WO2014020703A1 - マトリクスコンバータ - Google Patents

マトリクスコンバータ Download PDF

Info

Publication number
WO2014020703A1
WO2014020703A1 PCT/JP2012/069483 JP2012069483W WO2014020703A1 WO 2014020703 A1 WO2014020703 A1 WO 2014020703A1 JP 2012069483 W JP2012069483 W JP 2012069483W WO 2014020703 A1 WO2014020703 A1 WO 2014020703A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
output
voltage
input
current
command
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2012/069483
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
善康 高瀬
原　英則
森本　進也
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Yaskawa Electric Corp
Original Assignee
Yaskawa Electric Corp
Yaskawa Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Yaskawa Electric Corp, Yaskawa Electric Manufacturing Co Ltd filed Critical Yaskawa Electric Corp
Priority to PCT/JP2012/069483 priority Critical patent/WO2014020703A1/ja
Priority to JP2014527874A priority patent/JP5915751B2/ja
Priority to KR20157002433A priority patent/KR20150036263A/ko
Priority to CN201280074503.2A priority patent/CN104428986A/zh
Publication of WO2014020703A1 publication Critical patent/WO2014020703A1/ja
Priority to US14/604,756 priority patent/US20150137779A1/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
    • H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
    • H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/297—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal for conversion of frequency

Definitions

  • the disclosed embodiment relates to a matrix converter.
  • Such a matrix converter does not have a large energy buffer as compared with a conventional AC-AC power converter that combines an AC-DC power converter and a DC-AC power converter.
  • Patent Document 1 The technique described in the above-mentioned Patent Document 1 is intended to reduce distortion of the output voltage with the problem that when an output voltage with distortion is supplied to the motor, trickle ripple is generated in the motor and noise is generated.
  • an object of the present invention is to provide a matrix converter that can reduce distortion of input current due to distortion of input voltage.
  • a matrix converter controls a plurality of bidirectional switches arranged between an AC power supply and an AC load, and the plurality of bidirectional switches, and directly inputs power from the AC power supply. And a control unit for converting and outputting to the AC load.
  • the control unit includes an output voltage command generation unit, a correction unit, and a drive unit.
  • the output voltage command generation unit generates an output voltage command that defines an output voltage to the AC load.
  • the correction unit corrects the output voltage command based on an input current from the AC power supply and / or a vibration component of the input voltage.
  • the drive unit controls the plurality of bidirectional switches based on the output voltage command corrected by the correction unit.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a matrix converter according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the bidirectional switch illustrated in FIG. 1.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit of the matrix converter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit of the matrix converter according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit of the matrix converter according to the third embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit of the matrix converter according to the fourth embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit of the matrix converter according to the fifth embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a matrix converter according to the first embodiment.
  • the matrix converter 1 according to the first embodiment includes input terminals Tr, Ts, Tt and output terminals Tu, Tv, Tw.
  • Each phase of the three-phase AC power supply 2 is connected to the input terminals Tr, Ts, Tt, and each phase of the AC load 3 is connected to the output terminals Tu, Tv, Tw.
  • the matrix converter 1 directly converts the AC power input from the three-phase AC power source 2 into AC power having a predetermined voltage and frequency and outputs the AC power to the AC load 3.
  • the three-phase AC power source 2 is, for example, power supply equipment or an AC generator that transforms and supplies the voltage of the power system
  • the AC load 3 is, for example, an AC motor.
  • the matrix converter 1 can also perform power conversion from the AC load 3 side to the three-phase AC power source 2 side.
  • the matrix converter 1 includes a power conversion unit 10, an input voltage detection unit 11, an input filter 12, an input current detection unit 13, an output current detection unit 14, and a control unit 20. .
  • the power conversion unit 10 includes a plurality of bidirectional switches SW1 to SW9 that connect each phase of the three-phase AC power source 2 and each phase of the AC load 3.
  • the bidirectional switches SW1 to SW3 connect the R phase, S phase, T phase of the three-phase AC power source 2 and the U phase of the AC load 3, respectively.
  • the bidirectional switches SW4 to SW6 connect the R phase, S phase, and T phase of the three-phase AC power source 2 and the V phase of the AC load 3, respectively.
  • the bidirectional switches SW7 to SW9 connect the R phase, S phase, T phase of the three-phase AC power source 2 and the W phase of the AC load 3, respectively.
  • the bidirectional switches SW1 to SW9 can be configured by, for example, diodes D1 and D2 and unidirectional switching elements Q1 and Q2, as shown in FIG.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of the bidirectional switches SW1 to SW9 shown in FIG.
  • semiconductor switches such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) are used.
  • the energization direction is controlled by inputting a signal to the gate of the semiconductor switch to turn on / off each semiconductor switch.
  • the bidirectional switches SW1 to SW9 are not limited to the configuration shown in FIG. 2, and may be a configuration in which switching elements in a single direction are connected in parallel in opposite directions.
  • the input voltage detector 11 detects a voltage (hereinafter referred to as input voltage) input from the three-phase AC power source 2 to the matrix converter 1. Specifically, the input voltage detection unit 11 detects instantaneous values Vr, Vs, and Vt (hereinafter referred to as input voltage values Vr, Vs, and Vt) of the phase voltages of the three-phase AC power supply 2.
  • the input voltage detection unit 11 is not limited to that shown in FIG. 1, but detects the value of the line voltage for two phases of the input phase, and the input voltage based on the value of the line voltage.
  • the input voltage may be detected by using a configuration for calculating the values Vr, Vs, and Vt.
  • the input filter 12 includes a reactor unit 12a and a capacitor unit 12b, and removes harmonics caused by switching of the bidirectional switches SW1 to SW9.
  • Reactor unit 12 a includes three reactors provided between each of the R phase, S phase, and T phase of three-phase AC power supply 2 and power conversion unit 10.
  • Capacitor portion 12b has three capacitors that are respectively arranged between the R phase and the S phase, between the S phase and the T phase, and between the T phase and the R phase.
  • the capacitor unit 12b has a delta connection configuration, but may have a star connection configuration. That is, the capacitor unit 12b may have a configuration in which capacitors are respectively connected between the R phase, the S phase, the T phase, and the neutral point.
  • the input current detection unit 13 detects a current flowing between the input filter 12 and the power conversion unit 10. Specifically, the input current detection unit 13 includes instantaneous values Ir, Is, It (hereinafter, referred to as current values) flowing between the R phase, the S phase, and the T phase of the three-phase AC power supply 2 and the power conversion unit 10. Input current values Ir, Is, and It) are detected.
  • the input current detection unit 13 is a current sensor that detects a current by using, for example, a Hall element that is a magnetoelectric conversion element.
  • the output current detection unit 14 detects a current flowing between the power conversion unit 10 and the AC load 3. Specifically, the output current detection unit 14 includes instantaneous values Iu, Iv, and Iw (hereinafter referred to as output currents) of currents flowing between the power conversion unit 10 and each of the U phase, V phase, and W phase of the AC load 3. Values Iu, Iv, and Iw).
  • the output current detection unit 14 is a current sensor that detects a current by using, for example, a Hall element that is a magnetoelectric conversion element.
  • the control unit 20 includes an output voltage command generation unit 31, a correction unit 32, a switch drive unit 33, and an input voltage phase detection unit 22.
  • the control unit 20 generates drive signals S1 to S9 based on the detection results of the input voltage detection unit 11, the input current detection unit 13, and the output current detection unit 14, and the bidirectional switches SW1 to SW1 of the power conversion unit 10. SW9 is controlled.
  • the drive signals S1 to S9 are, for example, PWM signals.
  • the output voltage command generator 31 supplies the AC load 3.
  • An output voltage command V * that defines the output voltage is generated and output to the correction unit 32.
  • the correction unit 32 extracts a vibration component of the input current based on the input current values Ir, Is, It detected by the input current detection unit 13, and then multiplies the value of the vibration component of the input current by a predetermined coefficient. As a result, the output power correction value ⁇ P * is calculated.
  • the correction unit 32 calculates the voltage correction value ⁇ V * by dividing the output power correction value ⁇ P * by the output current command I * . Then, the correction unit 32 obtains the output voltage command V1 * by adding the voltage correction value ⁇ V * to the output voltage command V * output from the output voltage command generation unit 31.
  • Output voltage command V1 * which is a correction result by the correction unit 32, is output to the switch drive unit 33.
  • Output voltage command V1 * is for the voltage correction value [Delta] V * with respect to the output voltage command V * is added, the output voltage to which the voltage is superposed in accordance with the vibration component of the input voltage is output from the power conversion unit 10 Is done.
  • the matrix converter 1 can reduce the distortion of the input current even when the input voltage is distorted.
  • the reduction of the input current distortion will be further described.
  • the distortion of the input voltage occurs when the vibration component is superimposed on the fundamental component of the input voltage.
  • Possible causes of the distortion of the input voltage include, for example, poor quality of the three-phase AC power supply 2 or superposition of fifth and seventh harmonics generated due to a large power supply impedance.
  • control unit 20 can maintain the waveform of the output voltage and the output current in a sine wave by using, for example, vector control.
  • the power P o is constant.
  • the input / output active power can be regarded as equal.
  • the input active power P i , the output active power P o , the input reactive power Q i, and the output reactive power Q o can be expressed by the following equation (1).
  • the subscript “i” represents an input variable
  • the subscript “o” represents an output variable.
  • control unit 20 controls the power factor of the input voltage with respect to the fundamental wave to coincide with the command value, and the following equation (2) is established for the d-axis component and the q-axis component on the input side. This is the same even when the input voltage is distorted.
  • the amplitude value Ia of the input current can be obtained by the following equation (3).
  • the output voltage waveform and the output current waveform are kept in a sine wave shape with few harmonics by the voltage output based on the instantaneous value detection result of the normal input voltage, the current control function, etc., so the output active power Po is constant.
  • the input active power P i is also constant. If there is distortion in this case the input voltage Vq i, in order to keep the effective input power P i constant, the input current is distorted according to distortion of the input voltage Vq i. More specifically, the above equation (2) is established by the control unit 20, but the amplitude value Ia of the input current is not constant.
  • the control unit 20 obtains the voltage correction value ⁇ V * corresponding to the vibration component of the input power from the vibration component of the input current, and uses the output voltage obtained by adding the voltage correction value ⁇ V * as the power conversion unit. 10 and a vibration component corresponding to the vibration component of the input power is added to the output power. As a result, the control unit 20 reduces distortion of the input current by generating distortion in the output voltage.
  • the output voltage superimposed with the vibration component corresponding to the vibration component of the input voltage is output from the power conversion unit 10 to reduce the distortion of the input current. I have to.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit 20 of the matrix converter 1 according to the first embodiment.
  • the AC load 3 is an AC motor
  • the AC load 3 is not limited to the motor.
  • the control unit 20 of the matrix converter 1 includes an input voltage phase detection unit 22, an output frequency command unit 24, an integrator 26, an output current command generation unit 30, and an output voltage command generation unit 31. And a correction unit 32 and a switch drive unit 33.
  • the input voltage phase detector 22 calculates the input voltage phase ⁇ i based on the input voltage values Vr, Vs, Vt detected by the input voltage detector 11.
  • the input voltage phase detection unit 22 has, for example, a PLL (Phase Locked Loop). By reducing the loop gain built in the PLL, it is possible to reduce the sensitivity of the input voltage phase ⁇ i output from the input voltage phase detector 22 to fluctuations in the input voltage. As a result, the input voltage phase ⁇ i output from the input voltage phase detector becomes substantially equal to the phase of the fundamental wave of the input voltage.
  • PLL Phase Locked Loop
  • the output frequency command unit 24 determines an output frequency command that is a frequency command for the output voltage. For example, when the AC load 3 is a synchronous motor, the output frequency command unit 24 uses the frequency command converted from the speed command as an output frequency command. When the AC load 3 is an induction motor, the output frequency command unit 24 uses a known induction motor. The output frequency command is determined by the electric motor vector control law.
  • the integrator 26 converts the output frequency command into an output phase command ⁇ * by integrating the output frequency command output from the output frequency command unit 24.
  • the output current command generation unit 30 generates a q-axis current command Iq * and a d-axis current command Id * .
  • the q-axis current command Iq * is a q-axis component of the output current command I *
  • the d-axis current command Id * is a d-axis component of the output current command I * .
  • the output current command I * is generated based on, for example, a speed command, a torque command, an excitation command, or the like.
  • the output voltage command generator 31 generates a q-axis voltage command Vq * and a d-axis voltage command Vd * based on the q-axis current command Iq * and the d-axis current command Id * output from the output current command generator 30. .
  • the q-axis voltage command Vq * is a q-axis component of the output voltage command V *
  • the d-axis voltage command Vd * is a d-axis component of the output voltage command V * .
  • the output voltage command generation unit 31 includes a three-phase / two-phase converter 41, a dq coordinate converter 42, a q-axis current deviation calculator 43, a d-axis current deviation calculator 44, and a q-axis current regulator 45. And a d-axis current regulator 46.
  • the three-phase / two-phase converter 41 converts the output current values Iu, Iv, and Iw into two orthogonal ⁇ components on a fixed coordinate, and the ⁇ -axis current value I ⁇ and the ⁇ -axis current value I ⁇ . Is obtained as a fixed coordinate current vector I ⁇ .
  • the dq coordinate converter 42 uses the output phase command ⁇ * output from the integrator 26, and the dq component of the dq coordinate system, which is a two-axis orthogonal coordinate system that rotates in synchronization with the frequency of the output voltage command described above.
  • the fixed coordinate current vector I ⁇ is converted into
  • the dq coordinate converter 42 uses the rotation coordinate system current vector Idq () with the q-axis current value Iq that is the current value in the q-axis direction and the d-axis current value Id that is the current value in the d-axis direction as vector components. Id, Iq).
  • the q-axis current deviation calculator 43 calculates a q-axis current deviation that is a deviation between the q-axis current command Iq * and the q-axis current value Iq, and outputs it to the q-axis current regulator 45.
  • the q-axis current regulator 45 performs, for example, proportional-integral control (hereinafter referred to as PI control), so that the deviation between the q-axis current command Iq * and the q-axis current value Iq becomes zero.
  • PI control proportional-integral control
  • the d-axis current deviation calculator 44 calculates a d-axis current deviation, which is a deviation between the d-axis current command Id * and the d-axis current value Id, and outputs it to the d-axis current regulator 46.
  • the d-axis current regulator 46 adjusts the d-axis voltage command Vd * so that the deviation between the d-axis current command Id * and the d-axis current value Id becomes zero by performing PI control, for example, and performs switch driving. To the unit 33.
  • the output voltage command generator 31 may further include a non-interference calculator that is not shown.
  • This non-interference calculator obtains an output frequency command from the output frequency command unit 24, and from the output of the q-axis current adjuster 45, the product of the output frequency command and the d-axis current command Id * or the d-axis current value Id. The proportional voltage is subtracted to obtain a q-axis voltage command Vq * . Further, the non-interference computing unit adds a voltage proportional to the product of the output frequency command and the q-axis current command Iq * or the q-axis current value Iq to the output of the d-axis current adjuster 46 to obtain the d-axis voltage command Vd. *
  • the correction unit 32 includes a low-pass filter (LPF) 51, a three-phase / two-phase converter 52, a current amplitude detector 53, a high-pass filter (HPF) 54, a multiplier 55, a divider 56, and an adder. 57.
  • the LPF 51, the three-phase / two-phase converter 52, the current amplitude detector 53, the HPF 54, and the multiplier 55 correspond to an example of a first arithmetic unit
  • the divider 56 corresponds to an example of a second arithmetic unit.
  • LPF51 removes the high frequency component accompanying switching of the power converter 10 from input electric current value Ir, Is, It.
  • the three-phase / two-phase converter 52 converts the input current values Ir, Is, It from which the high-frequency components have been removed by the LPF 51 into two orthogonal ⁇ components on fixed coordinates, and a current value I ⁇ 1 in the ⁇ -axis direction. And a current value I ⁇ 1 in the ⁇ -axis direction are obtained.
  • the current amplitude detector 53 detects the amplitude value Ia of the input current by performing calculation according to the following equation (4) from the current value I ⁇ 1 and the current value I ⁇ 1.
  • the HPF 54 removes the fundamental wave component of the input current from the amplitude value Ia of the input current output from the current amplitude detector 53 and extracts the vibration component ⁇ Ia of the input current.
  • the multiplier 55 multiplies the vibration component ⁇ Ia of the input current extracted by the HPF 54 by the coefficient K1 to obtain the output power correction value ⁇ P.
  • the coefficient K1 can be set from the outside to a value according to the use application and installation environment of the matrix converter 1. For example, the coefficient K1 can be set so that the output power correction value ⁇ P substantially matches the vibration component of the input power, The coefficient K1 can also be set so that the output power correction value ⁇ P becomes a predetermined ratio (for example, 50%) of the vibration component of the input power.
  • the cut-off frequency f LPF of the LPF 51 and the cut-off frequency f HPF of the HPF 54 are determined so as to satisfy the relationship of f LPF > f HPF . Thereby, only the high frequency component resulting from the distortion of an input voltage from which the high frequency component by switching of the power converter 10 was removed can be obtained as the output of the HPF 54.
  • the output power correction value ⁇ P calculated by the multiplier 55 is input to the divider 56.
  • the adder 57 calculates the q-axis voltage command Vq1 * by adding the voltage correction value ⁇ V * output from the divider 56 to the q-axis voltage command Vq * output from the output voltage command generation unit 31.
  • the adder 57 outputs the q-axis voltage command Vq1 * to the switch driving unit 33.
  • the switch drive unit 33 drives the bidirectional switches SW1 to SW9 based on the q-axis voltage command Vq1 * output from the correction unit 32 and the d-axis voltage command Vd * output from the output voltage command generation unit 31. Drive signals S1 to S9 are generated.
  • the switch drive unit 33 obtains the output voltage command V1 * and the output voltage phase command ⁇ a * from the following equation (5) based on the q-axis voltage command Vq1 * and the d-axis voltage command Vd * , for example. Further, the switch driving unit 33 adds the output phase command ⁇ * that is the output of the integrator 26 to the output voltage phase command ⁇ a * to obtain the phase ⁇ p.
  • the switch driving unit 33 calculates the three-phase AC voltage command, that is, the output voltage command Vu for each phase of the AC load 3, from the following equation (6). * , Vv * , Vw * are obtained.
  • the switch driving unit 33 uses, for example, a known matrix converter pulse width modulation method to generate power.
  • Drive signals S1 to S9 for controlling the bidirectional switches SW1 to SW9 of the converter 10 are generated and output.
  • a three-phase AC voltage corresponding to the output voltage commands Vu * , Vv * , Vw * is output from the power conversion unit 10, and the phase of the input current has a certain phase difference with respect to the input voltage phase ⁇ i .
  • the power factor on the input side is a constant value.
  • the output voltage from the power converter 10 includes the vibration component of the input power.
  • the corresponding vibration component is superimposed, and the output active power Po changes.
  • the vibration component corresponding to the vibration component of the input voltage is generated in the output active power P o.
  • vibration component in the input active power P i is generated. Since the vibration component of the input active power P i corresponds to the vibration component of the input voltage, distortion of the input current is reduced. Therefore, by setting the coefficient K1 so that the vibration component of the output power substantially matches the vibration component of the input voltage, the input current can be kept substantially sinusoidal.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit of the matrix converter according to the second embodiment.
  • the correction unit 32A corrects the d-axis voltage command Vd * with the voltage correction value ⁇ V * .
  • the correction unit 32A includes an LPF 51, a three-phase / two-phase converter 52, a current amplitude detector 53, an HPF 54, a multiplier 55, a divider 56A, and an adder 57A.
  • the LPF 51, the three-phase / two-phase converter 52, the current amplitude detector 53, the HPF 54, and the multiplier 55 have the same configuration as that of the correction unit 32.
  • the adder 57A calculates the d-axis voltage command Vd1 * by adding the voltage correction value ⁇ V * output from the divider 56A to the d-axis voltage command Vd * output from the output voltage command generation unit 31. Then, the adder 57A outputs the d-axis voltage command Vd1 * to the switch driving unit 33.
  • the switch drive unit 33 generates drive signals S1 to S9 based on the d-axis voltage command Vd1 * and the q-axis voltage command Vq * .
  • the vibration component corresponding to the vibration component of the input voltage can be superimposed on the output voltage by correcting the d-axis component of the output voltage instead of correcting the q-axis component of the output voltage. Absent.
  • the matrix converter 1A according to the second embodiment similarly to the matrix converter 1 according to the first embodiment, even when the input voltage is distorted, the distortion of the input current can be reduced. it can.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit of the matrix converter according to the third embodiment.
  • the correction unit 32B In the control unit 20B of the matrix converter 1B according to the third embodiment, the correction unit 32B generates a voltage correction value according to the vibration component of the input voltage.
  • the correction unit 32B includes an LPF 51B, a three-phase / two-phase converter 52B, a voltage amplitude detector 53B, an HPF 54B, a multiplier 55B, a divider 56, an adder 57, And a phase advance filter 58.
  • LPF 51B removes high frequency components accompanying switching of the power conversion unit 10 from the input voltage values Vr, Vs, and Vt.
  • the three-phase / two-phase converter 52B converts the input voltage values Vr, Vs, Vt, from which the high-frequency component has been removed by the LPF 51B, into two orthogonal ⁇ components on a fixed coordinate, and a voltage value V ⁇ in the ⁇ -axis direction. And a voltage value V ⁇ in the ⁇ -axis direction are obtained.
  • the voltage amplitude detector 53B detects the amplitude value Va of the input voltage by performing calculation according to the following equation (7) from the voltage value V ⁇ and the voltage value V ⁇ .
  • the HPF 54B removes the fundamental component of the input voltage from the amplitude value Va of the input voltage output from the voltage amplitude detector 53B, and extracts the vibration component ⁇ Va of the input voltage.
  • the phase advance filter 58 advances the phase of the vibration component ⁇ Va of the input voltage extracted by the HPF 54B by 90 degrees and outputs the result to the multiplier 55B. By advancing the phase of the vibration component ⁇ Va of the input voltage by 90 degrees, the vibration component ⁇ Va of the input voltage is converted into a value corresponding to the vibration component of the input current.
  • the multiplier 55B multiplies the vibration component ⁇ Va of the input voltage whose phase is advanced by 90 degrees by the phase advance filter 58 by the coefficient K2 to obtain the output power correction value ⁇ P.
  • the coefficient K2 is set so that the output power correction value ⁇ P substantially matches the vibration component of the input power.
  • the coefficient K2 can be set from the outside to a value according to the use application and installation environment of the matrix converter 1B so that the output power correction value ⁇ P becomes a predetermined ratio (for example, 50%) of the vibration component of the input power. It is also possible to set the coefficient K2.
  • the output power correction value ⁇ P calculated by the multiplier 55B is input to the divider 56.
  • the adder 57 calculates the q-axis voltage command Vq1 * by adding the voltage correction value ⁇ V * output from the divider 56 to the q-axis voltage command Vq * output from the output voltage command generation unit 31.
  • the adder 57 outputs the q-axis voltage command Vq1 * to the switch driving unit 33.
  • the output power correction value ⁇ P is calculated based on the vibration component of the input voltage, and the voltage correction value ⁇ V * is calculated from the output power correction value ⁇ P.
  • the matrix converter 1B according to the third embodiment similarly to the matrix converter 1 according to the first embodiment, it is possible to reduce the distortion of the input current even when the input voltage is distorted. .
  • the coefficient K2 so that the output power correction value ⁇ P substantially matches the vibration component of the input power, it is possible to keep the input current in a substantially sine wave.
  • the voltage correction value ⁇ V * is added to the q-axis voltage command Vq * .
  • the d-axis voltage command Vd * is added to the d-axis voltage command Vd * .
  • the voltage correction value ⁇ V * may be added.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit of the matrix converter according to the fourth embodiment.
  • the correction unit 32C generates a voltage correction value according to the vibration component of the input current and the vibration component of the input voltage.
  • the correction unit 32C includes LPFs 51 and 51B, three-phase / two-phase converters 52 and 52B, a current amplitude detector 53, a voltage amplitude detector 53B, HPFs 54 and 54B, and a multiplier. 59, 55C, a divider 56, and an adder 57.
  • the amplitude of the input current is extracted by the LPF 51, the 3-phase / 2-phase converter 52, the current amplitude detector 53, and the HPF 54, and the LPF 51B, the 3-phase / 2-phase converter 52B, the voltage amplitude detector 53B, and the HPF 54B. Is used to extract the amplitude of the input voltage. Note that, by making the cut-off frequencies of the HPFs 54 and 54B the same, the voltage correction value ⁇ V can be accurately generated in the correction unit 32C.
  • the multiplier 59 multiplies the vibration component of the input current extracted by the HPF 54 and the vibration component of the input voltage extracted by the HFP 54B. As a result, the vibration component of the input power can be extracted.
  • the multiplier 55C multiplies the multiplication result of the multiplier 59 by the coefficient K3.
  • the coefficient K3 can be set from the outside to a value according to the use application and installation environment of the matrix converter 1C. For example, when the output power correction value ⁇ P is substantially matched with the vibration component of the input power, for example, the coefficient K3 Is set to “1”. When the output power correction value ⁇ P is set to a predetermined ratio (for example, 50%) of the vibration component of the input power, a value corresponding to the ratio is set as the coefficient K3.
  • a predetermined ratio for example, 50%
  • the adder 57 calculates the q-axis voltage command Vq1 * by adding the voltage correction value ⁇ V * output from the divider 56 to the q-axis voltage command Vq * output from the output voltage command generation unit 31.
  • the adder 57 outputs the q-axis voltage command Vq1 * to the switch driving unit 33.
  • the output power correction value ⁇ P corresponding to the vibration component of the input current and the vibration component of the input voltage is calculated, and the voltage correction value ⁇ V is calculated from the output power correction value ⁇ P. * Is calculated. Therefore, the matrix converter 1C can superimpose the vibration component corresponding to the vibration component of the input voltage on the output voltage, as in the case of the matrix converters 1, 1A, 1B. However, the distortion of the input current can be reduced. For example, the input current can be kept substantially sinusoidal by setting the coefficient K3 to “1”.
  • the voltage correction value ⁇ V * is added to the q-axis voltage command Vq * .
  • the d-axis voltage command Vd * is added to the d-axis voltage command Vd * .
  • the voltage correction value ⁇ V * may be added.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a control unit of the matrix converter according to the fifth embodiment.
  • the coefficient K4 of the multiplier 55D can be adjusted by the correction unit 32D.
  • the correction unit 32D includes an absolute value calculator 70, a moving average calculator 71, a subtractor 72, and a PI controller 73 in addition to the configuration of the correction unit 32 according to the first embodiment.
  • the absolute value calculator 70 calculates the absolute value
  • the moving average calculator 71 obtains the moving average of the absolute value
  • the subtractor 72 calculates the difference between the command value Ia * of the vibration component of the input current input from the outside and the moving average of the absolute value
  • the PI controller 73 performs, for example, PI control so that the deviation between the command value Ia * of the vibration component of the input current and the moving average of the absolute value
  • the multiplier 55D is an arithmetic unit corresponding to the multiplier 55, and outputs the result obtained by multiplying the vibration component ⁇ Ia of the input current by the coefficient K4 to the divider 56 as the output power correction value ⁇ P. Therefore, in the matrix converter 1D according to the fifth embodiment, the vibration component ⁇ Ia of the input current can be set to a value corresponding to the command value Ia * , and thereby distortion of the input current can be reduced.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Description

マトリクスコンバータ
　開示の実施形態は、マトリクスコンバータに関する。
　従来、電力変換装置として、交流電源の電力を任意の周波数・電圧の交流電力へ直接変換するマトリクスコンバータが知られている。
　かかるマトリクスコンバータは、交流－直流電力変換器と直流－交流電力変換器とを組み合わせた従来の交流－交流電力変換装置に比べ、大きなエネルギーバッファが存在しない。
　そのため、入力電圧に歪みがある状態でマトリクスコンバータを動作させると、入力電流や出力電圧に歪みが生じる。かかる入力電圧の歪みに関する課題を解決する技術として、入力電流を歪ませる制御を行うことによって、出力電圧の歪みを低減させる技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５－２６９８０５号公報
　上記特許文献１に記載の技術は、歪みがある出力電圧が電動機へ供給されると、電動機にトリクルリップルが生じて騒音が発生することを課題として、出力電圧の歪みを低減するものとしている。
　しかし、マトリクスコンバータの使用用途として、電動機にトリクルリップルが生じることよりも、入力電流の歪みがあることの方が問題になる用途があり、かかる用途では、出力電圧の歪みを低減するよりも入力電流の歪みを低減する方が有効である場合がある。
　実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、入力電圧の歪みに起因する入力電流の歪みを低減することができるマトリクスコンバータを提供することを目的とする。
　実施形態の一態様に係るマトリクスコンバータは、交流電源と交流負荷との間に配置される複数の双方向スイッチと、前記複数の双方向スイッチを制御し、前記交流電源からの入力電力を直接電力変換して前記交流負荷へ出力する制御部とを備える。前記制御部は、出力電圧指令生成部と、補正部と、駆動部とを有する。前記出力電圧指令生成部は、前記交流負荷への出力電圧を規定する出力電圧指令を生成する。前記補正部は、前記交流電源からの入力電流および／または入力電圧の振動成分に基づいて、前記出力電圧指令を補正する。前記駆動部は、前記補正部によって補正された前記出力電圧指令に基づいて前記複数の双方向スイッチを制御する。
　実施形態の一態様によれば、入力電圧の歪みに起因する入力電流の歪みを低減することができるマトリクスコンバータを提供することができる。
図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。 図２は、図１に示す双方向スイッチの一例を示す図である。 図３は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。 図４は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。 図５は、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。 図６は、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。 図７は、第５の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。
　以下、添付図面を参照して、本願の開示するマトリクスコンバータの実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。
（第１の実施形態）
　図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔおよび出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを備える。入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔに３相交流電源２の各相が接続され、出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗに交流負荷３の各相が接続される。
　マトリクスコンバータ１は、３相交流電源２から入力した交流電力を所定の電圧および周波数の交流電力へ直接変換して交流負荷３へ出力する。３相交流電源２は、例えば、電力系統の電圧を変圧して供給する電源設備や交流発電機であり、交流負荷３は、例えば、交流電動機などである。なお、マトリクスコンバータ１は、３相交流電源２から交流負荷３への電力変換に加え、さらに、交流負荷３側から３相交流電源２側への電力変換を行うこともできる。
　マトリクスコンバータ１は、図１に示すように、電力変換部１０と、入力電圧検出部１１と、入力フィルタ１２と、入力電流検出部１３と、出力電流検出部１４と、制御部２０とを備える。 
　電力変換部１０は、３相交流電源２の各相と交流負荷３の各相とをそれぞれ接続する複数の双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ９を備える。双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ３は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と交流負荷３のＵ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳＷ４～ＳＷ６は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と交流負荷３のＶ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳＷ７～ＳＷ９は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と交流負荷３のＷ相とをそれぞれ接続する。 
　双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ９は、例えば、図２に示すように、ダイオードＤ１、Ｄ２と、単一方向のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２によって構成することができる。図２は、図１に示す双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ９の一例を示す図である。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２として、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）などの半導体スイッチが用いられる。
　かかる半導体スイッチのゲートに信号を入力して各半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦすることで、通電方向が制御される。なお、双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ９は、図２に示す構成に限定されるものではなく、例えば、単一方向のスイッチング素子を互いに逆方向に並列接続した構成であってもよい。
　入力電圧検出部１１は、３相交流電源２からマトリクスコンバータ１へ入力される電圧（以下、入力電圧と記載する）を検出する。具体的には、入力電圧検出部１１は、３相交流電源２の各相電圧の瞬時値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ（以下、入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔと記載する）を検出する。なお、入力電圧検出部１１は、図１に示すものに限定されるものではなく、入力相のうち２相分の線間電圧の値を検出し、かかる線間電圧の値に基づいて入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを算出する構成とし入力電圧を検出するようにしてもよい。
　入力フィルタ１２は、リアクトル部１２ａとキャパシタ部１２ｂを備え、双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ９のスイッチングに起因する高調波を除去する。リアクトル部１２ａは、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれと電力変換部１０との間に設けられる３つのリアクトルを有する。また、キャパシタ部１２ｂは、Ｒ相とＳ相との間、Ｓ相とＴ相との間およびＴ相とＲ相との間にそれぞれ配置される３つのコンデンサを有する。なお、図１に示す例では、キャパシタ部１２ｂは、デルタ結線構成であるが、スター結線構成でもよい。すなわち、キャパシタ部１２ｂは、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相と中性点との間にそれぞれコンデンサを接続した構成であってもよい。
　入力電流検出部１３は、入力フィルタ１２と電力変換部１０との間に流れる電流を検出する。具体的には、入力電流検出部１３は、３相交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相のそれぞれと電力変換部１０との間に流れる電流の瞬時値Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔ（以下、入力電流値Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔと記載する）を検出する。なお、入力電流検出部１３は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する電流センサである。
　出力電流検出部１４は、電力変換部１０と交流負荷３との間に流れる電流を検出する。具体的には、出力電流検出部１４は、電力変換部１０と交流負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれとの間に流れる電流の瞬時値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（以下、出力電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと記載する）を検出する。なお、出力電流検出部１４は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する電流センサである。
　制御部２０は、出力電圧指令生成部３１と、補正部３２と、スイッチ駆動部３３と、入力電圧位相検出部２２とを備える。かかる制御部２０は、入力電圧検出部１１、入力電流検出部１３および出力電流検出部１４のそれぞれの検出結果に基づき、駆動信号Ｓ１～Ｓ９を生成し、電力変換部１０の双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ９を制御する。駆動信号Ｓ１～Ｓ９は、例えば、ＰＷＭ信号である。
　出力電圧指令生成部３１は、交流負荷３への出力電流を規定する出力電流指令Ｉ*と、出力電流検出部１４によって検出された出力電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとに基づき、交流負荷３への出力電圧を規定する出力電圧指令Ｖ*を生成し、補正部３２へ出力する。
　補正部３２は、入力電流検出部１３によって検出された入力電流値Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔに基づいて、入力電流の振動成分を抽出した後、かかる入力電流の振動成分の値に所定の係数を乗算することで出力電力補正値ΔＰ*を算出する。補正部３２は、かかる出力電力補正値ΔＰ*を出力電流指令Ｉ*で除算することによって、電圧補正値ΔＶ*を算出する。そして、補正部３２は、出力電圧指令生成部３１から出力される出力電圧指令Ｖ*に電圧補正値ΔＶ*を加算することで出力電圧指令Ｖ１*を求める。
　補正部３２による補正結果である出力電圧指令Ｖ１*は、スイッチ駆動部３３へ出力される。出力電圧指令Ｖ１*は、出力電圧指令Ｖ*に対して電圧補正値ΔＶ*が加算されたものであり、入力電圧の振動成分に応じた電圧が重畳された出力電圧が電力変換部１０から出力される。
　かかる構成により、本実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、入力電圧に歪みがある場合であっても、入力電流の歪みを低減することができる。以下、かかる入力電流歪みの低減についてさらに説明する。
　入力電圧の歪みは、入力電圧の基本波成分に振動成分が重畳することで発生する。かかる入力電圧の歪みの原因としては、例えば、３相交流電源２の品質粗悪、または、電源インピーダンスが大きいために生じる５次高調波や７次高調波の重畳などが考えられる。
　入力電圧に歪みがある場合であっても、制御部２０は、例えば、ベクトル制御を用いることで、出力電圧および出力電流の波形を正弦波に維持することが可能であり、この場合、出力有効電力Ｐｏは一定である。
　マトリクスコンバータ１は、図１に示すように、コンデンサなどの大きなエネルギーバッファがないことから、入出力の有効電力は等しいとみなせる。そして、入力有効電力Ｐｉ、出力有効電力Ｐｏ、入力無効電力Ｑｉおよび出力無効電力Ｑｏは、次式（１）によって表現することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　なお、添え字の「ｄ」、「ｑ」は、入力側に関しては、入力電圧の基本波周波数に同期して回転するｄｑ軸直交座標系におけるｄ軸成分とｑ軸成分を表す。さらにこの入力側のｄｑ軸直交座標系においては、入力電圧の基本波に対しては常にＶｄｉ＝０が成り立つものとする。出力側に関しては、制御部２０によって指令され、電力変換部１０から出力される出力電圧の基本波周波数に同期して回転するｄｑ軸直交座標系におけるｄ軸成分とｑ軸成分を表す。また、添え字の「ｉ」は、入力側の変数を表し、添え字の「ｏ」は、出力側の変数を表す。
　一般に制御部２０は、入力電圧の基本波に対する力率を指令値に一致するよう制御しており、入力側のｄ軸成分およびｑ軸成分については下記式（２）が成り立つ。これは、入力電圧が歪んでいる場合であっても同様である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　入力電流の振幅値Ｉａは、下記式（３）で求めることができる。出力側は、通常入力電圧の瞬時値検出結果に基づく電圧出力、電流制御機能等により、出力電圧波形、出力電流波形とも高調波の少ない正弦波状に保たれるため、出力有効電力Ｐｏは一定に保たれており、入力有効電力Ｐｉも一定となっている。このとき入力電圧Ｖｑｉに歪みがあれば、入力有効電力Ｐｉを一定に保つために、入力電圧Ｖｑｉの歪みに応じて入力電流が歪む。より具体的には、制御部２０により上記式（２）は成り立つが、入力電流の振幅値Ｉａが一定ではなくなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　したがって、振動成分を出力電圧に重畳させて出力有効電力Ｐｏを振動させることにより入力有効電力Ｐｉを振動させれば、入力電流の歪みを低減する可能性が生じることがわかる。
　そこで、制御部２０は、上述のように、入力電流の振動成分から入力電力の振動成分に応じた電圧補正値ΔＶ*を求め、かかる電圧補正値ΔＶ*を加算された出力電圧を電力変換部１０から出力させ、入力電力の振動成分に応じた振動成分を出力電力に加えている。これにより、制御部２０は、出力電圧に歪みを発生させて入力電流の歪みを低減している。
　このように、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１では、入力電圧の振動成分に応じた振動成分を重畳した出力電圧を電力変換部１０から出力させることで、入力電流の歪みを低減するようにしている。
　以下、制御部２０の構成について、図面を用いてさらに具体的に説明する。図３は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１の制御部２０の構成例を示す図である。なお、以下においては、交流負荷３が交流電動機である場合の例を説明するが、交流負荷３は電動機に限定されるものではない。
　図３に示すように、マトリクスコンバータ１の制御部２０は、入力電圧位相検出部２２と、出力周波数指令部２４と、積分器２６と、出力電流指令生成部３０と、出力電圧指令生成部３１と、補正部３２と、スイッチ駆動部３３とを備える。
　入力電圧位相検出部２２は、入力電圧検出部１１が検出した入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔに基づき、入力電圧位相θｉを演算する。かかる入力電圧位相検出部２２は、例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）を有している。このＰＬＬの内蔵するループゲインを小さくすることにより、入力電圧位相検出部２２が出力する入力電圧位相θｉの、入力電圧変動に対する感度を小さくすることができる。これにより、入力電圧位相検出部が出力する入力電圧位相θｉは、ほぼ入力電圧の基本波の位相に等しくなる。
　出力周波数指令部２４は、出力電圧の周波数指令である出力周波数指令を決定する。例えば、交流負荷３が同期電動機の場合、出力周波数指令部２４は、速度指令を周波数換算したものを出力周波数指令とし、交流負荷３が誘導電動機の場合、出力周波数指令部２４は、公知の誘導電動機のベクトル制御則により出力周波数指令を決定する。
　積分器２６は、出力周波数指令部２４が出力する出力周波数指令を積分することによって、出力周波数指令を出力位相指令θ*に変換する。
　出力電流指令生成部３０は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*およびｄ軸電流指令Ｉｄ*を生成する。ｑ軸電流指令Ｉｑ*は、出力電流指令Ｉ*のｑ軸成分であり、ｄ軸電流指令Ｉｄ*は、出力電流指令Ｉ*のｄ軸成分である。かかる出力電流指令Ｉ*は、交流負荷３が交流電動機である場合には、例えば、速度指令やトルク指令、さらには励磁指令等に基づいて生成される。
　出力電圧指令生成部３１は、出力電流指令生成部３０から出力されるｑ軸電流指令Ｉｑ*およびｄ軸電流指令Ｉｄ*に基づき、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*およびｄ軸電圧指令Ｖｄ*を生成する。ｑ軸電圧指令Ｖｑ*は、出力電圧指令Ｖ*のｑ軸成分であり、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*は、出力電圧指令Ｖ*のｄ軸成分である。
　かかる出力電圧指令生成部３１は、３相／２相変換器４１と、ｄｑ座標変換器４２と、ｑ軸電流偏差演算器４３と、ｄ軸電流偏差演算器４４と、ｑ軸電流調整器４５と、ｄ軸電流調整器４６とを備える。
　３相／２相変換器４１は、出力電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電流値Ｉαとβ軸方向の電流値Ｉβとをベクトル成分とする固定座標電流ベクトルＩαβを求める。
　ｄｑ座標変換器４２は、積分器２６が出力する出力位相指令θ*を用いて、上述の出力電圧指令の周波数に同期して回転する２軸直交座標系であるｄ－ｑ座標系のｄｑ成分へ固定座標電流ベクトルＩαβを変換する。これにより、ｄｑ座標変換器４２は、ｑ軸方向の電流値であるｑ軸電流値Ｉｑとｄ軸方向の電流値であるｄ軸電流値Ｉｄとをベクトル成分とする回転座標系電流ベクトルＩｄｑ（Ｉｄ、Ｉｑ）を求める。
　ｑ軸電流偏差演算器４３は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*とｑ軸電流値Ｉｑとの偏差であるｑ軸電流偏差を演算してｑ軸電流調整器４５へ出力する。ｑ軸電流調整器４５は、例えば、比例積分制御（以下、ＰＩ制御と記載する）を行うことによって、ｑ軸電流指令Ｉｑ*とｑ軸電流値Ｉｑとの偏差を零とするようにｑ軸電圧指令Ｖｑ*を調整し、補正部３２へ出力する。
　ｄ軸電流偏差演算器４４は、ｄ軸電流指令Ｉｄ*とｄ軸電流値Ｉｄとの偏差であるｄ軸電流偏差を演算してｄ軸電流調整器４６へ出力する。ｄ軸電流調整器４６は、例えば、ＰＩ制御を行うことによって、ｄ軸電流指令Ｉｄ*とｄ軸電流値Ｉｄとの偏差を零とするようにｄ軸電圧指令Ｖｄ*を調整し、スイッチ駆動部３３へ出力する。
　なお、出力電圧指令生成部３１はさらに図示しない非干渉演算器を備えてもよい。この非干渉演算器は、出力周波数指令部２４から出力周波数指令を取得し、ｑ軸電流調整器４５の出力から、出力周波数指令とｄ軸電流指令Ｉｄ*またはｄ軸電流値Ｉｄとの積に比例する電圧を減算して、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*とする。さらに非干渉演算器は、ｄ軸電流調整器４６の出力に、出力周波数指令とｑ軸電流指令Ｉｑ*またはｑ軸電流値Ｉｑとの積に比例する電圧を加算して、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*とする。
　次に、補正部３２について説明する。補正部３２は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５１と、３相／２相変換器５２と、電流振幅検出器５３と、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）５４と、乗算器５５と、除算器５６と、加算器５７とを備える。なお、ＬＰＦ５１、３相／２相変換器５２、電流振幅検出器５３、ＨＰＦ５４および乗算器５５は、第１演算器の一例に相当し、除算器５６は第２演算器の一例に相当する。
　ＬＰＦ５１は、入力電流値Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔから電力変換部１０のスイッチングに伴う高周波成分を除去する。
　３相／２相変換器５２は、ＬＰＦ５１によって高周波成分が除去された入力電流値Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電流値Ｉα１とβ軸方向の電流値Ｉβ１とを求める。
　電流振幅検出器５３は、電流値Ｉα１と電流値Ｉβ１とから、下記式（４）による演算を行うことにより入力電流の振幅値Ｉａを検出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ＨＰＦ５４は、電流振幅検出器５３から出力される入力電流の振幅値Ｉａから入力電流の基本波成分を除去し、入力電流の振動成分ΔＩａを抽出する。乗算器５５は、ＨＰＦ５４によって抽出された入力電流の振動成分ΔＩａに係数Ｋ１を乗算して、出力電力補正値ΔＰを求める。なお、係数Ｋ１は、マトリクスコンバータ１の使用用途や設置環境に応じた値に外部から設定可能であり、例えば、出力電力補正値ΔＰが入力電力の振動成分と略一致するように設定したり、出力電力補正値ΔＰが入力電力の振動成分の所定割合（例えば、５０％）となるように係数Ｋ１を設定することもできる。
　ここで、ＬＰＦ５１のカットオフ周波数ｆＬＰＦとＨＰＦ５４のカットオフ周波数ｆＨＰＦは、ｆＬＰＦ＞ｆＨＰＦの関係を満たすように決定される。これにより、ＨＰＦ５４の出力として、電力変換部１０のスイッチングによる高周波成分が除去された、入力電圧の歪みに起因する高周波成分のみを得ることができる。
　乗算器５５によって演算された出力電力補正値ΔＰは、除算器５６に入力される。除算器５６は、出力電力補正値ΔＰを、出力電流指令生成部３０から出力されるｑ軸電流指令Ｉｑ*により除算して、電圧補正値ΔＶ*（＝ΔＰ／Ｉｑ*）を算出する。
　加算器５７は、出力電圧指令生成部３１から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ*に、除算器５６から出力される電圧補正値ΔＶ*を加算して、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１*を算出する。加算器５７は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１*をスイッチ駆動部３３へ出力する。
　スイッチ駆動部３３は、補正部３２から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ１*、および、出力電圧指令生成部３１から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ*に基づき、双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ９を駆動する駆動信号Ｓ１～Ｓ９を生成する。
　例えば、スイッチ駆動部３３は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１*とｄ軸電圧指令Ｖｄ*とに基づき、例えば、以下の式（５）から出力電圧指令Ｖ１*および出力電圧位相指令θａ*を求める。また、スイッチ駆動部３３は、出力電圧位相指令θａ*に積分器２６の出力である出力位相指令θ*を加算して、位相θｐを求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　そして、スイッチ駆動部３３は、出力電圧指令Ｖ１*と位相θｐとに基づいて、例えば、以下の式（６）から、３相交流電圧指令、すなわち、交流負荷３の各相に対する出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　スイッチ駆動部３３は、出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*と、入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ、入力電圧位相θｉとに基づいて、例えば公知のマトリクスコンバータのパルス幅変調方法により、電力変換部１０の各双方向スイッチＳＷ１～ＳＷ９を制御する駆動信号Ｓ１～Ｓ９を生成して出力する。これにより、電力変換部１０から出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に応じた３相交流電圧が出力され、さらに入力電流の位相は入力電圧位相θｉに対して一定の位相差を持つように制御され、入力側の力率は一定の値となる。
　かかる出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*は、入力電力の振動成分に応じた出力補正値が加算されていることから、電力変換部１０からの出力電圧には、入力電力の振動成分に応じた振動成分が重畳され、出力有効電力Ｐｏが変動する。
　上述したように、入力有効電力Ｐｉと出力有効電力Ｐｏとは等しい（上記式（１）参照）ことから、入力電圧の振動成分に応じた振動成分が出力有効電力Ｐｏに発生した場合、入力有効電力Ｐｉにも同様に振動成分が発生する。この入力有効電力Ｐｉの振動成分は、入力電圧の振動成分に対応するものであるため、入力電流の歪みが低減される。したがって、係数Ｋ１を、出力電力の振動成分が入力電圧の振動成分と略一致するように設定することで、入力電流を略正弦波に保つことが可能である。
（第２の実施形態）
　次に、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部について説明する。第１の実施形態に係る制御部２０では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*に対して電圧補正値ΔＶ*を加算することとしたが、第２の実施形態に係る制御部では、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*に対して電圧補正値ΔＶ*を加算する。なお、以下においては、第１の実施形態と異なる部分を主として説明し、共通する部分については同一符号を付し適宜説明を省略する。
　図４は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａの制御部２０Ａでは、補正部３２Ａによって電圧補正値ΔＶ*によるｄ軸電圧指令Ｖｄ*の補正が行われる。
　図４に示すように、補正部３２Ａは、ＬＰＦ５１と、３相／２相変換器５２と、電流振幅検出器５３と、ＨＰＦ５４と、乗算器５５と、除算器５６Ａと、加算器５７Ａとを備える。ＬＰＦ５１、３相／２相変換器５２、電流振幅検出器５３、ＨＰＦ５４および乗算器５５は、補正部３２の場合と同様の構成である。
　除算器５６Ａは、出力電力補正値ΔＰを、出力電流指令生成部３０から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ*により除算して、電圧補正値ΔＶ*（＝ΔＰ／Ｉｄ*）を算出する。
　加算器５７Ａは、出力電圧指令生成部３１から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ*に、除算器５６Ａから出力される電圧補正値ΔＶ*を加算して、ｄ軸電圧指令Ｖｄ１*を算出する。そして、加算器５７Ａは、ｄ軸電圧指令Ｖｄ１*をスイッチ駆動部３３へ出力する。スイッチ駆動部３３は、かかるｄ軸電圧指令Ｖｄ１*およびｑ軸電圧指令Ｖｑ*に基づいて、駆動信号Ｓ１～Ｓ９を生成する。
　出力電圧のｑ軸成分を補正することに代えて、出力電圧のｄ軸成分を補正することによっても、入力電圧の振動成分に応じた振動成分を出力電圧に重畳することができることはいうまでもない。
　したがって、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａにおいても、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と同様に、入力電圧に歪みがある場合であっても、入力電流の歪みを低減することができる。
（第３の実施形態）
　次に、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部について説明する。第１および第２の実施形態に係る制御部２０、２０Ａでは、入力電流の振動成分に応じた電圧補正値ΔＶ*を算出することとしたが、第３の実施形態に係る制御部では、入力電圧の振動成分に応じた電圧補正値を算出する。なお、以下においては、第１および第２の実施形態と異なる部分を主として説明し、共通する部分については同一符号を付し適宜説明を省略する。
　図５は、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂの制御部２０Ｂでは、補正部３２Ｂによって入力電圧の振動成分に応じた電圧補正値の生成が行われる。
　図５に示すように、補正部３２Ｂは、ＬＰＦ５１Ｂと、３相／２相変換器５２Ｂと、電圧振幅検出器５３Ｂと、ＨＰＦ５４Ｂと、乗算器５５Ｂと、除算器５６と、加算器５７と、進相フィルタ５８とを備える。
　ＬＰＦ５１Ｂは、入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔから電力変換部１０のスイッチングに伴う高周波成分を除去する。
　３相／２相変換器５２Ｂは、ＬＰＦ５１Ｂによって高周波成分を除去された入力電圧値Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電圧値Ｖαとβ軸方向の電圧値Ｖβとを求める。
　電圧振幅検出器５３Ｂは、電圧値Ｖαと電圧値Ｖβとから、下記式（７）による演算を行うことにより入力電圧の振幅値Ｖａを検出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ＨＰＦ５４Ｂは、電圧振幅検出器５３Ｂから出力される入力電圧の振幅値Ｖａから入力電圧の基本波成分を除去し、入力電圧の振動成分ΔＶａを抽出する。進相フィルタ５８は、ＨＰＦ５４Ｂによって抽出された入力電圧の振動成分ΔＶａの位相を９０度進ませて乗算器５５Ｂへ出力する。入力電圧の振動成分ΔＶａの位相を９０度進ませることによって、入力電圧の振動成分ΔＶａが入力電流の振動成分に応じた値へ変換される。
　乗算器５５Ｂは、進相フィルタ５８によって位相が９０度進んだ入力電圧の振動成分ΔＶａに係数Ｋ２を乗算して、出力電力補正値ΔＰを求める。係数Ｋ２は、例えば、出力電力補正値ΔＰが入力電力の振動成分と略一致するように設定される。なお、係数Ｋ２は、マトリクスコンバータ１Ｂの使用用途や設置環境に応じた値に外部から設定可能であり、出力電力補正値ΔＰが入力電力の振動成分の所定割合（例えば、５０％）となるように係数Ｋ２を設定することもできる。
　乗算器５５Ｂによって演算された出力電力補正値ΔＰは、除算器５６に入力される。除算器５６は、出力電力補正値ΔＰを、出力電流指令生成部３０から出力されるｑ軸電流指令Ｉｑ*により除算して、電圧補正値ΔＶ*（＝ΔＰ／Ｉｑ*）を算出する。
　加算器５７は、出力電圧指令生成部３１から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ*に、除算器５６から出力される電圧補正値ΔＶ*を加算して、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１*を算出する。加算器５７は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１*をスイッチ駆動部３３へ出力する。
　このように、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂでは、入力電圧の振動成分に基づいて出力電力補正値ΔＰを算出し、かかる出力電力補正値ΔＰから電圧補正値ΔＶ*を算出する。
　したがって、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂでは、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と同様に、入力電圧に歪みがある場合であっても、入力電流の歪みを低減することができる。例えば、係数Ｋ２を、出力電力補正値ΔＰを入力電力の振動成分と略一致するように設定することで、入力電流を略正弦波に保つことが可能である。
　なお、上述した構成では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*に対して電圧補正値ΔＶ*を加算することとしたが、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａと同様に、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*に対して電圧補正値ΔＶ*を加算するようにしてもよい。
（第４の実施形態）
　次に、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部について説明する。第１～第３の実施形態に係る制御部２０、２０Ａ、２０Ｂでは、入力電流または入力電圧の振動成分に応じた電圧補正値ΔＶ*を算出することとした。一方、第４の実施形態に係る制御部では、入力電流の振動成分および入力電圧の振動成分に応じた電圧補正値ΔＶ*を算出する。以下においては、第１の実施形態と異なる部分を主として説明し、共通する部分については同一符号を付し適宜説明を省略する。
　図６は、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。第４の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｃの制御部２０Ｃでは、補正部３２Ｃによって入力電流の振動成分および入力電圧の振動成分に応じた電圧補正値の生成が行われる。
　図６に示すように、補正部３２Ｃは、ＬＰＦ５１、５１Ｂと、３相／２相変換器５２、５２Ｂと、電流振幅検出器５３と、電圧振幅検出器５３Ｂと、ＨＰＦ５４、５４Ｂと、乗算器５９、５５Ｃと、除算器５６と、加算器５７とを備える。
　補正部３２Ｃでは、ＬＰＦ５１、３相／２相変換器５２、電流振幅検出器５３およびＨＰＦ５４によって入力電流の振幅が抽出され、ＬＰＦ５１Ｂ、３相／２相変換器５２Ｂ、電圧振幅検出器５３ＢおよびＨＰＦ５４Ｂによって入力電圧の振幅が抽出される。なお、ＨＰＦ５４、５４Ｂのカットオフ周波数を互いに同一にすることで補正部３２Ｃでの電圧補正値ΔＶの生成を精度よく行うことができる。
　乗算器５９は、ＨＰＦ５４によって抽出された入力電流の振動成分と、ＨＦＰ５４Ｂによって抽出された入力電圧の振動成分とを掛け合わせる。これにより、入力電力の振動成分を抽出することができる。
　乗算器５５Ｃは、乗算器５９による乗算結果に係数Ｋ３を乗算する。係数Ｋ３は、マトリクスコンバータ１Ｃの使用用途や設置環境に応じた値に外部から設定可能であり、例えば、出力電力補正値ΔＰを入力電力の振動成分と略一致させる場合には、例えば、係数Ｋ３を「１」に設定する。また、出力電力補正値ΔＰを入力電力の振動成分の所定割合（例えば、５０％）とする場合には、その割合に応じた値を係数Ｋ３に設定する。
　除算器５６は、出力電力補正値ΔＰを、出力電流指令生成部３０から出力されるｑ軸電流指令Ｉｑ*により除算して、電圧補正値ΔＶ*（＝ΔＰ／Ｉｑ*）を算出する。加算器５７は、出力電圧指令生成部３１から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ*に、除算器５６から出力される電圧補正値ΔＶ*を加算して、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１*を算出する。加算器５７は、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１*をスイッチ駆動部３３へ出力する。
　このように、第４の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｃでは、入力電流の振動成分および入力電圧の振動成分に応じた出力電力補正値ΔＰを算出し、かかる出力電力補正値ΔＰから電圧補正値ΔＶ*を算出する。したがって、マトリクスコンバータ１Ｃは、マトリクスコンバータ１、１Ａ、１Ｂと同様に、入力電圧の振動成分に応じた振動成分を出力電圧に重畳することができ、これにより、入力電圧に歪みがある場合であっても、入力電流の歪みを低減することができる。例えば、係数Ｋ３を「１」に設定することで、入力電流を略正弦波に保つことが可能である。
　なお、上述した構成では、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*に対して電圧補正値ΔＶ*を加算することとしたが、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａと同様に、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*に対して電圧補正値ΔＶ*を加算するようにしてもよい。
（第５の実施形態）
　次に、第５の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部について説明する。第１～第４の実施形態に係る制御部２０、２０Ａ～２０Ｃでは、乗算器５５、５５Ｂ、５５Ｃにおいて、係数Ｋ１～Ｋ３を外部から設定可能とした。一方、第５の実施形態に係る制御部では、入力電流の振動成分の指令値を設定可能としている。なお、以下においては、第１の実施形態と異なる部分を主として説明し、共通する部分については同一符号を付し適宜説明を省略する。
　図７は、第５の実施形態に係るマトリクスコンバータの制御部の構成例を示す図である。第５の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｄの制御部２０Ｄでは、補正部３２Ｄによって乗算器５５Ｄの係数Ｋ４を調整可能としている。
　具体的には、補正部３２Ｄは、第１の実施形態に係る補正部３２の構成に加え、絶対値演算器７０と、移動平均演算器７１と、減算器７２と、ＰＩ制御器７３とを備える。絶対値演算器７０は、ＨＰＦ５４によって抽出された入力電流の振動成分ΔＩａの絶対値｜ΔＩａ｜を算出する。移動平均演算器７１は、絶対値演算器７０に演算結果である絶対値｜ΔＩａ｜の移動平均を求める。
　減算器７２は、外部から入力される入力電流の振動成分の指令値Ｉａ*と絶対値｜ΔＩａ｜の移動平均との差分を算出して、ＰＩ制御器７３へ出力する。ＰＩ制御器７３は、例えば、ＰＩ制御を行うことによって、入力電流の振動成分の指令値Ｉａ*と絶対値｜ΔＩａ｜の移動平均との偏差を零とするように、乗算器５５Ｄの係数Ｋ４を調整する。
　乗算器５５Ｄは、乗算器５５に対応する演算器であり、入力電流の振動成分ΔＩａに係数Ｋ４を乗算した結果を出力電力補正値ΔＰとして除算器５６へ出力する。したがって、第５の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｄでは、入力電流の振動成分ΔＩａを指令値Ｉａ*に応じた値にすることができ、これにより、入力電流の歪みを低減することができる。
　さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
　１　１Ａ～１Ｄ　マトリクスコンバータ
　２　３相交流電源
　３　交流負荷
　１０　電力変換部
　１１　入力電圧検出部
　１２　入力フィルタ
　１３　入力電流検出部
　１４　出力電流検出部
　２０、２０Ａ～２０Ｄ　制御部
　３０　出力電流指令生成部
　３１　出力電圧指令生成部
　３２、３２Ａ～３２Ｄ　補正部
　３３　スイッチ駆動部
　５１、５１Ｂ　ＬＰＦ
　５２、５２Ｂ　３相／２相変換部
　５３　電流振幅検出器
　５３Ｂ　電圧振幅検出器
　５４、５４Ｂ　ＨＰＦ
　５５、５５Ｂ～５５Ｄ、５９　乗算器
　５６、５６Ａ　除算器
　５７、５７Ａ　加算器
　５８　進相フィルタ

Claims (10)

  1. 　交流電源と交流負荷との間に配置される複数の双方向スイッチと、
    　前記複数の双方向スイッチを制御し、前記交流電源からの入力電力を直接電力変換して前記交流負荷へ出力する制御部と、を備え、
    　前記制御部は、
    　前記交流負荷への出力電圧を規定する出力電圧指令を生成する出力電圧指令生成部と、
    　前記交流電源からの入力電流および／または入力電圧の振動成分に基づいて、前記出力電圧指令を補正する補正部と、
    　前記補正部によって補正された前記出力電圧指令に基づいて前記複数の双方向スイッチを制御するスイッチ駆動部と、を備える
    ことを特徴とするマトリクスコンバータ。
  2. 　前記補正部は、
    　前記入力電流および／または入力電圧の振動成分に基づき、出力電力補正値を算出する第１演算器と、
    　前記出力電力補正値に応じた電圧補正値を算出する第２演算器と、
    　前記第２演算器によって生成された前記電圧補正値を前記出力電圧指令に加算することによって、前記出力電圧指令を補正する加算器と、を備える
    ことを特徴とする請求項１に記載のマトリクスコンバータ。
  3. 　前記第２演算器は、
    　前記第１演算器によって演算された前記出力電力補正値を、前記交流負荷への出力電流を規定する出力電流指令で除算することによって、前記電圧補正値を算出する
    ことを特徴とする請求項２に記載のマトリクスコンバータ。
  4. 　前記第１演算器は、
    　前記入力電流の振動成分に所定の係数を乗算して前記出力電力補正値を算出する
    ことを特徴とする請求項３に記載のマトリクスコンバータ。
  5. 　前記第１演算器は、
    　前記入力電圧の振動成分の位相を進ませ、所定の係数を乗算して前記出力電力補正値を算出する
    ことを特徴とする請求項３に記載のマトリクスコンバータ。
  6. 　前記第１演算器は、
    　前記入力電流の振動成分と前記入力電圧の振動成分とを乗算して前記出力電力補正値を算出する
    ことを特徴とする請求項３に記載のマトリクスコンバータ。
  7. 　前記第１演算器は、
    　前記入力電流の振動成分と前記入力電圧の振動成分との乗算結果に所定の係数を乗算して前記出力電力補正値を算出する
    ことを特徴とする請求項６に記載のマトリクスコンバータ。
  8. 　前記第１演算器は、
    　前記所定の係数を外部から設定可能である
    ことを特徴とする請求項４、５、７のいずれか１項に記載のマトリクスコンバータ。
  9. 　前記所定の係数を調整する調整部を備える
    ことを特徴とする請求項４、５、７のいずれか１項に記載のマトリクスコンバータ。
  10. 　前記出力電圧指令生成部は、
    　前記出力電圧指令として、前記出力電圧の周波数に同期して回転する２軸直交座標系のｄｑ軸上のｑ軸電圧指令およびｄ軸電圧指令を生成し、
    　前記補正部は、
    　前記交流電源からの入力電流および／または入力電圧の振動成分に基づいて、前記ｑ軸電圧指令または前記ｄ軸電圧指令を補正する
    ことを特徴とする請求項１～７のいずれか１項に記載のマトリクスコンバータ。
PCT/JP2012/069483 2012-07-31 2012-07-31 マトリクスコンバータ Ceased WO2014020703A1 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2012/069483 WO2014020703A1 (ja) 2012-07-31 2012-07-31 マトリクスコンバータ
JP2014527874A JP5915751B2 (ja) 2012-07-31 2012-07-31 マトリクスコンバータ
KR20157002433A KR20150036263A (ko) 2012-07-31 2012-07-31 매트릭스 컨버터
CN201280074503.2A CN104428986A (zh) 2012-07-31 2012-07-31 矩阵变换器
US14/604,756 US20150137779A1 (en) 2012-07-31 2015-01-26 Matrix converter and method for controlling matrix converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2012/069483 WO2014020703A1 (ja) 2012-07-31 2012-07-31 マトリクスコンバータ

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US14/604,756 Continuation US20150137779A1 (en) 2012-07-31 2015-01-26 Matrix converter and method for controlling matrix converter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014020703A1 true WO2014020703A1 (ja) 2014-02-06

Family

ID=50027434

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/069483 Ceased WO2014020703A1 (ja) 2012-07-31 2012-07-31 マトリクスコンバータ

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20150137779A1 (ja)
JP (1) JP5915751B2 (ja)
KR (1) KR20150036263A (ja)
CN (1) CN104428986A (ja)
WO (1) WO2014020703A1 (ja)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015012729A (ja) * 2013-06-28 2015-01-19 株式会社安川電機 マトリクスコンバータ
CN104485852A (zh) * 2014-11-12 2015-04-01 江苏大学 一种基于矩阵变换器的三极磁轴承运行控制系统及方法
CN104638939A (zh) * 2015-01-29 2015-05-20 南京航空航天大学 一种抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法
JP2019115120A (ja) * 2017-12-21 2019-07-11 株式会社富士通ゼネラル マトリックスコンバータおよび電力変換システム
JP2021118625A (ja) * 2020-01-27 2021-08-10 株式会社富士通ゼネラル センサレスモータ制御装置

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2728729A2 (en) * 2012-10-30 2014-05-07 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Matrix converter
WO2014174667A1 (ja) 2013-04-26 2014-10-30 富士電機株式会社 共振抑制装置
US9316701B1 (en) * 2014-05-06 2016-04-19 The Florida State University Research Foundation, Inc. Real-time small-signal stability assessment of power electronic-based components in contemporary power systems
FR3042075B1 (fr) * 2015-10-06 2018-10-12 Universite De Poitiers Determination d'une pollution harmonique sur un reseau de distribution d'energie electrique
US10587214B1 (en) * 2019-03-22 2020-03-10 Hamilton Sundstrand Corporation Matrix converter operation in current control mode with regulation of output voltage vector
CN111426877B (zh) * 2020-06-11 2020-11-03 四川明星电力股份有限公司 电力保护装置核查方法及系统
JP7127671B2 (ja) * 2020-08-31 2022-08-30 株式会社安川電機 電力変換装置及び電力変換方法
JP7127672B2 (ja) 2020-08-31 2022-08-30 株式会社安川電機 電力変換装置及び電力変換方法
CN114738384B (zh) * 2022-03-21 2024-07-09 中国舰船研究设计中心 电励磁式三极磁悬浮轴承的驱动装置、控制装置及方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002354815A (ja) * 2001-05-29 2002-12-06 Yaskawa Electric Corp Ｐｗｍサイクロコンバータの入力電流制御方法とｐｗｍサイクロコンバータ装置
JP2004007929A (ja) * 2002-06-03 2004-01-08 Fuji Electric Holdings Co Ltd 交流／交流直接形電力変換装置の出力電圧補償装置
JP2006262560A (ja) * 2005-03-15 2006-09-28 Nagaoka Univ Of Technology 交流交流直接電力変換器の制御装置
JP2007306649A (ja) * 2006-05-09 2007-11-22 Yaskawa Electric Corp 直列多重マトリクスコンバータ

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6058028A (en) * 1999-05-12 2000-05-02 Otis Elevator Company Control of a DC matrix converter
US6839249B2 (en) * 2001-01-10 2005-01-04 Honeywell International Inc. AC-to-ac power converter without a dc link capacitor
US6882549B2 (en) * 2001-03-21 2005-04-19 Honeywell International Inc. Active filter for power distribution system with selectable harmonic elimination
US6771524B2 (en) * 2001-12-27 2004-08-03 Otis Elevator Company Multiple PWM cycloconverter
US6984960B2 (en) * 2003-08-05 2006-01-10 General Motors Corporation Methods and apparatus for current control of a three-phase voltage source inverter in the overmodulation region
WO2009144987A1 (ja) * 2008-05-30 2009-12-03 株式会社安川電機 マトリクスコンバータの制御装置及びその出力電圧発生方法
JP5246508B2 (ja) * 2009-05-28 2013-07-24 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 電動機駆動装置の制御装置
WO2010140650A1 (ja) * 2009-06-04 2010-12-09 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
US9054589B2 (en) * 2010-05-28 2015-06-09 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for detecting power converter capacitor degradation using negative sequence currents
EP2715922A2 (en) * 2011-06-01 2014-04-09 FH Joanneum GmbH Inverter
CN103828213B (zh) * 2011-09-26 2017-02-22 大金工业株式会社 电力转换器控制方法
CN103036529B (zh) * 2011-09-29 2017-07-07 株式会社大亨 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统
JP5996531B2 (ja) * 2011-11-22 2016-09-21 パナソニック株式会社 交流変換回路
US9046560B2 (en) * 2012-06-04 2015-06-02 Eaton Corporation System and method for high resistance ground fault detection and protection in power distribution systems

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002354815A (ja) * 2001-05-29 2002-12-06 Yaskawa Electric Corp Ｐｗｍサイクロコンバータの入力電流制御方法とｐｗｍサイクロコンバータ装置
JP2004007929A (ja) * 2002-06-03 2004-01-08 Fuji Electric Holdings Co Ltd 交流／交流直接形電力変換装置の出力電圧補償装置
JP2006262560A (ja) * 2005-03-15 2006-09-28 Nagaoka Univ Of Technology 交流交流直接電力変換器の制御装置
JP2007306649A (ja) * 2006-05-09 2007-11-22 Yaskawa Electric Corp 直列多重マトリクスコンバータ

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015012729A (ja) * 2013-06-28 2015-01-19 株式会社安川電機 マトリクスコンバータ
CN104485852A (zh) * 2014-11-12 2015-04-01 江苏大学 一种基于矩阵变换器的三极磁轴承运行控制系统及方法
CN104485852B (zh) * 2014-11-12 2016-06-22 江苏大学 一种基于矩阵变换器的三极磁轴承运行控制系统及方法
CN104638939A (zh) * 2015-01-29 2015-05-20 南京航空航天大学 一种抑制矩阵变换器输入侧振荡的控制方法
JP2019115120A (ja) * 2017-12-21 2019-07-11 株式会社富士通ゼネラル マトリックスコンバータおよび電力変換システム
JP7027875B2 (ja) 2017-12-21 2022-03-02 株式会社富士通ゼネラル マトリックスコンバータおよび電力変換システム
JP2021118625A (ja) * 2020-01-27 2021-08-10 株式会社富士通ゼネラル センサレスモータ制御装置
JP7363524B2 (ja) 2020-01-27 2023-10-18 株式会社富士通ゼネラル センサレスモータ制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2014020703A1 (ja) 2016-07-11
JP5915751B2 (ja) 2016-05-11
US20150137779A1 (en) 2015-05-21
CN104428986A (zh) 2015-03-18
KR20150036263A (ko) 2015-04-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5915751B2 (ja) マトリクスコンバータ
US9219424B2 (en) Matrix converter
US8269441B2 (en) Motor control apparatus
TWI654827B (zh) 換流器控制裝置及馬達驅動系統
JP3722048B2 (ja) モーター制御装置
CN108123653B (zh) 马达控制系统的自适应脉宽调制
US8878471B2 (en) Control apparatus for electric rotary machine
CN109952701B (zh) 电动机控制装置及具备该电动机控制装置的电动助力转向控制装置
CN101299590A (zh) 脉冲宽度调制逆变器的电流调节器的抗积分饱和控制
US6927551B2 (en) Motor control apparatus and motor control method
JP5968564B2 (ja) 電力変換装置
US10903755B2 (en) Power conversion device
JP6374037B2 (ja) モータ制御装置
WO2018131093A1 (ja) モータ制御装置
WO2016143121A1 (ja) 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置
CN112448644B (zh) 电动机控制器与电动机控制方法
CN101427455B (zh) 电力变换器的控制装置
US8749184B2 (en) Control apparatus for electric motor
JP4722002B2 (ja) Ｐｗｍインバータ制御装置及びｐｗｍインバータ制御方法並びに冷凍空調装置
JP2012039716A (ja) モータ制御装置及びモータ制御方法
WO2015005016A1 (ja) インバータの制御装置及びインバータの制御方法
JP2013172550A (ja) モータ制御装置及びモータの３相電圧指令生成方法
JP2006121855A (ja) 交流モータ制御装置
JP5640452B2 (ja) 電力変換器の制御装置
JP2005223991A (ja) インバータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12882400

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2014527874

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20157002433

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12882400

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1