JP2005198241A - フィルタ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】平衡非平衡変換回路品の占有面積が大きく、素子数が多いため小型で高性能のバラン内蔵型フィルタ回路の実現が困難である。
【解決手段】特定帯域（２．４ＧＨｚ帯）で信号を通過させ隣接帯域（中心周波数１．９ＧＨｚ）で減衰させる特性のバンドパスフィルタと平衡非平衡変換回路の２つの機能を併せ持つ。通過帯域の隣接周波数帯域の信号成分を減衰させる減衰回路部２が、非平衡信号が第１の結合線路ＬＣ１に入力される経路に接続されている。また、各回路素子が基板上に積層された２〜３層の導電層から形成されている。
【選択図】図３

Description

本発明は、互いに電磁結合した第１および第２の結合線路を有し、いわゆるバラン（Bulun：平衡非平衡変換回路）の機能と帯域通過フィルタの機能とを併せ持つフィルタ回路（以下、バランスフィルタという）に関するものである。

結合線路を用いたバランスフィルタとしては従来様々なタイプがあるが、何れも、通過帯域の隣接周波数帯域の信号レベルを減衰させる減衰回路を備えている。
たとえば２．４ＧＨｚ帯の信号を通過させ、隣接する１．９ＧＨｚ帯の他の通信方式の電波の周波数域を減衰させる特性を有し、バランの機能を備えるフィルタとして、誘電体層を積層させ低温焼成技術を用いて一体化した構造のフィルタが知られている（たとえば、特許文献１参照）。

この特許文献１に記載された技術では、平衡非平衡変換回路に１／４波長の結合線路により共振器を形成し、さらに、バラン部にも３本の縦結合線路（ストリップライン）を用いているため必要な占有面積が広い。また、誘電率の異なる誘電体層を合計で１０枚程度重ね、その層間の導電層から平衡非平衡変換回路とフィルタ回路が形成されている。
したがって、高周波回路素子数が多い上、とくに高さ方向のサイズが大きく、その結果、必要な材料費や製造コストが高いという欠点を有している。
特開２００３−０８７００８号公報

本発明が解決しようとする課題は、平衡非平衡変換回路の占有面積が大きく、また高周波回路素子数が多いため、出来るだけ導電層を積層させないで高さ方向のサイズを抑制し、かつ面積が小さいバラン内蔵型の帯域通過フィルタ回路の実現が困難なことである。

本発明に係るフィルタ回路は、互いに電磁結合した第１および第２の結合線路を有し、当該第１の結合線路側から入出力される非平衡信号と、第２の結合線路側から入出力される平衡信号とを相互に変換する平衡非平衡変換の機能と、通過帯域の隣接周波数帯域を減衰させる特性を有する帯域通過フィルタの機能とを併せ持つフィルタ回路であって、前記通過帯域の隣接周波数帯域の信号成分を減衰させる減衰回路部が、非平衡信号が第１の結合線路に入力される経路に接続されている。

本発明は、好適に、前記減衰回路部が、前記非平衡信号の入出力端子と共通電位線との間に直列接続されたインダクタとキャパシタから構成され、前記通過帯域の隣接周波数域に減衰極を有する直列共振回路と、非平衡信号の入出力端子と前記第１の結合線路の一方側端との間に直列接続され、減衰極の前記通過帯域と反対側の信号成分を減衰させる遮断用のキャパシタとを有し、前記２本の結合線路の結合部の長さが前記通過帯域の中心周波数波長の１／４より短く設定され、当該長さの差分に応じた容量値を有し前記帯域通過フィルタの機能を実現するためのキャパシタが、遮断用のキャパシタと第１の結合線路との接続点と共通電位線との間に接続されている。
この場合、好適に、前記第１および第３キャパシタのうち、少なくとも前記直列共振回路を構成する前記第１キャパシタに、当該キャパシタが接続されているノードと共通電位線との間の容量値を調整するための容量調整手段が接続されている。
前記容量調整手段は、好適に、前記ノードと共通電位線との間に直列接続されている調整用キャパシタおよびフューズと、当該調整用キャパシタを前記第１または第３キャパシタに並列接続させた状態から回路的に切り離すときに前記フューズに電流を流すことによってフューズを溶断させるための電流供給パッドと、を含む。
前記容量調整手段は、好適に、前記ノードに接続され、前記第１または第３キャパシタに、所定の容量値の外部キャパシタ素子を並列接続させるための外部キャパシタ接続パッドを含む。

本発明は、好適に、前記第１および第２の結合線路が屈曲されて配置されている。さらに好適に、前記結合線路の屈曲は、第１および第２の結合線路の両端が平衡信号の出力経路に近づく向きに行われている。

本発明は、好適に、少なくとも一方の主面が絶縁体からなる基板の当該主面に形成され、層間の誘電体層を介して積層された２層の導電層から前記減衰回路部の少なくともインダクタが構成されている。
本発明は、好適に、前記第１および第２の結合線路が同一の導電層から形成されている（エッジ結合または横結合）。あるいは、前記第１および第２の結合線路が異なる導電層から形成されている（ブロードサイド結合または縦結合）。

本発明に係るフィルタ回路は、入力が非平衡信号で出力が平衡信号であってもよいし、逆に、入力が平衡信号で出力が非平衡信号であってもよい。相互に平衡非平衡変換が可能である。

以下、入力が非平衡信号で出力が平衡信号の場合で本発明の作用を述べる。非平衡信号の入出力端子から平衡信号の入力端子までの信号伝達経路に、減衰回路部、帯域通過フィルタ、平衡非平衡変換部（第１および第２の結合線路）が接続されている。これらを構成する各回路素子は、基板表面の絶縁体の上に層間の誘電体層を介して形成された２層の導電層から形成されている。信号の伝送経路と共通電位線との間に、通過帯域の隣接周波数域に減衰極を有するＬＣ直列共振回路が接続され、伝送経路に直列に遮断用のキャパシタが接続されている。遮断用のキャパシタに、帯域通過フィルタを構成するＬＣ並列共振回路が接続されている。このＬＣ並列共振回路のインダクタンスは第１の結合線路のインダクタンス成分が該当する。第１の結合線路は第２の結合線路と縦または横結合によって結合しており、第２の結合線路が平衡信号の入出力端子に接続されている。

非平衡端子から入力された信号は、減衰回路部、帯域通過フィルタ、平衡非平衡変換部を通って平衡信号に変換され、平衡信号の入出力端子から出力される。このとき、帯域通過フィルタを構成するＬＣ並列共振回路の通過帯域の周波数では、当該ＬＣ並列共振回路のインピーダンスが低くなるようにその定数が設定されている。また、この通過帯域の周波数では、通過帯域の隣接周波数域に減衰極を有するＬＣ直列共振回路のインピーダンスは高いが、通過帯域の隣接周波数域では低くなる。その結果、隣接周波数域で減衰極を有する通過帯域フィルタ特性が得られる。また減衰極よりも、さらに通過帯域と離れた周波数領域は遮断用のキャパシタが機能して、この周波数領域の信号を遮断して結合線路への入力を阻止する。

このとき、帯域通過フィルタの隣接周波数域でインピーダンスを高くするためのＬＣ直列共振回路の減衰極の周波数は、そのＬＣ直列共振回路のキャパシタ（第１キャパシタ）の容量値がばらつくと変化してしまう。本発明では、第１キャパシタの容量値を調整するための容量調整手段が設けられている。第１キャパシタの容量値が最適値からずれている場合、たとえば、内部に設けられた調整用キャパシタを第１キャパシタのノードに並列に接続させるか否かを決定し、調整用キャパシタを接続させる場合はフューズの導通状態を維持し、接続させない場合は電流供給パッドからフューズに電流を流して当該フューズを溶断する。あるいは、外部キャパシタ接続パッドに、必要な容量値の外部キャパシタ素子を接続させるか否かによって、当該第１キャパシタが接続されているノードと共通電位線との間の容量値を変化させる。
このような容量調整は、第１キャパシタ単独、第１および第２キャパシタの双方で行うことができる。

本発明では、入力信号は第１および第２の結合線路によって平衡非平衡変換される。このとき第１および第２の結合線路が屈曲され、結合線路の両端が平衡信号の出力経路と近づいた配置となっている。そのため、寄生インダクタンスの影響を受けることなく平衡非平衡変換が実行される。

本発明のフィルタ回路は、第１および第２の結合線路に帯域通過フィルタと平衡非平衡変換の機能を併せ持たせたため、それぞれ独立に結合線路を有する場合より、占有面積を小さくできる。しかも、帯域通過フィルタ特性に、その通過帯域の隣接周波数域を減衰させた特性を付与するための減衰回路部が非平衡信号の入力側に設けられていることから、その配置の自由度が高く全体の面積を小さくできる。
以上により、面積的にも高さ方向のサイズ的にも小さく、特性的にも優れたバラン内蔵型の帯域通過フィルタが本発明によって提供可能となる。

［第１の実施の形態］
図１に本発明の第１の実施の形態にかかるフィルタ回路の回路図を示す。このフィルタ回路は、ＷＬＡＮ(Wireless LAN)やBluetoothなど無線データ通信機器のマイクロ波回路部を構成するアンテナとＩＣ回路(差動型マイクロ波増幅回路など)の段間に配置される高周波部品として用いられる。

フィルタ回路（バランスフィルタ）１は、減衰回路部２、結合線路３およびインピーダンス整合部４を有する。このうち結合線路３は、後述するように、同一の導電層から形成される、いわゆるエッジ結合または横結合と称されタイプと、異なる導電層で誘電体層を挟んで電磁結合する、いわゆるブロードサイド結合または縦結合と称されるタイプとの２つの実施態様がある。両タイプは、この結合線路３の構造が異なるのみで基本的な等価回路の構成は共通する。

減衰回路部２は、いわゆるトラップ回路と称され、隣接する他の方式の通信機器の（たとえば携帯電話）の特定周波数、たとえば１．９ＧＨｚ付近に減衰極を有するＬＣ直列共振回路２１と、低域遮断用の第２キャパシタ２２（キャパシタンス：Ｃ２）とを有する。ＬＣ直列共振回路２１は、非平衡信号の入出力端子Ｔｕと基準電位（接地電位）との間に接続されたインダクタ（インダクタンス：Ｌ１）２３と第１キャパシタ（キャパシタンス：Ｃ１）２４とから構成されている。低域遮断用の第２キャパシタ２２は信号線路に直列接続され、たとえば１．５ＧＨｚ以下の低域の信号レベルを抑圧または遮断する。
インピーダンス整合部４は、パターンレイアウト上、どうしても寄生インダクタや寄生抵抗も含むがそれらは微少である。よって図１では、２つの平衡信号の入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２の間に接続されているキャパシタ（キャパシタンス：Ｃ３）４１のみを示す。

結合線路３は、第１の結合線路ＣＬ１と第２の結合線路ＣＬ２とを有する。第１の結合線路ＣＬ１は低域遮断用の第２キャパシタ２２と接地電位との間に接続され、第２の結合線路ＣＬ２は２つの平衡信号の入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２の間に接続されている。第１の結合線路ＣＬ１の信号入力側と基準電位（接地電位）との間に、波長短縮および帯域通過フィルタの機能を実現するための第３キャパシタ１００（キャパシタンス：Ｃ４）が設けられている。

図２は、結合線路長の説明図である。
平衡非平衡変換のための結合線路は、通常、取り扱う高周波信号の中心周波数の１／４波長（λ／４）の線路長に設計される。ところが、図示のように、非平衡信号が入力される第１の結合線路ＣＬ１の反接地側端を波長短縮用の第３キャパシタ１００（キャパシタンス：Ｃ４）によって接地電位に落とすことによって、この第３キャパシタの容量値Ｃ４に応じて各結合線路ＣＬ１、ＣＬ２の長さが短縮可能となる。
より詳細に述べると、結合線路を短くすればするほど中心周波数からずれた周波数帯域から先に信号損失の増大（変換効率の低下）が生じる。しかし、キャパシタンスＣ４と第１の結合線路ＣＬ１のインダクタンス成分との並列共振回路によって帯域通過フィルタ特性をもたせることができるので、中心周波数付近の通過帯域さえロスが少なければ、他の周波数領域で大きなロスが生じても実用上問題がない。このように第３キャパシタ１００（Ｃ４）の付加によって、波長を見かけ上短縮しても必要な周波数領域で特性を実用レベルで維持できることから、占有面積を小さくした結合線路の実現が可能となる。

図３（Ａ）に結合線路をエッジ結合（横結合）させた場合の第１のレイアウト例を示す。図３（Ｂ）は、図３（Ａ）のＡ−Ａ線の概略断面図である。
図３に示す横結合タイプのバランスフィルタ１は、図３（Ｂ）に示すように、たとえば半絶縁性半導体基板、その他導電率が低い基板１０上に絶縁性の層１１を形成し、絶縁性の層１１の上に基準電位（たとえば接地電位ＧＮＤ）を供給するＧＮＤプレート１２が形成されている。ＧＮＤプレート１２に層間誘電体層１３が形成され、層間誘電体層１３の上に殆どのフィルタ回路素子の素材である上層の導電層が形成されている。

フィルタ回路の平面配置は、図３（Ａ）に示す構成となっている。大まかには、図の左側に減衰回路部２の構成素子が配置され、右側に結合線路３やインピーダンス調整部４の構成素子が配置されている。
フィルタ回路１の周縁の殆どの部分が、ビアホール１２２を介して下層のＧＮＤプレートに接続されたＧＮＤライン１２１で囲まれ、フィルタ回路が電磁シールドされている。ＧＮＤライン１２１は、非平衡信号の入出力端子Ｔｕ、２つの平衡信号の入出力端子Ｔｂ１、Ｔｂ２の部分のみ形成されていない。非平衡信号の入出力端子Ｔｕに、スパイラル形のインダクタ２３（インダクタンス：Ｌ１）の一方側端が接続されている。このインダクタ２３は上層の導電層から形成され、その中心寄りの他方側端が、ビアホール２６Ａ、下層の導電層からなる接続層２５、ビアホール２６Ｂ、第１キャパシタ２４（キャパシタンス：Ｃ１）を介してＧＮＤライン１２１に接続されている。このフィルタ回路１では、この接続層２５のみが層間誘電体層１３中に埋め込まれた下層の導電層から構成され、図３（Ａ）の平面図におけるその他の回路素子や配線は全て、層間誘電体層１３上に形成された上層の導電層から構成される。

非平衡信号の入出力端子Ｔｕは、また、低域遮断用の第２キャパシタ２２（キャパシタンス：Ｃ２）を介して第１の結合線路ＣＬ１の端部につながっている。この接続点とＧＮＤライン１２１との間に第３キャパシタ１００（キャパシタンス：Ｃ４）が配置されている。
第１の結合線路ＣＬ１は直線状に延び、他の端部がＧＮＤライン１２１につながっている。第２の結合線路ＣＬ２の実効結合部が、第１の接合線路ＣＬ１に沿って同一平面上に配置され、これにより相互にエッジ結合（横結合）が可能になっている。実効結合部の両端はそれぞれ平衡信号の入出力線４２を介して入出力端子Ｔｂ１またはＴｂ２につながっている。平衡信号の入出力線４２間にインピーダンス調整用のキャパシタ４１（キャパシタンス：Ｃ３）が配置されている。第２の接合線路ＣＬ２とインピーダンス調整部４は、キャパシタ４１の中心で折り返したミラー対称配置となっている。これにより信号レベルが揃えられ、かつ位相が反転した２つの平衡信号の特性にパターン上で大きなズレが生じないように配慮されている。なお、全てのキャパシタ２２、２４、４１、１００は上層の層間誘電体層と導電層を用いたＭＩＭ(Metal-Insulator-Metal)構造により形成されている。

図４（Ａ）に、図３（Ａ）に示す第１のレイアウト例で結合線路をブロードサイド結合（縦結合）に変更した場合の平面図を示す。図４（Ｂ）は、図４（Ａ）のＡ−Ａ線の概略断面図である。
ここで、フィルタ回路の構成素子の基本的なレイアウトは図３の場合と共通するが、一部の素子で用いる導電層が異なっている。前述した図３（Ｂ）の場合に、層間誘電体層１３上に形成された上層の導電層により第１および第２の結合線路ＣＬ１、ＣＬ２が形成されていた。これに対し、本例では第２の結合線路ＣＬ２、平衡信号の入出力線４２、および、インピーダンス調整用のキャパシタ４１が、ＳｉＯ_２などからなる層間誘電体層１３に埋め込まれた下層の導電層から形成されている。そして、第２の結合線路ＣＬ２の実効結合部が、第１の結合線路ＣＬ１の下方に配置され、両者が電磁結合可能になっている。なお、第２の結合線路ＣＬ２の実効結合部を第１の結合線路ＣＬ１の真下に配置させる必要はなく、必要な結合の強さに応じて幅方向にずれた配置も可能である。また、この第２の結合線路ＣＬと同じ階層の導電層により、当該フィルタ回路の周縁がＧＮＤライン１２３により囲まれ、上層の配線層のＧＮＤライン１２１とともに２重の電磁シールドが施されている。

図５と図６に第２のレイアウト例を示す。図５はエッジ結合（横結合）タイプ、図６はブロードサイド結合（縦結合）タイプを示している。図３や図４に対する変更点はパターン形状のみなであることから、ここでの断面構造図は省略する。
これらのレイアウトの大きな特徴は、結合線路（第１の結合線路ＣＬ１と第２の結合線路ＣＬ２）を屈曲させていることである。２つの平衡信号の入出力端子を近づけることと、ミラー対象配置を行う点を考慮すると、図示のように第１および第２の結合線路ＣＬ１、ＣＬ２を互いに略平行な状態を保ったままＵ字状に屈曲させることが望ましい。なお、基本的な接続関係は前述の場合と同じである。

前述した図３（Ａ）や図４（Ａ）の第１のレイアウトでは、結合線路ＣＬ１、ＣＬ２が直線状であり、かつ、実効結合部の規定の長さが決められていることから、減衰回路部２側でインダクタ２３（Ｌ１）が配置された残りの部分に無駄な領域が生じていた。
ところが、図５や図６の第２のレイアウトでは、結合線路ＣＬ１、ＣＬ２を屈曲させることにより、結合線路とインダクタ２３との距離を一定以上離したまま無駄な領域が削減でき、全体のフィルタ回路面積が大幅に削減できている。また、結合線路ＣＬ１、ＣＬ２の実効結合部の端部から平衡信号の入出力線４２までの距離が短くなっており、この部分の寄生インダクタンスが小さくできている。このため、特性のアンバランス要因が少なくなり精度よい設計が可能である。

図５に示す構成において、結合線路を屈曲させてもレベルバランスおよび位相バランスがくずれないことを電磁界シミュレーションにより調べた。
このシミュレーション結果を図７と図８に示す。図７は出力信号（平衡信号）レベルの周波数特性を示すグラフ、図８は平衡信号の位相差の周波数特性を示すグラフである。ここで「レベルバランス」とは平衡信号の入出力端子Ｔｂ１とＴｂ２から出力される信号レベルの絶対値が同じであることをいい、また「位相バランス」とは当該平衡信号の位相が互いに１８０度異なることをいう。

図７において、破線は非平衡端子Ｔｕから一方の平衡端子Ｔｂ１の経路での信号通過特性（レベルＬの周波数特性）を示し、実線は非平衡端子Ｔｕから他方の平衡端子Ｔｂ２の経路での信号通過特性を示す。このグラフから、２．４ＧＨｚ帯の信号通過帯域のロス、１．９ＧＨｚ付近の隣接周波数帯域の極減衰周波数、１．５ＧＨｚ以下の低域減衰幅など、２つの平衡信号の特性がほぼ同一という結果が得られた。また、減衰極により通過帯域以外の他の無線通信に用いられる帯域の信号成分を効率よく減衰できていることがわかる。

図８は、２つの平衡信号の位相差の周波数特性であり、位相バランスが通過帯域において一般的な許容値１８０±１０度の範囲内であることがわかる。
このように結合線路ＣＬ１、ＣＬ２を屈曲させさせても、平衡信号の入出力端子Ｔｂ１、Ｔｂ２から出力される平衡信号のレベルバランスと位相バランスは、電磁界シミュレーションの結果から結合線路を直線とした場合と同等であることが確認された。

なお、図４（Ｂ）に示すように、インダクタ２３の接続層２５を第２の結合線路ＣＬ２よりさらに下層の導電層で形成しているがこれに限らず、第２の結合線路ＣＬ２と同じ階層の導電層から接続層２５を形成してもよい。ただし、このように、より下層の導電層を用いることにより、インダクタの交差部の寄生容量が低減でき、インダクタの高い特性が得られている。
また、図３から図６において断面構造のほかに平面パターンでも変更が可能である。たとえば、第２の結合線路ＣＬ２の実効結合部を、その長さ中央で分離し、その両端を自由開放端とすることもできる。

本発明の第１の実施の形態によれば、以下の効果を奏する。
本発明のフィルタ回路は、第１および第２の結合線路に帯域通過フィルタと平衡非平衡変換の機能を併せ持たせたため、それぞれ独立に結合線路を有する場合より、占有面積を小さくできる。しかも、帯域通過フィルタ特性に、その通過帯域の隣接周波数域を減衰させた特性を付与するための減衰回路部が非平衡信号の入力側に設けられていることから、その配置の自由度が高く全体の面積を小さくできる。
このことをさらに詳細に述べると、一般に、インダクタは周囲のラインと電磁結合することを避ける意味で孤立して配置される。とくに、第１および第２の結合線路とインダクタとの電磁結合を防止しなければならない。インダクタをＬＣ直列共振回路に有する減衰回路部を非平衡信号の入力側に配置すると、他の回路素子が密集していない外側の領域にインダクタを配置できるので配置設計の自由度が高い。その結果、インダクタと結合線路との電磁結合を有効に防止することができる。
また、第１および第２の結合線路を屈曲させると当該フィルタ回路の一辺の長さがこの結合線路長に拘束されずに小型化が可能となる。このとき結合線路の両端を平衡信号の経路に近づける配置、たとえばＵ字型の配置を行うと平衡信号の入出力端と第１および第２の結合線路の実効的な結合部との間の寄生インダクタンスが低減され、それだけ、変換効率向上や高精度な設計が可能となる。また、回路素子の配置に寄与しない無駄な領域が削減でき、その分、さらに小型化が達成されている。
さらに、回路素子数が少ないことによっても素子配置の自由度が向上している。
このような小面積の構成を有することから、たとえば半導体基板などの基板上で層間が絶縁された２層の導電層からフィルタ回路が実現できる。このようなフィルタ回路の各素子を２〜３層の導電層から形成しており、このような導電層の積層構造は半導体基板上に層間の絶縁技術を含むプロセス技術で容易に達成でき、材料費を含めた製造コストが削減できる。また、ＧＮＤプレートのシールド効果が十分であるならば、半導体基板を能動素子の形成領域として利用することも可能である。
以上により、面積的にも高さ方向のサイズ的にも小さく、特性的にも優れたバラン内蔵型の帯域通過フィルタが本発明によって提供可能となる。

［第２の実施の形態］

前述したように、本発明の実施の形態に係るバランスフィルタは、ＷＬＡＮあるいはBluetooth用途であることから２．４ＧＨｚ帯を通過帯域とし、携帯電話で使用される１．９ＧＨｚ帯を阻止帯域とする特性が要求される。通常、この阻止帯域の阻止量は約３３ｄＢ以下であるが、ＬＣ直列共振回路を構成する第１キャパシタ２４の容量値Ｃ１がばらつくと、この阻止量の規格を満たせなくなる。また、波長短縮および帯域通過フィルタの機能を実現するための第３キャパシタ１００の容量値Ｃ４が大きくばらつくと通過帯域特性が変化し、２．４ＧＨｚ帯（厳密には２．４ＧＨｚから２．５ＧＨｚ）の帯域で必要な通過信号レベルが確保できにくくなる。

本実施の形態は、このようなキャパシタ容量値のばらつきに起因した特性低下を防止するために、少なくとも第１キャパシタ２４の容量値Ｃ１、より望ましくは、第１キャパシタ２４の容量値Ｃ１と第３キャパシタ１００の容量値Ｃ４の双方を調整するための容量調整手段を備える。
この容量調整手段は、対象となる第１または第３キャパシタ２４，１００に、その容量値Ｃ１またはＣ４を大きくするフューズ付きの調整用キャパシタを並列に設ける場合、あるいは、外部キャパシタ素子を付加するための外部キャパシタ接続パッドを設ける場合で、具体的構成が異なる。

以下、フューズ付き調整用キャパシタを設ける構成例（構成例１〜３）を最初に説明し、つぎに外部キャパシタ接続パッドを設ける構成例（構成例４，５）を説明する。

＜構成例１＞
図９に、構成例１の等価回路を示す。図９において、第１の実施の形態の図１と共通する構成は、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
構成例１の等価回路において、第１キャパシタ２４（Ｃ１）が接続されているノードＮＤ１と共通電位線との間に、調整用キャパシタ２４ａ（キャパシタンス：ΔＣ１）とフューズ２４ｂが接続され、調整用キャパシタ２４ａとフューズ２４ｂとの接続中点から電流供給端子Ｔｃ１が引き出されている。この電流供給端子Ｔｃ１は、不図示の電流供給パッドに接続されている。同様に、第３キャパシタ１００（Ｃ４）が接続されているノードＮＤ３と共通電位線との間に、調整用キャパシタ１００ａ（キャパシタンス：ΔＣ４）とフューズ１００ｂが接続され、調整用キャパシタ１００ａとフューズ１００ｂとの接続中点から電流供給端子Ｔｃ３が引き出されている。この電流供給端子Ｔｃ３は、不図示の別の電流供給パッドに接続されている。なお、他の構成に関し、図１と図９は共通する。

図１０に構成例１のレイアウトを、図１１に構成例１の第１キャパシタに接続されたフューズ付きキャパシタ部分の断面構造を、それぞれ示す。この断面構造は、第３キャパシタ側でも同様である。図１０は、第１の実施の形態で図５に示す第２のレイアウト例の変形を示すものである。ただし、この変形は他の図３，図４および図６に対しても同様に類推適用できる。したがって、第１の実施の形態と共通する構成は、同一符号を付して詳細な説明を省略する。

図１１に示す断面構造では、たとえば図３（Ｂ）あるいは図４（Ｂ）に示すＧＮＤプレーン１２が省略され、基板１０上の絶縁性の層１１の上に、たとえばポリシリコンからなるフューズ２４ｂが形成されている。フューズ２４ｂは層間誘電体層１４に覆われている。層間誘電体層１４上に、ＧＮＤプレーン１２の代わりとなるＧＮＤライン１２３が当該フィルタ回路の周縁に沿って配置されている（図１０参照）。また、層間誘電体層１４上に調整用キャパシタ２４ａの下部電極２４ａ１が形成されている。下部電極２４ａ１は、ＧＮＤライン１２３と同じ導電層をパターニングして形成され、層間誘電体層１３中に埋め込まれている。同じ層間誘電体層１３内に、所定厚さの誘電体を介して下部電極２４ａ１と対向する調整用キャパシタ２４ａの上部電極２４ａ２が埋め込まれている。
下部電極２４ａ１とフューズ１５の一方端は層間誘電体層１４内のビアホール１５により接続され、さらに層間誘電体層１３内のビアホール１６により上層の配線層からなる電流供給ライン１８に接続されている。また、上部電極２４ａ２の一方端は層間誘電体層１３内のビアホール１７により第１キャパシタ２４（Ｃ１）の上部電極側に接続されている。さらに、フューズ１５の他端は層間誘電体層１４内のビアホール１２２によりＧＮＤライン１２３に接続され、さらに層間誘電体層１３内のビアホール１２２により、上層の配線層からなりＧＮＤライン１２３と同様に当該フィルタ回路の周縁に沿って走るＧＮＤライン１２１に接続されている。

図１０に示すレイアウトで電流供給ライン１８が当該フィルタ回路のエッジから引き出され、その端部が電流供給端子Ｔｃ１となり、さらに、これが不図示の電流供給パッドに接続されている。電流供給端子Ｔｃ１の引き出し部では、上層および下層のＧＮＤライン１２１，１２３が途切れており、コプレーナー型の配線構造となっている。
この電流供給ラインの配線は、第３キャパシタ１００側でも同様であり、電流供給ライン１８の端部が電流供給端子Ｔｃ３となり、さらに、これが不図示の電流供給パッドに接続されている。電流供給端子Ｔｃ３の引き出し部では、上層および下層のＧＮＤライン１２１，１２３が途切れており、コプレーナー型の配線構造となっている。

図１２に、電磁界シミュレータを用いた当該フィルタ回路の周波数特性を示す。図１２の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸は信号レベルＬ［ｄＢ］を表す。当該フィルタ回路は２．４ＧＨｚの帯域でバンドパス特性を示し、隣接する１．９ＧＨｚ付近で減衰極を有することがわかる。図１２において、曲線「Ｓ０」が設計センタ、曲線「Ｓ１」がキャパシタの値が設計値より小さくなった場合、曲線「Ｓ０１」が「Ｓ１」時のキャパシタの値を調整して（大きくして）設計センタに近い状態に戻した場合、曲線「Ｓ２」がキャパシタの値が設計値より大きくなった場合を示す。
図１３は、これらの４つの曲線を減衰極付近（図１２の破線部）で拡大した図である。以下、キャパシタのばらつきと、これを吸収するためのフューズを用いた調整手順を図１２と図１３を用いて説明する。

ＭＩＭ構造のキャパシタは、下部電極と上部電極とを薄い誘電体膜で挟んだ構造を有するが、高精度の容量値を実現するためには、誘電体膜のｎｍオーダーでの膜厚制御、誘電率や誘電正接損失などの材料定数の制御、さらに上部及び下部電極の対向面積の製造精度などにおいて、極めて高い精度が要求される。いずれにしても現行のプロセスでは、誘電体膜の厚さのばらつき、膜質の変化、さらには電極間の合わせずれなどによりキャパシタの容量値が多少なりともばらつく。その結果、高周波信号を扱うフィルタ回路では、このキャパシタのばらつきが周波数特性に微妙に影響し、設計マージンが少ないと最悪の場合、要求する信号レベルに関し規格を外れる可能性もある。

この対策として、キャパシタの電極面積を調整することが考えられる。このような場合のトリミング方法としてよく知られているのは、レーザーを用いて電極を焼き切る方法である。しかし、レーザトリミングではプロセス途中でキャパシタの容量値を測定する必要があり、また、レーザトリミング装置の導入とタクトタイムの増加を伴うため、コストアップにつながる。
これに対し本実施の形態では、当該フィルタ回路の実装後の特性測定で、特性がずれている場合にキャパシタ値のトリミングを行うことができ、しかも、一般的な生産用テスタに含まれる機能を用いて、ある程度高い電流をフューズに供給するだけで済むトリミング方法を提供する。

ポリシリコン等からなるフューズ（以下、材料がポリシリコンの場合を想定し、ポリフューズという）は薄膜抵抗体であり、その抵抗値は数Ω程度であることから、配線抵抗レベルであり通常、無視できる。また、ポリフューズ溶断に必要な電流は、ポリフューズの物理的寸法や材料にもよるが、通常約５０ｍＡである。本実施の形態では、実装後に必要なら電流供給端子Ｔｃ１やＴｃ３から、この電流を供給するだけでキャパシタ値のトリミングが完了する。この方法は、レーザトリミングに比べると高価な装置が不要で、容易かつ確実で、コスト増も最小限である。

具体的には、たとえば、図９に示す第１キャパシタ２４の値Ｃ１が０．９ｐＦ、その調整用キャパシタ２４ａの値ΔＣ１が０．１ｐＦと仮定する。このとき２つのキャパシタ２４と２４ａの合成容量値が１．０ｐＦである。一方、第３キャパシタ１００の値Ｃ４が１．８ｐＦ、その調整用キャパシタ１００ａの値ΔＣ４が０．２ｐＦと仮定する。このとき２つのキャパシタ１００と１００ａの合成容量値が２．０ｐＦである。これらは何れも設計値であり、このときのフィルタ特性は図１３で曲線「Ｓ０」で示す。この設計センタ曲線「Ｓ０」が示すフィルタ特性は、阻止帯域の中心周波数１．９ＧＨｚにおける阻止量が３８ｄＢであり、必要な阻止量（スペック下限値）３３ｄＢを満たしている。

つぎに、製造ばらつきにより第１キャパシタ２４、その調整量キャパシタ２４ａ、第３キャパシタ１００、その調整用キャパシタ１００ａの値がそれぞれ１０％増加すると仮定する。すると、フィルタ特性は、図１３で曲線「Ｓ１」に示すように全体が低域へシフトする。このとき１．９ＧＨｚにおける阻止量は２９ｄＢであり、スペック下限値３３ｄＢを満たせない。
この製造ばらつきによる各容量値は、第１キャパシタ２４の値Ｃ１が０．９９ｐＦ、その調整用キャパシタ２４ａの値ΔＣ１が０．１１ｐＦ、第１キャパシタ２４側の合成容量（Ｃ１＋ΔＣ１）が１．１０ｐＦ、第３キャパシタ１００の値Ｃ４が１．９８ｐＦ、その調整用キャパシタ１００ａの値ΔＣ４が０．２２ｐＦ、第３キャパシタ１００側の合成容量（Ｃ４＋ΔＣ４）が２．２ｐＦとなっている。

そこで、ポリフューズの溶断用の電流供給端子Ｔｃ１とＴｃ３に、それぞれ電流約５０ｍＡを流してポリフューズ（フューズ２４ｂと１００ｂ）を溶断すると、調整用キャパシタ２４ａと１００ａが回路的にオープンになる。この結果、第１キャパシタ２４側の合成容量（Ｃ１＋ΔＣ１）が０．９９ｐＦ、第３キャパシタ１００側の合成容量（Ｃ４＋ΔＣ４）が１．９８ｐＦとなり、フィルタ特性は図１３で曲線「Ｓ０１」に示すように全体が高域へシフトする。これにより、１．９ＧＨｚにおける阻止量は３９ｄＢとなり、スペック下限値３３ｄＢ内に入るようになる。

これと反対に、全てのキャパシタ値が１０％低下したときのフィルタ特性は、図１３で曲線「Ｓ２」に示すように全体が高域へシフトする。本例の場合、このときの１．９ＧＨｚにおける阻止量は４０ｄＢとなり、スペック下限値３３ｄＢを十分に満たすため、容量値の低下は何ら問題ない。

＜構成例２＞
図１４に構成例２の等価回路を、図１５に構成例２のレイアウトを、それぞれ示す。図１４および図１５において、構成例１を示す図９および図１０、ならびに、第１の実施の形態の図１および図５と共通する構成は、同一符号を付して詳細な説明を省略する。
構成例２では、第１キャパシタ２４が接続されているノードＮＤ１に、調整用キャパシタとフューズの直列接続体が複数（ｎ個）接続されている。より詳細には、ノードＮＤ１と共通電位線（ＧＮＤライン１２１）との間に調整用キャパシタ２４ａ１（キャパシタンス：ΔＣ１１）とフューズ２４ｂ１が接続されて、同様に、調整用キャパシタ２４ａ２（キャパシタンス：ΔＣ１２）とフューズ２４ｂ２、…、調整用キャパシタ２４ａｎ（キャパシタンス：ΔＣ１ｎ）とフューズ２４ｂｎが接続されている。各々の調整用キャパシタとフューズとの接続中点から電流供給端子Ｔｃ１１，Ｔｃ１２，…，Ｔｃ１ｎが引き出されている。

同様に、第３キャパシタ１００が接続されているノードＮＤ３に、複数（ｍ個）の調整用キャパシタ１００ａ１（キャパシタンス：ΔＣ４１），調整用キャパシタ１００ａ２（キャパシタンス：ΔＣ４２），…，調整用キャパシタ１００ａｍ（キャパシタンス：ΔＣ４ｍ）が並列に接続されている。フューズ１００ｂ１，１００ｂ２，…，１００ｂｍが上記調整用キャパシタ１００ａ１，１００ａ２，…，１００ａｍと共通電位線（ＧＮＤライン１２１）との間に接続されている。各々の調整用キャパシタとフューズとの接続中点から電流供給端子Ｔｃ３１，Ｔｃ３２，…，Ｔｃ３ｍが引き出されている。

図１５に示すレイアウト例では、第１および第３キャパシタ側の各々で、電流供給ライン１８の配線の引き回しのために、各フューズ２４ｂ１〜２４ｂｎ（または１００ｂ１〜１００ｂｍ）が段違いに配置されている。電流供給端子Ｔｃ１１〜Ｔｃ１ｎ（またはＴｃ３１〜Ｔｃ３ｍ）の引き出し部では、構成例１と同様、上層および下層のＧＮＤライン１２１，１２３が途切れており、コプレーナー型の配線構造となっている。
構成例２では、調整用キャパシタとフューズの直列接続体が複数設けられていることから、第１および第３キャパシタ側のそれぞれで、より精度の高いフィルタ特性の調整ができる。フューズによるトリミング方法は構成例１と基本的に同じである。

＜構成例３＞
図１６に、構成例３の等価回路を示す。
構成例３では、第１キャパシタ側、第３キャパシタ側のそれぞれで、全てのキャパシタをフューズ付きとし、各キャパシタの値を段階的に、設計値Ｃ、Ｃ±ΔＣ、Ｃ±２ΔＣなどのように設定することによって、全体の合成容量値を設計値から上げる場合、下げる場合の双方に対応させている。

＜構成例４＞
図１７に、構成例４の等価回路を示す。
構成例４ではフューズをフィルタ回路に内蔵していない。その代わり、本発明の容量調整手段として、第１キャパシタ側でノードＮＤ１から外部キャパシタ接続端子Ｔｅｘ１を引き出し、これを不図示の外部キャパシタ接続パッドとつないでいる。同様に、第３キャパシタ側でノードＮＤ３から外部キャパシタ接続端子Ｔｅｘ３を引き出し、これを不図示の外部キャパシタ接続パッドとつないでいる。
この場合のトリミングは、当該フィルタ回路をモジュール基板などに実装した後で、外部キャパシタ接続パッドに、外付け部品のキャパシタを接続することにより行う。寄生インダクタなどの不確定要素が無視できる場合は、このようなトリミング方法も有効であり、第１および第３キャパシタ側のキャパシタ値を大きくすることにより、フィルタ特性を設計値に近いものみ変更することが可能である。

＜構成例５＞
図１８に、構成例５の等価回路を示す。
構成例５は、外部キャパシタ接続端子Ｔｅｘ１とＴｅｘ３を設けていることは構成例４と共通するが、第１あるいは第３キャパシタ２４または１００を回路から切り離してオープン状態することができるようにフューズＦと電流供給端子Ｔｃ１，Ｔｃ３を備える。これにより、外付け部品のキャパシタを自由に選択することにより、キャパシタの大きさを設計値より大小どちらの向きにも変更可能である。

以上の構成例１〜５では、第１および第３キャパシタ２４，１００の双方をトリミングしたが、その一方のみ（好適には、第１キャパシタ２４のみ）のトリミングでもよい。今までとくに説明しなかったが、第３キャパシタ１００をトリミングすると、２．４ＧＨｚの通過帯域特性を最適化することができる。
また、これに加え、低域遮断用の第２キャパシタ２２（Ｃ２）を同様な手法によりトリミングすることが可能である。

第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態の効果に加え、新規設備の導入を必要とせず、またタクトタイムの増加を伴わず、さらに実装後あるいは製品完成後にフィルタ特性を調整することができる。これにより、キャパシタの容量値ばらつきによって生じるフィルタ特性のばらつきを容易に補正できる。

本発明の第１の実施の形態にかかるバランスフィルタの回路図である。 結合線路長の説明図である。 （Ａ）はエッジ結合タイプの第１のレイアウト平面図、（Ｂ）はその概略断面図である。 （Ａ）はブロードサイド結合タイプの第１のレイアウト平面図、（Ｂ）はその概略断面図である。 エッジ結合タイプの第２のレイアウト平面図である。 ブロードサイド結合タイプの第２のレイアウト平面図である。 平衡信号のレベルバランスを調べる電磁界シミュレーションにより得られた、信号レベルの周波数特性のグラフである。 平衡信号の位相バランスを調べる電磁界シミュレーションにより得られた、位相差の周波数特性のグラフである。 本発明の第２の実施の形態における構成例１のフィルタ回路の等価回路図である。 構成例１のレイアウト平面図である。 構成例１の第１キャパシタに接続されたフューズ付きキャパシタ部分の断面構造図である。 電磁界シミュレータを用いた構成例１のフィルタ回路の周波数特性を示すグラフである。 図１２の破線部を拡大して示すグラフである。 構成例２のフィルタ回路の等価回路図である。 構成例２のレイアウト平面図である。 構成例３のフィルタ回路の等価回路図である。 構成例４のフィルタ回路の等価回路図である。 構成例５のフィルタ回路の等価回路図である。

符号の説明

１…バランスフィルタ、２…減衰回路部、３…結合線路、４…インピーダンス調整部、１０…基板、１１…絶縁性の層、１２…ＧＮＤプレーン、１３，１４…層間誘電体層、１５，１６…ビアホール、１７…プラグ、１８…電源共通ライン、２１…ＬＣ直列共振回路、２２…低域遮断用の第２キャパシタ、２３…インダクタ、２４…第１キャパシタ、２４ａ…調整用キャパシタ、２４ａ１…下部電極、２４ａ２…上部電極、２４ｂ…フューズ、２５…インダクタの接続層、２６Ａ，２６Ｂ…ビアホール、４１…キャパシタ、４２…平衡信号の入出力線、１００…第３キャパシタ、１００ａ…調整用キャパシタ、１００ｂ…フューズ、１２１，１２３…ＧＮＤライン、１２２…ビアホール、ＣＬ１…第１の結合線路、ＣＬ２…第２の結合線路、Ｔｂ１，Ｔｂ２…平衡信号の入出力端子、Ｔｕ…非平衡信号の入出力端子、Ｔｃ…電流供給端子、Ｔｅｘ…外部キャパシタ接続パッド

Claims (14)

1. 互いに電磁結合した第１および第２の結合線路を有し、当該第１の結合線路側から入出力される非平衡信号と、第２の結合線路側から入出力される平衡信号とを相互に変換する平衡非平衡変換の機能と、通過帯域の隣接周波数帯域を減衰させる特性を有する帯域通過フィルタの機能とを併せ持つフィルタ回路であって、
   前記通過帯域の隣接周波数帯域の信号成分を減衰させる減衰回路部が、非平衡信号が第１の結合線路に入力される経路に接続されている
   フィルタ回路。
2. 前記減衰回路部が、
   前記非平衡信号の入出力端子と共通電位線との間に直列接続されたインダクタと第１キャパシタから構成され、前記通過帯域の隣接周波数域に減衰極を有する直列共振回路と、
   非平衡信号の入出力端子と前記第１の結合線路の一方側端との間に直列接続され、減衰極の前記通過帯域と反対側の信号成分を減衰させる遮断用の第２キャパシタとを有し、
   前記２本の結合線路の結合部の長さが前記通過帯域の中心周波数波長の１／４より短く設定され、
   当該長さの差分に応じた容量値を有し前記帯域通過フィルタの機能を実現するための第３キャパシタが、遮断用のキャパシタと第１の結合線路との接続点と共通電位線との間に接続されている
   請求項１に記載のフィルタ回路。
3. 前記第１および第３キャパシタのうち、少なくとも前記直列共振回路を構成する前記第１キャパシタに、当該キャパシタが接続されているノードと共通電位線との間の容量値を調整するための容量調整手段が接続されている
   請求項２に記載のフィルタ回路。
4. 前記容量調整手段は、前記ノードと共通電位線との間に直列接続されている調整用キャパシタおよびフューズと、当該調整用キャパシタを前記第１または第３キャパシタに並列接続させた状態から回路的に切り離すときに前記フューズに電流を流すことによってフューズを溶断させるための電流供給パッドと、
   を含む請求項３に記載のフィルタ回路。
5. 前記容量調整手段は、前記ノードに接続され、前記第１または第３キャパシタに、所定の容量値の外部キャパシタ素子を並列接続させるための外部キャパシタ接続パッドを含む
   請求項３に記載のフィルタ回路。
6. 前記第１および第２の結合線路が屈曲されて配置されている
   請求項１に記載のフィルタ回路。
7. 前記結合線路の屈曲は、第１および第２の結合線路の両端が平衡信号の出力経路に近づく向きに行われている
   請求項６に記載のフィルタ回路。
8. 少なくとも一方の主面が絶縁体からなる基板の当該主面に形成され、層間の誘電体層を介して積層された２層の導電層から前記減衰回路部の少なくともインダクタが構成されている
   請求項１に記載のフィルタ回路。
9. 前記第１および第２の結合線路が同一の導電層から形成されている
   請求項８に記載のフィルタ回路。
10. 前記第１および第２の結合線路が異なる導電層から形成されている
    請求項８に記載のフィルタ回路。
11. 前記第１および第２の結合線路が屈曲されて配置されている
    請求項９に記載のフィルタ回路。
12. 前記結合線路の屈曲は、第１および第２の結合線路の両端が平衡信号の出力経路に近づく向きに行われている
    請求項１１に記載のフィルタ回路。
13. 前記第１および第２の結合線路が屈曲されて配置されている
    請求項１０に記載のフィルタ回路。
14. 前記結合線路の屈曲は、第１および第２の結合線路の両端が平衡信号の出力経路に近づく向きに行われている
    請求項１３に記載のフィルタ回路。
    

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