WO2013014761A1

WO2013014761A1 - 光波測距装置

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Publication number: WO2013014761A1
Application number: PCT/JP2011/067084
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Inventors: 湯口翼
Original assignee: ジックオプテックス株式会社
Priority date: 2011-07-27
Filing date: 2011-07-27
Publication date: 2013-01-31
Also published as: EP2738571A1; EP2738571A4; JP5840209B2; JPWO2013014761A1

Abstract

　投光回路１の非投光期間における無信号時の受光信号出力を安定させるように、受光信号を二値化する際の二値化しきい値を投光回路１の投光期間と非投光期間とでシフトさせる。かつ、回路上の遅延時間変動の影響が少なくなるように、投光回路１の測定用および基準用レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２同士並びにこれを駆動する測定用および基準用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１、Ｑ２同士を、同種で温度が互いに近い値となるよう近傍に配置させ、測定用および基準用レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２のいずれか一方のモニタ電流により決定された同一の駆動電流を用いて測定用および基準用レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２の両方を駆動させ、測定用投光信号および基準用投光信号の両方を単一の受光回路２で受光させる。

Description

光波測距装置

　本発明は、光の反射を利用して測定対象物までの距離を測定する光波測距装置に関する。

　図７（Ａ）は従来の光波測距装置の基本構成、（Ｂ）はその測定波形を示す。図７（Ａ）のように、この光波測距装置は、基準発振器６０からの所定の周波数に基づき投光パルス生成回路６２で生成された高周波変調光である測定光（投光）信号が投光回路６４から投光されて、測定対象物Ｍで反射され、その距離に応じた時間だけ遅れて受光回路７２で受光され、この受光信号が受光信号増幅回路７３で必要な振幅まで増幅されて位相検波回路６５へ入力される。

　位相検波回路６５では、図７（Ｂ）のように、（ａ）の投光信号の波形（投光波形）と（ｂ）の受光信号の波形（受光波形）との位相のずれ（（ｃ）の位相遅れ）が検知され、遅れ時間測定回路６７により測定された位相遅れを換算して測定対象物Ｍまでの距離が計算される。光の移動距離は、１秒間に約３億メートル(３０万キロメートル)と非常に高速であり、１ｍの移動時間は約３．３ナノ秒でしかない。そのため、投受光回路その他の回路上の遅延時間の変動が大きく測定結果に影響し、実用的な精度、例えば１０ｍｍの測定精度を得るには遅延時間の変動を約３３ピコ秒以下に抑える必要がある。

　測定精度を上げるための手法としては従来から種々知られており、その一例として投受光回路の遅延時間変動を打ち消す技術が挙げられる（例えば、特許文献１）。この技術では、２つの投光源を使用し、測定用の投光源と基準用の投光源からそれぞれ投光した光を単一の受光回路で受光し、増幅したそれぞれの受光信号の到達時間（遅延時間）の差を測定距離として使用している。この場合、各受光信号の振幅を基準用投光パワーの調整により一致させて、後述する受光信号の振幅に起因する遅延時間の変動を抑制している。

　受光波形の遅延時間を高速で測定する必要がある場合に、最も重要となるのがデジタル処理のために受光波形を二値化する部分である。ここで、二値化とはアナログ信号を０と１の信号に変換することをいう。受光信号を増幅したアナログ信号を二値化する際、一定のしきい値電圧を設けて増幅後のアナログ信号がしきい値以上か未満かによって二値化させる。図８は、この二値化回路の入出力波形の一例を示す。図８（ａ）～（ｄ）は受光信号の振幅が大きい場合、図８（ｅ）～（ｈ）は振幅が小さい場合である。

　図８（ｂ）、図８（ｆ）のように、二値化しきい値を、投光回路の投光素子自身が投光していない期間、つまり非投光期間における無信号時の受光信号よりも少し高い電圧としている。この場合、受光信号の振幅によって、二値化出力の立ち上がり時が変動しており、投光から受光までの遅延時間に相当する遅延パルスのオン幅が、図８（ｈ）に対して図８（ｄ）の方が大きく変動している。つまり、受光信号の振幅変動、言い換えれば、測定対象物の投光反射率が変動することで、測定距離が大きく変動する。

　この問題を解決する手法として、測定対象物との距離を測定するための投光信号が受光され、増幅されるまでの遅延時間をアナログ電圧に変換するなかで、受信波形の立ち上がりと立下りの両方の遅延時間を用いることで、受光信号の振幅の違いによる誤差を補正する装置が知られている（例えば、特許文献２）。しかし、実際には、受光回路および増幅回路は、波形の立ち上がりと立下りで異なる周波数特性を持つため、波形の立ち上がりと立下りの傾きも異なり、この誤差の補正がうまく働かない場合が多い。

　このため、二値化回路のしきい値を無信号時の電圧レベルと同等にすることで、受光信号の振幅の違いによる誤差を小さくすることが考えられる。図９は、この二値化回路の入出力波形の一例を示す。図９（ａ）～（ｄ）は受光信号の振幅が大きい場合、図９（ｅ）～（ｈ）は振幅が小さい場合である。この場合、図９（ｄ）、図９（ｈ）のように、受光信号の振幅の変化による遅延パルスの時間変動は両信号でほとんど差がなくなって改善されるものの、図９（ｂ）、図９（ｆ）のように、しきい値が低いため無信号時のノイズ成分で二値化出力が変化する問題がある。

特表２００９－５０３４７０号公報特開２００６－３０８３５７号公報特開平６－１４０９０１号公報特開平５－４８５４３号公報特開平５－１２９８５７号公報

　前記無信号時に二値化出力が変化する問題は、投光回路が投光した受光信号のみを処理する場合にはあまり問題とならないが、例えば、装置を複数台並べて使用する場合や外乱光が頻発する環境の場合などのように、投光回路の投光直前の受光状態を監視して他の光との相互干渉状態を回避する必要がある場合（例えば、特許文献３）、または、無信号時のノイズレベルを検知して、受光素子であるアバランシェフォトダイオードにとって最適な増倍率に逆バイアス電圧を調整する必要がある場合（例えば、特許文献４、５）には問題となり、投光回路の非投光期間における無信号時の受光信号出力を安定させる必要がある。

　一方、投光回路および受光回路の回路上で遅延時間が変動する問題については、特許文献１のように、測定用と基準用の投光信号を単一の受光回路で受光させて、受光素子および増幅回路における遅延時間の変動を打ち消し合うことによりある程度解消されるが、他方、投光回路について、受光信号の振幅に起因する遅延時間の変動に対して投光パワーを調整する手段に、電気的な手法、多くは投光電流を変化させる手法を用いると、投光の遅延時間が無視できないほどに変動するため、測定用と基準用の補正がうまく働かない問題が生じる。このため、光学的に投光パワーを調整することになるが、機構的に複雑化し高価なものとなって、実用性を阻害する。また、投光回路では、測定用と基準用の投光素子や投光駆動回路のばらつきなど回路上の影響を受け易いという問題が依然として残る。

　さらに、投光回路について測定用と基準用で共用化することも考えられるが、１つの投光素子から投光される光を、何らかの手法で測定用と基準用(補償用)の光路との間を切り換える必要があるため、構造が複雑となる。

　本発明は、前記の問題点を解決して、投光回路の非投光期間における無信号時の受光信号出力を安定させるとともに、回路上の遅延時間変動の影響を少なくしながら測定精度を向上できる光波測距装置を提供することを目的としている。

　前記目的を達成するために、本発明の一構成に係る光波測距装置は、測定対象物に対して測定用投光信号を投光する投光素子である測定用レーザーダイオード、これを駆動する駆動素子である測定用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴ、装置内部の光路を通って基準用投光信号を投光する投光素子である基準用レーザーダイオード、およびこれを駆動する駆動素子である基準用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴ、を有する投光回路と、前記投光回路から投光されて測定対象物に反射された後の測定用投光信号および前記基準用投光信号の両方を受光してそれぞれの受光信号を得る単一の受光回路と、前記測定用投光信号を測定対象物に反射後に受光した受光信号における測定対象物との距離に応じた、当該測定用投光信号からの第１遅延時間と、前記基準用投光信号を受光した受光信号における当該基準用投光信号からの第２遅延時間とを、各受光信号を二値化したうえで求め、これらの遅延時間の差に基づいて測定対象物までの距離を演算する距離演算回路とを備えている。
　前記投光回路は、前記測定用および基準用レーザーダイオード同士並びに前記測定用および基準用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴ同士を、それぞれ同種のものとし、それぞれの同士の温度が近い値となるよう互いに近傍に配置させるとともに、測定用および基準用レーザーダイオードのいずれか一方のモニタ電流により決定された同一の駆動電流を用いて、測定用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴにより測定用レーザーダイオードを、基準用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴにより基準用レーザーダイオードを、それぞれ駆動させるものであり、前記距離演算回路は、前記受光回路からの受光信号を二値化する際の二値化しきい値電圧を、反転ロジックゲートを負帰還接続して得られた電圧にて決定するしきい値電圧演算回路と、前記投光回路における投光素子の投光期間と非投光期間との間で、前記二値化しきい値電圧をシフトさせるしきい値電圧シフト回路とを有する二値化しきい値生成回路を備えている。

　この構成によれば、投光回路の非投光期間における無信号時の受光信号出力を安定させるように、受光信号を二値化する際の二値化しきい値を投光回路の投光期間と非投光期間とでシフトさせる。かつ、回路上の遅延時間変動の影響が少なくなるように、投光回路の測定用および基準用レーザーダイオード同士並びにこれを駆動する測定用および基準用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴ同士を、同種で温度が互いに近い値となるよう近傍に配置させ、測定用および基準用レーザーダイオードのいずれか一方のモニタ電流により決定された同一の駆動電流を用いて測定用および基準用レーザーダイオードの両方を駆動させ、測定用投光信号および基準用投光信号の両方を単一の受光回路で受光させる。これにより、投光回路の非投光期間における無信号時の受光信号出力を安定させるとともに、回路上の遅延時間変動の影響を少なくしながら測定精度を向上できる。

　好ましくは、前記しきい値電圧シフト回路は、前記投光回路における投光素子の投光期間と非投光期間とで、前記しきい値電圧演算回路により得られた２つの二値化しきい値電圧を選択的に用いるものである。したがって、投光回路の非投光期間における無信号時の受光信号出力を安定させるとともに、回路上の遅延時間変動の影響を少なくしながら測定精度を向上できる。

　好ましくは、前記距離演算回路は、前記測定用と基準用の二値化された受光信号の遅延パルスを積分することによりそれぞれ遅延時間に比例したアナログ電圧を生成する遅延パルス－アナログ電圧変換回路を備え、前記測定用の受光信号の生成されたアナログ電圧から前記基準用の受光信号の生成されたアナログ電圧を減算することで測定対象物までの距離を演算する。したがって、投光回路および受光回路上の遅延時間変動の影響を少なくしながら、より測定精度を向上することができる。

　好ましくは、前記遅延パルス－アナログ電圧変換回路は、前記投光された基準用投光信号について受光した受光信号のパルス数をカウントし、そのカウント数が当該投光された基準用投光信号のパルス数と同一である場合にのみ、基準用の受光信号を有効とする。したがって、受光信号が微弱な場合や、外乱光が入り正しい測定結果が得られない場合のように、受光信号が正常でない場合に誤動作を防止できる。

　本発明は、受光信号の二値化しきい値を投光回路の投光期間と非投光期間とでシフトさせて投光回路の非投光期間における無信号時の受光信号出力を安定させるとともに、投光回路および受光回路の回路上の遅延時間変動の影響を少なくしながら測定精度を向上できる。

　本発明は、添付の図面を参考にした以下の好適な実施形態の説明から、より明瞭に理解されるであろう。しかしながら、実施形態および図面は単なる図示および説明のためのものであり、この発明の範囲を定めるために利用されるべきものではない。この発明の範囲は添付のクレーム（請求の範囲）によって定まる。添付図面において、複数の図面における同一の部品符号は同一部分を示す。
本発明の一実施形態に係る光波測距装置を示す構成図である。投光回路の詳細を示す構成図である。受光信号の遅延パルスからアナログ電圧へ変換する回路を示す構成図である。投光回路１から出力される各パルス信号の一例を示す図である。受光回路および距離演算回路の詳細を示す構成図である。距離演算回路の二値化に関する入出力波形を示す図である。（Ａ）は従来の光波測距装置の基本構成、（Ｂ）はその測定波形を示す図である。従来の光波測距装置の二値化に関する入出力波形を示す図である。従来の光波測距装置の二値化に関する入出力波形を示す図である。

　以下、本発明の実施形態を図面にしたがって説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る光波測距装置を示す構成図である。この光波測距装置は、測定用と基準用の２つの投光信号を投光する投光回路１、投光回路１から投光されて測定対象物Ｍにより反射された測定用投光信号と基準用投光信号の両方を受光する単一の受光回路２、測定対象物Ｍに反射後に受光した受光信号の投光信号からの遅延時間に基づいて測定対象物Ｍまでの距離を演算する距離演算回路３および測定用と基準用の切換信号を出力する測定用／基準用切換回路５を備えている。距離演算回路３は、受光信号を二値化する際の二値化しきい値を生成する二値化しきい値生成回路６を備えている。　

　投光回路１は、２つの投光素子１１、１１として測定対象物Ｍに対して測定用投光信号を投光する測定用レーザーダイオードＬＤ１および装置内部の光路を通って基準用投光信号を投光する基準用レーザーダイオードＬＤ２を有し、これら投光素子１１を駆動する投光駆動回路１２と、所定の発振周波数に基づき投光パルス信号を生成して投光駆動回路１２を駆動させる投光パルス生成回路１３とを備えている。投光駆動回路１２は、これらレーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２をそれぞれ駆動する駆動素子として、測定用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴおよび基準用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２を有している（図２）。

　この例では、投光パルス信号における測定用と基準用の発振周波数を同一、つまり測定用投光信号と基準用投光信号を同一周波数として、投光駆動回路１２および投光パルス生成回路１３の構成を簡素化しているが、両者の周波数を異ならせてもよい。

　測定用／基準用切換回路５は、投光パルス生成回路１３とスイッチＳＷ１とに測定用／基準用の切換信号を出力して、投光パルス生成回路１３で生成された測定用と基準用の投光パルス信号をスイッチＳＷ１で交互に切り換えて投光駆動回路１２に与える。これにより、各投光パルス信号に基づいて投光駆動回路１２が駆動されて、測定用レーザーダイオードＬＤ１から測定用投光信号が、基準用レーザーダイオードＬＤ２から基準用投光信号がそれぞれ独立して交互に投光される。この測定用／基準用切換回路５は、後述するように、スイッチＳＷ２に測定用／基準用の切換信号を出力し、スイッチＳＷ１と同期してスイッチＳＷ２を交互に切り換えて、遅延パルス生成回路３４で生成された測定用と基準用の受光信号の遅延パルスを、それぞれ測定用と基準用の遅延パルス－アナログ電圧変換回路３５に与える。

　図２は投光回路１の詳細を示す。２つの投光素子１１、１１のうち測定用レーザーダイオードＬＤ１はこのＬＤ１の投光パワーを監視してモニタ電流を出力するフォトダイオードＰＤを内蔵し、基準用レーザーダイオードＬＤ２は同様にフォトダイオードＰＤを内蔵している。各フォトダイオード（ＰＤ）にはそれぞれモニタ電流用の出力端子が設けられている。

　投光駆動回路１２の測定用、基準用デュアルＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２は、それぞれＧ１、Ｇ２のデュアルゲートを有する。この測定用、基準用デュアルＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２は、測定用デュアルＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートＧ１に、投光パルス生成回路１３で生成された測定用の投光パルス信号Ｓ１が、基準用デュアルＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートＧ１に、投光パルス生成回路１３で生成された基準用の投光パルス信号Ｓ２がそれぞれ入力して、各ゲートＧ２には共通のモニタ電流に基づく制御用電圧がそれぞれ印加されて駆動される。

　投光駆動回路１２において、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１はモニタ電流のピーク保持回路を構成し、コンパレータＵ１はモニタ電流のピーク値とボリュームＶＲ１で決定されたモニタ電流のしきい値とを比較する。抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２はコンパレータＵ１のオンオフ出力を長周期でフィルタリングして一定電圧にするローパスフィルタ（ＬＰＦ）を構成する。

　図２において、測定用および基準用レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２のいずれか一方、この例では基準用レーザーダイオードＬＤ２の投光パワーが上昇してモニタ電流（ＬＤ２のピン３）が増加すると、このモニタ電流は、ボリュームＶＲ１で基準電圧が設定されたコンパレータＵ１の－入力端子に入力するため、その分コンパレータＵ１の出力端子からの出力電圧が下がって各デュアルゲートＭＯＳＦＥＴのゲートＧ２に入力される。こうして、測定用および基準用レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２の投光パワーが上昇してモニタ電流が増加すると、ゲートＧ２の制御用電圧が下がるため、測定用、基準用レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２の投光パワーが下がることとなり安定した出力制御が得られる。通常、ボリュームＶＲ１は予め工場出荷時に、レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２が目的の出力で投光するように調整される。

　このように、基準用レーザーダイオードＬＤ２のモニタ電流により決定された同一の駆動電流を用いて、測定用、基準用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１、Ｑ２により測定用、基準用レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２を、それぞれ駆動させているので、回路上の遅延時間のばらつきを抑制することができる。基準用レーザーダイオードＬＤ２のモニタ電流を使用しているのは、一般にレーザーダイオードのモニタ電流は素子ごとのばらつきが大きく、どちらか一方、とりわけ基準側でのみ監視するのが好ましい結果を与えることによる。その理由として、測定側の投光パワー変動はすなわち測定対象物の反射率変化と同じことになり、通常発生する受光量変化に比べると、微々たるものとして扱うことができるため、基準側の投光パワーを安定させる方が好ましいことが挙げられる。なお、素子ごとのばらつきが小さい場合には、各レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２ごとのモニタ電流を使用してもよい。

　さらに、本装置では、図２の投光回路１の測定用および基準用レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２同士、並びに測定用および基準用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１、Ｑ２同士を、それぞれ同種のものとし、それぞれの同士の温度が互いに近い値となるように互いに近傍に配置させる。ここで、同種とは各レーザーダイオード、各デュアルゲートＭＯＳＦＥＴがそれぞれ同一機種の製品であることを意味する。それぞれ同種とすることにより、これら素子に起因する遅延時間のばらつきが極力少なくなるように駆動される。かつ、これらの素子同士が互いに近傍に配置されて温度差が少なくなるので、投光回路１の遅延時間変動を小さくすることができる。

　受光回路２は、投光回路１から投光されて測定対象物Ｍにより反射された測定用投光信号と、投光回路１から投光されて装置内部の光路を通る基準用投光信号の両方を受光してそれぞれの受光信号を得る単一の受光素子２１、および前記受光された信号を増幅する受光信号増幅回路２２を有している。本発明では、基準用投光信号を単一の受光素子２１に入力させて、測定用投光信号と基準用投光信号の両方をそれぞれ光の状態で単一の受光素子２１に入力させて、この測定用と基準用の受光信号を受光信号増幅回路２２で増幅させている。このため、単一の受光回路２を測定用、基準用(補償用)で兼用できるため、この回路上の遅延時間の変動については打ち消させることができる。

　前記距離演算回路３は、測定用投光信号を測定対象物Ｍに反射後に受光した受光信号における測定対象物Ｍとの距離に応じた、当該測定用投光信号からの第１遅延時間と、基準用投光信号を受光した受光信号における当該基準用投光信号からの第２遅延時間とを、各受光信号を二値化したうえで求め、これらの遅延時間の差に基づいて測定対象物Ｍまでの距離を演算するもので、二値化しきい値生成回路６、二値化生成回路３１、遅延パルス生成回路３４、スイッチＳＷ２、遅延パルス－アナログ変換回路３５、および減算回路３６とを備えている。

　前記二値化しきい値生成回路６は、受光回路２からの測定用と基準用の受光信号を二値化する際のしきい値電圧を、反転ロジックゲートを負帰還接続して得られた電圧にて決定するしきい値電圧演算回路３２と、投光回路１の投光期間と非投光期間とで、前記二値化しきい値電圧をシフトさせるしきい値電圧シフト回路３３とを有する。

　二値化生成回路３１は、生成された二値化しきい値に基づいて受光回路２からの測定用と基準用の受光信号を二値化する。遅延パルス生成回路３４は、投光信号を受光した測定用と基準用の受光信号における当該投光信号からの遅延時間をそれぞれ遅延パルスとして生成する。

　前記測定用／基準用切換回路５は、スイッチＳＷ２に測定用／基準用の切換信号を出力し、スイッチＳＷ１と同期してスイッチＳＷ２を交互に切り換えて、遅延パルス生成回路３４で生成された測定用と基準用の受光信号の遅延パルスを、それぞれ測定用と基準用の遅延パルス－アナログ電圧変換回路３５に与える。

　遅延パルス－アナログ変換回路３５は、測定用の遅延パルス－アナログ変換回路３５ａと、基準用の遅延パルス－アナログ変換回路３５ｂとを有しており、スイッチＳＷ２の切り換えによって、遅延パルス生成回路３４からの測定用と受光用の二値化された受光信号の遅延パルスを積分することにより、それぞれの遅延パルス－アナログ変換回路３５ａ、３５ｂで遅延時間に比例したアナログ電圧を生成する。図３のように、遅延パルス－アナログ変換回路３５は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５１、パルス数カウンタ５２、カウント数有効判定５３、切換スイッチ５４、ホールド回路５５を備えている。

　図３において、遅延パルス生成回路３４で生成された遅延パルスは、基準用の遅延パルスについて、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５１により積分する一方、パルス数カウンタ５２により、投光された基準用投光信号について受光した受光信号の遅延パルス数をカウントし、カウント数有効判定５３により、そのカウント数が当該投光された基準用投光信号の投光パルス数と一致していれば、基準用の受光信号（基準電圧）を有効として、後述するアナログスイッチ（図５のＵ１３）のゲートが開いてホールド回路５５に移される。一致していなければ、その受光信号は無視されるので、受光信号が微弱な場合や外乱光が入り正しい測定結果が得られない場合などでの誤動作を防止できる。

　図４は、投光回路１から出力される各パルス信号の一例である。図４（ａ）は測定用／基準用切換信号、図４（ｂ）、（ｃ）は測定用の投光パルス信号Ｓ１、基準用の投光パルス信号Ｓ２、図４（ｄ）は投光パルス信号が送信中と休止中の送信状態を表す送信中信号Ｓ３、図４（ｅ）、（ｆ）は、それぞれ図４（ｂ）の測定用の投光パルス信号Ｓ１が投光中にオンとなるゲート信号Ｓ５、図４（ｃ）の基準用の投光パルス信号Ｓ２が投光中にオンとなるゲート信号Ｓ７、図４（ｇ）、（ｈ）は受光信号が有効であると判定されたとき出力する有効信号Ｓ６、Ｓ８をそれぞれ示す。図４（ｂ）、（ｃ）において、1つの投光パルスの塊を４回としているが、これに限定されるものではなく、任意の回数を設定することができる。

　図１の減算回路３７は、有効とされた測定用の受光信号の遅延時間（遅延パルス）を変換したアナログ電圧から、基準用の受光信号の遅延時間（遅延パルス）を変換したアナログ電圧を減算することにより、測定対象物Ｍまでの距離を演算する。このように、測定用と基準用の受光信号の遅延時間を相殺することにより、この投光回路１に固有の回路上の遅延時間の変動による影響を少なくして、測定精度を向上することができる。

　図５は、受光回路２および距離演算回路３の詳細を示す図である。図６は、距離演算回路３の二値化に関する入出力波形の一例を示す。図６（ａ）～（ｄ）は受光信号の振幅が大きい場合、図６（ｅ）～（ｈ）は振幅が小さい場合である。

　図５の受光回路２の受光素子２１は受光用フォトダイオードＰＤ１であり、このフォトダイオードＰＤ１は逆バイアス電圧ＶＢＩＡＳが印加されて、抵抗Ｒ１１を介して直流的にグラウンドＧＮＤへ接続されている。コンデンサＣ１１により、蛍光灯や外乱光などの直流光成分をカットして投光信号を受光した受光信号のみを通す。抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４およびコンパレータＵ１１は受光信号を増幅するための受光信号増幅回路２２である。

　二値化しきい値生成回路６は、受光信号増幅回路２２で増幅された受光信号の直流成分をカットするためのコンデンサＣ１２、および受光信号のアナログ電圧を二値信号に変換（二値化）するためのインバータＵ１２ａを有する。二値化しきい値生成回路６のしきい値電圧演算回路３２は、インバータＵ１２ａと同種のもので同一素子に収められているインバータＵ１２ｂと、インバータＵ１２ｂの出力が抵抗Ｒ１７で負帰還することでコンデンサＣ１３にインバータＵ１２ａ固有のしきい値電圧を与える構成を有する。しきい値電圧シフト回路３３は、そのしきい値電圧をインバータＵ１２ａに印加するための抵抗Ｒ１６と、インバータＵ１２ａに印加されるしきい値電圧を変化させるための抵抗Ｒ１６と並列に接続された抵抗Ｒ１５と、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１１とを有する。

　投光回路１の投光期間中に投光中信号がオンとなり（図６（ｂ）、（ｇ））、この投光中（送信中）信号Ｓ３（図４）が印加されてＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１１がオフされるとき、インバータＵ１２ａに与えられる二値化しきい値電圧は、ＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１１がオフの間は抵抗Ｒ１６を介してインバータＵ１２ｂで生成されるインバータＵ１２ａ固有のしきい値電圧と同等の電圧を印加され、受光信号の立ち上がりタイミングを二値化出力に正確に反映させる。

　投光回路１の非投光期間中に投光中信号がオフとなり（図６（ｂ）、（ｇ））、前記投光中（送信中）信号Ｓ３の印加がないときＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１１がオンされて、インバータＵ１２ａに印加される電圧は抵抗Ｒ１５とＲ１６で分圧されることにより、投光期間中の電圧から図示αのように低下する（図６（ｃ）、（ｈ））。これにより、受光信号が二値化しきい値よりも低い方にシフトされるので、二値化出力が無信号時のノイズの影響を受けにくくなって、該ノイズにより変化しにくくなる。このように、二値化しきい値が予め回路上で規定された所定値から相対的にシフトされる。なお、これに代えて、例えばコンパレータを用いて所定の基準電圧との比較により直接的に二値化しきい値をシフトさせるようにしてもよい。また、しきい値電圧シフト回路３３は、投光回路１の投光期間と非投光期間とで、しきい値電圧演算回路３２により得られた２つの二値化しきい値電圧を選択的に用いるものでもよい。これにより、投光回路１の投光期間と、非投光期間で二値化しきい値生成回路６のしきい値を直接あるいは相対的に切り換えることにより、受信振幅変動による遅延パルス幅変化を少なくしながら、無信号時の受光信号出力を安定させて、測定精度を向上することができる。

　図１の遅延パルス生成回路３４は、図５のように、投光信号の投光開始から受光信号が立ち上がるまでの遅延パルスを生成するためのフリップフロップＵ１３を有しており、信号Ｓ４には投光パルス生成回路１３から投光パルス信号が印加される。この遅延パルスはフリップフロップＵ１３の５ピンから出力される。投光信号の立ち上がりでフリップフロップＵ１３のＱがオンし、受光信号の立ち上がりでＱがオフして、オンオフパルスが出力する。測定対象物Ｍまでの距離が長いとパルスのオン幅が長くなり、距離が短いとオン幅が短くなる。こうして、測定対象物Ｍの距離による遅延時間に応じた遅延パルスが生成される。

　遅延パルス－アナログ変換回路３５では、遅延パルスがインバータＵ１４ａ、Ｕ１４ｂに印加される。インバータＵ１４ａにはゲート信号Ｓ５（図４）から測定用投光期間中（図６（ｂ）、図６（ｇ））にオンとなる信号が印加され、インバータＵ１４ｂにはゲート信号Ｓ７（図４）から基準用投光期間中（図６（ｂ）、図６（ｇ））にオンとなる信号が印加される。抵抗Ｒ１８、コンデンサＣ１４および抵抗Ｒ１９、コンデンサＣ１６はそれぞれ測定用、基準用の遅延パルス信号幅（図６（ｅ）、図６（ｊ））をアナログ電圧に変換するローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。

　アナログスイッチＵ１５、Ｕ１６はそれぞれ有効信号Ｓ６、Ｓ８（図４）によってゲートが制御され、受光したパルス数が有効な場合にのみ一定時間ゲートを開き、ホールドコンデンサＣ１５、Ｃ１７に有効な受光信号の遅延パルスのアナログ電圧を渡すことができる。各アナログ電圧に変換された信号Ｓ９、Ｓ１０において、図１の減算回路３５により、Ｓ９のアナログ電圧からＳ１０のアナログ電圧と減算されて、測定対象物Ｍまでの距離が演算される。

　このように、本発明では、投光回路１の非投光期間における無信号時の受光信号出力を安定させるように、受光信号を二値化する際の二値化しきい値を投光回路１の投光期間と非投光期間とでシフトさせる。かつ、回路上の遅延時間変動の影響が少なくなるように、投光回路１の測定用および基準用レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２同士並びにこれを駆動する測定用および基準用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴ　Ｑ１、Ｑ２同士を、同種で温度が互いに近い値となるよう近傍に配置させ、測定用および基準用レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２のいずれか一方のモニタ電流により決定された同一の駆動電流を用いて測定用および基準用レーザーダイオードＬＤ１、ＬＤ２の両方を駆動させ、測定用投光信号および基準用投光信号の両方を単一の受光回路２で受光させる。これにより、投光回路１の非投光期間における無信号時の受光信号出力を安定させるとともに、回路上の遅延時間変動の影響を少なくしながら測定精度を向上できる。

　以上のとおり図面を参照しながら好適な実施形態を説明したが、当業者であれば、本件明細書を見て、自明な範囲内で種々の変更および修正を容易に想定するであろう。したがって、そのような変更および修正は、添付の請求の範囲から定まる本発明の範囲内のものと解釈される。

１：投光回路
２：受光回路
３：距離演算回路
５：測定用／基準用切換回路
６：二値化しきい値生成回路
３１：二値化生成回路
３２：しきい値電圧演算回路
３３：しきい値電圧シフト回路
３４：遅延パルス生成回路
３５：遅延パルス－アナログ電圧変換回路
ＬＤ１、ＬＤ２：レーザーダイオード
Ｑ１、Ｑ２：デュアルゲートＭＯＳＦＥＴ
Ｍ：測定対象物

Claims

　測定対象物に対して測定用投光信号を投光する投光素子である測定用レーザーダイオード、これを駆動する駆動素子である測定用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴ、装置内部の光路を通って基準用投光信号を投光する投光素子である基準用レーザーダイオード、およびこれを駆動する駆動素子である基準用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴ、を有する投光回路と、
　前記投光回路から投光されて測定対象物に反射された後の測定用投光信号および前記基準用投光信号の両方を受光してそれぞれの受光信号を得る単一の受光回路と、
　前記測定用投光信号を測定対象物に反射後に受光した受光信号における測定対象物との距離に応じた、当該測定用投光信号からの第１遅延時間と、前記基準用投光信号を受光した受光信号における当該基準用投光信号からの第２遅延時間とを、各受光信号を二値化したうえで求め、これらの遅延時間の差に基づいて測定対象物までの距離を演算する距離演算回路とを備えた光波測距装置であって、
　前記投光回路は、前記測定用および基準用レーザーダイオード同士並びに前記測定用および基準用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴ同士を、それぞれ同種のものとし、それぞれの同士の温度が近い値となるよう互いに近傍に配置させるとともに、測定用および基準用レーザーダイオードのいずれか一方のモニタ電流により決定された同一の駆動電流を用いて、測定用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴにより測定用レーザーダイオードを、基準用デュアルゲートＭＯＳＦＥＴにより基準用レーザーダイオードを、それぞれ駆動させるものであり、
　前記距離演算回路は、前記受光回路からの受光信号を二値化する際の二値化しきい値電圧を、反転ロジックゲートを負帰還接続して得られた電圧にて決定するしきい値電圧演算回路と、前記投光回路における投光素子の投光期間と非投光期間との間で、前記二値化しきい値電圧をシフトさせるしきい値電圧シフト回路とを有する二値化しきい値生成回路を備えている、光波測距装置。
　請求項１において、
　前記しきい値電圧シフト回路が、前記投光回路における投光素子の投光期間と非投光期間とで、前記しきい値電圧演算回路により得られた２つの二値化しきい値電圧を選択的に用いるものである、光波測距装置。
　請求項１において、
　前記距離演算回路は、前記測定用と基準用の二値化された受光信号の遅延パルスを積分することによりそれぞれ遅延時間に比例したアナログ電圧を生成する遅延パルス－アナログ電圧変換回路を備え、前記測定用の受光信号の生成されたアナログ電圧から前記基準用の受光信号の生成されたアナログ電圧を減算することで測定対象物までの距離を演算する、光波測距装置。
　請求項３において、さらに、
　前記遅延パルス－アナログ電圧変換回路は、前記投光された基準用投光信号について受光した受光信号のパルス数をカウントし、そのカウント数が当該投光された基準用投光信号のパルス数と同一である場合にのみ、基準用の受光信号を有効とする、光波測距装置。