KR102290759B1 - 무선통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 본 발명의 일 실시예에 따른 MU-MIMO (multi user-multiple input and multiple output)를 지원하는 무선 접속 시스템에서 기지국이 신호를 전송하는 방법은, 아날로그 빔포밍을 이용하여 복수의 단말을 포함하는 서브 그룹에 대한 빔을 생성하는 단계; 디지털 빔포밍을 이용하여 서브 그룹에 속하는 각각의 단말로 전송되는 신호를 구별하는 단계; 및 아날로그 빔포밍 및 디지털 빔포밍을 기초로 생성된 신호를 단말로 전송하는 단계를 포함하고, 아날로그 빔포밍의 가중치는 상향링크 참조 신호를 이용하여 획득한 채널 상태 정보를 기초로 결정될 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING SIGNAL IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 구체적으로는 MU-MIMO(multi user-multiple input and multiple output)를 지원하는 무선 접속 시스템에서 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍을 이용하여 신호를 전송하는 방법 및 이를 지원하는 장치에 대한 것이다.

다중 입출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output) 기술은 한 개의 송신 안테나와 한 개의 수신 안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 기술이다. 단일 안테나를 사용하면 수신측은 데이터를 단일 안테나 경로(path)를 통해 수신하지만, 다중 안테나를 사용하면 수신단은 여러 경로를 통해 데이터를 수신한다. 따라서, 데이터 전송 속도와 전송량을 향상시킬 수 있고, 커버리지(coverage)를 증대시킬 수 있다.

단일-셀 (Single-cell) MIMO 동작은 하나의 셀에서 하나의 단말이 하향링크 신호를 수신하는 단일 사용자-MIMO (Single User-MIMO; SU-MIMO) 방식과 두 개 이상의 단말이 한 셀에서 하향링크 신호를 수신하는 다중 사용자-MIMO (Multi User-MIMO; MU-MIMO) 방식으로 나눌 수 있다.

채널 추정(channel estimation)은 페이딩(fading)에 의하여 생기는 신호의 왜곡을 보상함으로써 수신된 신호를 복원하는 과정을 말한다. 여기서 페이딩이란 무선 통신 시스템 환경에서 다중경로(multi path)-시간지연(time delay)으로 인하여 신호의 강도가 급격히 변동되는 현상을 말한다. 채널추정을 위하여는 송신기와 수신기가 모두 알고 있는 참조신호(reference signal)가 필요하다. 또한, 참조 신호는 간단히 RS(Reference Signal) 또는 적용되는 표준에 따라 파일럿(Pilot)으로 지칭될 수도 있다.

하향링크 참조신호(downlink reference signal)는 PDSCH(Physical Downlink Shared CHannel), PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel), PHICH(Physical Hybrid Indicator CHannel), PDCCH(Physical Downlink Control CHannel) 등의 코히어런트(coherent) 복조를 위한 파일럿 신호이다. 하향링크 참조신호는 셀 내의 모든 단말이 공유하는 공용 참조신호(Common Reference Signal; CRS)와 특정 단말만을 위한 전용 참조신호(Dedicated Reference Signal; DRS)가 있다. 4 전송 안테나를 지원하는 기존의 통신 시스템 (예를 들어, LTE release(릴리즈) 8 또는 9 표준에 따른 시스템)에 비하여 확장된 안테나 구성을 갖는 시스템 (예를 들어, 8 전송 안테나를 지원하는 LTE-A 표준에 따른 시스템)에서는, 효율적인 참조신호의 운용과 발전된 전송 방식을 지원하기 위하여 DRS 기반의 데이터 복조를 고려하고 있다. 즉, 확장된 안테나를 통한 데이터 전송을 지원하기 위하여 2 이상의 레이어에 대한 DRS 를 정의할 수 있다. DRS 는 데이터와 동일한 프리코더에 의하여 프리코딩되므로 별도의 프리코딩 정보 없이 수신측에서 데이터를 복조하기 위한 채널 정보를 용이하게 추정할 수 있다.

한편, 하향링크 수신측에서는 DRS 를 통해서 확장된 안테나 구성에 대하여 프리코딩된 채널 정보를 획득할 수 있는 반면, 프리코딩되지 않은 채널 정보를 획득하기 위하여 DRS 이외의 별도의 참조신호가 요구된다. 이에 따라, LTE-A 표준에 따른 시스템에서는 수신측에서 채널 상태 정보(Channel State Information; CSI)를 획득하기 위한 참조신호, 즉 CSI-RS 를 정의할 수 있다.

상술한 바와 같은 논의를 바탕으로 이하에서는 무선 통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법 및 장치를 제안하고자 한다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 일 실시예에 따른 MU-MIMO(multi user-multiple input and multiple output)를 지원하는 무선 접속 시스템에서 기지국이 신호를 전송하는 방법은, 아날로그 빔포밍을 이용하여 복수의 단말을 포함하는 서브 그룹에 대한 빔을 생성하는 단계; 디지털 빔포밍을 이용하여 상기 서브 그룹에 속하는 각각의 단말로 전송되는 신호를 구별하는 단계; 및 상기 아날로그 빔포밍 및 상기 디지털 빔포밍을 기초로 생성된 신호를 상기 단말로 전송하는 단계를 포함하고, 상기 아날로그 빔포밍의 가중치는 상향링크 참조 신호를 이용하여 획득한 채널 상태 정보를 기초로 결정될 수 있다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 MU-MIMO (multi user-multiple input and multiple output)를 지원하는 무선 접속 시스템에서 신호를 전송하는 기지국은 RF(Radio Frequency) 유닛; 및 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 아날로그 빔포밍을 이용하여 복수의 단말을 포함하는 서브 그룹에 대한 빔을 생성하고, 디지털 빔포밍을 이용하여 상기 서브 그룹에 속하는 각각의 단말로 전송되는 신호를 구별하고, 상기 아날로그 빔포밍 및 상기 디지털 빔포밍을 기초로 생성된 신호를 상기 단말로 전송하도록 구성되고, 상기 아날로그 빔포밍의 가중치는 상향링크 참조 신호를 이용하여 획득한 채널 상태 정보를 기초로 결정될 수 있다.

본 발명의 실시예들에 대해서 이하의 사항이 공통으로 적용될 수 있다.

상기 상향링크 참조 신호의 전송 주기는 데이터 심볼 주기를 분할한 시간에 보호 시간을 더하여 결정될 수 있다.

상기 상향링크 참조 신호는 데이터 심볼의 샘플링 주파수를 유지하고 서브캐리어 공간을 증가시켜 생성될 수 있다.

연속되어 전송되는 상기 상향링크 참조 신호는 시간축으로 일부 겹쳐져서 전송될 수 있다.

상기 상향링크 참조 신호는 다른 제어 신호 또는 데이터 신호와 이시에 전송될 수 있다.

상기 상향링크 참조 신호의 전송 주기 정보를 단말로 전송하는 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 상향링크 참조 신호는 주파수와 시간에서 상관 특성이 유사한 시퀀스를 기초로 할 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

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본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1 은 하향링크 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 2 는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다.
도 3 은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4 는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5 는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
도 6 은 기존의 CRS 및 DRS 의 패턴을 나타내는 도면이다.
도 7 은 DM RS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다.
도 8 은 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다.
도 9 는 CSI-RS 가 주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
도 10 은 CSI-RS 가 비주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한 도면이다.
도 11 은 무선 접속 시스템에서 이용되는 RF 수신부의 일례를 도시한다.
도 12 는 무선 접속 시스템에서 이용되는 RF 송신부의 일례를 도시한다.
도 13 은 듀플렉서 구성의 일례이다.
도 14 는 듀플렉서를 주파수 대역으로 도시한 일례이다.
도 15 및 도 16 은 디지털 빔포밍을 수행할 수 있는 송신단 및 수신단 구성의 일례이다.
도 17 및 도 18 은 아날로그 빔포밍을 수행할 수 있는 송신단 및 수신단 구성의 일례이다.
도 19 는 하나의 트랜시버와 하나의 PA 를 이용하는 Individual 안테나의 구조의 일례를 도시한다.
도 20 은 하나의 트랜시버와 복수의 PS/PA 를 이용하는 Individual 안테나의 구조의 일례를 도시한다.
도 21 은 하나의 트랜시버와 복수의 PS/PA 를 이용하는 shared 안테나의 구조의 일례를 도시한다.
도 22 는 하나의 트랜시버와 복수의 PS/PA 를 이용하며 Individual 안테나를 이용하는 구조의 일례를 도시한다.
도 23 은 하나의 트랜시버와 복수의 PS/PA 를 이용하는 shared 안테나 구조의 일례를 도시한다.
도 24 는 본 발명에 따른 하이브리드 빔포밍에서 다중 사용자를 구분하는 첫번째 실시예를 도시한다.
도 25 는 본 발명에 따른 하이브리드 빔포밍에서 다중 사용자를 구분하는 두번째 실시예를 도시한다.
도 26 은 본 발명에 따른 안테나 배열 구조의 일례를 도시한다.
도 27 은 본 발명에 따른 안테나 배열 구조의 다른 예를 도시한다.
도 28 은 본 발명의 실시예에 따른 참조 신호 생성기 구조의 일례이다.
도 29 는 다수의 짧은 OFDM symbol 이 기존의 한 OFDM symbol 주기 보다 길어지는 일례를 도시한다.
도 30 은 OFDM symbol 이 겹쳐지도록 전송하는 방법의 일례를 도시한다.
도 31 은 본 발명에 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다.

이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA 는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000 과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA 는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA 는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA 는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA 를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA 를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA 를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE 의 진화이다. WiMAX 는 IEEE 802.16e 규격(WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격(WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 LTE-A 표준을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.

도 1 을 참조하여 하향링크 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.

셀룰라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상/하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (Subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2 의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1 은 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임(radio frame)은 10 개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 2 개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 하고, 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms 이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE 시스템에서는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로, OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록(Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수개의 연속적인 부반송파(subcarrier)를 포함할 수 있다.

하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성(configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP 에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, OFDM 심볼이 일반 CP 에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7 개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP 에 의해 구성된 경우, 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP 인 경우보다 적다. 확장된 CP 의 경우에, 예를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6 개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP 가 사용될 수 있다.

일반 CP 가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7 개의 OFDM 심볼을 포함하므로, 하나의 서브프레임은 14 개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2 개 또는 3 개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.

무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2 는 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸 예시도이다. 이는 OFDM 심볼이 일반 CP 로 구성된 경우이다. 도 2 를 참조하면, 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 제한되는 것은 아니다. 자원 그리드 상의 각 요소(element)를 자원요소(RE)라 한다. 예를 들어, 자원 요소 a(k,l)은 k 번째 부반송파와 l 번째 OFDM 심볼에 위치한 자원 요소가 된다. 일반 CP 의 경우에, 하나의 자원블록은 12×7 자원요소를 포함한다 (확장된 CP 의 경우에는 12×6 자원요소를 포함한다). 각 부반송파의 간격은 15kHz 이므로, 하나의 자원블록은 주파수영역에서 약 180kHz 을 포함한다. NDL 은 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수이다. NDL 의 값은 기지국의 스케줄링에 의해 설정되는 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 따라 결정될 수 있다.

도 3 은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널(Physical Downlink Shared Chancel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 전송의 기본 단위는 하나의 서브프레임이 된다. 즉, 2 개의 슬롯에 걸쳐 PDCCH 및 PDSCH 가 할당된다. 3GPP LTE 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널(Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH), 물리 HARQ 지시자채널(Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH 는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH 는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH 를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보(Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI 는 상향링크 또는 하향링크 스케줄링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH 는 하향링크공유채널(DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널(UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널(PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답(Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH 가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH 를 모니터링할 수 있다. PDCCH 는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소(Control Channel Element; CCE)의 조합으로 전송된다. CCE 는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH 를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE 는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH 의 포맷과 이용가능한 비트 수는 CCE 의 개수와 CCE 에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI 에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사(Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC 는 PDCCH 의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자(Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH 가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH 가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자(Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC 에 마스킹될 수 있다. PDCCH 가 시스템 정보(보다 구체적으로, 시스템 정보 블록(SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해, 임의접속-RNTI(RA-RNTI)가 CRC 에 마스킹될 수 있다.

도 4 는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널(Physical uplink shared channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH 와 PUSCH 를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH 는 서브프레임에서 자원블록 쌍(RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH 에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수-호핑(frequency-hopped) 된다고 한다.

다중안테나(MIMO) 시스템의 모델링

MIMO((Multiple Input Multiple Output) 시스템은 다중 송신 안테나와 다중 수신 안테나를 사용하여 데이터의 송수신 효율을 향상시키는 시스템이다. MIMO 기술은 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고, 복수개의 안테나를 통해 수신되는 복수개의 데이터 조각들을 조합하여 전체 데이터를 수신할 수 있다.

MIMO 기술에는 공간 다이버시티(Spatial diversity) 기법과 공간 다중화(Spatial multiplexing) 기법 등이 있다. 공간 다이버시티 기법은 다이버시티 이득(gain)을 통해 전송 신뢰도(reliability)를 높이거나 셀 반경을 넓힐 수 있어, 고속으로 이동하는 단말에 대한 데이터 전송에 적합하다. 공간 다중화 기법은 서로 다른 데이터를 동시에 전송함으로써 시스템의 대역폭을 증가시키지 않고 데이터 전송률을 증가시킬 수 있다.

도 5 는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다. 도 5(a)에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 NT 개로, 수신 안테나의 수를 NR 개로 늘리면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서, 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라, 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트(Ro)에 레이트 증가율(Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.

[수학식 1]

예를 들어, 4 개의 송신 안테나와 4 개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4 배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 이를 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위한 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있다. 또한, 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발히 연구가 진행되고 있다.

다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 NT 개의 송신 안테나와 NR 개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.

송신 신호를 살펴보면, NT 개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 NT 개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 2]

각각의 전송 정보

는 전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을

라고 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 3]

또한,

는 전송 전력의 대각행렬 P를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 4]

전송전력이 조정된 정보 벡터(information vector)

에 가중치 행렬 W가 적용되어 실제 전송되는 NT 개의 송신신호

가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬 W는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다.

는 벡터 X를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 5]

여기에서, w _ij는 i 번째 송신 안테나와 j 번째 정보간의 가중치를 의미한다. W는 프리코딩 행렬이라고도 불린다.

한편, 송신신호 x 는 2 가지 경우(예를 들어, 공간 다이버시티 및 공간 다중화)에 따라 다른 방법으로 고려될 수 있다. 공간 다중화의 경우, 상이한 신호가 다중화되고 다중화된 신호가 수신측으로 전송되어, 정보 벡터(들)의 요소(element)가 상이한 값을 가진다. 한편, 공간 다이버시티의 경우에는, 동일한 신호가 복수개의 채널 경로를 통하여 반복적으로 전송되어, 정보 벡터(들)의 요소가 동일한 값을 가진다. 물론, 공간 다중화 및 공간 다이버시티 기법의 조합 역시 고려할 수 있다. 즉, 동일한 신호가 예를 들어 3 개의 전송 안테나를 통해 공간 다이버시티 기법에 따라 전송되고, 나머지 신호들은 공간 다중화되어 수신측으로 전송될 수도 있다.

NR 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호

은 벡터로 다음과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 6]

다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 j 로부터 수신 안테나 i 를 거치는 채널을 h _ij로 표시하기로 한다. h _ij에서, 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.

도 5(b)에 NT 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i 로의 채널을 도시하였다. 상기 채널을 묶어서 벡터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 5(b)에서, 총 NT 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i 로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 7]

따라서, NT 개의 송신 안테나로부터 NR 개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 8]

실제 채널에는 채널 행렬 H를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. NR 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음

은 다음과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 9]

상술한 수식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 10]

채널 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H에서 행의 수는 수신 안테나의 수 NR 과 같고, 열의 수는 송신 안테나의 수 NT 와 같다. 즉, 채널 행렬 H는 행렬이 NR×NT 된다.

행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬 H의 랭크(rank(H))는 다음과 같이 제한된다.

[수학식 11]

MIMO 전송에 있어서 '랭크(Rank)' 는 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어(layer)의 개수' 는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 랭크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.

참조 신호 (Reference Signal; RS)

무선 통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 전송되는 패킷은 무선 채널을 통해서 전송되기 때문에 전송과정에서 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 왜곡된 신호를 수신측에서 올바로 수신하기 위해서는 채널 정보를 이용하여 수신 신호에서 왜곡을 보정하여야 한다. 채널 정보를 알아내기 위해서, 송신측과 수신측에서 모두 알고 있는 신호를 전송하여, 상기 신호가 채널을 통해 수신될 때의 왜곡 정도를 가지고 채널 정보를 알아내는 방법을 주로 사용한다. 상기 신호를 파일럿 신호 (Pilot Signal) 또는 참조 신호 (Reference Signal)라고 한다.

다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 상황을 알아야 올바른 신호를 수신할 수 있다. 따라서, 각 송신 안테나 별로 별도의 참조 신호가 존재하여야 한다.

이동 통신 시스템에서 참조신호(RS)는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 하나는 채널 정보 획득을 위해 사용되는 RS 이고, 다른 하나는 데이터 복조를 위해 사용되는 RS 이다. 전자는 단말이 하향 링크 채널 정보를 획득하도록 하기 위한 RS 이므로 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브프레임에서 하향링크 데이터를 수신하지 않는 단말이라도 해당 RS 를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 이러한 RS 는 핸드 오버 등을 위한 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 자원에 함께 보내는 RS 로서, 단말은 해당 RS 를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이러한 RS 는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

기존의 3GPP LTE(예를 들어, 3GPP LTE 릴리즈-8) 시스템에서는 유니캐스트(unicast) 서비스를 위해서 2 가지 종류의 하향링크 RS 를 정의한다. 그 중 하나는 공용 참조신호(Common RS; CRS)이고, 다른 하나는 전용 참조신호(Dedicated RS; DRS)이다. CRS 는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등을 위한 측정 등을 위해서 사용되고, 셀-특정(cell-specific) RS 라고 칭할 수도 있다. DRS 는 데이터 복조를 위해 사용되고, 단말-특정(UE-specific) RS 라고 칭할 수도 있다. 기존의 3GPP LTE 시스템에서 DRS 는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS 는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용될 수 있다.

CRS 는 셀-특정으로 전송되는 RS 이며, 광대역(wideband)에 대해서 매 서브프레임마다 전송된다. CRS 는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4 개의 안테나 포트에 대해서 전송될 수 있다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0 번과 1 번 안테나 포트에 대한 CRS 가 전송되고, 네 개인 경우 0∼3 번 안테나 포트에 대한 CRS 가 각각 전송된다.

도 6 은 기지국이 4 개의 전송 안테나를 지원하는 시스템에서 하나의 자원블록 (일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 CRS 및 DRS 의 패턴을 나타내는 도면이다. 도 6 에서 'R0', 'R1', 'R2' 및 'R3' 로 표시된 자원 요소(RE)는, 각각 안테나 포트 인덱스 0, 1, 2 및 3 에 대한 CRS 의 위치를 나타낸다. 한편, 도 6 에서 'D'로 표시된 자원 요소는 LTE 시스템에서 정의되는 DRS 의 위치를 나타낸다.

LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서는, 하향링크에서 최대 8 개의 송신 안테나를 지원할 수 있다. 따라서, 최대 8 개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서의 하향링크 RS 는 최대 4 개의 안테나 포트에 대해서만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4 개 이상 최대 8 개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트들에 대한 RS 가 추가적으로 정의되어야 한다. 최대 8 개의 송신 안테나 포트에 대한 RS 로서, 채널 측정을 위한 RS 와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 고려되어야 한다.

LTE-A 시스템을 설계함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 역방향 호환성(backward compatibility)이다. 역방향 호환성이란, 기존의 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 올바르게 동작하도록 지원하는 것을 의미한다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE 표준에서 정의되어 있는 CRS 가 전 대역으로 매 서브프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에 최대 8 개의 송신 안테나 포트에 대한 RS 를 추가하는 경우, RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서, 최대 8 안테나 포트에 대한 RS 를 새롭게 설계함에 있어서 RS 오버헤드를 줄이는 것이 고려되어야 한다.

LTE-A 시스템에서 새롭게 도입되는 RS 는 크게 2 가지로 분류할 수 있다. 그 중 하나는 전송 랭크, 변조및코딩기법(Modulation and Coding Scheme; MCS), 프리코딩 행렬인덱스(프리코딩 Matrix Index; PMI) 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS 인 채널상태정보-참조신호(Channel State Information RS; CSI-RS)이고, 다른 하나는 최대 8 개의 전송 안테나를 통해 전송되는 데이터를 복조하기 위한 목적의 RS 인 복조-참조신호(DeModulation RS; DM RS)이다.

채널 측정 목적의 CSI-RS 는, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS 가 채널 측정, 핸드오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리, 채널 측정 위주의 목적을 위해서 설계되는 특징이 있다. 물론 CSI-RS 역시 핸드오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS 가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로, 기존의 LTE 시스템에서의 CRS 와 달리, 매 서브프레임마다 전송되지 않아도 된다. 따라서, CSI-RS 의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS 는 시간 축상에서 간헐적으로(예를 들어, 주기적으로) 전송되도록 설계될 수 있다.

만약 어떤 하향링크 서브프레임 상에서 데이터가 전송되는 경우에는, 데이터 전송이 스케줄링된 단말에게 전용으로(dedicated) DM RS 가 전송된다. 특정 단말 전용의 DM RS 는, 해당 단말이 스케줄링된 자원영역, 즉 해당 단말에 대한 데이터가 전송되는 시간-주파수 영역에서만 전송되도록 설계될 수 있다.

도 7 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 DM RS 패턴의 일례를 나타내는 도면이다. 도 7 에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록(일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 DM RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. DM RS 는 LTE-A 시스템에서 추가적으로 정의되는 4 개의 안테나 포트(안테나 포트 인덱스 7, 8, 9 및 10)에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 DM RS 는 상이한 주파수 자원(부반송파) 및/또는 상이한 시간 자원(OFDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다(즉, FDM 및/또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있다). 또한, 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 DM RS 들은 서로 직교 코드(orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다(즉, CDM 방식으로 다중화될 수 있다). 도 7 의 예시에서 DM RS CDM 그룹 1 로 표시된 자원요소(RE) 들에는 안테나 포트 7 및 8 에 대한 DM RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 마찬가지로, 도 7 의 예시에서 DM RS 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 9 및 10 에 대한 DM RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다.

도 8 은 LTE-A 시스템에서 정의되는 CSI-RS 패턴의 예시들을 나타내는 도면이다. 도 8 에서는 하향링크 데이터가 전송되는 하나의 자원블록(일반 CP 의 경우, 시간 상으로 14 개의 OFDM 심볼 × 주파수 상으로 12 부반송파) 상에서 CSI-RS 가 전송되는 자원요소의 위치를 나타낸다. 어떤 하향링크 서브프레임에서 도 8(a) 내지 8(e) 중 하나의 CSI-RS 패턴이 이용될 수 있다. CSI-RS 는 LTE-A 시스템에서 추가적으로 정의되는 8 개의 안테나 포트(안테나 포트 인덱스 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21 및 22) 에 대하여 전송될 수 있다. 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 는 상이한 주파수 자원(부반송파) 및/또는 상이한 시간 자원(OFDM 심볼)에 위치하는 것으로 구분될 수 있다(즉, FDM 및/또는 TDM 방식으로 다중화될 수 있다). 또한, 동일한 시간-주파수 자원 상에 위치하는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS 들은 서로 직교 코드(orthogonal code)에 의해서 구분될 수 있다(즉, CDM 방식으로 다중화될 수 있다). 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 1 로 표시된 자원요소(RE) 들에는 안테나 포트 15 및 16 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 2 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 17 및 18 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 3 으로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 19 및 20 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a) 의 예시에서 CSI-RS CDM 그룹 4 로 표시된 자원요소들에는 안테나 포트 21 및 22 에 대한 CSI-RS 들이 위치할 수 있고, 이들은 직교 코드에 의해 다중화될 수 있다. 도 8(a)를 기준으로 설명한 동일한 원리가 도 8(b) 내지 8(e)에 적용될 수 있다.

도 6 내지 8 의 RS 패턴들은 단지 예시적인 것이며, 본 발명의 다양한 실시예들을 적용함에 있어서 특정 RS 패턴에 한정되는 것이 아니다. 즉, 도 6 내지 8 과 다른 RS 패턴이 정의 및 사용되는 경우에도 본 발명의 다양한 실시예들은 동일하게 적용될 수 있다.

CSI-RS 설정(configuration)

단말에게 설정된 복수 개의 CSI-RS 와 복수 개의 IMR 중에서, 신호 측정을 위한 하나의 CSI-RS 자원과, 간섭 measure 를 위한 하나의 Interference measurement resource (IMR)을 연관하여(association) 하나의 CSI 프로세스가 정의될 수 있다. 단말은 서로 다른 CSI 프로세스로부터 유도된 CSI 정보는 독립적인 주기 와 서브프레임 오프셋(subframe offset)을 가지고 네트워크(예를 들어, 기지국)로 피드백 된다.

즉, 각각의 CSI 프로세스는 독립적인 CSI 피드백 설정을 갖는다. 이러한 CSI-RS resource 와 IMR resource association 정보 및 CSI 피드백 설정등은 CSI 프로세스 별로 RRC 등의 상위 계층 시그널링을 통해 기지국이 단말에게 알려줄 수 있다. 예를 들어, 단말은 표 1 과 같은 세 개의 CSI 프로세스를 설정(설정)받는다고 가정한다.

[표 1]

표 1 에서 CSI-RS 0 와 CSI-RS 1 은 각각 단말의 serving 셀인 셀 1 으로부터 수신하는 CSI-RS 와 협력에 참여하는 이웃 셀인 셀 2 로부터 수신하는 CSI-RS 를 나타낸다. 만약 표 1 의 각각의 CSI 프로세스에 대하여 설정된 IMR 에 대하여 표 2 와 같이 설정되었다고 가정한다면,

[표 2]

IMR 0 에서 셀 1 은 muting 을 셀 2 는 데이터 송신을 수행하며, 단말은 IMR 0 로부터 셀 1 을 제외한 다른 셀들로부터의 간섭을 측정하도록 설정된다. 마찬가지로, IMR 1 에서 셀 2 는 muting 을 셀 1 는 데이터 송신을 수행하며, 단말은 IMR 1 로부터 셀 2 을 제외한 다른 셀들로부터의 간섭을 측정하도록 설정된다. 또한, IMR 2 에서 셀 1 과 셀 2 모두 muting 을 수행하며, 단말은 IMR 2 로부터 셀 1 과 셀 2 을 제외한 다른 셀들로부터의 간섭을 측정하도록 설정된다.

따라서, 표 1 및 표 2 에서 나타낸 바와 같이, CSI 프로세스 0 의 CSI 정보는 셀 1 으로부터 데이터를 수신하는 경우 최적 RI, PMI, CQI 정보를 나타낸다. CSI 프로세스 1 의 CSI 정보는 셀 2 으로부터 데이터를 수신하는 경우 최적 RI, PMI, CQI 정보를 나타낸다. CSI 프로세스 2 의 CSI 정보는 셀 1 으로부터 데이터를 수신하고, 셀 2 로부터 간섭을 전혀 받지 않는 경우 최적 RI, PMI, CQI 정보를 나타낸다.

하나의 단말에게 설정(설정)된 복수의 CSI 프로세스는 서로 종속적인 값을 공유하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 셀 1 과 셀 2 의 JT(joint transmission)의 경우, 셀 1 의 채널을 시그널 파트(signal part)로 간주하는 CSI 프로세스 1 과 셀 2 의 채널을 시그널 파트(signal part)로 간주하는 CSI 프로세스 2 가 한 단말에게 설정(설정)되었을 경우 CSI 프로세스 1 과 CSI 프로세스 2 의 랭크(rank) 및 선택된 서브밴드 인덱스가 같아야 JT 스케줄링이 용이하다.

CSI-RS 가 전송되는 주기나 패턴은 기지국이 설정(configuration) 할 수 있다. CSI-RS 를 측정하기 위해서 단말은 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS 설정(configuration)을 알고 있어야 한다. CSI-RS 설정에는, CSI-RS 가 전송되는 하향링크 서브프레임 인덱스, 전송 서브프레임 내에서 CSI-RS 자원요소(RE)의 시간-주파수 위치(예를 들어, 도 8(a) 내지 8(e)와 같은 CSI-RS 패턴), 그리고 CSI-RS 시퀀스(CSI-RS 용도로 사용되는 시퀀스로서, 슬롯 번호, 셀 ID, CP 길이 등에 기초하여 소정의 규칙에 따라 유사-랜덤(pseudo-random)하게 생성됨) 등이 포함될 수 있다. 즉, 임의의(given) 기지국에서 복수개의 CSI-RS 설정(configuration)이 사용될 수 있고, 기지국은 복수개의 CSI-RS 설정 중에서 셀 내의 단말(들)에 대해 사용될 CSI-RS 설정을 알려줄 수 있다.

또한, 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 는 구별될 필요가 있으므로, 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 가 전송되는 자원은 서로 직교(orthogonal)해야 한다. 도 8 과 관련하여 설명한 바와 같이, 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS 들은 직교하는 주파수 자원, 직교하는 시간 자원 및/또는 직교하는 코드 자원을 이용하여 FDM, TDM 및/또는 CDM 방식으로 다중화될 수 있다.

CSI-RS 에 관한 정보(CSI-RS 설정(configuration))를 기지국이 셀 내의 단말들에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI-RS 가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, 시간에 대한 정보에는, CSI-RS 가 전송되는 서브프레임 번호들, CSI-RS 가 전송되는 주기, CSI-RS 가 전송되는 서브프레임 오프셋, 특정 안테나의 CSI-RS 자원요소(RE)가 전송되는 OFDM 심볼 번호 등이 포함될 수 있다. 주파수에 대한 정보에는 특정 안테나의 CSI-RS 자원요소(RE)가 전송되는 주파수 간격(spacing), 주파수 축에서의 RE 의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 포함될 수 있다.

도 9 는 CSI-RS 가 주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한 도면이다. CSI-RS 는 한 서브프레임의 정수 배의 주기(예를 들어, 5 서브프레임 주기, 10 서브프레임 주기, 20 서브프레임 주기, 40 서브프레임 주기 또는 80 서브프레임 주기)를 가지고 주기적으로 전송될 수 있다.

도 9 에서는 하나의 무선 프레임이 10 개의 서브프레임(서브프레임 번호 0 내지 9)로 구성되는 것을 도시한다. 도 9 에서는, 예를 들어, 기지국의 CSI-RS 의 전송 주기가 10ms (즉, 10 서브프레임) 이고, CSI-RS 전송 오프셋(Offset)은 3 인 경우를 도시한다. 여러 셀들의 CSI-RS 가 시간 상에서 고르게 분포할 수 있도록 상기 오프셋 값은 기지국마다 각각 다른 값을 가질 수 있다. 10ms 의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우, 오프셋 값은 0∼9 중 하나를 가질 수 있다. 이와 유사하게, 예를 들어 5ms 의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0∼4 중 하나의 값을 가질 수 있고, 20ms 의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0∼19 중 하나의 값을 가질 수 있고, 40ms 의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0∼39 중 하나의 값을 가질 수 있으며, 80ms 의 주기로 CSI-RS 가 전송되는 경우 오프셋 값은 0∼79 중 하나의 값을 가질 수 있다. 이 오프셋 값은, 소정의 주기로 CSI-RS 를 전송하는 기지국이 CSI-RS 전송을 시작하는 서브프레임의 값을 나타낸다. 기지국이 CSI-RS 의 전송 주기와 오프셋 값을 알려주면, 단말은 그 값을 이용하여 해당 서브프레임 위치에서 기지국의 CSI-RS 를 수신할 수 있다. 단말은 수신한 CSI-RS 를 통해 채널을 측정하고 그 결과로서 CQI, PMI 및/또는 RI(Rank Indicator) 와 같은 정보를 기지국에게 보고할 수 있다. 본 문서에서 CQI, PMI 및 RI 를 구별하여 설명하는 경우를 제외하고, 이들을 통칭하여 CQI (또는 CSI) 라 칭할 수 있다. 또한, CSI-RS 전송 주기 및 오프셋은 CSI-RS 설정(configuration) 별로 별도로 지정될 수 있다.

도 10 은 CSI-RS 가 비주기적으로 전송되는 방식의 일례를 설명하기 위한 도면이다. 도 10 에서는 하나의 무선 프레임이 10 개의 서브프레임(서브프레임 번호 0 내지 9)으로 구성되는 것을 도시한다. 도 10 에서와 같이 CSI-RS 가 전송되는 서브프레임은 특정 패턴으로 나타날 수 있다. 예를 들어, CSI-RS 전송 패턴이 10 서브프레임 단위로 구성될 수 있고, 각각의 서브프레임에서 CSI-RS 전송 여부를 1 비트 지시자로 지정할 수 있다. 도 10 의 예시에서는 10 개의 서브프레임(서브프레임 인덱스 0 내지 9) 내의 서브프레임 인덱스 3 및 4 에서 전송되는 CSI-RS 패턴을 도시하고 있다. 이러한 지시자는 상위 계층 시그널링을 통해 단말에게 제공될 수 있다.

CSI-RS 전송에 대한 설정(configuration)은 전술한 바와 같이 다양하게 구성될 수 있으며, 단말이 올바르게 CSI-RS 를 수신하여 채널 측정을 수행하도록 하기 위해서는, 기지국이 CSI-RS 설정을 단말에게 알려줄 필요가 있다. CSI-RS 설정을 단말에게 알려주는 본 발명의 실시예들에 대해서 이하에서 설명한다

RF 단의 구성

도 11 은 무선 접속 시스템에서 이용되는 RF 수신부의 일례를 도시한다.

도 11 을 참조하면, 먼저 안테나(Antenna, 1101)는 공기중의 전자기파 신호를 수신하여 도선상의 전기적 변화로 전달해준다.

다음으로, 안테나로 수신된 신호는 잡스런 주파수들이 섞여 있으므로, 대역 선택 필터(Band select filter, 1102)는 원하는 주파수 대역만 증폭시켜 줄 수 있도록 대역 통과 필터링을 한다. 대역 선택 필터는 채널을 여러 개 쓰는 경우 채널들 전체(in-band)를 통과시켜 주어야 하며, 동일한 안테나를 이용하는 경우에는 Duplexer 가 Band select filter 역할 겸할 수 있다.

다음으로, LNA(Low Noise Amplifier, 1103)은 공기중의 잡음이 묻어온 수신신호를 증폭할 때, 잡음까지 증폭되는 것을 최대한 억제하면서 신호가 증폭될 수 있도록 한다.

다음으로, IRF(Image Reject Filter, 1104)는 LNA 에서 증폭된 신호중에서 치명적인 image frequency 가 Mixer 로 전달되는 것을 막기 위해 다시 한번 대역통과 필터링을 수행한다. 부가적으로 부가적으로 Spurious 주파수들을 제거하고 RF 단과 IF 단을 분리하여 수신부의 안정성을 도모한다.

다음으로, RF down mixer (1105)는 저 잡음 증폭된 RF 신호를 IF 대역으로 주파수를 하향 변환해 준다.

다음으로, RF Local Oscillator (RF LO, 1106)은 RF down mixer 에 주파수 합성을 위한 LO 주파수를 공급한다. 채널 선택이 필요한 통신의 경우에는 LO 주파수를 변화시켜 채널 선택을 할 수 있다.

다음으로, Phase Locked Loop (PLL, 1107)은 RF LO 의 출력 주파수가 흔들리지 않고 일정한 주파수에서 고정될 수 있도록 잡아준다. 즉, Control 입력을 통해 RF LO 로 사용되는 VCO 의 전압을 정교하게 조절해서 RF LO 출력 주파수를 원하는 주파수로 이동하고 고정시켜주는 주파수 튜닝 역할을 한다.

다음으로, IF 주파수로 변환된 신호들은 여러 채널들을 포함하고 있는데, 채널 선택 필터(Channel select filter, 1108)는 이들 중에서 원하는 채널만을 대역통과 필터링하여 선택한다. 각 채널간의 간격은 대부분 좁기 때문에, 스커트 특성이 좋은 필터가 필요하다.

RF 단의 LNA 만으로는 미약한 수신신호를 충분히 증폭시킬 수 없기 때문에, 채널 필터링을 거친 후에 IF AMP 를 통해 상당량의 신호 증폭을 수행해야 한다. 정교한 전력 조절이 필요한 경우 IF 증폭기(amplifier)(1109)는 IF AMP 의 Gain 을 VGA 나 AGC 등 임의로 조절한다.

다음으로, IF Down mixer(1110)는 IF 단에서 채널선택과 증폭을 마무리하고, 캐리어 주파수를 제거하여 원래 신호가 담긴 주파수 대역인 Baseband 로 변한다. 즉, 하향변환 Mixing 을 수행한다.

다음으로, IF Local Oscillator (IF LO)는 IF 를 Baseband 로 변환하기 위한 IF Mixer 에 LO 주파수를 공급한다. LO 주파수를 고정 시키기 위해 IF PLL 이 부가적으로 이용할 수 있다.

도 12 는 무선 접속 시스템에서 이용되는 RF 송신부의 일례를 도시한다.

먼저 구동 증폭기(Drive Amplifier, DA, 1201)를 설명한다. Tx 단은 Rx 단과 달리 일정한 입력신호를 가지고 있다. 입력 신호를 상당히 큰 전력의 신호로 증폭시켜야 하는 역할을 담당하는 PA(Power Amp)는 구조상 충분한 Gain 을 가지고 있지 못한 경우가 많다. 또한 Power AMP 가 충분한 전력으로 증폭하기 위해서는 입력 신호 역시 어느 정도 수준의 전력을 가져야 한다. Drive AMP 는 Power amp 의 Gain 부족을 해결하고, 동시에 PA 에 충분한 입력 전력을 만들어 주는 역할을 한다.

다음으로, BSF(Band Select Filter, 1202)를 설명한다. Drive Amp 는 비선형성을 가진 증폭기이기 때문에 불필요한 주파수 출력성분이 나타날 수 있다. 그러한 주파수 성분이 PA 에서 증폭되는 것을 피하기 위해 BSF 는 사용 중인 채널 대역들만 통과시킨다.

다음으로, 전력 증폭기(Power Amplifier, PA, 1203)는 RF, Tx 부에서 가장 중요한 구성이다. PA 는 최종단에서 충분한 전력을 가진 신호를 내보낼 수 있도록 전력 증폭하는 기능을 수행한다.

다음으로, Isolator 를 설명한다. 송신단은 신호를 받는 단이 아니지만 안테나를 통해 신호가 역으로 유입될 가능성이 존재하기 때문에, 특정 방향으로만 신호가 전달될 수 있도록 신호의 반향을 고정할 필요가 있다. 출력방향으로는 신호가 흐르고, 역방향으로 들어온 신호는 Termination 시켜서 신호가 역으로 전달되지 않도록 한다. 즉, 신호가 역으로 유입되어 PA 출력단의 임피던스를 교란시키는 것을 막아서 PA 가 파손되는 것을 방지할 수 있다.

다음으로, BSF(Band Select Filter, 1205)를 설명한다. Drive Amp 단과 마찬가지로 비선형 증폭기 후단에 비선형적인 spurious 주파수 성분들이 나타날 수 있으므로, 그 것들을 잘라내고 원하는 주파수 대역만 외부로 방출하기 위해 마지막으로 대역 통과 필터링을 수행한다. 수신단과 안테나를 공유하는 시스템이라면 Duplexer 가 이 역할을 겸할 수 있다.

다음으로, 안테나(Antenna, 1206)는 최종적으로 도선상의 전기적 신호 변화를 공기중의 전자기파로 복사 (Radiation) 시키는 역할을 한다.

이하에서는, 듀플렉서(Duplexer)와 디플렉서(Diplexer)를 설명한다.

멀티플렉스 (Multiplex)는 여러 개의 신호가 공유되고 분배되는 것이고, 멀티 플렉서(Multiplexer)는 하나의 선로를 통해 여러 신호를 보내고, 그것을 다시 모으거나 분배하는 구성을 말한다.

듀플렉스(Duplex)는 하나의 경로를 두 개 신호를 공유하는 것이다. 하나의 시스템에서 두 개의 신호라면 보통 송신신호와 수신신호의 두 가지를 지칭한다. 하나의 전송 선로나 안테나를 이용하여 송수신 신호가 함께 공유되는 방식으로 TDD, FDD 를 들 수 있다. FDD 방식에서 송신 주파수와 수신 주파수를 하나의 안테나에 공유하고자 할 때, 송신단과 수신단, 그리고 안테나의 3 단이 서로 섞이지 않고 원하는 대로만 흘러가도록 정리하기 위해서 듀플렉서가 필요하다. 즉, 듀플렉서는 같은 안테나를 이용하면서 송신단과 수신단을 분기하는 역할을 수행한다. 듀플렉서를 이용함으로써 하나의 안테나로 송수신단을 소화하여 안테나를 효율적으로 공유할 수 있다.

도 13 은 듀플렉서 구성의 일례이다. 도 13 을 참조하면, 듀플렉서는 송신단 주파수만 통과시키는 BPF (대역통과 필터)와 수신단 주파수만 통과시키는 BPF 를 붙인 후, 그 중간을 안테나와 적절히 매칭하여 구성할 수 있다.

도 14 는 듀플렉서를 주파수 대역으로 도시한 일례이다. S21 와 S13 는 안테나 포트 1 로부터 포트 2 및 포트 3 로의 전력 전달을 나타낸다. 필터 특성에 의해 각각의 BPF 통과주파수에서 높은 통과도를 가질 수 있다. S23 은 송신단과 수신단간의 전력전달을 의미 한다. 송/수신 주파수 대역 모두에서 최하로 억압된다.

디플렉서(Diplexer)는 같은 안테나를 이용하면서 송신단과 수신단을 분기하는 것을 말한다. 디플렉서는LPF 와 HPF 를 이용하여 구성될 수 있다. 예를 들면, 유선 경로를 이용하여 신호를 송수신하는 경우, 차폐된 선로 내에 다른 주파수 없이 송신신호와 수신신호 두 가지만 존재하는 경우에 이용될 수 있다. 또한, Multi-band 단말기에서 800MHz 대의 Cellular CDMA 와 1.8GHz 대의 PCS CDMA 를 동시에 소화 하는 경우에도 이용될 수 있다.

이하에서는 위상 이동기(Phase shift)에 대해서 설명한다.

위상 이동기는 신호의 위상을 전기적 혹은 기계적인 방법으로 변화시키는 것을 말한다. Phase Array Antenna 의 빔제어와 위상변조 등 RF 아날로그 신호 처리단에서 이용될 수 있다.

위상을 바꾸는 첫번째 방법으로 기계적으로 선로의 길이를 바꾸는 방법을 들 수 있다. 예를 들면, 두 개의 금속 동축선로가 겹쳐진 구조에서, 한쪽의 동축 파이프를 넣었다 뺐다 하면서 신축시켜 구현할 수 있다. 이러한 방법은 연속적으로 위상을 바꿀 수 있고 저손실의 장점이 있다. 반면, 기계적이므로 위상을 바꾸는데 시간이 걸리고 크기가 큰 단점이 있다.

위상을 바꾸는 두번째 방법으로 선로 변환 방식이 있다. 이는, 전기적으로 길이를 바꾸는 위상천이 방법의 하나이다. 길이가 다른 복수의 전송선로를 배치하고, 스위치로 경로를 바꾸어 구현할 수 있다. 이 방법은 소형화가 가능하고 위상변환 시간이 매우 짧은 장점이 있다. 반면, 디지털 방식이므로 연속적인 위상값의 변화가 불가능하고, 기계식에 비해 손실이 큰 단점이 있다. 예를 들면, 선로 변환 방식의 4bit 위상 천이기는 0 ∼ 337.5 까지 22.5 의 단위로 위상을 변화 시킬 수 있다.

위상을 바꾸는 세번째 방법으로 반사 이용 방식이 있다. 반사 이용 방식도 마찬가지로 전기적으로 길이를 바꾸는 위상천이 방법의 하나이다. 빛이 어딘가에 부딪치면 반사되어 위상이 바뀌게 되는 원리와 마찬가지로 전기 신호는 임피던스가 변화하는 지점에서 반사가 일어나 위상 변화한다. 구체적으로, 전송 선로 중간에 연결한 소자 값에 따라 삽입위상을 조절할 수 있다. 이 방법은 삽입 손실이 악화되고 임피던스 특성도 악화되는 단점이 있다.

위상을 바꾸는 네번째 방법으로 Loaded Line Type 또는 Hybrid Coupled Type 이 있다. 이들도 전기적으로 길이를 바꾸는 위상천이 방법의 하나이다. 이는 디지털 방식의 위산 천이기로 자주 이용된다. Loaded Line Type 은 위상 천이량이 45º 이하인 위상천이기에 이용되고, Hybrid Coupled Type 은 위상 천이량이 45º 이상인 위상천이기에 이용된다. 예를 들면, PIN 다이오드를 on/off 시켰을 때의 리액턴스 변화를 이용하여 위상을 가변시킬 수 있다.

위상을 바꾸는 다섯번째 방법으로 Vector Modulator Phase Shifter 을 들 수 있다. 이는 직교하는 두 성분의 크기를 원하는 위상에 따라 조정하여 합성기에서 만나게 해줌으로써, 필요한 위상을 가지는 신호를 얻는 방식이다.

하이브리드 빔포밍(Hybrid Beamforming)

도 15 및 도 16 은 디지털 빔포밍을 수행할 수 있는 송신단 및 수신단 구성의 일례이다.

디지털 빔포밍 기법은 Baseband 단에서 신호 처리 기법을 적용하여 각 안테나 포트 별로 빔 형성을 위한 위상 및 크기를 변화시킨다. 이러한 디지털 빔포밍 기법은 주파수 대역 별로 독립적인 빔형성과 정교한 빔형성을 할 수 있는 장점이 있다. 따라서, 디지털 빔포밍 기법은 각 안테나 포트 별로 독립적인 Baseband 신호 처리 블록이 요구된다.

도 17 및 도 18 은 아날로그 빔포밍을 수행할 수 있는 송신단 및 수신단 구성의 일례이다.

아날로그 빔포밍 기법은 Baseband 에서 전달된 신호를 RF 단에서 각 안테나 요소 별로 위상 및 크기 값을 변화 시켜 빔을 형성하는 것을 특징으로 한다. 빔형성이 RF 단에서 이루어지기 때문에 상대적으로 적은 수의 Baseband 신호 처리 블록을 사용하여 Baseband 하드웨어 복잡도가 낮아지는 장점이 있다. 반면, 아날로그 빔포밍 기법은 시간 축으로 가변적인 빔형성을 적용하고 주파수 축으로는 전대역에 동일한 빔형성이 적용되어 빔포밍 자유도가 낮고, 생성된 빔의 정확도가 낮은 단점이 있다.

Massive MIMO 기반의 무선통신은 다중 안테나를 적용하여 신호 품질 성능을 개선하고, 에너지 효율을 향상시키며 다중 사용자 간섭을 제거할 수 있는 등의 장점이 있다. 안테나의 수가 많아 질 수록 이러한 장점을 많이 얻을 수 있지만, 반면에 안테나 수가 증가할 수록 Baseband 신호 처리 블록의 수도 증가하여 신호처리 및 하드웨어 복잡도가 증가되는 단점이 있다.

하드웨어 복잡도를 낮추면서도 Massive MIMO 의 이득은 유지하기 위한 방안으로 디지털 빔포밍 방법과 아날로그 빔포밍 방법이 결합된 하이브리드 빔포밍 방법이 제안되었다.

디지털 빔포밍 방법은 주파수 대역 별로 서로 다른 빔형성을 할 수 있는 자유도가 높다. 하지만, 사용되는 주파수 대역에 동일한 빔을 형성하는 아날로그 빔포밍 방법을 디지털 빔포밍 방법에 결합하는 경우, 디지털 빔포밍 방법만을 사용하는 경우 보다는 빔형성에 대한 자유도가 낮아진다. 이는 다중사용자 전송의 자유도를 낮추게 되고, 동시에 Massive MIMO 를 통해서 얻을 수 있는 다중 사용자 이득이 낮아지는 결과로 이어 질 수 있게 된다.

따라서 하이브리드 빔형성이 적용되는 경우, 다중 사용자 전송 자유도를 유지할 수 있는 최적 빔포밍 계수 선택 방법이 요구된다.

제 1 실시예

본 발명의 제 1 실시예는 다중 사용자 전송을 위한 하이브리드 빔포밍 방법에 대한 것이다.

하이브리드 빔포밍은 Analog beamforming 과 Digital beamforming 을 동시에 수행하는 것을 특징으로 한다. Massive MIMO system 에 하이브리드 빔포밍을 도입할 때 중요한 것은 Beam 의 Resolution 을 유지하는 것과 Massive 다중 사용자 전송의 자유도를 유지하는 것이다. 제 1 실시예에서는 두 가지 요구 사항을 만족하기 위한 하이브리드 빔포밍 방법에 대해서 기술한다.

먼저, 아날로그 빔포밍을 설명한다. 아날로그 빔포밍은 Phase shifter 를 갖는 RF 를 사용한다. 아날로그 빔포밍은 다수의 안테나 Element 들이 방사하는 Beam 들을 중첩시켜 특정 방향으로 에너지를 집중 시켜 Sharp 한 Beam (도너츠 형태 혹은 펜슬 형태) 이 되도록 한다. 여기서, Phase shift 의 값을 변경하여 빔형성 방향을 조절할 수 있다.

아날로그 빔포밍 은 하나의 Analog 신호에 위상 변화를 가해 다수의 안테나를 통해 전송 또는 수신하도록 한다. 아날로그 빔포밍은 시간에 따라 가변적인 위상 변화가 가능하다. 반면 Analog domain 에서 신호의 위상을 변화하기 때문에, 동일 시간에 전송 대역을 공유하는 신호들은 동일한 위상을 갖게 된다. 즉, 광대역 전송이 수행되고, 협대역 빔형성은 어렵게 된다.

아날로그 빔포밍 을 위해 N 개의 독립적인 Phase shifter 를 사용한다면, 동시에 공간적으로 구분 가능한 N 개의 독립적인 beam 을 형성할 수 있다. 독립적으로 형성된 N 개의 Beam 을 한 명의 사용자에게 할당하여 N 개의 Path 를 형성하도록 할 수 있으며, N 명의 다중 사용자에게 각각 할당하여 다중 사용자 전송을 할 수도 있다. N 개의 Beam 을 통해 N 개의 서로 다른 Data 를 전송하기 위해서는 N 개의 독립적인 Baseband 가 요구된다.

다음으로, 디지털 빔포밍을 설명한다. 디지털 빔포밍은 Passive Antenna 를 사용하는 MIMO 전송과 연관된다.

Passive Antenna 를 사용하는 MIMO 전송을 살펴 보면, 다수의 Passive Antenna 가 방사하는 Broad 한 Beam 들을 Digital Processing 으로 중첩시켜 특정 방향으로 에너지를 집중 시켜 Sharp 한 Beam 이 되도록 한다. Beamforming 에 의해 생성된 Sharp 한 Beam 들은 Passive Antenna 에 의해 형성된 Broad 한 Beam 이 전송되는 방위각 범위에서 생성된다.

Passive Antenna 를 사용하는 MIMO system 에서 Digital beamforming 은, Digital domain processing 을 사용하여 Passive Antenna 에 의해 형성된 Beam 들을 결합하여 지향성을 준다. 이러한 지향성은 협대역별로 독립적으로 수행할 수 있다. 또한 Digital Beamforming 은 Digital domain 에서 계수를 조정하기 때문에 Resolution 이 좋은 Beam 을 형성할 수 있다.

Passive Antenna 를 사용하는 MU-MIMO 전송은, 다수의 Passive Antenna 에 의해 형성된 Broad 한 Beam 들을 Digital Processing 중첩하여 다수의 Sharp 한 Beam 들을 생성한다. 이후, 특정 사용자들에게 전송할 때 사용자간 간접을 줄이기 위하여 가능한 직교하는 Beam 들을 선택적으로 사용하여 동시 전송을 수행한다. 즉, 다중 사용자 전송 시 Analog domain 의 Beam 은 공간적인 구분을 하지 않고, Digital Beamformer 에 의 해서 생성된 Beam 을 사용하여 공간적 구분을 한다.

상술한 아날로그 빔포밍과 디지털 빔포밍을 기반으로 다중 사용자 전송을 지원하기 위한 하이브리드 빔포밍(hybrid beamforming) 방법을 설명한다.

hybrid beamforming 에서 Beamforming 가중치 계산에 대한 자유도는 Digital domain 뿐만 아니라 Analog domain 에서도 가진다. Baseband operation 을 통해 Digital beamforming 을 수행하는 MIMO 시스템에서 Analog beamforming 을 수행할 수 있도록 안테나 엘리먼트에 가변적인 Phase shifter 와 전력 증폭기를 갖는 RF 를 도입하면 Digital Beamforming 과 Analog Beamforming 을 동시에 수행할 수 있는 Hybrid beamforming 을 구현할 수 있다.

기존에 hybrid beamforming 와 연관된 기술은 주로 단일 사용자 관점에서 hybrid beamforming 의 최적 가중치 결정에 초점을 맞추고 있다. hybrid beamforming 연구들에서는 Digital domain 과 Analog domain 의 Weight 을 동시에 고려하여 최적 Weight 을 산출하는 방법들이 제안되었다. 이러한 연구들에서는 단일 사용자 관점에서 최적 Weight 을 산출하는 것에 초점을 맞추고 있다. 또한 Analog domain 에서 multiple beam 을 생성하는 것은 다중 경로 전송의 Energy 를 모으기 위한 목적으로 사용한 다는 것을 가정하고 최적 Beamforming Weight 을 산출한다.

기존에 연구된 단일 사용자 관점의 hybrid beamforming 의 최적 가중치를 다중 사용자 전송에 사용하기에는 어려움이 있다. 시간 영역에서 수행되는 Beamforming 의 경우 단일 사용자를 대표하는 Beamforming 일 수 있기 때문에, 사용자 별로 채널 상황이 모두 다른 다중 사용자 전송이 고려되는 경우, 단일 사용자를 고려한 Beamforming weight 을 산출하는 방식은 적용하기 어렵게 된다.

따라서, Massive MIMO 의 이점인 다수 다중 사용자 전송을 지원하기 위한 Hybrid beamforming 방법에 대한 연구가 요청된다.

이하에서는 본 발명에 따른 실시예들에서 가정하는 안테나 유형과 빔포밍 방법을 설명한다.

도 19 는 하나의 트랜시버와 하나의 PA 를 이용하는 Individual 안테나의 구조의 일례를 도시한다.

도 19 를 참조하면, K(=N)개 Antenna element, N 개 TRX(tranceiver)가 이용된다. 각 TRX 는 하나의 Antenna Element 와 Mapping 되며, 또한 각 TRX 는 하나의 PA 를 갖는다. 도 19 의 구조에서 N 개의 Antenna Element 를 사용하여 Full Digital Beamforming 을 수행할 수 있다.

도 20 은 하나의 트랜시버와 복수의 PS/PA 를 이용하는 Individual 안테나의 구조의 일례를 도시한다.

도 20 을 참조하면, K (＞ N) 개 Antenna element, N 개 TRX 및 TRX 별 독립적인 Antenna 가 이용된다. 각 TRX 는 M 개의 Antenna element 와 Mapping 되며, 또한 각 TRX 는 M 개의 PS/PA 를 갖는다. M 개의 Antenna element 를 사용하여 Analog Beamforming 을 수행하며 N 개의 TRX 를 이용하여 Digital Beamforming 을 수행한다.

도 21 은 하나의 트랜시버와 복수의 PS/PA 를 이용하는 shared 안테나의 구조의 일례를 도시한다.

도 21 을 참조하면, K (＞ N) 개 Antenna element, N 개 TRX 를 이용하고, TRX 간 Antenna 공유한다. 각 TRX 는 M 개의 Antenna element 와 Mapping 되며, 또한 각 TRX 는 M 개의 PS/PA 를 갖는다. M 개의 Antenna element 를 사용하여 Analog Beamforming 을 수행하며 N 개의 TRX 를 이용하여 Digital Beamforming 을 수행한다. 여기서, 하나의 Antenna 를 통해 다수의 Analog Beamforming 을 수행할 수 있다.

도 22 는 하나의 트랜시버와 복수의 PS/PA 를 이용하며 Individual 안테나를 이용하는 구조의 일례를 도시한다.

도 22 를 참조하면, K (＞ N) 개 Antenna element, N 개 TRX, TRX 별 독립적인 Antenna 가 이용된다. 각 TRX 는 M 개의 Antenna element 와 Mapping 되며, 또한 각 TRX 는 M 개의 PS/PA 를 갖는다. 도 20 과 달리 송신단은 Multiple PS/PA 가 있는 반면, 수신단은 Single RF Receiver 를 갖는다. TX 단에서 M 개의 Antenna element 를 사용하여 Analog Beamforming 을 수행하며 N 개의 TRX 를 이용하여 Digital Beamforming 을 수행한다. RX 단에서는 Fixed Beamforming 을 수행하며, N 개의 TRX 를 이용하여 Digital Beamforming 을 수행한다.

도 23 은 하나의 트랜시버와 복수의 PS/PA 를 이용하는 shared 안테나 구조의 일례를 도시한다.

도 23 을 참조하면, K (＞ N) 개 Antenna element, N 개 TRX 를 이용하고, TRX 간 Antenna 를 공유한다. 각 TRX 는 M 개의 Antenna element 와 Mapping 되며, 또한 각 TRX 는 M 개의 PS/PA 를 갖는다. 도 21 과 달리 송신단은 Multiple PS/PA 가 있는 반면, 수신단은 Single RF Receiver 를 갖는다. Tx 단에서 M 개의 Antenna element 를 사용하여 Analog Beamforming 을 수행하며 N 개의 TRX 를 이용하여 Digital Beamforming 을 수행한다. 또한, 하나의 Antenna 를 통해 다수의 Analog Beamforming 을 수행할 수 있다. RX 단에서는 Fixed Beamforming 을 수행하며, N 개의 TRX 를 이용하여 Digital Beamforming 을 수행한다.

이하에서는, Hybrid Beamforming 을 사용하여 다중 사용자를 구분하는 방법을 설명한다. 먼저, 넓은 지역을 여러개의 구역으로 나눈다. 구체적으로, Analog beamformer 를 사용하여 폭이 넓은 Beam 을 다수개 생성한다. 다음으로, 나눠진 구역 내에서는 좁은 지점으로 나눈다. 즉, 유사한 곳을 지향하는 몇 개의 Analog beam 을 digital processing 으로 합성하여, 폭이 좁은 Beam 을 생성한다.

제 1-1 실시예

본 발명에 따른 제 1-1 실시예는 하이브리드 빔포밍을 사용하여 다중 사용자를 구분하는 방법에 대한 것이다.

도 24 는 본 발명에 따른 하이브리드 빔포밍에서 다중 사용자를 구분하는 첫번째 실시예를 도시한다.

먼저, Antenna Element 를 묶어 Subgroup 으로 구성한다. 예를 들면, 도 20, 도 22 와 같은 방법으로 Antenna Element 를 Subgroup 으로 구성할 수 있다.

이후, Subgroup 별로 Analog beamforming 을 수행한다. Subgroup 에서 형성되는 Analog Beam 은 넓은 빔폭을 가진다. 아날로그 빔포머는 여러 공간을 구분할 수 있도록 하기 위하여 다양한 방향으로 Beam 을 형성한다.

Digital domain 의 신호처리기는 Subgroup 들이 만들어 내는 다수의 Beam 이 합성되도록 한다. Analog beam 이 지향하는 범위의 공간 안에 있는 사용자들 각각의 독립적인 공간 채널 특성을 사용하여, 다수의 Beam 을 합성하기 위한 가중치를 생성할 수 있다. 이를 이용하여 다중 사용자들을 구분 할 수 있다.

예를 들어, Antenna subgroup #1∼#4 에서 4 개의 독립적인 Beam 을 생성하면(Analog beamforming) 4 개의 독립적인 무선 채널을 형성할 수 있다. 4 개의 무선 채널은 4 개의 Antenna port 로 mapping 된다. 4 개의 Antenna port 를 지원하는 전송 Precoder 를 사용하여 다중 Stream 전송(digital beamforming)을 수행한다.

도 25 는 본 발명에 따른 하이브리드 빔포밍에서 다중 사용자를 구분하는 두번째 실시예를 도시한다.

도 21 및 도 23 을 참조하면, 다수의 Phase Shifter (PS) / Power Amp (PA)에서 발생되는 신호는 합성되어, 하나의 Antenna Element 를 통해 전송된다. 각 PS/PA 별로 Analog Beamforming 을 수행하며, 공간을 구분하기 위하여 다양한 방향으로 Beam 을 형성한다. 즉, 다수의 PS/PA 가 사용되면 동시에 다양한 방향으로 Beam 을 형성할 수 있다.

또한 도 25 와 같이 각 Antenna subgroup 에 다수의 PS/PA 를 구성할 수 있다. 이러한 경우 경우, 각 Antenna subgroup 별로 다수의 Beam 을 형성할 수 있다.

Digital domain 의 신호 처리기는 다수의 PS/PA 별로, DAC 로부터 생성된 파형이 서로 다른 Analog 신호(독립적인 신호)로 전송될 수 있도록 신호를 생성할 수 있다. Digital beamformer 의 Precoding 은 Antenna subgroup 및 다수의 PS/PA 에서 생성되는 Analog beam 을 합성되도록 하는 역할을 한다.

예를 들어, Antenna subgroup #1 과 #2 에서 각각 2 개의 독립적인 Beam 을 생성하여 (Analog beamforming) 총 4 개의 Beam 이 생성될 때 (Analog beam), 4 개의 독립적인 무선 채널을 형성할 수 있다. 4 개의 무선 채널은 4 개의 Antenna port 로 mapping 된다. 4 개의 Antenna port 를 지원하는 전송 Precoder 를 사용하여 다중 Stream 전송을 수행한다. (Digital beamforming)

제 1-2 실시예

본 발명에 따른 제 1-2 실시예는 다중 사용자 전송 시 효과적으로 하이브리드 빔포밍을 위한 아날로그 빔포밍 방법에 대한 것이다.

도 20 및 도 22 의 구조는 각 Subgroup 에 Beam 생성의 자유도를 갖도록 하여 각 Subgroup 에서 서로 다른 방향의 Beam 이 동시에 전송되도록 한다. 도 21 및 도 23 의 구조는 각 PS/PA 에 Beam 생성의 자유도를 갖도록 하여 각 PS/PA 에서 서로 다른 방향의 Beam 이 동시에 전송되도록 할 수 있다. 도 25 의 구조는 각 Subgroup 및 각 PS/PA 에 Beam 생성의 자유도를 갖도록 하여 각 Subgroup 및 각 PS/PA 에서 서로 다른 방향의 Beam 이 동시에 전송되도록 할 수 있다.

지역적으로 구분한다는 의미는 Analog beam 이 지향하는 공간이 다르다는 것과 같은 의미다. Analog beam 은 특정 방향으로 Energy 를 집중 시켜 채널의 상태가 좋아지도록 하는데 특징이 있다. 즉, Energy 가 집중되는 지역과 그렇지 않은 지역은 채널 상태가 좋고 나쁨의 차이가 크게 된다. Beamforming 기법을 사용하여 Transmission Point 가 cover 하는 지역 내에 있는 사용자들에게 신호를 전송하기 위하여 SDMA 와 TDMA 가 적용될 수 있다. 제 1-3 실시예에서는 다중 사용자 전송 시 효과적인 Hybrid beamforming 을 위한 Analog beamforming 방법을 제안한다.

먼저 SDMA 의 경우 다중 사용자 전송 시 효과적인 Hybrid beamforming 을 위한 Analog beamforming 방법을 설명한다.

SDMA 에서는 동일 시간에 다수의 beam 이 형성이 된다. 서로 다른 방향으로 Energy 를 집중시키는 Beam 을 동시에 전송한다면 서로 다른 Beam 을 사용하여 다른 지역에 있는 사용자들에게 적은 간섭으로 신호를 전송할 수 있게 된다. 그러나 많은 Subgroup 에서 동시에 서로 다른 방향으로 많은 Beam 을 사용하게 되면, Beam 간 좁은 거리로 오히려 Beam 간 간섭이 발생할 가능성이 높아진다. 그렇다면 Subgroup 마다 서로 다른 Beam 을 전송하기 보다는 Beam 간 거리가 먼 Beam 들을 선택하여 전송하도록 하여 Beam 간 간섭을 피하는 방법을 취하는 것이 간섭을 줄이는데 효과적일 수 있다.

SDMA 에서 Subgroup 들이 동시에 Beam 을 전송하면서도 Beam 간 거리가 먼 Beam 들을 선택적으로 전송하기 위한 첫번째 방법으로 적어도 2 개의 Subgroup 은 동일한 방향으로 Beam 을 생성한다. Subgroup 에 속한 각 PS/PA 는 독립적인 Beam 을 형성한다.

SDMA 에서 Subgroup 들이 동시에 Beam 을 전송하면서도 Beam 간 거리가 먼 Beam 들을 선택적으로 전송하기 위한 두번째 방법으로 동일한 방향으로 Beam 을 형성하는 Subgroup 들의 신호는 Digital beamforming 을 사용하여 다중 자용자를 구분한다.

다음으로, TDMA 의 경우 다중 사용자 전송 시 효과적인 Hybrid beamforming 을 위한 Analog beamforming 방법을 설명한다.

한 방향으로 Energy 를 집중시키는 Beam 을 지속적으로 전송하는 경우 Transmission point 가 cover 하는 지역 안에서 채널 상태의 좋고, 나쁨의 퍼짐 정도가 Omni antenna 를 사용하는 경우보다 더 크다. 이를 해소하기 위한 방법으로 시간 단위로 Energy 를 집중하는 지역을 다르게 설정하는 것을 이용할 수 있다. 이 때, 각 Subgroup 마다 독립적으로 Beam 을 전송하고, 시간에 따라 각 Subgroup 이 전송하는 Beam 의 방향을 다르게 설정할 수 있다. 그러나 매 시간 마다 Beam 의 방향을 변경하게 되는 경우, Measurement 와 Reporting 이 복잡해 지게 된다.

따라서, Measurement 와 CSI reporting 을 단순하게 하기 위한 첫번째 방법으로 Subframe (Scheduling 의 Time 영역 기본 단위) 기준으로 전송 Beam 방향을 변화시킬 수 있다. 두번째 방법으로 전송 Beam 방향 변화에 따른 채널 상태 변화를 반영하기 위하여, 동일한 Measurement 를 수행하는 시간 단위를 지정할 수 있다. 예를 들면, 동일한 Measurement 를 수행하는 Subframe set 을 Bit map 을 사용하여 정의하고, Higher layer signal 로 지시할 수 있다. 세번째 방법으로, 동일한 방향으로 Beam 을 생성하는 Subgroup 들은, 시간에 따라 Beam 을 변화 시킬 때에도 같은 Beamforming 을 수행하는 Subgroup 조합을 유지할 수 있다.

제 1-3 실시예

본 발명에 따른 제 1-3 실시예는 다중 사용자 전송 시 효과적으로 하이브리드 빔포밍을 수행하기 위한 디지털 빔포밍 방법에 대한 것이다.

기존 MIMO 시스템에서 전송과 채널 측정 관점에서 Antenna port 의 특징을 먼저 설명한다. 신호 전송에서 사용되는 Antenna port (예를 들면, LTE 에서 AP(antenna port) 5, AP 7∼14 등)의 채널은 주파수 및 시간에 적용되는 전송 Precoding Weight 에 따라 채널이 변경된다. 반면, Measurement 에 사용되는 Antenna port (예를 들면. LTE 에서 정의하고 있는 AP 15∼22 등)는 Doppler 에 의한 시변 채널 특성 만을 갖는다.

하이브리드 빔포밍의 디지털 빔포밍은 기존 MIMO 시스템에서와 유사한 방법으로 접근할 수 있다. 즉, 앞에서 설명한 Analog Beamer 에 의해 생성되는 합성 채널을 Antenna port 로 간주하면, Hybrid BF 은 Analog 빔포밍으로 만들어내는 다수의 Antenna port 를 갖는 MIMO 전송 방법 (Digital BF)으로 생각해 볼 수 있다. 기존 MIMO 시스템의 antenna port 와의 차이는 Analog Beamforming 에 의해 채널 상황이 바뀔 수 있다는 점이다. 예를 들면, Antenna subgroup 의 수, Subgroup 을 구성하는 방법, Subgroup 에 적용되는 Beamforming 방법 등으로 채널을 변화 시킬 수 있다.

하이브리드 빔포밍(hybrid beamforming)을 위한 효과적인 디지털 빔포밍(digital beamforming) 방법으로 먼저 하이브리드 빔포밍에서 디지털 빔포밍을 위해 적용하는 Precoding Weight 의 형태 및 Value 는 아날로그(analogue beamforming) 빔포밍에 의해 생성되는 전송 Beam 의 수 및 적용되는 Precoding weight 에 따라 결정한다. 예를 들어, 전송 Beam 의 수가 4 개인 경우, Antenna port 4 개를 갖는 전송 Precoder 를 사용한다. 이 때, 전송 Precoding weight 은 analogue beamforming 을 위해 사용되는 전송 Precoding weight 을 고려하여 선택된다. 만약 analogue beamforming 의 Precoding weight 이 특정 시간 동안 유지되고 변경된다면, 최소한 analogue beamforming 의 Precoding 이 변경되는 시점에서 digital beamforming 의 Precodng weight 은 변경되어야 한다.

두번째 방법으로, digital beamforming 는 A-Beam 에 의해 생성되는 N 개의 채널들간 위상차이를 보상하는 역할을 할 수 있다. 또한 digital beamforming 은 협대역 단위로 수행될 수 있다. digital beamforming 는 A-Beam 에 의해 생성되는 N 개의 채널에 M (＜=N)개의 독립적인 신호를 전송할 수 있다. M 개의 독립적인 신호를 전송하기 위하여 전송 Precoder 를 구성한다.

제 1-4 실시예

본 발명에 따른 제 1-4 실시예는 Hybrid beamforming 에서 다중 사용자 전송 지원을 위한 Scheduling 방법에 대한 것이다.

먼저, Long-term 으로는 Analog beamforming 으로 사용자들을 구분하는 것이 바람직하다. 구체적으로, Analog beamforming weight 에 따라 적용 대상 사용자 집합을 생성한다.

다음으로, Short-term 으로는 Digital beamforming 으로 사용자들을 구분한다. 유사한 방향으로 지향되는 Analog Beam 을 사용하는 사용자들은, 다수의 Analog beam 을 Digital Processing 을 통해 합성하여 만들어지는 Beam 으로 구분한다.

제 2 실시예

본 발명에 따른 제 2 실시예는 효율적인 Hybrid Beamforming 을 위한 Antenna subgrouping 적용 방법에 대한 것이다.

Analog beamforming 을 위한 Training Sequence 를 전송한다. Analog beamforming 을 수행 시 RF 단에서 각 Antenna element 별로 위상 및 크기 값을 적용하는데, 적절한 위상/크기 값을 선택하기 위한 Training Sequence 가 전송된다.

또는, Antenna subgroup 별 Analog beamforming 수행한다. Antenna element 들이 Antenna subgroup 으로 구성될 때, Subgroup 단위로 Analog beamforming 을 수행할 수 있다. 이 때, 각 Subgroup 별로 서로 독립적인 Analog Beamforming 을 수행할 수 있다. 예를 들어, 하나의 Antenna subgroup 이 4 개의 Antenna element 로 구성된다고 할 때, 4 개의 Antenna element 에 서로 독립적인 위상 및 크기 값이 적용되어 Beamforming 이 수행될 수 있다. 16 개의 Subgroup 별로 서로 다른 방향의 Beamforming 을 수행할 수 있는 자유도가 있다.

본 발명에 따른 제 2 실시예에서는 hybrid beamforming 에서 Antenna element 들을 사용하여 analogue beamforming 을 수행할 때, 기본 단위가 되는 Subgroup 을 지정하고 지시하는 방법 및 analogue beamforming 의 Precoding weight 을 수신단에서 찾아서 보고하기 위한 수신단의 동작을 설명한다.

제 2-1 실시예

본 발명의 제 2-1 실시예는 Antenna Subgroup 을 Antenna Element 의 집합으로 하는 것이다.

Antenna Subgroup (AS)은 Antenna Element(AE)의 묶음으로 Analog BeamForming(analogue beamforming)을 수행하는 기본 단위가 될 수 있다. 하드웨어 설계에 따라, AS 에 다수의 Phase Shifter(PS)/Power Amplifier(PA)와 신호합성기를 구현하고 하나의 안테나를 통해 신호가 전송/수신되도록 설계하여 하나의 AS 에서 다수의 Analog Beam 을 생성할 수도 있다.

무수히 많은 AE 를 가진 시스템에서 AS 은 다양한 조합으로 수행될 수 있다. 안테나들을 배열하는 방법에 따라서 Linear Array, Planar Array, Circular Array 등 다양한 배열이 있는데, 설명의 편의를 위하여 Uniform Planar Array (UPA)를 예로 들어 설명한다. 하나의 Subgroup 을 구성하기 위하여 Vertical Domain(V-D)과 Horizontal Domain(H-D)으로 몇 개의 AE 가 사용되는지 정의하는 것에 따라 다양한 조합을 생각해 볼 수 있다. 예를 들어, V-D 으로 8 개씩, H-D 으로 8 개씩 배열되는 경우 총 64 개의 AE 가 있는 Massive Antenna 를 가정한다. 이러한 경우, 각 domain 에서 4 가지 조합 (1,2,4,8)을 얻게 되고, subgroup 은 16 가지 조합을 가진다.

AS 구성을 (V-D 의 AE 수*H-D 의 AE 수) V-D 및 H-D 의 AE 수를 1 을 포함한 2 의 배수로 표시하면 다음과 같다.

64 AE 를 갖는 경우, (1x1), (1x2), (1x4), (1x8), (2x1), (2x2), (2x4), (2x8), (4x1), (4x2), (4x4), (4x8), (8x1), (8x2), (8x4), (8x8) 등의 AS 조합이 도출될 수 있다.

유사한 방식으로 32 AE (8x4)인 경우, (1x1), (1x2), (1x4), (2x1), (2x2), (2x4), (4x1), (4x2), (4x4), (8x1), (8x2), (8x4) 12 개의 AS 조합이 도출될 수 있다.

16 AE (4x4)인 경우 (1x1), (1x2), (1x4), (2x1), (2x2), (2x4), (4x1), (4x2), (4x4) 등의 9 개의 AS 조합이 도출될 수 있다.

다수의 AS 를 구성할 때, 각 AS 를 구성하는 Set 을 다르게 설정하여 다양한 Beam pattern 을 만들어 낼 수 있다. 그러나 이와 같은 경우, analogue beamforming 의 다양성을 얻는 장점이 있지만, 이에 따른 제약들이 존재할 수 있다. Subgroup 에 적당한 BF weight 을 산출 경우, 각 Subgroup 의 형태에 맞는 BF weight 을 각각 찾아야 하며, 단말 Side 에서 이와 같은 동작을 수행하는 경우 계산 복잡도뿐만 아니라 Reporting overhead 가 늘어나게 되는 단점이 있다. 또한, analogue beamforming 에 의해 생성된 Beam 을 합성하는 Digital beamforming 을 수행하는 경우, analogue beamforming 의 Beamforming gain 이 다른 Beam 간 Gain imbalance 에 의해 성능이 열화될 가능성이 있다. 따라서 각 AS 를 구성하는 Set 은 최소한 Digital beamforming 을 수행하는 단위 별로 동일하게 설정하는 것이 바람직하다.

본 발명에 제 2-1 실시예에 따른 첫번째 방법은 적어도 하나 이상의 Antenna subgroup 은 동일한 Subgrouping pattern 을 적용하는 것이다. 나아가, 모든 Antenna subgroup 에는 동일한 subgrouping pattern 을 적용할 수도 있다.

Antenna subgroup 의 Subgrouping pattern 을 동일하게 하면, analogue beamforming 의 Precoding Weight 을 산출하기 위한 복잡도를 줄일 수 있는 장점이 있다. 또한, Antenna subgroup 들이 동일한 위상 증분/크기 증분을 갖는 analogue beamforming Precoding Weight 을 사용하면 Beamforming 을 수행하기 위해 계산해야 하는 복잡도 및 보고의 Overhead 를 줄일 수 있는 장점이 있다.

본 발명의 제 2-1 실시예에 따른 두번째 방법으로 동일한 Subgrouping pattern 이 적용되는 Antenna subgroup 들 중, 적어도 하나 이상의 Antenna subgroup 은 위상 증분/크기 증분이 동일한 analogue beamforming Precoding weight 을 적용하는 것이다. 나아가, 동일한 Subgrouping pattern 이 적용되는 Antenna subgroup 모두 Antenna subgroup 은 위상 증분/크기 증분이 동일한 analogue beamforming Precoding weight 을 적용할 수도 있다.

AS 는 시간에 따라 다른 Subgrouping pattern 을 적용할 수 있다. Subgrouping pattern 이 바뀌는 것은 채널 상태가 변화되는 것을 의미한다. 채널을 측정하고 적용하는 시간 관계를 고려할 때, Subgrouping pattern 은 최소한 채널 정보 정보가 Reporting 되고 데이터 전송에 사용되는 시간 동안은 유지하는 것이 바람직하다. 예를 들어, CSI reporting 주기가 5ms 이라고 할 때, Subgrouping pattern 은 최소 10ms 은 동안은 유지한다.

다양한 Subgrouping pattern 을 Dynamic 하게 변화시키기 위한 방안으로 다수의 Subgrouping pattern 이 적용되는 Time duration 을 하나의 time set 으로 할 수 있다. 이러한 경우 time set 은 적어도 Reporting 의 한 주기 동안은 유지된다. 예를 들어, M 가지 Subgrouping pattern 이 N time 동안 Dynamic 하게 변화하도록 적용할 수 있는데, Dynamic 하게 변화하는 최소 시간 (예를 들어, 10 subframe 시간 구간)을 한 주기로 하여 유지한다.

본 발명의 제 2-3 실시예에 따른 세번째 방법으로, 선택된 Antenna subgroup pattern 에 일정 시간 동안 동일한 subgrouping 방식을 적용한다.

Subgroup 에 대한 정보는 상위 계층 시그널링을 통하여 제공될 수 있다. 예를 들어, RRC signaling 으로 제공될 수 있다. 이는 단말 특정 정보일 수도 있고, 셀 특정 정보 일 수도 있다. Subgrouping 은 몇 가지 후보 방식을 설정하고, indicator 를 사용하여 지정할 수 있다. Indicator 에 의해 지정된 Subgrouping 방식을 하나 이상의 Antenna subgroup 들에 동일하게 적용한다.

본 발명의 제 3 실시예에 따른 네번째 방법으로, Subgroup 에 대한 정보는 상위 정보를 통해 단말에게 지시된다.

제 2-2 실시예

본 발명의 제 2-2 실시예는 Antenna Subgroup 을 신호전송의 독립적인 채널을 생성하는 Block 으로 설정하는 것이다.

BaseBand(BB)에서 생성되는 신호와의 관계에서 AS 는 baseband 에서 생성되는 다수의 신호 열들 중 몇 개의 신호 열이 전송될 수 있는 독립적인 채널을 생성하는 Block 으로 정의할 수 있다. 예를 들어, K 개의 Analog Beam 을 형성하는 AS 는 N 개가 있고, baseband 에서 M 개의 독립적인 신호 열들을 생성하여, 각각 Digital-Analog-Converter (DAC)를 통해 Analog 로 변환된 M 개의 독립적인 신호 열들이 있다고 가정한다. 이 때, M 개의 Analog 신호는 ( K*N )개의 Analog beam 을 통해 전송된다.

Antenna subgroup 의 구성이나 Subgroup 에서 전송하는 beam 의 개수에 따라 채널을 측정하고 Precoding weight 을 찾는 방법은 달라진다. 만약 단말이 Antenna element 들의 채널을 측정하여, 각 Subgroup 에 적당한 analogue beamforming precoding weight 을 찾아서 보고하는 경우, Subgroup 의 Pattern 에 맞는 Weight 값을 찾아서 보고한다. 이를 위해서 각 Subgroup 을 위해 사용되는 Weight set 이 정의될 수 있다. 예를 들어, (4*2)의 구성과 (2*2)의 구성에서는 서로 다른 Weight 이 적용되어야 한다.

즉, Antenna subgroup configuration 에 따라 적용되는 weight set 이 달라진다. 나아가, 단말이 채널을 측정하여 적당한 Weight 을 찾아 보고하는 경우, 적용되는 Antenna subgrouping 을 위한 weight 값에서 찾을 수 있다. 또한, Antenna subgrouping 을 위한 weight set 은 지시되거나, Antenna subgrouping pattern 과 Tie 되어 정의될 수 있다.

제 3 실시예

본 발명에 따른 제 3 실시예는 hybrid beamforming 를 위한 채널 상태 정보에 대한 것이다.

구체적으로 제 3 실시예에서는, Analog Beamforming 이 수행된 후 Digital beamforming 을 수행하는 Hybrid beamforming 을 지원하기 위한 채널 상태 보고 방법에 대해서 설명한다.

Coarse Beam 은 Broad 폭을 갖는 Beam 을 사용하고, 공간적으로 대략적인 방향으로 Beam 을 지향한다. 반면, Fine beam 은 Sharp 한 beam 을 사용하여 사용자의 지점을 정확히 지향할 수 있는 것을 특징으로 한다. 예를 들면, 2 Tx antenna 및 16Tx 를 사용하여 Beamforming 을 하는 경우를 비교해 보면, 2Tx 의 Beam 은 16Tx 의 Beam 보다 Beam 폭이 넓다. 또한 3dB Beamwidth 지점을 서로 다른 Beam 이 지향하는 지점이라고 정의하면, Beam 들간 거리는 16Tx antenna 의 Beam 간 간격이 넓다. 가변적인 Beamforming 을 수행할 때 채널 상황의 변화에 따라 Beamforming weight 값이 변화하는데, Coarse beam 을 위한 Beamforming weight 의 변화량은 Fine beam 보다 채널 상황의 변화에 덜 민감하게 변화한다.

Analog beamforming 은 Phase shifter 와 Power amplifier 등 소자의 특성에 따라 Beamforming 의 Resolution 이 결정될 수 있다. 단말의 상황에 따라 적응적인 Beamforming 이 가능하지만, 소자의 한계로 인하여 정교한 Beamforming 을 수행하기에는 한계가 있다. 따라서 Analog beamforming 은 Coarse Beam 을 생성하기 위한 용도로 활용하는 것이 적당하다.

반면, Digital Beamforming 은 BaseBand 에서 Phase 와 Amplitude 의 변화를 다양한 범위에서 조절할 수 있는 자유도가 있기 때문에 Fine beam 을 생성하기 위한 용도로 사용하기에 적당하다.

본 발명에 따른 채널 상태 보고의 첫번째 특징으로 Analog Beamforming 을 위한 채널 상태 정보는 Long-term / Wideband 로 보고한다. 반면, Digital Beamforming 을 위한 채널 상태 정보는, Analog beamforming 상태 정보와 동일한 주기를 갖거나 이보다 빠른 주기로 보고한다. 또한 Digital beamforming 을 위한 채널 상태 정보는 Wideband 혹은 Subband 로 보고 될 수 있다.

analogue beamforming 을 위한 Precoding weight 을 단말이 선택하여 보고하는 경우, analogue beamforming 의 Weight 에 대한 정보는 간헐적으로 적은 양의 bit 를 사용하여 보고되지만 보고된 Weight 을 바탕으로 향후 전송에 사용될 Precoding 을 결정하기 때문에 Reporting 에 대한 강건성이 중요하다. analogue beamforming 의 정보를 강건하게 보고할 수 있는 방법으로 아주 낮은 MCS 를 사용하는 방법, CRC 를 붙여 Error 여부를 확인하는 방법 등을 이용할 수 있다. 전송 자원으로는 상향링크 제어채널을 통해 보고될 수도 있고, 상향링크 데이터 채널의 일부를 활용할 수도 있다. 상향링크 제어 채널을 이용하는 경우 QPSK modulation 에 낮은 coding rate 으로 전송될 수 있다. 이 때, analogue beamforming 의 Precoding weight 은 다른 채널 상태 정보나 Hybrid ARQ A/N 등의 Feedbcak 정보, SRS request 등의 정보와 분리되어 coding 되고, 전송된다.

analogue beamforming 를 위한 Precodng weight 정보로는 특정 Indicator 가 정의될 수 있는데, 이는 Horizontal 이나 Vertical domain 의 공간 정보를 반영하는 값을 indication 하는 것일 수 있다.

본 발명에 따른 채널 상태 보고의 두번째 특징으로 analogue beamforming 을 위한 Precoding weight 정보는 단말에 의해 측정되고 보고된다. 이 정보는 상향링크 제어 채널이나 상향링크 데이터 공유 채널의 일부를 통해 보고될 수 있다.

analogue beamforming 을 위한 채널 상태 정보와 digital beamforming 를 위한 채널 상태 정보는 보고하는 정보의 종류와 정보를 보고하는 시점을 구분하여 보고한다. 예를 들면, analogue beamforming 을 위한 채널 상태 정보는 Long-term 으로 보고한다. 반면, digital beamforming 을 위한 채널 상태 정보는 Short-term 으로 보고한다.

analogue beamforming 을 위한 채널 상태 정보는 단말의 보고에 의해서 획득되거나, 상향으로 전송되는 신호 (ex. SRS)를 사용하여 획득될 수 있다. 중요한 것은 analogue beamforming 에 사용되는 Precoding 은 digital beamforming 을 적용하는 주기 보다 긴 주기 동안 적용된다는 점이다. 이 때, digital beamforming 을 위한 채널 상태 정보는 analogue beamforming 에 의해 형성된 채널을 Antenna port 로 정의하여 획득할 수 있다. 또한 이렇게 획득한 채널 상태 정보는 상향링크 제어 채널이나 상향링크 데이터 공유 채널을 통해 보고된다.

본 발명에 따른 채널 상태 보고의 세번째 특징으로 analogue beamforming 에 의해 형성된 합성된 채널을 Antenna port 로 정의하고, 해당 Antenna port 를 위한 참조신호를 사용하여 채널을 측정하여 digital beamforming 을 수행하기 위한 CSI 를 산출한다. Digital beamforming 을 위한 채널 상태 정보는 상향링크 제어채널이나 상향링크 데이터 공유 채널을 통해 보고된다.

Digital beamforming 을 수행하기 위한 채널 상태 정보의 측정 및 보고 정보는 analogue beamforming 에 의해 선택된 beam pattern 에 따라 결정된다. analogue beamforming 에 의해 발생하는 Beam 의 개수는 가변적일 수 있으며, 또한 N 개의 Beam 을 생성한다고 하더라도 Beamforming weight 이 변경되면 합성 채널이 변경된다.

예를 들면, analogue beamforming 에 의해 N 개의 Beam 이 전송된다면, digital beamforming 을 위해서 N 개의 Antenna port 의 채널이 측정되고 N 개의 Antenna port 를 위한 Precoding Matrix 에서 element 를 선택하여 보고한다.

또한, analogue beamforming 에서 생성하는 Precoding Weight 이 가변적일 때, digital beamforming 을 위해 다수의 채널을 측정해야 한다. 이와 같은 경우, 다수의 참조신호 전송 지시(Antenna port 수, 주파수/시간/코드 자원 할당 정보 등을 포함) 메시지를 단말에게 지시한다.

또한, analogue beamforming 에서 생성하는 Beam 의 개수가 가변적일 때, digital beamforming 을 위해 채널을 측정해야 하는 Antenna port 의 수 또한 가변적이다. 이와 같은 경우, 다수의 참조신호 전송 지시(Antenna port 수, 주파수/시간/코드 자원 할당 정보 등을 포함) 메시지를 단말에게 지시한다.

본 발명에 따른 채널 상태 보고의 네번째 특징으로 Digital beamforming 을 위한 채널 상태 측정 및 보고 정보는 analogue beamforming 의 Beamforming 방법에 따라 결정된다.

Analog beamforming 에 의해 선택된 beam pattern 에 맞춰 전송되는 Antenna port 에 해당하는 Reference signal 로 부터 channel 을 측정하여 Digital beamforming 을 수행하기 위한 CSI 를 산출한다. Digital beamforming 을 위한 CSI feedback 는 PUSCH/PUCCH reporting mode 로 정의된다.

또한, Analog beamforming 에 의해 선택된 beam pattern 에 따라 Digital beamforming 을 수행하기 위한 codebook 이 변경될 수 있다.

Hybrid beamforming 은 Analog beamforming 과 Digital Beamforming 을 동시에 수행하는 것을 특징으로 한다. Analog beamforming 에 의해 생성된 방사패턴은 신호 전송 Coverage 를 결정짓게 된다. AAS 를 사용하는 다중 안테나 시스템에서는 안테나의 Tiling 각도를 Analog beamforming 으로 조절할 수 있는 자유도가 주어진다. Cell 안에 있는 사용자들의 분포에 따라 Tilting 각도를 적응적으로 변화 시켜 주는 경우, 시스템 성능 및 에너지 효율 향상을 기대할 수 있다. Cell 안에 있는 사용자들에게 적응적인 Analog beamforming 을 수행하기 위한 방법을 설명한다. 단말이 채널을 측정하여 기지국으로 보고하고 기지국은 보고된 정보를 바탕으로 결정하는 방식과 기지국이 상향 신호를 측정하여 결정하는 방식으로 구분할 수 있다.

먼저 단말 측정한 채널 정보 기반의 결정 방식에 대해서 설명한다.

기존의 다중안테나 시스템에서는 기지국이 고정된 형태의 analog beamforming 을 수행하기 때문에, 단말은 RSRP 측정의 값을 한가지만 보고하였다. 다수의 Beamforming pattern 을 갖는 기지국의 경우, 데이터 전송에 적합한 Beamforming pattern 을 선택하기 위한 방법을 도입할 필요가 있다.

첫번째 방법으로, 기지국은 다수의 analog beam 을 생성하며, 단말은 beamforming 에 의해 생성된 합성 채널을 측정하여 기지국에 보고한다.

예를 들면, 단말이 측정해야 하는 채널 정보를 Antenna port 로 지정하고, 다수의 Antenna port 에 대해서 RSRP measurement 를 수행한다. 단말이 측정한 다수의 RSRP 정보는 관련 보고 채널을 통해 보고 된다. 이 때, RSRP 정보는 Antenna port 관련 정보와 함께 보고 될 수 있다. 또한, 정보의 양을 압축하기 위한 방법으로 단말이 측정한 정보 중 일부 RSRP 만을 보고하는 것을 고려할 수 있는데, 이때 RSRP 정보 및 관련지시자를 함께 보고 한다. 예를 들면, Antenna port index 를 순서대로 나열하고, bit 열에서 선택된 해당 antenna port 의 bit flag 를 on 시키는 방법을 이용할 수 있다.

다른 예로서, 단말이 측정해야 하는 채널 정보를 Antenna port 로 지정하고, 하나의 Antenna port 에 대해서 RSRP measurement 를 수행한다. 이 때, Measurement 를 수행하는 단위를 시간 단위로 정의할 수 있다. 예를 들어, 상위 신호를 통해 측정해야 하는 시간 단위를 지정해주고, 시간 단위에서 측정된 정보를 보고 한다. 여기서, 시간 단위를 다수로 설정 할 수 있다. 측정된 정보는 시간 단위 별로 결정되는 보고 순서에 맞춰 보고된다. 동시에 보고되는 경우에는 정보의 순서를 지정할 수 있다. 개별적인 자원에서 보고되는 경우에는 자원 별로 설정할 수 있다.

두번째 방법으로, 단말은 약속된 Analog beamforming set 을 사용하여 채널을 합성하고, 합성 채널을 측정하여 기지국에 보고한다.

예를 들면, 기지국에서 Analog beamforming 이 수행되지 않은 Antenna element 를 위한 RS 를 전송한다. 단말에게 Analog beamforming 을 수행하는 Set 을 지시하고, 단말은 지시된 Set 을 사용하여 Antenna element 와 Beamforming weight 을 combining 한다. 합성된 채널을 기반으로 RSRP measurement 를 수행한다. 단말은 측정한 채널 정보를 모두 기지국에 보고할 수도 있다. 또는, 정보를 압축하기 위하여 단말이 선호하는 일부 Set 정보만을 보고할 수도 있다.

또한, 상술한 방법들은 기지국의 지시나 단말의 능력에 따라서 수행될 수 있다. 상술한 방법을 지원하는 단말과 그렇지 않은 단말이 있을 수 있다. 단말은 자신의 Capability 를 기지국에 보고한다. 기지국은 Capability 를 갖는 단말에게는 상술한 보고 방법을 이용 하도록 지시할 수 있다. 단말은 기지국의 지시자에 따라 새로운 Measurement 방법을 수행할 수 있다.

세법째 방법은 기지국이 측정하여 결정하는 방식에 대한 것이다. 구체적으로, 기지국은 상향신호를 통해 채널 상태를 측정하고, 하향신호 전송을 위한 Analog beamforming 의 weight 을 결정한다.

기지국은 수신단을 통해 Analog beamforming 을 수행하는 Weight 을 결정할 수 있다. 이는 상향링크 신호 처리를 위한 하드웨어 구조나 신호 처리 방법 등에 의해 다양한 형태로 수행될 수 있다. 다수의 단말들이 동시에 신호를 전송할 때, 수신되는 신호들에는 다양한 용도의 신호 및 채널들이 합성되어 있다. 이 중 채널 측정을 위한 참조 신호를 구분하여 상향 전송을 위한 채널 측정을 수행한다.

예를 들면, 상향링크에서 수신한 Analog beamforming 이 수행된 신호를 이용하는 경우, 데이터 전송을 위한 참조 신호를 이용하여 Analog beamforming weight 을 결정한다. 데이터 전송을 위한 참조 신호는 digital domain beamforming 이 수행된 것이 특징이다. 이에 다양한 Analog beamforming 을 수행하여 최적의 Analog beamforming 값을 찾을 수 있다. 다수의 Analog beamforming 된 신호로부터 해당 사용자의 데이터 전송을 위한 참조신호를 추출한다. 다수의 analog beamforming 이 수행된 데이터 전송 참조 신호의 채널 상태를 측정하고, 이를 기반으로 Analog beamforming weight 을 선택한다.

다를 예로서, 상향링크에서 각 antenna element 별로 수신 신호를 취합하여, Analog beamforming 을 수행하기 위한 Weight 을 결정할 수 있다. 이 때 수신 신호 중에서 단말의 채널 상태 측정을 위한 참조 신호를 추출하여 사용할 수 있다.

상기 예들를 통해 선택된 Analog beamforming weight 들을 기반으로 하향링크 전송을 위한 Analog beamforming weight 을 결정한다. 하향링크 전송 analog beamforming weight 은 시간단위로 변할 수 있다. 시간 단위로 변화하는 weight 에 따라 하향링크 합성 채널 또한 변화하는데, 이에 따른 RSRP measurement 방법이 요구된다. 기지국은 단말에게 RSRP measurement 를 수행하는 시간 단위를 지정할 수 있다.

제 4 실시예

본 발명에 따른 제 4 실시예는 협대역 간 Phase difference 를 보상하는 방법에 대한 것이다.

Analog beamforming 을 사용할 경우, 광대역 전송에서 높은 주파수와 낮은 주파수간 발생하는 위상 차이로 인하여 원하지 않은 Beam 을 전송하게 된다.

Analog beamforming 의 기본 개념은 다중 안테나 열을 기준으로 신호가 전송 (또는 수신)되는 방향에 따라 신호가 전송 (또는 수신)되는 시간을 다르게 하여 원하는 방향으로 신호의 위상을 동일하게 맞추는 것이다. sin wave 는 시간이 변화함에 따라 위상이 변화하므로, 전송 (또는 수신) 지연은 결국 신호에 위상을 변화 준다는 것과 같은 의미로 볼 수 있다. 그런데 전송 (또는 수신) 지연에 따른 위상 변화는 전송 (또는 수신)에 사용되는 주파수에 따라 달라지게 된다. 동일한 지연 상황에서 낮은 주파수는 위상 변화가 적은 반면, 높은 주파수는 위상 변화가 크게 발생한다.

Analog Beamforming 은 다중 안테나 전송 또는 수신을 위해 Analog domain 에서 가중치를 곱하는 특징을 가진다. 즉, Beamforming 가중치가 전송 대역에서 동일하게 이용된다. 전송 대역이 좁은 경우 대역 내에서 높은 주파수와 낮은 주파수간 위상 변화의 차이는 작지만, 전송 대역이 넓은 경우에는 그 차이가 크게 발생할 수 있다. 또한, 동일한 전송 대역을 사용하는 경우에 전송에 사용되는 중심주파수가 낮은 경우는 전송 대역 내에서 위상 변화 차이가 작은 반면, 중심 주파수가 높은 경우에는 그 차이가 크게 발생할 수 있다.

또한, Hybrid beamforming 이 광대역 전송 또는 고주파 대역 전송에서 이용될 가능성이 있다.

고주파 전송을 예로 들면, 기존의 Cellular system (ex. LTE)은 주로 2GHz 대역 근방에서 최대 20MHz 대역폭으로 전송하도록 설계되었지만, 최근 이보다 높은 대역(예를 들면, 3.5GHz, 5GHz 등)에서 전송하는 것이 고려되고 있다.

또한, 전송 용량을 높이는 방안으로 넓은 주파수 대역을 확보가 가능한 고주파 광대역 전송이 시도되고 있다. 5GHz 이상의 대역 중 10GHz, 28GHz, 60GHz 근방의 대역은 차세대 광대역 이동통신의 주파수로 거론되고 있다.

상술한 광대역, 고주파 대역 전송 상황에서 Massive MIMO 가 도입되는 것이 검토되고 있다. 또한, Massive MIMO 의 구현을 간단히 하기 위한 방안으로 Hybrid beamforming 이 도입될 가능성이 있다. Analog beamforming 을 광대역 전송에 적용할때 발생하는 주파수 대역간 위상 차이는 Hybrid beamforming 의 성능 향상을 위해 해결해야 하는 문제이다.

Beamforming 의 기본적인 원리는 안테나간 선형적인 위상 회전을 발생시켜 전송 및 수신 신호들이 동일 위상을 갖도록하여 합성될 때 최대 이득을 얻도록 하는 것이다. 안테나 간 적용되어야 하는 선형적인 위상 회전의 값이 대역 별로 차이가 있는데, 광대역 전송에서 하나의 대표 값을 적용하는 경우 대역 별로 안테나들에 적용해야 하는 선형적인 위상 값과 차이가 발생하여 신호들이 합성될 대 최대이득을 얻지 못하게 된다. 극단적인 경우, 위상 변화량에 따라 신호 크기를 감쇄 시키는 방향으로 합성될 수 도 있다. Phase difference 에 의한 Beam direction mismatch 는 Beam 이 Sharp 할 수록 민감하게 나타날 수 있다. 반면, Broad 한 Beam 은 Phase difference 에 의한 Beam direction mismatch 가 덜 민감하게 나타날 수 있다. Massive MIMO 는 많은 안테나를 사용하여 Energy 를 합성함으로써 극단적으로 Sharp 한 Beam 을 생성할 수 있다. 따라서 Massive MIMO 에서는 Phase difference 에 의한 Beam direction mismatch 에 민감하게 작용하게 된다.

Phase difference 가 발생하는 원인과 이에 따른 민감도를 설명하면 다음과 같다. 광대역에 동일한 위상 회전을 적용한 경우 Phase difference 가 발생한다. 여기서, Beam width 가 Sharp 할 수록 민감도가 증가하게 된다. 반면, 협대역에 동일한 위상을 적용하면 Phase difference 가 적게 발생하게 되고, Beam 이 Broad 할 수록 Phase difference 에 대한 민감도는 낮아지게 된다.

본 발명의 실시예에서는 Analog domain 에서는 Broad 한 Beam 을 생성하고 Digital domain 에서는 협대역으로 위상 회전을 적용하는 것을 제안한다. 또한, 본 발명의 실시예는 이를 위한 안테나 구성 방법과 Digital beamformer 의 Precoder 구성 및 적용 방법을 제안한다.

제 4-1 실시예

본 발명에 따른 제 4-1 실시예는 Analog domain 에서는 Broad 한 Beam 을 생성하고 Digital domain 에서는 협대역으로 위상 회전을 적용하는 것이다.

제 4-1 실시예의 방법은 Analog domain 에서 Beamforming 을 수행하는 Element 의 수를 줄여 Broad 한 Beam 을 생성함으로써 Phase difference 에 의한 Beam direction 변화에 대한 민감도를 낮춘다. 또한, 안테나 Element 들에서 발생하는 Phase difference 가 합성 채널에서 Average 되는데, Average phase difference 를 포함하는 합성 채널들을 Digital beamforming 하여 원하는 방향으로 Sharp 한 beam 이 형성되도록 한다.

제 4-2 실시예

본 발명의 제 4-2 실시예는 안테나 배열 구조에 대한 것이다. 구체적으로, Antenna subgrouping 은 2 개 이상의 Antenna Element 가 있는 행 또는 열에서 수행한다.

Analog beamforming 은 Antenna element 의 Phase 및 Amplitude 를 변화 시킨다. Antenna element 를 묶어 Subgroup 을 구성하고, Subgroup 별로 Analog Beamforming 을 수행할 수 있다. Broad Beamwidth 를 갖는 Analog beam 을 생성하기 위해서 적은 수의 Antenna element 를 사용하여 Analog beamforming 을 수행한다. 이를 위해서, 2 개 이상의 Antenna subgroup 을 구성한다.

도 26 은 본 발명에 따른 안테나 배열 구조의 일례를 도시한다.

도 26 을 참조하면, 10 개의 Antenna element 가 1 줄로 배열된 경우, 5 개 Antenna element 를 묶어 Subgroup 을 구성하면 2 개의 Subgroup 을 얻을 수 있다. 이와 같은 경우, 10 개의 Antenna element 를 사용하여 생성되는 Beamwidth 보다 넓은 Beamwidth 를 갖는 Beam 2 개를 생성한다. Subgroup 에서 생성하는 Beam 은 10 개 Antenna element 의 Beam 보다 Phase error 에 대하여 강건하다.

도 27 은 본 발명에 따른 안테나 배열 구조의 다른 예를 도시한다.

도 27 을 참조하면, 20 개의 Antenna element 가 1 줄에 10 개 Antenna element 씩 2 줄(10x2)로 배열된 경우, 5 개의 Antenna element 를 묶어 subgroup 을 구성하면, 한 줄에 2 개의 subgroup 씩 총 4 개의 subgroup 을 구성할 수 있다.

제 4-3 실시예

본 발명의 제 4-3 실시예는 광대역에 Analog beamforming 을 적용할 때 발생하는 협대역간 Phase difference 를 보상하는 방법에 대한 것이다. 구체적으로, 각 Element 에 적용되는 Weight 들 간 위상 변화가 동일한 Beamforming weight 을 적용하는 방법을 적용할 수 있다.

예를 들면, 도 26 에서 한 열에 있는 5 개의 Antenna Element 를 묶어 하나의 Subgroup 을 구성하였는데, Subgroup 에 있는 5 개 Antenna element 에 적용하는 Precoding Weight 을 W = [W0 W1 W2 W3 W4]라고 할 때, 각 Subgroup 에는 위상 변화가 동일한 Beamforming weight W 를 적용한다. W1 및 W2 는 다음과 같다.

W1=[1expj(α)expj(2α)expj(3α)expj(4α)],

W2=[expj(β)expj(β)*expj(α)expj(β)*expj(2α)expj(β)*expj(3α)xpj(β)*expj(4α)]

W1 및 W2 는 각 element 에 적용되는 Precoding weight 의 위상 변화량은 expj(α)으로 동일하다.

또한, 도 27 의 예에서 각 열에 2 개씩 subgroup 을 구성하는 경우, Subgroup 1,2,3,4 에 적용되는 Weight 에도 element 간 위상 변화량이 동일한 Weight 를 적용할 수 있다. W1 내지 W4 는 다음과 같다.

W1 = [1expj(α) expj(2α) expj(3α) expj(4α)]

W2 = [expj(β) expj(β+α) expj(β+2α) expj(β+3α) expj(β+4α)]

W3 = [expj(γ) expj(γ+α) expj(γ+2α) expj(γ+3α) expj(γ+4α)]

W4 = [expj(γ+β) expj(γ+β+α) expj(γ+β+2α) expj(γ+β+3α) expj(γ+β+4α)]

Wn 의 각 element 의 위산 변화량은 expj(α)으로 동일한다. 또한 다른 행에 있는 같은 열의 Element 들간 위상 변화량은 expj(γ)으로 동일하다. (W1(1)= 1, W3(1)= expj(γ)), (W2(4)= expj(β+4α), W4(4)= expj(γ+β+4α))

제 4-4 실시예

본 발명의 제 4-4 실시예는 digital beamforming 을 협대역 단위로 수행하는 것을 설명한다.

Subgroup 에서는 Analog Beam 을 통해 새로운 채널을 형성한다. 각 Subgroup 에서 생성된 채널들 간 위상 차이가 발생할 수 있는데, Digital domain 의 Precoder 를 사용하여 위상 차이를 보상한다. 채널의 변화가 심하거나, Subgroup 의 채널 간 상관관계가 낮거나, 전송 대역이 넓은 경우 협대역 별로 subgroup 의 채널 간 위상 차이가 달라 질 수 있다. Digital beamformer 는 Subgroup 들 간 위상을 보정하는 역할을 하며, Digital domain 의 Precoding 은 협대역으로 수행한다.

예를 들면, Subgroup n 의 Analog beamforming 에 의해서 생성된 Subband k 의 채널을 Ch n(k)라고 하고, Ch n(k) 의 위상을 ∠ Ch n(k)라고 가정한다.

Subband 1 에서 Subgroup1 의 채널 Ch1(1)과 Subgroup2 의 채널 Ch2(1) 간 위상 차이를 a = ∠Ch1(1) - ∠Ch2(1), Subband 2 에서 Subgroup1 의 채널 Ch1(2)과 Subgroup2 의 채널 Ch2(2) 간 위상 차이를 b = ∠Ch1(2) - ∠Ch2(2)라고 한다. Subband 간 격차가 큰 경우 Subband 의 채널은 서로 독립적이며, 각 Subband 별 위상 차이 a 와 b 는 서로 다른 값을 갖게 된다. 각 Subband 별로 Precoding 을 수행함으로써 Analog beamforming 에 의해 발생하는 Phase difference 를 보정한다.

Antenna 간 correlation 이 상당히 높다고 가정하면, 각 Antenna element 들의 채널은 선형 위상 변화로 근사화 할 수 있다. Subband 1 과 2 채널에서 Antenna element 들의 위상 변화량 차이를 2δ라고 하면, Subband 1 과 2 채널은 아래와 같이 표현할 수 있다.

H(1)=[H1(1) H2(1)]

=H(1)x[1 expj(α-δ) expj(2α-2δ) expj(3α-3δ) expj(4α-4δ) expj(5α-5δ) expj(6α-6δ) expj(7α-7δ) expj(8α-8δ) expj(9α-9δ)]

H(2)=[H1(2) H2(2)]

=H(2)x[1 expj(α+δ) expj(2α+2δ) expj(3α+3δ) expj(4α+4δ) expj(5α+5δ) expj(6α+6δ) expj(7α+7δ) expj(8α+8δ) expj(9α+9δ)]

2 개의 Subgroup 에 아래와 같이 expj(α)씩 위상이 증가하는 Precoding weight 을 적용하면 다음과 같다.

W1=[1 expj(α) expj(2α) expj(3α) expj(4α)]

W2 = [expj(β) expj(β+α) expj(β+2α) expj(β+3α) expj(β+4α)]

이를 이용하여 아래와 같은 합성된 채널을 얻을 수 있다.

Heq(1)=[Heq1(1)Heq2(1)]

=[H1(1) W1H H2(1) W2H]

=5H(1)expj(-2δ) [1expj(-5δ)]

Heq(2)=[Heq1(2)Heq2(2)]

=[H1(2) W1H H2(2) W2H]

=5H(2)expj(2δ) [1expj(5δ)]

Digital beamformer 에서는 Subgroup 간 Phase difference 를 보상한다. Antenna element 간 상관도가 낮거나, Antenna element 간 거리가 먼 경우 Antenna element 들은 서로 독립적인 채널을 갖는다. 이와 같은 경우 Beamforming 에 의해 채널이 합성될 때, antenna element 들의 위상 변화량이 선형적으로 증가하지 않는다.

제 4-5 실시예

본 발명의 제 4-5 실시예는 digital beamforming 을 지원하기 위한 채널 상태 보고에 대한 방법이다.

하향링크 Digital beamforming 을 지원하기 위하여는 채널 상태 정보가 보고되어야 한다. 채널 상태 정보는 약속된 Index 로 환산된 값을 보고하는 Implicit Feedback 방법(예를 들면, Rank Indication / Precoding Matrix Indication / Channel Quality Indication 등)과 채널을 직접 보고하는 Explicit feedback 방법이 있다. 두 경우 모두 협대역으로 측정한 채널 정보를 기지국으로 보고한다. 이 때 subgroup 별로 Analog beamforming 에 의해 합성된 채널 정보를 기반으로 추정한 채널 상태 정보를 의미한다.

단말은 Subgroup 의 Antenna element 들의 채널 상태를 측정하여 Beamforming 에 적당한 Weight 을 찾아 보고할 수 있다. 이와 같은 경우, subgroup 에 적용할 Beamforming weight 을 기지국에 보고하는데, Beamforming weight 은 전송 대역폭에 공통으로 적용되는 것을 가정하고 선택하여 보고한다.

제 5 실시예

본 발명의 제 5 실시예는 Hybrid BF 에서 Analog BF 을 위한 Training sequence 전송 방법에 대한 것이다.

하향링크 빔형성을 위해 기지국은 하향링크 채널 정보를 획득해야 하는데, 이를 위한 방법으로 (1) 하향 채널을 단말이 측정해서 보고하거나 (2) 상향링크 채널을 기지국이 측정하여 하향 전송에 사용하는 방법을 이용할 수 있다. 본 발명의 실시예에서는 하향링크 Hybrid beamforming 에서 하향링크 채널을 단말이 측정하기 위한 참조 신호 전송 방법과 물리 신호 구조를 설명한다.

디지털 빔형성 기법의 참조 신호는 Antenna port 간 직교 자원 (주파수, 시간, 코드 등)을 할당하여 각 Antenna port 의 채널 정보를 획득할 수 있도록 설계한다.

그러나 이와 같이 Antenna port 로 정의된 참조 신호는 Antenna Element 들의 채널을 구분하여 추정하기에 적합하지 않다. 예를 들어, N 개의 Antenna port 가 N 개의 TRX 에 Mapping 되고 각 TRX 는 M 개의 Antenna Element 를 통해 전송된다고 할 때, 하나의 Antenna port 를 위해 할당된 직교 자원은 M 개의 Antenna Element 를 통해 전송되고 수신단에서는 M 개의 Antenna Element 의 신호가 합성되어 하나의 Antenna port 의 신호로 수신된다.

즉, Antenna port 의 채널을 추정하기 위해 할당된 참조신호를 사용하는 경우 다중 Antenna Element 들의 합성된 신호가 만들어내는 채널을 추정하게 되며, M 개의 Antenna Element 를 구분할 수 없게 된다. 따라서, Antenna Element 의 채널을 추정하기 위해서는 새로운 참조 신호 전송 방법이 도입되어야 한다.

본 발명에 따른 하향 링크 참조 신호의 전송 방법을 설명하면 다음과 같다.

Digital Domain 에서 Antenna Element 를 위한 참조 신호 전송의 첫번째 방법으로, Antenna Element Specific 자원을 할당한다. 이 방법은 동일 시간 전송, 또는 서로 다른 시간 전송을 적용할 수 있다. 이때, Analog Beamforming 을 고려하여 Antenna Element 를 위한 참조신호의 위상을 반전 시킬 수 있다.

Digital Domain 에서 Antenna Element 를 위한 참조 신호 전송의 두번째 방법으로, Beam specific 자원을 할당할 수 있다.

Analog Domain 에서 Antenna Element 를 위한 참조 신호 전송의 세번째 방법으로, 참조신호 생성기에서 참조신호 시퀀스를 생성하고, TRX 에서 생성된 신호와 합성할 수 있다. 도 28 은 본 발명의 실시예에 따른 참조 신호 생성기 구조의 일례이다.

도 28 을 참조하면, TRX 별로 독립적인 Antenna Element 에 Mapping 되는 경우, Antenna Element 별로 구분되는 자원(n X M)을 사용할 수 있다. 또는, TRX 별로 독립적인 Antenna Element 에 Mapping 되는 경우, M element 를 구분하는 자원(M)을 사용할 수 있다. Time domain 에서 동시에 신호 전송를 전송하는 경우 Antenna Switching 을 이용하여 Reference Signal 을 합성해서 전송할 수 있다.

Single TRX 에 Mapping 된 Antenna Element 의 Channel 을 추정하는 경우, 각각의 Antenna Element 들의 채널을 추정할 수 있다.

예를 들면, 각 Antenna element 별 Training Sequence 를 전송한다. 물리적인 구조는 TRX 에서 전송되는 신호와 구분되는 Reference Signal 을 생성하기 위한 Block 을 이용한다.

여기서, Sequence 는 Antenna element 간 직교되는 Sequence 를 나타낸다. 동일한 시간에 전송되는 경우, 주파수 자원 / 코드 자원으로 구분할 수 있다. 또한, Sequence 는 데이터 신호와 동시에 전송할 수도 있다.

Antenna Port 는 Analog beamforming 에 의해 합성된 신호를 의미하며, Antenna Element 는 Analog beamforming 을 수행하기 위한 단위를 말한다. Analog beamformng 을 수행하기 위한 Beamforming Weight 을 선택하기 위해서는 Antenna element 들의 채널 측정이 요구된다. Antenna element 들 간의 공간적인 정보들을 획득하기 위하여, 다양한 방법의 참조 신호 전송 방법을 고려할 수 있다. Antenna Element 를 위한 참조 신호들은 Digital domain 에서 전송되거나 Analog domain 에서 전송될 수 있다.

제 5-1 실시예

본 발명의 제 5-1 실시예는 Digital Domain 에서 참조신호가 전송되는 경우, 참조신호가 전송되는 시간동안에는 Analog beamforming 을 수행하지 않는 방법에 대한 것이다. 이를 위하여 각 Antenna element 에 특정 자원을 할당한다. 여기서, 자원이란 시간, 주파수, 코드 등을 의미한다.

예를 들면, Antenna element 별로 서로 다른 시간에 참조신호가 전송 되도록 할 수 있다. Digital domain 에서 참조 신호가 전송될 때, 시간은 최소한 OFDM symbol duration 이 된다. 한 OFDM symbol duration 동안 하나의 Antenna Element 를 위한 참조 신호가 전송되고, 다음 시간 Duration 에서는 다른 Antenna element 를 위한 참조 신호가 전송된다.

각 Antenna element 로 분기되는 신호는 하나의 TRX 에서 생성된 신호이다. 각 Element 에서 동일 시점에 동일한 Signal 을 전송한다면, 수신단에서 각 Antenna element 에 해당하는 참조 신호를 획득하기 어렵게 된다. 각 Antenna element 별로 참조 신호를 시간으로 구분하여 전송하는 방법으로, Antenna turn on/off 방법을 적용할 수 있다. 예를 들어, Antenna element 에 있는 Power amplifier 의 이득을 낮춤으로써 Antenna element 에서 전송되는 신호를 키우거나 낮출 수 있다. 특정 시점에서는 특정 Antenna element 의 PA 를 키우고 다른 Antenna element 들의 PA 를 낮춘다. 이와 같은 동작을 Antenna Element 별로 돌아가면서 수행한다. 각 Antenna element 에서 동일한 참조신호가 전송되더라도, Antenna element 를 온오프 함으로써 한 개의 안테나에서만 참조 신호가 전송되도록 하는 효과를 얻을 수 있다.

다른 예로서, Antenna element 별로 서로 약속된 시간에 참조 신호를 전송함으로써 참조신호들간 합성이 되지 않도록 할 수 있다. Antenna subgroup 을 고려할 때, Antenna subgroup 에 포함된 antenna element 들 간에는 시간 직교 참조 신호 자원을 할당하고, Antenna subgroup 간 Antenna element 들 간에는 주파수 직교 혹은 코드 자원을 할당할 수 있다.

하나의 Antenna subgroup 에서는 각 Antenna element 에 동일한 참조신호가 전송되기 때문에 시간으로 Antenna element 전송을 구분한다. 반면, Subgroup 간에는 독립적인 신호를 생성할 수 있기 때문에, 서로 다른 참조 신호를 전송할 수 있다. 따라서 Subgroup 간에는 주파수 직교 혹은 코드 자원이 다른 참조 신호를 할당하여 전송할 수 있다. 뿐만 아니라 시간 자원을 달리하여 참조 신호를 전송할 수 있다.

제 5-2 실시예

본 발명의 제 5-2 실시예는 Digital Domain 에서 참조신호가 전송되는 경우, Analog beamforming 된 참조신호가 전송되는 방법에 대한 것이다. 이를 위하여 각 analog beam 에 특정 자원을 할당한다.

Analog beamforming 이 수행된 참조 신호가 전송되었다는 것은, 가능한 analog beamforming weight set 을 두고 Set 을 구분하기 위한 참조 신호를 할당한다는 것을 의미한다. Beamforming 수행 단위 별로 자원 할당을 독립적으로 할 수 있는 구조를 도입하여, Beamforming 을 구분하기 위한 참조 신호를 할당할 수 있다. 각 Antenna element 별로 채널을 측정해 Analog beamforming 을 수행하기 위한 Precoding weight 을 찾는 complexity 와 비교했을 때, 상당히 낮은 complexity 를 갖는 장점이 있다.

제 5-3 실시예

본 발명의 제 5-3 실시예는 Analog Domain 에서 Antenna Element 를 위한 참조 신호를 전송하는 방법에 대한 것이다.

도 28 의 예와 같은 참조신호 생성기에서 참조신호 시퀀스를 생성하고, TRX 에서 생성된 신호와 합성한다. 이 때, 참조신호는 각 Antenna Element 별 특정 자원으로 할당할 수 있다. 예를 들어, 시간으로 직교하는 자원을 할당하는 경우, 각 Antenna element 별로 독립적인 시간 자원을 사용한다. 이때, 시간 자원의 길이는 하나의 OFDM symbol 보다 작은 길이를 갖도록 설계할 수 있다. 또 다른 예로서, 코드 자원을 할당하는 경우를 들 수 있다. 각 Antenna Element 별로 서로 다른 Code 자원을 사용하여 각 안테나 채널을 구분할 수 있도록 할 수 있다. ZC sequence 를 사용하는 경우, 서로 다른 cyclic shift value 를 사용함으로써 신호를 구분할 수 있다.

TRX 별로 독립적인 Antenna Element 에 Mapping 되는 경우, Antenna Element 별로 구분되는 N*M 개의 자원 사용을 사용할 수 있다. TRX 내에 있는 각 Antenna element 의 신호를 구분하기 위한 목적으로 참조 신호를 사용한다면, TRX 간에는 Antenna element 자원을 공유하고, TRX 내에서 Antenna Element 자원을 독집적으로 할당하는 방법을 이용할 수 있다.

각 Antenna element 별로 할당되는 Training sequence 를 전송할 수 있다. Analog domain 에서 신호가 생성되어 전송되는 경우, 각 Antenna element 별로 시간적으로 구분된 직교 자원을 할당할 수도 있다. 이와 같은 경우, Analog beamforming 을 수행하는 해당 Antenna element 들의 채널 추정을 위하여 상당히 긴 시간이 요구될 수도 있다. 또한 analog 신호의 속성상, 데이터 전송을 위한 신호들이 전송되는 시간과 구분되는 시간에 Training Sequence 를 전송하게 되면, Data 전송을 위한 시간이 짧아져 시스템 성능 열화를 발생할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따르면, Analog domain 에서 Training Sequence 를 전송할 때, Data 전송률을 유지하면서 Training Sequence 를 전송할 수 있다.

그 첫번째 방법으로, Analog beamforming 을 위한 Training Sequence 와 기존의 신호를 Analog domain 에서 합성하여 전송할 수 있다. 두 신호는 중첩되도록 합성하고, 합성된 신호는 동시에 전송된다. Training Sequence 혹은 기존의 신호는 반복적으로 전송되며, 각각은 직교 코드로 cover 된다.

예를 들면, Training Sequence 및 기존 신호는 반복적으로 전송되고, Orthogonal code cover 로 mapping 된다. 아래는 물리 신호 구조를 나타낸다. h_n(t)는 t 시점에서의 채널 impulse response 를 의미한다. s_k(t)는 k 번 째 Antenna Element 를 통해 전송되는 Training sequence, r_k(t)는 k 번 째 Antenna Element 를 통해 전송되는 기존 신호를 의미한다. N 시간이 흐른 후 채널과 수신 신호는 t+N 으로 표현된다.

y(t)=h_k(t) ⓧ(s_k (t)+r_k(t))+n(t)

y(t+N)=h_k(t+N) ⓧ(s_k (t)-r_k(t))+n(t+N)

한 OFDM symbol 의 신호가 2 OFDM symbol 구간에 걸쳐 반복 될 수 있다. 또는 한 OFDM symbol 주기에서 신호가 반복적으로 전송될 수도 있다.

Analog domain 에서 신호를 반복 합성하는 것은 Digital domain 에서 신호를 생성하고 반복 시키는 주기와 연계해서 결정될 수 있다.

상술한 바와 같이 합성되어 전송된 신호는 단순 합/차를 통해 원하는 신호로 복원할 수 있다.

y(t)+y(t+N)=h_k(t)ⓧ(s_k(t)+r_k(t))+n(t)+h_k(t+N)ⓧ(s_k(t)-r_k(t))+n(t+N)

Channel 이 거의 변하지 않았다고 가정하면, h_k (t)=h_k (t+N) 라고 할 수 있기 때문에 다음과 같이 표현할 수 있다.

y(t)+y(t+N)=h_k(t)ⓧ(s_k (t)+r(t)+s_k (t)-r_k(t))+n(t)+n(t+N)

각 Antenna element 에 전송되는 기존 신호를 모두 r_n(t)와 -r_n(t)로 mapping 하고, s_k(t)을 안테나 Element 에 mapping 하게 되면 아래와 같은 결과식을 얻는다.

y(t)+y(t+N)=(h_1(t)ⓧ2(s_1(t)))+…+(h_k(t) ⓧ 2(s_k (t))+n(t)+n(t+N)

즉, 시간 직교 자원이나, 코드 자원의 직교성을 이용하여 각 Antenna Element 들의 신호를 구분할 수 있다.

제 6 실시예

본 발명의 제 6 실시예는 Hybrid Beamforming 을 위한 상향 링크 참조 신호에 대한 것이다.

본 발명의 제 6 실시예에 따르면, UL 에서 다중 사용자들을 하향링크 beamforming 을 수행하기 위한 weight vector 를 선택할 수 있도록 하는 Training sequence 를 전송한다.

이하에서는, 상향링크 수신 Ananlog beamforming 을 가변적으로 수행할 수 있는 방법을 설명한다.

상향링크 수신 Analog beamforming 의 특징은 기지국이 수신신호로부터 Analog beamforming 을 수행하기 위한 적당한 Beamforming wieght 을 선택하는데 있다. 이를 위해서 기지국은 Analog beamforming weight 을 선택하는 기능이 필요하다.

Analog beamforming weight 선택부는 각 Antenna Element 로부터 수신한 신호에 Analog beamforming 을 수행하기 위한 Beamforming weight vector 를 적용하여 적당한 Beamforming vector 를 선택한다. 이를 위해서 기지국은 단말로부터 전송된 신호들을 사용할 수 있는데, PRACH, SRS, DMRS, PUSCH, PUCCH 등이 그 후보가 될 수 있다.

전송 신호의 timing 및 Frequency synchronization 이 수행된 이후의 신호를 사용하여 Precoding Weight 을 선택하는 것이 바람직하다. 이는 timing/Frequency synchronization 은 Precoding weight 선택에 영향을 주기 때문이다. 따라서 PRACH 를 사용하는 것은 바람직하지 않다.

적용하기 쉬운 첫번째 예로서, SRS 를 이용할 수 있다.

SRS 는 단말의 채널의 상태 정보를 획득하여 상향링크 전송을 위한 MCS 와 전송 Precoding 결정 및 대역 할당을 위한 정보로 활용된다. 또한, 하향링크 전송 Precoding 을 결정하는 정보로도 사용된다. Digital beamforming 을 수행하기 위하여 SRS 로 부터 채널 정보를 획득하게 되는데, SRS 를 통해 추정되는 채널은 Digital domain 의 Signal processing 으로 획득된다.

기존의 SRS 는 하나의 OFDM symbol 을 통해 전송되는데, 다중 사용자의 채널 및 단일 사용자의 다중 안테나 채널을 획득하기 위하여 한 OFDM symbol 안에 있는 주파수 및 코드 자원을 할당한다. 주파수 자원은 Subcarrier 를 Cluster (연속된 Subcarrier 의 묶음) 형태로 구분한 후, Cluster 형태로 구분된 주파수 자원 내에서 Interleaved (홀수 또는 짝수 번째 Subcarrier 들을 사용) 형태로 다시 구분하여 할당한다. Digital domain signal processing 에서는 이와 같은 방식의 주파수 할당으로 다중 사용자를 구분할 수 있다.

그러나, 주파수로 구분된 자원을 사용하더라도 시간 영역에서 Processing 을 수행하는 경우 합성된 다중 사용자 신호를 구분하기 어려울 수 있다. Analog beamforming 을 수행하기 위하여 Antenna element 별로 수신된 신호로부터 다중 사용자들의 신호를 구분하기 위해서 기존의 SRS 를 사용하는 경우, (1) Analog domain 에서 다중 사용자 신호를 구분할 수 있는 신호 전송 방법 또는 (2) Digital domain 에서 다중 사용자 신호를 구분하여 Analog beamforming 을 수행하는 처리부가 요구된다.

이하에서는, Analog domain 에서 다중 사용자 신호를 구분할 수 있는 신호 전송 방법에 대하여 설명한다.

Analog Beamforming 은 Antenna element 에 전송 또는 수신 가중치를 사용하여, 특정 방향으로 전송 또는 수신 되는 신호의 에너지를 모아주거나 낮춰주는 역할을 한다. Analog beamforming 을 수행하기 위해서는 Antenna Element 에 적절한 가중치를 사용하는 적용하는 것이 필요한데, 가중치는 채널 상태 정보를 바탕으로 선택될 수 있다. 채널 상태 정보는 수신단에서 측정이 가능하며, 수신 Beamforming 및 송신 Beamforming 에 사용될 수 있다.

기지국의 경우 단말이 전송하는 상향링크의 신호로부터 채널 상태 정보를 획득하고, 수신을 위한 가중치를 계산할 수 있다. 이 가중치는 적절한 Calibration 을 한 후 전송 Beamforming weight 로 사용될 수 있다. 단말이 전송 하는 상향링크 신호들을 통해 채널 상태 정보를 획득하는데 있어서 다중 사용자 간섭은 중요한 문제이다.

Analog beamforming 은 Analog 단에서 신호를 Training 함으로써 채널 상태 정보를 획득한다. Analog 신호는 시간 영역에서 처리가 되는 것이 특징이다. 다중 사용자 신호들이 동일 시간에 전송되는 경우, 다중 사용자 신호는 전송 Sequence 의 직교성에 의해서 구분된다. 그런데, OFDMA 또는 SC-FDMA 를 기반으로 하는 시스템에서 Digital beamforming 을 수행하는 사용자들은 주파수 영역을 구분한 자원을 할당 받기 때문에, 상대적으로 많은 사용자들을 수용할 수 있다. 반면, Analog beamforming 을 수행하기 위해서는 시간 영역에서 Training 을 시도하기 때문에 주파수로 구분된 자원을 사용하는 사용자들을 시간영역에서 구분하기 어렵게 된다.

이를 해결하기 위한 방법으로서, 시간 영역의 자원을 분할하여 상향링크 참조 신호로 전송할 수 있다.

한 OFDM symbol duration 에서 신호가 전송될 때 주파수로 구분된 N 개의 자원을 사용할 수 있다면 다중 사용자 구분의 용량을 N 이라고 가정한다. 단순한 방법으로는 N 개의 주파수 자원이 만들어내는 직교 자원의 수를 시간 영역에서 만들기 위해서 한 OFDM symbol 주기를 1/N 시간으로 구분하여 각 시간 자원을 단말에게 할당하는 방법이 있다. 그러나 단순히 1/N 등분한 시간 자원을 사용하는 경우에는 공간 채널의 Multi-path 에 의해 신호 외곡이 발생하는 문제가 발생한다. 따라서 신호의 주기를 짧게 두더라도 적절할 Guard time 을 설정해야 한다.

본 발명의 실시예에 따르면 기존의 OFDM symbol duration 안에서 다수의 시간 자원을 분할할 때, 분할된 시간 자원들도 각각 Guard time 을 갖는 구조를 가질 수 있다.

제 6-1 실시예

본 발명의 제 8-1 실시예는 OFDM symbol duration 보다 짧은 Duration 을 갖도록 설계하여 다수의 시간 자원으로 분할 하는 방법에 대한 것이다. 예를 들어, OFDM symbol duration 이 (Nfft + Ncp) sample 로 구성된다면, 짧은 OFDM symbol duration 은 (Nfft + Ncp) / M sample 로 구성할 수 있다. 또는 (Nfft/M) + (Ncp)' smaple 로 구성할 수도 있다. 즉 Nfft/M 정도의 짧은 duration 을 갖는 신호를 생성하고 Ncp/M 혹은 (Ncp)' 정도의 sample 을 갖는 짧은 주기의 OFDM symbol 을 구성한다.

이와 같은 짧은 OFDM symbol 을 만드는 방법으로, Sampling Frequency 는 기존 OFDM symbol 과 동일하게 하고 (Sampling Time 을 동일하게 하기 위함), Subcarrier spacing 을 M 배로 증가 시킨다. 15kHz 의 subcarrier spacing 을 갖는 시스템에서는 30kHz (M=2) 혹은 60kHz (M=4) 등과 같이 넓은 간격의 Subcarrier spacing 을 도입한다. M 은 2 의 배수 형태를 갖는다. 2 의 배수 값을 갖는 subcarrier spacing 을 적용 할 때, 기존 OFDM symbol 과 동일한 Sampling time 을 적용하는 경우 Wave form 이 왜곡되지 않고 유지될 수 있다.

15kHz 의 Subcarrier spacing, 9Mhz system bandwidth, 6.36MHz 의 Guard Frequency 에 1024 FFT 를 수행하면, time domain 에서 1024 sample 을 갖는 OFDM symbol 을 얻을 수 있다. 만약 subcarrier spacing 을 2 배로 늘리고(30kHz), 이 때 System bandwidth (9MHz)와 Guard Frequency (6.36MHz)를 유지한 상태에서 ½ FFT (512)를 수행하면, time domain 에서 512 sample 을 갖는 OFDM symbol 을 얻을 수 있는데, Sampling Time (Ts)가 동일하기 때문에 기존의(15khz) subcarrier spacing 을 갖는 OFDM symbol 의 절대적인 시간 길이 (1024 x Ts) 대비 정확히 ½ 시간 길이를 갖게 된다.

단말은 Subcarrier spacing 을 증가 시키고 Sampling frequency 를 동일하게 하여 상향링크 참조 신호를 생성하고, 이렇게 생성된 참조신호를 DAC converting 하여 Analog 신호로 변환한 후 RF 를 통화 시켜 전송한다.

제 6-2 실시예

본 발명의 제 6-2 실시예는 짧은 주기의 OFDM symbol duration 을 갖는 신호에 짧은 주기의 CP 를 갖도록 설계하는 방법이다. 그러나 다중 사용자들의 위치가 서로 달라, 위치에 따라 생기는 Pathloss 가 서로 다를 수 있고, 다중 사용자들의 서로 다른 Pathloss 를 감안한다면, CP 길이는 기존의 OFDM symbol 에 적용한 CP 길이를 따르는 것이 바람직하다.

제 6-3 실시예

상기 제 6-2 실시예의 경우 기존의 OFDM 주기 동안, 짧은 주기를 갖는 OFDM symbol 을 다수 배치하면, 다수의 짧은 OFDM symbol 은 기존의 한 OFDM symbol 주기 보다 길어지는 문제가 발생한다. 도 29 는 다수의 짧은 OFDM symbol 이 기존의 한 OFDM symbol 주기 보다 길어지는 일례를 도시한다.

이를 해결하기 위해서 제 6-3 실시예는 OFDM symbol 이 겹쳐지도록 전송하는 방법을 제안한다. 짧은 OFDM symbol 주기를 갖는 신호가 M 개 있다고 할 때, 각각은 서로 다른 사용자에게 할당된다. 도 30 은 OFDM symbol 이 겹쳐지도록 전송하는 방법의 일례를 도시한다.

예를 들어, 앞에 있는 짧은 주기 OFDM symbol 은 사용자 A 에게 할당되고 뒤에 있는 짧은 주기 OFDM symbol 은 사용자 B 에게 할당되었다고 가정하자. A 사용자는 기존 OFDM symbol 전송 시간에 맞춰서 앞에 있는 짧은 ofdm symbol 을 전송하고, B 사용자는 기존 OFDM symbol 전송 시간보다 조금 빨리 짧은 OFDM symbol 을 전송한다. 수신단에서는 A 사용자가 전송한 짧은 OFDM symbol 은 기존 OFDM symbol 들이 수신되는 시작 시간에 맞게 수신될 것이고, B 사용자가 전송한 짧은 주기 OFDM symbol 은 기존 OFDM symbol 의 수신되는 마지막 시간에 맞게 수신될 것이다.

Analog beamforming 을 수행하기 위한 참조신호는 대략적인 공간 정보를 획득하기 위한 신호로 활용되기 때문에, 신호 간 간섭이 약간 발생하더라도 공간 정보 획득의 성능의 민감도에는 영향이 덜하다. 또한 앞선 OFDM symbol 의 끝 부분과 뒤 이은 신호의 CP 가 중첩되는 경우 기지국에서 time window 를 적절하게 설정하여 심볼간 간섭을 최소화 할 수 있다.

제 6-4 실시예

Analog BF 을 수행하기 위한 Training sequence 는 짧은 주기의 OFDM symbol 로 구성된다. 이 때, 각 Subcarrier 에 mapping 되는 Sequence 는 주파수와 시간에서 correlation 특성이 유사한 sequence (예를 들어, ZC sequence)가 사용될 수 있다. 이와 같은 Sequence 가 mapping 되어 만들어진 신호는 주파수와 시간 영역 특성이 유사하기 때문에 시간 영역에서 De-spreading 을 수행하기에 유리하다.

제 6-5 실시예

제 6-5 실시예는 analog beamforming 을 위한 참조신호 혹은 Training Sequence 는 기존 신호가 전송되는 시간 구간과 구분되는 시간에 전송하는 방법에 대한 것이다.

Training Sequence 를 전송하는 시간은 기지국이 단말에 내려주는 지시자에 따라 수행될 수 있다. 기지국은 단말들이 전송해야 하는 Training Sequence 의 전송 주기를 다른 신호의 전송 신호와 구분하여 지시를 할 수 있다. 예를 들어, 기존의 SRS 전송 주기와 구분하여 Training Sequence 를 전송하도록 설정한다.

단말은 Training Sequence 를 전송하는 시점에는 다른 신호를 동시에 전송하지 않는다. 예를 들어, 데이터 신호나 RACH 혹은 제어채널 등이 Training Sequence 가 전송되는 시간에 전송되어야 할 때, 우선 순위를 Training Sequence 전송에 둔다.

제 6-6 실시예

본 발명의 제 6-6 실시예는 Digital domain 에서 다중 사용자 신호를 구분하여 Analog beamforming 을 수행하는 방법에 대한 것이다.

첫번째 방법으로, Digital domain 에서 다중 사용자 신호를 구분하여 Analog beamforming 을 수행하는 경우, Antenna element 로부터 신호를 Pure 하게 추출하여 Digital processing 할 수 있는 block 을 설계하고, 각 Antenna Element 별로 추정된 채널을 기반으로 Analog beamforming 을 수행하기 위한 Weight 을 결정한다.

단말은 기지국의 지시에 따라 참조 신호를 전송한다. 기지국은 각 Antenna element 에서 수신된 신호들을 Digital 신호로 만들고, 만들어진 digital 신호에서 참조신호를 추출한다. 참조 신호로부터 획득한 각 Antenna element 들의 채널 상태를 기반으로 Analog beamforming 을 수행한다.

이와 같은 block 은 Data demodulation 을 위한 Block 과 구분된다. Data Demodulation 은 수신 Analog beamforming 을 수행한 후 얻어지는 신호를 기반으로 Demodulation 을 수행하는 반면, 채널 상태 정보를 획득하기 위한 Block 은 Antenna Element 로 부터 직접 추출한 신호들을 기반으로 신호 처리를 한다.

두번째 방법으로, 다수의 Analog beamforming 을 수행한 참조 신호들을 취합하여 Analog beamforming 을 수행하기 위한 Weight 을 결정한다.

다수의 Beamforming weight 로 Analog beamforming 이 수행된 신호들이 다수 있을 때, 다수의 Analog beamforming 수행된 신호들로부터 참조 신호를 추출한다. 단일 사용자들로부터 전송된 신호가 다수의 Analog beamforming 되고, 다수의 analog beamfomring 된 신호로부터 해당 사용자의 참조 신호를 추출한다.

추출된 참조신호들의 신호 세기를 측정하여 Analog beamforming 값에 따른 신호 세기를 비교한다. 신호 세기 비교를 통해 적절한 Analog beamforming weight 을 판단한다. 동일한 방법으로 많은 사용자들에게 Analog beamforming weight 선택을 시도하고, 선택된 beamforming weight 값을 저장한다. 동일한 Weight 을 선택한 사용자들을 묶고, 데이터 수신 및 데이터 전송 시 활용한다.

도 31 은 본 발명에 일 실시예에 적용될 수 있는 기지국 및 단말을 예시한다.

무선 통신 시스템에 릴레이가 포함되는 경우, 백홀 링크에서 통신은 기지국과 릴레이 사이에 이뤄지고 억세스 링크에서 통신은 릴레이와 단말 사이에 이뤄진다. 따라서, 도면에 예시된 기지국 또는 단말은 상황에 맞춰 릴레이로 대체될 수 있다.

도 31 을 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국(3110) 및 단말(3120)을 포함한다. 기지국(3110)은 프로세서(3113), 메모리(3114) 및 무선 주파수(Radio Frequency, RF) 유닛(3111, 3112)을 포함한다. 프로세서(3113)는 본 발명에서 제안한 절차 및/또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리(3114)는 프로세서(3113)와 연결되고 프로세서(3113)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛(3116)은 프로세서(3113)와 연결되고 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 단말(3120)은 프로세서(3123), 메모리(3124) 및 RF 유닛(3121, 1422)을 포함한다. 프로세서(3123)는 본 발명에서 제안한 절차 및/또는 방법들을 구현하도록 구성될 수 있다. 메모리(3124)는 프로세서(3123)와 연결되고 프로세서(3123)의 동작과 관련한 다양한 정보를 저장한다. RF 유닛(3121, 3122)은 프로세서(3123)와 연결되고 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 기지국(3110) 및/또는 단말(3120)은 단일 안테나 또는 다중 안테나를 가질 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNodeB(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital 신호 processors), DSPDs(digital 신호 processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다.

상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.

본 발명은 단말, 릴레이, 기지국 등과 같은 무선 통신 장치에 사용될 수 있다.

Claims (12)

1. MU-MIMO (multi user-multiple input and multiple output)를 지원하는 무선 접속 시스템에서 기지국이 신호를 전송하는 방법에 있어서,
   안테나 엘리먼트들을 복수의 서브 그룹으로 구성하는 단계;
   복수의 서브밴드를 가지는 특정 주파수 대역에서 상기 서브 그룹 별 다수의 아날로그 빔을 생성하는 아날로그 빔포밍 수행 단계; 및
   상기 서브 그룹 별 생성된 상기 다수의 아날로그 빔을 디지털 프리코딩을 통해 합성하여 각 서브밴드에 상응하는 다수의 디지털 빔을 생성하는 디지털 빔포밍 수행 단계를 포함하고,
   상기 아날로그 빔포밍의 가중치는 상향링크 참조 신호를 이용하여 획득한 채널 상태 정보를 기초로 결정되고,
   상기 다수의 디지털 빔은 동일한 위상 변화량을 가지는 상기 디지털 빔포밍의 가중치를 이용하여 생성되고,
   상기 복수의 서브 그룹 중 일부 또는 전부에 동일한 안테나 서브그룹핑 패턴 및 동일한 아날로그 빔포밍 가중치가 적용되고,
   상기 동일한 안테나 서브그룹핑 패턴은 일정 주기로 변경되고,
   상기 서브 그룹 별 생성된 상기 다수의 아날로그 빔 중 동일 방향으로 전송되는 아날로그 빔에 관련된 다중 사용자는 해당 아날로그 빔에 기반하여 생성된 디지털 빔으로 구분되는, 신호 전송 방법.
2. 제1항에 있어서,
   상기 상향링크 참조 신호의 전송 주기는 데이터 심볼 주기를 분할한 시간에 보호 시간을 더하여 결정되는, 신호 전송 방법.
3. 제1항에 있어서,
   상기 상향링크 참조 신호는 데이터 심볼의 샘플링 주파수를 유지하고 서브캐리어 공간을 증가시켜 생성되는, 신호 전송 방법.
4. 제1항에 있어서,
   연속되어 전송되는 상기 상향링크 참조 신호는 시간축으로 일부 겹쳐져서 전송되는, 신호 전송 방법.
5. 제1항에 있어서,
   상기 상향링크 참조 신호는 다른 제어 신호 또는 데이터 신호와 동시에 전송되는, 신호 전송 방법.
6. 제1항에 있어서,
   상기 상향링크 참조 신호의 전송 주기 정보를 단말로 전송하는 단계를 더 포함하는, 신호 전송 방법.
7. 제1항에 있어서,
   상기 상향링크 참조 신호는 주파수와 시간에서 상관 특성이 유사한 시퀀스를 기초로 하는, 신호 전송 방법.
8. MU-MIMO (multi user-multiple input and multiple output)를 지원하는 무선 접속 시스템에서 신호를 전송하는 기지국에 있어서,
   RF(Radio Frequency) 유닛; 및
   프로세서를 포함하고,
   상기 프로세서는,
   안테나 엘리먼트들을 복수의 서브 그룹으로 구성하고,
   복수의 서브밴드를 가지는 특정 주파수 대역에서 상기 서브 그룹 별 다수의 아날로그 빔을 생성하는 아날로그 빔포밍을 수행하고,
   상기 서브 그룹 별 생성된 상기 다수의 아날로그 빔을 디지털 프리코딩을 통해 합성하여 각 서브밴드에 상응하는 다수의 디지털 빔을 생성하는 디지털 빔포밍을 수행하고,
   상기 아날로그 빔포밍의 가중치는 상향링크 참조 신호를 이용하여 획득한 채널 상태 정보를 기초로 결정되고,
   상기 다수의 디지털 빔은 동일한 위상 변화량을 가지는 상기 디지털 빔포밍의 가중치를 이용하여 생성되고,
   상기 복수의 서브 그룹 중 일부 또는 전부에 동일한 안테나 서브그룹핑 패턴 및 동일한 아날로그 빔포밍 가중치가 적용되고,
   상기 동일한 안테나 서브그룹핑 패턴은 일정 주기로 변경되고,
   상기 서브 그룹 별 생성된 상기 다수의 아날로그 빔 중 동일 방향으로 전송되는 아날로그 빔에 관련된 다중 사용자는 해당 아날로그 빔에 기반하여 생성된 디지털 빔으로 구분되는, 기지국.
9. 제8항에 있어서,
   상기 상향링크 참조 신호의 전송 주기는 데이터 심볼 주기를 분할한 시간에 보호 시간을 더하여 결정되는, 기지국.
10. 제8항에 있어서,
    상기 상향링크 참조 신호는 데이터 심볼의 샘플링 주파수를 유지하고 서브캐리어 공간을 증가시켜 생성되는, 기지국.
11. 제8항에 있어서,
    연속되어 전송되는 상기 상향링크 참조 신호는 시간축으로 일부 겹쳐져서 전송되는, 기지국.
12. 제8항에 있어서,
    상기 상향링크 참조 신호는 다른 제어 신호 또는 데이터 신호와 동시에 전송되는, 기지국.

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