WO2012124247A1 - アンテナ装置及び無線通信装置 - Google Patents

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WO2012124247A1
WO2012124247A1 PCT/JP2012/000500 JP2012000500W WO2012124247A1 WO 2012124247 A1 WO2012124247 A1 WO 2012124247A1 JP 2012000500 W JP2012000500 W JP 2012000500W WO 2012124247 A1 WO2012124247 A1 WO 2012124247A1
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antenna device
radiator
capacitor
inductor
antenna
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PCT/JP2012/000500
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English (en)
French (fr)
Inventor
健一 浅沼
山本　温
坂田　勉
Original Assignee
パナソニック株式会社
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/10—Resonant antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q7/00—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/28—Combinations of substantially independent non-interacting antenna units or systems
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/314—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole

Definitions

  • the present invention mainly relates to an antenna device for mobile communication such as a mobile phone and a wireless communication device including the antenna device.
  • the mobile wireless communication devices such as mobile phones are rapidly becoming smaller and thinner.
  • portable wireless communication devices have been transformed into data terminals that are used not only as conventional telephones but also for sending and receiving e-mails and browsing web pages on the WWW (World Wide Web).
  • the amount of information handled has increased from conventional voice and text information to photographs and moving images, and further improvements in communication quality are required.
  • a multiband antenna device that supports a plurality of wireless communication schemes and a small antenna device have been proposed.
  • an array antenna apparatus that reduces electromagnetic coupling and enables high-speed wireless communication when a plurality of these antenna apparatuses are arranged has been proposed.
  • the invention disclosed in Patent Document 1 includes a feed line formed by printing on the surface of the dielectric substrate, an inner radiating element connected to the feed line, an outer radiating element, and a print on the surface of the dielectric substrate.
  • the inductor provided between the radiating elements and the predetermined capacitance between the radiating elements form a parallel resonant circuit and can operate in a multiband.
  • the invention of Patent Document 2 is a multiband antenna comprising an antenna element in which first and second radiating elements are connected to both ends of an LC parallel resonant circuit.
  • the LC parallel resonant circuit is an inductor itself. It is configured by self-resonance.
  • the LC parallel resonance circuit configured by self-resonance of the inductor itself of the whip antenna can be operated in multiband.
  • JP 2001-185938 A Japanese Patent Laid-Open No. 11-55022 Japanese Patent No. 4003077
  • 3G-LTE 3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution
  • 3G-LTE employs a MIMO (Multiple Input Multiple Output) antenna device that uses multiple antennas to simultaneously transmit and receive multiple channels of radio signals using space division multiplexing as a new technology for achieving high-speed wireless transmission.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • the MIMO antenna apparatus includes a plurality of antennas on the transmitter side and the receiver side, and enables a high transmission rate by spatially multiplexing data streams.
  • the MIMO antenna apparatus Since the MIMO antenna apparatus operates a plurality of antennas at the same frequency at the same time, the electromagnetic coupling between the antennas becomes very strong in a situation where the antennas are mounted close to each other in a small mobile phone. When the electromagnetic coupling between the antennas becomes strong, the radiation efficiency of the antennas deteriorates. As a result, the received radio wave becomes weak and the transmission speed is reduced. Therefore, a low-coupled array antenna is required with a plurality of antennas arranged close to each other. Further, in order to realize space division multiplexing, the MIMO antenna apparatus needs to simultaneously transmit and receive a plurality of radio signals having low correlation with each other by making the directivity or polarization characteristics different. Furthermore, there is a need for a technology for widening the antenna bandwidth in order to increase communication speed.
  • the radiating element becomes large in order to reduce the operating frequency in the low band. Also, the slit between the inner radiating element and the outer radiating element does not contribute to the radiation.
  • the element length of the radiating element must be increased in order to operate in a low frequency range. Also, the LC parallel resonant circuit cannot contribute to radiation.
  • An object of the present invention is to provide an antenna device that can solve the above-described problems and achieve both multiband and miniaturization, and also provides a wireless communication device including such an antenna device. There is to do.
  • An antenna device includes: In an antenna device comprising at least one radiator, Each radiator above is A loop-shaped radiation conductor; At least one capacitor inserted in place along the loop of the radiating conductor; At least one inductor inserted along a loop of the radiation conductor at a predetermined position different from the position of the capacitor; A feed point provided on the radiation conductor, Each radiator above is A first portion of the radiator along the loop of the radiating conductor, including the inductor and the capacitor, resonates at a first frequency; A section along the loop of the radiating conductor, including the capacitor, not including the inductor, and including a section extending between the feed point and the inductor; It is configured to resonate at a second frequency higher than the first frequency.
  • the radiation conductor includes a first radiation conductor and a second radiation conductor,
  • the capacitor is formed by a capacitance generated between the first and second radiation conductors.
  • the inductor is formed of a strip conductor.
  • the inductor is formed of a meander conductor.
  • the antenna device further includes a ground conductor.
  • the capacitor and the inductor of each radiator are provided in a portion where the radiation conductor and the ground conductor are close to each other along a loop of the radiation conductor, and the feeding point is It is provided between the capacitor and the inductor.
  • the antenna device includes a printed wiring board including the ground conductor and a feed line connected to the feed point, The radiator is formed on the printed wiring board.
  • the antenna device is a dipole antenna including at least a pair of radiators.
  • the antenna device includes a plurality of radiators, and the plurality of radiators have a plurality of first frequencies different from each other and a plurality of second frequencies different from each other.
  • the radiation conductor is bent at at least one place.
  • the antenna device includes a plurality of radiators connected to different signal sources.
  • the antenna device includes a first radiator and a second radiator each having a radiation conductor configured symmetrically with respect to a predetermined reference axis,
  • the feeding points of the first and second radiators are provided at positions symmetrical with respect to the reference axis,
  • the radiating conductors of the first and second radiators are arranged such that the first and second radiators move away from the feeding point of the first radiator and the feeding point of the second radiator along the reference axis.
  • the distance between the radiators has a shape that increases gradually.
  • the antenna device includes a first radiator and a second radiator, and a loop of each radiation conductor of the first and second radiators is configured to be substantially symmetrical with respect to a predetermined reference axis.
  • the first radiator includes the feed point, the inductor, and the capacitor when proceeding in a corresponding direction from the feed points along the symmetric radiation conductor loops of the first and second radiators. Are arranged in order, and in the second radiator, the feeding point, the capacitor, and the inductor are sequentially arranged.
  • the radio communication apparatus is characterized by including the antenna apparatus according to the first aspect.
  • the antenna device of the present invention it is possible to provide an antenna device that can operate in multiple bands while having a small and simple configuration.
  • the antenna device of the present invention includes a plurality of radiators, the antenna elements are mutually low-coupled and are operable to simultaneously transmit and receive a plurality of radio signals.
  • a wireless communication device including such an antenna device.
  • FIG. 2 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 1 operates at a low-band resonance frequency f1.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a current path when the antenna device of FIG. 1 operates at a high-band resonance frequency f2. It is a figure for demonstrating the matching effect by the inductor L1 and the capacitor C1 when the antenna apparatus of FIG. 1 operate
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a current path when the antenna apparatus of FIG. 7 operates at a low-band resonance frequency f1.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a current path when the antenna device of FIG. 7 operates at a high-band resonance frequency f2.
  • FIG. 12 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG.
  • FIG. 12 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 11 operates at a high-band resonance frequency f2. It is the schematic which shows the frequency characteristic of VSWR which concerns on the antenna apparatus of FIG. It is the schematic which shows the antenna apparatus which concerns on the 3rd modification of the 1st Embodiment of this invention. It is the schematic which shows the antenna apparatus which concerns on the 4th modification of the 1st Embodiment of this invention. It is the schematic which shows the antenna apparatus which concerns on the 5th modification of the 1st Embodiment of this invention. It is the schematic which shows the antenna apparatus which concerns on the 6th modification of the 1st Embodiment of this invention.
  • FIG. 29 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 28 operates at a low-band resonance frequency f1.
  • FIG. 29 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 28 operates at a high-band resonance frequency f2.
  • FIG. 32 is a diagram illustrating a current path when the antenna apparatus of FIG. 31 operates at a low-band resonance frequency f1.
  • FIG. 32 is a diagram illustrating a current path when the antenna device of FIG. 31 operates at a high-band resonance frequency f2. It is the schematic which shows the antenna apparatus which concerns on the 1st Example of the 1st Embodiment of this invention. It is a top view which shows the detailed structure of the radiator 100 of the antenna apparatus of FIG.
  • FIG. 43 is a development view showing a detailed configuration of radiator 121 of the antenna device of FIG. 42. It is the schematic which shows the antenna apparatus which concerns on the 1st Example of the 2nd Embodiment of this invention.
  • FIG. 43 is a graph showing frequency characteristics of an S parameter S11 representing a reflection coefficient of the antenna device of FIG. 45 is a graph showing frequency characteristics of S parameters S11 and S21 representing reflection coefficients and pass coefficients of the antenna apparatus of FIG. 44. It is a graph which shows the frequency characteristic of S parameter S11 and S21 showing the reflection coefficient and transmission coefficient of the antenna apparatus of FIG.
  • FIG. 45 is a radiation pattern diagram of the ⁇ Y side radiator 121 when the antenna apparatus of FIG. 44 operates at the low-band resonance frequency f1.
  • FIG. 45 is a radiation pattern diagram of the radiator 122 on the + Y side when the antenna device of FIG.
  • FIG. 45 is a radiation pattern diagram of the ⁇ Y side radiator 121 when the antenna apparatus of FIG. 44 operates at the high-band resonance frequency f2.
  • FIG. 45 is a radiation pattern diagram of the radiator 122 on the + Y side when the antenna device of FIG. 44 operates at the high-band resonance frequency f2. It is a figure for demonstrating the main radiation direction when the antenna apparatus of FIG. 44 operate
  • FIG. 1 is a schematic diagram illustrating an antenna device according to a first embodiment of the present invention.
  • the antenna device of this embodiment is characterized in that a single radiator 100 is operated in a dual band.
  • a radiator 100 includes a first radiating conductor 1 having a predetermined width and a predetermined electric length, a second radiating conductor 2 having a predetermined width and a predetermined electric length, and a radiating conductor 1 at a predetermined position. , 2 are connected to each other and a capacitor C1 is connected to the radiation conductors 1 and 2 at positions different from the capacitor C1.
  • the radiation conductors 1 and 2, the capacitor C1, and the inductor L1 form a loop that surrounds the central hollow portion.
  • the capacitor C1 is inserted at a predetermined position of the loop-shaped radiation conductor, and the inductor L1 is inserted at a position different from the position where the capacitor C1 is inserted.
  • a signal source Q1 that generates a high-frequency signal having a low-frequency resonance frequency f1 and a high-frequency resonance frequency f2 is connected to a feeding point P1 on the radiation conductor 1 and on a ground conductor G1 provided close to the radiator 100.
  • the signal source Q1 schematically shows a wireless communication circuit connected to the antenna device of FIG. 1, and excites the radiator 100 at either the low-band resonance frequency f1 or the high-band resonance frequency f2.
  • a matching circuit may be further connected between the antenna device and the radio communication circuit.
  • the current path when excited at the low-band resonance frequency f1 is different from the current path when excited at the high-band resonance frequency f2, and thus dual band operation can be effectively realized. .
  • FIG. 2 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 1 operates at the low-band resonance frequency f1.
  • a current having a low frequency component has a property that it can pass through an inductor (low impedance) but difficult to pass through a capacitor (high impedance).
  • the current I1 when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1 includes the inductor L1 and flows along a path along the loop-shaped radiation conductor. Specifically, the current I1 flows from the feed point P1 to the point connected to the inductor L1 in the radiation conductor 1, passes through the inductor L1, and from the point connected to the inductor L1 in the radiation conductor 2 to the point connected to the capacitor C1. Flowing.
  • a current flows from the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 1 due to the potential difference between both ends of the capacitor C1 to the feeding point P1, and is connected to the current I1. For this reason, it can be considered that the current I1 also passes through the capacitor C1 substantially.
  • the current I1 flows strongly in the inner edge close to the central hollow portion in the loop-shaped radiation conductor.
  • a current I3 flows toward the connection point P2 in a portion close to the radiator 100 on the ground conductor G1.
  • the radiator 100 when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1, the current I1 flows through the current path as shown in FIG. 2, and the loop-shaped radiation conductor, the inductor L1, and the capacitor C1 have the low-band resonance frequency f1.
  • the radiator 100 includes an electrical length from the feed point P1 to the point connected to the inductor L1 in the radiation conductor 1, an electrical length from the feed point P1 to the point connected to the capacitor C1, and the electrical power of the inductor L1.
  • the sum of the length, the electrical length of the capacitor C1, and the electrical length from the point connected to the inductor L1 to the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 2 becomes the electrical length that resonates at the low-band resonance frequency f1.
  • the resonating electrical length is, for example, 0.2 to 0.25 times the operating wavelength ⁇ 1 of the low-band resonance frequency f1.
  • the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1
  • the current I1 flows through the current path as shown in FIG. 2, so that the radiator 100 operates in the loop antenna mode, that is, the magnetic current mode.
  • the radiator 100 Since the radiator 100 operates in the loop antenna mode, a long resonance length can be ensured even though the radiator 100 is small in size, so that favorable characteristics can be realized even when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1. Further, the radiator 100 has a high Q value when operating in the loop antenna mode. In the loop-shaped radiation conductor, the radiation efficiency of the antenna device is improved as the hollow portion at the center is expanded (that is, the diameter of the loop is increased).
  • FIG. 3 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 1 operates at the high-band resonance frequency f2.
  • a current having a high frequency component has the property that it can pass through a capacitor (low impedance) but is difficult to pass through an inductor (high impedance). Therefore, the current I2 when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2 is a section along the loop-shaped radiation conductor, includes the capacitor C1, does not include the inductor L1, and does not include the inductor L1. It flows over a section extending in between.
  • the current I2 flows from the feeding point P1 to the point connected to the capacitor C1 in the radiating conductor 1, passes through the capacitor C1, and is connected to the predetermined position (for example, connected to the inductor L1) from the point connected to the capacitor C1 in the radiating conductor 2. Flow to the point). At this time, the current I2 flows strongly around the outer periphery of the loop-shaped radiation conductor. In a portion near the radiator 100 on the ground conductor G1, a current I3 flows toward the connection point P2 (that is, in a direction opposite to the current I2). In the radiator 100, when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2, a current I2 flows through a current path as shown in FIG.
  • the radiator 100 includes the electrical length from the feeding point P1 to the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 1, the electrical length of the capacitor C1, and the electrical length of the portion where the current I2 flows in the radiation conductor 2 (for example, The sum of the electrical length from the point connected to the capacitor C1 to the point connected to the inductor L1 is an electrical length that resonates at the high-band resonance frequency f2.
  • the resonant electrical length is, for example, 0.25 times the operating wavelength ⁇ 2 of the high-band resonance frequency f2.
  • the antenna device of the present embodiment forms a current path through the inductor L1 when operating at the low-band resonance frequency f1, and forms a current path through the capacitor C1 when operating at the high-band resonance frequency f2.
  • the radiator 100 operates in a magnetic current mode by forming a loop-shaped current path, and resonates at the low-band resonance frequency f1.
  • radiator 100 operates in a current mode by forming a non-loop current path (monopole antenna mode) and resonates at high-band resonance frequency f2.
  • an antenna element length of about ( ⁇ 1) / 4 is necessary when operating at the low-band resonance frequency f1 (operating wavelength ⁇ 1).
  • a loop current path is used. By forming, the vertical and horizontal lengths of the radiator 100 can be reduced to about ( ⁇ 1) / 15.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a matching effect by the inductor L1 and the capacitor C1 when the antenna apparatus of FIG. 1 operates at the low-band resonance frequency f1.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a matching effect by the inductor L1 and the capacitor C1 when the antenna apparatus of FIG. 1 operates at the high-band resonance frequency f2.
  • the low-band resonance frequency f1 and the high-band resonance frequency f2 can be adjusted using the matching effect (particularly the matching effect by the capacitor C1) by the inductor L1 and the capacitor C1.
  • the antenna device When the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1, the current I1b that flows from the point connected to the inductor L1 to the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 2 and the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 1
  • the current I1c flowing to the feeding point P1 is connected to the current I1a flowing from the feeding point P1 to the point connected to the inductor L1 in the radiating conductor 1, thereby forming a loop-shaped current path. Since a potential difference is generated between both ends (radiation conductor 1 side and radiation conductor 2 side) of the capacitor C1, there is an effect of controlling the reactance component of the input impedance of the antenna device by the capacitance of the capacitor C1.
  • the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2
  • current flows from the feeding point P1 to the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 1 (current I2a), passes through the capacitor C1, and passes through the capacitor C1.
  • the current flows from the point connected to C1 to the point connected to the inductor L1 (current I2b). Since the capacitor C1 allows high frequency components to pass therethrough, if the capacitance of the capacitor C1 is reduced, the electrical length is shortened and the resonance frequency of the radiator 100 is shifted to a higher frequency. Since the voltage at the feeding point P1 is minimum in the radiator 100, the resonance frequency of the radiator 100 can be lowered by separating the position where the capacitor C1 is loaded from the feeding point P1.
  • the capacitor C1 is closer to the ground conductor G1 than the inductor L1. For this reason, as described above, when the antenna apparatus operates at the low-band resonance frequency f1, the current I1 flows from the feeding point P1 to a position (point P3) close to the ground conductor G1 in the radiating conductor 2, and the antenna apparatus Operates at the high-band resonance frequency f2, the current I2 flows from the feeding point P1 to a position remote from the ground conductor G1 in the radiation conductor 2 (point P4). That is, the open end of the current I1 is close to the ground conductor G1, while the open end of the current I2 is away from the ground conductor G1.
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing the frequency characteristics of the VSWR related to the antenna apparatus of FIG.
  • Patent Document 3 As an antenna device including a loop-shaped radiation conductor, and a capacitor and an inductor inserted at predetermined positions along the loop of the radiation conductor, there has been an invention of Patent Document 3, for example.
  • a parallel resonant circuit is configured by a capacitor and an inductor, and this parallel resonant circuit operates in either a fundamental mode or a higher-order mode depending on the frequency.
  • the present invention is based on a completely new principle of operating the radiator 100 as either the loop antenna mode or the monopole antenna mode according to the operating frequency.
  • the antenna device of the present embodiment uses a frequency in the 800 MHz band (for example, 880 MHz) as the low frequency resonance frequency f1, and a frequency in the 2000 MHz band (for example, 2170 MHz) as the high frequency resonance frequency f2, as will be described in the following examples. Can be used, but is not limited to these frequencies.
  • Each of the radiation conductors 1 and 2 has an arbitrary shape as well as the strip shape shown in FIG. 1 and the like as long as a predetermined electric length can be secured between the capacitor C1 and the inductor L1. Also good.
  • the ground conductor G1 is shown in a small size for simplification of illustration, but as shown in FIG. 36 and the like, the ground conductor G1 having a sufficient size according to the desired performance is used.
  • the antenna device of FIG. 1 and the antenna devices of other embodiments and modifications may be formed on a printed wiring board.
  • radiator 100 and ground conductor G1 are formed as a conductor pattern on the dielectric substrate.
  • the plane including the radiator 100 and the plane including the ground conductor G1 are shown to be in the same plane.
  • the arrangement of the radiator 100 and the ground conductor G1 is limited to such a configuration.
  • the plane including radiator 100 may have a predetermined angle with respect to the plane including ground conductor G1.
  • the radiation conductors 1 and 2 of the radiator 100 may be bent at at least one place.
  • the dual-band operation is effectively realized by operating the radiator 100 as either the loop antenna mode or the monopole antenna mode according to the operating frequency. Miniaturization can be achieved.
  • FIG. 7 is a schematic diagram showing an antenna device according to a first modification of the first embodiment of the present invention.
  • the capacitor C1 is closer to the ground conductor G1 than the inductor L1, but as shown in FIG. 7, the inductor L1 may be closer to the ground conductor G1 than the capacitor C1.
  • the radiator 101 of the antenna apparatus of FIG. 7 is configured in the same manner as the radiator 100 of the antenna apparatus of FIG. 1 except for the positions of the capacitor C1 and the inductor L1.
  • FIG. 8 is a diagram showing a current path when the antenna device of FIG. 7 operates at the low-band resonance frequency f1.
  • the current I1 when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1 flows from the feeding point P1 to the point connected to the inductor L1 in the radiation conductor 1, passes through the inductor L1, and is connected to the inductor L1 in the radiation conductor 2. It flows from the point to the point connected to the capacitor C1. Furthermore, a current flows from the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 1 due to the potential difference between both ends of the capacitor C1 to the feeding point P1, and is connected to the current I1.
  • the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1
  • most of the current I1 is radiated from the feed point P1 to the point P5 connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 2.
  • FIG. 9 is a diagram showing a current path when the antenna device of FIG. 7 operates at the high-band resonance frequency f2.
  • the current I2 when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2 flows from the feeding point P1 to the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 1, passes through the capacitor C1, and is connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 2. It flows from a point to a predetermined position.
  • the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2
  • most of the current I2 is radiated before flowing from the feeding point P1 to the corner point P6 of the radiation conductor 2.
  • the inductor L1 is closer to the ground conductor G1 than the capacitor C1. Therefore, as described above, when the antenna apparatus operates at the low-band resonance frequency f1, the current I1 flows from the feeding point P1 to a position (point P5) remote from the ground conductor G1 in the radiating conductor 2, and the antenna apparatus Operates at the high-band resonance frequency f2, the current I2 flows from the feeding point P1 to a position in the radiating conductor 2 close to the ground conductor G1 (point P6). That is, the open end of the current I2 is close to the ground conductor G1, while the open end of the current I1 is away from the ground conductor G1.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing the frequency characteristics of the VSWR related to the antenna apparatus of FIG.
  • the dual band operation can be effectively realized and the antenna device can be downsized. Can be achieved.
  • FIG. 11 is a schematic diagram showing an antenna device according to a second modification of the first embodiment of the present invention.
  • the radiation conductors 1A and 2A, the capacitor C1, and the inductor L1 form a loop that surrounds the central hollow portion.
  • the capacitor C1 and the inductor L1 of the radiator 102 are provided in a portion where the radiation conductor and the ground conductor G1 are close to each other along the loop-shaped radiation conductor, and the feeding point P1 is between the capacitor C1 and the inductor L1. Is provided.
  • FIG. 12 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 11 operates at the low-band resonance frequency f1.
  • the current I1 when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1 flows from the feed point P1 to the point connected to the inductor L1 in the radiation conductor 1A, passes through the inductor L1, and is connected to the inductor L1 in the radiation conductor 2A. It flows from the point to the point connected to the capacitor C1. Furthermore, current flows from the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 1A due to the potential difference between both ends of the capacitor C1 to the feeding point P1, and is connected to the current I1.
  • the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1
  • most of the current I1 is radiated before flowing from the feed point P1 to the point P7 remote from the ground conductor G1 in the radiating conductor 2.
  • FIG. 13 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 11 operates at the high-band resonance frequency f2.
  • the current I2 when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2 flows from the feed point P1 to the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 1A, passes through the capacitor C1, and is connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 2A. It flows from a point to a predetermined position.
  • the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2
  • most of the current I2 is radiated before flowing from the feeding point P1 to the corner point P8 of the radiation conductor 2A.
  • the radiation conductor 1A provided with the feeding point P1 is shorter than the radiation conductor 1 of FIG. . Since the radiation conductor 1A is short, the current path when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1 and the current path when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2 are easily separated.
  • both the capacitor C1 and the inductor L1 are close to the ground conductor G1. For this reason, as described above, when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1, the current I1 flows from the feeding point P1 to a position (point P7) remote from the ground conductor G1 in the radiation conductor 2A. Also operates at the high-band resonance frequency f2, the current I2 flows from the feeding point P1 to a position remote from the ground conductor G1 in the radiation conductor 2A (point P8). That is, both the open ends of the current I1 and the current I2 are separated from the ground conductor G1.
  • FIG. 14 is a schematic diagram showing the frequency characteristics of the VSWR related to the antenna apparatus of FIG.
  • the dual-band operation can be effectively realized and the antenna device can be downsized by operating the radiator 102 in either the loop antenna mode or the monopole antenna mode according to the operating frequency. Can be achieved.
  • FIG. 15 is a schematic diagram showing an antenna device according to a third modification of the first embodiment of the present invention
  • FIG. 16 shows an antenna according to the fourth modification of the first embodiment of the present invention
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing an apparatus.
  • the method for adjusting the resonance frequency of the antenna device can be summarized as follows. In order to lower the low-frequency resonance frequency f1, the capacitance of the capacitor C1, the inductance of the inductor L1, the electrical length of the radiating conductor 1, and the electrical length of the radiating conductor 2 are increased. That is effective. In order to lower the high-band resonance frequency f2, it is effective to increase the electrical length of the radiation conductor 2 and to separate the capacitor C1 from the feeding point P1.
  • FIG. 15 shows an antenna device configured to reduce the low-band resonance frequency f1.
  • the radiation conductors 1B and 2B, the capacitor C1, and the inductor L1 form a loop surrounding the central hollow portion.
  • the low frequency resonance frequency f ⁇ b> 1 is lowered by increasing the electrical length of the radiation conductor 2.
  • FIG. 16 shows an antenna device configured to lower the high-band resonance frequency f2.
  • the radiation conductors 1C and 2C, the capacitor C1, and the inductor L1 form a loop that surrounds the central hollow portion.
  • the high frequency resonance frequency f2 is lowered by separating the capacitor C1 from the feeding point P1.
  • each current path when the antenna device operates at each of the low-frequency resonance frequency f1 and the high-frequency resonance frequency f2 is used.
  • the electrical length must be clearly different.
  • the electrical length of the radiation conductor 2 is preferably longer than the electrical length of the radiation conductor 1.
  • the capacitor C1 and the inductor L1 can use, for example, discrete circuit elements, but are not limited thereto.
  • modified examples of the capacitor C1 and the inductor L1 will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 17 is a schematic diagram showing an antenna device according to a fifth modification of the first embodiment of the present invention
  • FIG. 18 shows an antenna according to the sixth modification of the first embodiment of the present invention. It is the schematic which shows an apparatus.
  • the radiator 105 of the antenna apparatus of FIG. 17 a loop surrounding the central hollow portion is formed by the radiation conductors 1D and 2D and the inductor L1.
  • a capacitor C2 is formed in the vicinity of the radiation conductors 1D and 2D.
  • the radiator 106 of the antenna apparatus of FIG. 18 a loop surrounding the hollow portion at the center is formed by the radiation conductors 1E and 2E and the inductor L1.
  • a capacitor C3 is formed in the vicinity of the radiation conductors 1E and 2E. As shown in FIGS.
  • FIG. 19 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a seventh modification of the first embodiment of the present invention.
  • a loop surrounding the hollow portion at the center is formed by the radiation conductors 1F and 2F and the inductor L1.
  • a capacitor C4 is formed in the vicinity of the radiation conductors 1F and 2F.
  • an interdigit-type conductor portion (a configuration in which finger-like conductors are alternately fitted) is formed. May be. According to the capacitor C4 of FIG. 19, the capacitance can be increased as compared with the capacitors C2 and C3 of FIGS.
  • the capacitor formed by the adjacent portions of the radiation conductors 1 and 2 is not limited to the linear conductor portion as shown in FIGS. 17 and 18 or the interdigit type conductor portion as shown in FIG. It may be formed by a part.
  • FIG. 20 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to an eighth modification of the first embodiment of the present invention.
  • a radiator 108 of the antenna apparatus of FIG. 20 includes an inductor L2 formed of a strip conductor instead of the inductor L1 of FIG.
  • FIG. 21 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a ninth modification of the first embodiment of the present invention.
  • the radiator 109 of the antenna device of FIG. 21 includes an inductor L3 formed of a meandering conductor instead of the inductor L1 of FIG.
  • the inductance of the inductors L2 and L3 increases as the width of the conductor forming the inductors L2 and L3 is reduced and the length of the conductor is increased.
  • FIG. 22 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a tenth modification of the first embodiment of the present invention.
  • the radiator 110 of the antenna apparatus of FIG. 22 a loop surrounding the hollow portion at the center is formed by the radiation conductors 1F and 2F and the inductor L3 (see FIG. 21 and FIG. 19).
  • a capacitor C4 is formed in the vicinity of the radiation conductors 1F and 2F (see FIG. 19).
  • FIG. 23 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to an eleventh modification of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 shows an antenna device including a plurality of capacitors C5 and C6.
  • the radiation conductors 1G, 2G, and 3 the capacitors C5 and C6, and the inductor L1 form a loop that surrounds the central hollow portion.
  • the antenna device according to the present embodiment is not limited to including a single capacitor and a single inductor, but includes a multi-stage capacitor including a plurality of capacitors and / or a multi-stage inductor including a plurality of inductors. May be.
  • FIG. 23 shows an antenna device including a plurality of capacitors C5 and C6.
  • capacitors C5 and C6 connected to each other by a third radiation conductor 3 having a predetermined electrical length are inserted instead of the capacitor C1 of FIG.
  • capacitors C5 and C6 are respectively inserted at different positions in the loop-shaped radiation conductor.
  • the band when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1 is widened, but the high-band resonance frequency f2 of the antenna device shifts to a high frequency. Therefore, the efficiency when the antenna device operates at a desired high-frequency resonance frequency (for example, 2000 MHz) decreases.
  • the impedance Z1 1 / (j ⁇ ⁇ ⁇ C1) of the capacitor C1 appears to be large from the feeding point P1, so that the antenna device has a high-frequency resonance frequency f2. It becomes difficult for the current I2 to flow during operation, and the efficiency at the high-band resonance frequency f2 decreases.
  • the capacitance of the capacitor C1 is represented by C1
  • the angular frequency of the current flowing through the capacitor C1 is represented by ⁇ .
  • the capacitance of the capacitor C1 is increased, the high frequency resonance frequency f2 of the antenna device is shifted to a low frequency, and the efficiency when the antenna device operates at a desired high frequency resonance frequency (for example, 2000 MHz) is improved.
  • the band when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1 is narrowed and shifted to a lower frequency band. Therefore, the efficiency when the antenna apparatus operates at a desired low-band resonance frequency (for example, 800 MHz) is lowered.
  • a desired low-band resonance frequency for example, 800 MHz
  • the capacitance of the capacitor C5 close to the feeding point P1 is made larger than the capacitance of the capacitor C5 far from the feeding point P1 (C5> C6).
  • the current I2 when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2 easily flows from the feeding point P1 through the capacitor C5 to at least the capacitor C6.
  • the efficiency when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2 is improved.
  • / (J ⁇ ⁇ ⁇ C) is set to a desired size.
  • FIG. 24 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a twelfth modification of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 24 shows an antenna device including a plurality of inductors L4 and L5.
  • the radiation conductors 1H, 2H, 3A, the capacitor C1, and the inductors L4, L5 form a loop surrounding the central hollow portion.
  • inductors L4 and L5 connected to each other by a third radiation conductor 3 having a predetermined electrical length are inserted instead of the inductor L1 of FIG.
  • inductors L4 and L5 are respectively inserted at different positions in the loop-shaped radiation conductor.
  • a plurality of capacitors and a plurality of inductors may be inserted at different positions in the loop-shaped radiation conductor.
  • the capacitor and the inductor can be inserted at three or more different positions in consideration of the current distribution on the radiator, so that the low-band resonance frequency f1 and There is an effect that fine adjustment of the high-frequency resonance frequency f2 is facilitated.
  • FIG. 25 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a thirteenth modification of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 25 shows an antenna device having a microstrip line feed line.
  • the antenna device of this modification includes a microstrip line feed line including a ground conductor G1 and a strip conductor S1 provided on the ground conductor G1 via a dielectric substrate B1.
  • the antenna device of this modification may have a planar configuration in order to reduce the height of the antenna device, that is, a ground conductor G1 is formed on the back surface of a printed wiring board (not shown), and a strip is formed on the surface.
  • the conductor S1 and the radiator 100 may be integrally formed.
  • the feed line is not limited to a microstrip line, and may be a coplanar line, a coaxial line, or the like.
  • FIG. 26 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a fourteenth modification of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 26 shows an antenna device configured as a dipole antenna.
  • the left radiator 100A in FIG. 26 is configured similarly to the radiator 100 in FIG.
  • the radiator 100B on the right side of FIG. 26 is also configured in the same manner as the radiator 100 of FIG. 1, and includes a first radiation conductor 11, a second radiation conductor 12, a capacitor C11, and an inductor L11.
  • the signal source Q1 is connected to the feeding point P1 of the radiator 100A and the feeding point P11 of the radiator 100B.
  • the antenna device of this modification can operate in a balance mode by having a dipole configuration, and can suppress unnecessary radiation.
  • FIG. 27 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a fifteenth modification of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 27 shows an antenna device capable of operating in four bands.
  • the left radiator 100C of FIG. 27 is configured in the same manner as the radiator 100 of FIG.
  • the right radiator 100D of FIG. 27 is also configured in the same manner as the radiator 100 of FIG. 1, and includes a first radiation conductor 21, a second radiation conductor 22, a capacitor C21, and an inductor L21.
  • the electrical length of the loop formed by the radiation conductors 21 and 22, the capacitor C21, and the inductor L21 in the radiator 100D is the same as that of the loop formed by the radiation conductors 1 and 2, the capacitor C1, and the inductor L1 in the radiator 100C.
  • the signal source Q21 is connected to a feeding point P1 on the radiation conductor 1 and a feeding point P21 on the radiation conductor 21, and is also connected to a connection point P2 on the ground conductor G1.
  • the signal source Q21 generates a high-frequency signal having a low-frequency resonance frequency f1 and a high-frequency resonance frequency f2, and is different from the low-frequency resonance frequency f21 different from the low-frequency resonance frequency f1 and different from the high-frequency resonance frequency f2.
  • the high-band resonance frequency f22 is generated.
  • Radiator 100C operates in a loop antenna mode at low-band resonance frequency f1, and operates in a monopole antenna mode at high-band resonance frequency f2.
  • radiator 100D operates in a loop antenna mode at low frequency resonance frequency f21, and operates in a monopole antenna mode at high frequency resonance frequency f22.
  • the antenna device according to the present modification can operate in four bands. According to the antenna device of this modification, further providing a multiband is possible by further providing a radiator.
  • an antenna device is provided by providing a radiator including a plate-like or linear radiation conductor in parallel with the ground conductor and short-circuiting a part of the radiator to the ground conductor.
  • a radiator including a plate-like or linear radiation conductor in parallel with the ground conductor and short-circuiting a part of the radiator to the ground conductor.
  • FIG. 28 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the antenna device of the present embodiment includes two radiators 121 and 122 configured based on the same principle as that of the radiator 100 of FIG. 1, and these radiators 121 and 122 are independently provided by separate signal sources Q31 and Q32. It is characterized by being excited.
  • a radiator 121 connects a first radiation conductor 31 having a predetermined electrical length, a second radiation conductor 32 having a predetermined electrical length, and the radiation conductors 31 and 32 to each other at a predetermined position.
  • the capacitor C31 and the inductor L31 that connects the radiation conductors 31 and 32 to each other at a position different from the capacitor C31 are provided.
  • the radiating conductors 31 and 32, the capacitor C31, and the inductor L31 form a loop surrounding the central hollow portion. In other words, the capacitor C31 is inserted at a predetermined position of the loop-shaped radiation conductor, and the inductor L31 is inserted at a position different from the position where the capacitor C31 is inserted.
  • the signal source Q1 is connected to a feeding point P31 on the radiation conductor 31 and is connected to a connection point P32 on the ground conductor G1 provided in the vicinity of the radiator 121.
  • Radiator 122 is configured similarly to radiator 121, and includes first radiation conductor 33, second radiation conductor 34, capacitor C32, and inductor L32. In the radiator 122, the radiation conductors 33 and 34, the capacitor C32, and the inductor L32 form a loop surrounding the central hollow portion.
  • the signal source Q ⁇ b> 2 is connected to a feeding point P ⁇ b> 33 on the radiating conductor 33 and is connected to a connecting point P ⁇ b> 34 on the ground conductor G ⁇ b> 1 provided close to the radiator 122.
  • the signal sources Q31 and Q32 generate a high-frequency signal that is a transmission signal of the MIMO communication method, generate a high-frequency signal having the same low-frequency resonance frequency f1, and generate a high-frequency signal having the same high-frequency resonance frequency f2.
  • the radiators 121 and 122 preferably have radiation conductors configured symmetrically with respect to a predetermined reference axis A5. Radiation conductors 31 and 33 and feed portions (feed points P31 and P33, connection points P32 and P33) are provided in the vicinity of the reference axis A5, and the radiation conductors 32 and 34 are provided remotely from the reference axis A5. The feeding points P31 and P32 are provided at symmetrical positions with respect to the reference axis A5. The electromagnetic coupling between the radiators 121 and 122 is reduced by configuring the radiation conductors of the radiators 121 and 122 such that the distance between the radiators 121 and 122 gradually increases as the distance from the feeding points P31 and P32 increases. can do.
  • any of the radiation conductors 31 to 34 may be bent at at least one place. For example, as shown in FIG. 44, dotted lines A1 to A4 on the radiation conductors 31 and 32 are provided. The radiation conductors 31 and 32 may be bent at the positions.
  • the capacitor C31 is provided closer to the ground conductor G1 than the inductor L31
  • the capacitor C32 is provided closer to the ground conductor G1 than the inductor L32.
  • the capacitors C31 and C32 and the inductor The positions of L31 and L32 are not limited to those shown in FIG.
  • the inductor may be provided closer to the ground conductor G1 than the capacitor.
  • the capacitor and the inductor are grounded along the loop-shaped radiation conductor.
  • the conductor G1 may be provided in a portion close to each other.
  • FIG. 29 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a first modification of the second embodiment of the present invention.
  • radiators 121 and 122 are not arranged symmetrically, but are arranged in the same direction (that is, asymmetrically).
  • their directivity is asymmetrical, and there is an effect of reducing the correlation between signals transmitted and received by the radiators 121 and 122.
  • the reception performance according to the MIMO communication method cannot be maximized.
  • FIG. 30 is a schematic diagram showing an antenna device according to a comparative example.
  • the radiation conductors 32 and 34 not provided with a feeding point are arranged so as to be close to each other.
  • the correlation between signals transmitted and received by the radiators 121 and 122 can be reduced.
  • the open ends of the radiators 121 and 122 that is, the ends of the radiation conductors 32 and 34
  • electromagnetic coupling between the radiators 121 and 122 becomes large.
  • FIG. 31 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a second modification of the second embodiment of the present invention.
  • the antenna device of the present modification includes radiators 121 and 123, and the radiator 123 is configured in the same manner as the radiator 121 except that the positions of the capacitor C32 and the inductor L32 are reversed.
  • the positions of the capacitors C ⁇ b> 32 and the inductors L ⁇ b> 32 of the radiator 123 are changed.
  • the configuration is asymmetric with respect to the positions of the capacitor C31 and the inductor L31.
  • FIG. 32 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 28 operates at the low-band resonance frequency f1.
  • radiator 121 operates in the loop antenna mode by current I1 input from signal source Q31, current I11 that is an induced current in the same direction as current I1 flows in radiator 122 due to the magnetic field generated by radiator 121.
  • the current I11 flows to the signal source Q32.
  • the current I12 also flows from the connection point P34 to the connection point P32.
  • the large current I11 flows, the electromagnetic coupling between the radiators 121 and 122 becomes high.
  • FIG. 33 is a diagram showing a current path when the antenna device of FIG. 28 operates at the high-band resonance frequency f2.
  • the current I1 input from the signal source Q31 flows in a direction remote from the radiator 122. Therefore, the electromagnetic coupling between the radiators 121 and 122 is small and flows to the radiator 122 and the signal source Q32. The induced current is also small.
  • the loops of the radiating conductors of the radiators 121 and 123 are substantially symmetrical with respect to the predetermined reference axis A5.
  • feeding point P31, inductor L31, and capacitor C31 are sequentially positioned.
  • feeding point P32, capacitor C32, and inductor L32 are sequentially positioned.
  • radiator 121 in radiator 121, capacitor C31 is provided closer to ground conductor G1 than inductor L31, while in radiator 122, inductor L32 is closer to ground conductor G1 than capacitor C32. Provided in close proximity.
  • the electromagnetic coupling between the radiators 121 and 123 is reduced by configuring the positions of the capacitors and the inductors asymmetrically between the radiators 121 and 123.
  • FIG. 34 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 31 operates at the low-band resonance frequency f1.
  • a current having a low frequency component has a property that it can pass through an inductor but is difficult to pass through a capacitor. Therefore, even if the radiator 121 operates in the loop antenna mode due to the current I1 input from the signal source Q31, the current I11 induced in the radiator 122 becomes small, and the current flowing from the radiator 122 to the signal source Q32 becomes smaller.
  • the electromagnetic coupling between the radiators 121 and 123 when the antenna apparatus of FIG. 31 operates at the low-band resonance frequency f1 is small.
  • FIG. 35 is a diagram showing a current path when the antenna device of FIG. 31 operates at the high-band resonance frequency f2. In this case, similarly to FIG. 33, the electromagnetic coupling between the radiators 121 and 123 is small.
  • FIG. 54 is a block diagram showing a configuration of a wireless communication apparatus according to the third embodiment of the present invention, which includes the antenna apparatus of FIG.
  • the wireless communication apparatus according to the embodiment of the present invention may be configured as a mobile phone as shown in FIG. 54, for example.
  • 54 is connected to the antenna device of FIG. 1, a radio frequency signal processing circuit 71, a baseband signal processing circuit 72 connected to the radio frequency signal processing circuit 71, and a baseband signal processing circuit 72.
  • the speaker 73 and the microphone 74 are provided.
  • the feed point P1 of the radiator 100 of the antenna device and the connection point P2 of the ground conductor G1 are connected to the radio frequency signal processing circuit 71 instead of the signal source Q1 of FIG.
  • the dual-band operation is effectively realized and the wireless communication is performed by operating the radiator 100 as either the loop antenna mode or the monopole antenna mode according to the operating frequency. Miniaturization of the device can be achieved.
  • FIG. 36 is a schematic view showing an antenna apparatus according to a first example of the first embodiment of the present invention
  • FIG. 37 is a top view showing a detailed configuration of the radiator 100 of the antenna apparatus of FIG. is there.
  • the capacitor C1 has a capacitance of 0.5 pF
  • the inductor L1 has an inductance of 4 nH.
  • FIG. 39 is a schematic view showing an antenna apparatus according to a second example of the first embodiment of the present invention
  • FIG. 40 is a top view showing a detailed configuration of the radiator 105 of the antenna apparatus of FIG. is there.
  • the capacitor was formed by the proximity of the radiation conductors 1 and 2.
  • An inductor having an inductance of 4 nH was used as the inductor L1.
  • FIG. 42 is a schematic view showing an antenna apparatus according to a third example of the first embodiment of the present invention
  • FIG. 43 is a developed view showing a detailed configuration of the radiator 121 of the antenna apparatus of FIG. is there.
  • the radiation conductors 31 and 32 are bent at the positions of dotted lines A1 to A4 on the radiation conductors 31 and 32 in FIG.
  • the feeding point P31, the connection point P32, and the signal source Q31 are collectively indicated by the reference numeral of the signal source Q31.
  • the capacitor C1 has a capacitance of 2 pF
  • the inductor L1 has an inductance of 1.5 nH.
  • FIG. 44 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a first example of the second embodiment of the present invention.
  • the antenna device of FIG. 44 corresponds to the antenna device of FIG.
  • the radiator 121 of FIG. 44 is configured similarly to the radiator 121 of FIG. 42, and the radiator 122 is configured symmetrically with the radiator 121.
  • FIG. 45 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a second example of the second embodiment of the present invention.
  • the antenna device of FIG. 45 corresponds to the antenna device of FIG.
  • the antenna device of FIG. 45 is configured in the same manner as the antenna device of FIG. 44 except that the positions of the capacitor C32 and the inductor L32 of the radiator 123 are opposite to the positions of the capacitor C32 and the inductor L32 of the radiator 122.
  • FIG. 47 is a graph showing the frequency characteristics of S parameters S11 and S21 representing the reflection coefficient and the pass coefficient of the antenna apparatus of FIG.
  • the high-band resonance frequency f2 2400 MHz
  • both the reflection coefficient and the pass coefficient are low.
  • the pass coefficient is higher than ⁇ 5 dB due to electromagnetic coupling between the radiators 121 and 122.
  • FIG. 49 is a radiation pattern diagram of the ⁇ Y side radiator 121 when the antenna apparatus of FIG. 44 operates at the low-band resonance frequency f1
  • FIG. 50 is a radiation pattern diagram of the + Y side radiator 122.
  • the low-band resonance frequency f1 is 870 MHz. 49 and 50 that the XY plane (E ⁇ plane) is almost non-directional.
  • FIG. 51 is a radiation pattern diagram of the ⁇ Y side radiator 121 when the antenna apparatus of FIG. 44 operates at the high-band resonance frequency f 2
  • FIG. 52 is a radiation pattern diagram of the + Y side radiator 122.
  • the high frequency resonance frequency f2 is 2400 MHz.
  • FIG. 53 is a diagram for explaining the main radiation direction when the antenna apparatus of FIG. 44 operates at the high-band resonance frequency f2. Considering the case where only the signal source Q31 is operated, since the current concentrates between the ground conductor G1 and the radiation conductor 32 as shown in FIG. 53, the main radiation direction is opposite to the direction in which the radiator 122 is located. Therefore, it can radiate
  • the antenna device When the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2, as shown in FIG. 53, the current on radiator 121 flows mainly in the ⁇ Y direction, and similarly the current on radiator 122 flows mainly in the + Y direction. As shown in FIG. 47, the reflection coefficient and the pass coefficient are lowered. According to FIGS. 49 and 50, the main radiation direction of radiator 121 is the ⁇ Y direction, and the main radiation direction of radiator 122 is the + Y direction.
  • the position and the number of locations where the radiation conductor is bent are not limited to those shown in FIG. 42 and the like, and the size of the antenna device can be reduced by bending the radiation conductor at least at one location. Further, when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2, depending on the frequency, the current I2 does not flow to the position of the inductor L31 or the end of the radiation conductor 32, but to a predetermined position on the radiation conductor 32. For example, as shown in FIG. 53, the radiation conductor 32 may flow to a bent position.
  • the antenna device of the present invention can operate in a multiband while having a small and simple configuration.
  • the antenna elements are mutually low-coupled and are operable to simultaneously transmit and receive a plurality of radio signals.
  • the antenna device of the present invention and a wireless communication device using the antenna device can be mounted as a mobile phone, for example, or can be mounted as a wireless LAN device, a PDA, or the like.
  • This antenna device can be mounted on, for example, a wireless communication device for performing MIMO communication.
  • the antenna device is not limited to MIMO, and an adaptive array antenna or maximum ratio capable of simultaneously executing communication for a plurality of applications (multi-application). It can also be mounted on an array antenna device such as a combined diversity antenna or a phased array antenna.
  • Radio frequency signal processing circuit 72.
  • Baseband signal processing circuit 73 ... Speaker, 74 ... Microphone, 100-112, 100A-100D, 121-123 ... radiators, B1 ... dielectric substrate, C1 to C6, C11, C21, C31, C32 ... capacitors, G1: Ground conductor, L1 to L5, L11, L21, L31, L32 ... inductors, P1, P11, P21, P31, P33 ... feeding point, P2, P32, P34 ... connection point, Q1, Q21, Q31, Q32 ... signal source, S1: Strip conductor.

Landscapes

  • Details Of Aerials (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Support Of Aerials (AREA)

Abstract

　放射器（１００）は、ループ状の放射導体（１，２）と、キャパシタ（Ｃ１）と、インダクタ（Ｌ１）と、放射導体（１）上に設けられた給電点（Ｐ１）とを備える。放射器（１００）は、インダクタ（Ｌ１）及びキャパシタ（Ｃ１）を含み、放射導体のループに沿う第１の部分が低域共振周波数（ｆ１）で共振し、放射導体のループに沿った区間であって、キャパシタ（Ｃ１）を含み、インダクタ（Ｌ１）を含まず、給電点（Ｐ１）とインダクタ（Ｌ１）との間に延在する区間を含む第２の部分が高域共振周波数（ｆ２）で共振するように構成される。

Description

アンテナ装置及び無線通信装置
　本発明は、主として携帯電話機などの移動体通信用のアンテナ装置とそれを備えた無線通信装置に関するものである。
　携帯電話機等の携帯無線通信装置の小型化、薄型化が急速に進んでいる。また、携帯無線通信装置は、従来の電話機として使用されるのみならず、電子メールの送受信やＷＷＷ（ワールドワイドウェブ）によるウェブページの閲覧などを行うデータ端末機に変貌を遂げている。取り扱う情報も従来の音声や文字情報から写真や動画像へと大容量化を遂げており、通信品質のさらなる向上が求められている。このような状況にあって、複数の無線通信方式をサポートするマルチバンドアンテナ装置や、小型のアンテナ装置が提案されている。さらに、これらのアンテナ装置を複数配置した場合において電磁結合を低減し、高速無線通信が可能なアレーアンテナ装置が提案されている。
　特許文献１の発明は、２周波共用アンテナにおいて、誘電体基板の表面にプリント化して形成された給電線路、該給電線路に接続する内側放射素子、および外側放射素子と、誘電体基板表面にプリント化して形成された内側放射素子と外側放射素子との間隙で両放射素子を接続するインダクタと、誘電体基板の裏面にプリント化して形成された給電線路、該給電線路に接続する内側放射素子、および外側放射素子と、誘電体基板裏面にプリント化して形成された内側放射素子と外側放射素子との間隙で両放射素子を接続するインダクタとを備えることを特徴とする。特許文献１の２周波共用アンテナによれば、放射素子間に設けられたインダクタと放射素子間の所定の容量とが並列共振回路を形成し、マルチバンドで動作することができる。
　特許文献２の発明は、マルチバンドアンテナにおいて、ＬＣ並列共振回路の両端に第１及び第２の放射エレメントを接続したアンテナ素子を備えてなるマルチバンドアンテナにおいて、前記ＬＣ並列共振回路はインダクタ自身の自己共振によって構成されていることを特徴とする。特許文献２のマルチバンドアンテナによれば、ホイップアンテナのインダクタ自身の自己共振によって構成されるＬＣ並列共振回路によりマルチバンドで動作することができる。
特開２００１－１８５９３８号公報 特開平１１－５５０２２号公報 特許第４００３０７７号公報
　近年、携帯電話機によるデータ伝送の高速化のニーズが高まり、次世代携帯電話規格である３Ｇ－ＬＴＥ（３ｒｄ　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ　Ｐｒｏｊｅｃｔ　Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）が検討されてきた。３Ｇ－ＬＴＥでは、無線伝送の高速化を実現するための新技術として、複数のアンテナを用いて複数のチャンネルの無線信号を空間分割多重により同時に送受信するＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）アンテナ装置の採用が決定している。ＭＩＭＯアンテナ装置は、送信機側と受信機側で複数のアンテナを備え、空間的にデータストリームを多重することで伝送速度の高速化を可能にする。ＭＩＭＯアンテナ装置は複数のアンテナを同一の周波数で同時に動作させるので、小型な携帯電話機内にアンテナが近接して実装される状況下ではアンテナ間の電磁結合が非常に強くなる。アンテナ間の電磁結合が強くなるとアンテナの放射効率が劣化する。それに伴い、受信電波が弱くなり伝送速度の低下を招く。そのため、複数のアンテナを近接配置した状態で低結合なアレーアンテナが必要となる。また、ＭＩＭＯアンテナ装置は、空間分割多重を実現するために、指向性又は偏波特性などを相違させることにより、互いに低相関である複数の無線信号の送受信を同時に実行する必要がある。さらに、通信の高速化のためアンテナの広帯域化技術が求められている。
　特許文献１の２周波共用アンテナでは、低域の動作周波数を低くするには、放射素子が大きくなってしまう。また、内側放射素子と外側放射素子との間のスリットは放射に寄与しない。
　特許文献２のマルチバンドアンテナでは、低域動作させるためには放射エレメントの素子長を長くしなければならない。また、ＬＣ並列共振回路は放射に寄与できない。
　従って、マルチバンド化と小型化との両方を達成することができるアンテナ装置を提供することが望まれる。
　本発明の目的は、以上の問題点を解決し、マルチバンド化と小型化との両方を達成することができるアンテナ装置を提供し、また、そのようなアンテナ装置を備えた無線通信装置を提供することにある。
　本発明の第１の態様に係るアンテナ装置は、
　少なくとも１つの放射器を備えたアンテナ装置において、
　上記各放射器は、
　ループ状の放射導体と、
　上記放射導体のループに沿って所定位置に挿入された少なくとも１つのキャパシタと、
　上記放射導体のループに沿って、上記キャパシタの位置とは異なる所定位置に挿入された少なくとも１つのインダクタと、
　上記放射導体上に設けられた給電点とを備え、
　上記各放射器は、
　上記インダクタ及び上記キャパシタを含み、上記放射導体のループに沿う当該放射器の第１の部分が第１の周波数で共振し、
　上記放射導体のループに沿った区間であって、上記キャパシタを含み、上記インダクタを含まず、上記給電点と上記インダクタとの間に延在する区間を含む当該放射器の第２の部分が、上記第１の周波数より高い第２の周波数で共振するように構成されることを特徴とする。
　上記アンテナ装置において、
　上記放射導体は、第１の放射導体と第２の放射導体とを含み、
　上記キャパシタは、上記第１及び第２の放射導体の間に生じる容量によって形成されることを特徴とする。
　上記アンテナ装置において、上記インダクタはストリップ導体で構成されることを特徴とする。
　上記アンテナ装置において、上記インダクタはメアンダ状導体で構成されることを特徴とする。
　上記アンテナ装置は接地導体をさらに備えたことを特徴とする。
　上記アンテナ装置において、上記各放射器の上記キャパシタ及び上記インダクタは、上記放射導体のループに沿って、上記放射導体と上記接地導体とが互いに近接した部分にそれぞれ設けられ、上記給電点は、上記キャパシタ及び上記インダクタの間に設けられたことを特徴とする。
　上記アンテナ装置は、上記接地導体と、上記給電点に接続された給電線路とを備えたプリント配線基板を備え、
　上記放射器は上記プリント配線基板上に形成されたことを特徴とする。
　上記アンテナ装置は、少なくとも一対の放射器を含むダイポールアンテナであることを特徴とする。
　上記アンテナ装置は複数の放射器を備え、上記複数の放射器は、互いに異なる複数の第１の周波数と、互いに異なる複数の第２の周波数とを有することを特徴とする。
　上記アンテナ装置において、上記放射導体は少なくとも１カ所で折り曲げられていることを特徴とする。
　上記アンテナ装置は、互いに異なる信号源に接続された複数の放射器を備えたことを特徴とする。
　上記アンテナ装置は、所定の基準軸に対して互いに対称に構成された放射導体をそれぞれ有する第１の放射器及び第２の放射器を備え、
　上記第１及び第２の放射器の各給電点は、上記基準軸に対して対称な位置に設けられ、
　上記第１及び第２の放射器の各放射導体は、上記基準軸に沿って上記第１の放射器の給電点及び上記第２の放射器の給電点から遠ざかるにつれて上記第１及び第２の放射器の間の距離が次第に増大する形状を有することを特徴とする。
　上記アンテナ装置は、第１の放射器及び第２の放射器を備え、上記第１及び第２の放射器の各放射導体のループは所定の基準軸に対して互いに実質的に対称に構成され、
　上記第１及び第２の放射器の上記互いに対称な各放射導体のループに沿って上記各給電点から対応する向きに進むとき、上記第１の放射器では上記給電点、上記インダクタ、上記キャパシタが順に位置し、上記第２の放射器では上記給電点、上記キャパシタ、上記インダクタが順に位置することを特徴とする。
　本発明の第２の態様に係る無線通信装置によれば、第１の態様に係るアンテナ装置を備えたことを特徴とする。
　本発明のアンテナ装置によれば、小型かつ簡単な構成でありながら、マルチバンドで動作可能なアンテナ装置を提供することができる。また、本発明のアンテナ装置は、複数の放射器を備えた場合には、アンテナ素子間で互いに低結合であり、複数の無線信号を同時に送受信するように動作可能である。また、本発明によれば、そのようなアンテナ装置を備えた無線通信装置を提供することができる。
本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置を示す概略図である。 図１のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流経路を示す図である。 図１のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流経路を示す図である。 図１のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときのインダクタＬ１及びキャパシタＣ１による整合効果を説明するための図である。 図１のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときのインダクタＬ１及びキャパシタＣ１による整合効果を説明するための図である。 図１のアンテナ装置に係るＶＳＷＲの周波数特性を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第１の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 図７のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流経路を示す図である。 図７のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流経路を示す図である。 図７のアンテナ装置に係るＶＳＷＲの周波数特性を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第２の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 図１１のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流経路を示す図である。 図１１のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流経路を示す図である。 図１１のアンテナ装置に係るＶＳＷＲの周波数特性を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第３の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第４の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第５の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第６の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第７の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第８の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第９の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第１０の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第１１の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第１２の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第１３の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第１４の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第１の実施形態の第１５の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第２の実施形態の第１の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 比較例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第２の実施形態の第２の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 図２８のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流経路を示す図である。 図２８のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流経路を示す図である。 図３１のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流経路を示す図である。 図３１のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流経路を示す図である。 本発明の第１の実施形態の第１の実施例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 図３６のアンテナ装置の放射器１００の詳細構成を示す上面図である。 図３６のアンテナ装置の反射係数を表すＳパラメータＳ１１の周波数特性を示すグラフである。 本発明の第１の実施形態の第２の実施例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 図３９のアンテナ装置の放射器１０５の詳細構成を示す上面図である。 図３９のアンテナ装置の反射係数を表すＳパラメータＳ１１の周波数特性を示すグラフである。 本発明の第１の実施形態の第３の実施例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 図４２のアンテナ装置の放射器１２１の詳細構成を示す展開図である。 本発明の第２の実施形態の第１の実施例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 本発明の第２の実施形態の第２の実施例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 図４２のアンテナ装置の反射係数を表すＳパラメータＳ１１の周波数特性を示すグラフである。 図４４のアンテナ装置の反射係数及び通過係数を表すＳパラメータＳ１１，Ｓ２１の周波数特性を示すグラフである。 図４５のアンテナ装置の反射係数及び通過係数を表すＳパラメータＳ１１，Ｓ２１の周波数特性を示すグラフである。 図４４のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの－Ｙ側の放射器１２１の放射パターン図である。 図４４のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの＋Ｙ側の放射器１２２の放射パターン図である。 図４４のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの－Ｙ側の放射器１２１の放射パターン図である。 図４４のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの＋Ｙ側の放射器１２２の放射パターン図である。 図４４のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの主放射方向を説明するための図である。 本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置であって、図１のアンテナ装置を備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、同様の構成要素については同一の符号を付している。
第１の実施形態．
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るアンテナ装置を示す概略図である。本実施形態のアンテナ装置は、単一の放射器１００をデュアルバンド動作させることを特徴とする。
　図１において、放射器１００は、所定幅及び所定の電気長を有する第１の放射導体１と、所定幅及び所定の電気長を有する第２の放射導体２と、所定の位置で放射導体１，２を互いに接続するキャパシタＣ１と、キャパシタＣ１とは異なる位置で放射導体１，２を互いに接続するインダクタＬ１とを有する。放射器１００において、放射導体１，２とキャパシタＣ１とインダクタＬ１とにより、中央の中空の部分を包囲するループが形成される。言い換えると、ループ状の放射導体の所定の位置にキャパシタＣ１が挿入され、キャパシタＣ１が挿入された位置とは異なる位置においてインダクタＬ１が挿入されている。低域共振周波数ｆ１及び高域共振周波数ｆ２の高周波信号を発生する信号源Ｑ１は、放射導体１上の給電点Ｐ１に接続されるとともに、放射器１００に近接して設けられた接地導体Ｇ１上の接続点Ｐ２に接続される。信号源Ｑ１は、図１のアンテナ装置に接続された無線通信回路を概略的に示し、低域共振周波数ｆ１及び高域共振周波数ｆ２のいずれかで放射器１００を励振させる。必要に応じて、アンテナ装置と無線通信回路との間にさらに整合回路（図示せず）が接続されてもよい。放射器１００において、低域共振周波数ｆ１で励振するときの電流経路は、高域共振周波数ｆ２で励振するときの電流経路とは異なり、これにより、効果的にデュアルバンド動作を実現することができる。
　図２は、図１のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流経路を示す図である。低い周波数成分を有する電流は、インダクタは通過できる（低インピーダンス）がキャパシタは通過しづらい（高インピーダンス）という性質がある。このため、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流Ｉ１は、インダクタＬ１を含み、ループ状の放射導体に沿う経路を流れる。詳しくは、電流Ｉ１は、放射導体１において給電点Ｐ１からインダクタＬ１に接続された点まで流れ、インダクタＬ１を通り、放射導体２においてインダクタＬ１に接続された点からキャパシタＣ１に接続された点まで流れる。さらに、キャパシタＣ１の両端の電位差に起因して放射導体１においてキャパシタＣ１に接続された点から給電点Ｐ１まで電流が流れて、電流Ｉ１に接続される。このため、実質的には、電流Ｉ１はキャパシタＣ１も通るとみなすことができる。電流Ｉ１は、ループ状の放射導体において、中央の中空の部分に近接した内側エッジを強く流れる。また、接地導体Ｇ１上の放射器１００に近接した部分において、接続点Ｐ２に向かって電流Ｉ３が流れる。放射器１００は、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するとき、図２に示すような電流経路で電流Ｉ１が流れ、ループ状の放射導体及びインダクタＬ１及びキャパシタＣ１が低域共振周波数ｆ１で共振するように構成される。詳しくは、放射器１００は、放射導体１において給電点Ｐ１からインダクタＬ１に接続された点までの電気長と、給電点Ｐ１からキャパシタＣ１に接続された点までの電気長と、インダクタＬ１の電気長と、キャパシタＣ１の電気長と、放射導体２においてインダクタＬ１に接続された点からキャパシタＣ１に接続された点までの電気長との和が、低域共振周波数ｆ１で共振する電気長になるように構成される。この共振する電気長は、例えば、低域共振周波数ｆ１の動作波長λ１の０．２～０．２５倍である。アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するとき、図２に示すような電流経路で電流Ｉ１が流れることにより、放射器１００はループアンテナモードで、すなわち磁流モードで動作する。
　なお、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するとき、電流Ｉ１の大部分は、給電点Ｐ１から放射導体２においてキャパシタＣ１に接続された点Ｐ３に流れるまでに放射される。
　放射器１００がループアンテナモードで動作することによって、小型形状でありながら長い共振長を確保できるので、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときでも良好な特性を実現できる。また、放射器１００はループアンテナモードで動作するとき、高いＱ値を有する。ループ状の放射導体において、中央の中空の部分が広がるほど（すなわち、ループの径が大きくなるほど）、アンテナ装置の放射効率が向上する。
　図３は、図１のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流経路を示す図である。高い周波数成分を有する電流は、キャパシタは通過できる（低インピーダンス）がインダクタは通過しづらい（高インピーダンス）という性質がある。このため、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流Ｉ２は、ループ状の放射導体に沿った区間であって、キャパシタＣ１を含み、インダクタＬ１を含まず、給電点とインダクタとの間に延在する区間にわたって流れる。すなわち、電流Ｉ２は、放射導体１において給電点Ｐ１からキャパシタＣ１に接続された点まで流れ、キャパシタＣ１を通り、放射導体２においてキャパシタＣ１に接続された点から所定位置（例えば、インダクタＬ１に接続された点）まで流れる。このとき、電流Ｉ２はループ状の放射導体の外周を強く流れる。接地導体Ｇ１上の放射器１００に近接した部分において、接続点Ｐ２に向かって（すなわち電流Ｉ２とは逆向きに）電流Ｉ３が流れる。放射器１００は、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するとき、図３に示すような電流経路で電流Ｉ２が流れ、ループ状の放射導体のうちの電流Ｉ２が流れる部分とキャパシタＣ１とが高域共振周波数ｆ２で共振するように構成される。詳しくは、放射器１００は、放射導体１において給電点Ｐ１からキャパシタＣ１に接続された点までの電気長と、キャパシタＣ１の電気長と、放射導体２において電流Ｉ２が流れる部分の電気長（例えばキャパシタＣ１に接続された点からインダクタＬ１に接続された点までの電気長）との和が、高域共振周波数ｆ２で共振する電気長になるように構成される。この共振する電気長は、例えば、高域共振周波数ｆ２の動作波長λ２の０．２５倍である。アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するとき、図３に示すような電流経路で電流Ｉ２が流れることにより、放射器１００はモノポールアンテナモードで、すなわち電流モードで動作する。
　なお、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するとき、電流Ｉ２の大部分は、給電点Ｐ１から放射導体２のコーナーの点Ｐ４に流れるまでに放射される。
　このように、本実施形態のアンテナ装置は、低域共振周波数ｆ１で動作するときにはインダクタＬ１を通る電流経路を形成し、高域共振周波数ｆ２で動作するときにはキャパシタＣ１を通る電流経路を形成し、これにより効果的にデュアルバンド動作を実現する。放射器１００は、ループ状の電流経路を形成することで磁流モードで動作し、低域共振周波数ｆ１で共振する。一方、放射器１００は、非ループ状の電流経路（モノポールアンテナモード）を形成することで電流モードで動作し、高域共振周波数ｆ２で共振する。従来技術では、低域共振周波数ｆ１（動作波長λ１）で動作するときに（λ１）／４程度のアンテナ素子長が必要であったところ、本実施形態のアンテナ装置では、ループ状の電流経路を形成することにより、放射器１００の縦横の長さを（λ１）／１５程度まで小型化することができる。
　図４は、図１のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときのインダクタＬ１及びキャパシタＣ１による整合効果を説明するための図である。図５は、図１のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときのインダクタＬ１及びキャパシタＣ１による整合効果を説明するための図である。低域共振周波数ｆ１及び高域共振周波数ｆ２は、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１による整合効果（特にキャパシタＣ１による整合効果）を用いて調整可能である。アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するとき、放射導体２においてインダクタＬ１に接続された点からキャパシタＣ１に接続された点まで流れる電流Ｉ１ｂと、放射導体１においてキャパシタＣ１に接続された点から給電点Ｐ１まで流れる電流Ｉ１ｃとは、放射導体１において給電点Ｐ１からインダクタＬ１に接続された点まで流れる電流Ｉ１ａと接続され、これにより、ループ状の電流経路が形成される。キャパシタＣ１の両端（放射導体１の側及び放射導体２の側）には電位差が生じるので、キャパシタＣ１の容量によりアンテナ装置の入力インピーダンスのリアクタンス成分を制御する効果がある。キャパシタＣ１の容量が大きいほど、放射器１００の共振周波数が低下する。一方、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するとき、電流は、放射導体１において給電点Ｐ１からキャパシタＣ１に接続された点まで流れ（電流Ｉ２ａ）、キャパシタＣ１を通り、放射導体２においてキャパシタＣ１に接続された点からインダクタＬ１に接続された点まで流れる（電流Ｉ２ｂ）。キャパシタＣ１は高い周波数成分を通過させるので、キャパシタＣ１の容量を小さくすると、電気長が短くなり放射器１００の共振周波数が高い周波数にシフトする。放射器１００において給電点Ｐ１の電圧が最小であるので、キャパシタＣ１を装荷する位置を給電点Ｐ１から離すことで、放射器１００の共振周波数を下げることができる。
　図１のアンテナ装置では、キャパシタＣ１がインダクタＬ１よりも接地導体Ｇ１に近接している。このため、前述のように、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するとき、電流Ｉ１は、給電点Ｐ１から、放射導体２における接地導体Ｇ１に近接した位置（点Ｐ３）まで流れ、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するとき、電流Ｉ２は、給電点Ｐ１から、放射導体２における接地導体Ｇ１から遠隔した位置（点Ｐ４）まで流れる。すなわち、電流Ｉ１の開放端が接地導体Ｇ１に近接しているのに対して、電流Ｉ２の開放端は接地導体Ｇ１から離れている。従って、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときのＶＳＷＲは、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときのＶＳＷＲよりも低くなり、アンテナ装置の整合がとりやすくなる。図６に、図１のアンテナ装置に係るＶＳＷＲの周波数特性をに概略図に示す。
　ループ状の放射導体と、放射導体のループに沿って所定位置に挿入されたキャパシタ及びインダクタとを備えたアンテナ装置として、例えば特許文献３の発明があった。しかしながら、特許文献３の発明は、キャパシタ及びインダクタにより並列共振回路を構成し、この並列共振回路は、周波数に応じて基本モードと高次モードとのいずれかで動作する。一方、本願発明は、放射器１００を動作周波数に応じてループアンテナモード及びモノポールアンテナモードのいずれかとして動作させるというまったく新規な原理に基づく。
　放射器１００においてキャパシタＣ１及びインダクタＬ１の間の距離を離して大きなループを形成すると、アンテナ装置の放射効率が向上する。
　本実施形態のアンテナ装置は、後述の実施例で説明するように、低域共振周波数ｆ１として８００ＭＨｚ帯の周波数（例えば８８０ＭＨｚ）を使用し、高域共振周波数ｆ２として２０００ＭＨｚ帯の周波数（例えば２１７０ＭＨｚ）を使用することができるが、これらの周波数に限定されるものではない。
　放射導体１，２のそれぞれは、キャパシタＣ１とインダクタＬ１との間に所定の電気長を確保することができるのであれば、図１等に示すストリップ形状に限らず任意の形状を有していてもよい。
　図１等では、図示の簡単化のために、接地導体Ｇ１を小さなサイズで示しているが、図３６等に示すように、所望性能に応じて十分な大きさを有する接地導体Ｇ１を使用することは当業者には理解されるであろう。図１のアンテナ装置及び他の実施形態及び変形例のアンテナ装置は、プリント配線基板上に形成されてもよい。このとき、放射器１００及び接地導体Ｇ１は、誘電体基板上の導体パターンとして形成される。図１のアンテナ装置では、放射器１００を含む面と接地導体Ｇ１を含む面とが同一平面内にあるように示しているが、放射器１００及び接地導体Ｇ１の配置はこのようなものに限定されない。例えば、放射器１００を含む面が、接地導体Ｇ１を含む面に対して所定角度を有していてもよい。また、放射器１００の放射導体１，２が少なくとも１カ所で折り曲げられていてもよい。
　本実施形態のアンテナ装置によれば、放射器１００を動作周波数に応じてループアンテナモード及びモノポールアンテナモードのいずれかとして動作させることで、効果的にデュアルバンド動作を実現するとともに、アンテナ装置の小型化を達成することができる。
　図７は、本発明の第１の実施形態の第１の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図１のアンテナ装置では、キャパシタＣ１がインダクタＬ１よりも接地導体Ｇ１に近接していたが、図７に示すように、インダクタＬ１がキャパシタＣ１よりも接地導体Ｇ１に近接していてもよい。図７のアンテナ装置の放射器１０１は、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１の位置を除いて、図１のアンテナ装置の放射器１００と同様に構成されている。
　図８は、図７のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流経路を示す図である。アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流Ｉ１は、放射導体１において給電点Ｐ１からインダクタＬ１に接続された点まで流れ、インダクタＬ１を通り、放射導体２においてインダクタＬ１に接続された点からキャパシタＣ１に接続された点まで流れる。さらに、キャパシタＣ１の両端の電位差に起因して放射導体１においてキャパシタＣ１に接続された点から給電点Ｐ１まで電流が流れて、電流Ｉ１に接続される。なお、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するとき、電流Ｉ１の大部分は、給電点Ｐ１から放射導体２においてキャパシタＣ１に接続された点Ｐ５に流れるまでに放射される。
　図９は、図７のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流経路を示す図である。アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流Ｉ２は、放射導体１において給電点Ｐ１からキャパシタＣ１に接続された点まで流れ、キャパシタＣ１を通り、放射導体２においてキャパシタＣ１に接続された点から所定位置まで流れる。なお、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するとき、電流Ｉ２の大部分は、給電点Ｐ１から放射導体２のコーナーの点Ｐ６に流れるまでに放射される。
　図７のアンテナ装置では、インダクタＬ１がキャパシタＣ１よりも接地導体Ｇ１に近接している。このため、前述のように、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するとき、電流Ｉ１は、給電点Ｐ１から、放射導体２における接地導体Ｇ１から遠隔した位置（点Ｐ５）まで流れ、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するとき、電流Ｉ２は、給電点Ｐ１から、放射導体２における接地導体Ｇ１に近接した位置（点Ｐ６）まで流れる。すなわち、電流Ｉ２の開放端が接地導体Ｇ１に近接しているのに対して、電流Ｉ１の開放端は接地導体Ｇ１から離れている。従って、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときのＶＳＷＲは、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときのＶＳＷＲよりも低くなり、アンテナ装置の整合がとりやすくなる。図１０に、図７のアンテナ装置に係るＶＳＷＲの周波数特性を概略図に示す。
　図７のアンテナ装置においても、放射器１０１を動作周波数に応じてループアンテナモード及びモノポールアンテナモードのいずれかとして動作させることで、効果的にデュアルバンド動作を実現するとともに、アンテナ装置の小型化を達成することができる。
　図１１は、本発明の第１の実施形態の第２の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図１１のアンテナ装置の放射器１０２において、放射導体１Ａ，２ＡとキャパシタＣ１とインダクタＬ１とにより、中央の中空の部分を包囲するループが形成される。放射器１０２のキャパシタＣ１及びインダクタＬ１は、ループ状の放射導体に沿って、放射導体と接地導体Ｇ１とが互いに近接した部分にそれぞれ設けられ、給電点Ｐ１は、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１の間に設けられている。
　図１２は、図１１のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流経路を示す図である。アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流Ｉ１は、放射導体１Ａにおいて給電点Ｐ１からインダクタＬ１に接続された点まで流れ、インダクタＬ１を通り、放射導体２ＡにおいてインダクタＬ１に接続された点からキャパシタＣ１に接続された点まで流れる。さらに、キャパシタＣ１の両端の電位差に起因して放射導体１ＡにおいてキャパシタＣ１に接続された点から給電点Ｐ１まで電流が流れて、電流Ｉ１に接続される。なお、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するとき、電流Ｉ１の大部分は、給電点Ｐ１から放射導体２において接地導体Ｇ１から遠隔した点Ｐ７に流れるまでに放射される。
　図１３は、図１１のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流経路を示す図である。アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流Ｉ２は、放射導体１Ａにおいて給電点Ｐ１からキャパシタＣ１に接続された点まで流れ、キャパシタＣ１を通り、放射導体２ＡにおいてキャパシタＣ１に接続された点から所定位置まで流れる。なお、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するとき、電流Ｉ２の大部分は、給電点Ｐ１から放射導体２Ａのコーナーの点Ｐ８に流れるまでに放射される。
　図１１のアンテナ装置では、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１の両方が接地導体Ｇ１に近接しているので、給電点Ｐ１が設けられる放射導体１Ａは、図１の放射導体１と比較して短くなっている。放射導体１Ａが短いことにより、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流経路と高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流経路とが分離しやすくなる。
　また、図１１のアンテナ装置では、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１の両方が接地導体Ｇ１に近接している。このため、前述のように、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するとき、電流Ｉ１は、給電点Ｐ１から、放射導体２Ａにおける接地導体Ｇ１から遠隔した位置（点Ｐ７）まで流れ、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときもまた、電流Ｉ２は、給電点Ｐ１から、放射導体２Ａにおける接地導体Ｇ１から遠隔した位置（点Ｐ８）まで流れる。すなわち、電流Ｉ１及び電流Ｉ２の開放端の両方が接地導体Ｇ１から離れている。従って、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときのＶＳＷＲ及び高域共振周波数ｆ２で動作するときのＶＳＷＲの両方が低くなり、アンテナ装置の整合がとりやすくなる。図１４に、図１１のアンテナ装置に係るＶＳＷＲの周波数特性を概略図に示す。
　図１１のアンテナ装置においても、放射器１０２を動作周波数に応じてループアンテナモード及びモノポールアンテナモードのいずれかとして動作させることで、効果的にデュアルバンド動作を実現するとともに、アンテナ装置の小型化を達成することができる。
　システム要件に応じて図１、図７、及び図１１のいずれかの構成を選択することで、所望の無線通信装置に最適なマルチバンドアンテナを設計することができる。
　図１５は、本発明の第１の実施形態の第３の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図であり、図１６は、本発明の第１の実施形態の第４の変形例に係るアンテナ装置を示すを示す概略図である。アンテナ装置の共振周波数の調整方法を以下のようにまとめることができる。低域共振周波数ｆ１を低くするためには、キャパシタＣ１の容量を大きくすること、インダクタＬ１のインダクタンスを大きくすること、放射導体１の電気長を長くすること、放射導体２の電気長を長くすること、などが有効である。高域共振周波数ｆ２を低くするためには、放射導体２の電気長を長くすること、給電点Ｐ１からキャパシタＣ１を離すこと、などが有効である。図１５は、低域共振周波数ｆ１を低下させるように構成されたアンテナ装置を示す。図１５のアンテナ装置の放射器１０３において、放射導体１Ｂ，２ＢとキャパシタＣ１とインダクタＬ１とにより、中央の中空の部分を包囲するループが形成される。図１５のアンテナ装置の放射器１０３では、放射導体２の電気長を長くすることにより低域共振周波数ｆ１を低下させている。図１６は、高域共振周波数ｆ２を低下させるように構成されたアンテナ装置を示す。図１６のアンテナ装置の放射器１０４において、放射導体１Ｃ，２ＣとキャパシタＣ１とインダクタＬ１とにより、中央の中空の部分を包囲するループが形成される。図１６のアンテナ装置の放射器１０４では、給電点Ｐ１からキャパシタＣ１を離すことにより高域共振周波数ｆ２を低下させている。
　なお、アンテナ装置が磁流モード及び電流モードのいずれで動作するのかを確実に切り換えるためには、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１及び高域共振周波数ｆ２のそれぞれで動作するときの各電流経路の電気長を明確に相違させる必要がある。このためには、放射導体１の電気長より放射導体２の電気長が長いほうが好ましい。また、放射導体１上における給電点Ｐ１からインダクタＬ１までの電気長及び給電点Ｐ１からキャパシタＣ１までの電気長を短くすると、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときには給電点Ｐ１からインダクタＬ１に向かって電流が流れやすくなり、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときには給電点Ｐ１からキャパシタＣ１に向かって電流が流れやすくなり、余分な方向へ向かって流れる電流が生じにくくなる。
　キャパシタＣ１及びインダクタＬ１は、例えばディスクリートな回路素子を使用可能であるが、それに限定されるものではない。以下、図１７～図２２を参照してキャパシタＣ１及びインダクタＬ１の変形例について説明する。
　図１７は、本発明の第１の実施形態の第５の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図であり、図１８は、本発明の第１の実施形態の第６の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図１７のアンテナ装置の放射器１０５において、放射導体１Ｄ，２ＤとインダクタＬ１とにより、中央の中空の部分を包囲するループが形成される。放射導体１Ｄ，２Ｄの近接部にキャパシタＣ２が形成される。また、図１８のアンテナ装置の放射器１０６において、放射導体１Ｅ，２ＥとインダクタＬ１とにより、中央の中空の部分を包囲するループが形成される。放射導体１Ｅ，２Ｅの近接部にキャパシタＣ３が形成される。図１７及び図１８に示すように、２つの放射導体を互いに近接させて放射導体間に所定の容量を生じさせることにより、放射導体間に仮想的なキャパシタＣ２，Ｃ３を形成してもよい。２つの放射導体間の距離を近接させるほど、また、近接する面積を増加させるほど、仮想的なキャパシタＣ２，Ｃ３の容量は増加する。さらに、図１９は、本発明の第１の実施形態の第７の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図１９のアンテナ装置の放射器１０７において、放射導体１Ｆ，２ＦとインダクタＬ１とにより、中央の中空の部分を包囲するループが形成される。放射導体１Ｆ，２Ｆの近接部にキャパシタＣ４が形成される。図１９に示すように、放射導体１Ｆ，２Ｆ間に生じる容量により仮想的なキャパシタＣ４を形成する際に、インターディジット型の導体部分（指状の導体が交互に嵌合した構成）を形成してもよい。図１９のキャパシタＣ４によれば、図１７及び図１８のキャパシタＣ２，Ｃ３よりも容量を増大させることができる。放射導体１，２の近接部によって形成されるキャパシタは、図１７及び図１８のような直線状の導体部分や、図１９のようなインターディジット型の導体部分に限らず、他の形状の導体部分によって形成されてもよい。
　図２０は、本発明の第１の実施形態の第８の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図２０のアンテナ装置の放射器１０８は、図１のインダクタＬ１に代えて、ストリップ導体によって形成されるインダクタＬ２を備える。図２１は、本発明の第１の実施形態の第９の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図２１のアンテナ装置の放射器１０９は、図１のインダクタＬ１に代えて、メアンダ状導体によって形成されるインダクタＬ３を備える。インダクタＬ２，Ｌ３を形成する導体の幅を細くするほど、また、導体の長さを長くするほど、インダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスは増加する。
　図１７～図２１に示すキャパシタＣ２，Ｃ３，Ｃ４及びインダクタＬ２，Ｌ３を組み合わせてもよく、例えば、図１のキャパシタＣ１及びインダクタＬ１に代えて、図１７のキャパシタＣ２及び図２０のインダクタＬ２を備えた放射器を構成してもよい。図２２は、本発明の第１の実施形態の第１０の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図２２のアンテナ装置の放射器１１０において、放射導体１Ｆ，２ＦとインダクタＬ３（図２１図１９を参照）とにより、中央の中空の部分を包囲するループが形成される。放射導体１Ｆ，２Ｆの近接部にキャパシタＣ４が形成される（図１９を参照）。図２２のアンテナ装置によれば、キャパシタ及びインダクタの両方を誘電体基板上の導体パターンとして形成することができるので、コストの削減や、製造ばらつきの低減といった効果がある。
　図２３は、本発明の第１の実施形態の第１１の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図２３は、複数のキャパシタＣ５，Ｃ６を備えたアンテナ装置を示す。図２３のアンテナ装置の放射器１１１において、放射導体１Ｇ，２Ｇ，３とキャパシタＣ５，Ｃ６とインダクタＬ１とにより、中央の中空の部分を包囲するループが形成される。本実施形態のアンテナ装置は、単一のキャパシタ及び単一のインダクタを備えることに限定されず、複数のキャパシタを含む多段構成のキャパシタ、及び／又は、複数のインダクタを含む多段構成のインダクタを備えてもよい。図２３において、図１のキャパシタＣ１に代えて、所定の電気長を有する第３の放射導体３によって互いに接続されたキャパシタＣ５，Ｃ６が挿入されている。言い換えると、ループ状の放射導体における異なる位置にキャパシタＣ５，Ｃ６がそれぞれ挿入されている。
　ここで、複数のキャパシタＣ５，Ｃ６を備えることの効果について説明する。
　図１のアンテナ装置においてキャパシタＣ１の容量を小さくしたとき、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの帯域は広帯域化されるが、アンテナ装置の高域共振周波数ｆ２が高い周波数へシフトするので、アンテナ装置が所望の高域共振周波数（例えば２０００MＨｚ）で動作するときの効率は低下する。別の観点から説明すると、キャパシタＣ１の容量を小さくしたとき、給電点Ｐ１からはキャパシタＣ１のインピーダンスＺ１＝１／（ｊ・ω・Ｃ１）が大きく見えるので、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流Ｉ２が流れにくくなり、高域共振周波数ｆ２における効率が低下する。ここで、キャパシタＣ１の容量をＣ１で表し、キャパシタＣ１を流れる電流の角周波数をωで表す。一方、キャパシタＣ１の容量を大きくしたとき、アンテナ装置の高域共振周波数ｆ２は低い周波数へシフトし、アンテナ装置が所望の高域共振周波数（例えば２０００MＨｚ）で動作するときの効率は向上するが、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの帯域は狭帯域化され、かつ低い周波数帯にシフトする。従って、アンテナ装置が所望の低域共振周波数（例えば８００MＨｚ）で動作するときの効率が低下する。このように、キャパシタＣ１の容量に応じて、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの効率と、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの効率との間にトレードオフがある。
　図２３のように複数のキャパシタＣ５，Ｃ６を備えた場合、給電点Ｐ１に近いキャパシタＣ５の容量を、給電点Ｐ１から遠いキャパシタＣ５の容量よりも大きくする（Ｃ５＞Ｃ６）。特に、キャパシタＣ５の容量は、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときにキャパシタＣ５のインピーダンスＺ５＝１／（ｊ・ω・Ｃ５）が小さくなるように設定される。これにより、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流Ｉ２は、給電点Ｐ１からキャパシタＣ５を通過して、少なくともキャパシタＣ６までは流れやすくなる。このとき、放射導体３の放射抵抗により、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの効率が向上する。一方、キャパシタＣ６の容量は、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するとき、キャパシタＣ５，Ｃ６の合成インピーダンスＺ≒１／（ｊ・ω・Ｃ５）＋１／（ｊ・ω・Ｃ６）＝１／（ｊ・ω・Ｃ）が所望の大きさになるように設定される。ここで、Ｃは、直列接続されたキャパシタＣ５，Ｃ６の合成容量Ｃ＝Ｃ５×Ｃ６／（Ｃ５＋Ｃ６）を表す。これにより、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１及び高域共振周波数ｆ２のいずれで動作するときであっても、アンテナ装置の効率を向上することができる。
　複数のインダクタを含む場合も、図２３の変形例と同様に構成される。図２４は、本発明の第１の実施形態の第１２の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図２４は、複数のインダクタＬ４，Ｌ５を備えたアンテナ装置を示す。図２４のアンテナ装置の放射器１１２において、放射導体１Ｈ，２Ｈ，３ＡとキャパシタＣ１とインダクタＬ４，Ｌ５とにより、中央の中空の部分を包囲するループが形成される。図２４において、図１のインダクタＬ１に代えて、所定の電気長を有する第３の放射導体３によって互いに接続されたインダクタＬ４，Ｌ５が挿入されている。言い換えると、ループ状の放射導体における異なる位置にインダクタＬ４，Ｌ５がそれぞれ挿入されている。
　図２３及び図２４のアンテナ装置と同様に、ループ状の放射導体における異なる位置に複数のキャパシタ及び複数のインダクタを挿入してもよい。図２３及び図２４のアンテナ装置によれば、放射器上の電流分布を考慮してキャパシタ及びインダクタを３つ以上の異なる位置に挿入することができるので、設計の際に低域共振周波数ｆ１及び高域共振周波数ｆ２の微調整が容易になるという効果がある。
　図２５は、本発明の第１の実施形態の第１３の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図２５は、マイクロストリップ線路の給電線路を備えたアンテナ装置を示す。本変形例のアンテナ装置は、接地導体Ｇ１と、接地導体Ｇ１上に誘電体基板Ｂ１を介して設けられたストリップ導体Ｓ１とからなるマイクロストリップ線路の給電線路を備える。本変形例のアンテナ装置は、アンテナ装置を低姿勢化するために平面構成を有してもよく、すなわち、プリント配線基板（図示せず）の裏面に接地導体Ｇ１を形成し、その表面にストリップ導体Ｓ１及び放射器１００を一体的に形成してもよい。給電線路はマイクロストリップ線路に限らず、コプレーナ線路、同軸線路などでもよい。
　図２６は、本発明の第１の実施形態の第１４の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図２６は、ダイポールアンテナとして構成されたアンテナ装置を示す。図２６の左側の放射器１００Ａは、図１の放射器１００と同様に構成される。図２６の右側の放射器１００Ｂもまた、図１の放射器１００と同様に構成され、第１の放射導体１１と、第２の放射導体１２と、キャパシタＣ１１と、インダクタＬ１１とを有する。信号源Ｑ１は、放射器１００Ａの給電点Ｐ１と放射器１００Ｂの給電点Ｐ１１とにそれぞれ接続される。本変形例のアンテナ装置は、ダイポール構成を有することでバランスモードで動作することができ、不要輻射を抑圧することができる。
　図２７は、本発明の第１の実施形態の第１５の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図２７は、４バンドのマルチバンドで動作可能なアンテナ装置を示す。図２７の左側の放射器１００Ｃは、図１の放射器１００と同様に構成される。図２７の右側の放射器１００Ｄもまた、図１の放射器１００と同様に構成され、第１の放射導体２１と、第２の放射導体２２と、キャパシタＣ２１と、インダクタＬ２１とを有する。ただし、放射器１００Ｄにおいて放射導体２１，２２とキャパシタＣ２１とインダクタＬ２１とにより形成されるループの電気長は、放射器１００Ｃにおいて放射導体１，２とキャパシタＣ１とインダクタＬ１とにより形成されるループの電気長とは異なる。信号源Ｑ２１は、放射導体１上の給電点Ｐ１及び放射導体２１上の給電点Ｐ２１に接続されるとともに、接地導体Ｇ１上の接続点Ｐ２に接続される。信号源Ｑ２１は、低域共振周波数ｆ１及び高域共振周波数ｆ２の高周波信号を発生するとともに、低域共振周波数ｆ１とは異なる別の低域共振周波数ｆ２１と、高域共振周波数ｆ２とは異なる別の高域共振周波数ｆ２２とを発生する。放射器１００Ｃは、低域共振周波数ｆ１においてループアンテナモードで動作し、高域共振周波数ｆ２においてモノポールアンテナモードで動作する。また、放射器１００Ｄは、低域共振周波数ｆ２１においてループアンテナモードで動作し、高域共振周波数ｆ２２においてモノポールアンテナモードで動作する。これにより、本変形例のアンテナ装置は、４バンドのマルチバンドで動作することができる。本変形例のアンテナ装置によれば、さらに放射器を設けることにより、さらなるマルチバンド化が可能である。
　また、さらなる変形例として、例えば板状又は線状の放射導体を含む放射器を接地導体と平行に設けて、放射器の一部を接地導体に短絡することにより、本実施形態に係るアンテナ装置を逆Ｆ型アンテナ装置として構成することもできる。放射器の一部を接地導体と短絡することで放射抵抗を高くする効果があるが、本実施形態に係るアンテナ装置の基本的な動作原理を損なうものではない。
第２の実施形態．
　図２８は、本発明の第２の実施形態に係るアンテナ装置を示す概略図である。本実施形態のアンテナ装置は、図１の放射器１００と同様の原理で構成された２つの放射器１２１，１２２を備え、これらの放射器１２１，１２２は別個の信号源Ｑ３１，Ｑ３２によって独立に励振されることを特徴とする。
　図２８において、放射器１２１は、所定の電気長を有する第１の放射導体３１と、所定の電気長を有する第２の放射導体３２と、所定の位置で放射導体３１，３２を互いに接続するキャパシタＣ３１と、キャパシタＣ３１とは異なる位置で放射導体３１，３２を互いに接続するインダクタＬ３１とを有する。放射器１２１において、放射導体３１，３２とキャパシタＣ３１とインダクタＬ３１とにより、中央の中空の部分を包囲するループが形成される。言い換えると、ループ状の放射導体の所定の位置にキャパシタＣ３１が挿入され、キャパシタＣ３１が挿入された位置とは異なる位置においてインダクタＬ３１が挿入されている。信号源Ｑ１は、放射導体３１上の給電点Ｐ３１に接続されるとともに、放射器１２１に近接して設けられた接地導体Ｇ１上の接続点Ｐ３２に接続される。放射器１２２は、放射器１２１と同様に構成され、第１の放射導体３３と、第２の放射導体３４と、キャパシタＣ３２と、インダクタＬ３２とを有する。放射器１２２において、放射導体３３，３４とキャパシタＣ３２とインダクタＬ３２とにより、中央の中空の部分を包囲するループが形成される。信号源Ｑ２は、放射導体３３上の給電点Ｐ３３に接続されるとともに、放射器１２２に近接して設けられた接地導体Ｇ１上の接続点Ｐ３４に接続される。信号源Ｑ３１，Ｑ３２は、例えばＭＩＭＯ通信方式の送信信号である高周波信号を発生し、同じ低域共振周波数ｆ１の高周波信号を発生するとともに、同じ高域共振周波数ｆ２の高周波信号を発生する。
　放射器１２１，１２２は、好ましくは、所定の基準軸Ａ５に対して対称に構成された放射導体をそれぞれ有する。この基準軸Ａ５に近接して放射導体３１，３３及び給電部（給電点Ｐ３１，Ｐ３３、接続点Ｐ３２，Ｐ３３）が設けられ、この基準軸Ａ５から遠隔して放射導体３２，３４が設けられる。給電点Ｐ３１，Ｐ３２は、基準軸Ａ５に対して対称な位置に設けられる。放射器１２１，１２２の放射導体の形状を、給電点Ｐ３１，Ｐ３２から遠ざかるにつれて放射器１２１，１２２間の距離が次第に増大するように構成することで、放射器１２１，１２２間の電磁結合を低減することができる。さらに、２つの給電点Ｐ３１，Ｐ３３間の距離が小さいので、無線通信回路（図示せず）から引き回される給電線路を設置する面積を最小化することができる。また、アンテナ装置のサイズを削減するために、放射導体３１～３４のいずれかを少なくとも１カ所で折り曲げてもよく、例えば、図４４に示すように、放射導体３１，３２上の点線Ａ１～Ａ４の位置で放射導体３１，３２を折り曲げてもよい。
　図２８のアンテナ装置では、キャパシタＣ３１はインダクタＬ３１よりも接地導体Ｇ１に近接して設けられ、キャパシタＣ３２はインダクタＬ３２よりも接地導体Ｇ１に近接して設けられているが、キャパシタＣ３１，Ｃ３２及びインダクタＬ３１，Ｌ３２の位置は、図２８に示すものに限定されない。例えば、図７のように、インダクタがキャパシタよりも接地導体Ｇ１に近接して設けられてもよく、図１１のように、キャパシタ及びインダクタが、ループ状の放射導体に沿って、放射導体と接地導体Ｇ１とが互いに近接した部分にそれぞれ設けられてもよい。
　図２９は、本発明の第２の実施形態の第１の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。本変形例のアンテナ装置では、放射器１２１，１２２を対称に配置するのではなく、同じ向きで（すなわち非対称に）配置している。放射器１２１，１２２の配置を非対称にすることでそれらの指向性を非対称にし、各放射器１２１，１２２で送受信される信号間の相関を下げる効果がある。ただし、送信信号間及び受信信号間に電力差が生じるので、ＭＩＭＯ通信方式に係る受信性能を最大化することはできない。なお、本変形例のアンテナ装置と同様に３つ以上の放射器を配置してもよい。
　図３０は、比較例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図３０のアンテナ装置では、給電点を設けていない放射導体３２，３４が互いに近接するように配置している。給電点Ｐ３１，Ｐ３３間の距離を離すことで、各放射器１２１，１２２で送受信される信号間の相関を低減できる。ただし、各放射器１２１，１２２の開放端（すなわち放射導体３２，３４の端部）が対向しているので、放射器１２１，１２２間の電磁結合は大きくなってしまう。
　図３１は、本発明の第２の実施形態の第２の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。本変形例のアンテナ装置は放射器１２１，１２３を備え、放射器１２３は、そのキャパシタＣ３２及びインダクタＬ３２の位置が逆になっていることのほかは、放射器１２１と同様に構成されている。本変形例のアンテナ装置は、低域共振周波数ｆ１で動作するときの放射器１２１，１２３間の電磁結合を低減するために、放射器１２３のキャパシタＣ３２及びインダクタＬ３２の位置を、放射器１２１のキャパシタＣ３１及びインダクタＬ３１の位置に対して非対称に構成したことを特徴とする。
　図３２は、図２８のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流経路を示す図である。
第２の実施形態のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するとき、例えば一方の信号源Ｑ３１のみを動作させる場合を考える。信号源Ｑ３１から入力される電流Ｉ１により放射器１２１がループアンテナモードで動作すると、放射器１２１によって発生される磁界により、放射器１２２において、電流Ｉ１と同じ向きの誘導電流である電流Ｉ１１が流れ、この電流Ｉ１１は信号源Ｑ３２まで流れる。接地導体Ｇ１上において、接続点Ｐ３４から接続点Ｐ３２にも電流Ｉ１２が流れる。大きな電流Ｉ１１が流れることにより、放射器１２１，１２２間の電磁結合が高くなる。図３３は、図２８のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流経路を示す図である。放射器１２１において、信号源Ｑ３１から入力される電流Ｉ１は、放射器１２２からは遠隔した方向に流れ、従って、放射器１２１，１２２間の電磁結合は小さく、放射器１２２や信号源Ｑ３２に流れる誘導電流も小さい。
　再び図３１を参照すると、本変形例のアンテナ装置では、放射器１２１，１２３の各放射導体のループは所定の基準軸Ａ５に対して互いに実質的に対称に構成されている。放射器１２１，１２３の互いに対称な各放射導体のループに沿って各給電点から対応する向きに進むとき（すなわち、放射器１２１では反時計回りに進み、放射器１２３では時計回りに進むとき）、放射器１２１では給電点Ｐ３１、インダクタＬ３１、キャパシタＣ３１が順に位置し、放射器１２３では給電点Ｐ３２、キャパシタＣ３２、インダクタＬ３２が順に位置する。結果として、本変形例のアンテナ装置では、放射器１２１において、キャパシタＣ３１はインダクタＬ３１よりも接地導体Ｇ１に近接して設けられる一方、放射器１２２において、インダクタＬ３２はキャパシタＣ３２よりも接地導体Ｇ１に近接して設けられる。このように、放射器１２１，１２３間でキャパシタ及びインダクタの位置を非対称に構成したことにより、放射器１２１，１２３間の電磁結合を低減する。
　図３４は、図３１のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの電流経路を示す図である。前述のように、低い周波数成分を有する電流は、インダクタは通過できるがキャパシタは通過しづらいという性質がある。従って、信号源Ｑ３１から入力される電流Ｉ１により放射器１２１がループアンテナモードで動作しても、放射器１２２において誘導される電流Ｉ１１は小さくなり、また、放射器１２２から信号源Ｑ３２に流れる電流も小さくなる。このように、図３１のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの放射器１２１，１２３間の電磁結合は小さくなる。図３５は、図３１のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの電流経路を示す図である。この場合は、図３３と同様に、放射器１２１，１２３間の電磁結合は小さい。
第３の実施形態．
　図５４は、本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置であって、図１のアンテナ装置を備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。本発明の実施形態に係る無線通信装置は、例えば図５４に示すように携帯電話機として構成されてもよい。図５４の無線通信装置は、図１のアンテナ装置と、無線周波信号処理回路７１と、無線周波信号処理回路７１に接続されたベースバンド信号処理回路７２と、ベースバンド信号処理回路７２に接続されたスピーカ７３及びマイクロホン７４とを備える。アンテナ装置の放射器１００の給電点Ｐ１及び接地導体Ｇ１の接続点Ｐ２は、図１の信号源Ｑ１に代えて、無線周波信号処理回路７１に接続される。
　本実施形態の無線通信装置によれば、放射器１００を動作周波数に応じてループアンテナモード及びモノポールアンテナモードのいずれかとして動作させることで、効果的にデュアルバンド動作を実現するとともに、無線通信装置の小型化を達成することができる。
　以上説明した各実施形態及び各変形例を組み合わせてもよい。
　以下、第１の実施形態に係るアンテナ装置のシミュレーション結果について説明する。シミュレーションで用いたソフトウェアは「ＣＳＴ　Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｓｔｕｄｉｏ」であり、これを用いてトランジェント解析を行った。給電点の反射エネルギーが入力エネルギーに対して－５０ｄＢ以下となる点をしきい値として収束判定を行った。サブメッシュ法により電流が強く流れる部分は細かくモデリングした。
　図３６は、本発明の第１の実施形態の第１の実施例に係るアンテナ装置を示す概略図であり、図３７は、図３６のアンテナ装置の放射器１００の詳細構成を示す上面図である。キャパシタＣ１は０．５ｐＦの容量を有し、インダクタＬ１は４ｎＨのインダクタンスを有するものを用いた。図３８は、図３６のアンテナ装置の反射係数を表すＳパラメータＳ１１の周波数特性を示すグラフである。図３８によれば、低域共振周波数ｆ１＝９４７ＭＨｚと高域共振周波数ｆ２＝２２９０ＭＨｚとにおいて反射係数が低下し、デュアルバンド動作を実現していることがわかる。
　図３９は、本発明の第１の実施形態の第２の実施例に係るアンテナ装置を示す概略図であり、図４０は、図３９のアンテナ装置の放射器１０５の詳細構成を示す上面図である。キャパシタは、放射導体１，２の近接部によって形成した。インダクタＬ１は４ｎＨのインダクタンスを有するものを用いた。図４１は、図３９のアンテナ装置の反射係数を表すＳパラメータＳ１１の周波数特性を示すグラフである。図４１によれば、キャパシタを放射導体１，２の近接部によって形成しても、低域共振周波数ｆ１＝８８２ＭＨｚと高域共振周波数ｆ２＝２２９０ＭＨｚとにおいて反射係数が低下し、デュアルバンド動作を実現していることがわかる。
　以下、第２の実施形態に係るアンテナ装置のシミュレーション結果について説明する。
　まず、比較のために、図２８の放射器１２１，１２２のうちの一方のみを有するアンテナ装置（すなわち第１の実施形態のアンテナ装置）を示す。図４２は、本発明の第１の実施形態の第３の実施例に係るアンテナ装置を示す概略図であり、図４３は、図４２のアンテナ装置の放射器１２１の詳細構成を示す展開図である。小型化のために、図２８の放射導体３１，３２上の点線Ａ１～Ａ４の位置で放射導体３１，３２を折り曲げた。図４２では、図示の簡単化のために、給電点Ｐ３１、接続点Ｐ３２、及び信号源Ｑ３１をまとめて信号源Ｑ３１の符号で示した。キャパシタＣ１は２ｐＦの容量を有し、インダクタＬ１は１．５ｎＨのインダクタンスを有するものを用いた。
　図４４は、本発明の第２の実施形態の第１の実施例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図４４のアンテナ装置は図２８のアンテナ装置に対応する。図４４の放射器１２１は図４２の放射器１２１と同様に構成され、放射器１２２は、放射器１２１と対称に構成される。図４５は、本発明の第２の実施形態の第２の実施例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図４５のアンテナ装置は図３１のアンテナ装置に対応する。図４５のアンテナ装置は、放射器１２３のキャパシタＣ３２及びインダクタＬ３２の位置が放射器１２２のキャパシタＣ３２及びインダクタＬ３２の位置とは逆であることを除いて、図４４のアンテナ装置と同様に構成される。
　図４６は、図４２のアンテナ装置の反射係数を表すＳパラメータＳ１１の周波数特性を示すグラフである。図４６によれば、低域共振周波数ｆ１＝８８０ＭＨｚにおいて反射係数は－１４．４ｄＢになり、高域共振周波数ｆ２＝２４００ＭＨｚにおいて反射係数が－１２．１ｄＢになり、デュアルバンド動作を実現していることがわかる。
　図４７は、図４４のアンテナ装置の反射係数及び通過係数を表すＳパラメータＳ１１，Ｓ２１の周波数特性を示すグラフである。高域共振周波数ｆ２＝２４００ＭＨｚでは、反射係数及び通過係数の両方とも低くなっている。一方、低域共振周波数ｆ１＝８７０ＭＨｚでは、反射係数は低くなっているものの、放射器１２１，１２２間の電磁結合により、通過係数は－５ｄＢよりも高くなっている。
　図４８は、図４５のアンテナ装置の反射係数及び通過係数を表すＳパラメータＳ１１，Ｓ２１の周波数特性を示すグラフである。放射器１２１，１２３間でキャパシタ及びインダクタの位置を非対称に構成したことにより、アンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの放射器１２１，１２３間の電磁結合を低減することができる。低域共振周波数ｆ１＝８７０ＭＨｚでも、通過係数は－１０ｄＢを下回っている。従って、図４５のアンテナ装置は、低域共振周波数ｆ１及び高域共振周波数ｆ２の両方において低い反射係数及び低い通過係数を達成し、効果的にデュアルバンド動作を実現することができる。
　図４９は、図４４のアンテナ装置が低域共振周波数ｆ１で動作するときの－Ｙ側の放射器１２１の放射パターン図であり、図５０は、＋Ｙ側の放射器１２２の放射パターン図である。低域共振周波数ｆ１は８７０ＭＨｚである。図４９及び図５０によれば、ＸＹ面（Ｅθ面）はほぼ無指向性であることがわかる。
　図５１は、図４４のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの－Ｙ側の放射器１２１の放射パターン図であり、図５２は、＋Ｙ側の放射器１２２の放射パターン図である。高域共振周波数ｆ２は２４００ＭＨｚである。また、図５３は、図４４のアンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するときの主放射方向を説明するための図である。信号源Ｑ３１のみを動作させる場合を考えると、図５３に示すように接地導体Ｇ１と放射導体３２の間に電流が集中するので、主放射方向が放射器１２２が位置する方向とは逆向きになるので効率よく放射することができ、各放射器１２１，１２２で送受信される信号間の相関も低くすることができる。アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するとき、図５３に示すように放射器１２１上の電流は主に－Ｙ方向に流れ、同様に放射器１２２上の電流は主に＋Ｙ方向に流れるので、図４７に示すように反射係数及び通過係数が低くなる。図４９及び図５０によれば、放射器１２１の主放射方向は－Ｙ方向であり、放射器１２２の主放射方向は＋Ｙ方向である。
　放射導体を折り曲げる箇所の位置及び個数は、図４２等に示すものに限定されず、放射導体を少なくとも１カ所で折り曲げて、アンテナ装置のサイズを削減することができる。また、アンテナ装置が高域共振周波数ｆ２で動作するとき、その周波数によっては、電流Ｉ２は、インダクタＬ３１の位置まで又は放射導体３２の端部まで流れることなく、放射導体３２上の所定位置まで、例えば図５３に示すように放射導体３２を折り曲げた位置まで流れてもよい。
　以上説明したように、本発明のアンテナ装置は、小型かつ簡単な構成でありながら、マルチバンドで動作可能である。また、本発明のアンテナ装置は、複数の放射器を備えた場合には、アンテナ素子間で互いに低結合であり、複数の無線信号を同時に送受信するように動作可能である。
　本発明のアンテナ装置及びそれを用いた無線通信装置によれば、例えば携帯電話機として実装することができ、あるいは、無線ＬＡＮ用の装置、ＰＤＡ等として実装することもできる。このアンテナ装置は、例えばＭＩＭＯ通信を行うための無線通信装置に搭載することができるが、ＭＩＭＯに限らず、複数のアプリケーションのための通信を同時に実行可能（マルチアプリケーション）なアダプティブアレーアンテナや最大比合成ダイバーシチアンテナ、フェーズドアレーアンテナといったアレーアンテナ装置に搭載することも可能である。
１，１Ａ～１Ｈ，２，２Ａ～２Ｈ，３，３Ａ，１１，１２，２１，２２，３１～３４…放射導体、
７１…無線周波信号処理回路、
７２…ベースバンド信号処理回路、
７３…スピーカ、
７４…マイクロホン、
１００～１１２，１００Ａ～１００Ｄ，１２１～１２３…放射器、
Ｂ１…誘電体基板、
Ｃ１～Ｃ６，Ｃ１１，Ｃ２１，Ｃ３１，Ｃ３２…キャパシタ、
Ｇ１…接地導体、
Ｌ１～Ｌ５，Ｌ１１，Ｌ２１，Ｌ３１，Ｌ３２…インダクタ、
Ｐ１，Ｐ１１，Ｐ２１，Ｐ３１，Ｐ３３…給電点、
Ｐ２，Ｐ３２，Ｐ３４…接続点、
Ｑ１，Ｑ２１，Ｑ３１，Ｑ３２…信号源、
Ｓ１…ストリップ導体。

Claims (14)

  1. 　少なくとも１つの放射器を備えたアンテナ装置において、
    　上記各放射器は、
    　ループ状の放射導体と、
    　上記放射導体のループに沿って所定位置に挿入された少なくとも１つのキャパシタと、
    　上記放射導体のループに沿って、上記キャパシタの位置とは異なる所定位置に挿入された少なくとも１つのインダクタと、
    　上記放射導体上に設けられた給電点とを備え、
    　上記各放射器は、
    　上記インダクタ及び上記キャパシタを含み、上記放射導体のループに沿う当該放射器の第１の部分が第１の周波数で共振し、
    　上記放射導体のループに沿った区間であって、上記キャパシタを含み、上記インダクタを含まず、上記給電点と上記インダクタとの間に延在する区間を含む当該放射器の第２の部分が、上記第１の周波数より高い第２の周波数で共振するように構成されることを特徴とするアンテナ装置。
  2. 　上記放射導体は、第１の放射導体と第２の放射導体とを含み、
    　上記キャパシタは、上記第１及び第２の放射導体の間に生じる容量によって形成されることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  3. 　上記インダクタはストリップ導体で構成されることを特徴とする請求項１又は２記載のアンテナ装置。
  4. 　上記インダクタはメアンダ状導体で構成されることを特徴とする請求項１又は２記載のアンテナ装置。
  5. 　上記アンテナ装置は接地導体をさらに備えたことを特徴とする請求項１～４のいずれか１つに記載のアンテナ装置。
  6. 　上記各放射器の上記キャパシタ及び上記インダクタは、上記放射導体のループに沿って、上記放射導体と上記接地導体とが互いに近接した部分にそれぞれ設けられ、上記給電点は、上記キャパシタ及び上記インダクタの間に設けられたことを特徴とする請求項５記載のアンテナ装置。
  7. 　上記アンテナ装置は、上記接地導体と、上記給電点に接続された給電線路とを備えたプリント配線基板を備え、
    　上記放射器は上記プリント配線基板上に形成されたことを特徴とする請求項５又は６記載のアンテナ装置。
  8. 　上記アンテナ装置は、少なくとも一対の放射器を含むダイポールアンテナであることを特徴とする請求項１～４のいずれか１つに記載のアンテナ装置。
  9. 　上記アンテナ装置は複数の放射器を備え、上記複数の放射器は、互いに異なる複数の第１の周波数と、互いに異なる複数の第２の周波数とを有することを特徴とする請求項１～８のいずれか１つに記載のアンテナ装置。
  10. 　上記放射導体は少なくとも１カ所で折り曲げられていることを特徴とする請求項１～９のいずれか１つに記載のアンテナ装置。
  11. 　上記アンテナ装置は、互いに異なる信号源に接続された複数の放射器を備えたことを特徴とする請求項１～１０のいずれか１つに記載のアンテナ装置。
  12. 　上記アンテナ装置は、所定の基準軸に対して互いに対称に構成された放射導体をそれぞれ有する第１の放射器及び第２の放射器を備え、
    　上記第１及び第２の放射器の各給電点は、上記基準軸に対して対称な位置に設けられ、
    　上記第１及び第２の放射器の各放射導体は、上記基準軸に沿って上記第１の放射器の給電点及び上記第２の放射器の給電点から遠ざかるにつれて上記第１及び第２の放射器の間の距離が次第に増大する形状を有することを特徴とする請求項１１記載のアンテナ装置。
  13. 　上記アンテナ装置は、第１の放射器及び第２の放射器を備え、上記第１及び第２の放射器の各放射導体のループは所定の基準軸に対して互いに実質的に対称に構成され、
    　上記第１及び第２の放射器の上記互いに対称な各放射導体のループに沿って上記各給電点から対応する向きに進むとき、上記第１の放射器では上記給電点、上記インダクタ、上記キャパシタが順に位置し、上記第２の放射器では上記給電点、上記キャパシタ、上記インダクタが順に位置することを特徴とする請求項１１又は１２記載のアンテナ装置。
  14. 　請求項１～１３のうちのいずれか１つに記載のアンテナ装置を備えたことを特徴とする無線通信装置。
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