WO2013164926A1 - 高周波フィルタ - Google Patents

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WO2013164926A1
WO2013164926A1 PCT/JP2013/057759 JP2013057759W WO2013164926A1 WO 2013164926 A1 WO2013164926 A1 WO 2013164926A1 JP 2013057759 W JP2013057759 W JP 2013057759W WO 2013164926 A1 WO2013164926 A1 WO 2013164926A1
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high frequency
insulator layer
axis direction
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博志 増田
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株式会社村田製作所
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    • H03H7/383—Impedance-matching networks comprising distributed impedance elements together with lumped impedance elements

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency filter including a plurality of insulator layers and transmission lines.
  • FIG. 10 is an exploded perspective view of the multilayer body of the multilayer balance filter 500 described in Patent Document 1.
  • FIG. 11 is an equivalent circuit diagram of the multilayer balance filter 500 described in Patent Document 1.
  • the multilayer balance filter 500 includes a multilayer body 502, coils 531 and 541 to 543, capacitor electrodes 521 to 523, and a ground electrode 520, as shown in FIG.
  • the multilayer body 502 is configured by laminating a plurality of dielectric layers 550 to 556.
  • the coils 531 and 541 are provided on the dielectric layer 553.
  • the coil 542 is provided on the dielectric layer 552.
  • the coil 543 is provided on the dielectric layer 551.
  • the coil 531 and the coil 542 are electromagnetically coupled by facing the stacking direction of the stacked body 502 with the dielectric layer 552 interposed therebetween.
  • One end of the coil 542 is connected to the coil 541 via a via-hole conductor, and the other end of the coil 542 is connected to the coil 543 via a via-hole conductor.
  • the capacitor electrode 521 is provided on the dielectric layer 554.
  • the capacitor electrodes 522 and 523 are provided on the dielectric layer 556.
  • the ground electrode 520 is provided on the dielectric layer 555.
  • the capacitor C100 is configured by a ground electrode 520 and a capacitor electrode 521 facing each other with a dielectric layer 554 interposed therebetween.
  • the capacitor C100 and the coil 531 are connected in parallel, and constitute a part of the multilayer balance filter 500 as shown in FIG.
  • the capacitor C200 is configured by the ground electrode 520 and the capacitor electrode 522 facing each other with the dielectric layer 555 interposed therebetween. Further, the capacitor C200 and the coil 541 are connected to each other and constitute a part of the multilayer balance filter 500 as shown in FIG.
  • the capacitor C300 is configured by the ground electrode 520 and the capacitor electrode 523 facing each other with the dielectric layer 555 interposed therebetween. Further, the capacitor C300 and the coil 543 are connected to each other and constitute a part of the multilayer balance filter 500 as shown in FIG.
  • an unbalanced signal input to the coil 531 from the input terminal 561 is converted into a balanced signal between the coil 531 and the coil 542.
  • the balanced signal is transmitted from the coil 542 to the coils 541 and 543 and output from the output terminals 562 and 563.
  • the coil 531 and the coil 542 are electromagnetically coupled by facing each other in the laminating direction with the dielectric layer 552 interposed therebetween (broadside coupling).
  • the area of the insulator layer can be reduced as compared with a multilayer balance filter in which two coils are arranged on the same layer and electromagnetically coupled (edge coupling).
  • the insulating layer is compared with the laminated balance filter that is electromagnetically coupled by arranging the coils on the same layer.
  • the number of stacked layers increases. That is, in the multilayer balance filter 500, it is difficult to reduce the height of the multilayer balance filter.
  • an object of the present invention is to provide a high-frequency filter that enables a reduction in height while suppressing an increase in mounting area.
  • the high-frequency filter according to the first embodiment of the present invention includes a laminate in which a plurality of insulator layers are laminated, a first transmission line that transmits an input signal, and the same insulation as the first transmission line.
  • the dielectric constant of the first insulator layer in contact with the first transmission line and the second transmission line is higher than the dielectric constant of an insulator layer other than the first insulator layer, It is characterized by.
  • the high frequency filter which is one form of the present invention, it is possible to reduce the height while suppressing an increase in mounting area.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of the multilayer balance filter described in Patent Document 1.
  • FIG. 1 is an external perspective view of the high frequency filter according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is an exploded perspective view of the multilayer body of the high-frequency filter according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the high frequency filter according to the first embodiment.
  • the stacking direction of the high-frequency filter 10 is defined as the z-axis direction, and when viewed in plan from the z-axis direction, the direction along the long side of the high-frequency filter 10 is defined as the x-axis direction.
  • the direction along is defined as the y-axis direction.
  • the x axis, the y axis, and the z axis are orthogonal to each other.
  • the high-frequency filter 10 includes a multilayer body 12, external electrodes 14 a to 14 f, transmission lines 18 and 19, a ground conductor 24, and a floating conductor 26.
  • the stacked body 12 includes insulator layers 28a to 28e.
  • the laminated body 12 has a rectangular parallelepiped shape as shown in FIG. 1, and includes an upper surface S1, a lower surface S2, and side surfaces S3 to S6.
  • the upper surface S1 is a surface located on the positive direction side in the z-axis direction.
  • the lower surface S2 is a surface located on the negative direction side in the z-axis direction.
  • the side surface S3 is a surface located on the negative direction side in the x-axis direction.
  • the side surface S4 is a surface located on the positive direction side in the x-axis direction.
  • the side surface S5 is a surface located on the negative direction side in the y-axis direction.
  • the side surface S6 is a surface located on the positive direction side in the y-axis direction.
  • the insulator layers 28a to 28e are stacked so as to be arranged in this order from the positive direction side in the z-axis direction to the negative direction side.
  • Each of the insulator layers 28a to 28e has a rectangular shape having the same size and shape when viewed in plan from the z-axis direction, and is made of a dielectric material such as ceramic.
  • the dielectric constant of the insulator layer 28c is higher than the dielectric constant of the insulator layers 28a, 28b, 28d, and 28e (that is, the insulator layers other than the insulator layer 28c).
  • the surface on the positive direction side in the z-axis direction of the insulator layer 28 is referred to as a front surface, and the surface on the negative direction side in the z-axis direction of the insulator layer 28 is referred to as a back surface.
  • a direction identification mark 40 is provided on the surface of the insulator layer 28a.
  • the transmission line 18 and the transmission line 19 are provided on the surface of the insulator layer 28c as shown in FIG. Further, the transmission line 18 and the transmission line 19 are provided so as to be arranged in this order from the negative direction side to the positive direction side in the x-axis direction.
  • the transmission line 18 has a coupled line portion 18a and lead portions 18b and 18c.
  • the coupled line portion 18a extends in the y-axis direction at the approximate center in the x-axis direction on the surface of the insulator layer 28c.
  • the lead portions 18b and 18c each extend in the x-axis direction.
  • a drawer portion located on the positive side in the y-axis direction is referred to as a drawer portion 18b, and a drawer portion located on the negative direction side in the y-axis direction is referred to as a drawer portion 18c.
  • the end on the positive direction side in the x-axis direction of the lead portion 18b is connected to the end on the positive direction side in the y-axis direction of the coupled line portion 18a.
  • the end of the lead portion 18b on the negative side in the x-axis direction is exposed on the side surface S3 of the stacked body 12.
  • the end on the positive direction side in the x-axis direction of the lead portion 18c is connected to the end on the negative direction side in the y-axis direction of the coupled line portion 18a.
  • the end of the lead portion 18c on the negative side in the x-axis direction is exposed on the side surface S3 of the stacked body 12.
  • the transmission line 18 has a U-shape in which the opening is directed to the negative direction side in the x-axis direction when viewed from the z-axis direction.
  • the transmission line 19 includes a coupled line portion 19a and lead portions 19b and 19c.
  • the coupled line portion 19a extends in the y-axis direction at the approximate center of the x-axis on the surface of the insulator layer 28c.
  • the lead portions 19b and 19c each extend in the x-axis direction. That is, the transmission line 19 is provided with lead portions 19b and 19c (parallel portions) that are parallel to each other.
  • a drawer portion located on the positive side in the y-axis direction is referred to as a drawer portion 19b
  • a drawer portion located on the negative direction side in the y-axis direction is referred to as a drawer portion 19c.
  • the end portion on the negative direction side in the x-axis direction of the lead portion 19b is connected to the end portion on the positive direction side in the y-axis direction of the coupled line portion 19a.
  • the end of the lead portion 19b on the positive side in the x-axis direction is exposed on the side surface S4 of the stacked body 12.
  • the end portion on the negative direction side in the x-axis direction of the lead portion 19c is connected to the end portion on the negative direction side in the y-axis direction of the coupled line portion 19a.
  • the end of the lead portion 19c on the positive side in the x-axis direction is exposed on the side surface S4 of the stacked body 12.
  • the coupled line portion 18a and the coupled line portion 19a are parallel as shown in FIG.
  • the coupled line portion 18a and the coupled line portion 19a face each other on the surface of the insulator layer 28c.
  • the coupled line portion 18a and the coupled line portion 19a form electromagnetic coupling (edge coupling).
  • the lengths of the coupled line portion 18 a and the coupled line portion 19 a are determined by the wavelength of the high-frequency signal propagating through the transmission line 18 and the transmission line 19.
  • the drawer part 19b is provided with an adjusting part 20b that occupies a part of the drawer part 19b.
  • the drawer part 19c is provided with an adjusting part 20c that occupies a part of the drawer part 19c.
  • the adjustment unit 20b and the adjustment unit 20c face each other in the y-axis direction. As shown in FIG. 2, the distance in the y-axis direction between the adjusting unit 20b and the adjusting unit 20c is the y-axis direction distance between the part other than the adjusting part 20b in the drawer part 19b and the part other than the adjusting part 20c in the drawer part 19c. It is narrower than the distance.
  • the ground conductor 24 (conductor layer) is opposed to the transmission line 18 and the transmission line 19 with the insulator layer 28c interposed therebetween.
  • the ground conductor 24 has a main body portion 24a and lead portions 24b and 24c.
  • the main body 24a is provided so as to cover substantially the entire surface of the insulator layer 28d except for the portion facing the adjustment portion 20b and the adjustment portion 20c.
  • the lead portions 24b and 24c are provided on the surface of the insulator layer 28d as shown in FIG.
  • the lead portions 24b and 24c are wires parallel to the y-axis direction.
  • a drawer portion located on the positive side in the y-axis direction is referred to as a drawer portion 24b
  • a drawer portion located on the negative direction side in the y-axis direction is referred to as a drawer portion 24c.
  • the end portion on the negative direction side in the y-axis direction of the lead portion 24b is connected to the center of the side on the positive direction side in the y-axis direction of the main body portion 24a.
  • the end of the lead portion 24b on the positive side in the y-axis direction is exposed on the side surface S6 of the stacked body 12.
  • the end portion on the positive direction side in the y-axis direction of the lead portion 24c is connected to the center of the side on the negative direction side in the y-axis direction of the main body portion 24a.
  • the end of the lead portion 24c on the negative direction side in the y-axis direction is exposed on the side surface S5 of the stacked body 12.
  • the floating conductor 26 is provided on the surface of the insulator layer 28d, and faces the adjusting portion 20b and the adjusting portion 20c with the insulator layer 28c interposed therebetween.
  • the floating conductor 26 is provided on the surface of the insulator layer 28 d with the periphery surrounded by the main body 24 a of the ground conductor 24.
  • the floating conductor 26 is not electrically connected to the main body 24a of the ground conductor 24.
  • the floating conductor 26 has a rectangular shape when viewed from the z-axis direction.
  • an impedance adjustment unit is configured by the following first configuration and second configuration.
  • the first configuration is a configuration in which the floating conductor 26 faces a part of the transmission line 19 (that is, the adjusting units 20b and 20c).
  • the second configuration is a configuration in which the distance between a part of the drawer portions 19b and 19c (adjustment portions 20b and 20c) is different from the distance between the portions other than the adjustment portions 20b and 20c of the drawer portions 19b and 19c. .
  • the transmission lines 18 and 19, the ground conductor 24, and the floating conductor 26 are formed by a method such as sputtering, vapor deposition, printing, or photolithography, and are made of a material such as Ag—Pd, Ag, Pd, or Cu.
  • the external electrode 14a and the external electrode 14b are provided on the side surface S3 of the multilayer body 12, as shown in FIG.
  • the external electrode 14a and the external electrode 14b are provided so as to be arranged in this order from the positive direction side in the y-axis direction to the negative direction side.
  • the external electrode 14a is provided so as to extend in the z-axis direction on the side surface S3.
  • the external electrode 14a is folded back on the upper surface S1 and the lower surface S2. Further, the external electrode 14 a is connected to the end portion on the negative direction side in the x-axis direction of the lead portion 18 b of the transmission line 18.
  • the external electrode 14b is provided so as to extend in the z-axis direction on the side surface S3.
  • the external electrode 14b is folded back on the upper surface S1 and the lower surface S2. Further, the external electrode 14 b is connected to the end portion on the negative direction side in the x-axis direction of the lead portion 18 c of the transmission line 18.
  • External electrode 14c and external electrode 14d are provided on side surface S4 of laminate 12 as shown in FIG.
  • the external electrode 14c and the external electrode 14d are provided so as to be arranged in this order from the positive direction side in the y-axis direction to the negative direction side.
  • the external electrode 14c is provided so as to extend in the z-axis direction on the side surface S4.
  • the external electrode 14c is folded back on the upper surface S1 and the lower surface S2. Furthermore, the external electrode 14 c is connected to the end portion on the positive direction side in the x-axis direction of the lead portion 19 b of the transmission line 19.
  • the external electrode 14d is provided so as to extend in the z-axis direction on the side surface S4.
  • the external electrode 14d is folded back on the upper surface S1 and the lower surface S2. Further, the external electrode 14 d is connected to the end portion on the positive direction side in the x-axis direction of the lead portion 19 c of the transmission line 19.
  • the external electrode 14e is provided so as to cover substantially the entire side surface S5, as shown in FIG.
  • the external electrode 14e is folded back on the upper surface S1 and the lower surface S2. Furthermore, the external electrode 14e is connected to the end of the lead portion 24c of the ground conductor 24 on the negative side in the y-axis direction.
  • the external electrode 14f is provided so as to cover substantially the entire side surface S6.
  • the external electrode 14f is folded back on the upper surface S1 and the lower surface S2. Furthermore, the external electrode 14 f is connected to the end portion on the positive side in the y-axis direction of the lead portion 24 b of the ground conductor 24.
  • the high frequency filter 10 having the configuration shown in FIGS. 1 and 2 has the circuit configuration shown in FIG.
  • the transmission line 18 of the high frequency filter 10 corresponds to the resonator 30 shown in FIG. More specifically, the coupling line portion 18a of the transmission line 18 forms a capacitance with the ground conductor 24 by facing the ground conductor 24 with the insulator layer 28c interposed therebetween.
  • the coupled line portion 18a acts as an inductor for high frequency signals. Accordingly, the coupled line portion 18a forms a strip line 30a.
  • the lead portion 18b of the transmission line 18 is opposed to the ground conductor 24 with the insulator layer 28c interposed therebetween, thereby forming a capacitance with the ground conductor 24.
  • the lead portion 18b acts as an inductor for the high frequency signal.
  • the lead-out part 18b constitutes the strip line 30b shown in FIG.
  • the lead-out portion 18c of the transmission line 18 forms a capacitance with the ground conductor 24 by facing the ground conductor 24 with the insulator layer 28c interposed therebetween.
  • the lead portion 18c acts as an inductor for high frequency signals. Accordingly, the lead portion 18c constitutes a strip line 30c.
  • the lead portion 18b, the coupled line portion 18a, and the lead portion 18c are connected in series in this order between the external electrodes 14a and 14b. Therefore, the strip lines 30b, 30a, and 30c are connected in series in this order between the external electrodes 14a and 14b.
  • the transmission line 19 of the high frequency filter 10 corresponds to the resonator 32 shown in FIG. More specifically, the coupling line portion 19a of the transmission line 19 is opposed to the ground conductor 24 with the insulator layer 28c interposed therebetween, thereby forming a capacitance with the ground conductor 24.
  • the coupled line portion 19a functions as an inductor for high frequencies. Accordingly, the coupled line portion 19a forms a strip line 32a.
  • the lead-out portion 19b of the transmission line 19 forms a capacitance with the ground conductor 24 by facing the ground conductor 24 with the insulator layer 28c interposed therebetween.
  • the lead portion 19b acts as an inductor for high frequency signals. Accordingly, the lead portion 19b constitutes a strip line 32b shown in FIG.
  • the lead portion 19c of the transmission line 19 is opposed to the ground conductor 24 with the insulator layer 28c interposed therebetween, thereby forming a capacitance with the ground conductor 24. Further, the lead portion 19c acts as an inductor with respect to the high frequency signal. Accordingly, the lead portion 19c forms a strip line 32c.
  • the lead portion 19b, the coupled line portion 19a, and the lead portion 19c are connected in series in this order between the external electrodes 14c and 14d. Therefore, the strip lines 32b, 32a, and 32c are connected in series in this order between the external electrodes 14c and 14d.
  • the adjusting portion 20b of the lead-out portion 19b is opposed to the floating conductor 26 with the insulator layer 28c interposed therebetween, thereby forming a capacitor C1 between the floating conductor 26 as shown in FIG.
  • the adjustment portion 20c of the lead portion 19c is opposed to the floating conductor 26 with the insulator layer 28c interposed therebetween, thereby forming a capacitor C2 between the adjustment portion 20c and the floating conductor 26. Therefore, as shown in FIG. 3, the lead-out portion 19b and the lead-out portion 19c are connected via the capacitors C1 and C2 connected in series by providing the adjustment portions 20b and 20c.
  • the high-frequency filter 10 configured as described above is used as a signal converter for mutually converting a balanced transmission line signal and an unbalanced transmission line signal.
  • the external electrode 14a connected to the transmission line 18 is used as a signal input terminal.
  • the external electrode 14b is connected to the ground electrode.
  • the external electrodes 14c and 14d of the transmission line 19 are used as output terminals.
  • the unbalanced signal is input to the transmission line 18 from the external electrode 14a.
  • a balanced signal is generated in the transmission line 19 by electromagnetic coupling between the transmission line 18 and the transmission line 19.
  • the balanced signal is taken out from the external electrodes 14 c and 14 d connected to the transmission line 19. Note that a balanced signal may be input to the transmission line 19 from the external electrodes 14 c and 14 d and the unbalanced signal may be extracted from the external electrode 14 a connected to the transmission line 18.
  • the high frequency signal input to the transmission line 18 passes through the strip lines 30a to 30c.
  • the strip lines 30a to 30c function as band filters, unnecessary frequency components of the input unbalanced signal are removed.
  • unnecessary frequency components are removed from the balanced signal by the strip lines 32a to 32c.
  • the degree of coupling formed between the transmission line 18 and the transmission line 19 can be changed by adjusting the distance between the transmission line 18 and the transmission line 19 and the distance with the ground conductor 24. Thereby, the pass bandwidth of the high frequency filter 10 can be adjusted.
  • the wavelength of the high frequency signal propagating through the transmission line on the insulator layer having a relatively high dielectric constant is the wavelength of the high frequency signal propagating through the transmission line on the insulator layer having a relatively low dielectric constant.
  • the wavelength is shortened by the wavelength shortening effect. Therefore, in the high frequency filter 10, the dielectric constant of the insulator layer 28c provided with the transmission lines 18 and 19 is set to be equal to that of the insulator layers 28a, 28b, 28d, and 28e (that is, the insulator layers other than the insulator layer 28c). It is higher than the dielectric constant.
  • the transmission lines 18 and 19 of the high-frequency filter 10 are high-frequency filters in which the transmission line 18 and the transmission line 19 are provided on an insulator layer (an insulator layer other than the insulator layer 28c) having a relatively low dielectric constant. It can be shorter than the transmission line. That is, according to the high frequency filter 10, an increase in mounting area is suppressed.
  • the laminated balance filter 500 forms electromagnetic coupling (broadside coupling) by making the coil 531 and the coil 542 face each other in the laminating direction.
  • the high frequency filter 10 forms electromagnetic coupling (edge coupling) by making the transmission line 18 and the transmission line 19 face each other on the same insulator layer. Therefore, the number of insulator layers necessary for the high-frequency filter 10 is smaller than the number of insulator layers necessary for the multilayer balance filter 500. That is, according to the high frequency filter 10, it is possible to reduce the height.
  • the matching circuit means a matching circuit for impedance adjustment
  • a predetermined area on the dielectric layer is obtained in order to obtain a predetermined capacitance. Is required. Therefore, the matching circuit is generally provided on an insulator layer different from the insulator layer provided with the electromagnetically coupled transmission line in order to suppress the mounting area of the high frequency filter.
  • the high frequency filter 10 a high dielectric constant material is used for the insulator layer 28c.
  • the matching circuit is provided on the insulator layer 28c, so that a predetermined capacitance can be obtained even if the matching circuit has an area smaller than the predetermined area. Therefore, the area of the matching circuit of the high-frequency filter 10, that is, the impedance adjustment unit (configured by the adjustment units 20 b and 20 c, the insulator layer 28 c and the floating conductor 26) is larger than the area of a general high-frequency filter matching circuit. Get smaller. Thereby, in the high frequency filter 10, as shown in FIG.
  • an impedance adjustment part can be provided in the surface of the insulator layer 28c in which the transmission lines 18 and 19 are provided. Therefore, in the high frequency filter 10, it is not necessary to newly provide an insulating layer in order to provide a matching circuit, and the total number of insulating layers is reduced. That is, according to the high frequency filter 10, it is possible to further reduce the height of parts.
  • the high frequency filter 10 uses a high dielectric constant material only for the insulator layer 28c. If the same high dielectric constant material as that of the insulator layer 28c is used for the insulator layers 28d and 28e, stray capacitance is generated between the ground conductor 24 and the substrate on which the high-frequency filter 10 is mounted. However, since the high frequency filter 10 uses a material having a high dielectric constant only for the insulator layer 28c, the generation of stray capacitance between the ground conductor 24 and the substrate is suppressed.
  • the impedance adjustment can be easily performed. More specifically, the distance in the y-axis direction between the adjustment unit 20b and the adjustment unit 20c is based on the distance in the y-axis direction between the portion other than the adjustment unit 20b in the drawer 19b and the portion other than the adjustment unit 20c in the drawer 19c. Is also narrow. Thereby, a minute capacitance C3 is formed between the adjustment unit 20b and the adjustment unit 20c. And the magnitude
  • the high frequency filter 10 it is possible to easily adjust the impedance in the matching circuit by adjusting the distance between the adjustment unit 20b and the adjustment unit 20c.
  • the capacitor C3 is a minute capacitor, it is not shown in the equivalent circuit diagram of FIG.
  • the high-frequency filter 10 is provided with a floating conductor 26 that is not conductive from the ground conductor 24. Further, when viewed from the positive side in the z-axis direction, the capacitance generated between the floating conductor 26 and the transmission line 19 changes by adjusting the area where the floating conductor 26 and the transmission line 19 overlap. Thereby, in the high frequency filter 10, impedance adjustment can be performed easily.
  • FIG. 4 is an exploded perspective view of the multilayer body 12-1 of the high-frequency filter 10-1 according to the first modification.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the high-frequency filter 10-1 according to the first modification shown in FIG. FIG. 1 is used for an external perspective view.
  • the difference between the high frequency filter 10 and the high frequency filter 10-1 is the shape of the ground conductor 24 and the presence or absence of the floating conductor 26. The other points are not different between the high-frequency filter 10 and the high-frequency filter 10-1, and will not be described.
  • the ground conductor in the high frequency filter 10-1 is a ground conductor 24-1, and the main body is a main body 24a-1. 4 and 5, the same components as those of the high frequency filter 10 are denoted by the same reference numerals as those of the high frequency filter 10.
  • the floating conductor 26 is not provided on the surface of the insulating layer 28d of the multilayer body 12-1, but is covered with the ground conductor 24-1.
  • the lead portion 24b-1 is a wire parallel to the x-axis as shown in FIG. The end portion on the positive side in the x-axis direction of the lead portion 24b-1 is connected to the vicinity of the end portion on the negative direction side in the y-axis direction on the side on the negative direction side in the x-axis direction of the main body portion 24a-1. . Further, the end of the lead portion 24b-1 on the negative side in the x-axis direction is exposed on the side surface S3 of the multilayer body 12. Thereby, the ground conductor 24-1 and the transmission line 18 are connected via the external electrode 14b.
  • the adjustment unit 20b faces the ground conductor 24-1 with the insulator layer 28c interposed therebetween, so that a capacitor C1 is formed between the adjustment conductor 20b and the ground conductor 24-1, as shown in FIG. -1 is formed.
  • the adjusting unit 20c is opposed to the ground conductor 24-1 with the insulator layer 28c interposed therebetween, thereby forming a capacitor C2-1 with the ground conductor 24-1. Therefore, as shown in FIG. 5, the lead portion 19b and the lead portion 19c are connected via the capacitors C1-1 and C2-1 connected in series by providing the adjusting portions 20b and 20c. Has been. Further, the capacitors C1-1 and C2-1 are grounded via the external electrodes 14b and 14e.
  • the adjusting sections 20b and 20c are opposed to the ground conductor 24-1.
  • the midpoint of the capacitors C1-1 and C2-1 is connected to the ground.
  • the balance is stabilized when the high-frequency filter 10 is used as an unbalanced-balanced signal converter.
  • FIG. 6 is an exploded perspective view of the multilayer body 12-2 of the high-frequency filter 10-2 according to the second modification.
  • FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the high-frequency filter 10-2 according to the second modification shown in FIG. FIG. 1 is used for an external perspective view.
  • the difference between the high frequency filter 10 and the high frequency filter 10-2 is the shape of the ground conductor 24 and the presence or absence of the floating conductor 26. Since the other points are not different between the high frequency filter 10 and the high frequency filter 10-2, the description thereof is omitted.
  • the ground conductor in the high-frequency filter 10-2 is a ground conductor 24-2, and the main body is a main body 24a-2. 6 and 7, the same reference numerals as those of the high frequency filter 10 are assigned to the same components as those of the high frequency filter 10.
  • the main body portion of the ground conductor 24-2 of the multilayer body 12-2 is divided into two main body portions 24a-2-1 and 24a-2-2.
  • the main body portion positioned on the negative side in the x-axis direction is referred to as a main body portion 24a-2-1 and the main body portion positioned on the positive direction side in the x-axis direction is referred to as a main body portion 24a-2-2.
  • the floating conductor 26 is not provided on the surface of the insulator layer 28d of the multilayer body 12-2.
  • the portion where the floating conductor 26 is provided in the high frequency filter 10 is covered with the main body 24a-2-2.
  • the lead portions 24b-2 and 24c-2 of the ground conductor 24-2 are wires parallel to the y-axis direction as shown in FIG.
  • the end on the negative direction side in the y-axis direction of the lead portion 24b-2 is connected to the vicinity of the end on the positive direction side in the x-axis direction on the side on the positive direction side in the y-axis direction of the main body portion 24a-2-1.
  • the end of the lead portion 24b-2 on the positive side in the y-axis direction is exposed on the side surface S6 of the multilayer body 12.
  • the main body 24a-2-1 is connected to the external electrode 14f.
  • the end on the positive direction side in the y-axis direction of the lead portion 24c-2 is connected to the vicinity of the end on the negative direction side in the x-axis direction on the side on the negative direction side in the y-axis direction of the main body portion 24a-2-2. ing.
  • the end on the negative direction side in the y-axis direction of the lead portion 24c-2 is exposed on the side surface S5 of the multilayer body 12.
  • the main body 24a-2-2 is connected to the external electrode 14e.
  • the adjustment portion 20b is opposed to the main body portion 24a-2-2 of the ground conductor 24-2 with the insulator layer 28c interposed therebetween, and as shown in FIG. 7, the main body portion 24a.
  • a capacitor C1-2 is formed between the capacitor C1-2.
  • the adjustment section 20c forms a capacitor C2-2 between the main body section 24a-2-2 by facing the main body section 24a-2-2 of the ground conductor 24-2 across the insulator layer 28c. is doing. Accordingly, as shown in FIG. 7, the lead portion 19b and the lead portion 19c are connected via the capacitors C1-2 and C2-2 connected in series by providing the adjusting portions 20b and 20c. Has been. Further, the capacitors C1-2 and C2-2 are grounded via the external electrodes 14e and 14f.
  • the transmission line 18 faces the main body 24a-2-1 and the transmission line 19 faces the main body 24a-2-2. Therefore, the main body 24a-2-1 facing the transmission line 18 and the main body 24a-2-2 facing the transmission line 19 are not connected. Thereby, the electromagnetic coupling of the transmission line 18 and the transmission line 19 becomes weak. That is, by dividing the ground conductor 24-2 into two, the electromagnetic coupling can be weakened without changing the distance between the transmission line 18 and the transmission line 19, so that the adjustment range of the coupling degree between the transmission lines can be widened. it can.
  • FIG. 8 is an exploded perspective view of the multilayer body 12-3 of the high-frequency filter 10-3 according to the third modification.
  • FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of the high-frequency filter 10-3 according to the third modification shown in FIG. FIG. 1 is used for an external perspective view.
  • the difference between the high frequency filter 10 and the high frequency filter 10-3 is the shape of the adjusting sections 20b and 20c. Since the other points are not different between the high frequency filter 10 and the high frequency filter 10-3, the description thereof is omitted.
  • the transmission line is a transmission line 19-3
  • the adjustment units are adjustment units 20b-3 and 20c-3.
  • FIG. 8 the same components as those of the high frequency filter 10 are denoted by the same reference numerals as those of the high frequency filter 10.
  • the lead-out part 19b-3 in the high-frequency filter 10-3 is provided with an adjusting part 20b-3 that occupies a part of 19b-3.
  • the line width of the adjustment unit 20b-3 is thicker than the line width of the lead portion 19b-3 other than the adjustment unit 20b-3.
  • the drawer portion 19c-3 is provided with an adjusting portion 20c-3 that occupies a part of the drawer portion 19c-3.
  • the line width of the adjustment unit 20c-3 is larger than the line width of the part other than the adjustment unit 20c-3 in the lead-out part 19c-3.
  • the impedance adjustment unit is configured such that the thickness of part of the lead parts 19b-3 and 19c-3 (adjustment part 20b-3 and 20c-3) is the same as the part of the lead parts 19b-3 and 19c-3 (adjustment It is configured by being different from the thickness of the portions other than the portions 20b-3 and 20c-3).
  • the high frequency filter 10-3 configured as described above, by changing the line widths of the adjustment units 20b-3 and 20c-3, the gap between the adjustment conductors 20b-3 and 20c-3 and the floating conductor 26 facing each other is changed. Capacitances C1-3 and C2-3 (see FIG. 9) occurring in Further, in the high frequency filter 10-3, by changing the line widths of the adjusting units 20b-3 and 20c-3, a minute capacitance C3-3 generated between the adjusting unit 20b-3 and the adjusting unit 20c-3. Can also be adjusted.
  • the high frequency filter 10-4 according to the fourth modification will be described below.
  • the difference between the high frequency filter 10 and the high frequency filter 10-4 is the dielectric constant of a part of the insulator layer 28c.
  • the insulator layer corresponding to the insulator layer 28c in the high frequency filter 10 is referred to as an insulator layer 28c-4. Since the other points are not different between the high frequency filter 10 and the high frequency filter 10-4, the description thereof is omitted.
  • FIGS. 1, 2 and 3 are cited.
  • the dielectric constant of the insulator layer 28c-4 of the high frequency filter 10-4 according to the fourth modification is that of the insulator layers 28a, 28b, 28d, and 28e (that is, the insulator layers other than the insulator layer 28c-4). Is also expensive. Further, in the insulator layer 28c-4, the dielectric constant of the portion sandwiched between the adjusting portions 20b and 20c and the floating conductor 26 is higher than that of the other portion of the insulator layer 28c-4.
  • the impedance adjusting unit has a dielectric constant of a contact portion in contact with a part of the transmission line 19 (adjusting portions 20b and 20c) in the insulator layer 28c-4, which is higher than a dielectric constant of a portion other than the contact portion. It is constituted by being high.
  • the capacitance C1, generated between the adjusting portions 20b, 20c and the floating conductor 26 is changed by changing the dielectric constant of a part of the insulator layer 28c-4.
  • C2 can be regulated.
  • the minute capacitance C3 generated between the adjusting unit 20b and the adjusting unit 20c can be adjusted by changing the dielectric constant of a part of the insulator layer 28c. Therefore, according to the high frequency filter 10-4, it is possible to easily adjust the impedance in the matching circuit by adjusting the dielectric constant of a part of the insulator layer 28c.
  • the high frequency filter according to the present invention is not limited to the high frequency filters 10, 10-1, 10-2, 10-3, and 10-4 according to the above-described embodiments and modifications, and can be changed within the scope of the gist thereof.
  • the configurations of the high frequency filters 10, 10-1, 10-2, 10-3, and 10-4 may be combined.
  • interval of adjustment part 20b, 20c may be wider than the space
  • the present invention is useful for a high-frequency filter, and is particularly excellent in that the height of a component can be reduced while suppressing an increase in mounting area.

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Abstract

　本発明の目的は、実装面積の大型化を抑制しつつ、低背化を可能にする高周波フィルタを提供することである。高周波フィルタ（１０）において、積層体（１２）は、複数の絶縁体層（２８ａ～２８ｅ）が積層されてなる。伝送線路（１８）は、入力信号を伝送する。伝送線路（１９）は、伝送線路（１８）と同一の絶縁体層（２８ｃ）上で電磁結合し、出力信号を伝送する。導体層（２４）は、絶縁体層（２８ｃ）を挟んで、伝送線路（１８）及び伝送線路（１９）との間に容量を形成する。伝送線路（１８）及び伝送線路（１９）と接触する絶縁体層（２８ｃ）の誘電率は、絶縁体層（２８ｃ）以外の絶縁体層の誘電率よりも高い。

Description

高周波フィルタ
　本発明は、複数の絶縁体層と伝送線路を備えた高周波フィルタに関する。
　従来の高周波フィルタとしては、例えば、特許文献１に記載の積層バランスフィルタが知られている。以下に、特許文献１に記載の積層バランスフィルタについて説明する。図１０は、特許文献１に記載の積層バランスフィルタ５００の積層体の分解斜視図である。図１１は、特許文献１に記載の積層バランスフィルタ５００の等価回路図である。
　積層バランスフィルタ５００は、図１０に示すように、積層体５０２、コイル５３１，５４１～５４３、キャパシタ電極５２１～５２３及びグランド電極５２０を備えている。積層体５０２は、複数の誘電体層５５０～５５６が積層されて構成されている。
　コイル５３１，５４１は、誘電体層５５３に設けられている。コイル５４２は、誘電体層５５２に設けられている。コイル５４３は、誘電体層５５１に設けられている。コイル５３１とコイル５４２とは、誘電体層５５２を挟んで、積層体５０２の積層方向に対向することにより、電磁結合している。また、コイル５４２の一端は、ビアホール導体を介して、コイル５４１と接続され、コイル５４２の他端は、ビアホール導体を介して、コイル５４３と接続されている。
　キャパシタ電極５２１は、誘電体層５５４に設けられている。キャパシタ電極５２２，５２３は、誘電体層５５６に設けられている。更に、グランド電極５２０は、誘電体層５５５に設けられている。
　キャパシタＣ１００は、グランド電極５２０とキャパシタ電極５２１とが誘電体層５５４を介して対向することによって構成されている。また、キャパシタＣ１００とコイル５３１とは、並列接続されており、図１１に示すように、積層バランスフィルタ５００の一部を構成している。
　また、キャパシタＣ２００は、グランド電極５２０とキャパシタ電極５２２とが誘電体層５５５を介して対向することによって構成されている。また、キャパシタＣ２００とコイル５４１とは、接続されており、図１１に示すように、積層バランスフィルタ５００の一部を構成している。
　更に、キャパシタＣ３００は、グランド電極５２０とキャパシタ電極５２３とが誘電体層５５５を介して対向することによって構成されている。また、キャパシタＣ３００とコイル５４３とは、接続されており、図１１に示すように、積層バランスフィルタ５００の一部を構成している。
　以上のように構成された積層バランスフィルタ５００では、図１１に示すように、入力端子５６１からコイル５３１に入力された非平衡信号が、コイル５３１とコイル５４２との間で平衡信号に変換される。平衡信号は、コイル５４２から、コイル５４１とコイル５４３とに伝送され、出力端子５６２，５６３より出力される。
　ところで、積層バランスフィルタ５００では、コイル５３１とコイル５４２とは、誘電体層５５２を挟んで、積層方向に対向することにより電磁結合している（ブロードサイド結合）。このため、積層バランスフィルタ５００では、２つのコイルが同一層上に並ぶことにより電磁結合している（エッジ結合）積層バランスフィルタと比較して、絶縁体層の面積を小さくできる。
　しかしながら、積層バランスフィルタ５００では、コイル５３１とコイル５４２とが積層方向に対向しているため、コイルが同一層上に並ぶことにより電磁結合している積層バランスフィルタと比較して、絶縁体層の積層枚数が増加する。つまり、積層バランスフィルタ５００では、積層バランスフィルタの低背化が困難である。
特開２０１１－１２４８８０号公報
　そこで、本発明の目的は、実装面積の大型化を抑制しつつ、低背化を可能にする高周波フィルタを提供することである。
　本発明の第１の実施形態に係る高周波フィルタは、複数の絶縁体層が積層されてなる積層体と、入力信号を伝送する第１の伝送線路と、前記第１の伝送線路と同一の絶縁体層上で電磁結合し、出力信号を伝送する第２の伝送線路と、絶縁体層を挟んで、前記第１の伝送線路及び前記第２の伝送線路との間に容量を形成する導体層と、を備え、前記第１の伝送線路及び前記第２の伝送線路と接触する第１の絶縁体層の誘電率は第１の絶縁体層以外の絶縁体層の誘電率よりも高いこと、を特徴とする。
　本発明の一形態である高周波フィルタによれば、実装面積の大型化を抑制しつつ、低背化を可能にすることができる。
第１の実施形態に係る高周波フィルタの外観斜視図である。 第１の実施形態に係る高周波フィルタの積層体の分解斜視図である。 第１の実施形態に係る高周波フィルタの等価回路図である。 第１の変形例に係る高周波フィルタの積層体の分解斜視図である。 第１の変形例に係る高周波フィルタの等価回路図である。 第２の変形例に係る高周波フィルタの積層体の分解斜視図である。 第２の変形例に係る高周波フィルタの等価回路図である。 第３の変形例に係る高周波フィルタの積層体の分解斜視図である。 第３の変形例に係る高周波フィルタの等価回路図である。 特許文献１に記載の積層バランスフィルタの積層体の分解斜視図である。 特許文献１に記載の積層バランスフィルタの等価回路図である。
　以下に、本発明の一実施形態に係る高周波フィルタについて説明する。
（第１の実施形態）
（高周波フィルタの構成）
　以下、本発明の第１の実施形態に係る高周波フィルタについて図面を参照しながら説明する。図１は、第１の実施形態に係る高周波フィルタの外観斜視図である。図２は、第１の実施形態に係る高周波フィルタの積層体の分解斜視図である。図３は、第１の実施形態に係る高周波フィルタの等価回路図である。以下、高周波フィルタ１０の積層方向をｚ軸方向と定義し、z軸方向から平面視したときに、高周波フィルタ１０の長辺に沿った方向をｘ軸方向と定義し、高周波フィルタ１０の短辺に沿った方向をｙ軸方向と定義する。ｘ軸、ｙ軸及びｚ軸は互いに直交している。
　高周波フィルタ１０は、図１及び図２に示すように、積層体１２、外部電極１４ａ～１４ｆ、伝送線路１８，１９、グランド導体２４及び浮き導体２６を備えている。積層体１２は、図２に示すように、絶縁体層２８ａ～２８ｅにより構成されている。また、積層体１２は、図１に示すように直方体状をなしており、上面Ｓ１、下面Ｓ２及び側面Ｓ３～Ｓ６を備えている。上面Ｓ１は、ｚ軸方向の正方向側に位置する面である。下面Ｓ２は、ｚ軸方向の負方向側に位置する面である。側面Ｓ３は、ｘ軸方向の負方向側に位置する面である。側面Ｓ４は、ｘ軸方向の正方向側に位置する面である。側面Ｓ５は、ｙ軸方向の負方向側に位置する面である。側面Ｓ６は、ｙ軸方向の正方向側に位置する面である。
　絶縁体層２８ａ～２８ｅは、図２に示すように、z軸方向の正方向側から負方向側へとこの順に並ぶように積層されている。また、絶縁体層２８ａ～２８ｅはそれぞれ、ｚ軸方向から平面視したときに同じ大きさ及び形状を有する長方形状をなしており、セラミック等の誘電体材料により作製されている。なお、絶縁体層２８ｃの誘電率は、絶縁体層２８ａ，２８ｂ，２８ｄ，２８ｅ（すなわち、絶縁体層２８ｃ以外の絶縁体層）の誘電率よりも高い。以下では、絶縁体層２８のz軸方向の正方向側の面を表面と称し、絶縁体層２８のz軸方向の負方向側の面を裏面と称す。なお、絶縁体層２８ａの表面に方向識別マーク４０が設けられている。
　伝送線路１８及び伝送線路１９は、図２に示すように、絶縁体層２８ｃの表面に設けられている。また、伝送線路１８及び伝送線路１９は、ｘ軸方向の負方向側から正方向側へとこの順に並ぶように設けられている。
　伝送線路１８は、図２に示すように、結合線路部１８ａ及び引き出し部１８ｂ，１８ｃを有している。結合線路部１８ａは、絶縁体層２８ｃの表面のｘ軸方向の略中央において、ｙ軸方向に延在している。引き出し部１８ｂ，１８ｃはそれぞれ、ｘ軸方向に延在している。ｙ軸方向の正方向側に位置する引き出し部を、引き出し部１８ｂとし、ｙ軸方向の負方向側に位置する引き出し部を、引き出し部１８ｃとする。
　引き出し部１８ｂのｘ軸方向の正方向側の端部は、図２に示すように、結合線路部１８ａのｙ軸方向の正方向側の端部に接続されている。引き出し部１８ｂのｘ軸方向の負方向側の端部は、積層体１２の側面Ｓ３に露出している。また、引き出し部１８ｃのｘ軸方向の正方向側の端部は、結合線路部１８ａのｙ軸方向の負方向側の端部に接続されている。引き出し部１８ｃのｘ軸方向の負方向側の端部は、積層体１２の側面Ｓ３に露出している。以上より、伝送線路１８は、ｚ軸方向から見たとき、ｘ軸方向の負方向側に開口部が向いているコの字形状をなしている。
　伝送線路１９は、図２に示すように、結合線路部１９ａ及び引き出し部１９ｂ，１９ｃを有している。結合線路部１９ａは、絶縁体層２８ｃの表面のｘ軸の略中央において、ｙ軸方向に延在している。引き出し部１９ｂ，１９ｃはそれぞれ、ｘ軸方向に延在している。すなわち、伝送線路１９には、互いに平行になる引き出し部１９ｂ，１９ｃ（平行部）が設けられている。ｙ軸方向の正方向側に位置する引き出し部を、引き出し部１９ｂとし、ｙ軸方向の負方向側に位置する引き出し部を、引き出し部１９ｃとする。
　引き出し部１９ｂのｘ軸方向の負方向側の端部は、図２に示すように、結合線路部１９ａのｙ軸方向の正方向側の端部に接続されている。引き出し部１９ｂのｘ軸方向の正方向側の端部は、積層体１２の側面Ｓ４に露出している。また、引き出し部１９ｃのｘ軸方向の負方向側の端部は、結合線路部１９ａのｙ軸方向の負方向側の端部に接続されている。引き出し部１９ｃのｘ軸方向の正方向側の端部は、積層体１２の側面Ｓ４に露出している。
　また、結合線路部１８ａと結合線路部１９ａとは、図２に示すように、平行である。そして、結合線路部１８ａと結合線路部１９ａとはそれぞれ、絶縁体層２８ｃの表面上で対向している。これにより、結合線路部１８ａと結合線路部１９ａとは、電磁結合（エッジ結合）を形成している。なお、結合線路部１８ａ及び結合線路部１９ａの長さは、伝送線路１８及び伝送線路１９を伝播する高周波信号の波長により決まる。
　ここで、引き出し部１９ｂには、引き出し部１９ｂの一部を占める調整部２０ｂが設けられている。更に、引き出し部１９ｃには、引き出し部１９ｃの一部を占める調整部２０ｃが設けられている。調整部２０ｂと調整部２０ｃとは、ｙ軸方向において互いに対向している。図２に示すように、調整部２０ｂと調整部２０ｃとのｙ軸方向の距離は、引き出し部１９ｂにおける調整部２０ｂ以外の部分と引き出し部１９ｃにおける調整部２０ｃ以外の部分とのｙ軸方向の距離よりも狭い。
　グランド導体２４（導体層）は、図２に示すように、絶縁体層２８ｃを挟んで伝送線路１８及び伝送線路１９と対向している。また、グランド導体２４は、本体部２４ａ及び引き出し部２４ｂ、２４ｃを有している。本体部２４ａは、調整部２０ｂ及び調整部２０ｃと対向する部分を除いて、絶縁体層２８ｄの表面の略全体を覆うように設けられている。
　引き出し部２４ｂ，２４ｃは、図２に示すように、絶縁体層２８ｄの表面に設けられている。また、引き出し部２４ｂ，２４ｃは、ｙ軸方向に平行な配線である。なお、ｙ軸方向の正方向側に位置する引き出し部を、引き出し部２４ｂとし、ｙ軸方向の負方向側に位置する引き出し部を、引き出し部２４ｃとする。引き出し部２４ｂのｙ軸方向の負方向側の端部は、本体部２４ａのｙ軸方向の正方向側の辺の中央に接続されている。また、引き出し部２４ｂのｙ軸方向の正方向側の端部は、積層体１２の側面Ｓ６に露出している。引き出し部２４ｃのｙ軸方向の正方向側の端部は、本体部２４ａのｙ軸方向の負方向側の辺の中央に接続されている。引き出し部２４ｃのｙ軸方向の負方向側の端部は、積層体１２の側面Ｓ５に露出している。
　浮き導体２６は、図２に示すように、絶縁体層２８ｄの表面に設けられ、絶縁体層２８ｃを挟んで調整部２０ｂ及び調整部２０ｃと対向している。つまり、浮き導体２６は、周囲をグランド導体２４の本体部２４ａに囲まれた状態で、絶縁体層２８ｄの表面に設けられている。なお、浮き導体２６は、グランド導体２４の本体部２４ａとは導通していない。また、浮き導体２６は、ｚ軸方向から見たとき、長方形状をなしている。
　以上のような調整部２０ｂ，２０ｃ、浮き導体２６及び絶縁体層２８ｃは、伝送線路１９のインピーダンスを調整するためのインピーダンス調整部を構成している。具体的には、高周波フィルタ１０では、以下の第１の構成及び第２の構成により、インピーダンス調整部が構成されている。第１の構成は、浮き導体２６が伝送線路１９の一部（すなわち、調整部２０ｂ，２０ｃ）と対向している構成である。第２の構成は、引き出し部１９ｂ，１９ｃの一部（調整部２０ｂ，２０ｃ）間の距離が、引き出し部１９ｂ，１９ｃの調整部２０ｂ，２０ｃ以外の部分間の距離と異なっている構成である。
　伝送線路１８，１９、グランド導体２４及び浮き導体２６は、スパッタリング法、蒸着法、印刷法、フォトリソグラフィ法などの方法により形成され、Ａｇ－Ｐｄ，Ａｇ，Ｐｄ，Ｃｕ等の材料からなる。
　外部電極１４ａ及び外部電極１４ｂは、図１に示すように、積層体１２の側面Ｓ３に設けられている。また、外部電極１４ａ及び外部電極１４ｂは、ｙ軸方向の正方向側から負方向側へとこの順に並ぶように設けられている。
　外部電極１４ａは、図１に示すように、側面Ｓ３においてｚ軸方向に延びるように設けられている。また、外部電極１４ａは、上面Ｓ１及び下面Ｓ２に折り返されている。更に、外部電極１４ａは、伝送線路１８の引き出し部１８ｂのｘ軸方向の負方向側の端部に接続されている。
　外部電極１４ｂは、図１に示すように、側面Ｓ３においてｚ軸方向に延びるように設けられている。また、外部電極１４ｂは、上面Ｓ１及び下面Ｓ２に折り返されている。更に、外部電極１４ｂは、伝送線路１８の引き出し部１８ｃのｘ軸方向の負方向側の端部に接続されている。
　外部電極１４ｃ及び外部電極１４ｄは、図１に示すように、積層体１２の側面Ｓ４に設けられている。また、外部電極１４ｃ及び外部電極１４ｄは、ｙ軸方向の正方向側から負方向側へとこの順に並ぶように設けられている。
　外部電極１４ｃは、図１に示すように、側面Ｓ４においてｚ軸方向に延びるように設けられている。また、外部電極１４ｃは、上面Ｓ１及び下面Ｓ２に折り返されている。更に、外部電極１４ｃは、伝送線路１９の引き出し部１９ｂのｘ軸方向の正方向側の端部に接続されている。
　外部電極１４ｄは、図１に示すように、側面Ｓ４においてｚ軸方向に延びるように設けられている。また、外部電極１４ｄは、上面Ｓ１及び下面Ｓ２に折り返されている。更に、外部電極１４ｄは、伝送線路１９の引き出し部１９ｃのｘ軸方向の正方向側の端部と接続されている。
　外部電極１４ｅは、図１に示すように、側面Ｓ５の略全体を覆うように設けられている。また、外部電極１４ｅは、上面Ｓ１及び下面Ｓ２に折り返されている。更に、外部電極１４ｅは、グランド導体２４の引き出し部２４ｃのｙ軸方向の負方向側の端部と接続されている。
　外部電極１４ｆは、図１に示すように、側面Ｓ６の略全体を覆うように設けられている。また、外部電極１４ｆは、上面Ｓ１及び下面Ｓ２に折り返されている。更に、外部電極１４ｆは、グランド導体２４の引き出し部２４ｂのｙ軸方向の正方向側の端部と接続されている。
　図１及び図２に示す構成を有する高周波フィルタ１０は、図３に示す回路構成を有している。高周波フィルタ１０の伝送線路１８は、図３に示す共振器３０に対応する。より詳細には、伝送線路１８の結合線路部１８ａは、絶縁体層２８ｃを挟んでグランド導体２４と対向することにより、グランド導体２４との間に容量を形成している。また、結合線路部１８ａは、高周波信号に対してインダクタとして作用する。従って、結合線路部１８ａは、ストリップライン３０ａを構成している。伝送線路１８の引き出し部１８ｂは、絶縁体層２８ｃを挟んでグランド導体２４と対向することにより、グランド導体２４との間に容量を形成している。また、引き出し部１８ｂは、高周波信号に対してインダクタとして作用する。従って、引き出し部１８ｂは、図３に示されるストリップライン３０ｂを構成している。伝送線路１８の引き出し部１８ｃは、絶縁体層２８ｃを挟んでグランド導体２４と対向することにより、グランド導体２４との間に容量を形成している。また、引き出し部１８ｃは、高周波信号に対してインダクタとして作用する。従って、引き出し部１８ｃは、ストリップライン３０ｃを構成している。
　また、引き出し部１８ｂ、結合線路部１８ａ及び引き出し部１８ｃは、外部電極１４ａ，１４ｂ間において、この順に直列に接続されている。従って、ストリップライン３０ｂ，３０ａ，３０ｃは、外部電極１４ａ，１４ｂ間において、この順に直列に接続されている。
　高周波フィルタ１０の伝送線路１９は、図３に示す共振器３２に対応する。より詳細には、伝送線路１９の結合線路部１９ａは、絶縁体層２８ｃを挟んでグランド導体２４と対向することにより、グランド導体２４との間に容量を形成している。また、結合線路部１９ａは、高周波に対してインダクタとして作用する。従って、結合線路部１９ａはストリップライン３２ａを構成している。伝送線路１９の引き出し部１９ｂは、絶縁体層２８ｃを挟んでグランド導体２４と対向することにより、グランド導体２４との間に容量を形成している。また、引き出し部１９ｂは、高周波信号に対してインダクタとして作用する。従って、引き出し部１９ｂは、図３に示されるストリップライン３２ｂを構成している。伝送線路１９の引き出し部１９ｃは、絶縁体層２８ｃを挟んでグランド導体２４と対向することにより、グランド導体２４との間に容量を形成している。また、引き出し部１９ｃは、高周波信号に対してインダクタとして作用する。従って、引き出し部１９ｃは、ストリップライン３２ｃを構成している。
　また、引き出し部１９ｂ、結合線路部１９ａ及び引き出し部１９ｃは、外部電極１４ｃ，１４ｄ間において、この順に直列に接続されている。従って、ストリップライン３２ｂ，３２ａ，３２ｃは、外部電極１４ｃ，１４ｄ間において、この順に直列に接続されている。
　また、引き出し部１９ｂの調整部２０ｂは、絶縁体層２８ｃを挟んで浮き導体２６と対向することにより、図３に示すように、浮き導体２６との間に容量Ｃ１を形成している。また、引き出し部１９ｃの調整部２０ｃは、絶縁体層２８ｃを挟んで浮き導体２６と対向することにより、浮き導体２６との間に容量Ｃ２を形成している。従って、図３に示すように、引き出し部１９ｂと引き出し部１９ｃとは、調整部２０ｂ，２０ｃが設けられていることにより、直列に接続された容量Ｃ１，Ｃ２を介して、接続されている。
　以上のように構成された高周波フィルタ１０は、平衡伝送線路の信号及び不平衡伝送線路の信号を相互に変換するための信号変換器として用いられる。
　伝送線路１８に接続されている外部電極１４ａは、信号入力端子として使用される。また、外部電極１４ｂは、グランド電極に接続される。更に、伝送線路１９の外部電極１４ｃ，１４ｄは、出力端子として使用される。
　不平衡信号は、外部電極１４ａから伝送線路１８に入力される。そして、伝送線路１８と伝送線路１９との間における電磁結合により、伝送線路１９において平衡信号が生成される。平衡信号は、伝送線路１９に接続された外部電極１４ｃ，１４ｄから取り出される。なお、外部電極１４ｃ，１４ｄから伝送線路１９に平衡信号を入力させて、伝送線路１８に接続された外部電極１４ａから不平衡信号を取り出してもよい。
　また、伝送線路１８に入力された高周波信号は、ストリップライン３０ａ～３０ｃを通過する。このとき、ストリップライン３０ａ～３０ｃがバンドフィルタとして機能することにより、入力された不平衡信号の不要な周波数成分は除去される。また、伝送線路１９から平衡信号が取り出される場合、ストリップライン３２ａ～３２ｃにより、平衡信号から不要な周波数成分が除去される。
　なお、伝送線路１８と伝送線路１９との距離やグランド導体２４との距離を調節することにより、伝送線路１８と伝送線路１９との間に形成される結合度を変化させることができる。これにより、高周波フィルタ１０の通過帯域幅を調節できる。
　（効果）
　以上のように構成された高周波フィルタ１０によれば、実装面積の大型化を抑制することが可能である。より詳細には、相対的に高い誘電率を有する絶縁体層上の伝送線路を伝播する高周波信号の波長は、相対的に低い誘電率を有する絶縁体層上の伝送線路を伝播する高周波信号の波長と比べて、波長短縮効果により短くなる。そこで、高周波フィルタ１０では、伝送線路１８，１９が設けられている絶縁体層２８ｃの誘電率を、絶縁体層２８ａ，２８ｂ，２８ｄ，２８ｅ（すなわち、絶縁体層２８ｃ以外の絶縁体層）の誘電率よりも高くしている。これにより、高周波フィルタ１０の伝送線路１８，１９は、相対的に低い誘電率を有する絶縁体層（絶縁体層２８ｃ以外の絶縁体層）に伝送線路１８及び伝送線路１９を設けた高周波フィルタの伝送線路よりも短くすることができる。すなわち、高周波フィルタ１０によれば、実装面積の大型化が抑制される。
　また、高周波フィルタ１０によれば、部品の低背化を図ることが可能である。積層バランスフィルタ５００は、図１０に示すように、コイル５３１とコイル５４２とを積層方向に対向させて電磁結合（ブロードサイド結合）を形成している。一方、高周波フィルタ１０は、図２に示すように、伝送線路１８と伝送線路１９とを、同一の絶縁体層上で対向させることにより電磁結合（エッジ結合）を形成している。したがって、高周波フィルタ１０に必要な絶縁体層の数は、積層バランスフィルタ５００に必要な絶縁体層の数よりも少ない。つまり、高周波フィルタ１０によれば、低背化が可能となる。
　高周波フィルタ１０によれば、更なる部品の低背化が可能である。より詳細には、インピーダンス調整用の整合回路（以下で整合回路とは、インピーダンス調整用の整合回路を意味する）を設けるためには、所定の容量を得るために誘電体層上に所定の面積が必要となる。従って、整合回路は、高周波フィルタの実装面積の抑制のために、一般的には、電磁結合している伝送線路が設けられている絶縁体層とは別の絶縁体層上に設けられる。
　一方、高周波フィルタ１０では、絶縁体層２８ｃに高誘電率の材料が用いられている。これにより、整合回路は、絶縁体層２８ｃ上に設けられることによって、所定の面積よりも小さな面積しか有していなくても、所定の容量を得ることができる。従って、高周波フィルタ１０の整合回路、すなわち、インピーダンス調整部（調整部２０ｂ，２０ｃ，絶縁体層２８ｃ及び浮き導体２６により構成される）の面積は、一般的な高周波フィルタの整合回路の面積よりも小さくなる。これにより、高周波フィルタ１０では、インピーダンス調整部を、図２に示すように、伝送線路１８，１９が設けられている絶縁体層２８ｃの表面に設けることができる。従って、高周波フィルタ１０では、整合回路を設けるために、新たに絶縁体層を設ける必要がなくなり、絶縁体層の総数が低減される。すなわち、高周波フィルタ１０によれば、更なる部品の低背化が可能である。
　更に、高周波フィルタ１０によれば、グランド導体２４と高周波フィルタ１０が実装される基板との間に発生する浮遊容量を抑制することができる。より詳細には、高周波フィルタ１０では、絶縁体層２８ｃにのみ高誘電率の材料が用いられている。仮に、絶縁体層２８ｃと同じ高誘電率の材料が絶縁体層２８ｄ，２８ｅに用いられた場合、グランド導体２４と高周波フィルタ１０が実装される基板との間に、浮遊容量が発生する。しかしながら、高周波フィルタ１０では、絶縁体層２８ｃにのみ高誘電率の材料が使用されているため、グランド導体２４と基板との間の浮遊容量の発生が抑制される。
　また、高周波フィルタ１０によれば、インピーダンス調整を容易に行うことができる。より詳細には、調整部２０ｂと調整部２０ｃとのｙ軸方向の距離は、引き出し部１９ｂにおける調整部２０ｂ以外の部分と引き出し部１９ｃにおける調整部２０ｃ以外の部分とのｙ軸方向の距離よりも狭い。これにより、調整部２０ｂと調整部２０ｃとの間には、微小な容量Ｃ３が形成される。そして、調整部２０ｂと調整部２０ｃとの距離を調節することにより、容量Ｃ３の大きさを変化させることができる。したがって、高周波フィルタ１０によれば、調整部２０ｂと調整部２０ｃとの距離を調節することにより、整合回路におけるインピーダンスの調整を容易に行うことができる。なお、容量Ｃ３は微小な容量であるため、図３の等価回路図には記載していない。
　高周波フィルタ１０によれば、更にインピーダンス調整を容易に行うことができる。より詳細には、高周波フィルタ１０には、グランド導体２４から導通していない浮き導体２６が設けられている。また、ｚ軸方向の正方向側から見たとき、浮き導体２６と伝送線路１９とが重なる面積を調節することで、浮き導体２６と伝送線路１９との間に発生する容量が変化する。これにより、高周波フィルタ１０では、インピーダンス調整を容易に行うことができる。
（第１の変形例）
　以下に第１の変形例に係る高周波フィルタ１０－１について図面を参照しながら説明する。図４は、第１の変形例に係る高周波フィルタ１０－１の積層体１２－１の分解斜視図である。図５は、図４で示した第１の変形例に係る高周波フィルタ１０－１の等価回路図である。外観斜視図については、図１を援用する。
　高周波フィルタ１０と高周波フィルタ１０－１との相違点は、グランド導体２４の形状及び浮き導体２６の有無である。その他の点については、高周波フィルタ１０と高周波フィルタ１０－１とでは相違しないので、説明を省略する。なお、高周波フィルタ１０－１におけるグランド導体をグランド導体２４－１とし、本体部を本体部２４ａ－１とする。また、図４及び図５において、高周波フィルタ１０と同じ構成については、高周波フィルタ１０と同じ符号を付した。
　図４に示すように、積層体１２－１の絶縁体層２８ｄの表面には、浮き導体２６が設けられておらず、グランド導体２４－１に覆われている。また、引き出し部２４ｂ－１は、図４に示すように、ｘ軸に平行な配線である。引き出し部２４ｂ－１のｘ軸方向の正方向側の端部は、本体部２４ａ－１のｘ軸方向の負方向側の辺におけるｙ軸方向の負方向側の端部近傍に接続されている。また、引き出し部２４ｂ－１のｘ軸方向の負方向側の端部は、積層体１２の側面Ｓ３に露出している。これにより、外部電極１４ｂを介して、グランド導体２４－１と伝送線路１８とが接続されている。
　また、高周波フィルタ１０－１では、調整部２０ｂが、絶縁体層２８ｃを挟んでグランド導体２４－１と対向することにより、図５に示すように、グランド導体２４－１との間に容量Ｃ１－１を形成している。更に、調整部２０ｃは、絶縁体層２８ｃを挟んでグランド導体２４－１と対向することにより、グランド導体２４－１との間に容量Ｃ２－１を形成している。従って、図５に示すように、　引き出し部１９ｂと引き出し部１９ｃとは、調整部２０ｂ，２０ｃが設けられていることにより、直列に接続された容量Ｃ１－１，Ｃ２－１を介して、接続されている。また、容量Ｃ１－１，Ｃ２－１は、外部電極１４ｂ，１４ｅを介して接地されている。
　以上のように構成された高周波フィルタ１０－１では、調整部２０ｂ，２０ｃは、グランド導体２４－１と対向している。これにより、容量Ｃ１－１，Ｃ２－１の中点がグランドに接続される。その結果、高周波フィルタ１０を不平衡－平衡信号変換器として用いた場合に、バランス性が安定する。
（第２の変形例）
　以下に第２の変形例に係る高周波フィルタ１０－２について図面を参照しながら説明する。図６は、第２の変形例に係る高周波フィルタ１０－２の積層体１２－２の分解斜視図である。図７は、図６で示した第２の変形例に係る高周波フィルタ１０－２の等価回路図である。外観斜視図については、図１を援用する。
　高周波フィルタ１０と高周波フィルタ１０－２との相違点は、グランド導体２４の形状及び浮き導体２６の有無である。その他の点については、高周波フィルタ１０と高周波フィルタ１０－２とでは相違しないので、説明を省略する。なお、高周波フィルタ１０－２におけるグランド導体をグランド導体２４－２とし、本体部を本体部２４ａ－２とする。また、図６及び図７において、高周波フィルタ１０と同じ構成については、高周波フィルタ１０と同じ符号を付した。
　図６に示すように、積層体１２－２のグランド導体２４－２の本体部は、２つの本体部２４ａ－２－１，２４ａ－２－２に分割されている。ここで、ｘ軸方向の負方向側に位置する本体部を本体部２４ａ－２－１とし、ｘ軸方向の正方向側に位置する本体部を本体部２４ａ－２－２とする。また、積層体１２－２の絶縁体層２８ｄの表面には、浮き導体２６が設けられていない。更に、高周波フィルタ１０－２では、高周波フィルタ１０で浮き導体２６が設けられていた部分は、本体部２４ａ－２－２により覆われている。
　グランド導体２４－２の引き出し部２４ｂ－２，２４ｃ－２は、図６に示すように、ｙ軸方向に平行な配線である。引き出し部２４ｂ－２のｙ軸方向の負方向側の端部は、本体部２４ａ－２－１のｙ軸方向の正方向側の辺におけるｘ軸方向の正方向側の端部近傍に接続されている。また、引き出し部２４ｂ－２のｙ軸方向の正方向側の端部は、積層体１２の側面Ｓ６に露出している。これにより、本体部２４ａ－２－１は、外部電極１４ｆに接続されている。引き出し部２４ｃ－２のｙ軸方向の正方向側の端部は、本体部２４ａ－２－２のｙ軸方向の負方向側の辺におけるｘ軸方向の負方向側の端部近傍に接続されている。引き出し部２４ｃ－２のｙ軸方向の負方向側の端部は、積層体１２の側面Ｓ５に露出している。これにより、本体部２４ａ－２－２は、外部電極１４ｅに接続されている。　
　また、高周波フィルタ１０－２では、調整部２０ｂが、絶縁体層２８ｃを挟んでグランド導体２４－２の本体部２４ａ－２－２と対向することにより、図７に示すように、本体部２４ａ－２－２との間に容量Ｃ１－２を形成している。更に、調整部２０ｃは、絶縁体層２８ｃを挟んでグランド導体２４－２の本体部２４ａ－２－２と対向することにより、本体部２４ａ－２－２との間に容量Ｃ２－２を形成している。従って、図７に示すように、引き出し部１９ｂと引き出し部１９ｃとは、調整部２０ｂ，２０ｃが設けられていることにより、直列に接続された容量Ｃ１－２，Ｃ２－２を介して、接続されている。また、容量Ｃ１－２，Ｃ２－２は、外部電極１４ｅ，１４ｆを介して接地されている。
　以上のように構成された高周波フィルタ１０－２では、２つの本体部２４ａ－２－１，２４ａ－２－２が設けられている。そして、伝送線路１８は本体部２４ａ－２－１と対向し、伝送線路１９は本体部２４ａ－２－２と対向している。よって、伝送線路１８が対向している本体部２４ａ－２－１と伝送線路１９が対向している本体部２４ａ－２－２が接続されていない。これにより、伝送線路１８と伝送線路１９との電磁結合が弱くなる。すなわち、グランド導体２４－２を２つに分割することにより、伝送線路１８と伝送線路１９間の距離を変えずに電磁結合を弱くできるため、伝送線路間の結合度の調整幅を広げることができる。
（第３の変形例）
　以下に第３の変形例に係る高周波フィルタ１０－３について図面を参照しながら説明する。図８は、第３の変形例に係る高周波フィルタ１０－３の積層体１２－３の分解斜視図である。図９は、図８で示した第３の変形例に係る高周波フィルタ１０－３の等価回路図である。外観斜視図については、図１を援用する。
　高周波フィルタ１０と高周波フィルタ１０－３との相違点は、調整部２０ｂ，２０ｃの形状である。その他の点については、高周波フィルタ１０と高周波フィルタ１０－３とでは相違しないので、説明を省略する。なお、高周波フィルタ１０－３における伝送線路を伝送線路１９－３とし、調整部を調整部２０ｂ－３，２０ｃ－３とする。また、図８において、高周波フィルタ１０と同じ構成については、高周波フィルタ１０と同じ符号を付した。
　図８に示すように、高周波フィルタ１０－３における引き出し部１９ｂ－３には、１９ｂ－３の一部を占める調整部２０ｂ－３が設けられている。調整部２０ｂ－３の線幅は、引き出し部１９ｂ－３における調整部２０ｂ－３以外の部分の線幅よりも太い。また、引き出し部１９ｃ－３には、引き出し部１９ｃ－３の一部を占める調整部２０ｃ－３が設けられている。調整部２０ｃ－３の線幅は、引き出し部１９ｃ－３における調整部２０ｃ－３以外の部分の線幅よりも太い。これにより、インピーダンス調整部は、引き出し部１９ｂ－３，１９ｃ－３の一部（調整部２０ｂ－３，２０ｃ－３）の太さが、引き出し部１９ｂ－３，１９ｃ－３の一部（調整部２０ｂ－３，２０ｃ－３）以外の部分の太さと異なっていることにより構成されている。
　以上のように構成された高周波フィルタ１０－３では、調整部２０ｂ－３，２０ｃ－３の線幅を変更することにより、調整部２０ｂ－３，２０ｃ－３と対向する浮き導体２６との間に発生する容量Ｃ１－３，Ｃ２－３（図９参照）を調節することができる。更に、高周波フィルタ１０－３では、調整部２０ｂ－３，２０ｃ－３の線幅を変更することにより、調整部２０ｂ－３と調整部２０ｃ－３との間に発生した微小な容量Ｃ３－３も調節することができる。
　（第４の変形例）
　以下に第４の変形例に係る高周波フィルタ１０－４について説明する。高周波フィルタ１０と高周波フィルタ１０－４との相違点は、絶縁体層２８ｃの一部の誘電率である。なお、高周波フィルタ１０－４では、高周波フィルタ１０における絶縁体層２８ｃと対応する絶縁体層を、絶縁体層２８ｃ－４と称す。その他の点については、高周波フィルタ１０と高周波フィルタ１０－４とでは相違しないので、説明を省略する。また、第４の変形例に係る高周波フィルタ１０－４の図面については、図１、図２及び図３を援用する。
　第４の変形例に係る高周波フィルタ１０－４の絶縁体層２８ｃ－４の誘電率は、絶縁体層２８ａ，２８ｂ，２８ｄ，２８ｅ（すなわち、絶縁体層２８ｃ－４以外の絶縁体層）よりも高い。また、絶縁体層２８ｃ－４では、調整部２０ｂ，２０ｃと浮き導体２６とに挟まれている部分の誘電率が、絶縁体層２８ｃ－４の他の部分よりも高い。これにより、インピーダンス調整部は、絶縁体層２８ｃ－４において、伝送線路１９の一部（調整部２０ｂ，２０ｃ）と接触する接触部の誘電率が、該接触部以外の部分の誘電率よりも高いことにより構成されている。
　以上のように構成された高周波フィルタ１０－４では、絶縁体層２８ｃ－４の一部の誘電率を変更することにより、調整部２０ｂ，２０ｃと浮き導体２６との間に発生する容量Ｃ１，Ｃ２を調節することができる。更に、高周波フィルタ１０－４では、絶縁体層２８ｃの一部の誘電率を変更することにより、調整部２０ｂと調整部２０ｃとの間に発生した微小な容量Ｃ３を調節することができる。従って、高周波フィルタ１０－４によれば、絶縁体層２８ｃの一部の誘電率を調節することにより、整合回路におけるインピーダンスの調整を、容易に行うことができる。
（その他の実施形態）
　本発明に係る高周波フィルタは、前記実施形態及び変形例に係る高周波フィルタ１０，１０－１，１０－２，１０－３，１０－４に限らずその要旨の範囲内において変更可能である。
　また、高周波フィルタ１０，１０－１，１０－２，１０－３，１０－４の構成を組み合わせてもよい。
　なお、高周波フィルタ１０において、調整部２０ｂ，２０ｃの間隔は、引き出し部１９ｂ，１９ｃの調整部２０ｂ，２０ｃ以外の部分の間隔よりも広くてもよい。
　以上のように、本発明は、高周波フィルタに有用であり、特に、実装面積の大型化を抑えつつ、部品の低背化ができる点において優れている。
　Ｃ１，Ｃ１－１～３，Ｃ２，Ｃ２－１～３　容量
　１０，１０－１～４　高周波フィルタ
　１２，１２－１～４　積層フィルタ
　１４ａ～１４ｆ　外部電極
　１８，１９　伝送線路
　１８ａ，１９ａ　結合線路部
　１８ｂ，１８ｃ，１９ｂ，１９ｂ－３，１９ｃ，１９ｃ－３，２４ｂ，２４ｂ－１～２，２４ｃ，２４ｃ－１～２　引き出し部
　２０ｂ，２０ｂ－３，２０ｃ，２０ｃ－３　調整部
　２４，２４－１，２４－２　グランド導体
　２４ａ，２４ａ－１～２，２４ａ－２－１，２４ａ－２－２　本体部
　２６　浮き導体
　２８ａ～２８ｅ　絶縁体層
　３０，３２　共振器
　３０ａ～３０ｃ，３２ａ～３２ｃ　ストリップライン

Claims (10)

  1. 　複数の絶縁体層が積層されてなる積層体と、
    　入力信号を伝送する第１の伝送線路と、
    　前記第１の伝送線路と同一の絶縁体層上で電磁結合し、出力信号を伝送する第２の伝送
    線路と、
    　絶縁体層を挟んで、前記第１の伝送線路及び前記第２の伝送線路との間に容量を形成す
    る導体層と、
    　を備え、
    　前記第１の伝送線路及び前記第２の伝送線路と接触する第１の絶縁体層の誘電率は第１
    の絶縁体層以外の絶縁体層の誘電率よりも高いこと、
    　を特徴とする高周波フィルタ。
  2. 　前記第１の絶縁体層は前記導体層と接触していること、
    　を特徴とする請求項１に記載の高周波フィルタ。
  3. 　前記導体層は、グランド導体であること、
    　を特徴とする請求項１又は２に記載の高周波フィルタ。
  4. 　前記第２の伝送線路にはインピーダンス調整部が設けられていること、
    　を特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の高周波フィルタ。
  5. 　前記インピーダンス調整部は、前記第１の絶縁体層において、前記第２の伝送線路の一
    部と接触する接触部の誘電率が、該接触部以外の部分の誘電率よりも高いことにより構成
    されていること、
    　を特徴とする請求項４に記載の高周波フィルタ。
  6. 　前記高周波フィルタは、
    　前記グランド導体及び該グランド導体と導通していない浮き導体を、
    　更に備えており、
    　前記インピーダンス調整部は、前記浮き導体が前記第２の伝送線路の一部と対向するこ
    とにより構成されていること、
    　を特徴とする請求項４又は請求項５に記載の高周波フィルタ。
  7. 　前記第２の伝送線路において伝送線路が平行となる２本の平行部が存在し、
    　前記インピーダンス調整部は、該２本の平行部の一部間の距離が、該２本の平行部の一
    部以外の部分間の距離と異なっていることにより構成されていること、
    　を特徴とする請求項４ないし請求項６のいずれかに記載の高周波フィルタ。
  8. 　前記第２の伝送線路において伝送線路が平行となる平行部が存在し、
    　前記インピーダンス調整部は、前記平行部の一部の太さをが、該平行部の一部以外の部
    分の太さと異なっていることにより構成されていること、
    　を特徴とする請求項４ないし請求項７のいずれかに記載の高周波フィルタ。
  9. 　前記導体層は複数に分割されていること、
    　を特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれかに記載の高周波フィルタ。
  10. 　前記入力信号は不平衡信号であり、
    　前記出力信号は平衡信号であること、
    　を特徴とする請求項１ないし請求項９のいずれかに記載の高周波フィルタ。
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