 위해서는 Antenna Element에 적절한 가중치를 사 용하는 적용하는 것이 필요한데, 가중치는 채널 상태 정보를 바탕으로 선택될 수 있 다. 채널 상태 정보는 수신단에서 측정이 가능하며, 수신 Beamforming 및 송신 Beamforming에 사용될 수 있다.
[417] 기지국의 경우 단말이 전송하는 상향링크의 신호로부터 채널 상태 정보를 획 득하고， 수신을 위한 가중치를 계산할 수 있다. 이 가중치는 적절한 Cal ibrat ion 을 한후 전송 Beamforming weight 로사용될 수 있다. 단말이 전송 하는상향링크 신호 들을 통해 채널 상태 정보를 획득하는데 있어서 다중 사용자 간섭은 중요한 문제이 다.
[418] Analog beamforming은 Analog단에서 신호를 Training함으로써 채널 상태 정 보를 획득한다. Analog신호는 시간 영역에서 처리가 되는 것이 특징이다. 다중사용 자신호들이 통일 시간에 전송푀는 경우， 다중사용자신호는 전송 Sequence 의 직교 성에 의해서 구분된다. 그런데, 0FDMA 또는 SC-FDMA 를 기반으로 하는 시스템에서 Digi tal beamforming을 수행하는 사용자들은 주파수 영역을 구분한자원을 할당 받기 때문에， 상대적으로 많은 사용자들을 수용할 수 있다. 반면， Analog beamforming 을 수행하기 위해서는 시간 영역에서 Training 을 시도하기 때문에 주파수로 구분된 자 원을사용하는사용자들을 시간영역에서 구분하기 어렵게 된다.
[419] 이를 해결하기 위한 방법으로서， 시간 영역의 자원을 분할하여 상향링크 참 조신호로 전송할 수 있다.
[420] 한 OFDM symbol durat ion에서 신호가 전송될 때 주파수로 구분된 N개의 자원 을 사용할 수 있다면 다중 사용자 구분의 용량을 N 이라고 가정한다. 단순한 방법으 로는 N 개의 주파수 자원이 만들어내는 직교 자원의 수를 시간 영역에서 만들기 위해 서 한 OFDM symbol 주기를 1/N시간으로 구분하여 각 시간자원을 단말에게 할당하는 방법이 있다. 그러나 단순히 VN 등분한 시간 자원을 사용하는 경우에는 공간 채널의 Mul t i-path 에 의해 신호 외곡이 발생하는 문제가 발생한다. 따라서 신호의 주기를 짧게 두더라도 적절할 Guard t ime을 설정해야 한다.
[421] 본 발명의 실시예에 따르면 기존의 OFDM symbol durat ion안에서 다수의 시간 자원을 분할할 때， 분할된 시간자원들도 각각 Guard t ime을 갖는 구조를 가질 수 있 다.
[422] 제 6-1 실시예
[423] 본 발명의 제 8-1 실시예는 OFDM symbol durat ion보다 짧은 Durat ion을 갖도 록 설계하여 다수의 시간 자원으로 분할 하는 방법에 대한 것이다. 예를 들어， 0FDM symbol durat ion 이 (Nfft + Ncp) sample 로 구성된다면， 짧은 OFDM symbol durat ion 은 (Nf ft + Ncp) / M sample로 구성할 수 있다. 또는 (Nfft/M) + (Ncp) ' smaple 로 구 성할수도 있다. 즉 Nfft/M 정도의 짧은 durat ion을 갖는 신호를 생성하고 Ncp/M혹 은 (Ncp)' 정도의 sample을 갖는 짧은주기의 OFDM symbol을 구성한다.
[424] 이와 같은 짧은 OFDM symbol을 만드는 방법으로， Sampl ing Frequency는 기존 OFDM symbol 과 동일하게 하고 (Sampl ing Time 을 동일하게 하기 위함) , Subcarrier spacing 을 M 배로 증가 시킨다. 15kHz 의 subcarr ier spacing올 갖는 시스템에서는 30kHz (M=2) 혹은 60kHz (M=4) 등과 같이 넓은 간격의 Subcarrier spacing을 도입한 다. M은 2의 배수 형태를 갖는다 . 2의 배수 값을 갖는 subcarrier spacing을 적용 할 때， 기존 OFDM symbol과동일한 Sampl ing t ime을 적용하는 경우 Wave form이 왜곡되 지 않고 유지될 수 있다.
[425] 15kHz 의 Subcarrier spacing , 9Mhz system bandwidth , 6.36MHz 의 Guard Frequency에 1024 FFT를 수행하면 , t ime domain에서 1024 sample을 갖는 OFDM symbol 을 얻을 수 있다. 만약 subcarrier spacing 을 2 배로 늘리고 (30kHz)， 이 때 System bandwidth (9MHz)와 Guard Frequency (6.36MHz)를 유지한상태에서 ½ FFT (512)를 수 행하면， t ime domain에서 512 sample을 갖는 OFDM symbol을 얻을 수 있는데 , Sampl ing Time (Ts)가동일하기 때문에 기존의 ( 15khz) subcarr ier spacing을 갖는 OFDM symbol 의 절대적인 시간 길이 ( 1024 X Ts) 대비 정확히 ½ 시간 길이를 갖게 된다.
[426] 단말은 Subcarr ier spacing을 증가 시키고 Sampl ing frequency를 동일하게 하 여 상향링크 참조 신호를 생성하고 이렇게 생성된 참조신호를 DAC convert ing 하여 Analog신호로 변환한후 RF를 통화 시켜 전송한다.
[427] 제 6-2실시예
[428] 본 발명의 제 6-2실시예는 짧은주기의 OFDM symbol durat ion을 갖는 신호에 짧은 주기의 CP 를 갖도록 설계하는 방법이다. 그러나 다중 사용자들의 위치가 서로 달라， 위치에 따라 생기는 Pathloss 가서로 다를 수 있고， 다중 사용자들의 서로 다 른 Pathloss를 감안한다면， CP길이는 기존의 OFDM symbol에 적용한 CP 길이를 따르 는 것이 바람직하다.
[429] 제 6-3실시예
[430] 상기 제 6-2 실시예의 경우 기존의 0FDM 주기 동안, 짧은 주기를 갖는 0FDM symbol 을 다수 배치하면, 다수의 짧은 OFDM symbol 은 기존의 한 OFDM symbol 주기 보다 길어지는 문제가 발생한다. 도 29 는 다수의 짧은 OFDM symbol 이 기존의 한 OFDM symbol 주기 보다 길어지는 일례를 도시한다.
[431] 이를 해결하기 위해서 제 6—3 실시예는 OFDM symbol 이 겹쳐지도록 전송하는 방법을 제안한다. 짧은 OFDM symbol 주기를 갖는 신호가 M 개 있다고 할 매, 각각은 서로 다른사용자에게 할당된다. 도 30은 OFDM symbol 이 겹쳐지도록 전송하는 방법 의 일례를 도시한다.
[432] 예를 들어， 앞에 있는 짧은 주기 OFDM symbol은 사용자 A에게 할당되고 뒤에 있는 짧은주기 OFDM symb이은사용자 B에게 할당되었다고 가정하자. A사용자는 기 존 OFDM symbol 전송 시간에 맞춰서 앞에 있는 짧은 of dm symbol을 전송하고， B사용 자는 기존 OFDM. symbol 전송 시간보다조금 빨리 짧은 OFDM symbol을 전송한다. 수신 단에서는 A사용자가 전송한 짧은 OFDM symbol은 기존 OFDM symbol들이 수신되는 시 작 시간에 맞게 수신될 것이고, B 사용자가 전송한 짧은 주기 OFDM symbol 은 기존 OFDM symb이의 수신되는 마지막 시간에 맞게 수신될 것이다.
[433] Analog beamforming을 수행하기 위한 참조신호는 대략적인 공간 정보를 획득 하기 위한신호로 활용되기 때문에， 신호 간 간섭이 약간 발생하더라도 공간 정보 획 득의 성능의 민감도에는 영향이 덜하다. 또한 앞선 OFDM symbol의 끝 부분과 뒤 이은 신호의 CP가중첩되는 경우 기지국에서 t ime window를 적절하게 설정하여 심볼간 간 섭을 최소화 할수 있다.
[434] 제 6-4실시예
[435] Analog BF을 수행하기 위한 Training sequence는 짧은 주기의 OFDM symbol로 구성된다ᅳ 이 때， 각 Subcarrier 에 mapping 되는 Sequence 는 주파수와 시간에서 correlat ion특성이 유사한 sequence (예를 들어 , ZC sequence)가사용될 수 있다. 이 와 같은 Sequence 가 mapping 되어 만들어진 신호는 주파수와 시간 영역 특성이 유사 하기 때문에 시간 영역에서 De-spreading을 수행하기에 유리하다,
[436] 제 6-5실시예
[437] 제 6-5실시예는 analog beamforming을위한 참조신호 혹은 Training Sequence 는 기존 신호가 전송되는 시간 구간과 구분되는 시간에 전송하는 방법에 대한 것이 다.
[438] Training Sequence를 전송하는 시간은 기지국이 단말에 내려주는지시자에 따 라수행될 수 있다. 기지국은 단말들이 전송해야 하는 Training Sequence 의 전송 주 기를 다른 신호의 전송 신호와 구분하여 지시를 할 수 있다. 예를 들어, 기존의 SRS 전송 주기와 구분하여 Training Sequence를 전송하도록 설정한다.
[439] 단말은 Training Sequence를 전송하는 시점에는 다른 신호를 동시에 전송하지 않는다. 예를 들어 , 데이터 신호나 RACH혹은 제어채널 등이 Training Sequence가 전 송되는 시간에 전송되어야 할 때， 우선 순위를 Training Sequence 전송에 둔다.
[440] 제 6-6실시예
[441] 본 발명의 제 6-6실시예는 Digi tal domain에서 다중사용자 신호를 구분하여 Analog beamforming을 수행하는 방법에 대한 것이다.
[442] 첫번째 방법으로， Digi tal domain 에서 다중 사용자 신호를 구분하여 Analog beamforming 을 수행하는 경우, Antenna element 로부터 신호를 Pure 하게 추출하여 Digi tal processing할수 있는 block을 설계하고, 각 Antenna Element 별로 추정된 채널을 기반으로 Analog beamforming을 수행하기 위한 Weight을 결정한다.
[443] 단말은 기지국의 지시에 따라 참조 신호를 전송한다. 기지국은 각 Antenna element 에서 수신된 신호들을 Digi tal 신호로 만들고, 만들어진 digi tal 신호에서 참조신호를 추출한다. 참조 신호로부터 획득한각 Antenna element 들의 채널 상태를 기반으로 Analog beamforming을 수행한다.
[444] 이와 같은 block 은 Data demodulat ion 을 위한 Block 과 구분된다. Data Demodulat ion 은 수신 Analog beamforming 을 수행한 후 얻어지는 신호를 기반으로 Demodulat ion 을 수행하는 반면, 채널 상태 정보를 획득하기 위한 Block 은 Antenna Element로 부터 직접 추출한신호들을 기반으로 신호 처리를 한다.
[445] 두번째 방법으로， 다수의 Analog beamforming을 수행한 참조 신호들을 취합하 여 Analog beamforming을 수행하기 위한 Weight을 결정한다.
[446] 다수의 Beamforming weight로 Analog beamforming이 수행된 신호들이 다수 있 을 때, 다수의 Analog beamforming수행된 신호들로부터 참조 신호를 추출한다. 단일 사용자들로부터 전송된 신호 다수의 Analog beamforming 되고， 다수의 analog beamfomr ing된 신호로부터 해당사용자의 참조신호를 추출한다.
[447] 추출된 참조신호들의 신호 세기를 측정하여 Analog beamforming값에 따른 신 호 세기를 비교한다. 신호 세기 비교를 통해 적절한 Analog beamforming weight을 판 단한다. 동일한 방법으로 많은 사용자들에게 Analog beamforming weight 선택을 시도 하고, 선택된 beamforming weight 값을 저장한다. 동일한 Weight 을 선택한사용자들 을 묶고, 데이터 수신 및 데이터 전송 시 활용한다.
[448] 도 31은본 발명에 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다.
[449] 무선 통신 시스템에 릴레이가 포함되는 경우， 백홀 링크에서 통신은 기지국 과 릴레이 사이에 이뤄지고 억세스 링크에서 통신은 릴레이와 단말사이에 이뤄진다. 따라서, 도면에 예시된 기지국또는 단말은상황에 맞춰 릴레이로 대체될 수 있다,
[450] 도 31 을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국 (3110) 및 단말 (3120)을 포함 한다. 기지국 (3110)은 프로세서 (3113) , 메모리 (3114) 및 무선 주파수 (Radio Frequency, RF) 유닛 (3111, 3112)을 포함한다. 프로세서 (3113)는 본 발명에서 제안한 절차 및 /또는 방법들을 구현하도특 구성될 수 있다. 메모리 (3114)는 프로세서 (3113) 와 연결되고 프로세서 (3113)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛 (3116)은 프로세서 (3113)와 연결되고 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다. 단말 (3120)은 프로세서 (3123)， 메모리 (3124) 및 RF유닛 (3121， 1422)을 포함한다. 프로세 서 (3123)는 본 발명에서 제안한 절차 및 /또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리 (3124)는 프로세서 (3123)와 연결되고 프로세서 (3123)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛 (3121 , 3122)은 프로세서 (3123)와 연결되고 무선 신호를 송 신 및 /또는 수신한다. 기지국 (3110) 및 /또는 단말 (3120)은 단일 안테나또는 다중 안 테나를가질 수 있다.
[451] 이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들 의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른실시예에 포함 될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구성 또는 특징과교체될 수 있다. 특허청 구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거 나출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
[452] 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네 트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수 행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수 행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국 ( f ixed stat ion) , Node B, eNodeB(eNB) , 억 세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
[453] 본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어， 하드웨어, 펌웨어 (f i rmware) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(appl icat ion speci f i c integrated circuits) , DSPsCdigi tal 신호 processors) , DSPDsCdigi tal 신호 processing devi ces) , PLDs( programmable logic devi ces) , FPGAs(f ield programmabl e gate arrays) , 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트를러， 마이크로 프로세서 등에 의 해 구현될 수 있다.
[454] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다.
[455] 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공지된 다양한수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다。
[456] 상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명 은 당업자가본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명 의 바람직한 실시예들올 참조하여 설명하였지만， 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변 경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어， 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서， 본 발명은 여기 어 1 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
[457] 본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적 으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에 서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들 에 제한되려는 것이 아니라， 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최 광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구 항으로 포함할 수 있다.
[산업상 이용가능성】
[458] 본 발명은 단말, 릴레이 기지국 등과 같은 무선 통신 장치에 사용될 수 있 다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
MU-MIMO (mul t i user-mul t iple input and mul t iple output )를 지원하는 무선 접 속 시스템에서 기지국이 신호를 전송하는 방법에 있어서,
아날로그 빔포밍을 이용하여 복수의 단말을 포함하는 서브 그룹에 대한 범을 생성하는 단계 ;
디지털 범포밍을 이용하여 상기 서브 그룹에 속하는 각각의 단말로 전송되는 신호를 구별하는 단계; 및
상기 아날로그 빔포밍 및 상기 디지털 범포밍을 기초로 생성된 신호를 상기 단말로 전송하는 단계
를포함하고,
상기 아날로그 범포밍의 가중치를 선택하기 위하여 상기 서브 그룹에 대웅하 는 안테나 각각에 대한 참조신호가 전송되는， 신호 전송 방법.
【청구항 2】
제 1항에 있어서，
상기 참조 신호가 디지털 영역에서 전송되고, 상기 참조 신호가 전송되는 시 간 동안에는상기 아날로그 빔포밍이 수행되지 않는ᅳ 신호 전송 방법 .
【청구항 3]
제 2항에 있어서,
상기 참조 신호는 하나의 심볼 기간 마다 하나의 상기 참조 신호가 전송되는， 신호 전송 방법 .
【청구항 4】
제 1항에 있어서,
상기 참조 신호가 전송될 때， 상기 참조 신호에 대응하는 안테나 외의 안테 나의 전력 중폭기의 이득이 감소되는, 신호 전송 방법.
【청구항 5]
제 1항에 있어서，
상기 서브 그룹에 대웅하는 안테나 서브 그룹에 포함된 안테나 간에는 서로 직교하는 참조신호 자원을 할당하는 신호 전송 방법 .
【청구항 6】
제 1항에 있어서，
상기 참조 신호는 상기 아날로그 빔포밍이 수행된 이후 디지털 영역을 통하 여 전송되는, 신호 전송 방법.
[청구항 7】
MU-MIMO (mult i user-mul t iple input and mult iple output )를 지원하는 무선 접 속 시스템에서 신호를 전송하는 기지국에 있어서,
RF(Radio Frequency) 유닛 ; 및
프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는,
아날로그 범포밍을 이용하여 복수의 단말을 포함하는 서브 그룹에 대한 빔을 생성하고,
디지털 범포밍을 이용하여 상기 서브 그룹에 속하는 각각의 단말로 전송되는 신호를 구별하고，
상기 아날로그 빔포밍 및 상기 디지털 빔포밍을 기초로 생성된 신호를 상기 단말로 전송하도록 구성되고，
상기 아날로그 빔포밍의 가중치를 선택하기 위하여 상기 서브 그룹에 대웅하 는 안테나각각에 대한 참조 신호가 전송되는， 기지국.
【청구항 8】
제 7항에 있어서,
상기 참조 신호가 디지털 영역에서 전송되고， 상기 참조 신호가 전송되는 시 간동안에는 상기 아날로그 범포밍이 수행되지 않는， 기지국.
【청구항 9】
제 8항에 있어서，
상기 참조 신호는 하나의 심볼 기간 마다 하나의 상기 참조 신호가 전송되는, 기지국.
【청구항 10】
제 7항에 있어서，
상기 참조 신호가 전송될 때， 상기 참조 신호에 대웅하는 안테나 외의 안테 나의 전력 증폭기의 이득이 감소되는， 기지국.
【청구항 11】
제 7항에 있어서，
상기 서브 그룹에 대웅하는 안테나 서브 그룹에 포함된 안테나 간에는 서로 직교하는 참조 신호 자원을 할당하는, 기지국.
【청구항 12】
저 17항에 있어서，
상기 참조 신호는 상기 아날로그 빔포밍이 수행된 이후 디지털 영역을 통하 여 전송되는, 기지국.
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106921423A (zh) * 2015-12-28 2017-07-04 电信科学技术研究院 一种确定模拟波束的方法和设备
WO2017222309A1 (en) * 2016-06-21 2017-12-28 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method of paging in next generation wireless communication system
WO2018026181A1 (ko) * 2016-08-05 2018-02-08 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 단말 및 기지국의 신호 송수신 방법 및 이를 지원하는 장치
CN108141268A (zh) * 2015-10-12 2018-06-08 Sk电信有限公司 使用混合波束成形的无线通信方法和装置
CN108476056A (zh) * 2016-01-07 2018-08-31 索尼公司 无线通信方法和无线通信设备

Families Citing this family (128)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010126842A1 (en) 2009-04-27 2010-11-04 Interdigital Patent Holdings, Inc. Reference signals for positioning measurements
WO2015065156A1 (ko) 2013-11-04 2015-05-07 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법 및 장치
US10028277B2 (en) 2013-11-20 2018-07-17 Cyborg Inc. Variable frequency data transmission
JP6419817B2 (ja) * 2013-11-27 2018-11-07 テレフオンアクチーボラゲット エルエム エリクソン（パブル） それぞれ同期信号および関連情報を送信し、検出するためのネットワークノード、ワイヤレスデバイス、およびそれらにおける方法
KR102323130B1 (ko) * 2013-11-27 2021-11-10 삼성전자 주식회사 하이브리드 빔포밍 기반 오픈-루프 mimo 전송 방법 및 장치
EP2887561B1 (en) * 2013-12-18 2019-07-03 Alcatel Lucent Beamforming apparatuses, methods and computer programs for a base station transceiver and a mobile transceiver
EP3100523B1 (en) * 2014-01-30 2020-11-04 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Discovery signals and procedures
CN104917554B (zh) * 2014-03-10 2019-05-10 华为技术有限公司 基站及形成波束的方法
WO2015188894A1 (en) * 2014-06-11 2015-12-17 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Apparatus and method for digital beam-forming with low-resolution quantization
US10135508B2 (en) * 2014-10-13 2018-11-20 Electronics And Telecommunications Research Institute Method and apparatus for generating common signal in multiple input multiple output system
AU2014412334B2 (en) * 2014-11-25 2019-05-02 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) A radio transmitter for distortion mitigation
CN105790806B (zh) * 2014-12-19 2020-08-07 株式会社Ntt都科摩 混合波束赋形技术中的公共信号传输方法及装置
US10616822B2 (en) 2015-02-10 2020-04-07 Qualcomm Incorporated System information updating
US10200920B2 (en) * 2015-02-10 2019-02-05 Qualcomm Incorporated On-demand system information
US9769733B2 (en) 2015-02-10 2017-09-19 Qualcomm Incorporated Incremental transmission of system information
US9985760B2 (en) * 2015-03-31 2018-05-29 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for an adaptive frame structure with filtered OFDM
US11050503B2 (en) * 2015-03-31 2021-06-29 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method of waveform design for operation bandwidth extension
CN107836089B (zh) * 2015-04-15 2021-05-11 梁平 混合波束成形多天线无线系统
ES2809721T3 (es) * 2015-05-22 2021-03-05 Asustek Comp Inc Transmisiones de señal de referencia en un sistema de comunicación inalámbrica
US10148332B2 (en) * 2015-05-28 2018-12-04 Futurewei Technologies, Inc. System and method for multi-level beamformed non-orthogonal multiple access communications
US10333678B2 (en) * 2015-05-29 2019-06-25 Huawei Technologies Co., Ltd. Systems and methods of adaptive frame structure for time division duplex
WO2016195393A1 (ko) * 2015-06-05 2016-12-08 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 빔포밍 효과를 고려한 상향링크 동기 획득의 복잡도를 감소시키는 방법 및 장치
US10142086B2 (en) 2015-06-11 2018-11-27 At&T Intellectual Property I, L.P. Repeater and methods for use therewith
US9608692B2 (en) 2015-06-11 2017-03-28 At&T Intellectual Property I, L.P. Repeater and methods for use therewith
US10056699B2 (en) 2015-06-16 2018-08-21 The Mitre Cooperation Substrate-loaded frequency-scaled ultra-wide spectrum element
US9991605B2 (en) 2015-06-16 2018-06-05 The Mitre Corporation Frequency-scaled ultra-wide spectrum element
WO2016204365A1 (ko) * 2015-06-19 2016-12-22 엘지전자 주식회사 차량 간 통신 시스템에서 계층 구조 프리코더 설계 방법 및 그 장치
US9912027B2 (en) 2015-07-23 2018-03-06 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and apparatus for exchanging communication signals
US10090899B2 (en) 2015-07-29 2018-10-02 Lg Electronics Inc. Method for determining precoder for hybrid beamforming in wireless communication system, and apparatus therefor
WO2017022921A1 (ko) * 2015-07-31 2017-02-09 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 하이브리드 범포밍을 위한 프리코더 결정 방법 및 이를 위한 장치
CN106452539B (zh) * 2015-08-05 2020-02-04 上海诺基亚贝尔股份有限公司 混合波束赋形方法和装置
WO2017039135A1 (ko) * 2015-08-28 2017-03-09 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 하이브리드 빔포밍을 위한 사용자 협력 기반 빔 스캐닝 방법 및 이를 위한 장치
US10575303B2 (en) * 2015-09-03 2020-02-25 Qualcomm Incorporated Uplink design for narrowband LTE (NB-LTE)
CN105323021B (zh) * 2015-11-02 2018-03-27 北京理工大学 基于循环移位序列的星载相控阵发射天线的校准方法
CN106850010B (zh) * 2015-11-30 2021-02-09 上海诺基亚贝尔股份有限公司 基于混合波束赋形的信道反馈方法及装置
US9680553B1 (en) 2015-12-04 2017-06-13 Infineon Technologies Ag System and method for a beamformer
CN106921990B (zh) 2015-12-28 2019-09-17 电信科学技术研究院 一种模拟通道测量方法及基站
CN108605298A (zh) * 2016-02-26 2018-09-28 英特尔Ip公司 波束成形系统中的链路的功率控制
JP6663256B2 (ja) * 2016-03-11 2020-03-11 株式会社Ｎｔｔドコモ 無線通信システム及び管理装置
JP6821930B2 (ja) * 2016-03-18 2021-01-27 富士通株式会社 基地局、無線通信システムおよび無線通信システムのキャリブレーション方法
WO2017164663A1 (ko) * 2016-03-23 2017-09-28 엘지전자 주식회사 탐색 신호 전송 방법 및 장치
CN115567088A (zh) 2016-05-12 2023-01-03 交互数字专利控股公司 用于在毫米波无线局域网络中波束成形反馈的系统和方法
CN107370534A (zh) * 2016-05-13 2017-11-21 中兴通讯股份有限公司 信道状态信息的测量方法及装置
US10680699B2 (en) 2016-07-20 2020-06-09 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for calculating beamforming based paging occasion in wireless communication system
US10219231B2 (en) * 2016-07-27 2019-02-26 Futurewei Technologies, Inc. System and method for beamformed broadcast and synchronization signals in massive multiple input multiple output communications systems
US10554284B2 (en) * 2016-08-01 2020-02-04 Qualcomm Incorporated Beam refinement for active and candidate beams
US11317440B2 (en) 2016-08-05 2022-04-26 Lg Electronics Inc. Method for transmitting and receiving signal in wireless communication system supporting unlicensed band, and devices supporting same
US10505618B2 (en) * 2016-08-10 2019-12-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for beam measurement and management in wireless systems
CN107733486B (zh) * 2016-08-12 2021-07-30 中兴通讯股份有限公司 混合波束赋形系统中的信息传输方法及装置
EP3285334A1 (en) * 2016-08-15 2018-02-21 Nokia Solutions and Networks Oy Beamforming antenna array
EP4092924A1 (en) * 2016-09-21 2022-11-23 Panasonic Intellectual Property Corporation of America Transmission method, transmission device, reception method, and reception device
US10404343B2 (en) * 2016-09-29 2019-09-03 Qualcomm Incoporated Use of downlink beam tracking results in reference symbol sessions
CN107888249A (zh) * 2016-09-30 2018-04-06 北京信威通信技术股份有限公司 一种波束域参考信号发送的方法及装置
US10554276B2 (en) 2016-09-30 2020-02-04 Rkf Engineering Solutions Llc Providing communications coverage using hybrid analog/digital beamforming
US10862563B2 (en) 2016-10-03 2020-12-08 Nokia Technologies Oy Reference signal with beamforming training and channel estimation
US10425945B2 (en) * 2016-10-11 2019-09-24 Qualcomm Incorporated Multi-stage channel reservation signal for directional transmission and reception
US10811767B2 (en) 2016-10-21 2020-10-20 At&T Intellectual Property I, L.P. System and dielectric antenna with convex dielectric radome
US10305567B2 (en) * 2016-11-03 2019-05-28 Futurewei Technologies, Inc. System and method for hierarchal beamforming and rank adaptation for hybrid antenna architecture
US10582397B2 (en) * 2016-11-09 2020-03-03 Qualcomm Incorporated Beam refinement reference signal transmissions during control symbol
CN108123745B (zh) * 2016-11-29 2021-08-20 华为技术有限公司 一种数据传输方法、接收机及发射机
WO2018098634A1 (zh) * 2016-11-29 2018-06-07 华为技术有限公司 一种收发信机、基站及信号处理方法
US11374634B2 (en) 2016-11-30 2022-06-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and device for transmitting information
CN106788806B (zh) * 2016-12-02 2021-01-29 上海华为技术有限公司 一种信道回放方法、基站及终端设备
JP6920058B2 (ja) * 2016-12-26 2021-08-18 株式会社日立国際電気 無線通信システム及びビーム制御方法
EP3567783B1 (en) * 2017-01-05 2022-04-27 LG Electronics Inc. Method for transmitting/receiving uplink channel in wireless communication system, and device therefor
US10595271B2 (en) * 2017-01-05 2020-03-17 Samsung Electronics Co., Ltd Method, apparatus, and system for terminal identification and paging signal transmission for terminal in power saving state
JP6921721B2 (ja) * 2017-01-13 2021-08-18 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ 無線通信装置及び無線通信方法
US10362589B2 (en) * 2017-01-23 2019-07-23 Electronics And Telecommunications Research Institute Communication method and apparatus using multiple antennas in wireless communication system
CN108365876A (zh) * 2017-01-26 2018-08-03 中国移动通信有限公司研究院 一种数字波束成形码本生成方法及设备
EP3582461B1 (en) 2017-02-11 2022-09-28 LG Electronics Inc. Method for physical uplink control channel transmission/reception between terminal and base station in wireless communication system, and apparatus supporting same
CN110709726B (zh) * 2017-03-22 2023-06-30 Lg电子株式会社 用于在无线通信系统中测量距离的方法和装置
CN107017925B (zh) * 2017-04-13 2020-06-23 京信通信系统（中国）有限公司 一种有源阵列天线的信号处理方法和装置
WO2018202303A1 (en) * 2017-05-04 2018-11-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Beamforming based on combined beams
CN108476479B (zh) * 2017-05-05 2021-06-01 北京小米移动软件有限公司 随机接入方法及装置、用户设备和计算机可读存储介质
WO2018218444A1 (zh) * 2017-05-27 2018-12-06 北京小米移动软件有限公司 接收和上报测量信号的方法、装置、基站和用户设备
CN109495152A (zh) * 2017-09-13 2019-03-19 索尼公司 电子设备和通信方法
US10854993B2 (en) 2017-09-18 2020-12-01 The Mitre Corporation Low-profile, wideband electronically scanned array for geo-location, communications, and radar
CN107645346B (zh) * 2017-09-19 2021-06-04 北京小米移动软件有限公司 天线及天线调试方法
CN109547105B (zh) * 2017-09-22 2021-11-02 罗森伯格（上海）通信技术有限公司 一种实现mimo传输的通信设备
US10440584B1 (en) * 2017-09-25 2019-10-08 Amazon Technologies, Inc. Millimeter-wave radio architecture for multi-channel concurrent operation
CN109660284A (zh) * 2017-10-11 2019-04-19 索尼公司 无线通信系统中的电子设备、通信方法和存储介质
WO2019075310A1 (en) 2017-10-12 2019-04-18 Jeffrey Freedman MITIGATION OF RAINFALL IMPAIRMENT BY HYBRID BEAM FORMATION
EP3669600A4 (en) * 2017-10-26 2021-03-17 Lenovo (Beijing) Limited DETERMINATION OF INFORMATION CORRESPONDING TO A BEAM TRAINING
JP7028253B2 (ja) 2017-11-09 2022-03-02 日本電気株式会社 無線装置及び無線通信方法とプログラム
WO2019090744A1 (zh) * 2017-11-10 2019-05-16 Oppo广东移动通信有限公司 一种信息上报方法、获取方法、用户设备及网络设备
CN109787664A (zh) 2017-11-15 2019-05-21 索尼公司 用于无线通信系统的电子设备、方法、装置和存储介质
EP3562056A4 (en) * 2017-11-27 2020-08-05 LG Electronics Inc. -1- METHOD OF PERFORMING A CSI REPORT IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND DEVICE FOR DOING IT
CN108347265B (zh) * 2018-01-17 2020-06-30 东南大学 一种利用空间稀疏特性的波束接收分集方法及装置
CN111869121A (zh) * 2018-03-06 2020-10-30 瑞典爱立信有限公司 包括天线元件面板的无人驾驶的飞行器
CN108833061B (zh) * 2018-04-12 2022-02-18 中兴通讯股份有限公司 一种信道状态信息报告方法、装置、接收方法和装置
WO2019200570A1 (zh) * 2018-04-18 2019-10-24 上海诺基亚贝尔股份有限公司 一种用于大规模mimo的虚拟端口映射的方法与装置
CN108809396B (zh) * 2018-04-27 2021-06-08 大连理工大学 低分辨率移相器的天线选择与模拟波束成形联合设计方法
US11394440B2 (en) * 2018-05-16 2022-07-19 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Configuring a beam direction of a set of antennas
CN112136279B (zh) * 2018-05-17 2022-07-29 三菱电机株式会社 无线通信装置和无线通信方法
WO2019240903A1 (en) * 2018-06-12 2019-12-19 Google Llc Beamforming-based grant-free non-orthogonal multiple access transmission
EP3766201B1 (en) 2018-06-15 2022-04-13 Google LLC Cbg-based noma transmission for a wireless network
US11063705B2 (en) 2018-06-18 2021-07-13 Google Llc Methods and apparatus for HARQ in NOMA transmission for 5G NR
JP2019220816A (ja) * 2018-06-19 2019-12-26 株式会社東芝 無線通信装置及び無線通信方法
CN112313900A (zh) 2018-06-22 2021-02-02 谷歌有限责任公司 多分支noma无线通信
US11159290B2 (en) * 2018-06-28 2021-10-26 Acer Incorporated Device and method for handling a sounding reference signal transmission
KR102441982B1 (ko) * 2018-07-05 2022-09-13 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 빔 포밍을 수행하는 방법 및 장치
US11910391B2 (en) 2018-08-10 2024-02-20 Google Llc Methods and apparatus for an uplink control channel in NOMA asynchronous transmissions
US10886625B2 (en) 2018-08-28 2021-01-05 The Mitre Corporation Low-profile wideband antenna array configured to utilize efficient manufacturing processes
CN110875767B (zh) * 2018-08-30 2021-10-26 华为技术有限公司 指示和确定预编码向量的方法和通信装置
US10834632B2 (en) 2018-09-21 2020-11-10 At&T Intellectual Property I, L.P. Energy-efficient wireless communications for advanced networks with low-resolution digital-to-analog converters
WO2020069090A1 (en) 2018-09-26 2020-04-02 Google Llc Non-orthogonal multiple access configuration in split base station architectures
US11985655B2 (en) 2018-11-05 2024-05-14 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and network element of scheduling uplink reference signal resource
WO2020141647A1 (ko) * 2019-01-04 2020-07-09 엘지전자 주식회사 Srs를 지원하는 이동 단말기 및 그 이동 단말기의 제어 방법
US11296764B2 (en) * 2019-05-08 2022-04-05 Qualcomm Incorporated Beamforming repeaters with digitally assisted interference mitigation
WO2020247768A1 (en) 2019-06-05 2020-12-10 Cohere Technologies, Inc. Reciprocal geometric precoding
JP7404680B2 (ja) * 2019-07-11 2023-12-26 富士通株式会社 ビームフォーミング装置およびビームフォーミング方法
US11456790B2 (en) * 2019-08-16 2022-09-27 Qualcomm Incorporated Multi-beam selection for beamformed multiple input multiple output wireless communications
WO2021032009A1 (en) * 2019-08-16 2021-02-25 Mediatek Inc. Automatic gain control for serving cell activation based on two different reference signals
US11234245B1 (en) * 2019-08-21 2022-01-25 T-Mobile Innovations Llc Beamforming in massive MIMO networks
KR102649518B1 (ko) * 2019-08-31 2024-03-21 엘지전자 주식회사 지능적 빔포밍 방법, 빔포밍 장치 및 지능형 컴퓨팅 디바이스
US11968005B2 (en) * 2019-09-12 2024-04-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Provision of precoder selection policy for a multi-antenna transmitter
US10707974B1 (en) 2019-10-14 2020-07-07 Industrial Technology Research Institute Transceiver using hybrid beamforming and performing an antenna calibration method
US11309952B2 (en) * 2019-12-11 2022-04-19 Industrial Technology Research Institute Beamforming transmission device and method
WO2021134366A1 (zh) * 2019-12-30 2021-07-08 华为技术有限公司 一种天线收发模块、多输入多输出天线收发系统和基站
EP4104574A4 (en) * 2020-02-13 2023-06-14 ZTE Corporation COLLECTION OF CHANNEL CONDITION INFORMATION
CN113872647B (zh) * 2020-06-30 2022-07-19 华为技术有限公司 探测参考信号srs传输方法及通信装置
CN112505707B (zh) * 2021-01-29 2021-06-01 成都远望探测技术有限公司 一种x波段双极化快速扫描相控阵天气雷达
US11996958B2 (en) * 2021-03-01 2024-05-28 At&T Intellectual Property I, L.P. Method and system for determining multiple- input-multiple-output (MIMO) modes
CN115549729A (zh) * 2021-06-30 2022-12-30 华为技术有限公司 通信处理方法和通信处理装置
TW202316824A (zh) 2021-10-14 2023-04-16 財團法人工業技術研究院 類比式陣列天線波束成型器及其運作方法
CN114007273B (zh) * 2021-12-24 2022-04-08 天津七一二通信广播股份有限公司 分布式跳频网络中有限竞争多址接入方法及系统
WO2024020951A1 (en) * 2022-07-28 2024-02-01 Nokia Shanghai Bell Co., Ltd. Beamforming scheme
WO2024034562A1 (ja) * 2022-08-08 2024-02-15 京セラ株式会社 通信方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20040043894A (ko) * 2002-11-20 2004-05-27 한국전자통신연구원 배열 안테나 기지국 수신 시스템 및 그 방법
US20120033761A1 (en) * 2009-02-02 2012-02-09 Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation Hybrid Adaptive Antenna Array
KR20130017567A (ko) * 2011-08-11 2013-02-20 삼성전자주식회사 혼합 아날로그/디지털 빔포밍을 위한 방법 및 장치
KR20130017572A (ko) * 2011-08-11 2013-02-20 삼성전자주식회사 하이브리드 빔포밍 시스템에서 아날로그 빔 결정 방법 및 장치
KR20130110396A (ko) * 2012-03-29 2013-10-10 삼성전자주식회사 아날로그/디지털 혼합 빔 포밍 시스템에서 기준 신호 생성을 위한 방법 및 장치

Family Cites Families (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7710925B2 (en) * 2004-06-23 2010-05-04 Intel Corporation Spatial puncturing apparatus, method, and system
EP2099233B1 (en) 2006-12-22 2013-09-04 Fujitsu Limited Zadoff-Chu based uplink pilot signals
KR20080089728A (ko) * 2007-04-02 2008-10-08 엘지전자 주식회사 다중 부 반송파 시스템에서의 부 반송파 간격 적용 방법 및이를 지원하는 이동 단말
WO2009109913A2 (en) 2008-03-03 2009-09-11 Runcom Technologies Ltd. Low complexity user selection for sdma
US20090225728A1 (en) * 2008-03-10 2009-09-10 Zhifeng Tao Analogue Beamforming
CN101541011B (zh) 2008-03-20 2011-09-14 华为技术有限公司 一种协调方法、装置及用户设备
JP2010028737A (ja) * 2008-07-24 2010-02-04 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線通信方法及び無線通信システム
US8184052B1 (en) * 2008-09-24 2012-05-22 Marvell International Ltd. Digital beamforming scheme for phased-array antennas
EP2264913B1 (en) 2009-06-15 2016-01-06 Alcatel Lucent Base transceiver station and associated method for communication between base transceiver station and user equipments
US8179861B2 (en) * 2009-08-31 2012-05-15 At&T Intellectual Property I, L.P. Femtocell originating domain selection
US8412275B2 (en) * 2009-12-30 2013-04-02 Broadcom Corporation Method and system for communicating feedback information in a multiple user multiple input multiple output (MU-MIMO) communication system
US8780843B2 (en) * 2010-02-05 2014-07-15 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting a sounding reference signal
KR101791266B1 (ko) * 2010-02-12 2017-10-30 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 데이터 전송 방법 및 장치
EP2388931B1 (en) * 2010-05-21 2017-09-13 Imec Method and system for mixed analog/digital beamforming in wireless communication systems
EP2584825B1 (en) * 2010-06-21 2019-03-06 LG Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting channel state information
EP2403067A1 (en) * 2010-06-23 2012-01-04 Astrium Limited An antenna
US9413500B2 (en) * 2010-09-15 2016-08-09 Interdigital Patent Holdings, Inc. Method and apparatus for dynamic bandwidth provisioning in frequency division duplex systems
US9042841B2 (en) * 2010-09-17 2015-05-26 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for PUCCH subband feedback signaling in a wireless network
KR101923452B1 (ko) * 2011-04-18 2019-02-27 엘지전자 주식회사 반송파 집성 기법이 적용된 무선 통신 시스템에서 전력 제어 방법 및 이를 위한 장치
GB2491866B (en) * 2011-06-15 2015-10-14 Sca Ipla Holdings Inc Apparatus and methods for selecting carriers to camp on to in a wireless telecommunications system supporting a plurality of carriers
AU2012273504B2 (en) * 2011-06-21 2016-08-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Methods and apparatuses for performing measurements in a wireless network
KR101828836B1 (ko) * 2011-08-23 2018-02-13 삼성전자주식회사 빔 포밍 기반의 무선통신시스템에서 빔 스캐닝을 통한 스케줄링 장치 및 방법
US20130057432A1 (en) * 2011-09-02 2013-03-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus for beam broadening for phased antenna arrays using multi-beam sub-arrays
US8892109B2 (en) * 2012-05-02 2014-11-18 Alcatel Lucent Method and apparatus of dynamic spectrum sharing in cellular networks
KR101880990B1 (ko) 2011-11-16 2018-08-24 삼성전자주식회사 다중 안테나 통신 시스템에서 신호 송수신 방법 및 장치
KR101957698B1 (ko) 2012-02-06 2019-03-14 삼성전자주식회사 빔포밍 기반 무선통신 시스템에서 상향링크 자원 할당 방법 및 장치
US9444534B2 (en) * 2012-02-06 2016-09-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for low complexity spatial division multiple access in a millimeter wave mobile communication system
KR102109655B1 (ko) 2012-02-23 2020-05-12 한국전자통신연구원 대규모 안테나 시스템에서의 다중 입력 다중 출력 통신 방법
EP2645769B1 (en) * 2012-03-29 2016-01-06 Alcatel Lucent Load balancing
JP6053305B2 (ja) 2012-03-30 2016-12-27 株式会社Ｎｔｔドコモ 無線基地局、無線通信システム及び無線通信方法
US20130286960A1 (en) * 2012-04-30 2013-10-31 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for control channel beam management in a wireless system with a large number of antennas
KR20130127347A (ko) * 2012-05-10 2013-11-22 삼성전자주식회사 아날로그 및 디지털 하이브리드 빔포밍을 통한 통신 방법 및 장치
KR102011995B1 (ko) * 2012-11-23 2019-08-19 삼성전자주식회사 빔포밍 기반 무선통신 시스템에서 송수신 빔 패턴 변경에 따른 빔 이득 보상 운용을 위한 방법 및 장치
US9647735B2 (en) * 2013-05-31 2017-05-09 Intel IP Corporation Hybrid digital and analog beamforming for large antenna arrays
WO2015065156A1 (ko) 2013-11-04 2015-05-07 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법 및 장치

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20040043894A (ko) * 2002-11-20 2004-05-27 한국전자통신연구원 배열 안테나 기지국 수신 시스템 및 그 방법
US20120033761A1 (en) * 2009-02-02 2012-02-09 Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation Hybrid Adaptive Antenna Array
KR20130017567A (ko) * 2011-08-11 2013-02-20 삼성전자주식회사 혼합 아날로그/디지털 빔포밍을 위한 방법 및 장치
KR20130017572A (ko) * 2011-08-11 2013-02-20 삼성전자주식회사 하이브리드 빔포밍 시스템에서 아날로그 빔 결정 방법 및 장치
KR20130110396A (ko) * 2012-03-29 2013-10-10 삼성전자주식회사 아날로그/디지털 혼합 빔 포밍 시스템에서 기준 신호 생성을 위한 방법 및 장치

Cited By (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108141268B (zh) * 2015-10-12 2021-07-06 Sk电信有限公司 使用混合波束成形的无线通信方法和装置
CN108141268A (zh) * 2015-10-12 2018-06-08 Sk电信有限公司 使用混合波束成形的无线通信方法和装置
CN106921423B (zh) * 2015-12-28 2020-02-07 电信科学技术研究院 一种确定模拟波束的方法和设备
CN106921423A (zh) * 2015-12-28 2017-07-04 电信科学技术研究院 一种确定模拟波束的方法和设备
AU2016384951B2 (en) * 2016-01-07 2021-01-28 Sony Corporation Wireless communication method and wireless communication device
CN108476056A (zh) * 2016-01-07 2018-08-31 索尼公司 无线通信方法和无线通信设备
US11711121B2 (en) 2016-01-07 2023-07-25 Sony Group Corporation Wireless communication method and wireless communication device
US10231208B2 (en) 2016-06-21 2019-03-12 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method of paging in next generation wireless communication system
US10524228B2 (en) 2016-06-21 2019-12-31 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method of paging in next generation wireless communication system
US10602479B1 (en) 2016-06-21 2020-03-24 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method of paging in next generation wireless communication system
US10609676B1 (en) 2016-06-21 2020-03-31 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method of paging in next generation wireless communication system
US10764862B2 (en) 2016-06-21 2020-09-01 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method of paging in next generation wireless communication system
US10904859B2 (en) 2016-06-21 2021-01-26 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method of paging in next generation wireless communication system
WO2017222309A1 (en) * 2016-06-21 2017-12-28 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method of paging in next generation wireless communication system
WO2018026181A1 (ko) * 2016-08-05 2018-02-08 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 단말 및 기지국의 신호 송수신 방법 및 이를 지원하는 장치
US10944454B2 (en) 2016-08-05 2021-03-09 Lg Electronics Inc. Method for transmitting and receiving a PUSCH and DMRS by terminal and base station in wireless communication system and device supporting same

Also Published As

Publication number Publication date
US10084521B2 (en) 2018-09-25
US20160241323A1 (en) 2016-08-18
EP3068060A1 (en) 2016-09-14
WO2015065158A1 (ko) 2015-05-07
US20160261325A1 (en) 2016-09-08
CN105684323B (zh) 2020-02-07
WO2015065157A1 (ko) 2015-05-07
EP3068060A4 (en) 2017-11-01
JP6673824B2 (ja) 2020-04-01
WO2015065156A1 (ko) 2015-05-07
CN105684323A (zh) 2016-06-15
JP2016539541A (ja) 2016-12-15
KR20160082235A (ko) 2016-07-08
KR102290759B1 (ko) 2021-08-18
WO2015065155A1 (ko) 2015-05-07
WO2015065154A1 (ko) 2015-05-07

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