JP6673824B2 - 無線通信システムにおいて信号を送信する方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムに関し、特に、ＭＵ−ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉ ｕｓｅｒ−
ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ ａｎｄ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）を支援する
無線接続システムにおいてアナログビームフォーミング及びデジタルビームフォーミング
を用いて信号を送信する方法及びこれを支援する装置に関する。

多重入出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）技術は
、単一の送信アンテナと単一の受信アンテナを使用するかわりに、複数の送信アンテナと
複数の受信アンテナを使用してデータの送受信効率を向上させる技術である。受信側は、
単一のアンテナを使用する場合には単一アンテナ経路（ｐａｔｈ）を通してデータを受信
するが、複数のアンテナを使用する場合には複数の経路を通してデータを受信する。した
がって、データの送信速度と送信量を向上させることができ、カバレッジ（ｃｏｖｅｒａ
ｇｅ）を増大させることができる。

単一−セル（Ｓｉｎｇｌｅ−ｃｅｌｌ）ＭＩＭＯ動作は、一つのセルで一つの端末が下
りリンク信号を受信する単一ユーザー−ＭＩＭＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｕｓｅｒ−ＭＩＭＯ；
ＳＵ−ＭＩＭＯ）方式と、二つ以上の端末が一つのセルで下りリンク信号を受信する多重
ユーザー−ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｕｓｅｒ−ＭＩＭＯ；ＭＵ−ＭＩＭＯ）方式とに区別
される。

チャネル推定（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）は、フェーディング（ｆａｄ
ｉｎｇ）によって生じる信号の歪みを補償することによって、受信された信号を復元する
過程のことをいう。ここでいうフェーディングとは、無線通信システム環境で多重経路（
ｍｕｌｔｉ ｐａｔｈ）−時間遅延（ｔｉｍｅ ｄｅｌａｙ）によって信号の強度が急に
変動する現象を指す。チャネル推定のためには、送信機も受信機も知っている参照信号（
ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）が必要である。また、参照信号は、ＲＳ（Ｒｅｆｅ
ｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）と略称することもでき、適用される標準によってパイロット
（Ｐｉｌｏｔ）と呼ぶこともできる。

下りリンク参照信号（ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）は、Ｐ
ＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ ＣＨａｎｎｅｌ）、Ｐ
ＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ
ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ
ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏ
ｌ ＣＨａｎｎｅｌ）などのコヒーレント（ｃｏｈｅｒｅｎｔ）復調のためのパイロット
信号である。下りリンク参照信号は、セル内の全端末が共有する共用参照信号（Ｃｏｍｍ
ｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＣＲＳ）と、特定端末のみのための専用参照
信号（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＤＲＳ）がある。４送
信アンテナを支援する既存の通信システム（例えば、ＬＴＥ ｒｅｌｅａｓｅ（リリース
）８又は９標準に基づくシステム）に比べて拡張されたアンテナ構成を有するシステム（
例えば、８送信アンテナを支援するＬＴＥ−Ａ標準に基づくシステム）では、効率的な参
照信号の運用と発展した送信方式を支援するためにＤＲＳベースのデータ復調を考慮して
いる。すなわち、拡張されたアンテナを用いたデータ送信を支援するために、２以上のレ
イヤに対するＤＲＳを定義することができる。ＤＲＳはデータと同一のプリコーダによっ
てプリコーディングされるため、別のプリコーディング情報無しで、受信側でデータを復
調するためのチャネル情報を容易に推定することができる。

一方、下りリンク受信側では、ＤＲＳを用いて、拡張されたアンテナ構成に対してプリ
コーディングされたチャネル情報を取得することができるが、プリコーディングされてい
ないチャネル情報を取得するためにはＤＲＳ以外の別の参照信号が要求される。そのため
、ＬＴＥ−Ａ標準に基づくシステムでは、受信側でチャネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ
Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＣＳＩ）を取得するための参照信号、すなわち、
ＣＳＩ−ＲＳを定義することができる。

上述したような議論に基づき、以下では、無線通信システムにおいて信号を送信する方
法及び装置を提案する。

本発明で遂げようとする技術的課題は、上記の技術的課題に制限されず、言及していな
い他の技術的課題は、以下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を
有する者には明確に理解されるであろう。

本発明の一実施例に係る、ＭＵ−ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉ ｕｓｅｒ−ｍｕｌｔｉｐｌｅ
ｉｎｐｕｔ ａｎｄ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）を支援する無線接続システム
において基地局が信号を送信する方法は、アナログビームフォーミングを用いて、複数の
端末を含むサブグループに対するビームを生成するステップと、デジタルビームフォーミ
ングを用いて、前記サブグループに属するそれぞれの端末に送信される信号を区別するス
テップと、前記アナログビームフォーミング及び前記デジタルビームフォーミングに基づ
いて生成された信号を前記端末に送信するステップとを有し、前記アナログビームフォー
ミングの重み値は、上りリンク参照信号を用いて取得したチャネル状態情報に基づいて決
定されることを特徴とする。

本発明の他の実施例に係る、ＭＵ−ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉ ｕｓｅｒ−ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅ ｉｎｐｕｔ ａｎｄ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）を支援する無線接続システ
ムで信号を送信する基地局は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）ユニットと、プ
ロセッサとを備え、前記プロセッサは、アナログビームフォーミングを用いて、複数の端
末を含むサブグループに対するビームを生成し、デジタルビームフォーミングを用いて、
前記サブグループに属するそれぞれの端末に送信される信号を区別し、前記アナログビー
ムフォーミング及び前記デジタルビームフォーミングに基づいて生成された信号を前記端
末に送信するように構成され、前記アナログビームフォーミングの重み値は、上りリンク
参照信号を用いて取得したチャネル状態情報に基づいて決定されることを特徴とする。

本発明の実施例に対して、以下の事項を共通に適用することができる。

前記上りリンク参照信号の送信周期は、データシンボル周期を分割した時間に保護時間
を足して決定されてもよい。

前記上りリンク参照信号は、データシンボルのサンプリング周波数を維持し、サブキャ
リア間隔を増加させて生成されてもよい。

連続して送信される前記上りリンク参照信号は、時間軸で一部重なって送信されてもよ
い。

前記上りリンク参照信号は、他の制御信号又はデータ信号と異なる時点に送信されても
よい。

上記方法は、前記上りリンク参照信号の送信周期情報を端末に送信するステップをさら
に有してもよい。

前記上りリンク参照信号は、周波数及び時間で類似の相関特性を有するシーケンスに基
づくものであってもよい。

本発明から得られる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及していない別の効
果は、以下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者には明
確に理解されるであろう。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部として含まれる添付の図面は、本
発明に関する実施例を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的思想を説明する。
図１は、下りリンク無線フレームの構造を示す図である。 図２は、一つの下りリンクスロットのリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）の一例を示す図である。 図３は、下りリンクサブフレームの構造を示す図である。 図４は、上りリンクサブフレームの構造を示す図である。 図５は、多重アンテナを有する無線通信システムの構成図である。 図６は、既存のＣＲＳ及びＤＲＳのパターンを示す図である。 図７は、ＤＭ ＲＳパターンの一例を示す図である。 図８は、ＣＳＩ−ＲＳパターンの例示を示す図である。 図９は、ＣＳＩ−ＲＳが周期的に送信される方式の一例を説明するための図である。 図１０は、ＣＳＩ−ＲＳが非周期的に送信される方式の一例を説明するための図である。 図１１は、無線接続システムで用いられるＲＦ受信部の一例を示す図である。 図１２は、無線接続システムで用いられるＲＦ送信部の一例を示す図である。 図１３は、デュプレックサの構成の一例を示す図である。 図１４は、デュプレックサを周波数帯域で示す一例である。 図１５は、デジタルビームフォーミングを行うことができる送信端の構成を例示する図である。 図１６は、デジタルビームフォーミングを行うことができる受信端の構成を例示する図である。 図１７は、アナログビームフォーミングを行うことができる送信端の構成の例示する図である。 図１８は、アナログビームフォーミングを行うことができる受信端の構成の例示する図である。 図１９は、一つのトランシーバ及び一つのＰＡを用いる個別（Ｉｎｄｉｖｉｄｕａｌ）アンテナの構造を例示する図である。 図２０は、一つのトランシーバ及び複数のＰＳ／ＰＡを用いる個別アンテナの構造を例示する図である。 図２１は、一つのトランシーバ及び複数のＰＳ／ＰＡを用いる共有（ｓｈａｒｅｄ）アンテナの構造を例示する図である。 図２２は、一つのトランシーバ及び複数のＰＳ／ＰＡを用いる個別アンテナの構造を例示する図である。 図２３は、一つのトランシーバ及び複数のＰＳ／ＰＡを用いる共有アンテナの構造を例示する図である。 図２４は、本発明に係るハイブリッドビームフォーミングにおいて多重ユーザを区別する第１の実施例を示す図である。 図２５は、本発明に係るハイブリッドビームフォーミングにおいて多重ユーザを区別する第２の実施例を示す図である。 図２６は、本発明に係るアンテナ配列構造の一例を示す図である。 図２７は、本発明に係るアンテナ配列構造の他の例を示す図である。 図２８は、本発明の実施例に係る参照信号生成器の構造を例示する図である。 図２９は、複数の短いＯＦＤＭシンボルが既存の１ ＯＦＤＭシンボル周期よりも長くなる一例を示す図である。 図３０は、ＯＦＤＭシンボルが重なるように送信する方法の一例を示す図である。 図３１は、本発明の一実施例に適用可能な基地局及び端末を例示する図である。

以下の実施例は、本発明の構成要素と特徴を所定の形態で結合したものである。各構成
要素又は特徴は、特別の言及がない限り、選択的なものと考慮することができる。各構成
要素又は特徴は、他の構成要素や特徴と結合していない形態で実施してもよく、一部の構
成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施例を構成してもよい。本発明の実施例で説
明される動作の順序は変更されてもよい。ある実施例の一部の構成や特徴は、他の実施例
に含まれてもよく、他の実施例の対応する構成又は特徴に取って代わってもよい。

本明細書において、本発明の実施例を、基地局と端末間のデータ送信及び受信の関係を
中心に説明する。ここで、基地局は、端末と通信を直接行うネットワークの終端ノード（
ｔｅｒｍｉｎａｌ ｎｏｄｅ）としての意味を持つ。本文書で基地局によって行われると
した特定動作は、場合によっては基地局の上位ノード（ｕｐｐｅｒ ｎｏｄｅ）によって
行われてもよい。

すなわち、基地局を含めた複数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ ｎｏｄｅｓ）
で構成されるネットワークにおいて端末との通信のために行われる様々な動作は、基地局
、又は基地局以外の他のネットワークノードによって行われ得ることは明らかである。「
基地局（ＢＳ：Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）」は、固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ
）、Ｎｏｄｅ Ｂ、ｅＮｏｄｅ Ｂ（ｅＮＢ）、アクセスポイント（ＡＰ：Ａｃｃｅｓｓ
Ｐｏｉｎｔ）などの用語に代えてもよい。中継機は、ＲＮ（Ｒｅｌａｙ Ｎｏｄｅ）、Ｒ
Ｓ（Ｒｅｌａｙ Ｓｔａｔｉｏｎ）などの用語に代えてもよい。また、「端末（Ｔｅｒｍ
ｉｎａｌ）」は、ＵＥ（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）、ＭＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａ
ｔｉｏｎ）、ＭＳＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＳＳ（
Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）などの用語に代えてもよい。

以下の説明で使われる特定用語は、本発明の理解を助けるために提供されるものであり
、このような特定用語の使用は、本発明の技術的思想から逸脱しない範囲で他の形態に変
更してもよい。

場合によって、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は
省略されたり、各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図の形式で図示されるこ
ともある。また、本明細書全体を通じて同一の構成要素については同一の図面符号を付し
て説明する。

本発明の実施例は、無線接続システムであるＩＥＥＥ ８０２システム、３ＧＰＰシス
テム、３ＧＰＰ ＬＴＥ及びＬＴＥ−Ａ（ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ）システム、並びに
３ＧＰＰ２システムの少なくとも一つに開示された標準文書によって裏付けることができ
る。すなわち、本発明の実施例において、本発明の技術的思想を明確にするために説明を
省いた段階又は部分は、上記の文書によって裏付けることができる。また、本文書で開示
している用語はいずれも上記の標準文書によって説明することができる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅ
ｓｓ）、ＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃ
ｅｓｓ）、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）
、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌ
ｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）などのような様々
な無線接続システムに用いることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ
Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ）やＣＤＭＡ２０００のような無
線技術（ｒａｄｉｏ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）によって具現することができる。ＴＤＭＡ
は、ＧＳＭ（登録商標）（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍ
ｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）／ＧＰＲＳ（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｐａｃｋｅｔ Ｒａｄｉｏ Ｓ
ｅｒｖｉｃｅ）／ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ
（登録商標）Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のような無線技術によって具現することができる。Ｏ
ＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡ
Ｘ）、ＩＥＥＥ ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ）などのよう
な無線技術によって具現することができる。ＵＴＲＡはＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ
Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）の一部である。
３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）
ＬＴＥ（ｌｏｎｇｔｅｒｍ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、Ｅ−ＵＴＲＡを使用するＥ−Ｕ
ＭＴＳ（Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＭＴＳ）の一部で、下りリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し
、上りリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（Ａｄｖａｎｃｅｄ）は、
３ＧＰＰ ＬＴＥの進展である。ＷｉＭＡＸは、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ規格（Ｗｉｒｅ
ｌｅｓｓ ＭＡＮ−ＯＦＤＭＡ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｓｔｅｍ）及び進展したＩＥ
ＥＥ ８０２．１６ｍ規格（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＭＡＮ−ＯＦＤＭＡ Ａｄｖａｎｃｅｄ
ｓｙｓｔｅｍ）によって説明することができる。明確性のために、以下では３ＧＰＰ
ＬＴＥ及び３ＧＰＰ ＬＴＥ−Ａシステムを中心に説明するが、本発明の技術的思想がこ
れに制限されることはない。

図１を参照して下りリンク無線フレームの構造について説明する。

セルラーＯＦＤＭ無線パケット通信システムにおいて、上り／下りリンクデータパケッ
ト送信はサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）単位に行われ、１サブフレームは、複数のＯ
ＦＤＭシンボルを含む一定の時間区間と定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥ標準では、ＦＤＤ
（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ１無線フ
レーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）構造と、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕ
ｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ２無線フレーム構造を支援する。

図１は、タイプ１無線フレーム構造を示す図である。下りリンク無線フレームは１０個
のサブフレームで構成され、１個のサブフレームは時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）
において２個のスロットで構成される。１個のサブフレームを送信するために掛かる時間
をＴＴＩ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）という。例えば、
１サブフレームの長さは１ｍｓであり、１スロットの長さは０．５ｍｓであってもよい。
１スロットは時間領域において複数のＯＦＤＭシンボルを含み、周波数領域において複数
のリソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ；ＲＢ）を含む。３ＧＰＰ ＬＴＥ
システムでは、下りリンクでＯＦＤＭＡを用いるので、ＯＦＤＭシンボルが１シンボル区
間を表す。ＯＦＤＭシンボルは、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル又はシンボル区間と呼ぶことも
できる。リソースブロック（ＲＢ）は、リソース割当単位であり、１スロットにおいて複
数個の連続した副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）を含むことができる。

１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）
の構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）によって異なることがある。ＣＰには拡張ＣＰ（
ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ）と一般ＣＰ（ｎｏｒｍａｌ ＣＰ）がある。例えば、ＯＦＤＭ
シンボルが一般ＣＰによって構成された場合、１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの
数は７個であってもよい。ＯＦＤＭシンボルが拡張ＣＰによって構成された場合、１ Ｏ
ＦＤＭシンボルの長さが増加するため、１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、
一般ＣＰの場合に比べて少ない。拡張ＣＰの場合に、例えば、１スロットに含まれるＯＦ
ＤＭシンボルの数は６個であってもよい。端末が速い速度で移動する場合などのようにチ
ャネル状態が不安定な場合には、シンボル間干渉をより減らすために拡張ＣＰを用いるこ
とができる。

一般ＣＰが用いられる場合、１スロットは７個のＯＦＤＭシンボルを含み、１サブフレ
ームは１４個のＯＦＤＭシンボルを含む。このとき、各サブフレームにおける先頭２個又
は３個のＯＦＤＭシンボルはＰＤＣＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎ
ｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ）に割り当て、残りのＯＦＤＭシンボルはＰＤＳＣＨ（ｐｈｙ
ｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ）に割り当てることがで
きる。

無線フレームの構造は例示に過ぎず、無線フレームに含まれるサブフレームの数、サブ
フレームに含まれるスロットの数、又はスロットに含まれるシンボルの数は様々に変更さ
れてもよい。

図２は、１下りリンクスロットにおけるリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉ
ｄ）を例示する図である。これは、ＯＦＤＭシンボルが一般ＣＰで構成された場合である
。図２を参照すると、下りリンクスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含み
、周波数領域で複数のリソースブロックを含む。ここで、１下りリンクスロットは７個の
ＯＦＤＭシンボルを含み、１リソースブロックは１２個の副搬送波を含むとしたが、これ
に制限されない。リソースグリッド上の各要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）をリソース要素（ＲＥ
）と呼ぶ。例えば、リソース要素ａ(ｋ，ｌ)は、ｋ番目の副搬送波とｌ番目のＯＦＤＭシ
ンボルに位置しているリソース要素となる。一般ＣＰの場合、１つのリソースブロックは
１２×７リソース要素を含む（拡張ＣＰの場合は、１２×６リソース要素を含む）。各副
搬送波の間隔は１５ｋＨｚであるから、１リソースブロックは周波数領域で約１８０ｋＨ
ｚを含む。Ｎ^DLは、下りリンクスロットに含まれるリソースブロックの数である。Ｎ^DLの
値は、基地局のスケジューリングによって設定される下りリンク送信帯域幅（ｂａｎｄｗ
ｉｄｔｈ）によって決定できる。

図３は、下りリンクサブフレームの構造を示す図である。１サブフレーム内で第一のス
ロットの先頭における最大３個のＯＦＤＭシンボルは、制御チャネルが割り当てられる制
御領域に該当する。残りのＯＦＤＭシンボルは、物理下り共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａ
ｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｃｅｌ；ＰＤＳＣＨ）が割り当てられる
データ領域に該当する。送信の基本単位は、１サブフレームとなる。すなわち、２個のス
ロットにわたってＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨが割り当てられる。３ＧＰＰ ＬＴＥシステ
ムで用いられる下り制御チャネルには、例えば、物理制御フォーマット指示子チャネル（
Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅ
ｌ；ＰＣＦＩＣＨ）、物理下り制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃ
ｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）、物理ＨＡＲＱ指示子チャネル（Ｐｈｙｓ
ｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｒｅｐｅａｔ ｒｅｑｕｅｓｔ Ｉｎｄ
ｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｅｌ；ＰＨＩＣＨ）などがある。ＰＣＦＩＣＨは、サブフレーム
の最初のＯＦＤＭシンボルで送信され、サブフレーム内の制御チャネル送信に用いられる
ＯＦＤＭシンボルの個数に関する情報を含む。ＰＨＩＣＨは、上り送信の応答としてＨＡ
ＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を含む。ＰＤＣＣＨで送信される制御情報を、下りリンク制
御情報（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ）という
。ＤＣＩは、上りリンク又は下りリンクスケジューリング情報を含んだり、任意の端末グ
ループに対する上り送信電力制御命令を含む。ＰＤＣＣＨは、下り共有チャネル（ＤＬ−
ＳＣＨ）のリソース割当及び送信フォーマット、上り共有チャネル（ＵＬ−ＳＣＨ）のリ
ソース割当情報、ページングチャネル（ＰＣＨ）のページング情報、ＤＬ−ＳＣＨ上のシ
ステム情報、ＰＤＳＣＨ上で送信されるランダムアクセス応答（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅ
ｓｓ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）のような上位層制御メッセージのリソース割当、任意の端末グ
ループ内の個別端末に対する送信電力制御命令のセット、送信電力制御情報、ＶｏＩＰ（
Ｖｏｉｃｅ ｏｖｅｒ ＩＰ）の活性化などを含むことができる。複数のＰＤＣＣＨが制
御領域内で送信され、端末は複数のＰＤＣＣＨをモニタすることもできる。ＰＤＣＣＨは
一つ以上の連続する制御チャネル要素（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｌｅｍｅｎ
ｔ；ＣＣＥ）の組合せ（ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）で送信される。ＣＣＥは、無線チャネ
ルの状態に基づくコーディングレートでＰＤＣＣＨを提供するために用いられる論理割当
単位である。ＣＣＥは、複数個のリソース要素グループに対応する。ＰＤＣＣＨのフォー
マットと利用可能なビット数は、ＣＣＥの個数とＣＣＥによって提供されるコーディング
レート間の相関関係によって決定される。基地局は、端末に送信されるＤＣＩによってＰ
ＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報に巡回冗長検査（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄ
ａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ；ＣＲＣ）を付加する。ＣＲＣは、ＰＤＣＣＨの所有者又は用途に
よって無線ネットワーク臨時識別子（Ｒａｄｉｏ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｔｅｍｐｏｒａｒｙ
Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ；ＲＮＴＩ）という識別子でマスクされる。ＰＤＣＣＨが特定端
末に対するものであれば、端末のｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ（Ｃ−ＲＮＴＩ）識別子をＣＲＣに
マスクすることができる。又は、ＰＤＣＣＨがページングメッセージに対するものであれ
ば、ページング指示子識別子（Ｐａｇｉｎｇ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅ
ｒ；Ｐ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスクすることができる。ＰＤＣＣＨがシステム情報（よ
り具体的に、システム情報ブロック（ＳＩＢ））に対するものであれば、システム情報識
別子及びシステム情報ＲＮＴＩ（ＳＩ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスクすることができる。
端末のランダムアクセスプリアンブルの送信に対する応答であるランダムアクセス応答を
示すために、ランダムアクセス−ＲＮＴＩ（ＲＡ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスクすること
ができる。

図４は、上りリンクサブフレームの構造を示す図である。上りリンクサブフレームは、
周波数領域で制御領域とデータ領域とに区別できる。制御領域には上りリンク制御情報を
含む物理上り制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａ
ｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ）が割り当てられる。データ領域には、ユーザーデータを含む物理
上り共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｕｐｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ；
ＰＵＳＣＨ）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、一つの端末はＰＵＣ
ＣＨとＰＵＳＣＨを同時に送信しない。一つの端末のＰＵＣＣＨは、サブフレームにおい
てリソースブロック対（ＲＢ ｐａｉｒ）に割り当てられる。リソースブロック対に属す
るリソースブロックは、２スロットに対して互いに異なる副搬送波を占める。これを、Ｐ
ＵＣＣＨに割り当てられるリソースブロック対がスロット境界で周波数−ホップ（ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ−ｈｏｐｐｅｄ）するという。

多重アンテナ（ＭＩＭＯ）システムのモデリング

ＭＩＭＯ（（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）シス
テムは、多重送信アンテナと多重受信アンテナを用いてデータの送受信効率を向上させる
システムである。ＭＩＭＯ技術は、全体メッセージを受信する際に、単一アンテナ経路に
依存せず、複数個のアンテナから受信される複数個のデータ断片を組み合わせて全体デー
タを受信することができる。

ＭＩＭＯ技術には、空間ダイバーシチ（Ｓｐａｔｉａｌ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）技法と
空間多重化（Ｓｐａｔｉａｌ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）技法などがある。空間ダイバ
ーシチ技法は、ダイバーシチ利得（ｇａｉｎ）によって送信信頼度（ｒｅｌｉａｂｉｌｉ
ｔｙ）を上げたりセル半径を広めたりすることができ、高速で移動する端末に対するデー
タ送信に適している。空間多重化技法は、互いに異なるデータを同時に送信することによ
って、システムの帯域幅を増加させることなくデータ送信率を増大させることができる。

図５は、多重アンテナを有する無線通信システムの構成図である。図５（ａ）に示すよ
うに、送信アンテナの数をＮ_T個、受信アンテナの数をＮ_R個と増やすと、送信機又は受信
機のいずれか一方のみで複数のアンテナを用いる場合とは違い、アンテナ数に比例して理
論的なチャネル送信容量が増加する。したがって、伝送レートを向上させ、周波数効率を
画期的に向上させることができる。チャネル送信容量が増加することから、伝送レートを
、理論的に、単一アンテナ利用時の最大伝送レート（Ｒ_o）にレート増加率（Ｒ_i）を掛け
た分だけ増加させることができる。

例えば、４個の送信アンテナと４個の受信アンテナを用いるＭＩＭＯ通信システムでは
、単一アンテナシステムに比べて理論上、４倍の伝送レートを取得することができる。多
重アンテナシステムの理論的容量増加が９０年代半ばに証明されて以来、これを実質的な
データ伝送率の向上へと導くための種々の技術が現在まで活発に研究されている。それら
のいくつかの技術は既に３世代移動通信と次世代無線ＬＡＮなどの様々な無線通信の標準
に反映されている。

現在までの多重アンテナ関連研究動向をみると、様々なチャネル環境及び多重接続環境
における多重アンテナ通信容量計算などと関連した情報理論側面の研究、多重アンテナシ
ステムの無線チャネル測定及び模型導出の研究、及び伝送信頼度の向上及び伝送率の向上
のための時空間信号処理技術の研究などを含め、様々な観点で活発に研究が行われている
。

多重アンテナシステムにおける通信方法を数学的モデリングを用いてより具体的に説明
する。当該システムには、Ｎ_T個の送信アンテナとＮ_R個の受信アンテナが存在するとする
。

送信信号について説明すると、Ｎ_T個の送信アンテナがある場合に、送信可能な最大情
報はＮ_T個である。送信情報を下記の数式２のように表現することができる。

それぞれの送信情報
は、送信電力が異なってもよい。それぞれの送信電力を
とすれば、送信電力の調整された送信情報は、次のように表現することができる。

また、
は、送信電力の対角行列
を用いて次のように表現することができる。

送信電力の調整された情報ベクトル（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｖｅｃｔｏｒ）
に重み行列
が適用され、実際に送信されるＮ_T個の送信信号
が構成される場合を考慮してみよう。重み行列
は、送信情報を送信チャネル状況などに応じて各アンテナに適切に分配する役割を持つ。
は、ベクトル
を用いて次のように表現することができる。

ここで、
は、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の情報間の重み値を意味する。
は、プリコーディング行列と呼ぶこともできる。

一方、送信信号ｘは、２つの場合（例えば、空間ダイバーシチ及び空間多重化）によっ
て異なる方法で考慮されてもよい。空間多重化の場合、異なった信号が多重化され、多重
化された信号が受信側に送信されるため、情報ベクトルの要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）がそれ
ぞれ異なる値を有する。一方、空間ダイバーシチの場合は、同一の信号が複数個のチャネ
ル経路を通して反復的に送信されるため、情報ベクトルの要素が同一の値を有する。勿論
、空間多重化及び空間ダイバーシチ技法の組合せも考慮することができる。すなわち、同
一の信号が、例えば、３個の送信アンテナを通して空間ダイバーシチ技法によって送信さ
れ、残りの信号は空間多重化されて受信側に送信されてもよい。

Ｎ_R個の受信アンテナがある場合、各アンテナの受信信号
は、次のようなベクトルと表現することができる。

多重アンテナ無線通信システムでチャネルをモデリングする場合、チャネルは、送受信
アンテナインデックスによって区別できる。送信アンテナｊから受信アンテナｉを経るチ
ャネルを
と表示するものとする。
において、受信アンテナインデックスが前であり、送信アンテナのインデックスが後であ
ることに留意されたい。

図５（ｂ）に、Ｎ_T個の送信アンテナから受信アンテナｉへのチャネルを示している。
これらのチャネルをまとめてベクトル及び行列の形態で表示することができる。図５（ｂ
）で、総Ｎ_T個の送信アンテナから受信アンテナｉに到着するチャネルは、次のように表
すことができる。

したがって、Ｎ_T個の送信アンテナからＮ_R個の受信アンテナに到着する全てのチャネル
は、次のように表現することができる。

実際チャネルにはチャネル行列
を経た後に白色雑音（ＡＷＧＮ；Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎ
ｏｉｓｅ）が加えられる。Ｎ_R個の受信アンテナのそれぞれに加えられる白色雑音
は、次のように表現することができる。

上述した数式モデリングによって受信信号を次のように表現することができる。

チャネル状態を表すチャネル行列
の行と列の数は、送受信アンテナの数によって決定される。チャネル行列
で、行の数は受信アンテナの数Ｎ_Rと同一であり、列の数は送信アンテナの数Ｎ_Tと同一で
ある。すなわち、チャネル行列
は、行列がＮ_R×Ｎ_Tとなる。

行列のランク（ｒａｎｋ）は、互いに独立している（ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）行又は
列の個数のうちの最小の個数と定義される。そのため、行列のランクは、行又は列の個数
よりも大きいことがない。チャネル行列
のランク
は、次のように制限される。

ＭＩＭＯ送信において、’ランク（Ｒａｎｋ）’は、独立して信号を送信できる経路の
数を表し、‘レイヤ（ｌａｙｅｒ）の個数’は、各経路を通して送信される信号ストリー
ムの個数を表す。送信端は、信号の送信に用いられるランク数に対応する個数のレイヤを
送信するのが一般的であるため、特別な言及がない限り、ランクはレイヤ個数と同じ意味
を有する。

参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＲＳ）

無線通信システムでパケットを送信する際、送信されるパケットは無線チャネルを介し
て送信されるため、送信過程で信号の歪みが発生しうる。歪まれた信号を受信側で正しく
受信するためには、チャネル情報を用いて受信信号から歪みを補正しなければならない。
チャネル情報を把握するために、送信側も受信側も知っている信号を送信し、該信号がチ
ャネルを介して受信される際の歪み程度を用いてチャネル情報を得る方法を主に用いる。
該信号をパイロット信号（Ｐｉｌｏｔ Ｓｉｇｎａｌ）又は参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃ
ｅ Ｓｉｇｎａｌ）という。

多重アンテナを用いてデータを送受信する場合に、正しい信号を受信するためには、各
送信アンテナと受信アンテナ間のチャネル状況を知る必要がある。そのために、各送信ア
ンテナ別に異なる参照信号が存在しなければならない。

移動通信システムにおいて参照信号（ＲＳ）はその目的によって２種類に大別できる。
その一つは、チャネル情報の取得のために用いられるＲＳであり、もう一つは、データ復
調のために用いられるＲＳである。前者は、端末が下りチャネル情報を取得するためのＲ
Ｓであるため、広帯域に送信されなければならず、特定サブフレームで下りデータを受信
しない端末であっても、当該ＲＳを受信及び測定可能でなければならない。このようなＲ
Ｓは、ハンドオーバーなどのための測定などにも用いられる。後者は、基地局が下りデー
タを送る時、当該リソースで併せて送るＲＳであり、端末は当該ＲＳを受信することによ
ってチャネル推定ができ、データを復調することができる。このようなＲＳは、データの
送信される領域で送信されなければならない。

既存の３ＧＰＰ ＬＴＥ（例えば、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８）システムでは、ユニ
キャスト（ｕｎｉｃａｓｔ）サービスのために２種類の下りリンクＲＳを定義する。その
一つは共用参照信号（Ｃｏｍｍｏｎ ＲＳ；ＣＲＳ）であり、もう一つは、専用参照信号
（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ ＲＳ；ＤＲＳ）である。ＣＲＳは、チャネル状態に関する情報取
得及びハンドオーバーなどのための測定などに用いられ、セル−特定（ｃｅｌｌ−ｓｐｅ
ｃｉｆｉｃ）ＲＳと呼ぶことができる。ＤＲＳは、データ復調のために用いられ、端末−
特定（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）ＲＳと呼ぶことができる。既存の３ＧＰＰ ＬＴＥシス
テムで、ＤＲＳはデータ復調のみのために用いることができ、ＣＲＳは、チャネル情報取
得のためにもデータ復調のためにも用いることができる。

ＣＲＳは、セル−特定に送信されるＲＳであり、広帯域（ｗｉｄｅｂａｎｄ）に対して
毎サブフレームごとに送信される。ＣＲＳは、基地局の送信アンテナ個数によって最大４
個のアンテナポートに対して送信可能である。例えば、基地局の送信アンテナが２個であ
る場合、０番と１番のアンテナポートに対するＣＲＳを送信し、４個の場合は、０〜３番
のアンテナポートに対するＣＲＳをそれぞれ送信する。

図６は、基地局が４個の送信アンテナを支援するシステムで一つのリソースブロック（
一般ＣＰの場合、時間上で１４個のＯＦＤＭシンボル×周波数上で１２個の副搬送波）上
でＣＲＳ及びＤＲＳのパターンを示す図である。図６で、’Ｒ０’、’Ｒ１’、’Ｒ２’
及び’Ｒ３’と表示されたリソース要素（ＲＥ）は、それぞれ、アンテナポートインデッ
クス０、１、２及び３に対するＣＲＳの位置を表す。一方、図６で’Ｄ’と表示されたリ
ソース要素は、ＬＴＥシステムで定義されるＤＲＳの位置を表す。

ＬＴＥシステムの進展した形態のＬＴＥ−Ａシステムでは、下りリンクで最大８個の送
信アンテナを支援することができる。そのため、最大８個の送信アンテナに対するＲＳも
支援されなければならない。ＬＴＥシステムにおける下りリンクＲＳは最大４個のアンテ
ナポートのみに対して定義されているため、ＬＴＥ−Ａシステムにおいて基地局が４個以
上８個以下の下りリンク送信アンテナを有する場合、それらのアンテナポートに対するＲ
Ｓがさらに定義されなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳとし
て、チャネル測定のためのＲＳ、データ復調のためのＲＳの両方とも考慮されなければな
らない。

ＬＴＥ−Ａシステムを設計する上で重要な考慮事項の一つは逆方向互換性（ｂａｃｋｗ
ａｒｄ ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）である。逆方向互換性とは、既存のＬＴＥ端末が
ＬＴＥ−Ａシステムでも正しく動作するように支援することを意味する。ＲＳ送信観点か
らは、ＬＴＥ標準で定義されているＣＲＳが全帯域で毎サブフレームごとに送信される時
間−周波数領域に最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳを追加すると、ＲＳオーバ
ーヘッドが過度に大きくなる。そのため、最大８個のアンテナポートに対するＲＳを新し
く設計するに当たり、ＲＳオーバーヘッドを減らすことを考慮しなければならない。

ＬＴＥ−Ａシステムで新しく導入されるＲＳは、大きく、２種類に分類できる。その一
つは、送信ランク、変調及びコーディング技法（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄ
ｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ；ＭＣＳ）、プリコーディング行列インデックス（Ｐｒｅｃｏｄｉ
ｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ；ＰＭＩ）などの選択のためのチャネル測定目的のＲＳ
であるチャネル状態情報−参照信号（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉ
ｏｎ ＲＳ；ＣＳＩ−ＲＳ）であり、もう一つは、最大８個の送信アンテナを通して送信
されるデータを復調するための目的のＲＳである復調−参照信号（ＤｅＭｏｄｕｌａｔｉ
ｏｎ ＲＳ；ＤＭ ＲＳ）である。

チャネル測定目的のＣＳＩ−ＲＳは、既存のＬＴＥシステムにおけるＣＲＳがチャネル
測定、ハンドオーバーなどの測定などの目的と同時にデータ復調のために用いられるのと
は違い、チャネル測定中心の目的のために設計されることに特徴がある。勿論、ＣＳＩ−
ＲＳは、ハンドオーバーなどの測定などの目的に用いられてもよい。ＣＳＩ−ＲＳがチャ
ネル状態に関する情報を得る目的のみに送信されるため、既存のＬＴＥシステムにおける
ＣＲＳとは違い、毎サブフレームごとに送信されなくてもよい。したがって、ＣＳＩ−Ｒ
Ｓのオーバーヘッドを減らすために、ＣＳＩ−ＲＳは時間軸上で間欠的に（例えば、周期
的に）送信されるように設計されてもよい。

仮に、ある下りリンクサブフレーム上でデータが送信される場合には、データ送信がス
ケジューリングされた端末に専用で（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）ＤＭ ＲＳが送信される。特
定端末専用のＤＭ ＲＳは、当該端末がスケジューリングされたリソース領域、すなわち
、当該端末に対するデータが送信される時間−周波数領域でのみ送信されるように設計す
ることができる。

図７は、ＬＴＥ−Ａシステムで定義されるＤＭ ＲＳパターンの一例を示す図である。
図７では、下りリンクデータが送信される一つのリソースブロック（一般ＣＰの場合、時
間上で１４個のＯＦＤＭシンボル×周波数上で１２個の副搬送波）上でＤＭ ＲＳが送信
されるリソース要素の位置を示している。ＤＭ ＲＳは、ＬＴＥ−Ａシステムでさらに定
義される４個のアンテナポート（アンテナポートインデックス７、８、９及び１０）に対
して送信することができる。互いに異なるアンテナポートに対するＤＭ ＲＳは、異なる
周波数リソース（副搬送波）及び／又は異る時間リソース（ＯＦＤＭシンボル）に位置す
ることで区別することができる（すなわち、ＦＤＭ及び／又はＴＤＭ方式で多重化できる
）。また、同一の時間−周波数リソース上に位置する互いに異なるアンテナポートに対す
るＤＭ ＲＳは、直交コード（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｄｅ）によって区別すること
ができる（すなわち、ＣＤＭ方式で多重化できる）。図７の例示で、ＤＭ ＲＳ ＣＤＭグ
ループ１と表示されたリソース要素（ＲＥ）にはアンテナポート７及び８に対するＤＭ
ＲＳを位置させることができ、これらは、直交コードによって多重化できる。同様に、図
７の例示で、ＤＭ ＲＳグループ２と表示されたリソース要素にはアンテナポート９及び
１０に対するＤＭ ＲＳを位置させることができ、これらは、直交コードによって多重化
できる。

図８は、ＬＴＥ−Ａシステムで定義されるＣＳＩ−ＲＳパターンの例示を示す図である
。図８では、下りリンクデータが送信される一つのリソースブロック（一般ＣＰの場合、
時間上で１４個のＯＦＤＭシンボル×周波数上で１２個の副搬送波）上でＣＳＩ−ＲＳが
送信されるリソース要素の位置を示している。ある下りリンクサブフレームで、図８（ａ
）乃至８（ｅ）のいずれか一つのＣＳＩ−ＲＳパターンを用いることができる。ＣＳＩ−
ＲＳは、ＬＴＥ−Ａシステムでさらに定義される８個のアンテナポート（アンテナポート
インデックス１５、１６、１７、１８、１９、２０、２１及び２２）に対して送信するこ
とができる。互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳは、異なった周波数リソ
ース（副搬送波）及び／又は異なった時間リソース（ＯＦＤＭシンボル）に位置すること
で区別することができる（すなわち、ＦＤＭ及び／又はＴＤＭ方式で多重化できる）。ま
た、同一の時間−周波数リソース上に位置する互いに異なるアンテナポートに対するＣＳ
Ｉ−ＲＳは、直交コード（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｄｅ）によって区別することがで
きる（すなわち、ＣＤＭ方式で多重化できる）。図８（ａ）の例示で、ＣＳＩ−ＲＳ Ｃ
ＤＭグループ１と表示されたリソース要素（ＲＥ）にはアンテナポート１５及び１６に対
するＣＳＩ−ＲＳを位置させることができ、これらは、直交コードによって多重化できる
。図８（ａ）の例示で、ＣＳＩ−ＲＳ ＣＤＭグループ２と表示されたリソース要素には
アンテナポート１７及び１８に対するＣＳＩ−ＲＳを位置させることができ、これらは、
直交コードによって多重化できる。図８（ａ）の例示でＣＳＩ−ＲＳ ＣＤＭグループ３
と表示されたリソース要素にはアンテナポート１９及び２０に対するＣＳＩ−ＲＳを位置
させることができ、これらは、直交コードによって多重化できる。図８（ａ）の例示で、
ＣＳＩ−ＲＳ ＣＤＭグループ４と表示されたリソース要素にはアンテナポート２１及び
２２に対するＣＳＩ−ＲＳを位置させることができ、これらは、直交コードによって多重
化できる。図８（ａ）を基準にして説明した同一原理を、図８（ｂ）乃至８（ｅ）に適用
することもできる。

図６乃至図８のＲＳパターンは単に例示的なものであり、本発明の様々な実施例を適用
するにあって特定ＲＳパターンに限定されるものではない。すなわち、図６乃至図８と異
なるＲＳパターンが定義及び使用される場合にも、本発明の様々な実施例を同様に適用す
ることができる。

ＣＳＩ−ＲＳ設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）

端末に設定された複数個のＣＳＩ−ＲＳと複数個の干渉測定リソース（Ｉｎｔｅｒｆｅ
ｒｅｎｃｅ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ：ＩＭＲ）のうち、信号測定の
ための一つのＣＳＩ−ＲＳリソースと干渉測定のための一つのＩＭＲとを関連付けて（ａ
ｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）一つのＣＳＩプロセスを定義することができる。端末は、別個の
ＣＳＩプロセスから誘導されたＣＳＩ情報は、独立した周期及びサブフレームオフセット
（ｓｕｂｆｒａｍｅ ｏｆｆｓｅｔ）でネットワーク（例えば、基地局）にフィードバッ
クする。

すなわち、それぞれのＣＳＩプロセスは、独立したＣＳＩフィードバック設定を有する
。このようなＣＳＩ−ＲＳリソースとＩＭＲリソースとの関連付け（ａｓｓｏｃｉａｔｉ
ｏｎ）情報及びＣＳＩフィードバック設定などは、ＣＳＩプロセス別にＲＲＣなどの上位
層シグナリングで基地局が端末に知らせることができる。例えば、端末には表１のような
３つのＣＳＩプロセスが設定されると仮定する。

表１で、ＣＳＩ−ＲＳ０とＣＳＩ−ＲＳ１は、それぞれ、端末のサービングセルである
セル１から受信するＣＳＩ−ＲＳと、協調に参加する隣接セルであるセル２から受信する
ＣＳＩ−ＲＳを表す。仮に表１における各ＣＳＩプロセスに対して設定されたＩＭＲに対
して表２のように設定されたと仮定すれば、

ＩＭＲ ０でセル１はミューティング（ｍｕｔｉｎｇ）を、セル２はデータ送信を行い
、端末は、ＩＭＲ ０から、セル１を除いた他のセルからの干渉を測定するように設定さ
れる。同様に、ＩＭＲ １でセル２はミューティングを、セル１はデータ送信を行い、端
末は、ＩＭＲ １から、セル２を除いた他のセルからの干渉を測定するように設定される
。また、ＩＭＲ ２でセル１もセル２もミューティングを行い、端末は、ＩＭＲ ２から
、セル１及びセル２を除いた他のセルからの干渉を測定するように設定される。

したがって、表１及び表２に示すように、ＣＳＩプロセス０のＣＳＩ情報は、セル１か
らデータを受信する場合に最適のＲＩ、ＰＭＩ、ＣＱＩ情報を表す。ＣＳＩプロセス１の
ＣＳＩ情報は、セル２からデータを受信する場合に最適のＲＩ、ＰＭＩ、ＣＱＩ情報を示
す。ＣＳＩプロセス２のＣＳＩ情報は、セル１からデータを受信し、セル２から干渉を一
切受けない場合に、最適のＲＩ、ＰＭＩ、ＣＱＩ情報を示す。

一つの端末に設定された複数のＣＳＩプロセスは互いに従属的な値を共有することが好
ましい。例えば、セル１とセル２とのＪＴ（ｊｏｉｎｔ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）の
場合、セル１のチャネルをシグナルパート（ｓｉｇｎａｌ ｐａｒｔ）として見なすＣＳ
Ｉプロセス１と、セル２のチャネルをシグナルパート（ｓｉｇｎａｌ ｐａｒｔ）として
見なすＣＳＩプロセス２とが一つの端末に設定された場合、容易なＪＴスケジューリング
のためには、ＣＳＩプロセス１とＣＳＩプロセス２のランク（ｒａｎｋ）及び選択された
サブバンドインデックスが同一でなければならない。

ＣＳＩ−ＲＳが送信される周期やパターンは基地局で設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏ
ｎ）することができる。ＣＳＩ−ＲＳを測定するために、端末は必ず、自身の属したセル
のそれぞれのＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳ設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒ
ａｔｉｏｎ）を知っていなければならない。ＣＳＩ−ＲＳ設定には、ＣＳＩ−ＲＳが送信
される下りリンクサブフレームインデックス、送信サブフレームにおけるＣＳＩ−ＲＳリ
ソース要素（ＲＥ）の時間−周波数の位置（例えば、図８（ａ）乃至図８（ｅ）のような
ＣＳＩ−ＲＳパターン）、及びＣＳＩ−ＲＳシーケンス（ＣＳＩ−ＲＳの用途に用いられ
るシーケンスであって、スロット番号、セルＩＤ、ＣＰ長などに基づいて所定の規則によ
って類似−ランダム（ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ）に生成される。）などを含めること
ができる。すなわち、任意の（ｇｉｖｅｎ）基地局で複数個のＣＳＩ−ＲＳ設定（ｃｏｎ
ｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）が用いられてもよく、基地局は、複数個のＣＳＩ−ＲＳ設定のう
ち、セル内の端末に使用されるＣＳＩ−ＲＳ設定を知らせることができる。

また、それぞれのアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳは区別される必要があるため、
各アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳが送信されるリソースは互いに直交（ｏｒｔｈｏ
ｇｏｎａｌ）しなければならない。図８で説明したように、各アンテナポートに対するＣ
ＳＩ−ＲＳは、直交する周波数リソース、直交する時間リソース及び／又は直交するコー
ドリソースを用いてＦＤＭ、ＴＤＭ及び／又はＣＤＭ方式で多重化することができる。

ＣＳＩ−ＲＳに関する情報（ＣＳＩ−ＲＳ設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ））を基
地局がセル内の端末に知らせるとき、まず、各アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマ
ップされる時間−周波数に関する情報を知らせなければならない。具体的に、時間に関す
る情報には、ＣＳＩ−ＲＳが送信されるサブフレーム番号、ＣＳＩ−ＲＳが送信される周
期、ＣＳＩ−ＲＳが送信されるサブフレームオフセット、特定アンテナのＣＳＩ−ＲＳリ
ソース要素（ＲＥ）が送信されるＯＦＤＭシンボル番号などを含めることができる。周波
数に関する情報には、特定アンテナのＣＳＩ−ＲＳリソース要素（ＲＥ）が送信される周
波数間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）、周波数軸におけるＲＥのオフセット又はシフト値などを含
めることができる。

図９は、ＣＳＩ−ＲＳを周期的に送信する方式の一例を説明するための図である。ＣＳ
Ｉ−ＲＳは、１サブフレームの整数倍の周期（例えば、５サブフレーム周期、１０サブフ
レーム周期、２０サブフレーム周期、４０サブフレーム周期又は８０サブフレーム周期）
で周期的に送信することができる。

図９では、１個の無線フレームが１０個のサブフレーム（サブフレーム番号０〜９）で
構成される例を示す。図９では、例えば、基地局のＣＳＩ−ＲＳの送信周期が１０ｍｓ（
すなわち、１０サブフレーム）であり、ＣＳＩ−ＲＳ送信オフセット（Ｏｆｆｓｅｔ）は
３である場合を示す。複数のセルのＣＳＩ−ＲＳが時間上で均一に分布し得るように、上
記オフセット値は基地局ごとに異なる値を有することができる。１０ｍｓの周期でＣＳＩ
−ＲＳが送信される場合、オフセット値は０〜９のいずれか一つを有することができる。
これと同様に、例えば、５ｍｓの周期でＣＳＩ−ＲＳが送信される場合、オフセット値は
０〜４のいずれか一つの値を有することができ、２０ｍｓの周期でＣＳＩ−ＲＳが送信さ
れる場合、オフセット値は０〜１９のいずれか一つの値を有することができ、４０ｍｓの
周期でＣＳＩ−ＲＳが送信される場合、オフセット値は０〜３９のいずれか一つの値を有
することができ、８０ｍｓの周期でＣＳＩ−ＲＳが送信される場合、オフセット値は０〜
７９のいずれか一つの値を有することができる。このオフセット値は、所定の周期でＣＳ
Ｉ−ＲＳを送信する基地局がＣＳＩ−ＲＳ送信を開始するサブフレームの値を示す。基地
局がＣＳＩ−ＲＳの送信周期及びオフセット値を知らせると、端末はその値に基づいて該
当のサブフレーム位置で基地局のＣＳＩ−ＲＳを受信することができる。端末は、受信し
たＣＳＩ−ＲＳからチャネルを測定し、その結果としてＣＱＩ、ＰＭＩ及び／又はＲＩ（
Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）のような情報を基地局に報告することができる。本文書
では、ＣＱＩ、ＰＭＩ及びＲＩを区別して説明する場合を除けば、それらを総称してＣＱ
Ｉ（又はＣＳＩ）と呼ぶこともできる。また、ＣＳＩ−ＲＳ送信周期及びオフセットは、
ＣＳＩ−ＲＳ設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）別に指定されてもよい。

図１０は、ＣＳＩ−ＲＳを非周期的に送信する方式の一例を説明するための図である。
図１０では、１個の無線フレームが１０個のサブフレーム（サブフレーム番号０〜９）で
構成される場合を示す。図１０に示すように、ＣＳＩ−ＲＳが送信されるサブフレームは
特定のパターンで表されてもよい。例えば、ＣＳＩ−ＲＳ送信パターンが１０サブフレー
ム単位で構成されてもよく、各サブフレームでＣＳＩ−ＲＳ送信を行うか否かを１ビット
指示子で指定することができる。図１０の例示では、１０個のサブフレーム（サブフレー
ムインデックス０〜９）内のサブフレームインデックス３及び４で送信されるＣＳＩ−Ｒ
Ｓパターンを示している。上記指示子は、上位層シグナリングで端末に提供することがで
きる。

ＣＳＩ−ＲＳ送信に対する設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）は前述のように様々に
構成されてもよく、端末が正しくＣＳＩ−ＲＳを受信してチャネル測定を行うようにする
ためには、基地局がＣＳＩ−ＲＳ設定を端末に知らせる必要がある。以下、ＣＳＩ−ＲＳ
設定を端末に知らせる本発明の実施例について説明する。

ＲＦ端の構成

図１１は、無線接続システムで用いられるＲＦ受信部の一例を示す図である。

図１１を参照すると、まず、アンテナ１１０１は、空中の電磁波信号を受信して導線上
の電気的変化によって伝達する。

次に、アンテナから受信した信号には不要な周波数が混ざっているため、帯域選択フィ
ルタ（Ｂａｎｄ ｓｅｌｅｃｔ ｆｉｌｔｅｒ）１１０２は、所望の周波数帯域だけを増
幅させ得るように帯域通過フィルタリングを行う。帯域選択フィルタは、チャネルを複数
個用いる場合、全チャネル（ｉｎ−ｂａｎｄ）を通過させなければならなく、同一アンテ
ナを用いる場合には、デュプレクサが帯域選択フィルタの役割を兼ねることができる。

次に、低雑音増幅器（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＬＮＡ）１１０３は
、空中の雑音が混入した受信信号を増幅するとき、雑音まで増幅されることを最小限に抑
えながら信号を増幅する。

次に、イメージ除去フィルタ（Ｉｍａｇｅ Ｒｅｊｅｃｔ Ｆｉｌｔｅｒ：ＩＲＦ）１
１０４は、ＬＮＡで増幅された信号のうち、致命的なイメージ周波数（ｉｍａｇｅ ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙ）がミキサ（Ｍｉｘｅｒ）に伝達されることを防ぐために、再び帯域通過
フィルタリングを行う。さらに、スプリアス（Ｓｐｕｒｉｏｕｓ）周波数を除去し、ＲＦ
端とＩＦ端を分離して、受信部における安定性を図る。

次に、ＲＦダウンミキサ１１０５は、低雑音増幅されたＲＦ信号の周波数をＩＦ帯域に
ダウンコンバートする。

次に、ＲＦ局部発振器（ＲＦ Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：ＲＦ ＬＯ）１１
０６は、ＲＦダウンミキサに周波数合成のためのＬＯ周波数を供給する。チャネル選択が
必要な通信では、ＬＯ周波数を変化させてチャネル選択を行うことができる。

次に、位相同期回路（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ：ＰＬＬ）１１０７は、Ｒ
Ｆ ＬＯの出力周波数が揺れないで一定の周波数に固定されるように閉じ込める。すなわ
ち、コントロール（Ｃｏｎｔｒｏｌ）入力によってＲＦ ＬＯとして用いられるＶＣＯの
電圧を高精度に調節し、ＲＦ ＬＯ出力周波数を所望の周波数に移動して固定させる周波
数チューニングの役割を担う。

次に、ＩＦ周波数に変換された信号は複数のチャネルを含んでいるが、チャネル選択フ
ィルタ（Ｃｈａｎｎｅｌ ｓｅｌｅｃｔ ｆｉｌｔｅｒ）１１０８は、それらのチャネル
の中から、所望のチャネルだけを帯域通過フィルタリングして選択する。各チャネル間の
間隔はたいてい狭いため、良好なスカート特性のフィルタが必要である。

ＲＦ端のＬＮＡだけでは微弱な受信信号を十分に増幅させることができず、チャネルフ
ィルタリングを行った後にＩＦ ＡＭＰで相当量の信号増幅を行わなければならない。高
精度の電力調節が必要な場合、ＩＦ増幅器（ＩＦ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１１０９は、Ｉ
Ｆ ＡＭＰの利得（Ｇａｉｎ）をＶＧＡやＡＧＣなどで任意に調節する。

次に、ＩＦダウンミキサ１１１０は、ＩＦ端でチャネル選択と増幅を仕上げ、搬送周波
数を除去して、元の信号が含まれた周波数帯域であるベースバンドに変換する。すなわち
、ダウンコンバートミキシングを行う。

次に、ＩＦ局部発振器（ＩＦ ＬＯ）１１１１は、ＩＦをベースバンドに変換するため
のＩＦダウンミキサにＬＯ周波数を供給する。ＬＯ周波数を固定させるためにＩＦ ＰＬ
Ｌをさらに用いてもよい。

図１２は、無線接続システムで用いられるＲＦ送信部の一例を示す図である。

まず、駆動増幅器（Ｄｒｉｖｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＤＡ）１２０１を説明する。Ｔ
ｘ端は、Ｒｘ端と違い、一定の入力信号を有する。入力信号をだいぶ大きい電力の信号に
増幅させるべき役割を担当するＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐ）は、構造上、十分な利得（Ｇ
ａｉｎ）を有しない場合が多い。また、ＰＡが十分の電力に増幅するためには、入力信号
もある程度のレベルの電力を有しなければならない。ＤＡは、ＰＡの利得不足を解決し、
且つＰＡに十分の入力電力を生成する役割を担う。

次に、ＢＳＦ １２０２を説明する。ＤＡは、非線形性を有する増幅器であるため、不
要な周波数出力成分が現れることがある。このような周波数成分がＰＡで増幅されること
を避けるために、ＢＳＦは、使用中のチャネル帯域だけを通過させる。

次に、電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＰＡ）１２０３は、ＲＦ部、Ｔ
ｘ部において最も重要な構成である。ＰＡは、最終端から十分の電力を有する信号を送出
できるように電力増幅する機能を果たす。

次に、アイソレータ（Ｉｓｏｌａｔｏｒ）を説明する。送信端は、信号を受ける端では
ないが、アンテナから信号が逆に流入する可能性があるため、特定の方向にのみ信号が伝
達されるように信号の方向を固定する必要がある。出力方向には信号が流れ、逆方向から
流入した信号は断たれる（Ｔｅｒｍｉｎａｔｅ）ようにし、信号が逆に伝達されることを
防ぐ。すなわち、信号が逆に流入してＰＡ出力端のインピーダンスを乱すことを防ぎ、Ｐ
Ａが破損することを防止することができる。

次に、帯域選択フィルタ（Ｂａｎｄ Ｓｅｌｅｃｔ Ｆｉｌｔｅｒ：ＢＳＦ）１２０５
を説明する。ＤＡ端と同様に、非線形増幅器の後段に非線形的なスプリアス周波数成分が
現れることがあり、よって、それらを断ち切って所望の周波数帯域のみを外部に放出する
ために、最後に帯域通過フィルタリングを行う。受信端とアンテナを共有するシステムで
は、デュプレクサがこの役割を兼ねてもよい。

次に、アンテナ１２０６は、最終的に、導線上の電気的信号変化を空中の電磁波として
放射（Ｒａｄｉａｔｉｏｎ）させる役割を担う。

以下では、デュプレクサ（Ｄｕｐｌｅｘｅｒ）及びダイプレクサ（Ｄｉｐｌｅｘｅｒ）
を説明する。

マルチプレクス（Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）とは、複数の信号を共有し分配することをいい
、マルチプレクサ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒ）は、一つの線路を通じて複数の信号を送り
、それらを集めたり分配する構成のことをいう。

デュプレクス（Ｄｕｐｌｅｘ）は、一つの経路で２つの信号を共有することをいう。１
つのシステムで２つの信号とは、通常、送信信号及び受信信号の両方を指す。１つの送信
線路又はアンテナを用いて送受信信号を共有する方式として、ＴＤＤ、ＦＤＤを挙げるこ
とができる。ＦＤＤ方式で送信周波数及び受信周波数を１つのアンテナに共有する際、送
信端、受信端及びアンテナの３端が互いに混合されないで所望とおりに流れるように整理
するためにデュプレクサが必要である。すなわち、デュプレクサは、同一アンテナを利用
しながら送信端と受信端とを分岐する役割を担う。デュプレクサを用いることによって、
一つのアンテナで送受信端を支援でき、アンテナを効率的に共有することができる。

図１３は、デュプレクサの構成の一例である。図１３を参照すると、デュプレクサは、
送信端周波数だけを通過させるＢＰＦ（帯域通過フィルタ）及び受信端周波数だけを通過
させるＢＰＦを並んで配置し、その中間をアンテナと適切にマッチングして構成すること
ができる。

図１４は、デュプレクサを周波数帯域で示した一例である。Ｓ２１及びＳ１３は、アン
テナポート１からポート２及びポート３への電力伝達を示す。フィルタ特性によって、そ
れぞれのＢＰＦ通過周波数で高い通過度を有することができる。Ｓ２３は、送信端と受信
端間の電力伝達を意味する。送／受信周波数帯域のどちらでも最低に抑えられる。

ダイプレクサ（Ｄｉｐｌｅｘｅｒ）とは、同一アンテナを利用しながら送信端と受信端
とを分岐する装置を指す。ダイプレクサは、ＬＰＦとＨＰＦを用いて構成することができ
る。例えば、有線経路で信号を送受信する場合、遮蔽された線路内に他の周波数無しに送
信信号及び受信信号だけが存在する場合に利用することができる。また、多重帯域（Ｍｕ
ｌｔｉ−ｂａｎｄ）端末機が８００ＭＨｚ帯のセルラーＣＤＭＡと１．８ＧＨｚ帯のＰＣ
Ｓ ＣＤＭＡを同時に支援する場合にも利用可能である。

以下では移相器（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ）について説明する。

移相（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ）とは、信号の位相を電気的或いは機械的な方法で変化
させることをいう。これは、位相配列アンテナ（Ｐｈａｓｅ Ａｒｒａｙ Ａｎｔｅｎｎ
ａ）のビーム制御と位相変調などのためにＲＦアナログ信号処理端で用いることができる
。

位相を変える第一の方法として、機械的に線路の長さを変える方法を挙げることができ
る。例えば、２本の金属同軸線路が重なった構造で、いずれか一方の同軸パイプを引っ込
めたり出したりして伸縮させて実現することができる。このような方法は、連続して位相
を変えることができ、損失が低いという長所がある。しかし、機械的であるがため、位相
を変えるのに時間がかかり、嵩が大きいという短所がある。

位相を変える第二の方法として線路変換方式がある。これは、電気的に長さを変える移
相方法の一つである。長さの異なる複数の送信線路を配置し、スイッチで経路を変えて実
現することができる。この方法は、小型化が可能であり、移送時間が非常に短いという長
所がある。しかし、デジタル方式であるがため、連続して位相値を変化させることができ
ず、機械式に比べて損失が大きいという短所がある。例えば、線路変換方式の４ビット移
相器は、０〜３３７．５まで２２．５の単位で位相を変化させることができる。

位相を変える第三の方法として反射利用方式がある。反射利用方式も同様に、電気的に
長さを変える移相方法の一つである。光がどこかに当たると反射して位相が変わる原理と
同様に、電気信号は、インピーダンスが変化する地点で反射が起こって位相変化する。具
体的に、送信線路の中間に連結した素子の値によって挿入位相を調節することができる。
この方法は、挿入損失が悪化し、インピーダンス特性も悪化するという短所がある。

位相を変える第四の方法としてＬｏａｄｅｄ Ｌｉｎｅ型又はＨｙｂｒｉｄ Ｃｏｕｐ
ｌｅｄ型がある。それらも電気的に長さを変える移相方法の一つである。これは、デジタ
ル方式の位相器によく用いられる。Ｌｏａｄｅｄ Ｌｉｎｅ型は、移相量が４５°以下で
ある移相器に利用され、Ｈｙｂｒｉｄ Ｃｏｕｐｌｅｄ型は、移相量が４５°以上である
移相器に利用される。例えば、ＰＩＮダイオードをｏｎ／ｏｆｆさせた時のリアクタンス
変化を用いて位相を可変させることができる。

位相を変える第五の方法としてベクトル変調器移相器（Ｖｅｃｔｏｒ Ｍｏｄｕｌａｔ
ｏｒ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔｅｒ）を挙げることができる。これは、直交する２つの成
分の大きさを所望の位相によって調整し、合成器で出会うようにすることによって、必要
な位相を有する信号を得る方式である。

ハイブリッドビームフォーミング（Ｈｙｂｒｉｄ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）

図１５及び図１６は、デジタルビームフォーミングを行うことができる送信端及び受信
端の構成の一例である。

デジタルビームフォーミング技法は、ベースバンド端で信号処理技法を適用して各アン
テナポート別にビームフォーミングのための位相及び大きさを変化させる。このようなデ
ジタルビームフォーミング技法は、周波数帯域別に独立したビームフォーミングと高精度
のビームフォーミングができるという長所がある。したがって、デジタルビームフォーミ
ング技法は、各アンテナポート別に独立したベースバンド信号処理ブロックが要求される
。

図１７及び図１８は、アナログビームフォーミングを行うことができる送信端及び受信
端の構成の一例である。

アナログビームフォーミング技法は、ベースバンドから伝達された信号をＲＦ端で各ア
ンテナ要素別に位相及び大きさの値を変化させてビームを形成することを特徴とする。ビ
ームフォーミングがＲＦ端でなされるため、相対的に少ない数のベースバンド信号処理ブ
ロックを使用し、ベースバンドハードウェア複雑度が低くなる長所がある。しかし、アナ
ログビームフォーミング技法は、時間軸で可変的なビームフォーミングが適用され、周波
数軸では全帯域に同じビームフォーミングが適用されるため、ビームフォーミングの自由
度が低く、生成されたビームの正確度が低いという短所がある。

マッシブＭＩＭＯベースの無線通信は、多重アンテナを適用することで、信号品質性能
を改善し、エネルギー効率を向上させ、多重ユーザ干渉を除去できるなどの長所がある。
アンテナの数が増加するほどそれらの長所が多く得られるが、アンテナ数が増加するほど
ベースバンド信号処理ブロックの数も増加し、信号処理及びハードウェア複雑度が増加す
るという短所がある。

ハードウェア複雑度を低減しながらもマッシブＭＩＭＯの利得は維持するための方案と
して、デジタルビームフォーミング方法とアナログビームフォーミング方法とを結合した
ハイブリッドビームフォーミング方法が提案された。

デジタルビームフォーミング方法は、周波数帯域別に異なるビームフォーミングができ
る自由度が高い。しかし、使用される周波数帯域に同一のビームを形成するアナログビー
ムフォーミング方法をデジタルビームフォーミング方法に結合する場合には、デジタルビ
ームフォーミング方法だけを使用する場合に比べてはビームフォーミングに対する自由度
が低下する。これは、多重ユーザ送信の自由度を低下させ、且つマッシブＭＩＭＯから得
られる多重ユーザ利得が低下する結果につながりうる。

したがって、ハイブリッドビームフォーミングが適用される場合、多重ユーザ送信自由
度を維持できる最適ビームフォーミング係数選択方法が要求される。

第１実施例

本発明の第１実施例は、多重ユーザ送信のためのハイブリッドビームフォーミング方法
に関する。

ハイブリッドビームフォーミングは、アナログビームフォーミングとデジタルビームフ
ォーミングを同時に行うことを特徴とする。マッシブＭＩＭＯシステムにハイブリッドビ
ームフォーミングを導入するときに重要なことは、ビームの解像度（Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏ
ｎ）を維持すること、及びマッシブ多重ユーザ送信の自由度を維持することである。第１
実施例では、これら２つの要求事項を満たすためのハイブリッドビームフォーミング方法
について述べる。

まず、アナログビームフォーミングを説明する。アナログビームフォーミングは、移相
器（Ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔｅｒ）を有するＲＦを使用する。アナログビームフォーミン
グは、複数のアンテナエレメントが放射するビームを重ねて特定の方向にエネルギーを集
中させ、シャープ（Ｓｈａｒｐ）なビーム（ドーナツ形態或いはペンシル形態）にさせる
。ここで、移相値を変更してビームフォーミング方向を調節することができる。

アナログビームフォーミングは、一つのアナログ信号に位相変化を加え、複数のアンテ
ナから送信又は受信されるようにする。アナログビームフォーミングは時間によって可変
する位相変化が可能である。一方、アナログドメイン（Ａｎａｌｏｇ ｄｏｍａｉｎ）で
信号の位相を変化させるため、同一時間に送信帯域を共有する信号はいずれも同一の位相
を有するようになる。すなわち、広帯域送信が行われ、狭帯域ビームフォーミングは難し
くなる。

アナログビームフォーミングのためにＮ個の独立した移相器を使用すると、同時に空間
的に区分可能なＮ個の独立したビームを形成することができる。独立して形成されたＮ個
のビームを１名のユーザに割り当ててＮ個の経路を形成するようにしてもよく、Ｎ名の多
重ユーザにそれぞれ割り当てて多重ユーザ送信をしてもよい。Ｎ個のビームを通じてＮ個
の別個のデータを送信するためにはＮ個の独立したベースバンドが要求される。

次に、デジタルビームフォーミングを説明する。デジタルビームフォーミングは、受動
アンテナ（Ｐａｓｓｉｖｅ Ａｎｔｅｎｎａ）を使用するＭＩＭＯ送信と関連付けられる
。

受動アンテナを使用するＭＩＭＯ送信について説明すると、複数の受動アンテナが放射
するブロード（Ｂｒｏａｄ）なビームをデジタル処理（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓ
ｉｎｇ）で重ねて特定の方向にエネルギーを集中させ、シャープなビームにさせる。ビー
ムフォーミングによって生成されたシャープなビームは、受動アンテナによって形成され
たブロードなビームが送信される方位角範囲で生成される。

受動アンテナを使用するＭＩＭＯシステムにおいてデジタルビームフォーミングは、デ
ジタルドメイン処理（Ｄｉｇｉｔａｌ ｄｏｍａｉｎ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）を用いて
、受動アンテナによって形成されたビームを結合して指向性を与える。このような指向性
は、狭帯域別に独立して行うことができる。また、デジタルビームフォーミングは、デジ
タルドメイン（Ｄｉｇｉｔａｌ ｄｏｍａｉｎ）で係数を調整することにより、解像度の
良いビームを形成することができる。

受動アンテナを使用するＭＵ−ＭＩＭＯ送信は、複数の受動アンテナによって形成され
たブロードなビームをデジタル処理で重ねて複数のシャープなビームを生成する。その後
、特定のユーザに送信する時、ユーザ間の干渉を減らすために、可能な限り直交するビー
ムを選択的に使用して同時送信を行う。すなわち、多重ユーザ送信の際、アナログドメイ
ンのビームは、空間的な区分をせず、デジタルビームフォーマ（Ｄｅｇｉｔａｌ Ｂｅａ
ｍｆｏｒｍｅｒ）によって生成されたビームを用いて空間的区分をする。

上述したアナログビームフォーミング及びデジタルビームフォーミングに基づいて多重
ユーザ送信を支援するためのハイブリッドビームフォーミング（ｈｙｂｒｉｄ ｂｅａｍ
ｆｏｒｍｉｎｇ）方法を説明する。

ハイブリッドビームフォーミングにおいてビームフォーミング重みの計算に対する自由
度は、デジタルドメインの他、アナログドメインにおいても有する。ベースバンドオペレ
ーション（ｂａｓｅｂａｎｄ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）によってデジタルビームフォーミン
グを行うＭＩＭＯシステムでアナログビームフォーミングが可能なようにアンテナエレメ
ントに可変的な移相器及び電力増幅器を有するＲＦを導入すると、デジタルビームフォー
ミングとアナログビームフォーミングを同時に実行可能なハイブリッドビームフォーミン
グを実現することができる。

既存にハイブリッドビームフォーミングに関連した技術は、主に、単一ユーザの観点で
ハイブリッドビームフォーミングの最適重みの決定に焦点を合わせている。ハイブリッド
ビームフォーミング研究では、デジタルドメインとアナログドメインの重みを同時に考慮
して最適の重みを算出する方法が提案された。このような研究では、単一ユーザ観点で最
適の重みを算出することに焦点を合わせている。また、アナログドメインで多重ビーム（
ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｂｅａｍ）を生成することは多重経路送信のエネルギーを集めるため
の目的で用いると仮定して最適のビームフォーミング重みを算出する。

既存に研究された単一ユーザ観点でのハイブリッドビームフォーミングの最適重みを多
重ユーザ送信に使用するには困難がある。時間領域で行われるビームフォーミングは、単
一ユーザを代表するビームフォーミングであるため、ユーザ別にチャネル状況が異なる多
重ユーザ送信が考慮される場合には、単一ユーザを考慮したビームフォーミング重みを算
出する方式を適用し難い。

したがって、マッシブＭＩＭＯの利点である複数の多重ユーザ送信を支援するためのハ
イブリッドビームフォーミング方法に関する研究が望まれる。

以下では、本発明に係る実施例で仮定するアンテナ類型及びビームフォーミング方法に
ついて説明する。

図１９は、１つのトランシーバと１つのＰＡを用いる個別（Ｉｎｄｉｖｉｄｕａｌ）ア
ンテナの構造を例示する図である。

図１９を参照すると、Ｋ（＝Ｎ）個のアンテナエレメント（Ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍ
ｅｎｔ）、Ｎ個のＴＲＸ（ｔｒａｎｃｅｉｖｅｒ）が用いられている。各ＴＲＸは１つの
アンテナエレメントとマップされ、また、各ＴＲＸは１つのＰＡを有する。図１９の構造
で、Ｎ個のアンテナエレメントを用いてフルデジタルビームフォーミング（Ｆｕｌｌ ｄ
ｅｇｉｔａｌ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）を行うことができる。

図２０は、１つのトランシーバ及び複数のＰＳ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔｅｒ）／ＰＡ
（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を用いる個別アンテナの構造を例示する図である。

図２０を参照すると、Ｋ（＞Ｎ）個のアンテナエレメント、Ｎ個のＴＲＸ及びＴＲＸ別
の独立したアンテナが用いられている。各ＴＲＸはＭ個のアンテナエレメントとマップさ
れ、また、各ＴＲＸはＭ個のＰＳ／ＰＡを有する。Ｍ個のアンテナエレメントを用いてア
ナログビームフォーミングを行い、Ｎ個のＴＲＸを用いてデジタルビームフォーミングを
行う。

図２１は、１つのトランシーバ及び複数のＰＳ／ＰＡを用いる共有（ｓｈａｒｅｄ）ア
ンテナの構造を例示する図である。

図２１を参照すると、Ｋ（＞Ｎ）個のアンテナエレメント、Ｎ個のＴＲＸを利用し、Ｔ
ＲＸ同士がアンテナを共有する。各ＴＲＸはＭ個のアンテナエレメントとマップされ、ま
た、各ＴＲＸはＭ個のＰＳ／ＰＡを有する。Ｍ個のアンテナエレメントを用いてアナログ
ビームフォーミングを行い、Ｎ個のＴＲＸを用いてデジタルビームフォーミングを行う。
ここで、１つのアンテナを用いて複数のアナログビームフォーミングを行うことができる
。

図２２は、１つのトランシーバ及び複数のＰＳ／ＰＡを用いる個別アンテナの構造を例
示する図である。

図２２を参照すると、Ｋ（＞Ｎ）個のアンテナエレメント、Ｎ個のＴＲＸ、ＴＲＸ別の
独立したアンテナが利用される。各ＴＲＸはＭ個のアンテナエレメントとマップされ、ま
た、各ＴＲＸはＭ個のＰＳ／ＰＡを有する。図２０と違い、送信端は複数のＰＳ／ＰＡを
有するが、受信端は単一のＲＦ受信器（Ｓｉｎｇｌｅ ＲＦ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ）を有す
る。ＴＸ端でＭ個のアンテナエレメントを用いてアナログビームフォーミングを行い、Ｎ
個のＴＲＸを用いてデジタルビームフォーミングを行う。ＲＸ端では固定ビームフォーミ
ング（Ｆｉｘｅｄ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）を行い、Ｎ個のＴＲＸを用いてデジタルビ
ームフォーミングを行う。

図２３は、１つのトランシーバ及び複数のＰＳ／ＰＡを用いる共有アンテナ構造を例示
する図である。

図２３を参照すると、Ｋ（＞Ｎ）個のアンテナエレメント、Ｎ個のＴＲＸを利用し、Ｔ
ＲＸ同士がアンテナを共有する。各ＴＲＸはＭ個のアンテナエレメントとマップされ、ま
た、各ＴＲＸはＭ個のＰＳ／ＰＡを有する。図２１と違い、送信端は複数のＰＳ／ＰＡを
有するが、受信端は単一のＲＦ受信器を有する。Ｔｘ端でＭ個のアンテナエレメントを用
いてアナログビームフォーミングを行い、Ｎ個のＴＲＸを用いてデジタルビームフォーミ
ングを行う。また、１つのアンテナを用いて複数のアナログビームフォーミングを行うこ
とができる。ＲＸ端では固定ビームフォーミングを行い、Ｎ個のＴＲＸを用いてデジタル
ビームフォーミングを行う。

以下では、ハイブリッドビームフォーミングを用いて多重ユーザを区別する方法を説明
する。まず、広い地域を複数の区域に分ける。具体的に、アナログビームフォーマを用い
て幅の広いビームを複数個生成する。次に、分けられた区域内では狭い地点に分ける。す
なわち、類似の所を指向する複数のアナログビームをデジタル処理（ｄｉｇｉｔａｌ ｐ
ｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）で合成して幅の狭いビームを生成する。

第１−１実施例

本発明に係る第１−１実施例は、ハイブリッドビームフォーミングを用いて多重ユーザ
を区別する方法に関する。

図２４は、本発明に係るハイブリッドビームフォーミングにおいて多重ユーザを区別す
る第１の実施例を示す。

まず、アンテナエレメントをまとめてサブグループを構成する。例えば、図２０及び図
２２のような方法によってアンテナエレメントをサブグループに構成することができる。

その後、サブグループ別にアナログビームフォーミングを行う。サブグループで形成さ
れるアナログビームは広いビーム幅を有する。アナログビームフォーマは、複数の空間を
区別できるように様々な方向にビームを形成する。

デジタルドメインの信号処理器は、サブグループが生成する複数のビームを合成させる
。アナログビームが指向する範囲の空間中にいるユーザのそれぞれの独立した空間チャネ
ル特性を用いて、複数のビームを合成するための重みを生成することができる。これを用
いて多重ユーザを区別することができる。

例えば、アンテナサブグループ＃１〜＃４で４個の独立したビームを生成すると（アナ
ログビームフォーミング）、４個の独立した無線チャネルを形成することができる。４個
の無線チャネルは４個のアンテナポートにマップされる。４個のアンテナポートを支援す
る送信プリコーダを用いて多重ストリーム送信を行う（デジタルビームフォーミング）。

図２５は、本発明に係るハイブリッドビームフォーミングにおいて多重ユーザを区別す
る第２の実施例を示す。

図２１及び図２３を参照すると、複数のＰＳ／ＰＡで発生する信号は合成され、１つの
アンテナエレメントから送信される。各ＰＳ／ＰＡ別にアナログビームフォーミングを行
い、空間を区別するために様々な方向にビームを形成する。すなわち、複数のＰＳ／ＰＡ
が用いられると、同時に様々な方向にビームを形成することができる。

また、図２５に示すように、各アンテナサブグループに複数のＰＳ／ＰＡを構成しても
よい。こうすると、各アンテナサブグループ別に複数のビームを形成することができる。

デジタルドメインの信号処理器は、複数のＰＳ／ＰＡ別に、ＤＡＣから生成された波形
が別個のアナログ信号（独立した信号）として送信され得るように信号を生成することが
できる。デジタルビームフォーマのプリコーディングは、アンテナサブグループ及び複数
のＰＳ／ＰＡで生成されるアナログビームを合成させる役割を担う。

例えば、アンテナサブグループ＃１及び＃２でそれぞれ２個の独立したビームを生成（
アナログビームフォーミング）して合計４個のビーム（アナログビーム）が生成されると
き、４個の独立した無線チャネルを形成することができる。４個の無線チャネルは４個の
アンテナポートにマップされる。４個のアンテナポートを支援する送信プリコーダを用い
て多重ストリーム送信を行う（デジタルビームフォーミング）。

第１−２実施例

本発明に係る第１−２実施例は、多重ユーザ送信時に効果的なハイブリッドビームフォ
ーミングのためのアナログビームフォーミング方法に関する。

図２０及び図２２の構造は、各サブグループにビーム生成の自由度を有させ、各サブグ
ループで異なる方向のビームが同時に送信されるようにする。図２１及び図２３の構造は
、各ＰＳ／ＰＡにビーム生成の自由度を有させ、各ＰＳ／ＰＡで異なる方向のビームが同
時に送信されるようにしてもよい。図２５の構造では、各サブグループ及び各ＰＳ／ＰＡ
にビーム生成の自由度を有させ、各サブグループ及び各ＰＳ／ＰＡで異なる方向のビーム
が同時に送信されるようにしてもよい。

地域的に区別するという意味は、アナログビームが指向する空間が異なるという意味で
ある。アナログビームは、特定の方向にエネルギーを集中させ、チャネルの状態を良くす
ることに特徴がある。すなわち、エネルギーが集中する地域とそうでない地域ではチャネ
ル状態に大きな差がある。ビームフォーミング技法を用いて、送信ポイント（Ｔｒａｎｓ
ｍｉｓｓｉｏｎ Ｐｏｉｎｔ）がカバー（ｃｏｖｅｒ）する地域内にいるユーザに信号を
送信するために、ＳＤＭＡ及びＴＤＭＡを適用することができる。第１−３実施例では、
多重ユーザ送信時に効果的なハイブリッドビームフォーミングのためのアナログビームフ
ォーミング方法を提案する。

まず、ＳＤＭＡの場合、多重ユーザ送信時に効果的なハイブリッドビームフォーミング
のためのアナログビームフォーミング方法を説明する。

ＳＤＭＡでは同一時間に複数のビームが形成される。別個の方向にエネルギーを集中さ
せるビームを同時に送信すると、別個のビームを用いて別個の地域にいるユーザに少ない
干渉で信号を送信することが可能になる。しかし、多くのサブグループで同時に個別の方
向に多いビームを使用すると、ビーム間の狭い距離によってむしろビーム間干渉が発生す
る可能性が高くなる。このため、サブグループごとに異なるビームを送信するよりは、ビ
ーム間距離の遠いビームを選択して送信することによってビーム間干渉を避ける方法を取
る方法が、干渉を減らすことに有効であろう。

ＳＤＭＡでサブグループが同時にビームを送信しながらもビーム間距離の遠いビームを
選択的に送信するための第一の方法として、少なくとも２個のサブグループが同一方向に
ビームを生成する。サブグループに属した各ＰＳ／ＰＡは独立したビームを形成する。

ＳＤＭＡでサブグループが同時にビームを送信しながらもビーム間距離の遠いビームを
選択的に送信するための第二の方法として、同一方向にビームを形成するサブグループの
信号は、デジタルビームフォーミングを用いて多重ユーザを区別する。

次に、ＴＤＭＡの場合、多重ユーザ送信時に効果的なハイブリッドビームフォーミング
のためのアナログビームフォーミング方法を説明する。

一方向にエネルギーを集中させるビームを持続して送信する場合、送信ポイントがカバ
ーする地域内でチャネル状態の良さ悪さの拡散度合が、オムニアンテナ（Ｏｍｎｉ ａｎ
ｔｅｎｎａ）を使用する場合に比べて大きい。これを解消するための方法として、時間単
位でエネルギーを集中する地域を個別に設定することができる。このとき、各サブグルー
プごとに独立してビームを送信し、時間によって各サブグループが送信するビームの方向
を個別に設定することができる。しかし、毎時間ごとにビームの方向を変更すると、測定
（Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）及び報告（Ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ）が複雑になりうる。

したがって、測定及びＣＳＩ報告を単純化するための第一の方法として、サブフレーム
（スケジューリングの時間領域の基本単位）基準に送信ビーム方向を変化させることがで
きる。第二の方法として、送信ビーム方向の変化によるチャネル状態の変化を反映するた
めに、同一の測定を行う時間単位を指定することができる。例えば、同一の測定を行うサ
ブフレームセットをビットマップで定義し、上位層シグナル（Ｈｉｇｈｅｒ ｌａｙｅｒ
ｓｉｇｎａｌ）で指示することができる。第三の方法として、同一方向にビームを生成
するサブグループは、時間によってビームを変化させる時にも同一ビームフォーミングを
行うサブグループ組合せを維持することができる。

第１−３実施例

本発明に係る第１−３実施例は、多重ユーザ送信時に効果的にハイブリッドビームフォ
ーミングを行うためのデジタルビームフォーミング方法に関する。

既存のＭＩＭＯシステムにおいて送信及びチャネル測定の観点でアンテナポートの特徴
をまず説明する。信号送信で用いられるアンテナポート（例えば、ＬＴＥでＡＰ（ａｎｔ
ｅｎｎａ ｐｏｒｔ） ５、ＡＰ ７〜１４など）のチャネルは、周波数及び時間に適用
される送信プリコーディング重みによってチャネルが変更される。一方、測定に用いられ
るアンテナポート（例えば、ＬＴＥで定義しているＡＰ １５〜２２など）は、ドップラ
ー（Ｄｏｐｐｌｅｒ）による時変チャネル特性だけを有する。

ハイブリッドビームフォーミングにおけるデジタルビームフォーミングは、既存のＭＩ
ＭＯシステムと類似の方法で接近してもよい。すなわち、前述したアナログビームフォー
マによって生成される合成チャネルをアンテナポートと見なせば、ハイブリッドビームフ
ォーミングは、アナログビームフォーミングによって生成する複数のアンテナポートを有
するＭＩＭＯ送信方法（デジタルビームフォーミング）と考えてもよい。既存のＭＩＭＯ
システムのアンテナポートとの相違は、アナログビームフォーミングによってチャネル状
況が変わってもよいという点である。例えば、アンテナサブグループの数、サブグループ
を構成する方法、サブグループに適用されるビームフォーミング方法などによってチャネ
ルを変化させることができる。

ハイブリッドビームフォーミングのための効果的なデジタルビームフォーミング方法と
して、第一に、ハイブリッドビームフォーミングでデジタルビームフォーミングのために
適用するプリコーディング重みの形態及び値（Ｖａｌｕｅ）は、アナログビームフォーミ
ングによって生成される送信ビームの数及び適用されるプリコーディング重みによって決
定する。例えば、送信ビームの数が４個である場合、アンテナポート４個を有する送信プ
リコーダを使用する。このとき、送信プリコーディング重みは、アナログビームフォーミ
ングのために用いられる送信プリコーディング重みを考慮して選択される。仮にアナログ
ビームフォーミングのプリコーディング重みが特定の時間維持されてから変更されると、
少なくとも、アナログビームフォーミングのプリコーディングが変更される時点でデジタ
ルビームフォーミングのプリコーディング重みは変更されなければならない。

第二の方法として、デジタルビームフォーミングは、Ａ−ビームによって生成されるＮ
個のチャネル間の位相差を補償する役割を担うことができる。また、デジタルビームフォ
ーミングは、狭帯域単位で行われてもよい。デジタルビームフォーミングは、Ａ−ビーム
によって生成されるＮ個のチャネルでＭ（＜＝Ｎ）個の独立した信号を送信することがで
きる。Ｍ個の独立した信号を送信するために送信プリコーダを構成する。

第１−４実施例

本発明に係る第１−４実施例は、ハイブリッドビームフォーミングで多重ユーザ送信支
援のためのスケジューリング方法に関する。

まず、ロングターム（Ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）ではアナログビームフォーミングでユーザ
を区別することが好ましい。具体的に、アナログビームフォーミング重みによって適用対
象ユーザ集合を生成する。

次に、ショートターム（Ｓｈｏｒｔ−ｔｅｒｍ）ではデジタルビームフォーミングでユ
ーザを区別する。類似の方向を指向するアナログビームを使用するユーザは、複数のアナ
ログビームをデジタル処理によって合成して生成されたビームで区別する。

第２実施例

本発明に係る第２実施例は、効率的なハイブリッドビームフォーミングのためのアンテ
ナサブグルーピング適用方法に関する。

アナログビームフォーミングのためのトレーニングシーケンス（トレーニング Ｓｅｑ
ｕｅｎｃｅ）を送信する。アナログビームフォーミングを行う時にＲＦ端で各アンテナエ
レメント別に位相及び大きさ値を適用するが、適切な位相／大きさ値を選択するためのト
レーニングシーケンスを送信する。

または、アンテナサブグループ別にアナログビームフォーミング行う。アンテナエレメ
ントがアンテナサブグループとして構成されるとき、サブグループ単位でアナログビーム
フォーミングを行うことができる。このとき、各サブグループ別に独立したアナログビー
ムフォーミングを行うことができる。例えば、１つのアンテナサブグループが４個のアン
テナエレメントで構成されるとすれば、４個のアンテナエレメントに独立した位相及び大
きさ値を適用してビームフォーミングを行ってもよい。１６個のサブグループ別に異なる
方向のビームフォーミングを行い得る自由度がある。

本発明に係る第２実施例では、ハイブリッドビームフォーミングでアンテナエレメント
を用いてアナログビームフォーミングを行うとき、基本単位となるサブグループを指定し
て指示する方法、及びアナログビームフォーミングのプリコーディング重みを受信端で見
出して報告するための受信端の動作を説明する。

第２−１実施例

本発明の第２−１実施例は、アンテナサブグループをアンテナエレメントの集合にする
ことに関する。

アンテナサブグループ（ＡＳ）は、アンテナエレメント（ＡＥ）の集合であって、アナ
ログビームフォーミングを行う基本単位となり得る。ハードウェア設計によって、ＡＳに
複数のＰＳ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔｅｒ）／ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）
と信号合成器を備え、１つのアンテナにて信号が送信／受信されるようにすることで、１
つのＡＳで複数のアナログビームを生成できるようにしてもよい。

数多くのＡＥを有するシステムにおいてＡＳは様々な組合せが可能である。アンテナを
配列する方法によって、線形アレイ（Ｌｉｎｅａｒ Ａｒｒａｙ）、平面アレイ（Ｐｌａ
ｎａｒ Ａｒｒａｙ）、円形アレイ（Ｃｉｒｃｕｌａｒ Ａｒｒａｙ）など様々な配列が
あるが、説明の便宜のために、等間隔平面アレイ（Ｕｎｉｆｏｒｍ Ｐｌａｎａｒ Ａｒ
ｒａｙ：ＵＰＡ）を取り上げて説明する。１つのサブグループを構成するために、垂直ド
メイン（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｄｏｍａｉｎ：Ｖ−Ｄ）と水平ドメイン（Ｈｏｒｉｚｏｎｔ
ａｌ Ｄｏｍａｉｎ：Ｈ−Ｄ）に何本のＡＥが用いられるかを定義することによって様々
な組合せを考えることができる。例えば、Ｖ−Ｄで８本、Ｈ−Ｄで８本配列される場合、
合計６４本のＡＥを有するマッシブアンテナを仮定する。この場合、各ドメインで４つの
組合せ（１，２，４，８）を得て、サブグループは１６個の組合せを有する。

ＡＳ構成（Ｖ−ＤのＡＥの数＊Ｈ−ＤのＡＥの数）におけるＶ−Ｄ及びＨ−ＤのＡＥの
数を、１を含む２の倍数で表示すると、次のとおりである。

６４ ＡＥを有する場合、（１ｘ１）、（１ｘ２）、（１ｘ４）、（１ｘ８）、（２ｘ
１）、（２ｘ２）、（２ｘ４）、（２ｘ８）、（４ｘ１）、（４ｘ２）、（４ｘ４）、（
４ｘ８）、（８ｘ１）、（８ｘ２）、（８ｘ４）、（８ｘ８）のＡＳ組合せを導出するこ
とができる。

類似の方式で、３２ ＡＥ（８ｘ４）である場合、（１ｘ１）、（１ｘ２）、（１ｘ４
）、（２ｘ１）、（２ｘ２）、（２ｘ４）、（４ｘ１）、（４ｘ２）、（４ｘ４）、（８
ｘ１）、（８ｘ２）、（８ｘ４）の１２個のＡＳ組合せを導出することができる。

１６ ＡＥ（４ｘ４）である場合、（１ｘ１）、（１ｘ２）、（１ｘ４）、（２ｘ１）
、（２ｘ２）、（２ｘ４）、（４ｘ１）、（４ｘ２）、（４ｘ４）の９個のＡＳ組合せを
導出することができる。

複数のＡＳを構成するとき、各ＡＳを構成する集合を別個に設定して様々なビームパタ
ーンを生成することができる。しかし、この場合、アナログビームフォーミングの多様性
が得られるという長所があるが、それに伴う制約も存在しうる。サブグループに適したビ
ームフォーミング（ＢｅａｍＦｏｅｍｉｎｇ：ＢＦ）重みを算出する場合、各サブグルー
プの形態に合うＢＦ重みをそれぞれ見出さなければならず、端末側でこのような動作を行
う場合、計算の複雑度だけでなく報告オーバーヘッド（Ｒｅｐｏｒｔｉｎｇ ｏｖｅｒｈ
ｅａｄ）も増加するという短所がある。また、アナログビームフォーミングによって生成
されたビームを合成するデジタルビームフォーミングを行う場合、アナログビームフォー
ミングのビームフォーミング利得が、他のビーム間の利得不均衡（Ｇａｉｎ ｉｍｂａｌ
ａｎｃｅ）によって性能劣化する可能性がある。したがって、各ＡＳを構成する集合は、
少なくとも、デジタルビームフォーミングを行う単位別に同一に設定することが好ましい
。

本発明の第２−１実施例に係る第一の方法は、少なくとも一つのアンテナサブグループ
には同じサブグルーピングパターンを適用する。さらには、全アンテナサブグループに同
じサブグルーピングパターンを適用してもよい。

アンテナサブグループのサブグルーピングパターンを同一にすると、アナログビームフ
ォーミングのプリコーディング重みを算出するための複雑度を減らすことができる。また
、アンテナサブグループが同一の位相増分／大きさ増分を有するアナログビームフォーミ
ングプリコーディング重みを使用すると、ビームフォーミングを行うために計算しなけれ
ばならない複雑度及び報告オーバーヘッドを減らすことができる。

本発明の第２−１実施例に係る第二の方法として、同じサブグルーピングパターンが適
用されるアンテナサブグループのうち、少なくとも一つのアンテナサブグループは、同一
の位相増分／大きさ増分を有するアナログビームフォーミングプリコーディング重みを適
用する。なお、同一のサブグルーピングパターンが適用されるアンテナサブグループには
いずれも、同一の位相増分／大きさ増分を有するアナログビームフォーミングプリコーデ
ィング重みを適用してもよい。

ＡＳは、時間別に異なるサブグルーピングパターンを適用してもよい。サブグルーピン
グパターンが変わるということは、チャネル状態が変化することを意味する。チャネルを
測定して適用する時間関係を考慮して、サブグルーピングパターンは少なくとも、チャネ
ル情報が報告され、データ送信に用いられる時間中には維持することが好ましい。例えば
、ＣＳＩ報告周期が５ｍｓであれば、少なくとも１０ｍｓの間にはサブグルーピングパタ
ーンを維持する。

様々なサブグルーピングパターンを動的に変化させるための方案として、複数のサブグ
ルーピングパターンが適用されるタイムデューレーション（Ｔｉｍｅ ｄｕｒａｔｉｏｎ
）を１タイムセット（ｔｉｍｅ ｓｅｔ）にすることができる。こうすると、少なくとも
報告の１周期の間にはタイムセットが維持される。例えば、Ｍ個のサブグルーピングパタ
ーンがＮ時間の間に動的に変化するように適用できるが、動的に変化する最小時間（例え
ば、１０サブフレーム時間）を１周期として維持する。

本発明の第２−３実施例に係る第三の方法として、選択されたアンテナサブグループパ
ターンに同一のサブグルーピング方式を一定時間適用する。

サブグループに関する情報は上位層シグナリングで提供することができる。例えば、Ｒ
ＲＣシグナリグで提供することができる。これは、端末特定情報であってもよく、セル特
定情報であってもよい。サブグルーピングは、複数の候補方式を設定し、指示子（ｉｎｄ
ｉｃａｔｏｒ）で指定することができる。指示子によって指定されたサブグルーピング方
式を、一つ以上のアンテナサブグループに同一に適用する。

本発明の第３実施例に係る第四の方法として、サブグループに関する情報を上位情報に
て端末に指示する。

第２−２実施例

本発明の第２−２実施例は、アンテナサブグループを、信号送信の独立したチャネルを
生成するブロックとして設定することに関する。

ベースバンド（ＢａｓｅＢａｎｄ：ＢＢ）で生成される信号との関係において、ＡＳを
、ベースバンドで生成される複数の信号列のうちいくつかの信号列が送信され得る独立し
たチャネルを生成するブロックとして定義することができる。例えば、Ｋ個のアナログビ
ームを形成するＡＳがＮ個あり、ベースバンドでＭ個の独立した信号列を生成し、それぞ
れ、デジタルアナログ変換（Ｄｉｇｉｔａｌ−Ａｎａｌｏｇ−Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＤＡ
Ｃ）によってアナログに変換されたＭ個の独立した信号例があると仮定する。このとき、
Ｍ個のアナログ信号は（Ｋ＊Ｎ）個のアナログビームを通じて送信される。

アンテナサブグループの構成又はサブグループで送信するビームの個数によって、チャ
ネルを測定しプリコーディング重みを見出す方法は異なる。仮に端末がアンテナエレメン
トのチャネルを測定し、各サブグループに適したアナログビームフォーミングプリコーデ
ィング重みを見出して報告する場合、サブグループのパターンに合う重み値を探して報告
する。そのために、各サブグループのために用いられる重み集合（Ｗｅｉｇｈｔ ｓｅｔ
）が定義されてもよい。例えば、（４＊２）の構成と（２＊２）の構成では別個の重みが
適用されなければならない。

すなわち、アンテナサブグループ構成（Ａｎｔｅｎｎａ ｓｕｂｇｒｏｕｐ ｃｏｎｆ
ｉｇｕｒａｔｉｏｎ）によって、適用される重み集合が異なる。なお、端末がチャネルを
測定し、適当な重みを見出して報告する場合、適用されるアンテナサブグルーピングのた
めの重み値から見出してもよい。また、アンテナサブグルーピングのための重み集合は指
示されてもよく、アンテナサブグルーピングパターンと結び付けて（Ｔｉｅ）定義されて
もよい。

第３実施例

本発明に係る第３実施例は、ハイブリッドビームフォーミングのためのチャネル状態情
報に関する。

具体的に、第３実施例では、アナログビームフォーミングが行われた後にデジタルビー
ムフォーミングを行うハイブリッドビームフォーミングを支援するためのチャネル状態報
告方法について説明する。

粗いビーム（Ｃｏａｒｓｅ ｂｅａｍ）は、広幅を有するビームを使用し、空間的に概
略的な方向にビームを指向する。一方、精細なビーム（Ｆｉｎｅ ｂｅａｍ）は、シャー
プなビームを使用し、ユーザの地点を正確に指向できることを特徴とする。例えば、２Ｔ
ｘアンテナ及び１６Ｔｘアンテナを用いてビームフォーミングを行う場合を比較すると、
２Ｔｘのビームは１６Ｔｘのビームよりもビーム幅が広い。また、３ｄＢのビーム幅（（
ｂｅａｍｗｉｄｔｈ）地点を、別個のビームが指向する地点であるとすれば、ビーム間の
距離は、１６Ｔｘアンテナのビーム間間隔の方が広い。可変的なビームフォーミングを行
うとき、チャネル状況の変化によってビームフォーミング重み値が変化するが、粗いビー
ムのためのビームフォーミング重みの変化量は、精細なビームに比べてチャネル状況の変
化に対して敏感度が低い。

アナログビームフォーミングは、移相器及び電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉ
ｅｒ）などの素子の特性によってビームフォーミングの解像度（Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）
が決定されてもよい。端末の状況に応じて適応的なビームフォーミングが可能であるが、
素子の限界によって高精度のビームフォーミングには限界がある。このため、アナログビ
ームフォーミングは、粗いビームを生成するための用途に用いることが好ましい。

一方、デジタルビームフォーミングは、ベースバンドで位相(Ｐｈａｓｅ)及び振幅（Ａ
ｍｐｌｉｔｕｄｅ）の変化を様々な範囲で調節できる自由度があるため、精細なビームを
生成するための用途に用いることができる。

本発明に係るチャネル状態報告の第一の特徴として、アナログビームフォーミングのた
めのチャネル状態情報はロングターム（Ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）／広帯域（Ｗｉｄｅｂａｎ
ｄ）で報告する。一方、デジタルビームフォーミングのためのチャネル状態情報は、アナ
ログビームフォーミング状態情報と同じ周期又は短い周期で報告する。また、デジタルビ
ームフォーミングのためのチャネル状態情報は、広帯域（Ｗｉｄｅｂａｎｄ）或いはサブ
バンド（Ｓｕｂｂａｎｄ）で報告することができる。

アナログビームフォーミングのためのプリコーディング重みを端末が選択して報告する
場合、アナログビームフォーミングの重みに関する情報は間欠的に少量のビットを用いて
報告されるが、報告された重みに基づいて将来の送信に用いられるプリコーディングが決
定されるため、報告に対する強健性が重要である。アナログビームフォーミングの情報を
強健に報告できる方法として、非常に低いＭＣＳを用いる方法、ＣＲＣを付加して誤りの
有無を確認する方法などを用いることができる。この報告送信リソースとしては、上りリ
ンク制御チャネルを用いてもよく、上りリンクデータチャネルの一部を用いてもよい。上
りリンク制御チャネルを用いる場合、ＱＰＳＫ変調によって低い符号化率（ｃｏｄｉｎｇ
ｒａｔｅ）で送信することができる。このとき、アナログビームフォーミングのプリコ
ーディング重みは、他のチャネル状態情報、ハイブリッドＡＲＱ Ａ／Ｎなどのフィード
バック情報、ＳＲＳ要求などの情報と分離して符号化されて送信される。

アナログビームフォーミングのためのプリコーディング重み情報として特定指示子（Ｉ
ｎｄｉｃａｔｏｒ）が定義されてもよく、これは、水平又は垂直ドメインの空間情報を反
映する値を示す（ｉｎｄｉｃａｔｅ）ことができる。

本発明に係るチャネル状態報告の第二の特徴として、アナログビームフォーミングのた
めのプリコーディング重み情報が端末によって測定されて報告される。この情報は、上り
リンク制御チャネル又は上りリンクデータ共有チャネルの一部にて報告されてもよい。

アナログビームフォーミングのためのチャネル状態情報とデジタルビームフォーミング
のためのチャネル状態情報は、報告する情報の種類及び情報を報告する時点を区別して報
告する。例えば、アナログビームフォーミングのためのチャネル状態情報はロングターム
（Ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）で報告する。一方、デジタルビームフォーミングのためのチャネ
ル状態情報は、ショートターム（Ｓｈｏｒｔ−ｔｅｒｍ）で報告する。

アナログビームフォーミングのためのチャネル状態情報は、端末の報告によって取得し
たり、上り送信される信号（例えば、ＳＲＳ）から取得することができる。重要なことは
、アナログビームフォーミングに用いられるプリコーディングは、デジタルビームフォー
ミングを適用する周期よりも長い周期にわたって適用されるという点である。このとき、
デジタルビームフォーミングのためのチャネル状態情報は、アナログビームフォーミング
によって形成されたチャネルをアンテナポートとして定義して取得することができる。ま
た、このようにして取得したチャネル状態情報は、上りリンク制御チャネル又は上りリン
クデータ共有チャネルにて報告される。

本発明に係るチャネル状態報告の第三の特徴として、アナログビームフォーミングによ
って形成された合成されたチャネルをアンテナポートとして定義し、該当のアンテナポー
トのための参照信号を用いてチャネルを測定して、デジタルビームフォーミングを行うた
めのＣＳＩを算出する。デジタルビームフォーミングのためのチャネル状態情報は、上り
リンク制御チャネル又は上りリンクデータ共有チャネルにて報告される。

デジタルビームフォーミングを行うためのチャネル状態情報の測定及び報告情報は、ア
ナログビームフォーミングによって選択されたビームパターンによって決定される。アナ
ログビームフォーミングによって発生するビームの個数は可変的であってもよく、また、
Ｎ個のビームを生成するとしても、ビームフォーミング重みが変更されると合成チャネル
が変更される。

例えば、アナログビームフォーミングによってＮ個のビームが送信される場合、デジタ
ルビームフォーミングのためにＮ個のアンテナポートのチャネルが測定され、Ｎ個のアン
テナポートのためのプリコーディングマトリクスからエレメントを選択して報告する。

また、アナログビームフォーミングで生成するプリコーディング重みが可変する場合に
は、デジタルビームフォーミングのために複数のチャネルを測定しなければならない。こ
の場合、複数の参照信号送信指示（アンテナポートの個数、周波数／時間／符合リソース
割り当て情報などを含む。）メッセージを端末に指示する。

また、アナログビームフォーミングで生成するビームの個数が可変する場合、デジタル
ビームフォーミングのためにチャネルを測定すべきアンテナポートの数も可変する。この
場合、複数の参照信号送信指示（アンテナポートの個数、周波数／時間／符合リソース割
り当て情報などを含む。）メッセージを端末に指示する。

本発明に係るチャネル状態報告の第四の特徴として、デジタルビームフォーミングのた
めのチャネル状態測定及び報告情報がアナログビームフォーミングのビームフォーミング
方法によって決定される。

アナログビームフォーミングによって選択されたビームパターンに応じて送信されるア
ンテナポートに該当する参照信号からチャネルを測定し、デジタルビームフォーミングを
行うためのＣＳＩを算出する。デジタルビームフォーミングのためのＣＳＩフィードバッ
クは、ＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ報告モードと定義される。

また、アナログビームフォーミングによって選択されたビームパターンによって、デジ
タルビームフォーミングを行うためのコードブックが変更されてもよい。

ハイブリッドビームフォーミングは、アナログビームフォーミングとデジタルビームフ
ォーミングを同時に行うことを特徴とする。アナログビームフォーミングによって生成さ
れた放射パターンは、信号送信カバレッジ（Ｃｏｖｅｒａｇｅ）を決定付ける。ＡＡＳを
使用する多重アンテナシステムでは、アンテナのティルティング（Ｔｉｌｉｎｇ）角度を
アナログビームフォーミングで調節できる自由度が与えられる。セル中におけるユーザの
分布によってティルティング角度を適応的に変化させる場合、システム性能及びエネルギ
ー効率の向上を期待することができる。セル中のユーザに適応的なアナログビームフォー
ミングを行うための方法を説明する。この方法は、端末がチャネルを測定して基地局に報
告し、報告された情報に基づいて基地局が決定する方式と、基地局が上り信号を測定して
決定する方式とに区別できる。

まず、端末測定チャネル情報に基づく決定方式について説明する。

既存の多重アンテナシステムでは基地局が固定された形態のアナログビームフォーミン
グを行っているため、端末はＲＳＲＰ測定の値を一つのみ報告した。複数のビームフォー
ミングパターンを有する基地局の場合、データ送信に適合したビームフォーミングパター
ンを選択するための方法を導入する必要がある。

第一の方法として、基地局は複数のアナログビームを生成し、端末はビームフォーミン
グによって生成された合成チャネルを測定して基地局に報告する。

例えば、端末が測定すべきチャネル情報をアンテナポートで指定し、複数のアンテナポ
ートに対してＲＳＲＰ測定を行う。端末が測定した複数のＲＳＲＰ情報は、関連報告チャ
ネルにて報告される。この時、ＲＳＲＰ情報は、アンテナポート関連情報と併せて報告さ
れてもよい。また、情報の量を圧縮するための方法として、端末が測定した情報のうち一
部のＲＳＲＰだけを報告することを考慮してもよいが、このとき、ＲＳＲＰ情報及び関連
の指示子を併せて報告する。例えば、アンテナポートインデックスを順に並べ、ビット列
から選択された該当のアンテナポートのビットフラグをオン（ｏｎ）させる方法を用いて
もよい。

他の例として、端末が測定すべきチャネル情報をアンテナポートとして指定し、１つの
アンテナポートに対してＲＳＲＰ測定を行う。このとき、測定を行う単位を時間単位と定
義することができる。例えば、上位信号を用いて、測定すべき時間単位を指定し、時間単
位で測定された情報を報告する。ここで、複数の時間単位を設定してもよい。測定された
情報は、時間単位別に決定される報告順序に合わせて報告される。同時に報告される場合
には情報の順序を指定することができる。個別のリソースで報告される場合にはリソース
別に設定されてもよい。

第二の方法として、端末は、約束されたアナログビームフォーミングセットを用いてチ
ャネルを合成し、合成チャネルを測定して基地局に報告する。

例えば、基地局でアナログビームフォーミングが行われていないアンテナエレメントの
ためのＲＳを送信する。端末にアナログビームフォーミングを行うセットを指示し、端末
は、指示されたセットを用いてアンテナエレメントとビームフォーミング重みを結合（ｃ
ｏｍｂｉｎｉｎｇ）する。合成されたチャネルに基づいてＲＳＲＰ測定を行う。端末は、
測定したチャネル情報を全て基地局に報告してもよく、情報を圧縮するために端末の好む
一部のセット情報だけを報告してもよい。

また、上述した方法は、基地局の指示又は端末の能力によって行われてもよい。上述し
た方法を支援する端末とそうでない端末がありうる。端末は、自身の能力（Ｃａｐａｂｉ
ｌｉｔｙ）を基地局に報告する。基地局は、能力（Ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ）を有する端末
には、上述した報告方法を用いるように指示することができる。端末は、基地局の指示子
によって新しい測定方法を行うことができる。

第三の方法は、基地局が測定して決定する方式に関する。具体的に、基地局は、上り信
号からチャネル状態を測定し、下り信号送信のためのアナログビームフォーミングの重み
を決定する。

基地局は受信端でアナログビームフォーミングを行う重みを決定することができる。こ
れは、上りリンク信号処理のためのハードウェア構造又は信号処理方法などによって様々
な形態で行われてもよい。複数の端末が同時に信号を送信するとき、受信される信号には
様々な用途の信号及びチャネルが含まれている。この中からチャネル測定のための参照信
号を区分し、上り送信のためのチャネル測定を行う。

例えば、上りリンクで受信したアナログビームフォーミングが行われた信号を用いる場
合、データ送信のための参照信号を用いてアナログビームフォーミング重みを決定する。
データ送信のための参照信号は、デジタルドメインビームフォーミングが行われたことに
特徴がある。そこで、様々なアナログビームフォーミングを行って最適のアナログビーム
フォーミング値を見出すことができる。複数のアナログビームフォーミングされた信号か
ら該当のユーザのデータ送信のための参照信号を抽出する。複数のアナログビームフォー
ミングが行われたデータ送信参照信号のチャネル状態を測定し、これに基づいてアナログ
ビームフォーミング重みを選択する。

他の例として、上りリンクで各アンテナエレメント別に受信信号を取りまとめて、アナ
ログビームフォーミングを行うための重みを決定することができる。この時、受信信号の
中から端末のチャネル状態測定のための参照信号を抽出して使用することができる。

これらの例によって選択されたアナログビームフォーミング重みに基づいて下りリンク
送信のためのアナログビームフォーミング重みを決定する。下りリンク送信アナログビー
ムフォーミング重みは時間単位に変わってもよい。時間単位に変化する重みによって下り
リンク合成チャネルも変化するが、これに対するＲＳＲＰ測定方法が要求される。基地局
は端末にＲＳＲＰ測定を行う時間単位を指定することができる。

第４実施例

本発明に係る第４実施例は、狭帯域間位相差（Ｐｈａｓｅ ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）を
補償する方法に関する。

アナログビームフォーミングを使用する場合、広帯域送信において高い周波数と低い周
波数との間に発生する位相差によって不所望のビームを送信するようになる。

アナログビームフォーミングの基本概念は、多重アンテナ列を基準に、信号が送信（又
は受信）される方向によって、信号が送信（又は受信）される時間を異ならせて所望の方
向に信号の位相を同一に合わせることである。正弦波（ｓｉｎ ｗａｖｅ）は時間が変化
するにされて位相が変化するため、送信（又は受信）遅延は、結局として信号に位相変化
を与えるという意味といえる。ところが、送信（又は受信）遅延による位相変化は、送信
（又は受信）に用いられる周波数によって異なる。同一の遅延状況で、低い周波数は位相
変化が少ないが、高い周波数は位相変化が大きい。

アナログビームフォーミングは、多重アンテナ送信又は受信のためにアナログドメイン
で重みを乗じる動作が適用される。すなわち、ビームフォーミング重みが送信帯域で同一
に用いられる。送信帯域が狭い場合、帯域内で高い周波数と低い周波数間の位相変化の差
は小さいが、送信帯域が広い場合にはその差が大きくなる。また、同一の送信帯域を使用
する場合、送信に用いられる中心周波数が低いと送信帯域内で位相変化差が小さいが、中
心周波数が高いとその差が大きくなる。

また、ハイブリッドビームフォーミングが広帯域送信又は高周波帯域送信で用いられて
もよい。

高周波送信を取り上げると、既存のセルラーシステム（例えば、ＬＴＥ）は、主に、２
ＧＨｚ帯域近傍で最大２０ＭＨｚ帯域幅で送信するように設計されたが、最近では、それ
よりも高い帯域（例えば、３．５ＧＨｚ、５ＧＨｚなど）で送信することが考慮されてい
る。

また、送信容量を増大させる方案として、広い周波数帯域を確保可能な高周波広帯域送
信が試みられている。５ＧＨｚ以上の帯域のうち、１０ＧＨｚ、２８ＧＨｚ、６０ＧＨｚ
近傍の帯域が次世代広帯域移動通信の周波数として議論されている。

上述した広帯域、高周波帯域の送信状況でマッシブＭＩＭＯが導入されることが検討さ
れている。また、マッシブＭＩＭＯの簡単な具現の方案としてハイブリッドビームフォー
ミングが導入される可能性がある。アナログビームフォーミングを広帯域送信に適用する
時に発生する周波数帯域間の位相差は、ハイブリッドビームフォーミングの性能を向上す
る上で解決しなければならない問題である。

ビームフォーミングの基本的な原理は、アンテナ間に線形的な位相回転を発生させて送
信及び受信信号に同一位相を有させ、合成時に最大利得が得られるようにすることである
。アンテナ間に適用されるべき線形的な位相回転の値が帯域別に差があるが、広帯域送信
において１つの代表値を適用する場合には、帯域別にアンテナに適用すべき線形的な位相
値と差が発生し、信号が合成される時に最大利得が得られなくなる。極端な場合、位相変
化量によって信号の大きさを減衰させる方向に合成されることもある。位相差によるビー
ム方向ミスマッチ（ｂｅａｍ ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ ｍｉｓｍａｔｃｈ）は、ビームがシ
ャープであるほど敏感に現れることがある。反面、ブロードなビームでは位相差によるビ
ーム方向ミスマッチの敏感度が低くなる。マッシブＭＩＭＯは、多数のアンテナを用いて
エネルギーを合成することによって極端的にシャープなビームを生成することができる。
したがって、マッシブＭＩＭＯでは位相差によるビーム方向ミスマッチに敏感に作用する
。

位相差が発生する原因及びそれによる敏感度を説明すると次のとおりである。広帯域に
同じ位相回転を適用すると位相差が発生する。ここで、ビーム幅（ｂｅａｍ ｗｉｄｔｈ
）がシャープであるほど敏感度が増加する。一方、狭帯域に同じ位相を適用すると位相差
が少なく発生し、ビームがブロードであるほど位相差に対する敏感度は低くなる。

本発明の実施例では、アナログドメインではブロードなビームを生成し、デジタルドメ
インでは狭帯域に位相回転を適用することを提案する。また、本発明の実施例は、そのた
めのアンテナ構成方法及びデジタルビームフォーマのプリコーダ（Ｐｒｅｃｏｄｅｒ）構
成及び適用方法を提案する。

第４−１実施例

本発明に係る第４−１実施例は、アナログドメインではブロードなビームを生成し、デ
ジタルドメインでは狭帯域に位相回転を適用することに関する。

第４−１実施例の方法は、アナログドメインでビームフォーミングを行うエレメントの
数を減らしてブロードなビームを生成することによって、位相差によるビーム方向（ｂｅ
ａｍ ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ）変化に対する敏感度を下げる。また、アンテナエレメントで
発生する位相差が合成チャネルで平均（Ａｖｅｒａｇｅ）されるが、平均位相差（Ａｖｅ
ｒａｇｅ ｐｈａｓｅ ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）を含む合成チャネルをデジタルビームフ
ォーミングし、所望の方向にシャープなビームが形成されるようにする。

第４−２実施例

本発明の第４−２実施例は、アンテナ配列構造に関する。具体的に、アンテナサブグル
ーピングは２個以上のアンテナエレメントがある行又は列で行う。

アナログビームフォーミングは、アンテナエレメントの位相（Ｐｈａｓｅ）及び振幅（
Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）を変化させる。アンテナエレメントをまとめてサブグループを構成
し、サブグループ別にアナログビームフォーミングを行うことができる。ブロードなビー
ム幅を有するアナログビームを生成するために、少ない数のアンテナエレメントを用いて
アナログビームフォーミングを行う。そのために、２個以上のアンテナサブグループを構
成する。

図２６に、本発明に係るアンテナ配列構造の一例を示す。

図２６を参照すると、１０個のアンテナエレメントが一列で配列された場合、５個のア
ンテナエレメントをまとめてサブグループを構成すると２個のサブグループを得ることが
できる。この場合、１０個のアンテナエレメントによって生成されるビーム幅よりも広い
ビーム幅を有するビームを２個生成する。サブグループで生成するビームは、１０個のア
ンテナエレメントのビームに比べて位相誤差（Ｐｈａｓｅ ｅｒｒｏｒ）に対して強健で
ある。

図２７には、本発明に係るアンテナ配列構造の他の例を示す。

図２７を参照すると、２０個のアンテナエレメントが１行に１０個のアンテナエレメン
トずつ２列（１０ｘ２）で配列された場合、５個のアンテナエレメントをまとめてサブグ
ループを構成すると、１行に２個のサブグループずつして合計４個のサブグループを構成
することができる。

第４−３実施例

本発明の第４−３実施例は、広帯域にアナログビームフォーミングを適用する時に発生
する狭帯域間位相差を補償する方法に関する。具体的に、各エレメントに適用される重み
間の位相変化が同一であるビームフォーミング重みを適用する方法を適用することができ
る。

例えば、図２６で、一列に並んだ５個のアンテナエレメントをまとめて１つのサブグル
ープを構成したが、サブグループにおける５個のアンテナエレメントに適用するプリコー
ディング重みをＷ＝［Ｗ０ Ｗ１ Ｗ２ Ｗ３ Ｗ４］としたとき、各サブグループには
、位相変化が同一であるビームフォーミング重みＷを適用する。Ｗ１及びＷ２は次のとお
りである。

Ｗ１＝［１ｅｘｐｊ（α）ｅｘｐｊ（２α）ｅｘｐｊ（３α）ｅｘｐｊ（４α）］、
Ｗ２＝［ｅｘｐｊ（β）ｅｘｐｊ（β）＊ｅｘｐｊ（α）ｅｘｐｊ（β）＊ｅｘｐｊ（
２α）ｅｘｐｊ（β）＊ｅｘｐｊ（３α）ｘｐｊ（β）＊ｅｘｐｊ（４α）］

Ｗ１及びＷ２は、各エレメントに適用されるプリコーディング重みの位相変化量はｅｘ
ｐｊ（α）であって、同一である。

また、図２７の例で、各行に２個ずつサブグループを構成する場合、サブグループ１、
２、３、４に適用される重みにも、エレメント間の位相変化量が同一である重みを適用す
ることができる。Ｗ１乃至Ｗ４は次のとおりである。

Ｗ１＝［１ｅｘｐｊ（α）ｅｘｐｊ（２α）ｅｘｐｊ（３α）ｅｘｐｊ（４α）］
Ｗ２＝［ｅｘｐｊ（β）ｅｘｐｊ（β＋α）ｅｘｐｊ（β＋２α）ｅｘｐｊ（β＋３α
）ｅｘｐｊ（β＋４α）］
Ｗ３＝［ｅｘｐｊ（γ）ｅｘｐｊ（γ＋α）ｅｘｐｊ（γ＋２α）ｅｘｐｊ（γ＋３α
）ｅｘｐｊ（γ＋４α）］
Ｗ４＝［ｅｘｐｊ（γ＋β）ｅｘｐｊ（γ＋β＋α）ｅｘｐｊ（γ＋β＋２α）ｅｘｐ
ｊ（γ＋β＋３α）ｅｘｐｊ（γ＋β＋４α）］

Ｗｎの各エレメントの位相変化量はｅｘｐｊ（α）であって、いずれも同一である。ま
た異なる行にある同一列のエレメント間の位相変化量はｅｘｐｊ（γ）であって、いずれ
も同一である。（Ｗ１（１）＝１、Ｗ３（１）＝ｅｘｐｊ（γ））、（Ｗ２（４）＝ｅｘ
ｐｊ（β＋４α）、Ｗ４（４）＝ｅｘｐｊ（γ＋β＋４α））

第４−４実施例

本発明の第４−４実施例は、デジタルビームフォーミングを狭帯域単位で行うことを説
明する。

サブグループではアナログビームによって新しいチャネルを形成する。各サブグループ
で生成されたチャネルの間に位相差が発生しうるが、デジタルドメインのプリコーダを用
いて位相差を補償する。チャネルの変化が大きいか、サブグループのチャネル間の相関関
係が低いか、送信帯域が広い場合、狭帯域別にサブグループのチャネル間位相差が異なり
うる。デジタルビームフォーマは、サブグループ間の位相を補正する役割を担い、デジタ
ルドメインのプリコーディングは狭帯域で行う。

例えば、サブグループｎのアナログビームフォーミングによって生成されたサブバンド
ｋのチャネルをＣｈ ｎ（ｋ）とし、Ｃｈ ｎ（ｋ）の位相を∠Ｃｈ ｎ（ｋ）としよう。

サブバンド１でサブグループ１のチャネルＣｈ１（１）とサブグループ２のチャネルＣ
ｈ２（１）間の位相差をａ＝∠Ｃｈ１（１）−∠Ｃｈ２（１）、サブバンド２でサブグル
ープ１のチャネルＣｈ１（２）とサブグループ２のチャネルＣｈ２（２）間の位相差をｂ
＝∠Ｃｈ１（２）−∠Ｃｈ２（２）としよう。サブバンド間の格差が大きい場合、サブバ
ンドのチャネルは互いに独立しており、各サブバンド別位相差ａとｂは別個の値を有する
。各サブバンド別にプリコーディングを行うことによって、アナログビームフォーミング
によって発生する位相差を補正する。

アンテナ間の相関度（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）が相当高いと仮定すれば、各アンテナ
エレメントのチャネルは線形位相変化で近似化することができる。サブバンド１と２のチ
ャネルでアンテナエレメントの位相変化量の差を２δとすれば、サブバンド１と２のチャ
ネルを下記のように表現できる。

Ｈ（１）＝［Ｈ１（１） Ｈ２（１）］
＝Ｈ（１）ｘ［１ ｅｘｐｊ（α−δ） ｅｘｐｊ（２α−２δ） ｅｘｐｊ（３α−
３δ） ｅｘｐｊ（４α−４δ） ｅｘｐｊ（５α−５δ） ｅｘｐｊ（６α−６δ）
ｅｘｐｊ（７α−７δ） ｅｘｐｊ（８α−８δ） ｅｘｐｊ（９α−９δ）］

Ｈ（２）＝［Ｈ１（２） Ｈ２（２）］
＝Ｈ（２）ｘ［１ ｅｘｐｊ（α＋δ） ｅｘｐｊ（２α＋２δ） ｅｘｐｊ（３α＋
３δ） ｅｘｐｊ（４α＋４δ） ｅｘｐｊ（５α＋５δ） ｅｘｐｊ（６α＋６δ）
ｅｘｐｊ（７α＋７δ） ｅｘｐｊ（８α＋８δ） ｅｘｐｊ（９α＋９δ）］

２個のサブグループに、下記のようにｅｘｐｊ（α）ずつ位相が増加するプリコーディ
ング重みを適用すると、次のとおりである。

Ｗ１＝［１ ｅｘｐｊ（α） ｅｘｐｊ（２α） ｅｘｐｊ（３α） ｅｘｐｊ（４α
）］
Ｗ２ ＝ ［ｅｘｐｊ（β） ｅｘｐｊ（β＋α） ｅｘｐｊ（β＋２α） ｅｘｐｊ
（β＋３α） ｅｘｐｊ（β＋４α）］

これを用いて下記のような合成されたチャネルを得ることができる。

Ｈｅｑ（１）＝［Ｈｅｑ１（１）Ｈｅｑ２（１）］
＝［Ｈ１（１） Ｗ１Ｈ Ｈ２（１） Ｗ２Ｈ］
＝５Ｈ（１）ｅｘｐｊ（−２δ） ［１ｅｘｐｊ（−５δ）］

Ｈｅｑ（２）＝［Ｈｅｑ１（２）Ｈｅｑ２（２）］
＝［Ｈ１（２） Ｗ１Ｈ Ｈ２（２） Ｗ２Ｈ］
＝５Ｈ（２）ｅｘｐｊ（２δ） ［１ｅｘｐｊ（５δ）］

デジタルビームフォーマではサブグループ間の位相差を補償する。アンテナエレメント
間の相関度が低いか、アンテナエレメント間の距離が遠い場合、アンテナエレメントは互
いに独立したチャネルを有する。こうすると、ビームフォーミングによってチャネルが合
成される時、アンテナエレメントの位相変化量が線形的に増加しない。

第４−５実施例

本発明の第４−５実施例は、デジタルビームフォーミングを支援するためのチャネル状
態報告に関する方法である。

下りリンクデジタルビームフォーミングを支援するためにはチャネル状態情報が報告さ
れなければならない。チャネル状態情報は、約束されたインデックスに換算された値を報
告する黙示的フィードバック（Ｉｍｐｌｉｃｉｔ Ｆｅｅｄｂａｃｋ）方法（例えば、ラ
ンク指示（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）／プリコーディングマトリクス指示（Ｐｒ
ｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）／チャネル品質指示（Ｃｈａｎ
ｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）など）と、チャネルを直接報告する明
示的フィードバック（Ｅｘｐｌｉｃｉｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ）方法がある。両方法の場合
とも、狭帯域で測定したチャネル情報を基地局に報告する。これは、サブグループ別にア
ナログビームフォーミングによって合成されたチャネル情報に基づいて推定したチャネル
状態情報を意味する。

端末は、サブグループのアンテナエレメントのチャネル状態を測定し、ビームフォーミ
ングに適した重みを見出して報告することができる。この場合、サブグループに適用する
ビームフォーミング重みを基地局に報告するが、ビームフォーミング重みは、送信帯域幅
に共通で適用されるとの仮定下に選択して報告する。

第５実施例

本発明の第５実施例は、ハイブリッドＢＦ（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）においてアナロ
グＢＦのためのトレーニングシーケンス送信方法に関する。

下りリンクビームフォーミングのために基地局は下りリンクチャネル情報を取得しなけ
ればならないが、そのための方法として、（１）下りチャネルを端末が測定して報告した
り、（２）上りチャネルを基地局が測定して下り送信に使用する方法を用いることができ
る。本発明の実施例では、下りリンクハイブリッドビームフォーミングにおいて下りリン
クチャネルを端末が測定するための参照信号送信方法及び物理信号構造を説明する。

デジタルビームフォーミング技法における参照信号は、アンテナポート間直交リソース
（周波数、時間、コードなど）を割り当て、各アンテナポートのチャネル情報を取得でき
るように設計する。

しかし、このようにアンテナポートに対して定義された参照信号は、アンテナエレメン
トのチャネルを区別して推定するには適さない。例えば、Ｎ個のアンテナポートがＮ個の
ＴＲＸにマップされ、各ＴＲＸはＭ個のアンテナエレメントにて送信されるとすれば、１
つのアンテナポートのために割り当てられた直交リソースはＭ個のアンテナエレメントを
介して送信され、受信端ではＭ個のアンテナエレメントの信号が合成されて１つのアンテ
ナポートの信号として受信される。

すなわち、アンテナポートのチャネルを推定するために割り当てられた参照信号を使用
する場合、多重アンテナエレメントの合成された信号が生成するチャネルを推定すること
になり、Ｍ個のアンテナエレメントを区別できなくなる。したがって、アンテナエレメン
トのチャネルを推定するためには新しい参照信号送信方法が導入されなければならない。

本発明に係る下りリンク参照信号の送信方法を説明すると、次のとおりである。

デジタルドメインでアンテナエレメントのための参照信号送信の第一の方法として、ア
ンテナエレメント特定（ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔ ｓｐｅｃｉｆｉｃ）のリソー
スを割り当てる。この方法は、同一時間送信、又は個別時間送信を適用することができる
。このとき、アナログビームフォーミングを考慮してアンテナエレメントのための参照信
号の位相を反転させることができる。

デジタルドメインでアンテナエレメントのための参照信号送信の第二の方法として、ビ
ーム特定（ｂｅａｍ ｓｐｅｃｉｆｉｃ）のリソースを割り当てることができる。

アナログドメインでアンテナエレメントのための参照信号送信の第三の方法として、参
照信号生成器で参照信号シーケンスを生成し、ＴＲＸで生成された信号と合成することが
できる。図２８は、本発明の実施例に係る参照信号生成器構造の一例である。

図２８を参照すると、ＴＲＸ別に独立したアンテナエレメントにマップされる場合、ア
ンテナエレメント別に区別されるリソース（ｎ Ｘ Ｍ）を使用することができる。又は
、ＴＲＸ別に独立したアンテナエレメントにマップされる場合、Ｍ個のエレメントを区別
するリソース（Ｍ）を使用することができる。時間ドメインで同時に信号送信を行う場合
、アンテナ切り替え（Ａｎｔｅｎｎａ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）を用いて参照信号を合成し
て送信することができる。

単一ＴＲＸにマップされたアンテナエレメントのチャネルを推定する場合、それぞれの
アンテナエレメントのチャネルを推定することができる。

例えば、各アンテナエレメント別トレーニングシーケンスを送信する。物理的な構造は
、ＴＲＸで送信される信号と区別される参照信号を生成するためのブロックを用いる。

ここで、シーケンスは、アンテナエレメント間に直交するシーケンスを表す。同一時間
に送信される場合、周波数リソース／コードリソースで区別することができる。また、シ
ーケンスは、データ信号と同時に送信してもよい。

アンテナポートは、アナログビームフォーミングによって合成された信号を意味し、ア
ンテナエレメントは、アナログビームフォーミングを行うための単位を意味する。アナロ
グビームフォーミングを行うためのビームフォーミング重みを選択するためには、アンテ
ナエレメントのチャネル測定が要求される。アンテナエレメント間の空間的な情報を取得
するために、様々な方法の参照信号送信方法を考慮することができる。アンテナエレメン
トのための参照信号はデジタルドメインで送信されてもよく、アナログドメインで送信さ
れてもよい。

第５−１実施例

本発明の第５−１実施例は、デジタルドメインで参照信号が送信される場合、参照信号
が送信される時間にはアナログビームフォーミングを行わない方法に関する。そのために
各アンテナエレメントに特定リソースを割り当てる。ここで、リソースとは、時間、周波
数、コードなどを意味する。

例えば、アンテナエレメント別に異なる時間に参照信号が送信されるようにすることが
できる。デジタルドメインで参照信号が送信されるとき、時間は、少なくともＯＦＤＭシ
ンボル期間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）となる。１ ＯＦＤＭシンボル期間で１つのアンテナエ
レメントのための参照信号が送信され、次の時間期間では他のアンテナエレメントのため
の参照信号が送信される。

各アンテナエレメントに分岐される信号は、１つのＴＲＸで生成された信号である。各
エレメントで同一時点に同一信号を送信すると、受信端では各アンテナエレメントに該当
する参照信号を取得し難くなる。各アンテナエレメント別に参照信号を時間で区別して送
信する方法として、アンテナオン／オフ（ｔｕｒｎ ｏｎ／ｏｆｆ）方法を適用すること
ができる。例えば、アンテナエレメントにおける電力増幅器の利得を下げることによって
、アンテナエレメントで送信される信号を増大させたり減少させることができる。特定時
点では特定アンテナエレメントのＰＡを増大させ、他のアンテナエレメントのＰＡを減少
させる。このような動作をアンテナエレメント別に交互に行う。各アンテナエレメントで
同一の参照信号が送信されても、アンテナエレメントをオン／オフすることによって、１
個のアンテナでのみ参照信号が送信されるようにする効果を得ることができる。

他の例として、アンテナエレメント別に互いに約束された時間に参照信号を送信するこ
とによって、参照信号間の合成を防ぐことができる。アンテナサブグループを考慮すると
き、アンテナサブグループに含まれたアンテナエレメント間には時間直交参照信号リソー
スを割り当て、アンテナサブグループ間のアンテナエレメント間には周波数直交或いはコ
ードリソースを割り当てることができる。

１つのアンテナサブグループでは各アンテナエレメントで同一の参照信号が送信される
ため、時間でアンテナエレメント送信を区別する。一方、サブグループ間では別個の信号
を生成できるため、別個の参照信号を送信することができる。したがって、サブグループ
間には周波数直交或いはコードリソースが異なる参照信号を割り当てて送信することがで
きる。さらに、時間リソースを別にして参照信号を送信してもよい。

第５−２実施例

本発明の第５−２実施例は、デジタルドメインで参照信号が送信される場合、アナログ
ビームフォーミングされた参照信号が送信される方法に関する。そのために、各アナログ
ビームに特定リソースを割り当てる。

アナログビームフォーミングが行われた参照信号が送信されたということは、可能なア
ナログビームフォーミング重み集合（ｓｅｔ）を置き、集合を区別するための参照信号を
割り当てるということを意味する。ビームフォーミング実行単位別にリソース割り当てを
独立して行うことができる構造を導入し、ビームフォーミングを区別するための参照信号
を割り当てることができる。各アンテナエレメント別にチャネルを測定し、アナログビー
ムフォーミングを行うためのプリコーディング重みを見出す複雑度（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔ
ｙ）に比べて、だいぶ低い複雑度を有する長所がある。

第５−３実施例

本発明の第５−３実施例は、アナログドメインでアンテナエレメントのための参照信号
を送信する方法に関する。

図２８の例のような参照信号生成器で参照信号シーケンスを生成し、ＴＲＸで生成され
た信号と合成する。このとき、参照信号は各アンテナエレメント別特定リソースに割り当
てることができる。例えば、時間で直交するリソースを割り当てる場合、各アンテナエレ
メント別に独立した時間リソースを使用する。このとき、時間リソースの長さは、１ Ｏ
ＦＤＭシンボルよりも小さい長さを有するように設計することができる。他の例として、
コードリソースを割り当てる場合を挙げることができる。各アンテナエレメント別に異な
るコードリソースを用いて各アンテナチャネルを区別できるようにすることができる。Ｚ
Ｃシーケンスを使用する場合、別個の巡回シフト値（ｃｙｃｌｉｃ ｓｈｉｆｔ ｖａｌ
ｕｅ）を使用することによって信号を区別することができる。

ＴＲＸ別に独立したアンテナエレメントにマップされる場合、アンテナエレメント別に
区別されるＮ＊Ｍ個のリソースを使用することができる。ＴＲＸ内にある各アンテナエレ
メントの信号を区別するための目的で参照信号を使用する場合に、ＴＲＸ間にはアンテナ
エレメントリソースを共有し、ＴＲＸ内でアンテナエレメントリソースを独立して割り当
てる方法を用いることができる。

各アンテナエレメント別に割り当てられるトレーニングシーケンスを送信することがで
きる。アナログドメインで信号が生成されて送信される場合、各アンテナエレメント別に
時間的に区別された直交リソースを割り当てることもできる。この場合、アナログビーム
フォーミングを行う該当のアンテナエレメントのチャネル推定のためにだいぶ長い時間が
要求されることもある。またアナログ信号の属性上、データ送信のための信号が送信され
る時間と区別される時間にトレーニングシーケンスを送信すると、データ送信のための時
間が短くなり、システム性能の劣化が発生しうる。

本発明の実施例によれば、アナログドメインでトレーニングシーケンスを送信する時、
データ送信率を維持しながらトレーニングシーケンスを送信することができる。

その第一の方法として、アナログビームフォーミングのためのトレーニングシーケンス
と既存の信号とをアナログドメインで合成して送信することができる。両信号を重なるよ
うに合成し、合成された信号は同時に送信される。トレーニングシーケンス或いは既存の
信号は繰り返し送信され、それぞれは直交コードでカバーされる。

例えば、トレーニングシーケンス及び既存の信号は反復して送信され、直交コードカバ
ー（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｃｏｄｅ ｃｏｖｅｒ）にマップされる。次は、物理信号構
造を示す。ｈ＿ｎ（ｔ）は、ｔ時点でのチャネル インパルス応答（ｉｍｐｕｌｓｅ ｒ
ｅｓｐｏｎｓｅ）を意味する。ｓ＿ｋ（ｔ）は、ｋ番目のアンテナエレメントで送信され
るトレーニングシーケンス、ｒ＿ｋ（ｔ）は、ｋ番目のアンテナエレメントで送信される
既存の信号を意味する。Ｎ時間が流れた後、チャネルと受信信号はｔ＋Ｎと表現される。

１ ＯＦＤＭシンボルの信号が２ ＯＦＤＭシンボル期間にわたって反復されてもよい
。又は、１ ＯＦＤＭシンボル周期において信号が反復して送信されてもよい。

アナログドメインで信号を反復合成することを、デジタルドメインで信号を生成して反
復させる周期と関連付けて決定することができる。

上述したように合成して送信された信号は、単純な和／差によって所望の信号に復元す
ることができる。

チャネルがほとんど変わっていないと仮定すれば、ｈ＿ｋ（ｔ）＝ｈ＿ｋ（ｔ＋Ｎ）と
いえるため、次のように表現することができる。

各アンテナエレメントで送信される既存の信号をいずれもｒ＿ｎ（ｔ）及び−ｒ＿ｎ（
ｔ）にマップし、ｓ＿ｋ（ｔ）をアンテナエレメントにマップすると、次のような結果式
が得られる。

すなわち、時間直交リソース又はコードリソースの直交性を用いて各アンテナエレメン
トの信号を区別することができる。

第６実施例

本発明の第６実施例は、ハイブリッドビームフォーミングのための上りリンク参照信号
に関する。

本発明の第６実施例によれば、ＵＬで多重ユーザが下りリンクビームフォーミングを行
うための重みベクトル（ｗｅｉｇｈｔ ｖｅｃｔｏｒ）を選択できるようにするトレーニ
ングシーケンスを送信する。

以下では、上りリンク受信アナログビームフォーミングを可変的に行うことができる方
法を説明する。

上りリンク受信アナログビームフォーミングの特徴は、基地局が受信信号からアナログ
ビームフォーミングを行うための適当なビームフォーミング重み値を選択することにある
。そのために、基地局はアナログビームフォーミング重みを選択する機能が必要である。

アナログビームフォーミング重み選択部は、各アンテナエレメントから受信した信号に
、アナログビームフォーミングを行うためのビームフォーミング重みベクトルを適用して
適当なビームフォーミングベクトルを選択する。そのために基地局は端末から送信された
信号を用いることができ、ＰＲＡＣＨ、ＳＲＳ、ＤＭＲＳ、ＰＵＳＣＨ、ＰＵＣＣＨなど
がその候補にあたる。

送信信号の時間及び周波数同期化を行った後の信号を用いてプリコーディング重みを選
択することが好ましい。これは、時間／周波数同期化がプリコーディング重み選択に影響
を与えるためである。したがって、ＰＲＡＣＨを用いることは好ましくない。

適用しやすい第一の例として、ＳＲＳを用いることができる。

ＳＲＳは、端末のチャネルの状態情報を取得して、上りリンク送信のためのＭＣＳ及び
送信プリコーディングの決定及び帯域割り当てのための情報として活用される。また、下
りリンク送信プリコーディングを決定する情報としても用いられる。デジタルビームフォ
ーミングを行うためにＳＲＳからチャネル情報を取得するが、ＳＲＳから推定されるチャ
ネルは、デジタルドメインの信号処理（Ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）で取得さ
れる。

既存のＳＲＳは１ ＯＦＤＭシンボルで送信されるが、多重ユーザのチャネル及び単一
ユーザの多重アンテナチャネルを取得するために、１ ＯＦＤＭシンボルにおける周波数
及びコードリソースを割り当てる。周波数リソースは、副搬送波をクラスタ（連続した副
搬送波の集合）の形態で区別した後、クラスタ形態で区別された周波数リソースにおいて
インターリーブされた（奇数又は偶数の副搬送波を使用）形態でさらに区別して割り当て
る。デジタルドメイン信号処理では、このような方式の周波数割り当てによって多重ユー
ザを区別することができる。

しかし、周波数で区別されたリソースを使用しても、時間領域で処理（Ｐｒｏｃｅｓｓ
ｉｎｇ）を行う場合、合成された多重ユーザ信号を区別することは難しい。アナログビー
ムフォーミングを行うためにアンテナエレメント別に受信された信号から多重ユーザの信
号を区別するために既存のＳＲＳを使用する場合、（１）アナログドメインで多重ユーザ
信号を区別できる信号送信方法、又は（２）デジタルドメインで多重ユーザ信号を区別し
てアナログビームフォーミングを行う処理部が要求される。

以下では、アナログドメインで多重ユーザ信号を区別できる信号送信方法について説明
する。

アナログビームフォーミングは、アンテナエレメントに送信又は受信重みを適用し、特
定方向に送信又は受信される信号のエネルギーを集めたり下げる役割を担う。アナログビ
ームフォーミングを行うためにはアンテナエレメントに適切な重みを適用する必要がある
が、重みは、チャネル状態情報に基づいて選択することができる。チャネル状態情報は、
受信端で測定可能であり、受信ビームフォーミング及び送信ビームフォーミングに利用可
能である。

基地局の場合、端末が送信する上りリンクの信号からチャネル状態情報を取得し、受信
のための重みを計算することができる。この重みは、適切なこう正（Ｃａｌｉｂｒａｔｉ
ｏｎ）をした後、送信ビームフォーミング重みとして用いることができる。端末の送信す
る上りリンク信号からチャネル状態情報を取得する際に、多重ユーザ干渉は重要な問題で
ある。

アナログビームフォーミングは、アナログ端で信号をトレーニングすることによってチ
ャネル状態情報を取得する。アナログ信号は時間領域で処理されることに特徴がある。多
重ユーザ信号が同一時間に送信される場合、多重ユーザ信号は送信シーケンスの直交性に
よって区別される。ところが、ＯＦＤＭＡ又はＳＣ−ＦＤＭＡベースのシステムにおいて
デジタルビームフォーミングを行うユーザには周波数領域を区別したリソースが割り当て
られるため、相対的に多いユーザを受容することができる。一方、アナログビームフォー
ミングでは時間領域でトレーニングを試みるため、周波数で区別されたリソースを使用す
るユーザを時間領域で区別することが難しい。

これを解決するための方法として、時間領域のリソースを分割し、上りリンク参照信号
で送信することができる。

１ ＯＦＤＭシンボル期間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）で信号が送信される時、周波数で区別
されたＮ個のリソースを使用可能であれば、多重ユーザ区別の容量をＮと仮定する。単純
な方法として、Ｎ個の周波数リソースが生成する直交リソースの個数を時間領域で生成す
るために、１ ＯＦＤＭシンボル周期をＮ時間に区分して各時間リソースを端末に割り当
てる方法がある。しかし、単純にＮ等分した時間リソースを使用する場合には、空間チャ
ネルの多重経路（Ｍｕｌｔｉ−ｐａｔｈ）によって信号歪みが発生する問題がある。この
ため、信号の周期が短くなるとしても適切なガード時間（Ｇｕａｒｄ ｔｉｍｅ）を設定
しなければならない。

本発明の実施例によれば、既存のＯＦＤＭシンボル期間内で複数の時間リソースを分割
するとき、分割された時間リソースもそれぞれガード時間を持つ構造を有することができ
る。

第６−１実施例

本発明の第６−１実施例は、ＯＦＤＭシンボル期間よりも短い期間（Ｄｕｒａｔｉｏｎ
）を有するように設計して複数の時間リソースに分割する方法に関する。例えば、ＯＦＤ
Ｍシンボル期間が（Ｎｆｆｔ＋Ｎｃｐ）サンプルで構成されると、短いＯＦＤＭシンボル
期間は、（Ｎｆｆｔ＋Ｎｃｐ）／Ｍサンプルで構成することができる。又は、（Ｎｆｆｔ
／Ｍ）＋（Ｎｃｐ）’サンプルで構成することもできる。すなわち、Ｎｆｆｔ／Ｍ程度の
短い期間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）を有する信号を生成し、Ｎｃｐ／Ｍ或いは（Ｎｃｐ）’程
度のサンプルを有する短い周期のＯＦＤＭシンボルを構成する。

このような短いＯＦＤＭシンボルを生成する方法として、サンプリング周波数は既存の
ＯＦＤＭシンボルと同一にし（サンプリング時間を同一にするために）、副搬送波間隔（
ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ）をＭ倍に増加させる。１５ｋＨｚの副搬送波間
隔を有するシステムでは、３０ｋＨｚ（Ｍ＝２）或いは６０ｋＨｚ（Ｍ＝４）などのよう
に広い間隔の副搬送波間隔を導入する。Ｍは２の倍数の形態を有する。２の倍数値を有す
る副搬送波間隔を適用するとき、既存のＯＦＤＭシンボルと同じサンプリング時間を適用
することによって、波形（Ｗａｖｅ ｆｏｒｍ）を歪まずに維持することができる。

１５ｋＨｚの副搬送波間隔、９ＭＨｚのシステム帯域幅、６．３６ＭＨｚのガード周波
数に１０２４ＦＦＴを行うと、時間ドメインで１０２４サンプルを有するＯＦＤＭシンボ
ルを得ることができる。仮に副搬送波間隔は２倍に増やし（３０ｋＨｚ）、システム帯域
幅（９ＭＨｚ）とガード周波数（６．３６ＭＨｚ）は維持した状態で、１／２ ＦＦＴ（
５１２）を行うと、時間ドメインで５１２サンプルを有するＯＦＤＭシンボルを得ること
ができるが、サンプリング時間（Ｔｓ）が同一であるため、既存の（１５ｋＨｚ）副搬送
波間隔を有するＯＦＤＭシンボルの絶対的な時間長（１０２４ｘＴｓ）に比べて正確に１
／２の時間長を有することとなる。

端末は、副搬送波間隔は増加させ、サンプリング周波数は同一にして上りリンク参照信
号を生成し、このようにして生成された参照信号をＤＡＣコンバートしてアナログ信号に
変換した後にＲＦで送信する。

第６−２実施例

本発明の第６−２実施例は、短い周期のＯＦＤＭシンボル期間を有する信号に短い周期
のＣＰを有するように設計する方法である。しかし、多重ユーザの位置が個別に位置して
おり、位置によって異なる伝搬損失（Ｐａｔｈｌｏｓｓ）が発生することがあるため、多
重ユーザの別個の伝搬損失を勘案すると、ＣＰ長は、既存のＯＦＤＭシンボルに適用した
ＣＰ長に従うことが好ましい。

第６−３実施例

上記の第６−２実施例の場合、既存のＯＦＤＭ周期において、短い周期を有するＯＦＤ
Ｍシンボルを複数個配置すると、複数の短いＯＦＤＭシンボルが既存の１ ＯＦＤＭシン
ボル周期よりも長くなる問題が発生する。図２９に、複数の短いＯＦＤＭシンボルが既存
の１ ＯＦＤＭシンボル周期よりも長くなる一例を示す。

これを解決するために、第６−３実施例は、ＯＦＤＭシンボルが重なるようにして送信
する方法を提案する。短いＯＦＤＭシンボル周期を有する信号がＭ個あるとすれば、各信
号は別個のユーザに割り当てられる。図３０に、ＯＦＤＭシンボルが重なるように送信す
る方法の一例を示す。

例えば、前に位置する短い周期ＯＦＤＭシンボルはユーザＡに割り当てられ、後ろに位
置する短い周期ＯＦＤＭシンボルはユーザＢに割り当てられたと仮定しよう。ユーザＡは
、既存のＯＦＤＭシンボル送信時間に合わせて、前に位置する短いＯＦＤＭシンボルを送
信し、ユーザＢは、既存のＯＦＤＭシンボル送信時間よりもやや早めに短いＯＦＤＭシン
ボルを送信する。受信端では、ユーザＡの送信した短いＯＦＤＭシンボルは、既存のＯＦ
ＤＭシンボルが受信される開始時間に受信され、ユーザＢの送信した短い周期ＯＦＤＭシ
ンボルは、既存のＯＦＤＭシンボルが受信される最後の時間に受信されるはずである。

アナログビームフォーミングを行うための参照信号は、概略的な空間情報を取得するた
めの信号として活用されるため、信号間干渉がやや発生しても、空間情報取得性能の敏感
度への影響は比較的少ない。また、前のＯＦＤＭシンボルの末尾部とこれに続く信号のＣ
Ｐとが重なる場合、基地局で時間ドメインを適切に設定してシンボル間干渉を最小化する
ことができる。

第６−４実施例

アナログＢＦを行うためのトレーニングシーケンスは、短い周期のＯＦＤＭシンボルで
構成される。このとき、各副搬送波にマップされるシーケンスとしては、周波数及び時間
において相関度特性が類似しているシーケンス（例えば、ＺＣシーケンス）を用いること
ができる。このようなシーケンスがマップされて生成された信号は、周波数及び時間領域
の特性が類似しているため、時間領域で逆拡散（Ｄｅ−ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）を行うこと
に有利である。

第６−５実施例

第６−５実施例は、アナログビームフォーミングのための参照信号或いはトレーニング
シーケンスを、既存信号が送信される時間期間と区別される時間に送信する方法に関する
。

トレーニングシーケンスを送信する時間は、基地局が端末に指示子で示すことができる
。基地局は、端末が送信すべきトレーニングシーケンスの送信周期を他の信号の送信周期
と区別して指示することができる。例えば、既存のＳＲＳ送信周期と区別してトレーニン
グシーケンスを送信するように設定する。

端末は、トレーニングシーケンスを送信する時点には他の信号を同時に送信しない。例
えば、データ信号、ＲＡＣＨ或いは制御チャネルなどがトレーニングシーケンスの送信時
間に送信されなければならない場合には、優先順位をトレーニングシーケンス送信に置く
。

第６−６実施例

本発明の第６−６実施例は、デジタルドメインで多重ユーザ信号を区別してアナログビ
ームフォーミングを行う方法に関する。

第一の方法として、デジタルドメインで多重ユーザ信号を区別してアナログビームフォ
ーミングを行う場合、アンテナエレメントから信号を純粋（Ｐｕｒｅ）に抽出してデジタ
ル処理（Ｄｉｇｉｔａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）可能なブロックを設計し、各アンテナ
エレメント別に推定されたチャネルに基づいてアナログビームフォーミングを行うための
重み（ｗｅｉｇｈｔ）を決定する。

端末は、基地局の指示によって参照信号を送信する。基地局は各アンテナエレメントか
ら受信した信号をデジタル信号とし、生成されたデジタル信号から参照信号を抽出する。
参照信号から取得した各アンテナエレメントのチャネル状態に基づいてアナログビームフ
ォーミングを行う。

このようなブロックはデータ復調のためのブロックとは区別される。データ復調は、受
信アナログビームフォーミングを行った後に得られる信号に基づいて復調を行うが、チャ
ネル状態情報を取得するためのブロックは、アンテナエレメントから直接抽出した信号に
基づいて信号処理をする。

第二の方法として、複数のアナログビームフォーミングを行った参照信号を取りまとめ
て、アナログビームフォーミングを行うための重みを決定する。

複数のビームフォーミング重みでアナログビームフォーミングされた信号が複数個ある
とき、複数のアナログビームフォーミングされた信号から参照信号を抽出する。個別ユー
ザから送信された信号が複数の信号にアナログビームフォーミングされ、複数のアナログ
ビームフォーミングされた信号から該当のユーザの参照信号を抽出する。

抽出された参照信号の信号強度を測定して、アナログビームフォーミング値による信号
強度を比較する。信号強度の比較から適切なアナログビームフォーミング重みを判断する
。同様の方法で多数のユーザにアナログビームフォーミング重みの選択を試み、選択され
たビームフォーミング重み値を記憶する。同一重みを選択したユーザをまとめ、データ受
信及びデータ送信時に活用する。

図３１は、本発明の一実施例に適用可能な基地局及び端末を例示する。

無線通信システムにリレーが含まれる場合、バックホールリンクでは通信が基地局とリ
レー間に行われ、アクセスリンクでは通信がリレーと端末間に行われる。したがって、図
面に例示された基地局又は端末は、状況によってリレーに置き換えてもよい。

図３１を参照すると、無線通信システムは、基地局３１１０及び端末３１２０を含む。
基地局３１１０は、プロセッサ３１１３、メモリ３１１４及び無線周波（Ｒａｄｉｏ Ｆ
ｒｅｑｕｅｎｃｙ；ＲＦ）ユニット３１１１，３１１２を備える。プロセッサ３１１３は
、本発明で提案した手順及び／又は方法を具現するように構成されてもよい。メモリ３１
１４は、プロセッサ３１１３と接続され、プロセッサ３１１３の動作と関連した様々な情
報を記憶する。ＲＦユニット３１１６は、プロセッサ３１１３と接続され、無線信号を送
信及び／又は受信する。端末３１２０は、プロセッサ３１２３、メモリ３１２４及びＲＦ
ユニット３１２１，３１２２を備える。プロセッサ３１２３は、本発明で提案した手順及
び／又は方法を具現するように構成されてもよい。メモリ３１２４は、プロセッサ３１２
３と接続され、プロセッサ３１２３の動作と関連した様々な情報を記憶する。ＲＦユニッ
ト３１２１，３１２２は、プロセッサ３１２３と接続され、無線信号を送信及び／又は受
信する。基地局３１１０及び／又は端末３１２０は、単一アンテナ又は多重アンテナを有
することができる。

以上に説明した実施例は、本発明の構成要素と特徴を所定の形態で結合したものである
。各構成要素又は特徴は、別の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮しなけ
ればならない。各構成要素又は特徴は、他の構成要素や特徴と結合していない形態で実施
することができる。また、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施例を構
成することもできる。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更されてもよい。ある
実施例の一部の構成又は特徴は、他の実施例に含まれてもよく、他の実施例の対応する構
成又は特徴に置き換えてもよい。特許請求の範囲で明示的な引用関係にない請求項を結合
して実施例を構成したり、出願後の補正によって新しい請求項として含めたりできること
は明らかである。

本文書で基地局によって行われるとした特定動作は、場合によっては、その上位ノード
（ｕｐｐｅｒ ｎｏｄｅ）によって行われてもよい。すなわち、基地局を含む複数のネッ
トワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ ｎｏｄｅｓ）から構成されるネットワークで端末との
通信のために行われる様々な動作は、基地局又は基地局以外の他のネットワークノードに
よって行われることが明らかである。基地局は、固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）
、Ｎｏｄｅ Ｂ、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）、アクセスポイント（ａｃｃｅｓｓ ｐｏｉｎ
ｔ）などの用語に言い換えてもよい。

本発明に係る実施例は、様々な手段、例えば、ハードウェア、ファームウェア（ｆｉｒ
ｍｗａｒｅ）、ソフトウェア又はそれらの結合などによって具現することができる。ハー
ドウェアによる具現の場合、本発明の一実施例は、１つ又はそれ以上のＡＳＩＣ（ａｐｐ
ｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＤＳ
Ｐ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＤＳＰＤ（ｄｉｇｉｔａｌ
ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅ）、ＰＬＤ（ｐｒｏｇｒａｍｍａ
ｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅ）、ＦＰＧＡ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌ
ｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイ
クロプロセッサなどによって具現することができる。

ファームウェアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の一実施例は、以上で説明し
た機能又は動作を実行するモジュール、手順、関数などの形態として具現することができ
る。ソフトウェアコードはメモリユニットに記憶され、プロセッサによって駆動されても
よい。

メモリユニットは、プロセッサの内部又は外部に設けられ、既に公知の様々な手段によ
ってプロセッサとデータを交換することができる。

以上、開示された本発明の好ましい実施例についての詳細な説明は、当業者が本発明を
具現して実施できるように提供された。以上では本発明の好適な実施例を参照して説明し
たが、当該技術の分野における熟練した当業者に理解されるように、本発明の領域から逸
脱しない範囲内で本発明を様々に修正及び変更することもできる。例えば、当業者は、上
記の実施例に記載された各構成を組み合わせる方式で用いてもよい。したがって、本発明
は、ここに開示した実施の形態に制限されるものではなく、ここに開示した原理及び新規
な特徴と一致する最も広い範囲を与えようとするものである。

本発明は、本発明の精神及び必須特徴から逸脱しない範囲で他の特定の形態として具体
化することもできる。このため、上記の詳細な説明はいずれの面においても制約的に解釈
してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付した
請求項の合理的解釈によって定めなければならず、本発明の同等範囲内における変更はい
ずれも本発明の範囲に含まれる。本発明は、ここに開示した実施の形態に制限されるもの
ではなく、ここに開示した原理及び新規な特徴と一致する最も広い範囲を有するものであ
る。また、特許請求の範囲で明示的な引用関係を有しない請求項を結合して実施例を構成
してもよく、出願後の補正によって新しい請求項として含めてもよい。

本発明は、端末、リレー、基地局などのような無線通信装置に利用可能である。

Claims (11)

1. ＭＵ−ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉ ｕｓｅｒ−ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ ａｎｄ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）を支援する無線接続システムにおいて基地局が信号を送信する方法であって、
   アナログビームフォーミングを用いて、複数の端末に対する複数のアンテナ要素を含むアンテナサブグループの各々における第１ビームを生成するステップであり、前記第１ビームは複数のサブバンドを含む特定の周波数帯で生成され、
   複数のサブバンド間で発生する位相差を補償するために、デジタルビームフォーミングを用いて、前記特定の周波数帯の前記第１ビームから複数の第２ビームを生成するステップと、
   前記アナログビームフォーミング及び前記デジタルビームフォーミングのハイブリッドに基づいて生成された複数の前記第２ビームを通じて信号を前記端末に送信するステップと、
   を有し、
   複数の前記第２ビームのそれぞれは、複数のサブバンドの各々に対して生成され、
   複数の前記第２ビームは、同一の位相差を有するデジタルプリコーディング重みを用いて生成され、
   前記アナログビームフォーミングの重み値は、上りリンク参照信号を用いて取得した第１チャネル状態情報に基づいて決定され、
   前記デジタルビームフォーミングの重み値は、第２チャネル状態情報および前記一つまたは複数の第１ビームの数に基づいて決定され、
   前記第２チャネル状態情報は、前記アンテナサブグループの各チャネルに対するチャネル状態情報である、信号送信方法。
2. 前記上りリンク参照信号の送信周期は、データシンボル周期を分割した時間に保護時間を足して決定され、
   前記デジタルビームフォーミングの重み値は、前記アンテナサブグループに含まれる前記アンテナ要素の各々に適用される同一の位相差を有する、請求項１に記載の信号送信方法。
3. 前記上りリンク参照信号は、データシンボルのサンプリング周波数を維持し、サブキャリア間隔を増加させて生成される、請求項１に記載の信号送信方法。
4. 連続して送信される前記上りリンク参照信号は、時間軸で一部重なって送信される、請求項１に記載の信号送信方法。
5. 前記上りリンク参照信号は、他の制御信号又はデータ信号と異なる時点に送信される、請求項１に記載の信号送信方法。
6. 前記上りリンク参照信号の送信周期情報を端末に送信するステップをさらに有する、請求項１に記載の信号送信方法。
7. 前記上りリンク参照信号は、周波数と時間で類似の相関特性を有するシーケンスに基づく、請求項１に記載の信号送信方法。
8. 前記アンテナサブグループのサブグルーピングパターンが同一であることを特徴とする、請求項１記載の信号送信方法。
9. 前記チャネル状態情報が報告され、データ送信に用いられる時間中は、前記サブグルーピングパターンが維持されることを特徴とする、請求項８記載の信号送信方法。
10. 前記第２チャネル状態情報が報告される周期は、前記第１チャネル状態情報が報告される周期と同じか又は短いことを特徴とする、請求項１記載の信号送信方法。
11. ＭＵ−ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉ ｕｓｅｒ−ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ ａｎｄ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）を支援する無線接続システムにおいて信号を送信する基地局であって、
    ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）ユニットと、
    プロセッサと、
    を備え、
    前記プロセッサは、
    アナログビームフォーミングを用いて、複数の端末に対する複数のアンテナ要素を含むアンテナサブグループの各々における第１ビームを生成し、前記第１ビームは複数のサブバンドを含む特定の周波数帯で生成され、
    複数のサブバンド間で発生する位相差を補償するために、デジタルビームフォーミングを用いて、前記特定の周波数帯の前記第１ビームから複数の第２ビームを生成し、
    前記アナログビームフォーミング及び前記デジタルビームフォーミングのハイブリッドに基づいて生成された複数の前記第２ビームを通じて信号を前記端末に送信するように構成され、
    複数の前記第２ビームのそれぞれは、複数のサブバンドの各々に対して生成され、
    複数の前記第２ビームは、同一の位相差を有するデジタルプリコーディング重みを用いて生成され、
    前記アナログビームフォーミングの重み値は、上りリンク参照信号を用いて取得した第１チャネル状態情報に基づいて決定され、
    前記デジタルビームフォーミングの重み値は、第２チャネル状態情報および前記一つまたは複数の第１ビームの数に基づいて決定され、
    前記第２チャネル状態情報は、前記アンテナサブグループの各チャネルに対するチャネル状態情報である、基地局。