WO2015019463A1 - 電動機システムおよび磁気軸受システム - Google Patents

電動機システムおよび磁気軸受システム Download PDF

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eccentricity
electric motor
circulating current
rotor
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恵理 丸山
鈴木　尚礼
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Hitachi Ltd
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    • F16C2380/00—Electrical apparatus
    • F16C2380/26—Dynamo-electric machines or combinations therewith, e.g. electro-motors and generators

Definitions

  • the present invention relates to an electric motor system and a magnetic bearing system.
  • magnetic bearings have been put to practical use as bearings that support high-speed rotating bodies such as machine tools such as grinding spindles, flywheels, and turbomolecular pumps. Since magnetic bearings perform non-contact support by magnetic levitation, they achieve higher speed rotation, less oil / maintenance, and less mechanical loss (mechanical loss) compared to conventional contact support bearings (for example, rolling bearings). can do.
  • mechanical loss mechanical loss
  • studies on a bearingless motor having both functions of an electric motor and a magnetic bearing have been widely conducted.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-1421064 is disclosed as one of the considerations for the displacement sensorless.
  • Patent Document 1 discloses a radial rotor position estimation device for a bearingless motor that focuses on the relationship between displacement (eccentricity) and mutual inductance.
  • the radial direction rotor position estimation device of the bearingless motor of Patent Document 1 utilizes the fact that the magnetomotive force distribution in the gap changes due to eccentricity, detects the three-phase induced voltage from the radial direction control winding, and from this value The position of the rotor in the radial direction (displacement ⁇ on the ⁇ axis and displacement ⁇ on the ⁇ axis, that is, the amount of eccentricity and the direction of eccentricity) is estimated.
  • an object of the present invention is to provide an electric motor system and a magnetic bearing system capable of suitably detecting an eccentric amount and an eccentric direction.
  • an electric motor system includes a stator and a rotor that is supported by magnetic levitation, and an electric motor in which each phase includes at least two parallel coils, Based on the circulating current detected by the circulating current detecting means and the circulating current detected by the circulating current detecting means for detecting the circulating current flowing through the coil for at least two of the phases, the eccentric amount and eccentricity of the rotor And an eccentricity estimating means for estimating the direction.
  • the magnetic bearing system includes a stator and a rotor that is supported by magnetic levitation, and each phase is composed of at least two parallel coils, and at least one of the phases.
  • Eccentricity estimation for estimating the amount of eccentricity and the direction of eccentricity of the rotor based on the circulating current detected by the circulating current detecting means and the circulating current detecting means for detecting the circulating current flowing through the coil for two phases And means.
  • an electric motor system and a magnetic bearing system that can suitably detect the amount of eccentricity and the direction of eccentricity.
  • This makes it possible to detect the amount of eccentricity and the direction of eccentricity without using an expensive displacement sensor (for example, an eddy current type displacement sensor), so that the axial position control of the rotor (rotor) can be realized at low cost. can do.
  • FIG. 1 is a configuration block diagram of an electric motor system S according to the first embodiment.
  • the electric motor system S includes an electric motor (magnetic levitation support device) 1, a controller 11, and a current sensor 21.
  • the electric motor (magnetic levitation support device) 1 constitutes a bearingless motor that magnetically levitates a rotor 6 (see FIGS. 3A and 3B described later) and supports it in a non-contact manner.
  • the motor system S performs a shaft position control of the rotor 6 using a bearingless motor that magnetically levitates the rotor 6 and supports it in a non-contact manner as the electric motor (magnetic levitation support device) 1.
  • the magnetic levitation support device is not limited to the bearingless motor, and a magnetic bearing may be used. That is, the magnetic bearing (magnetic levitation support device) 1 that magnetically levitates and supports the rotor in a non-contact manner may be applied to the magnetic bearing system S that controls the axial position of the rotor 6.
  • the controller 11 is connected to the electric motor 1 and inputs current or voltage from the controller 11 to the electric motor 1 for controlling the axial position of the rotor 6 of the electric motor 1.
  • the current flowing through the windings of the electric motor 1 (coils U1, U2, W1, W2 in FIG. 2, which will be described later, and the stator winding 5 in FIGS. 3A, 3B) is a current sensor 21 (the current sensor 21 in FIG. 2, which will be described later).
  • U1 , 21U2 , 21W1 , 21W2 is fed back to the controller 11.
  • the controller 11 obtains the circulating current flowing through the coil (winding) from the measured current value, obtains the eccentricity amount and the eccentric direction of the rotor 6, and causes the electric motor 1 to reduce the circulating current.
  • the shaft position of the rotor 6 of the electric motor 1 is controlled by inputting a voltage.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the electric motor system S according to the first embodiment.
  • the electric motor (magnetic levitation support device) 1 is a bearingless motor
  • an axis position control winding circuit of a rotor 6 (see FIGS. 3A and 3B described later) and a rotation for rotating the rotor 6 are used.
  • FIG. 2 shows a circuit of the axial position control winding of the rotor 6.
  • the electric motor (magnetic levitation support device) 1 has a three-phase alternating current of U phase (reference symbol U in FIG. 2), V phase (reference symbol V in FIG. 2), and W phase (reference symbol W in FIG. 2).
  • the two coils in each phase (U-phase coils U1 and U2, V-phase coils V1 and V2, W-phase coils W1 and W2) are connected in parallel with each other to form a parallel circuit. ing.
  • the six coils U1, U2, V1, V2, W1, and W2 are connected at a neutral point 10.
  • Current sensor 21 (see FIG. 1), as shown in FIG. 2, for detecting a current sensor 21 U1 for detecting the current of the coil U1, a current sensor 21 U2 for detecting the current of the coil U2, the current of the coil W1
  • the current sensor 21 W1 and the current sensor 21 W2 for detecting the current of the coil W2 are provided.
  • the current sensors 21 U1 , 21 U2 , 21 W1 and 21 W2 feed back the detected current value to the controller 11.
  • the controller 11 includes a circulating current detection unit 12, an eccentricity / eccentric direction estimation unit 13, and an axial position control unit 14.
  • Circulating current detecting unit (circulating current detecting means) 12 a current I U1 detected by the current sensor 21 U1, the current I U2 detected by the current sensor 21 U2, on the basis of the detection of the circulating current I CIR_U the U-phase (Calculate). Further, a current I W1 detected by the current sensor 21 W1, the current I W2 detected by the current sensor 21 W2, on the basis of the detection of the circulating current I CIR_W the W-phase is (operation). A method for obtaining the circulating current of the circulating current detector 12 will be described later.
  • the eccentric amount / eccentric direction estimating unit (eccentric estimating means) 13 , 3B) is estimated (calculated).
  • the current sensor 21 (21 U1 , 21 U2 , 21 W1 , 21 W2 )
  • the circulating current detection unit 12 of the controller 11 rotates the rotor 6.
  • a rotor eccentricity detecting device that detects the amount and direction of shaft eccentricity is configured. A method of estimating (calculating) the amount of eccentricity and the direction of eccentricity by the amount of eccentricity / eccentric direction estimation unit 13 will be described later.
  • the shaft position control unit 14 reduces the eccentric amount based on the eccentric amount / eccentric direction estimated by the eccentric amount / eccentric direction estimating unit 13, in other words, the circulating current I CIR_U and the circulating current I CIR_W are small. As described above, the current or voltage is input to the U phase, the V phase, and the W phase, and the shaft position of the rotor 6 of the electric motor 1 is controlled.
  • the electric motor system S is provided with a current sensor 21 (21 U1 , 21 U2 , 21 W1 , 21 W2 ) so as to detect the current of the axial position control winding of the rotor 6.
  • a current sensor 21 21 U1 , 21 U2 , 21 W1 , 21 W2
  • the current sensor 21 21 U1 , 21 U2 , 21 W1 , 21 W2
  • the current sensor 21 may be provided so as to detect the current of the rotating winding of the rotor 6.
  • the rotor eccentricity detection device (current sensor 21 (21 U1 , 21 U2 , 21 W1 , 21 W2 ), circulating current detection unit 12 of the controller 11, eccentric amount / eccentric direction of the controller 11, Similarly, the estimating unit 13) can detect the amount of eccentricity and the direction of eccentricity of the rotating shaft of the rotor 6.
  • the shaft position control unit 14 of the controller 11 determines the shaft position of the rotor 6 so that the amount of eccentricity is reduced based on the amount of eccentricity and the direction of eccentricity estimated by the amount of eccentricity / eccentric direction estimation unit 13.
  • Current or voltage is input to the U-phase, V-phase, and W-phase of the control winding, and the shaft position of the rotor 6 of the electric motor 1 is controlled.
  • the electric motor of the electric motor system S is composed of a motor (not a bearingless motor) and two magnetic bearings, windings (rotating windings) for rotating the rotor of the motor are in each phase.
  • the current sensor 21 (21 U1 , 21 U2 , 21 W1 , 21 W2 ) is connected to the motor winding (rotary winding). ) Current may be detected.
  • the rotor eccentricity detection device current sensor 21 (21 U1 , 21 U2 , 21 W1 , 21 W2 ), circulating current detection unit 12 of the controller 11, eccentric amount / eccentric direction of the controller 11, Similarly, the estimating unit 13) can detect the amount of eccentricity and the direction of eccentricity of the rotating shaft of the rotor 6.
  • the shaft position controller 14 of the controller 11 controls the two magnetic bearings based on the amount of eccentricity and the direction of eccentricity estimated by the amount of eccentricity / eccentric direction estimator 13, and controls the rotor of the motor. Axis position control is performed.
  • FIG. 3A is an axial sectional view of the electric motor 1.
  • the electric motor 1 includes a stator 2 having a stator core 3, teeth 4 and a stator winding 5, and an inner peripheral side of the stator 2, and a rotor core 7 and a permanent magnet 8. And a rotor 6 having.
  • the magnetically levitated rotor 6 is supported by the stator 2 in a non-contact manner via a gap 9 between the stator 2 and the rotor 6.
  • stator 2 teeth 4 are arranged radially every 60 ° in the circumferential direction, and a stator winding 5 is wound around the teeth 4 to form coils (coils U 1, U 2, V 1, V 2, W 1 in FIG. 2). , W2) are formed.
  • the stator winding 5 has three-phase windings arranged in the circumferential direction in the order of U-phase, V-phase, and W-phase, and each phase has two coils, so U1, V1, W1, U2 , V2 and W2 are arranged in the circumferential direction in this order.
  • the rotor eccentricity detecting unit for an electric motor system S in accordance with the first embodiment (the current sensor 21 (21 U1, 21 U2, 21 W1, 21 W2), the eccentricity of the circulating current detector 12, the controller 11 of the controller 11
  • the eccentric direction estimating unit 13 estimates the eccentric amount and the eccentric direction from the detected circulating current.
  • the basic principle for estimating the amount of eccentricity and the direction of eccentricity from this circulating current will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 3B is an axial sectional view of the electric motor 1 at the time of eccentricity.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the eccentricity of the rotating shaft of the rotor 6 and the gap width.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating a current flowing through each coil of the electric motor 1 (neutral point connection) of the electric motor system S according to the first embodiment.
  • the difference in impedance of each coil is slightly generated due to an error during manufacture, it is assumed that the difference in impedance is zero.
  • the rotor 6 is not eccentric, the voltage induced in the in-phase coil (stator winding 5) is equal, and therefore no circulating current is generated.
  • the current flowing through the coil U1 is I U1
  • the current flowing through the coil U2 is I U2
  • the current flowing through the coil V1 is I V1
  • the current flowing through the coil V2 is I V2
  • the current flowing through the coil W1 is I W1
  • the circulating current of the U-phase parallel circuit (the circuit composed of the coil U1 and the coil U2) is I CIR
  • U , I U1 I U / 2 + I CIR
  • U , I U2 I U / 2 -I CIR
  • the circulating current of the U phase can be calculated I CIR, U from the current I U2 flowing through the current I U1 and the coil U2 through the coil U1.
  • V phase and the W phase the V phase and the W phase.
  • the circulating current detector 12 of the controller 11 can obtain I CIR, U from the current detected by the current sensors 21 U1 and 21 U2 and the U-phase circulating current from the equation (1a). Further, the circulating current detector 12 of the controller 11 can obtain I CIR, W from the current detected by the current sensors 21 W1 and 21 W2 and the W-phase circulating current from the equation (1c).
  • the induced electromotive force E is proportional to the magnetic flux density B ⁇ of the gap 9 and the frequency f.
  • X and y are eccentric coordinates, and ⁇ t is a mechanical angle of the center of the tooth 4. At this time, it is desirable that ⁇ t be the center angle of the teeth 4, but there may be some error.
  • the relationship between the eccentricity and the circulating current will be further described by taking as an example the case where the rotor 6 is eccentric with an eccentricity amount ⁇ e in the direction of the coil U1 (X-axis positive direction) shown in FIG. 3B.
  • the XY coordinate system is eccentric ( ⁇ e, 0).
  • the gaps in the coils U1, V1, and W2 directions are narrower than before the eccentricity (see FIG. 3A), and the gaps in the coils U2, V2, and W1 directions are before the eccentricity (see FIG. 3A). ) Will be wider. Specifically, since the teeth 4 are arranged at intervals of 60 ° in the circumferential direction, the mechanical angle ⁇ t is determined, and the gap width ⁇ in a state where the eccentricity ( ⁇ e, 0) is generated from the equation (4). You can ask for new .
  • Equation (5) The potential difference ⁇ E U between the coils U1 and U2, the potential difference ⁇ E V between the coils V1 and V2, and the potential difference ⁇ E W between the coils W1 and W2 can be obtained from Equation (5).
  • the circulating currents I CIR, U , I CIR, V , I CIR, W are values obtained from the current values detected by the current sensor, It is a known value.
  • the electric motor 1 is a bearingless motor or the like
  • the circumferential position of the rotor 6, that is, the electrical angle of the electric motor 1 is a known value.
  • the gap width ⁇ , the resistance R, and the inductance L in a state of not being eccentric are also known values. In this way, the unknowns in the equations (10a) to (10c) are only the eccentricity ⁇ e, that is, the eccentricity ( ⁇ e, 0).
  • the eccentricity (x, y), that is, the eccentric amount and the eccentric direction can be obtained. If cos ( ⁇ t) is unknown, the amount of eccentricity and the direction of eccentricity can be determined by detecting three circulating currents.
  • the impedance is almost proportional to the frequency, and the voltage induced in each coil is also proportional to the frequency. Therefore, as can be seen from equation (8), it can be said that the circulating current has almost no frequency dependence. Therefore, it is possible to estimate the amount of eccentricity and the direction of eccentricity with high accuracy even in the low-speed rotation region.
  • the eccentricity (x, y), that is, the eccentricity amount and the eccentric direction can be obtained.
  • the shaft position control unit 14 of the controller 11 controls the shaft position of the rotor 6 of the electric motor 1 based on the amount of eccentricity and the direction of eccentricity obtained by the amount of eccentricity / eccentric direction estimation unit 13.
  • the shaft position can be controlled with high accuracy.
  • the electric motor system (magnetic bearing system) S according to the first embodiment can determine the amount of eccentricity and the direction of eccentricity using a current sensor, and can perform axial position control.
  • displacement sensors for example, eddy current displacement sensors
  • current sensors are cheaper and require less space for mounting sensors. Therefore, an electric motor system (magnetic bearing system) that performs axial position control using conventional displacement sensors.
  • the electric motor system (magnetic bearing system) S according to the first embodiment can accurately determine the eccentric amount and the eccentric direction even in the low speed rotation region. Thus, the shaft position can be controlled.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of an electric motor system SA according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram illustrating currents flowing through the coils of the motor 1A (neutral point unconnected) of the motor system SA according to the second embodiment.
  • the electric motor 1 of the electric motor system S according to the first embodiment is an electric motor 1 connected at a neutral point 10
  • the electric motor system SA according to the second embodiment As shown in FIGS. 6 and 7, the electric motor 1 ⁇ / b> A is different in that it is an electric motor that is not connected at a neutral point. That is, the electric motor 1 of the electric motor system S according to the first embodiment is different from the six coils U1, U2, V1, V2, W1, and W2 that are connected at the neutral point 10 in the second embodiment.
  • the electric motor 1A of the electric motor system S is different in that the coils U1, V1, and W1 are connected at a connection point 10a, and the coils U2, V2, and W2 are connected at a connection point 10b. Other configurations are the same, and the description is omitted.
  • the circulating current is generated across other phases. That is, the circulating current I CIR, UV across the U phase and the V phase, the circulating current I CIR, VW across the V phase and the W phase, and the circulating current I CIR, WU across the W phase and the U phase are generated. .
  • the eccentric amount / eccentric direction estimation unit 13 of the controller 11 can obtain the eccentric amount and the eccentric direction from the circulating currents I cir, U1 , I cir, W1 on the same principle as in the first embodiment.
  • FIG. 8 is a circuit configuration diagram of an electric motor system SB according to the third embodiment.
  • FIG. 9 is a perspective view showing how to attach the current sensor 22 U in the third embodiment.
  • the electric motor system SB according to the third embodiment includes a current transformer in place of the current sensor 21 (21 U1 , 21 U2 , 21 W1 , 21 W2 ) of the electric motor system S according to the first embodiment.
  • the difference is that 22 U and 22 W are provided.
  • Other configurations are the same, and the description is omitted.
  • a winding 5a of the coil U1 is a winding 5b of the coil U2, is inserted into the measurement portion of the current transformer 22 U such that the current direction in the opposite direction to each other.
  • the current transformer 22 U detects a differential current (I U1 ⁇ I U2 ) between the current I U1 of the coil U1 and the current I U2 of the coil U2.
  • the circulating current detector 12 obtains I CIR, U from the U-phase circulating current from the equation (1a). The same applies to the W phase.
  • the number of sensors can be reduced from four to two.
  • the value of the current flowing through the coil increases as the weight of the rotor 6 increases. Therefore, the current sensor 21 also has a large measurement range and uses an expensive and large current sensor. There is a need.
  • the current transformers 22 U and 22 W have a small measurement range and are inexpensive and small in order to detect the differential current (I U1 ⁇ I U2 ). be able to.
  • the current transfer type current transformers 22 U and 22 W have been described as being used. However, any other type of current sensor can be used as long as the current value is obtained by obtaining the magnetic field intensity from the current in the insertion hole of the current sensor. The current sensor may be used.
  • the electric motor system (magnetic bearing system) S, SA, SB according to the present embodiment is not limited to the configuration of the above embodiment, and various modifications can be made without departing from the spirit of the invention. .
  • the electric motor system (magnetic bearing system) S, SA, SB has been described as a displacement sensorless electric motor system (magnetic bearing system), it is not limited thereto.
  • the rotor eccentricity detection device provided in the electric motor system (magnetic bearing system) S, SA, SB according to this embodiment may be used in combination with a conventional measurement method using a displacement sensor, a search coil, or the like. Thereby, measurement with higher accuracy is possible. Moreover, since the amount of eccentricity is measured by a different method, safety is also improved.
  • the coil of each phase of the electric motor 1 has been described as having two coils arranged in parallel, but is not limited to this, and three or more coils are arranged in parallel. It may be. Even in this case, the amount of eccentricity and the direction of eccentricity can be estimated from the circulating current by obtaining the relationship of Equation (7) in each closed loop. Moreover, although demonstrated as the three-phase electric motor 1, it is not restricted to this, Two phases, six phases, or another phase may be sufficient.
  • the electric motor 1 including the inner rotation type rotor 6 has been described.
  • the present invention is not limited to this, and the present invention can be applied to an electric motor including an outer rotation type rotor having the same configuration.
  • the number of poles of the rotor 6 is illustrated as four poles, but is not limited to this, and may be two poles, or may be six poles or more.
  • the electric motor 1 has been described as a radial gap type in which the gap magnetic flux is transmitted in the radial direction, but the present invention is not limited to this and can be applied to an axial gap type in which the gap magnetic flux is transmitted in the axial direction.
  • the motor 1 is a permanent magnet synchronous machine
  • the stator winding 5 on the stator 2 side is connected in parallel with two or more wires and a circulating current is generated, an induction machine, a winding synchronous machine, SR It can also be applied to motors and the like.
  • the stator 2 has a concentrated winding shape of 2: 3, but is not limited thereto, and can be applied to distributed winding and concentrated windings other than 2: 3.
  • the stator core 3 and the rotor core 7 may be constituted by laminated steel plates stacked in the axial direction, may be constituted by a dust core or the like, or may be constituted by an amorphous metal or the like.
  • the relationship between the eccentricity (x, y) and ⁇ E has been described as the equation (6), when the eccentricity amount is small, the eccentricity amount and ⁇ E may be in a proportional relationship.

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Abstract

　好適に偏心量、偏心方向を検出可能な電動機システムおよび磁気軸受システムを提供する。　固定子（２）および磁気浮上して支持される回転子（６）を有し、各相が少なくとも２並列以上のコイルで構成される電動機（１）と、各相のうち少なくとも２つの相について、コイルに流れる循環電流を検出する循環電流検出手段（２１，１２）と、循環電流検出手段（２１，１２）で検出された循環電流に基づいて、回転子（６）の偏心量および偏心方向を推定する偏心推定手段（１３）と、を備えることを特徴とする電動機システム（Ｓ）。

Description

電動機システムおよび磁気軸受システム
　本発明は、電動機システムおよび磁気軸受システムに関する。
　近年、研削スピンドルなどの工作機械、フライホイール、ターボ分子ポンプ等の高速回転体を支持する軸受として、磁気軸受が実用化されている。磁気軸受は、磁気浮上による非接触支持を行うため、従来の接触支持を行う軸受（例えば、転がり軸受）と比較して、高速回転化、オイル・メンテナンスフリー、メカロス（機械損失）低減等を実現することができる。また、軸受に磁気軸受を用いた電動機より軽量な装置で回転子の磁気浮上を実現するため、電動機と磁気軸受との機能を併せ持つベアリングレスモータの検討も広く行われている。
　従来の磁気軸受やベアリングレスモータは、磁気浮上する回転子（ロータ）の軸位置制御のために、回転子の回転軸の偏心量（固定子（ステータ）中心軸位置からの回転子回転軸位置の変位）を非接触型の変位センサ（例えば、渦電流式変位センサ）で検出している。このため、従来の磁気軸受やベアリングレスモータは、接触支持を行う軸受と比較して、装置が大型化すること、軸長が長くなること、変位センサのコストが高いこと、などが問題となる。よって、磁気軸受やベアリングレスモータは、変位センサレス化することが望ましい。
　変位センサレス化の検討の１つとして、特許文献１（特開平１１－１４２１０４号公報）が開示されている。特許文献１には、変位（偏心量）と相互インダクタンスとの関係に着目したベアリングレスモータの半径方向ロータ位置推定装置が開示されている。特許文献１のベアリングレスモータの半径方向ロータ位置推定装置は、偏心によりギャップ内の起磁力分布が変化することを利用し、半径方向位置制御巻線から三相誘起電圧を検知し、この値からロータの半径方向位置（α軸上の変位αおよびβ軸上の変位β、即ち、偏心量と偏心方向）を推定する。
特開平１１－１４２１０４号公報
　但し、特許文献１のように偏心量と相互インダクタンスとの比例関係を適用することができるのは、各相の固定子巻線が直列に接続されている場合である。一方、各相の固定子巻線が並列に接続され並列回路を構成している場合、回転子の回転軸の偏心による電位差を打ち消すように、並列回路に循環電流が発生することから、特許文献１に開示されたロータの半径方向位置（偏心量と偏心方向）の推定方法を適用することができないという課題がある。
　また、特許文献１に開示されたロータの半径方向位置（偏心量と偏心方向）の推定方法では、三相誘起電圧を検知するため、低速回転領域では差分をとりにくく誤差が大きくなるおそれがあるという課題がある。
　そこで、本発明は、好適に偏心量、偏心方向を検出可能な電動機システムおよび磁気軸受システムを提供することを課題とする。
　このような課題を解決するために、本発明に係る電動機システムは、固定子および磁気浮上して支持される回転子を有し、各相が少なくとも２並列以上のコイルで構成される電動機と、前記各相のうち少なくとも２つの相について、前記コイルに流れる循環電流を検出する循環電流検出手段と、前記循環電流検出手段で検出された前記循環電流に基づいて、前記回転子の偏心量および偏心方向を推定する偏心推定手段と、を備えることを特徴とする。
　また、本発明に係る磁気軸受システムは、固定子および磁気浮上して支持される回転子を有し、各相が少なくとも２並列以上のコイルで構成される磁気軸受と、前記各相のうち少なくとも２つの相について、前記コイルに流れる循環電流を検出する循環電流検出手段と、前記循環電流検出手段で検出された前記循環電流に基づいて、前記回転子の偏心量および偏心方向を推定する偏心推定手段と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、好適に偏心量、偏心方向を検出可能な電動機システムおよび磁気軸受システムを提供することができる。これにより、高価な変位センサ（例えば、渦電流式変位センサ）を用いなくとも、好適に偏心量、偏心方向を検出することができるので、回転子（ロータ）の軸位置制御を低コストで実現することができる。
第１実施形態に係る電動機システムの構成ブロック図である。 第１実施形態に係る電動機システムの回路構成図である。 電動機の軸方向断面図である。 偏心時における電動機の軸方向断面図である。 回転子の回転軸の偏心とギャップ幅との関係を示す図である。 第１実施形態に係る電動機システムの電動機（中性点結線）の各コイルに流れる電流を説明する回路図である。 第２実施形態に係る電動機システムの回路構成図である。 第２実施形態に係る電動機システムの電動機（中性点未結線）の各コイルに流れる電流を説明する回路図である。 第３実施形態に係る電動機システムの回路構成図である。 第３実施形態における電流センサの取り付け方を示す斜視図である。
　以下、本発明を実施するための形態（以下「実施形態」という）について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。なお、各図において、共通する部分には同一の符号を付し重複した説明を省略する。
≪第１実施形態≫
＜電動機システム＞
　第１実施形態に係るに電動機システムＳについて、図１から図５を用いて説明する。図１は、第１実施形態に係る電動機システムＳの構成ブロック図である。
　図１に示すように、電動機システムＳは、電動機（磁気浮上支持装置）１と、制御器１１と、電流センサ２１と、を備えている。
　電動機（磁気浮上支持装置）１は、回転子６（後述する図３Ａ，３Ｂ参照）を磁気浮上させて非接触支持するベアリングレスモータを構成する。
　なお、第１実施形態に係るに電動機システムＳは、電動機（磁気浮上支持装置）１として回転子６を磁気浮上させて非接触支持するベアリングレスモータを用い、回転子６の軸位置制御を行う電動機システムＳとして説明するが、磁気浮上支持装置はベアリングレスモータに限られるものではなく、磁気軸受を用いてもよい。即ち、回転子を磁気浮上させて非接触支持する磁気軸受（磁気浮上支持装置）１について、回転子６の軸位置制御を行う磁気軸受システムＳに適用してもよい。
　制御器１１は電動機１と接続され、電動機１の回転子６の軸位置制御のため、制御器１１から電動機１に電流もしくは電圧を入力する。一方で、電動機１の巻線（後述する図２のコイルＵ１，Ｕ２，Ｗ１，Ｗ２、図３Ａ，３Ｂの固定子巻線５）に流れる電流を電流センサ２１（後述する図２の電流センサ２１U1 ，２１U2 ，２１W1 ，２１W2 ）により検出し、この値を制御器１１へフィードバックする。そして、制御器１１は、測定した電流値からコイル（巻線）に流れる循環電流を求めるとともに、回転子６の偏心量、偏心方向を求め、電動機１に前記の循環電流を低減するように電流もしくは電圧を入力することにより、電動機１の回転子６の軸位置制御を行うようになっている。
　図２は、第１実施形態に係る電動機システムＳの回路構成図である。なお、電動機（磁気浮上支持装置）１がベアリングレスモータの場合、回転子６（後述する図３Ａ，３Ｂ参照）の軸位置制御用巻線の回路と、回転子６を回転させるための回転用巻線の回路と、を備えるが、図２には、回転子６の軸位置制御用巻線の回路を示す。
　図２に示すように、電動機（磁気浮上支持装置）１は、Ｕ相（図２の符号Ｕ）、Ｖ相（図２の符号Ｖ）、Ｗ相（図２の符号Ｗ）の３相交流で駆動し、各相に２個あるコイル（Ｕ相のコイルＵ１，Ｕ２、Ｖ相のコイルＶ１，Ｖ２、Ｗ相のコイルＷ１，Ｗ２）が同相同士で並列接続され、並列回路を構成している。また、６個のコイルＵ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２は中性点１０で結線されている。
　電流センサ２１（図１参照）は、図２に示すように、コイルＵ１の電流を検出する電流センサ２１U1 と、コイルＵ２の電流を検出する電流センサ２１U2 と、コイルＷ１の電流を検出する電流センサ２１W1 と、コイルＷ２の電流を検出する電流センサ２１W2 と、を有している。電流センサ２１U1 ，２１U2 ，２１W1 ，２１W2 は、検出した電流値を制御器１１にフィードバックする。
　制御器１１は、循環電流検出部１２と、偏心量・偏心方向推定部１３と、軸位置制御部１４と、を備えている。
　循環電流検出部（循環電流検出手段）１２は、電流センサ２１U1 で検出した電流ＩU1 と、電流センサ２１U2 で検出した電流ＩU2 と、に基づいて、Ｕ相の循環電流ＩCIR_U を検出（演算）する。また、電流センサ２１W1 で検出した電流ＩW1 と、電流センサ２１W2 で検出した電流ＩW2 と、に基づいて、Ｗ相の循環電流ＩCIR_W を検出（演算）する。なお、循環電流検出部１２の循環電流を求める方法については、後述する。
　偏心量・偏心方向推定部（偏心推定手段）１３は、循環電流検出部１２で検出したＵ相の循環電流ＩCIR_U およびＷ相の循環電流ＩCIR_W に基づいて、回転子６（後述する図３Ａ，３Ｂ参照）の回転軸の偏心量・偏心方向を推定（演算）する。このように、電流センサ２１（２１U1 ，２１U2 ，２１W1 ，２１W2 ）、制御器１１の循環電流検出部１２、制御器１１の偏心量・偏心方向推定部１３は、回転子６の回転軸の偏心量・偏心方向を検出する回転子偏心検出装置を構成する。なお、偏心量・偏心方向推定部１３の偏心量・偏心方向を推定（演算）する方法については、後述する。
　軸位置制御部１４は、偏心量・偏心方向推定部１３で推定した偏心量・偏心方向に基づいて、偏心量が小さくなるように、換言すれば、循環電流ＩCIR_U および循環電流ＩCIR_Wが小さくなるように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に電流もしくは電圧を入力して、電動機１の回転子６の軸位置制御を行う。
　なお、第１実施形態に係るに電動機システムＳは、回転子６の軸位置制御用巻線の電流を検出するように、電流センサ２１（２１U1 ，２１U2 ，２１W1 ，２１W2 ）を設けるものとして説明するが、これに限られるものではない。回転子６を回転させるための回転用巻線について、各相に２個あるコイルが同相同士で並列接続され、並列回路を構成している場合には、電流センサ２１（２１U1 ，２１U2 ，２１W1 ，２１W2 ）を回転子６の回転用巻線の電流を検出するように設けてもよい。このように構成しても、回転子偏心検出装置（電流センサ２１（２１U1 ，２１U2 ，２１W1 ，２１W2 ）、制御器１１の循環電流検出部１２、制御器１１の偏心量・偏心方向推定部１３）は、同様に、回転子６の回転軸の偏心量・偏心方向を検出することができる。なお、この場合、制御器１１の軸位置制御部１４は、偏心量・偏心方向推定部１３で推定した偏心量・偏心方向に基づいて、偏心量が小さくなるように、回転子６の軸位置制御用巻線のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に電流もしくは電圧を入力し、電動機１の回転子６の軸位置制御を行う。
　さらに、電動機システムＳの電動機が、モータ（ベアリングレスモータでない）と、２つの磁気軸受で構成される場合、モータの回転子を回転させるための巻線（回転用巻線）が、各相に２個あるコイルが同相同士で並列接続され、並列回路を構成している場合には、電流センサ２１（２１U1 ，２１U2 ，２１W1 ，２１W2 ）をモータの巻線（回転用巻線）の電流を検出するように設けてもよい。このように構成しても、回転子偏心検出装置（電流センサ２１（２１U1 ，２１U2 ，２１W1 ，２１W2 ）、制御器１１の循環電流検出部１２、制御器１１の偏心量・偏心方向推定部１３）は、同様に、回転子６の回転軸の偏心量・偏心方向を検出することができる。なお、この場合、制御器１１の軸位置制御部１４は、偏心量・偏心方向推定部１３で推定した偏心量・偏心方向に基づいて、２つの磁気軸受を制御して、電動機の回転子の軸位置制御を行う。
＜電動機＞
　次に、第１実施形態に係るに電動機システムＳの電動機（磁気浮上支持装置、ベアリングレスモータ）１について、図３Ａを用いて更に説明する。図３Ａは、電動機１の軸方向断面図である。
　図３Ａに示すように、電動機１は、固定子鉄心３、ティース４および固定子巻線５を有する固定子２と、固定子２の内周側に配置され、回転子鉄心７および永久磁石８を有する回転子６と、を備えている。磁気浮上する回転子６は、固定子２と回転子６との間のギャップ９を介して、固定子２に非接触支持されている。
　固定子２は、周方向６０°ごとにティース４が放射状に配置されており、ティース４に固定子巻線５が巻回されて、コイル（図２のコイルＵ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２）が形成されている。なお、固定子巻線５は、３相の巻線がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の順に周方向に配置されており、各相は２つのコイルがあるため、Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２の順で周方向に配置されている。
＜循環電流と偏心との関係＞
　第１実施形態に係るに電動機システムＳの回転子偏心検出装置（電流センサ２１（２１U1 ，２１U2 ，２１W1 ，２１W2 ）、制御器１１の循環電流検出部１２、制御器１１の偏心量・偏心方向推定部１３）は、検出した循環電流から偏心量および偏心方向を推定する。この循環電流から偏心量、偏心方向を推定する基本原理について、図２から図５を用いて説明する。図３Ｂは、偏心時における電動機１の軸方向断面図である。図４は、回転子６の回転軸の偏心とギャップ幅との関係を示す図である。図５は、第１実施形態に係る電動機システムＳの電動機１（中性点結線）の各コイルに流れる電流を説明する回路図である。なお、以下の説明において、各コイル（固定子巻線５）のインピーダンスの差は製作時の誤差によって多少は発生するものの僅少であることから、インピーダンスの差は０と仮定して説明する。ちなみに、回転子６が偏心していない状態であれば同相のコイル（固定子巻線５）に誘起される電圧は同等となることから循環電流は発生しない。
［循環電流の検出］
　まず、図５に示すように、制御器１１（図２参照）から電動機１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に電流ＩU 、ＩV 、ＩW が入力される。各コイル（固定子巻線５）のインピーダンスに大きな差がない限り、これらの電流はほぼ２等分され各コイル（固定子巻線５）に電流が流れる。コイルＵ１を流れる電流をＩU1 、コイルＵ２を流れる電流をＩU2 、コイルＶ１を流れる電流をＩV1 、コイルＶ２を流れる電流をＩV2 、コイルＷ１を流れる電流をＩW1 、コイルＷ２を流れる電流をＩW2 として、インピーダンスの差を０としていることから、偏心していない場合、ＩU1 ＝ＩU2 ，ＩV1 ＝ＩV2 ，ＩW1 ＝ＩW2 の関係となる。
　一方、偏心が発生した場合、並列回路を構成する同相コイル間に電位差ΔＥが発生し、これを打ち消すため並列回路の閉ループ内に循環電流が発生して、ＩU1 ≠ＩU2 ，ＩV1 ≠ＩV2 ，ＩW1 ≠ＩW2 の関係となる。ここで、Ｕ相の並列回路（コイルＵ１、コイルＵ２で構成される回路）の循環電流をＩCIR,U とすれば、ＩU1 ＝ＩU ／２＋ＩCIR,U ，ＩU2 ＝ＩU ／２－ＩCIR,U の関係となるから、コイルＵ１を流れる電流ＩU1 およびコイルＵ２を流れる電流ＩU2 からＵ相の循環電流をＩCIR,U を求めることができる。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。即ち、Ｕ相の循環電流をＩCIR,U 、Ｖ相の循環電流ＩCIR,V 、Ｗ相の循環電流ＩCIR,W は、
　　　ＩCIR,U ＝（ＩU1 －ＩU2 ）／２　　　　　・・・（１ａ）
　　　ＩCIR,V ＝（ＩV1 －ＩV2 ）／２　　　　　・・・（１ｂ）
　　　ＩCIR,W ＝（ＩW1 －ＩW2 ）／２　　　　　・・・（１ｃ）
の関係が成立する。
　このように、制御器１１の循環電流検出部１２は、電流センサ２１U1 ，２１U2 で検出した電流と式（１ａ）からＵ相の循環電流をＩCIR,U を求めることができる。また、制御器１１の循環電流検出部１２は、電流センサ２１W1 ，２１W2 で検出した電流と式（１ｃ）からＷ相の循環電流をＩCIR,W を求めることができる。
［偏心と循環電流との関係］
　次に、偏心発生時の各コイルの電位差ΔＥについて説明する。
　鉄の透磁率を∞と仮定した場合、磁石の残留磁束密度をＢｒ、リコイル透磁率をμm 、磁石厚をｈｍ、ギャップ幅δとすると、ギャップ９の磁束密度Ｂδ は、
　　　Ｂδ ＝Ｂｒ＊ｈｍ／（δ＊μm ＋ｈｍ）　　　・・・（２ａ）
となる。
　ここで、δ＜ｈｍである場合、定数κとして、
　　　Ｂδ ＝κ／δ　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２ｂ）
とみなすことができる。なお、以下の説明において、δ＜ｈｍが成り立つ場合について説明するが、δ≧ｈｍが成り立つ場合にも、式（２ａ）から同様に関係式を求めることができ、本実施形態と同様の効果が得られる。
　ここで、ギャップ９の磁束密度Ｂδ はピーク値であり、ギャップ９の磁束密度Ｂδ の基本波成分をティース４の幅で周方向積分した値がティース４に鎖交する磁束φとなる。そして、磁束φの時間微分が各コイルに発生する誘導起電力Ｅとなる。即ち、
　　　Ｅ＝αＢδ ＝κα／δ　　　　　　　　　　　　・・・（３）
となる。また、誘導起電力Ｅは、ギャップ９の磁束密度Ｂδ と周波数ｆに比例する。
　図４に示すように、偏心していない状態のギャップ幅をδとし、偏心（ｘ，ｙ）が発生した場合（破線で示す）における、ある角度θｔに位置するティース４に対抗するギャップ幅δｎｅｗは、
　　　δnew ＝δ－（ｘ×ｃｏｓ(θt )＋ｙ×ｓｉｎ(θt )）　・・・（４）
となる。なお、ｘ、ｙは偏心座標、θt はティース４の中心の機械的な角度となる。この時θｔはティース４の中心角度とすることが望ましいが、多少誤差があってもよいものとする。
　偏心が発生した場合の角度θt に位置するティース４のコイル（固定子巻線５）に誘起される電圧Ｅは、偏心前のギャップ幅δと偏心後のギャップ幅δnew の値に応じて変化し、
　　　δ／δnew 　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（５）
の比で変化する。即ち、偏心前と比べると、δnew ＞δでは誘導起電力Ｅが小さくなり、δnew ＜δでは誘導起電力Ｅが大きくなる。
　ある同相のコイル１とコイル２が並列回路（閉ループ）を構成し、コイル１とコイル２の機械的角度をθt,1 ，θt,2 とした時、偏心発生時の電位差ΔＥは、式（３）および式（４）より、式（６）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
  
　また、前述したように、偏心が発生して、コイル１とコイル２の間に電位差ΔＥが発生し、これを打ち消すため並列回路（閉ループ）内に循環電流Ｉcir が発生した場合、閉ループのインピーダンスをＺ1_2 とすると、
　　　ΔＥ＝Ｉcir Ｚ1_2 　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（７）
となる。
　式（６）および式（７）より、偏心（ｘ，ｙ）と、循環電流Ｉcir との関係は、式（８）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
  
　次に、図３Ｂに示す、回転子６がコイルＵ１の方向（Ｘ軸正方向）に偏心量δｅで偏心が発生している場合を例に、偏心と循環電流との関係を更に説明する。図３Ｂにおいて、Ｘ－Ｙ座標系では偏心（δｅ，０）となる。
　コイルＵ１方向に回転子６が偏心した場合、コイルＵ１，Ｖ１，Ｗ２方向のギャップは偏心前（図３Ａ参照）よりも狭くなり、コイルＵ２，Ｖ２，Ｗ１方向のギャップは偏心前（図３Ａ参照）よりも広くなる。具体的には、ティース４は、周方向に６０°間隔に配置されていることから機械的角度θt が定まり、式（４）より、偏心（δｅ，０）が発生した状態のギャップ幅δnew を求めることができる。
　　コイルＵ１（θt ＝　　０°）方向のギャップ幅：（δ－δｅ）
　　コイルＵ２（θt ＝１８０°）方向のギャップ幅：（δ＋δｅ）
　　コイルＶ１（θt ＝　６０°）方向のギャップ幅：（δ－δｅ／２）
　　コイルＶ２（θt ＝２４０°）方向のギャップ幅：（δ＋δｅ／２）
　　コイルＷ１（θt ＝１２０°）方向のギャップ幅：（δ＋δｅ／２）
　　コイルＷ２（θt ＝３００°）方向のギャップ幅：（δ－δｅ／２）
　コイルＵ１，コイルＵ２間の電位差ΔＥU 、コイルＶ１，コイルＶ２間の電位差ΔＥV 、および、コイルＷ１，コイルＷ２間の電位差ΔＥW は、式（５）より求めることができる。
　　　ΔＥU ＝ＥU1 －ＥU2 ＝ακ（１／（δ－δｅ）－１／（δ＋δｅ））
　　　ΔＥV ＝ＥV1 －ＥV2 ＝ακ（１／（δ－δｅ／２）－１／（δ＋δｅ／２））
　　　ΔＥW ＝ＥW1 －ＥW2 ＝ακ（１／（δ＋δｅ／２）－１／（δ－δｅ／２））
　ここで、各同相のコイルが並列回路を構成している場合、この電位差ΔＥU ，ΔＥV ，ΔＥW を打ち消すように循環電流をＩCIR,U ，ＩCIR,V ，ＩCIR,W が発生する。基本波角周波数をω、1コイルの抵抗をＲ、1コイルのインダクタンスをＬとすると、オームの法則より、循環電流ＩCIR は式（９）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  
　実際の各コイルの位相を反映させると、循環電流は、
　　ＩCIR,U ×ｃｏｓ（ωｔ　　　　　　）＝ΔＥU ／（２Ｒ＋２ｊωＬ）
　　ＩCIR,V ×ｃｏｓ（ωｔ－３／２×π）＝ΔＥV ／（２Ｒ＋２ｊωＬ）
　　ＩCIR,W ×ｃｏｓ（ωｔ－４／２×π）＝ΔＥW ／（２Ｒ＋２ｊωＬ）
となり、ｃｏｓ（ωｔ）、即ち、回転子６の周方向位置と電位差の関数になる。そして、前述の電位差ΔＥU ，ΔＥV ，ΔＥW を代入すると、以下の式（１０ａ）～式（１０ｃ）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  
　ここで、式（１ａ）～式（１ｃ）に示すように、循環電流をＩCIR,U ，ＩCIR,V ，ＩCIR,W は、電流センサで検出した電流値から求められる値であり、既知の値である。また、電動機１がベアリングレスモータ等の場合、回転子６の周方向位置、即ち、電動機１の電気角は既知の値である。また、偏心していない状態のギャップ幅δ、抵抗Ｒ、インダクタンスＬも既知の値である。このように、式（１０ａ）～式（１０ｃ）の未知数は偏心量δｅ、即ち、偏心（δｅ、０）のみである。
　したがって、少なくとも２つの循環電流を検出することにより、偏心（ｘ、ｙ）、即ち、偏心量と偏心方向を求めることができる。なお、ｃｏｓ（ωｔ）が未知である場合、３か所の循環電流を検出することで偏心量と偏心方向を求めることができる。
　また、インピーダンスはほぼ周波数に比例し、各コイルに誘起される電圧も周波数に比例する。そのため、式（８）からもわかるとおり、循環電流は周波数依存性がほとんどないといえる。そのため、低速回転領域でも高精度に偏心量と偏心方向を推定することが可能となる。
　このように、制御器１１の偏心量・偏心方向推定部１３は、循環電流検出部１２で求めたＵ相の循環電流をＩCIR,U と、Ｗ相の循環電流をＩCIR,W と、式（８）の関係から、偏心（ｘ，ｙ）即ち、偏心量と偏心方向を求めることができる。そして、制御器１１の軸位置制御部１４は、偏心量・偏心方向推定部１３で求めた偏心量と偏心方向に基づいて、電動機１の回転子６の軸位置制御を行うので、低速回転領域でも高精度に軸位置制御を行うことができる。
　以上のように、第１実施形態に係るに電動機システム（磁気軸受システム）Ｓは、電流センサを用いて偏心量と偏心方向を求め、軸位置制御を行うことができる。変位センサ（例えば、渦電流式変位センサ）に比べ、電流センサは安価で、センサを取り付けるためのスペースも小さいことから、従来の変位センサを用いた軸位置制御を行う電動機システム（磁気軸受システム）と比較して、低コスト・省スペースの電動機システム（磁気軸受システム）Ｓとすることができる。また、従来の半径方向ロータ位置推定装置（特許文献１）と比較して、第１実施形態に係るに電動機システム（磁気軸受システム）Ｓは、低速回転領域でも高精度に偏心量と偏心方向を求め、軸位置制御を行うことができる。
≪第２実施形態≫
　次に第２実施形態に係る電動機システム（磁気軸受システム）ＳＡについて、図６および図７を用いて説明する。図６は、第２実施形態に係る電動機システムＳＡの回路構成図である。図７は、第２実施形態に係る電動機システムＳＡの電動機１Ａ（中性点未結線）の各コイルに流れる電流を説明する回路図である。
　第１実施形態に係る電動機システムＳの電動機１は、図２および図５に示すように、中性点１０で結線される電動機１であるのに対し、第２実施形態に係る電動機システムＳＡの電動機１Ａは、図６および図７に示すように、中性点で結線されない電動機である点で異なっている。即ち、第１実施形態に係る電動機システムＳの電動機１は、６個のコイルＵ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２が中性点１０で結線されているのに対し、第２実施形態に係る電動機システムＳの電動機１Ａは、コイルＵ１，Ｖ１，Ｗ１が結線点１０ａで結線され、コイルＵ２，Ｖ２，Ｗ２が結線点１０ｂで結線されている点で異なっている。その他の構成は、同様であり、説明を省略する。
　このような中性点未結線の電動機１Ａの場合、図７に示すように、循環電流は、他相にまたがって発生する。即ち、Ｕ相とＶ相にまたがる循環電流ＩCIR,UV と、Ｖ相とＷ相にまたがる循環電流ＩCIR,VW と、Ｗ相とＵ相にまたがる循環電流ＩCIR,WU と、が発生する。
　このように、循環電流の経路は複雑になるものの、コイルＵ１に発生する循環電流Ｉcir,U1 と、コイルＵ２に発生する循環電流Ｉcir,U2 とは、Ｉcir,U1 ＝ＩCIR,UV －ＩCIR,WU ＝－Ｉcir,U2 となる。同様に、コイルＶ１に発生する循環電流Ｉcir,V1 と、コイルＶ２に発生する循環電流Ｉcir,V2 とは、Ｉcir,V1 ＝－Ｉcir,V2 となり、コイルＷ１に発生する循環電流Ｉcir,W1 と、コイルＷ２に発生する循環電流Ｉcir,W2 とは、Ｉcir,W1 ＝－Ｉcir,W2 となる。
　したがって、第１実施形態に係る電動機システムＳの電流センサ２１と同様に、コイルＵ１，Ｕ２に電流センサ２１U1 ，２１U2を設け、循環電流検出部１２で循環電流Ｉcir,U1 ＝（ＩU1 －ＩU2 ）／２を求めることができる。また、コイルＷ１，Ｗ２に電流センサ２１W1 ，２１W2を設け、循環電流検出部１２で循環電流Ｉcir,W1 ＝（ＩW1 －ＩW2 ）／２を求めることができる。そして、制御器１１の偏心量・偏心方向推定部１３は、第１実施形態と同様な原理で、循環電流Ｉcir,U1 ，Ｉcir,W1 から偏心量と偏心方向を求めることができる。
≪第３実施形態≫
　次に、第３実施形態に係る電動機システム（磁気軸受システム）ＳＢについて、図８および図９を用いて説明する。図８は、第３実施形態に係る電動機システムＳＢの回路構成図である。図９は、第３実施形態における電流センサ２２U の取り付け方を示す斜視図である。
　図８に示すように、第３実施形態に係る電動機システムＳＢは、第１実施形態に係る電動機システムＳの電流センサ２１（２１U1 ，２１U2 ，２１W1 ，２１W2 ）にかえて、電流トランス２２U，２２Wを備える点で異なっている。その他の構成は、同様であり、説明を省略する。
　図９に示すように、コイルＵ１の巻線５ａと、コイルＵ２の巻線５ｂとが、電流方向が互いに逆向きとなるように電流トランス２２Uの測定部に挿入されている。これにより、電流トランス２２U は、コイルＵ１の電流ＩU1 と、コイルＵ２の電流ＩU2 の差分電流（ＩU1 －ＩU2 ）を検出する。そして、循環電流検出部１２は、式（１ａ）より、Ｕ相の循環電流をＩCIR,U を求める。Ｗ相についても同様である。
　このように、第３実施形態に係る電動機システム（磁気軸受システム）ＳＢによれば、センサ数を４つから２つに減らすことができる。また、第１実施形態に係る電動機システムＳの場合、回転子６の重量が増加するほどコイルを流れる電流値も大きくなるので、電流センサ２１も測定レンジが大きく、高額・大型な電流センサを用いる必要がある。これに対し、第３実施形態に係る電動機システムＳＢの場合、差分電流（ＩU1 －ＩU2 ）を検出するため、電流トランス２２U ，２２W も測定レンジが小さく、安価・小型なものを用いることができる。なお、カレントトランスファー方式の電流トランス２２U ，２２W を用いるものとして説明したが、電流センサの挿入孔内の電流から磁界強度を求め、電流値を求める方式の電流センサであれば、他の方式の電流センサを用いてもよい。
≪変形例≫
　なお、本実施形態に係る電動機システム（磁気軸受システム）Ｓ，ＳＡ，ＳＢは、上記実施形態の構成に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の変更が可能である。
　本実施形態に係る電動機システム（磁気軸受システム）Ｓ，ＳＡ，ＳＢは、変位センサレスの電動機システム（磁気軸受システム）であるものとして説明したが、これに限られるものではない。本実施形態に係る電動機システム（磁気軸受システム）Ｓ，ＳＡ，ＳＢが備える回転子偏心検出装置と、従来の変位センサやサーチコイルなどを用いた測定方法と併用してもよい。これにより、更に高精度な計測が可能となる。また、異なる方式により偏心量を計測することから、安全性も向上する。
　図２等に示すように、電動機１の各相のコイルは、２つのコイルが並列に配置されるものとして説明したが、これに限られるものではなく、３つ以上のコイルが並列に配置されていてもよい。この場合でも、各閉ループ内において、式（７）の関係を求めることで、循環電流から偏心量と偏心方向を推定することができる。また、３相の電動機１として説明したが、これに限られるものではなく、２相でも６相でもそれ以外の相でもよい。
　図３Ａでは、内転型の回転子６を備える電動機１として説明したが、これに限られるものではなく、同様の構成を有する外転型の回転子を備える電動機にも適用可能である。また、回転子６の極数は、４極として図示しているが、これに限られるものではなく、２極でもよいし、６極以上としてもよい。また、電動機１は、ギャップ磁束が径方向に透過するラジアルギャップ型として説明したが、これに限られるものではなく、ギャップ磁束が軸方向に透過するアキシャルギャップ型にも適用可能である。また、電動機１は永久磁石同期機としたが、固定子２側の固定子巻線５の結線を２並列以上とし、循環電流が発生する構成であれば、誘導機、巻線同期機、ＳＲモータ等にも適用可能である。また、固定子２は、２：３の集中巻形状としたが、これに限られるものではなく、分布巻や、２：３以外の集中巻にも適用できる。また、固定子鉄心３及び回転子鉄心７は軸方向に積み重ねた積層鋼板で構成してもよいし、圧粉磁心などで構成してもよいし、アモルファス金属などで構成してもよい。
　また、偏心（ｘ、ｙ）とΔＥの関係は式（６）として説明したが、偏心量が小さい場合には偏心量とΔＥが比例関係であるとしてもよい。
Ｓ，ＳＡ，ＳＢ　電動機システム（磁気軸受システム）
１　　　　　　　電動機（磁気浮上支持装置、ベアリングレスモータ、磁気軸受）
２　　　　　　　固定子
３　　　　　　　固定子鉄心
４　　　　　　　ティース
５　　　　　　　固定子巻線
６　　　　　　　回転子
７　　　　　　　回転子鉄心
８　　　　　　　永久磁石
９　　　　　　　ギャップ
１０　　　　　　中性点
１０ａ，１０ｂ　接続点
１１　　　　　　制御器
１２　　　　　　循環電流検出部（循環電流検出手段）
１３　　　　　　偏心量・偏心方向推定部（偏心推定手段）
１４　　　　　　軸位置制御部
２１，２１U1 ，２１U2 ，２１W1 ，２１W2 　電流センサ（循環電流検出手段）
２２U ，２２W 　電流トランス（循環電流検出手段、差分電流検出手段）
Ｕ　　　　　　　Ｕ相
Ｖ　　　　　　　Ｖ相
Ｗ　　　　　　　Ｗ相
Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２　コイル

Claims (13)

  1. 　固定子および磁気浮上して支持される回転子を有し、各相が少なくとも２並列以上のコイルで構成される電動機と、
    　前記各相のうち少なくとも２つの相について、前記コイルに流れる循環電流を検出する循環電流検出手段と、
    　前記循環電流検出手段で検出された前記循環電流に基づいて、前記回転子の偏心量および偏心方向を推定する偏心推定手段と、を備える
    ことを特徴とする電動機システム。
  2. 　前記偏心推定手段は、
    　前記循環電流が、偏心前の前記回転子と前記固定子のギャップと、偏心後の前記回転子と前記固定子のギャップに応じた値となることに基づいて、前記偏心量および前記偏心方向を推定する
    ことを特徴とする請求項１に記載の電動機システム。
  3. 　前記偏心推定手段は、
    　前記循環電流検出手段で検出された循環電流値と、前記電動機のインピーダンスとの積に基づいて、前記偏心量および前記偏心方向を推定する
    ことを特徴とする請求項２に記載の電動機システム。
  4. 　前記コイルとして第１コイルと第２コイルを備え、
    　前記第１コイルと前記第２コイルで閉回路が形成され、
    　前記閉回路のインピーダンスをＺ1_2 とし、
    　前記閉回路の循環電流をＩcir とし、
    　前記第１コイルの機械的角度をθt,1 とし、
    　前記第２コイルの機械的角度をθt,2 とし、
    　偏心していない状態のギャップ幅をδとし、
    　係数ακとし、
    　前記回転子の回転軸方向を法線とするＸ－Ｙ平面における偏心（ｘ，ｙ）として、
    　前記偏心推定手段は、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     に基づいて、前記循環電流Ｉcir から、前記偏心量および前記偏心方向である前記偏心（ｘ，ｙ）を推定する
    ことを特徴とする請求項３に記載の電動機システム。
  5. 　前記コイルとして第１コイルと該第１コイルと並列に配置される第２コイルを備え、
    　前記循環電流検出手段は、
    　前記第１コイルを流れる電流と、前記第２コイルを流れる電流との差である差分電流を検出する差分電流検出手段を有し、
    　前記差分電流に基づいて、前記循環電流を検出する
    ことを特徴とする請求項１に記載の電動機システム。
  6. 　前記回転子の前記偏心量および前記偏心方向を検出する他のセンサを更に備える
    ことを特徴とする請求項１に記載の電動機システム。
  7. 　前記電動機は、ベアリングレスモータである
    ことを特徴とする請求項１に記載の電動機システム。
  8. 　固定子および磁気浮上して支持される回転子を有し、各相が少なくとも２並列以上のコイルで構成される磁気軸受と、
    　前記各相のうち少なくとも２つの相について、前記コイルに流れる循環電流を検出する循環電流検出手段と、
    　前記循環電流検出手段で検出された前記循環電流に基づいて、前記回転子の偏心量および偏心方向を推定する偏心推定手段と、を備える
    ことを特徴とする磁気軸受システム。
  9. 　前記偏心推定手段は、
    　前記循環電流が、偏心前の前記回転子と前記固定子のギャップと、偏心後の前記回転子と前記固定子のギャップに応じた値となることに基づいて、前記偏心量および前記偏心方向を推定する
    ことを特徴とする請求項８に記載の磁気軸受システム。
  10. 　前記偏心推定手段は、
    　前記循環電流検出手段で検出された循環電流値と、前記電動機のインピーダンスとの積に基づいて、前記偏心量および前記偏心方向を推定する
    ことを特徴とする請求項９に記載の磁気軸受システム。
  11. 　前記コイルとして第１コイルと第２コイルを備え、
    　前記第１コイルと前記第２コイルで閉回路が形成され、
    　前記閉回路のインピーダンスをＺ1_2 とし、
    　前記閉回路の循環電流をＩcir とし、
    　前記第１コイルの機械的角度をθt,1 とし、
    　前記第２コイルの機械的角度をθt,2 とし、
    　偏心していない状態のギャップ幅をδとし、
    　係数ακとし、
    　前記回転子の回転軸方向を法線とするＸ－Ｙ平面における偏心（ｘ，ｙ）として、
    　前記偏心推定手段は、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
     に基づいて、前記循環電流Ｉcir から、前記偏心量および前記偏心方向である前記偏心（ｘ，ｙ）を推定する
    ことを特徴とする請求項１０に記載の磁気軸受システム。
  12. 　前記コイルとして第１コイルと該第１コイルと並列に配置される第２コイルを備え、
    　前記循環電流検出手段は、
    　前記第１コイルを流れる電流と、前記第２コイルを流れる電流との差である差分電流を検出する差分電流検出手段を有し、
    　前記差分電流に基づいて、前記循環電流を検出する
    ことを特徴とする請求項８に記載の電動機システム。
  13. 　前記回転子の前記偏心量および前記偏心方向を検出する他のセンサを更に備える
    ことを特徴とする請求項８に記載の磁気軸受システム。
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