WO2014010218A1 - インバータおよびインバータ作動方法 - Google Patents

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渡辺　豊
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パナソニック株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an inverter and an inverter operating method for controlling the amount of heat generated by Joule heat of an electric compressor in order to prevent frosting of an outdoor unit in heat pump heating.
  • an inverter In the heat pump air conditioning system, an inverter is used to control the electric compressor for refrigerant compression.
  • a conventional inverter converts a power source from a battery from a direct current to a three-phase alternating current in order to drive a three-phase alternating current motor that is a power source of the electric compressor.
  • the inverter includes, for each phase, an IGBT pair comprising a series connection of a high side IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a low side IGBT, and a diode connected in antiparallel to each of the two IGBTs.
  • IGBT pair comprising a series connection of a high side IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a low side IGBT, and a diode connected in antiparallel to each of the two IGBTs.
  • Have Three IGBT pairs corresponding to the three-phase AC phases are connected in parallel to the battery.
  • the pulse waveform output from the inverter control unit that controls the inverter is input to the gate terminal of each IGBT via the gate driver.
  • the pulse waveform generates three-phase AC driving power for driving the motor by turning on / off the gate of the corresponding IGBT pair at a timing specific to each phase for each phase of the three-phase AC.
  • Patent Document 1 When heating with the air conditioner described above, in Patent Document 1, the refrigerant temperature is low at the start of the heating operation, so that the problem that frost adheres to the outdoor heat exchanger is solved. The temperature rise is accelerated.
  • a low pass filter is interposed between the gate terminal of each IGBT in the inverter and the pulse waveform signal supply terminal of the inverter control unit, and the magnitude of the filter time constant of the low pass filter is set.
  • the filter time constant By changing the filter time constant, the edge steepness of the pulse waveform supplied from the pulse waveform signal supply terminal to the gate of the IGBT is adjusted. When the edge of the pulse waveform becomes dull (edge steepness decreases), the Joule heat generated by power loss due to IGBT switching increases, and when the edge of the pulse waveform becomes sharp (edge steepness increases), the Joule heat Decrease.
  • Patent Document 1 reduces the edge steepness of the pulse waveform applied to the IGBT gate in the inverter at the start of the heating operation at a low refrigerant temperature. Furthermore, in Patent Document 1, by increasing the frequency of the pulse waveform applied to the IGBT gate in the inverter and increasing the frequency of rising and falling edges of the pulse waveform, power loss due to switching of the IGBT gate is reduced. Enlarge.
  • the turn-on / turn-off loss (switching loss) of the IGBT is increased by reducing the edge steepness related to the pulse waveform applied to the IGBT gate terminal in the inverter or increasing the frequency. Yes. Thereby, the calorific value of the inverter is increased, the temperature rise of the refrigerant is accelerated, and frost is prevented from adhering to the outdoor heat exchanger.
  • An object of the present invention is to provide an inverter and an inverter operating method that increase the steady loss of the IGBT element and increase the heat generation amount.
  • the inverter of the present invention is an inverter that supplies AC power to a motor provided in a compressor that compresses refrigerant, and includes a high-side power semiconductor element and a low-side power semiconductor element connected in series between different potentials, A first driver circuit that outputs a drive voltage to the high-side power semiconductor element; a second driver circuit that outputs a drive voltage to the low-side power semiconductor element; the first driver circuit; and the second driver circuit.
  • An inverter control unit that alternately controls on / off of the driver circuit, and the inverter control unit satisfies a condition that the outdoor heat exchanger is frosted or a condition that the refrigerant is stagnation
  • the configuration is such that the drive voltage output from the first driver circuit is reduced as compared with the case where the condition is not satisfied. .
  • the gate-emitter voltage applied to the IGBT element of the inverter that controls the electric compressor for refrigerant compression is stepped down, so that the steady state of the IGBT element is increased. Loss can be increased. As a result, the amount of heat generated by the inverter can be increased.
  • FIG. A flow chart showing an operation in which the inverter control unit switches the operation mode of the heat pump type air conditioner of FIG. 1 between the normal operation mode and the frosting prevention operation mode.
  • movement of the circuit of FIG. Flow chart showing an operation in which the inverter control unit switches the operation mode of the heat pump type air conditioner between the normal operation mode and the refrigerant stagnation elimination operation mode.
  • FIG. 1 is a system diagram of a heat pump air conditioner for an electric vehicle (EV) equipped with an electric compressor control device.
  • the air conditioner mainly includes an electric compressor 100, an indoor heat exchanger 200, an outdoor heat exchanger 300, a four-way valve 400, an air conditioner control unit 500, and a battery 600.
  • a pipe in which a refrigerant (not shown) is sealed inside connects the electric compressor 100, the indoor heat exchanger 200, and the outdoor heat exchanger 300 to constitute a refrigeration cycle.
  • the electric compressor 100 includes an inverter 120 having an inverter control unit 110 therein, a motor 130, a compression mechanism 140, a suction port 150, and a discharge port 160.
  • the inverter 120 and the motor 130 are electrically connected.
  • the compression mechanism 140 is mechanically connected to a rotating shaft of a motor 130 that is a power source.
  • the suction port 150 and the discharge port 160 provided on the outer wall of the housing of the electric compressor 100 are connected to the refrigeration cycle and the compression mechanism 140 by piping.
  • the electric compressor 100 repeatedly circulates the refrigerant compressed by the compression mechanism 140 via the indoor heat exchanger 200 and the outdoor heat exchanger 300, and moves heat between the room and the outdoors.
  • the inverter control unit 110 supplies a pulse waveform command signal to the circuit body of the inverter 120.
  • Inverter 120 outputs an AC drive voltage composed of three phases (U phase, V phase, and W phase) to motor 130 in accordance with a pulse waveform command signal generated by inverter control unit 110.
  • the motor 130 is a three-phase AC synchronous motor, and rotates by the AC drive voltage input from the inverter 120 to drive the electric compressor 100 (compression mechanism 140).
  • the compression mechanism 140 is supplied with power from the motor 130 through the rotation shaft and compresses the refrigerant.
  • the suction port 150 and the discharge port 160 are ports that supply and discharge the refrigerant between the inside and the outside of the electric compressor 100.
  • the indoor heat exchanger 200 performs indoor air conditioning / heating by exchanging heat with indoor air.
  • the outdoor heat exchanger 300 performs heat exchange with the outside air.
  • the four-way valve 400 is a valve that connects the indoor heat exchanger 200 and the outdoor heat exchanger 300 to the electric compressor 100.
  • the four-way valve 400 switches between cooling / heating by switching the direction of communication of the valve to reverse / reverse the refrigerant flow.
  • the air conditioner control unit 500 is electrically connected to the input terminal of the inverter control unit 110.
  • the air conditioner control unit 500 compares the vehicle interior temperature set by the passenger with the input device and the vehicle interior temperature detected by the room temperature sensor, and eliminates the difference between the set temperature and the detected temperature. (Rotational speed of the motor 130) is output to the inverter control unit 110.
  • the battery 600 is electrically connected to the battery power supply terminal of the inverter 120 as a DC drive power source for the motor 130.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the inverter 120 having a general circuit configuration and a configuration diagram of the inverter control unit 110.
  • Inverter 120 converts the power from battery 600 from direct current to three-phase alternating current to drive motor 130, and applies it to motor 130.
  • the inverter 120 is connected in antiparallel to the high-side IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 121u, the low-side IGBT 122u, and the two IGBTs with respect to the U phase of the three-phase alternating current. Has a diode.
  • the high side IGBT 121u and the low side IGBT 122u are connected in series to form an IGBT pair.
  • an IGBT pair is configured by the high-side IGBT 121v and the low-side IGBT 122v
  • an IGBT pair is configured by the high-side IGBT 121w and the low-side IGBT 122w.
  • the three IGBT pairs are connected in parallel to the smoothing capacitor 123 and the battery 600.
  • the inverter control unit 110 mainly includes a temperature detection unit 111, an operation mode setting unit 112, and a control unit (not shown).
  • the temperature detector 111 calculates the temperature of the refrigerant based on the inverter internal temperature detected by the thermistor 124 in the inverter 120 (hereinafter referred to as the refrigerant temperature).
  • the operation mode setting unit 112 determines whether or not the outdoor heat exchanger 300 is at or below a temperature at which the outdoor heat exchanger 300 is easily frosted (hereinafter referred to as a frosting temperature).
  • the operation mode setting unit 112 sets the operation mode related to the operation of the air conditioner to the frost prevention operation mode, and if the refrigerant temperature is higher than the frost temperature, sets the operation mode to the normal operation mode. To do. Thereafter, the control unit executes generation of a pulse waveform supplied to the inverter 120 and control of timing and frequency of the pulse waveform.
  • the gate-emitter voltage based on the pulse waveform command signal output from the inverter control unit 110 is input to the gate terminals of the IGBT 121 and the IGBT 122 of the inverter 120.
  • the pulse waveform of the command signal includes three phases for driving the motor 130 by turning on / off the gates of the corresponding IGBT pairs at a timing specific to each phase for each of the U phase, the V phase, and the W phase. AC drive power is generated.
  • FIG. 3 shows the time of collector current I C , collector-emitter voltage V CE and collector loss I C ⁇ V CE of IGBT 121 and IGBT 122 during a period in which one pulse waveform is applied to the IGBT gate terminal of inverter 120. It is a figure showing the mode of change.
  • a time interval 701 in FIG. 3 is a pulse rising interval
  • a time interval 703 is a pulse falling interval
  • a time interval 702 is a constant interval when the pulse voltage is in a high level state.
  • the time change of the collector current and the collector-emitter voltage is as shown in FIG. 3, so that the time change of the collector loss, which is the product of the collector current and the collector-emitter voltage, is Waveforms 704 and 705 are obtained.
  • the total amount of collector loss represented by the area of the peak-shaped waveform 704 in the section 701 is called IGBT turn-on loss
  • the total amount of collector loss represented by the area of the peak-shaped waveform 705 in section 703 is called IGBT turn-off loss.
  • the collector loss I C ⁇ V CE (sat) has the waveform shown in FIG.
  • the integrated value of the collector loss I C ⁇ V CE (sat) over the entire period of the section 702 is called a steady loss.
  • the section 702 lasts much longer than the sections 701 and 703. Therefore, increasing the steady loss of the IGBT can effectively increase the total heat generation amount of the inverter 120 rather than increasing the turn-on loss and the turn-off loss of the IGBT.
  • FIG. 4 shows the relationship between the collector-emitter voltage V CE and the collector current I C when the voltage V GE applied between the gate and emitter of the IGBT element is set to various values from 8.0 V to 18 V.
  • FIG. 4 If operating the compressor at a certain load condition, the collector current I C is constant. In this condition, the gate - as emitter voltage V GE is smaller collector - emitter voltage V CE increases. Since most of the IGBT power loss is a steady loss expressed by the product between the collector-emitter voltage V CE and the collector current I C , the IGBT power decreases as the value of the gate-emitter voltage V GE decreases. Loss increases.
  • a gate-emitter that is applied to the gate terminal of the IGBT element in synchronization with the pulse waveform input from the inverter control unit 110 when it is necessary to accelerate the rise in the temperature of the refrigerant in order to remove frost from the outdoor heat exchanger.
  • the inter-voltage V GE is made smaller than that during normal operation. Then, the collector-emitter voltage V CE increases and the steady loss increases, so that the temperature of the refrigerant can be increased quickly.
  • the IGBT element of the inverter 120 when the refrigerant temperature is higher than the frosting temperature of the outdoor heat exchanger 300, for example, the IGBT element of the inverter 120 is operated at the bias operating point shown in FIG.
  • the gate-emitter voltage applied to the gate terminal of the IGBT element is 10.0V.
  • the operating point in FIG. 4A is an operating point where the power loss of the IGBT element can be minimized and the motor 130 can be driven in order to effectively use the electric energy of the battery 600 (hereinafter referred to as a normal operating operating point). It is an example.
  • the operation mode of the air conditioner is the “normal operation mode”
  • the IGBT element of the inverter 120 is operating at the normal operation point as illustrated in FIG.
  • the IGBT element is operated at an operating point (hereinafter referred to as “frosting prevention operating point”) in which the power loss of the IGBT element is larger than the normal operation operating point.
  • frost prevention operating point As an example of the operation point for preventing frost formation, there is an operation point shown in FIG. 4B.
  • a gate-emitter voltage applied to the gate terminal of the IGBT element is 8.
  • the steady loss of an inverter increases and the emitted-heat amount increases.
  • the operation mode of the air conditioner is the “frosting prevention operation mode”
  • the IGBT element of the inverter 120 is operating at a frosting prevention operating point as exemplified in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing a partial circuit configuration of the inverter according to the present embodiment, and corresponds to an IGBT pair provided in each phase of the three-phase alternating current in inverter 120 of FIG. Therefore, in the inverter according to the present embodiment, the circuit configuration of FIG. 5 exists in each phase of the three-phase alternating current.
  • IGBTs 125a and 125b mainly includes IGBTs 125a and 125b, diodes 129a and 129b, a high side driver 126a, a low side driver 126b, a driver power supply 127, and a bootstrap capacitor 128.
  • the IGBTs 125a and 125b have the same functions and configurations as the IGBTs 121 and 122 in FIG. Diodes 129a and 129b are connected in antiparallel to IGBTs 125a and 125b, respectively.
  • the high-side driver 126a and the low-side driver 126b are circuits that apply a gate-emitter voltage to the gate terminals of the IGBTs 125a and 125b based on a pulse waveform command signal from the inverter control unit 110.
  • the output lines of the high side driver 126a and the low side driver 126b are input to the gate terminals of the IGBTs 125a and 125b, respectively.
  • a DC voltage is input from a bootstrap capacitor 128 described later to the high side bootstrap capacitor.
  • a DC voltage is input from a driver power supply 127 described later to the power input terminal of the low side driver 126b.
  • Two types of pulse waveforms with different timings are input from the inverter control unit 110 to the synchronous input terminals of the high-side driver 126a and the low-side driver 126b, respectively.
  • the high-side / low-side driver 126 generates a pulse waveform having a voltage level equal to the power supply voltage input from the power input terminal in synchronization with the pulse waveform from the inverter control unit 110 input from the synchronous input terminal. Is output at a timing specific to.
  • a voltage equal to the power supply voltage is applied from the high side / low side driver 126 to the gate terminal of the IGBT 125 as a gate-emitter voltage.
  • the plus and minus poles of the driver power supply 127 are connected to the plus and minus poles of the power input terminal of the low side driver 126b, respectively.
  • the bootstrap capacitor 128 is connected between the power input terminal of the high side driver 126a and the emitter terminal of the IGBT 125a, and supplies electric charges accumulated as capacitance as a power supply voltage to the power input terminal of the high side driver 126a. To do. At the same time, when the bootstrap capacitor 128 conducts between the collector and the emitter of the IGBT 125b, the output from the driver power supply 127 passes through the current path indicated by the dotted line in FIG. Thus, the driver power supply 127 is connected.
  • FIG. 6A shows a high-side driver drive waveform and a low-side driver drive waveform that are input from the inverter control unit 110 to the synchronous input terminals of the high-side driver 126a and the low-side driver 126b, respectively. These two drive waveforms are alternately turned on (high level) after providing a dead time (not shown) so that the high-side IGBT 125a and the low-side IGBT 125b are not simultaneously turned on.
  • the bootstrap power supply voltage V BS in FIG. 6A is operated in synchronization with the above two pulse waveforms, and the bootstrap capacitor 128 is charged / discharged by charging / discharging the bootstrap capacitor 128.
  • the time change of the voltage generated at both poles is shown.
  • the high side V GE of FIG. 6B is a gate applied to the gate terminal of the IGBT 125a from the high side driver 126a by driving the high side / low side driver 126 in synchronization with the two pulse waveforms.
  • the time change of the voltage between emitters is shown.
  • the low side V GE indicates the time change of the gate-emitter voltage applied from the low side driver 126b to the gate terminal of the IGBT 125b.
  • the low-side is supplied by the power supply voltage supplied from the driver power supply 127 to the power supply input terminal of the low-side driver 126b.
  • the driver is activated.
  • the gate-emitter voltage having the same voltage level as that of the driver power supply 127 is applied to the gate terminal of the IGBT 125b.
  • the collector-emitter of the IGBT 125b becomes conductive, and the current conduction path of the dotted line portion in FIG. 5 is formed.
  • the output from the driver power supply 127 is stored in the bootstrap capacitor 128 through the current conduction path.
  • the voltage V BS of both poles of the bootstrap capacitor 128 rises to a level indicated by L4 from the level indicated by L0 in FIG.
  • the voltage V BS accumulated in the bootstrap capacitor 128 is supplied to the power input terminal of the high-side driver 126a, The high side driver 126a is driven. If pulses input to the sync input terminal of high-side driver 126a is turned on from the off state (low) (high level) (pulse interval T2 of FIG. 6), the voltage V BS gate to the gate terminal of IGBT125a -Applied as an emitter-to-emitter voltage. Power supply voltage V BS is equal to the level of the voltage indicated by L4 in FIG.
  • the bootstrap capacitor 128 supplies a power supply voltage to the power input terminal of the high side driver 126a, the electric charge accumulated in the bootstrap capacitor 128 is discharged. As a result, the voltage V BS between the bootstrap capacitor 128 poles is lowered to the level indicated by L3 from the level indicated by L4 in FIG.
  • the pulse period T2 in FIG. 6A since the pulse input to the low-side driver 126b is in an off state, no voltage is applied to the gate terminal of the IGBT 125b, and the collector-emitter of the IGBT 125b is not conducting.
  • the voltage V BS is the charge storage in the bootstrap capacitor 128 in the pulse interval T3, again rises from the level L3 to the level L4.
  • the high-side driver 126a and the low-side driver 126b are synchronized with the high-side driver driving waveform and the low-side driver driving waveform in the same manner as the operations in T1 and T2. Are alternately driven. The process is repeated.
  • the operation of the inverter 120 in the anti-frosting operation mode is the duration of the ON state indicated by T1 in the lower arm side pulse waveform in FIG. 6A, and the charge accumulated in the bootstrap capacitor 128 at T1. Except for the amount, it is the same as the normal operation mode.
  • the on-state duration indicated by T1 of the low-side driver drive waveform is set to be shorter than the duration of the normal operation mode (the pulse indicated by the dotted line of the low-side driver drive waveform in FIG. 6A). width). Accordingly, when the collector-emitter conduction of the IGBT 125b of FIG. 5 (when the low-side driver 126b is driven), the amount of charge accumulated in the bootstrap capacitor 128 through the current path indicated by the dotted line in FIG. Less than in mode. As a result, at the end of the period T1 in FIG. 6A, the voltage generated at both poles of the bootstrap capacitor 128 is stepped down from the level indicated by L4 in FIG. 6 to the level indicated by L2.
  • the voltage across the bootstrap capacitor 128 decreases from L2 to L1 in FIG. 6 due to the discharge of the charge accumulated in the bootstrap capacitor 128.
  • the on-state duration of the pulses in the pulse intervals T2, T3, T4,... In FIG. 6A is the on-state duration in T2, T3, T4,. Same as time. Therefore, after the T1 period, the frequency of the pulse waveform input from the inverter control unit 110 to the synchronous input terminal is the same in the normal operation mode and the frosting prevention operation mode.
  • the power supply voltage supplied from the bootstrap capacitor 128 to the high-side driver 126a is L3 to L4 in FIG. 6 in the normal operation mode, whereas it is stepped down to L1 to L2 in FIG. 6 in the anti-frosting operation mode. Is done.
  • This principle can be explained by mathematical formulas as follows. First, it is assumed that the normal operation operating point and the anti-frosting operating point of the IGBT element are equal to (A) and (B) in FIG.
  • the charge accumulated in the bootstrap capacitor 128 is represented by Q, the capacitor capacitance is represented by C, the voltage applied to both capacitors is represented by V in , and the current flowing into both capacitors is represented by I in .
  • the ON state duration of the pulse at T1 in FIG. 6A is t1 in the normal operation mode and t2 in the frosting prevention operation mode.
  • the charge (capacitance) Q stored in the bootstrap capacitor 128 is calculated by the following equation (1) in the normal operation mode.
  • the voltage V 2 BS is calculated by the following equation (4) in the frosting prevention operation mode.
  • the gate-emitter voltage of the IGBT element is 10.0 V and 8.0 V, respectively. 6) is derived.
  • the gate-emitter voltage applied to the gate terminal of the IGBT 125a in FIG. 5 is lowered.
  • the steady loss of the IGBT 125a increases, and accordingly, the amount of heat generated by the inverter 120 as a whole also increases from that in the normal operation mode.
  • FIG. 7 is a flowchart illustrating an operation in which the inverter control unit 110 switches the operation mode of the heat pump air conditioner of FIG. 1 between the normal operation mode and the frosting prevention operation mode.
  • inverter control unit 110 receives an activation instruction for an air conditioner from air conditioner control unit 500 (FIG. 1), the operation flow starts from S901 and proceeds to S902.
  • the temperature detector 111 (FIG. 2) in the inverter controller 110 calculates the refrigerant temperature based on the inverter internal temperature detected by the thermistor 124 (S902).
  • the operation mode setting unit 112 (FIG. 2) determines whether or not the frosting condition is satisfied (S903).
  • the frosting condition is when the temperature in the vehicle interior of the vehicle is equal to or lower than a predetermined temperature, or the temperature outside the vehicle interior of the vehicle is equal to or lower than a predetermined temperature. If the frosting condition is satisfied (S903; YES), the operation mode setting unit 112 sets the operation mode to the frosting prevention operation mode (S904). Otherwise (S903; NO), the operation of the air conditioner is performed. The mode is set to the normal operation mode (S905). After operating the electric compressor 100 for a certain period of time under the control of the inverter control unit 110, the inverter 120 determines whether an instruction to stop the air conditioner has been received from the air conditioner control unit 500 (S906).
  • the operation of the inverter control unit 110 returns to S902. If the stop instruction has been received (S906; YES), the inverter control unit 110 is operated by the electric compressor of the air conditioner. 100 is stopped (S907).
  • the inverter 120 controls the electric compressor 100 for refrigerant compression when the temperature of the refrigerant is low at the start of the heating operation of the air conditioner and the outdoor heat exchanger 300 is easily frosted.
  • the gate-emitter voltage applied to the IGBT element of the inverter 120 is stepped down. More specifically, the gate-emitter voltage applied to the gate terminal is shortened by shortening the storage time in the bootstrap capacitor 128 that generates the gate-emitter voltage for applying the accumulated charge to the gate terminal of the IGBT element. Reduce the voltage.
  • the collector-emitter voltage increases due to the characteristics of the IGBT element, and the steady loss of the IGBT element can be increased.
  • the amount of Joule heat generated by the IGBT element of the inverter 120 can be increased, the temperature of the refrigerant can be increased quickly, and the outdoor heat exchanger 300 can be prevented from becoming frosted. it can.
  • FIG. 8 shows a circuit portion forming part of the inverter 120 according to the present embodiment.
  • inverter 120 Compared with inverter 120 according to the first example, inverter 120 according to the present embodiment includes DC-DC converter 801 interposed between drivers 126a and 126b and driver power supply 127 in FIG. Is different (FIG. 8).
  • the other circuit configuration of the inverter 120 is the same as that of the first embodiment.
  • the output of the DC-DC converter 801 is connected to the bootstrap capacitor 128 and the power input terminal of the low side driver 126b.
  • a driver power supply 127 is connected to the power input terminal of the DC-DC converter 801, and a control input line from the inverter control unit 110 is connected to the control input terminal of the DC-DC converter 801 (not shown). ).
  • the DC-DC converter 801 transforms the power supply voltage supplied from the driver power supply 127 by the transformation rate instructed from the inverter control unit 110 via the control input line. Thereby, the power supply voltage for starting low-side driver 126b can be set lower than in the first embodiment operating at the normal operation point, that is, “operation point (A)”.
  • the normal operation mode is one in which the DC-DC converter 801 is operated with a transformation ratio of 1.0, and is operated at the normal operation operation point in FIG. 4 (ie, “operation point (A)”).
  • the dotted line in FIG. 9 represents the bootstrap power supply voltage in the normal operation mode, which is exactly the same as the bootstrap power supply voltage in the normal operation mode in the first embodiment shown in FIG.
  • the DC-DC converter 801 has a transformation rate of 0.8 and is operated with the output voltage lower than that in the normal operation mode.
  • the operating point (B) ") is operated.
  • the amount of charge accumulated in the bootstrap capacitor 128 in the pulse interval T1 in FIG. 6A is reduced, and the power supply voltage input to the low-side driver is also reduced.
  • the solid line in FIG. 9 is the bootstrap power supply voltage in the anti-frosting mode, and it can be seen that the voltage level is lower than that in the normal operation mode.
  • the on-state duration of the pulse at T1 is the same as that in the normal operation mode, but the on-state duration in the anti-frosting operation mode is shorter as in the first embodiment. May be.
  • the inverter control unit 110 changes the transformation rate set in the DC-DC converter 801 from 1.0 times to 0.8 times.
  • the inverter 120 controls the electric compressor 100 for refrigerant compression when the temperature of the refrigerant is low at the start of the heating operation of the air conditioner and the outdoor heat exchanger 300 is easily frosted.
  • the gate-emitter voltage applied to the IGBT element of the inverter 120 is lowered.
  • the transformation rate of the DC-DC converter 801 interposed between the bootstrap capacitor 128 and the low-side driver 126b and the driver power supply 127 is set smaller than that in the normal operation mode, and the high-side IGBT and The gate-emitter voltage applied to the low-side IGBT is made smaller than that in the normal operation mode.
  • the collector-emitter voltage increases due to the characteristics of the IGBT element, and the steady loss of the IGBT can be increased.
  • the heat generation amount of the inverter 120 can be increased, the temperature rise of the refrigerant can be accelerated, and the outdoor heat exchanger 300 can be prevented from being frosted.
  • the DC-DC converter 801 not only the high-side IGBT but also the power loss of the low-side IGBT can be increased, so that the temperature of the refrigerant rise can be further increased.
  • refrigerant stagnation may occur in which the refrigerant is liquefied in the compressor or the refrigeration cycle. If the refrigerant stagnation occurs, a large amount of power is required when starting the compressor, and the compressor may be damaged or broken. Therefore, in order to eliminate this refrigerant stagnation, a refrigerant stagnation elimination operation mode in which the stagnation refrigerant is warmed and vaporized is used.
  • Embodiment 1 As the configuration of the inverter in the case of using the refrigerant stagnation operation mode, the configuration shown in Embodiment 1 or Embodiment 2 may be applied.
  • Embodiment 2 As the configuration of the inverter in the case of using the refrigerant stagnation operation mode, the configuration shown in Embodiment 1 or Embodiment 2 may be applied.
  • a case where the configuration of the inverter shown in FIG. 2 is applied will be described as an example.
  • FIG. 10 shows an operation in which the inverter control unit 110 switches the operation mode of the heat pump air conditioner between the normal operation mode and the refrigerant stagnation elimination operation mode. 7 identical to those in FIG. 7 are assigned the same reference numerals as in FIG. 7, and redundant descriptions are omitted.
  • the operation mode setting unit 112 determines whether or not the condition with the refrigerant stagnation is satisfied (S1001).
  • the conditions with refrigerant stagnation are (1) when the outside air temperature is equal to or lower than a predetermined temperature, (2) when the casing temperature of the electric compressor 100 is equal to or lower than the predetermined temperature, and (3) the outside air temperature is When the refrigerant temperature is equal to or lower than the refrigerant saturation temperature calculated from the suction refrigerant pressure or the discharge refrigerant pressure of the electric compressor 100, (4) the housing temperature of the electric compressor 100 is the suction refrigerant pressure or the discharge refrigerant pressure of the electric compressor 100 For example, the temperature is equal to or lower than the refrigerant saturation temperature calculated from the above.
  • the present invention is not limited to (1) to (4).
  • the operation mode setting unit 112 sets the operation mode to the refrigerant stagnation elimination operation mode (S1002); otherwise (S1001; NO), the air conditioner Is set to the normal operation mode (S905).
  • the IGBT is used as the power semiconductor element.
  • the present invention is not limited to this, and a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) is used as the power semiconductor element.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • the present invention can be used as an inverter that controls rotation of a motor that is a power source of an electric compressor that compresses refrigerant of an air conditioner.

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Abstract

　空調装置において、室外熱交換器の着霜防止のために、インバータ内ＩＧＢＴ素子の定常損失を高めて、インバータの発熱量の増大量を高めること。インバータ（１２０）内において、ブートストラップコンデンサ（１２８）に蓄積する電荷の量に応じた電源電圧をＩＧＢＴ素子のゲート－エミッタ間電圧として印加可能な降圧回路が構成される。室外熱交換器の着霜防止動作の際に、ブートストラップコンデンサ（１２８）に蓄積する電荷の量を増加させ、該増加量に応じてゲート－エミッタ間電圧の降圧することにより、ＩＧＢＴ素子の定常損失を高めることができる。

Description

インバータおよびインバータ作動方法
　この発明は、ヒートポンプ暖房において、室外機の着霜を防止するために、電動コンプレッサのジュール熱による発熱量を制御するインバータおよびインバータ作動方法に関する。
　ヒートポンプ式の冷暖房空調システムにおいて、冷媒圧縮用の電動コンプレッサを制御するために、インバータが使用される。従来のインバータは、バッテリからの電源を、電動コンプレッサの動力源である３相交流モータを駆動するために直流から３相交流に変換する。インバータは、各相について、ハイサイドＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ））とローサイドＩＧＢＴとの直列接続から成るＩＧＢＴペア、および上記２つのＩＧＢＴのそれぞれに逆並列に接続したダイオードを有する。３相交流の各相に対応する３つのＩＧＢＴペアは、バッテリに対して並列に接続される。
　インバータを制御するインバータ制御部から出力されたパルス波形は、ゲートドライバを介して各ＩＧＢＴのゲート端子に入力される。該パルス波形は、３相交流の各相について、対応するＩＧＢＴペアのゲートを各相に固有のタイミングでオン／オフすることにより、モータを駆動させるための３相交流駆動電力を生成する。
　上記空調装置で暖房を行う際、特許文献１では、暖房動作開始時に冷媒温度が低いために、室外熱交換器に霜が付着するという問題を解決するため、インバータの発熱量を増大させて冷媒の温度上昇を早めている。
　具体的には、インバータ内の各ＩＧＢＴのゲート端子とインバータ制御部のパルス波形信号供給端子との間に、低域通過フィルタを介装し、該低域通過フィルタのフィルタ時定数の大きさを３段階に変更している。フィルタ時定数を変更することにより、パルス波形信号供給端子からＩＧＢＴのゲートに供給されるパルス波形のエッジ急峻度が調節される。パルス波形のエッジが鈍る（エッジ急峻度が小さくなる）と、ＩＧＢＴのスイッチングによる電力損失によって発するジュール熱が増大し、パルス波形のエッジが鋭くなる（エッジ急峻度が大きくなる）と該ジュール熱が減少する。
　以上より、特許文献１は、冷媒温度が低い暖房動作開始時に、インバータ内のＩＧＢＴゲートに印加されるパルス波形のエッジ急峻度を小さくする。さらに、特許文献１では、インバータ内のＩＧＢＴゲートに印加されるパルス波形の周波数を高くし、パルス波形のエッジの立ち上がりと立ち下がりの発生頻度を増大させることにより、ＩＧＢＴゲートのスイッチングによる電力損失を大きくする。
　このように、特許文献１では、インバータ内のＩＧＢＴゲート端子に印加されるパルス波形に関するエッジ急峻度を下げる、または周波数を高くすることにより、ＩＧＢＴのターンオン／ターンオフ損失（スイッチング損失）を増大させている。これにより、インバータの発熱量を増大させて冷媒の温度上昇を早め、室外熱交換器に霜が付着することを防止している。
特開２００９－２６４２０６号公報
　しかしながら、特許文献１に開示された技術のように、ターンオン／ターンオフ損失を増大させるのみでは、インバータ内のＩＧＢＴの発熱量の増加は小さく、冷媒の温度上昇を一定以上に速くすることができない。
　本発明の目的は、ＩＧＢＴ素子の定常損失を増加させ、発熱量を増大させるインバータおよびインバータ作動方法を提供することである。
　本発明のインバータは、冷媒を圧縮するコンプレッサに備えられたモータへ交流電力を供給するインバータであって、異なる電位間に直列に接続されたハイサイド電力用半導体素子およびローサイド電力用半導体素子と、前記ハイサイド電力用半導体素子へ駆動電圧を出力する第１のドライバ回路と、前記ローサイド電力用半導体素子へ駆動電圧を出力する第２のドライバ回路と、前記第１のドライバ回路と前記第２のドライバ回路とを交互にオン／オフ制御するインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、室外熱交換器が着霜する条件を満たす場合、または、冷媒の寝込みありとの条件を満たす場合、前記条件を満たさない場合と比べて、前記第１のドライバ回路が出力する駆動電圧を低下させるように制御する、構成を採る。
　本発明によれば、空調装置の暖房動作開始時に冷媒温度が低い場合、冷媒圧縮用の電動コンプレッサを制御するインバータのＩＧＢＴ素子に印加するゲート－エミッタ間電圧を降圧することにより、ＩＧＢＴ素子の定常損失を増加させることができる。その結果、インバータ発熱量を増大させることができる。
電動コンプレッサ制御装置を搭載した電気自動車（ＥＶ）用のヒートポンプ式空調装置のシステム図 一般的な回路構成のインバータの回路図およびインバータ制御部の構成図 インバータのＩＧＢＴゲート端子に１個のパルス波形が印加されている期間中のＩＧＢＴおよびＩＧＢＴのコレクタ電流ＩＣ、コレクタ－エミッタ間電圧ＶＣＥおよびコレクタ損失ＩＣ×ＶＣＥの時間変化の様子を表した図 ＩＧＢＴ素子のゲート－エミッタ間に印加する電圧ＶＧＥを８．０Ｖから１８Ｖまでの様々な値に設定した時のコレクタ－エミッタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとの間の関係を示す図 本発明の実施の形態１に係るインバータの一部の回路構成を示す図 図５の回路の動作を説明する図 インバータ制御部が、図１のヒートポンプ式空調装置の運転モードを、通常運転モードと着霜防止運転モードとの間で切り替える動作を示すフロー図 本発明の実施の形態２に係るインバータの一部を成す回路部分を示す図 図８の回路の動作を説明する図 インバータ制御部が、ヒートポンプ式空調装置の運転モードを、通常運転モードと冷媒寝込み解消運転モードとの間で切り替える動作を示すフロー図
　（実施の形態１）
　（１．　ヒートポンプ式空調装置の全体構成）
　図１は、電動コンプレッサ制御装置を搭載した電気自動車（ＥＶ）用のヒートポンプ式空調装置のシステム図である。空調装置は、電動コンプレッサ１００と、室内熱交換器２００と、室外熱交換器３００と、四方弁４００と、エアコン制御部５００と、バッテリ６００と、から主に構成される。内部に冷媒（図示せず）を封入した配管が、電動コンプレッサ１００、室内熱交換器２００、および室外熱交換器３００を連結し、冷凍サイクルを構成する。
　電動コンプレッサ１００は、インバータ制御部１１０を内部に有するインバータ１２０、モータ１３０、圧縮機構１４０、吸入ポート１５０および吐出ポート１６０から構成されている。インバータ１２０とモータ１３０との間は電気的に接続されている。圧縮機構１４０は動力源であるモータ１３０の回転軸に機械的に接続されている。電動コンプレッサ１００のハウジング外壁上に設けられた、吸入ポート１５０および吐出ポート１６０は、上記冷凍サイクルおよび圧縮機構１４０に配管で接続されている。電動コンプレッサ１００は、圧縮機構１４０で圧縮された冷媒を室内熱交換器２００および室外熱交換器３００を介して繰り返し循環させ、室内と室外との間で熱の移動を行う。
　インバータ制御部１１０は、インバータ１２０の回路本体にパルス波形の指令信号を供給する。インバータ１２０は、インバータ制御部１１０の生成したパルス波形の指令信号に従って、モータ１３０に、３相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）から成る交流の駆動電圧を出力する。
　モータ１３０は、３相交流同期モータであり、インバータ１２０から入力した交流の駆動電圧により回転し、電動コンプレッサ１００（圧縮機構１４０）を駆動する。圧縮機構１４０は、モータ１３０から回転軸を伝って動力を供給され冷媒を圧縮する。
　吸入ポート１５０および吐出ポート１６０は、電動コンプレッサ１００の内部と外部との間で冷媒の給排を行うポートである。
　室内熱交換器２００は、室内の空気と熱交換することにより、室内の冷房／暖房を行う。室外熱交換器３００は、外気との熱交換を行う。四方弁４００は、室内熱交換器２００と室外熱交換器３００を電動コンプレッサ１００に接続する弁である。四方弁４００は、弁の連通方向を切り替えることにより、冷媒の流れを正転／逆転させて冷房／暖房を切り替える。
　エアコン制御部５００は、インバータ制御部１１０の入力端子と電気的に接続する。エアコン制御部５００は、乗員が入力装置により設定した車室内温度と室温センサが検出した車室内温度とを比較し、設定された温度と検出された温度との間の差を無くすような制御指令（モータ１３０の回転速度）をインバータ制御部１１０へと出力する。
　バッテリ６００は、モータ１３０の直流駆動電源として、インバータ１２０のバッテリ電力給電端子と電気的に接続する。
　（２．　インバータの具体例）
　図２は、一般的な回路構成のインバータ１２０の回路図およびインバータ制御部１１０の構成図である。インバータ１２０は、バッテリ６００からの電源を、モータ１３０を駆動するために直流から３相交流に変換し、モータ１３０に印加する。インバータ１２０は、３相交流のうちのＵ相について、ハイサイドＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ））１２１ｕおよびローサイドＩＧＢＴ １２２ｕ、および上記２つのＩＧＢＴのそれぞれに逆並列に接続したダイオードを有する。ハイサイドＩＧＢＴ １２１ｕとローサイドＩＧＢＴ １２２ｕとは直列に接続され、ＩＧＴＢペアを構成する。Ｖ相についてもハイサイドＩＧＢＴ １２１ｖとローサイドＩＧＢＴ １２２ｖによりＩＧＢＴペアが構成され、Ｗ相についてもハイサイドＩＧＢＴ １２１ｗとローサイドＩＧＢＴ １２２ｗによりＩＧＢＴペアが構成される。上記３つのＩＧＢＴペアは、平滑コンデンサ１２３およびバッテリ６００に対して並列に接続される。
　インバータ制御部１１０は、温度検出部１１１と、運転モード設定部１１２と、制御部（図示せず）と、から主に構成される。温度検出部１１１は、インバータ１２０内のサーミスタ１２４により検出されたインバータ内部温度にもとづき冷媒の温度を算出する（以下、冷媒温度と呼ぶ）。運転モード設定部１１２は、冷媒温度に基づいて、室外熱交換器３００に霜が付きやすい温度（以下、着霜温度という）以下であるか否かを判定する。運転モード設定部１１２は、冷媒温度が、着霜温度以下ならば、空調装置の運転に関する運転モードを着霜防止運転モードに設定し、着霜温度より高ければ、運転モードを通常運転モードに設定する。その後、制御部は、インバータ１２０に供給するパルス波形の生成およびパルス波形のタイミングと周波数の制御を実行する。
　インバータ制御部１１０が出力するパルス波形の指令信号に基づくゲート－エミッタ間電圧は、インバータ１２０のＩＧＢＴ１２１およびＩＧＢＴ１２２のゲート端子に入力される。上記指令信号のパルス波形は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各々について、対応するＩＧＢＴペアのゲートを各相に固有のタイミングでオン／オフすることにより、モータ１３０を駆動させるための３相交流駆動電力を生成する。
　（３．　インバータ１２０の発熱量を増大させ、室外熱交換器３００の着霜を防止するためのアプローチ）
　本実施の形態に係るインバータの構成を説明する前提として、インバータ１２０の発熱量を増大させ、それにより、室外熱交換器３００の着霜を防止するためのアプローチを以下に述べる。まず、ＩＧＢＴ素子の電力損失に関して、ターンオン／ターンオフ損失、定常損失、およびゲート－エミッタ間電圧とＩＧＢＴの電力損失との関係から説明し、次に、具体的なアプローチについて説明する。
　（３．Ａ　ターンオン／ターンオフ損失と定常損失の詳細な説明）
　図３は、インバータ１２０のＩＧＢＴゲート端子に１個のパルス波形が印加されている期間中のＩＧＢＴ１２１およびＩＧＢＴ１２２のコレクタ電流ＩＣ、コレクタ－エミッタ間電圧ＶＣＥおよびコレクタ損失ＩＣ×ＶＣＥの時間変化の様子を表した図である。図３の時間区間７０１は、パルスの立ち上がり区間であり、時間区間７０３は、パルスの立ち下がり区間であり、時間区間７０２はパルス電圧がハイレベル状態で一定の区間である。
　時間区間７０１および７０３において、コレクタ電流とコレクタ－エミッタ間電圧の時間変化が図３の通りであることにより、コレクタ電流とコレクタ－エミッタ間電圧との積であるコレクタ損失の時間変化は山型の波形７０４および７０５となる。区間７０１における山型の波形７０４の面積で表されるコレクタ損失の総量はＩＧＢＴのターンオン損失、区間７０３における山型の波形７０５の面積で表されるコレクタ損失の総量はＩＧＢＴのターンオフ損失と呼ばれる。
　区間７０２においては、ＩＧＢＴゲート端子に印加されるパルス電圧がハイレベル状態で一定なので、ＩＧＢＴのエミッタ－コレクタ間は導通状態となり、コレクタ電流は飽和状態、コレクタ－エミッタ間電圧も飽和状態（ＶＣＥ（ｓａｔ））、よってコレクタ損失ＩＣ×ＶＣＥ（ｓａｔ）は図３に示す波形となる。区間７０２の全期間にわたるコレクタ損失ＩＣ×ＶＣＥ（ｓａｔ）の積分値は定常損失と呼ばれる。
　区間７０２は、区間７０１および区間７０３よりも遙かに長時間にわたって持続する。従って、ＩＧＢＴの定常損失を増大させる方が、ＩＧＢＴのターンオン損失やターンオフ損失を増大させるよりもインバータ１２０のトータルの発熱量を効果的に増大させることができる。
　（３．Ｂ　ＩＧＢＴにおけるゲート－エミッタ間電圧とＩＧＢＴの電力損失との関係）
　図４は、ＩＧＢＴ素子のゲート－エミッタ間に印加する電圧ＶＧＥを８．０Ｖから１８Ｖまでの様々な値に設定した時のコレクタ－エミッタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとの間の関係を示す図である。ある負荷条件でコンプレッサを運転した場合、コレクタ電流ＩＣは一定である。この条件下において、ゲート－エミッタ間電圧ＶＧＥが小さいほどコレクタ－エミッタ間電圧ＶＣＥは大きくなる。ＩＧＢＴの電力損失の大半は、コレクタ－エミッタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとの間の積で表される定常損失であるから、ゲート－エミッタ間電圧ＶＧＥの値が小さくなるほどＩＧＢＴの電力損失は増大する。
　（３．Ｃ　具体的アプローチ）
　室外熱交換器の着霜除去のために、冷媒の温度の上昇を早める必要がある時は、インバータ制御部１１０から入力されるパルス波形に同期してＩＧＢＴ素子のゲート端子に印加するゲート－エミッタ間電圧ＶＧＥを、通常運転時よりも小さくする。すると、コレクタ－エミッタ間電圧ＶＣＥが大きくなり、定常損失が増大するため、冷媒の温度の上昇を早めることができる。
　そこで、本実施の形態では、冷媒温度が室外熱交換器３００の着霜温度よりも高い時は、例えば、図４の（Ａ）で示されるバイアス動作点でインバータ１２０のＩＧＢＴ素子を動作させるために、ＩＧＢＴ素子のゲート端子に印加するゲート－エミッタ間電圧を１０．０Ｖとする。図４の（Ａ）の動作点は、バッテリ６００の電気エネルギを有効に使うために、ＩＧＢＴ素子の電力損失を最小化してモータ１３０を駆動できる動作点（以下、通常運転動作点と呼ぶ）の一例である。空調装置の運転モードが「通常運転モード」である時は、インバータ１２０のＩＧＢＴ素子が図４の（Ａ）で例示されるような通常運転動作点で動作している。
　空調装置の暖房動作開始時など、冷媒の温度が低すぎて室外熱交換器３００に霜が付きやすくなった場合は、インバータ１２０発熱量の増大によって冷媒の温度の上昇を早め、室外熱交換器３００の着霜を防止する必要がある。そこで、通常運転動作点よりもＩＧＢＴ素子の電力損失が大きくなる動作点（以下、「着霜防止動作点」と呼ぶ）でＩＧＢＴ素子を動作させる。着霜防止動作点の一例としては、図４の（Ｂ）で示す動作点があり、該動作点でＩＧＢＴ素子を動作させるために、ＩＧＢＴ素子のゲート端子に印加するゲート－エミッタ間電圧を８．０Ｖに降圧する。これにより、インバータの定常損失が増大し、発熱量が増大する。空調装置の運転モードが「着霜防止運転モード」である時は、インバータ１２０のＩＧＢＴ素子が図４の（Ｂ）で例示されるような着霜防止動作点で動作している。
　（４．　本実施の形態に係るインバータ）
　（４．Ａ　インバータの回路構成）
　図５は、本実施の形態に係るインバータの一部の回路構成を示す図であり、図２のインバータ１２０中において、３相交流の各相に設けられるＩＧＢＴペアに相当する。従って、本実施の形態に係るインバータでは、図５の回路構成は、３相交流の各相に存在する。
　図５の回路は、ＩＧＢＴ１２５ａおよび１２５ｂと、ダイオード１２９ａおよび１２９ｂと、ハイサイドドライバ１２６ａと、ローサイドドライバ１２６ｂと、ドライバ電源１２７と、ブートストラップコンデンサ１２８と、から主に構成される。
　ＩＧＢＴ１２５ａおよび１２５ｂは、図２のＩＧＢＴ１２１および１２２と同様の機能と構成を有する。ダイオード１２９ａおよび１２９ｂは、ＩＧＢＴ１２５ａおよび１２５ｂに対してそれぞれ逆並列に接続されている。
　ハイサイドドライバ１２６ａおよびローサイドドライバ１２６ｂは、インバータ制御部１１０からのパルス波形の指令信号にもとづき、ＩＧＢＴ１２５ａおよび１２５ｂのゲート端子に対してゲート－エミッタ間電圧を印加する回路である。ハイサイドドライバ１２６ａおよびローサイドドライバ１２６ｂの出力線は、ＩＧＢＴ１２５ａおよび１２５ｂのゲート端子にそれぞれ入力される。ハイサイドブートストラップ・コンデンサには、後述するブートストラップコンデンサ１２８から直流電圧が入力される。ローサイドドライバ１２６ｂの電源入力端子には、後述するドライバ電源１２７から直流電圧が入力される。ハイサイドドライバ１２６ａおよびローサイドドライバ１２６ｂの同期入力端子には、インバータ制御部１１０から、タイミングの異なる２種類のパルス波形がそれぞれ入力される。
　ハイサイド／ローサイドドライバ１２６は同期入力端子から入力されるインバータ制御部１１０からのパルス波形に同期して、電源入力端子から入力された電源電圧に等しい電圧レベルのパルス波形を３相交流の各相に固有のタイミングで出力する。該パルスがオン状態の時に、ハイサイド／ローサイドドライバ１２６からＩＧＢＴ１２５のゲート端子に電源電圧に等しい電圧がゲート－エミッタ間電圧として印加される。
　ドライバ電源１２７のプラス極とマイナス極は、ローサイドドライバ１２６ｂの電源入力端子のプラス極とマイナス極にそれぞれ接続される。
　ブートストラップコンデンサ１２８は、ハイサイドドライバ１２６ａの電源入力端子とＩＧＢＴ１２５ａのエミッタ端子との間に接続され、静電容量として蓄積された電荷をハイサイドドライバ１２６ａの電源入力端子に対して電源電圧として供給する。同時に、ブートストラップコンデンサ１２８は、ＩＧＢＴ１２５ｂのコレクタ－エミッタ間の導通時に、ドライバ電源１２７からの出力が、図５の点線で示す電流路を通って、ブートストラップコンデンサ１２８に静電容量として蓄積されるように、ドライバ電源１２７と接続される。
　（４．Ｂ　通常運転モードにおけるインバータ１２０の動作）
　以下、図６を用いて図５の回路の動作を説明する。まず、通常運転モードにおけるインバータ１２０の動作について説明する。
　図６（ａ）には、インバータ制御部１１０からハイサイドドライバ１２６ａ、およびローサイドドライバ１２６ｂの同期入力端子にそれぞれ入力されるハイサイドドライバ駆動波形およびローサイドドライバ駆動波形が示されている。これら２つの駆動波形は、ハイサイドＩＧＢＴ１２５ａとローサイドＩＧＢＴ１２５ｂが同時にＯＮしないようにデッドタイムを設けたうえで（図示せず）、互い違いにオン状態（ハイ・レベル）となる。
　さらに、図６（ａ）中のブートストラップ電源電圧ＶＢＳは、上記２つのパルス波形に同期して図５の回路が動作し、ブートストラップコンデンサ１２８を充電／放電することにより、ブートストラップコンデンサ１２８の両極に発生する電圧の時間変化を示す。
　図６（ｂ）のハイサイドＶＧＥは、上記２つのパルス波形に同期して、ハイサイド／ローサイドドライバ１２６が駆動されることにより、ハイサイドドライバ１２６ａからＩＧＢＴ１２５ａのゲート端子に印加されるゲート－エミッタ間電圧の時間変化を示す。同様に、ローサイドＶＧＥは、ローサイドドライバ１２６ｂからＩＧＢＴ１２５ｂのゲート端子に印加されるゲート－エミッタ間電圧の時間変化を示す。
　ローサイドドライバ１２６ｂの同期入力端子に入力されるパルスがオン状態（ハイ・レベル）の時（図６のパルス区間 Ｔ１）、ドライバ電源１２７からローサイドドライバ１２６ｂの電源入力端子に供給される電源電圧によりローサイドドライバが起動される。そして、ＩＧＢＴ１２５ｂのゲート端子にドライバ電源１２７と同じ電圧レベルのゲート－エミッタ間電圧が印加される。上記ゲート－エミッタ間電圧が印加されることにより、ＩＧＢＴ１２５ｂのコレクタ－エミッタ間が導通し、図５の点線部分の電流導通路が形成される。該電流導通路を通ってドライバ電源１２７からの出力がブートストラップコンデンサ１２８に蓄積される。図６のＴ１で示すオン状態期間の終端では、上記蓄積により、ブートストラップコンデンサ１２８の両極の電圧ＶＢＳは図６のＬ０で示すレベルからＬ４で示すレベルに上昇する。
　図６のＴ１においては、ハイサイドドライバ１２６ａに入力されるパルスはオフ状態であるため、ＩＧＢＴ１２５ａのゲート端子には電圧印加されず、ＩＧＢＴ１２５ａのコレクタ－エミッタ間は導通していない。
　その後、ローサイドドライバ１２６ｂの同期入力端子に入力されるパルスがオフ状態（ロー・レベル）となると、ブートストラップコンデンサ１２８に蓄積されていた電圧ＶＢＳがハイサイドドライバ１２６ａの電源入力端子に供給され、ハイサイドドライバ１２６ａが駆動される。ハイサイドドライバ１２６ａの同期入力端子に入力されるパルスがオフ状態（ロー・レベル）からオン状態（ハイ・レベル）になると（図６のパルス区間 Ｔ２）、ＩＧＢＴ１２５ａのゲート端子に電圧ＶＢＳがゲート－エミッタ間電圧として印加される。該電源電圧ＶＢＳは図６のＬ４で示すレベルの電圧に等しい。
　ブートストラップコンデンサ１２８がハイサイドドライバ１２６ａの電源入力端子に電源電圧を供給することにより、ブートストラップコンデンサ１２８に蓄積された電荷は放電される。その結果、ブートストラップコンデンサ１２８両極間の電圧ＶＢＳは、図６のＬ４で示すレベルからＬ３で示すレベルに下がる。
　図６（ａ）のパルス区間 Ｔ２においては、ローサイドドライバ１２６ｂに入力されるパルスはオフ状態であるため、ＩＧＢＴ１２５ｂのゲート端子には電圧印加されず、ＩＧＢＴ１２５ｂのコレクタ－エミッタ間は導通していない。なお、上記電圧ＶＢＳは、パルス区間 Ｔ３におけるブートストラップコンデンサ１２８への電荷蓄積により、レベルＬ３からレベルＬ４へと再度上昇する。
　図６（ａ）のＴ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６、…に関しても、ハイサイドドライバ駆動波形とローサイドドライバ駆動波形に同期して、Ｔ１およびＴ２における動作と同様に、ハイサイドドライバ１２６ａおよびローサイドドライバ１２６ｂが互い違いに駆動されるプロセスが繰り返される。
　（４．Ｃ　着霜防止運転モードにおけるインバータ１２０の動作）
　着霜防止運転モード時のインバータ１２０の動作は、図６（ａ）の下アーム側パルス波形のＴ１で示すオン状態の持続時間の長さ、およびＴ１においてブートストラップコンデンサ１２８に蓄積される電荷の量を除いて、通常運転モードと同様である。
　着霜防止運転モードでは、ローサイドドライバ駆動波形のＴ１で示すオン状態の持続時間は、通常運転モードの持続時間よりも短く設定される（図６（ａ）のローサイドドライバ駆動波形の点線で示すパルス幅）。それにより、図５のＩＧＢＴ１２５ｂのコレクタ－エミッタ間導通時（ローサイドドライバ１２６ｂの駆動時）において、図５の点線で示す電流路を通ってブートストラップコンデンサ１２８に蓄積される電荷の量は、通常運転モードの時よりも少なくなる。その結果、図６（ａ）のＴ１区間の終端において、ブートストラップコンデンサ１２８の両極に発生する電圧は、図６のＬ４で示すレベルからＬ２で示すレベルに降圧される。
　図６（ａ）のＴ２においては、通常運転モードの場合と同様に、ブートストラップコンデンサ１２８に蓄積された電荷の放電により、ブートストラップコンデンサ１２８両極間の電圧は図６のＬ２からＬ１に下がる。なお、パルス区間 Ｔ１とは異なり、図６（ａ）のパルス区間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、…、におけるパルスのオン状態持続時間は、通常運転モード時のＴ２、Ｔ３、Ｔ４、…におけるオン状態持続時間と同一である。従って、Ｔ１区間以降は、インバータ制御部１１０から同期入力端子に入力されるパルス波形の周波数は、通常運転モードと着霜防止運転モードで同一である。
　ブートストラップコンデンサ１２８からハイサイドドライバ１２６ａに供給される電源電圧が、通常運転モードでは、図６のＬ３～Ｌ４であるのに対して、着霜防止運転モードでは、図６のＬ１～Ｌ２に降圧される。この原理を数式で説明すると以下の通りとなる。まず、ＩＧＢＴ素子の通常運転動作点と着霜防止動作点が図４の（Ａ）および（Ｂ）に等しいと仮定する。ブートストラップコンデンサ１２８に蓄積された電荷をＱ、コンデンサ静電容量をＣ、コンデンサ両極に印加される電圧をＶｉｎ、コンデンサ両極に流れ込む電流をＩｉｎと表す。図６（ａ）のＴ１におけるパルスのオン状態持続時間を、通常運転モード時においてはｔ１、着霜防止運転モード時においてはｔ２と仮定する。
　コンデンサ素子の一般的性質から、ブートストラップコンデンサ１２８に蓄積された電荷（静電容量）Ｑは、通常運転モード時においては、以下の式（１）により算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　Ｑは、着霜防止運転モード時においては、以下の式（２）により算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　さらに、図５の点線で示す電流路を電流Ｉｉｎが流れる際に電流Ｉｉｎに加わる抵抗（直流インピーダンス）をＲＢＳとすると、オームの法則により、Ｖｉｎ＝Ｉｉｎ×ＲＢＳである。従って、ブートストラップコンデンサ１２８に蓄積された静電容量によりコンデンサ両極に発生し、ハイサイドドライバ１２６ａの電源入力端子に供給される電圧Ｖ1 ＢＳは、通常運転モード時においては、以下の式（３）により算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　電圧Ｖ2 ＢＳは、着霜防止運転モード時においては、以下の式（４）により算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　以上からｔ１とｔ２との間の比は、以下の式（５）により算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　図４より、ＩＧＢＴ素子の動作点（Ａ）および動作点（Ｂ）では、ＩＧＢＴ素子のゲート－エミッタ間電圧はそれぞれ１０．０Ｖおよび８．０Ｖであるから、式（５）から下記の式（６）が導かれる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　結局、ｔ２とｔ１の関係はｔ２＝（８．０／１０．０）×ｔ１＝０．８×ｔ１となる。以上のように、通常運転モード時のＩＧＢＴ素子の動作点（Ａ）が着霜防止運転モード時に動作点（Ｂ）に切り替わることにより、図６（ａ）のＴ１におけるパルスのオン状態持続時間を０．８倍に設定する。
　それにより、図５のＩＧＢＴ１２５ａのゲート端子に印加されるゲート－エミッタ間電圧が下がる。結果として、ＩＧＢＴ１２５ａの定常損失が増大し、それに応じて、インバータ１２０全体の発熱量も通常運転モード時より増大する。
　（５．　通常運転モードと着霜防止運転モードとの間の切り替え）
　図７は、インバータ制御部１１０が、図１のヒートポンプ式空調装置の運転モードを、通常運転モードと着霜防止運転モードとの間で切り替える動作を示すフロー図である。インバータ制御部１１０が、エアコン制御部５００（図１）から空調装置の起動指示を受けると、動作フローはＳ９０１から始まり、Ｓ９０２に進む。インバータ制御部１１０内の温度検出部１１１（図２）が、サーミスタ１２４により検出されたインバータ内部温度にもとづき冷媒温度を算出する（Ｓ９０２）。運転モード設定部１１２（図２）は、着霜条件に該当するか否かを判断する（Ｓ９０３）。なお、着霜条件とは、車両の車室内の温度が所定の温度以下、もしくは車両の車室外の温度が所定の温度以下のときである。着霜条件に該当するならば（Ｓ９０３；ＹＥＳ）、運転モード設定部１１２は、運転モードを着霜防止運転モードに設定し（Ｓ９０４）、そうでなければ（Ｓ９０３；ＮＯ）、空調装置の運転モードを通常運転モードに設定する（Ｓ９０５）。インバータ制御部１１０による制御の下で電動コンプレッサ１００を一定時間の間運転した後、インバータ１２０はエアコン制御部５００から空調装置の停止指示を受けたか否かを判断する（Ｓ９０６）。停止指示を受けていなければ（Ｓ９０６；ＮＯ）、インバータ制御部１１０の動作は、Ｓ９０２へと戻り、停止指示を受けていれば（Ｓ９０６；ＹＥＳ）、インバータ制御部１１０は、空調装置の電動コンプレッサ１００を停止させる（Ｓ９０７）。
　（６．　実施の形態１の作用効果）
　以上より、本実施の形態に係るインバータ１２０は、空調装置の暖房動作開始時などに冷媒の温度が低く、室外熱交換器３００に霜が付きやすい場合、冷媒圧縮用の電動コンプレッサ１００を制御するインバータ１２０のＩＧＢＴ素子に印加するゲート－エミッタ間電圧を降圧する。具体的には、蓄積した電荷をＩＧＢＴ素子のゲート端子に印加するゲート－エミッタ間電圧を発生するブートストラップコンデンサ１２８への蓄電時間を短くすることにより、ゲート端子に印加される上記ゲート－エミッタ間電圧を下げる。これにより、ＩＧＢＴ素子の特性上、コレクタ－エミッタ間電圧が大きくなるため、ＩＧＢＴ素子の定常損失を増加させることができる。その結果、インバータ１２０のＩＧＢＴ素子が発生するジュール熱の発熱量を増大させることができるので、冷媒の温度上昇を早くすることができ、室外熱交換器３００に霜が付くことを防止することができる。
　（実施の形態２）
　（７．　本実施の形態に係るインバータ）
　（７．Ａ　インバータの回路構成）
　図８に、本実施の形態に係るインバータ１２０の一部を成す回路部分を示す。
　本実施の形態に係るインバータ１２０は、第１の実施例に係るインバータ１２０と比較して、図５における、ドライバ１２６ａおよび１２６ｂとドライバ電源１２７との間にＤＣ－ＤＣ変換器８０１が介装されている点が異なる（図８）。それ以外のインバータ１２０の回路構成は実施例１と同様である。
　ＤＣ－ＤＣ変換器８０１の出力はブートストラップコンデンサ１２８およびローサイドドライバ１２６ｂの電源入力端子に接続される。ＤＣ－ＤＣ変換器８０１の電力入力端子には、ドライバ電源１２７が接続され、ＤＣ－ＤＣ変換器８０１の制御入力端子には、インバータ制御部１１０からの制御入力線が接続される（図示せず）。ＤＣ－ＤＣ変換器８０１は、ドライバ電源１２７から供給される電源電圧をインバータ制御部１１０から制御入力線を介して指示された変圧率だけ変圧する。それにより、ローサイドドライバ１２６ｂを起動する電源電圧を、通常運転動作点、すなわち「動作点（Ａ）」で動作中の実施の形態１における場合よりも低く設定することが可能となる。
　（７．Ｂ　通常運転モード時のインバータの動作）
　本実施形態による図８の回路の動作を、図９を用いて説明する。通常運転モードは、ＤＣ－ＤＣ変換器８０１の変圧率を１．０にして動作させたものであり、図４における通常運転動作点（すなわち、「動作点（Ａ）」）にて運転される。図９中の点線が、通常運転モード時におけるブートストラップ電源電圧であり、図６（ａ）に示した実施形態１における通常運転モードにおけるブートストラップ電源電圧と全く同じとなる。
　（７．Ｃ　着霜防止運転モード時のインバータの動作）
　一方、着霜防止運転モード時は、ＤＣ－ＤＣ変換器８０１の変圧率を０．８とし、出力電圧を通常運転モードよりも下げて動作させることで、図４における着霜防止動作点（「動作点（Ｂ）」）にて運転されるようにしている。これにより、図６（ａ）のパルス区間 Ｔ１においてブートストラップコンデンサ１２８へ蓄積される電荷の量を減らすとともに、ローサイドドライバへ入力される電源電圧も下がる。このとき、図９中の実線が、着霜防止転モード時におけるブートストラップ電源電圧であり、通常運転モード時よりも電圧レベルが下がっていることが分かる。なお、本実施形態においては、Ｔ１におけるパルスのオン状態持続時間は、通常運転モード時と同一としているが、実施の形態１同様、着霜防止運転モード時におけるオン状態持続時間のほうを短くしてもよい。
　この原理を上記（式３）および（式４）に基づいて説明すると以下の通りである。本実施の形態でも、ＩＧＢＴ素子の通常運転動作点と着霜防止動作点が図４の（Ａ）および（Ｂ）に等しいと仮定する。本実施の形態では、上記（式３）および（式４）において、ｔ１＝ｔ２である。図４より、ＩＧＢＴ素子の動作点（Ａ）および動作点（Ｂ）では、ＩＧＢＴ素子のゲート－エミッタ間電圧はそれぞれ１０．０Ｖおよび８．０Ｖと設定する。従って、通常運転モード時および着霜防止運転モード時のブートストラップコンデンサ１２８両極間への印加電圧をそれぞれＶｉｎ １およびＶｉｎ ２とすると、上記式（３）および式（４）から下記の式（７）が導かれる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　以上から、着霜防止運転モード時において、ＤＣ－ＤＣ変換器８０１の出力側からブートストラップコンデンサ１２８の両極間に印加する電圧Ｖｉｎは、通常運転モード時の０．８倍としなくてはならない。従って、通常運転モードから着霜防止運転モードに運転モードが切り替わると、インバータ制御部１１０は、ＤＣ－ＤＣ変換器８０１に設定する変圧率を１．０倍から０．８倍に変更する。
　（８．　実施の形態２の作用効果）
　以上より、本実施の形態に係るインバータ１２０は、空調装置の暖房動作開始時などに冷媒の温度が低く、室外熱交換器３００に霜が付きやすい場合、冷媒圧縮用の電動コンプレッサ１００を制御するインバータ１２０のＩＧＢＴ素子に印加するゲート－エミッタ間電圧を低くする。具体的には、ブートストラップコンデンサ１２８およびローサイドドライバ１２６ｂとドライバ電源１２７との間に介装されたＤＣ－ＤＣ変換器８０１の変圧率を、通常運転モード時よりも小さく設定し、ハイサイドＩＧＢＴおよびローサイドＩＧＢＴに印加されるゲート－エミッタ間電圧を通常運転モード時よりも小さくする。それにより、ＩＧＢＴ素子の特性上、コレクタ－エミッタ間電圧が大きくなるため、ＩＧＢＴの定常損失を増加させることができる。その結果、インバータ１２０の発熱量を増大させることができるので、冷媒の温度上昇を早くすることができ、室外熱交換器３００に霜が付くことを防止することができる。また、ＤＣ－ＤＣ変換器８０１を追加することにより、ハイサイドＩＧＢＴだけでなく、ローサイドＩＧＢＴの電力損失も大きくすることができるので、冷媒上昇の温度をさらにあげることができる。
　（９．　バリエーション）
　上記各実施の形態では、ＩＧＢＴ素子の定常損失を増加させる着霜防止運転モードを着霜を防止するために用いる場合について説明したが、本発明は是に限らず、着霜防止運転モードを、冷媒の寝込みが生じた場合に、これを解消させるための冷媒寝込み解消運転モードとして用いてもよい。
　一般に、圧縮機（電動コンプレッサ１００）が長時間停止された場合、または低温時に圧縮機が停止された場合では、圧縮機内または冷凍サイクル内部で冷媒が液化される、いわゆる冷媒寝込みが生じることがある。冷媒寝込みが生じると、圧縮機の起動時に多大な動力を必要とし、圧縮機が損傷または破損してしまう可能性がある。そこで、この冷媒寝込みを解消するために、寝込んだ冷媒を暖めて気化させる冷媒寝込み解消運転モードを用いる。
　冷媒寝込み運転モードを用いる場合のインバータの構成は、実施の形態１または実施の形態２において示した構成を適用すればよい。以下、図２に示すインバータの構成を適用した場合を例に説明する。
　図１０に、インバータ制御部１１０が、ヒートポンプ式空調装置の運転モードを、通常運転モードと冷媒寝込み解消運転モードとの間で切り替える動作を示す。ただし、図７と共通する部分には、図７と同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
　運転モード設定部１１２（図２）は、冷媒寝込みありの条件に該当するか否かを判断する（Ｓ１００１）。なお、冷媒寝込みありの条件とは、（１）外気温度が所定の温度以下である場合、（２）電動コンプレッサ１００の筐体温度が所定の温度以下である場合、（３）外気温度が、電動コンプレッサ１００の吸入冷媒圧力、または、吐出冷媒圧力から算出される冷媒飽和温度以下である場合、（４）電動コンプレッサ１００の筐体温度が、電動コンプレッサ１００の吸入冷媒圧力、または、吐出冷媒圧力から算出される冷媒飽和温度以下である場合などである。ただし、（１）～（４）に限るものではない。
　冷媒寝込みありの条件に該当するならば（Ｓ１００１；ＹＥＳ）、運転モード設定部１１２は、運転モードを冷媒寝込み解消運転モードに設定し（Ｓ１００２）、そうでなければ（Ｓ１００１；ＮＯ）、空調装置の運転モードを通常運転モードに設定する（Ｓ９０５）。
　なお、上記各実施の形態では、電力用半導体素子としてＩＧＢＴを用いる場合について説明したが、本発明は是に限られず、電力用半導体素子としてＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を用いても同様の効果を得ることができる。
　２０１２年７月１２日出願の特願２０１２－１５６６８４の日本出願に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本発明は、空調装置の冷媒を圧縮する電動コンプレッサの動力源であるモータの回転を制御するインバータとして利用可能である。
　１００　電動コンプレッサ
　１１０　インバータ制御部
　１２０　インバータ
　１２１　ＩＧＢＴ
　１２２　ＩＧＢＴ
　１２３　平滑コンデンサ
　１２５ａ　ＩＧＢＴ
　１２５ｂ　ＩＧＢＴ
　１２６ａ　ハイサイドドライバ
　１２６ｂ　ローサイドドライバ
　１２７　ドライバ電源
　１２８　ブートストラップコンデンサ
　１２９ａ　ダイオード
　１２９ｂ　ダイオード
　１３０　モータ
　１４０　圧縮機構
　２００　室内熱交換器
　３００　室外熱交換器
　４００　四方弁
　５００　エアコン制御部
　６００　バッテリ
　７０１　ターンオン区間
　７０２　定常区間
　７０３　ターンオフ区間
　７０４　ターンオン損失
　７０５　ターンオフ損失
　８０１　ＤＣ－ＤＣ変換器
 

Claims (7)

  1. 　冷媒を圧縮するコンプレッサに備えられたモータへ交流電力を供給するインバータであって、
    　異なる電位間に直列に接続されたハイサイド電力用半導体素子およびローサイド電力用半導体素子と、
    　前記ハイサイド電力用半導体素子へ駆動電圧を出力する第１のドライバ回路と、
    　前記ローサイド電力用半導体素子へ駆動電圧を出力する第２のドライバ回路と、
    　前記第１のドライバ回路と前記第２のドライバ回路とを交互にオン／オフ制御するインバータ制御部と、を備え、
    　前記インバータ制御部は、室外熱交換器が着霜する条件を満たす場合、または、冷媒の寝込みありとの条件を満たす場合、前記条件を満たさない場合と比べて、前記第１のドライバ回路が出力する駆動電圧を低下させるように制御する、
    　インバータ。
  2. 　前記ハイサイド電力用半導体素子と前記ローサイド電力用半導体素子との接続点と、前記第１のドライバ回路の入力端子との間に電気的に接続したブートストラップコンデンサと、
    　前記第１のドライバ回路の入力端子および前記第２のドライバ回路の入力端子に電源電圧を印加するドライバ電源と、を備え、
    　前記インバータ制御部は、前記冷媒の温度が所定の閾値より低い場合、前記冷媒の温度が前記所定の閾値以上である場合と比べて、前記第２のドライバ回路をオンする時間を短くすることで前記ドライバ電源から前記ブートストラップコンデンサに蓄積される電荷量を減少させ、前記第１のドライバ回路が出力する駆動電圧を低下させるように制御する、
    　請求項１記載のインバータ。
  3. 　前記インバータ制御部は、前記第２のドライバ回路をオンする時間を、前記インバータの動作開始直後に短くすることで、前記ドライバ電源から前記ブートストラップコンデンサに蓄積される電荷量を減少させる、
    　請求項２記載のインバータ。
  4. 　電源電圧を印加するドライバ電源と、
    　前記インバータ制御部により制御され、前記ドライバ電源の出力電圧を変圧して出力端子から出力するＤＣ－ＤＣ変換器と、
    　前記第１のドライバ回路の入力端子および前記第２のドライバ回路の入力端子は、前記ＤＣ－ＤＣ変換器の出力端子と接続され、
    　前記インバータ制御部は、前記冷媒の温度が所定の閾値より低い場合、前記冷媒の温度が前記所定の閾値以上である場合と比べて、前記ＤＣ－ＤＣ変換器の出力電圧を低下させることで前記第１のドライバ回路が出力する駆動電圧を低下させるように制御する、
    　請求項１記載のインバータ。
  5. 　前記室外熱交換器が着霜する条件とは、冷媒の温度が所定の閾値より低いときである、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のインバータ。
  6. 　前記コンプレッサは、車両に備えられるものであり、
    　前記室外熱交換器が着霜する条件とは、前記車両の車室内の温度が所定の温度以下、もしくは前記車両の車室外の温度が所定の温度以下のときである、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のインバータ。
  7. 　ハイサイド電力用半導体素子およびローサイド電力用半導体素子が異なる電位間に直列に接続され、冷媒を圧縮するコンプレッサに備えられたモータへ交流電力を供給するインバータの作動方法であって、
    　第１のドライバ回路から前記ハイサイド電力用半導体素子に駆動電圧を出力するステップと、
    　第２のドライバ回路から前記ローサイド電力用半導体素子に駆動電圧を出力するステップと、
    　前記第１のドライバ回路と前記第２のドライバ回路とを交互にオン／オフ制御する制御ステップと、を備え、
    　前記制御ステップでは、室外熱交換器が着霜する条件を満たす場合、または、冷媒の寝込みありとの条件を満たす場合、前記条件を満たさない場合と比べて、前記第１のドライバ回路が出力する駆動電圧を低下させるように制御する、
    　インバータの作動方法。
     
     
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