WO2013051187A1 - アンテナ装置及び無線通信装置 - Google Patents

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WO2013051187A1
WO2013051187A1 PCT/JP2012/005535 JP2012005535W WO2013051187A1 WO 2013051187 A1 WO2013051187 A1 WO 2013051187A1 JP 2012005535 W JP2012005535 W JP 2012005535W WO 2013051187 A1 WO2013051187 A1 WO 2013051187A1
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WO
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antenna device
radiator
conductor
capacitor
antenna
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Application number
PCT/JP2012/005535
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English (en)
French (fr)
Inventor
健一 浅沼
山本 温
坂田 勉
Original Assignee
パナソニック株式会社
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Publication date
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    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01QANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q7/00Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop
    • H01Q7/06Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop with core of ferromagnetic material
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01QANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q7/00Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01QANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/314Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors
    • H01Q5/321Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors within a radiating element or between connected radiating elements
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01QANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04Resonant antennas
    • H01Q9/30Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole

Definitions

  • the present disclosure mainly relates to an antenna device for mobile communication such as a mobile phone and a wireless communication device including the antenna device.
  • the mobile wireless communication devices such as mobile phones are rapidly becoming smaller and thinner.
  • portable wireless communication devices have been transformed into data terminals that are used not only as conventional telephones but also for sending and receiving e-mails and browsing web pages on the WWW (World Wide Web).
  • the amount of information handled has increased from conventional voice and text information to photographs and moving images, and further improvements in communication quality are required.
  • a multiband antenna device that supports a plurality of wireless communication schemes and a small antenna device have been proposed.
  • an array antenna apparatus that reduces electromagnetic coupling and enables high-speed wireless communication when a plurality of these antenna apparatuses are arranged has been proposed.
  • the invention of Patent Document 1 is a dual-frequency antenna, a feed line formed by printing on the surface of a dielectric substrate, an inner radiating element connected to the feed line, an outer radiating element, and a print on the surface of the dielectric substrate.
  • the inductor provided between the radiating elements and the predetermined capacitance between the radiating elements form a parallel resonant circuit and can operate in a multiband.
  • Patent Document 2 The invention of Patent Document 2 is characterized in that a radiating element is formed in a loop shape, and its open end is brought close to the vicinity of the power supply unit to form a predetermined capacity, thereby generating a fundamental mode and a higher-order mode associated therewith. And By integrally forming a loop-shaped radiating element on a dielectric or magnetic block, it is possible to operate in a multiband while being small.
  • 3G-LTE 3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution
  • 3G-LTE employs a MIMO (Multiple Input Multiple Output) antenna device that uses multiple antennas to simultaneously transmit and receive multiple channels of radio signals using space division multiplexing as a new technology for achieving high-speed wireless transmission.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • the MIMO antenna apparatus includes a plurality of antennas on the transmitter side and the receiver side, and enables a high transmission rate by spatially multiplexing data streams.
  • the MIMO antenna apparatus Since the MIMO antenna apparatus operates a plurality of antennas at the same frequency at the same time, the electromagnetic coupling between the antennas becomes very strong in a situation where the antennas are mounted close to each other in a small mobile phone. When the electromagnetic coupling between the antennas becomes strong, the radiation efficiency of the antennas deteriorates. As a result, the received radio wave becomes weak and the transmission speed is reduced. Therefore, there is a need for a technique for reducing electromagnetic coupling between antennas by downsizing the antennas and substantially increasing the distance between the antennas. Further, in order to realize space division multiplexing, the MIMO antenna apparatus needs to simultaneously transmit and receive a plurality of radio signals having low correlation with each other by making the radiation pattern or the polarization characteristic different.
  • the radiating element becomes large in order to reduce the operating frequency in the low band. Also, the slit between the inner radiating element and the outer radiating element does not contribute to the radiation.
  • the antenna is miniaturized by providing a loop element on a dielectric or magnetic block, but the impedance of the antenna is reduced due to the dielectric or magnetic substance. As a result, the radiation characteristics in the resonance frequency bands of the fundamental mode and the higher-order mode are degraded.
  • This disclosure provides an antenna device that can solve the above-described problems, achieve both multiband and miniaturization, and provide a wireless communication device including such an antenna device.
  • the antenna device is: In an antenna device comprising at least one radiator, Each radiator above is A loop-shaped radiation conductor having an inner periphery and an outer periphery; At least one capacitor inserted in place along the loop of the radiating conductor; At least one inductor inserted along a loop of the radiation conductor at a predetermined position different from the position of the capacitor; A feeding point provided on the radiation conductor; A magnetic block provided on at least a part of the inside of the loop of the radiation conductor, Each radiator is excited at a first frequency and a second frequency higher than the first frequency; When each radiator is excited at the first frequency, a first current flows through a first path along the inner circumference of the loop of the radiating conductor including the inductor and the capacitor, and the first current flows.
  • the inductance of the radiation conductor increases,
  • each radiator When each radiator is excited at the second frequency, it includes the capacitor, does not include the inductor, and is a section along the outer periphery of the loop of the radiation conductor between the feeding point and the inductor.
  • the second current flows through the second path including the section of In each of the radiators, the loop of the radiation conductor, the inductor, and the capacitor resonate at the first frequency, and the portion of the loop of the radiation conductor included in the second path and the capacitor It is configured to resonate at the second frequency.
  • the antenna device of the present disclosure it is possible to provide an antenna device that can operate in multiple bands while having a small and simple configuration.
  • the antenna device of the present disclosure it is possible to easily adjust so that only the low-frequency resonance frequency is shifted to the low-frequency side.
  • FIG. 2 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 1 operates at a low-band resonance frequency f1.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a current path when the antenna device of FIG. 1 operates at a high-band resonance frequency f2.
  • FIG. 13 is a diagram showing a current path when the antenna device of FIG. 12 operates at a low-band resonance frequency f1.
  • FIG. 13 is a diagram showing a current path when the antenna device of FIG.
  • FIG. 3 is a perspective view showing a charge distribution when the antenna apparatus of FIG. 2 operates at a high-band resonance frequency f2.
  • FIG. 13 is a perspective view showing a charge distribution when the antenna apparatus of FIG. 12 operates at a high-band resonance frequency f2.
  • FIG. 13 is a diagram showing an equivalent circuit when the antenna apparatus of FIG. 12 operates at a high-band resonance frequency f2. It is a perspective view which shows the antenna device which concerns on the 1st modification of 2nd Embodiment, and shows the electric charge distribution when the said antenna device operate
  • FIG. 19 is a side view showing a charge distribution when the antenna apparatus of FIG.
  • FIG. 53 is a graph showing frequency characteristics of a reflection coefficient S11 of the antenna device of Fig. 52. It is a perspective view which shows the antenna apparatus which concerns on the 1st Example of 2nd Embodiment used by simulation. It is a graph which shows the frequency characteristic of reflection coefficient S11 of the antenna apparatus of FIG. It is a perspective view which shows the antenna apparatus which concerns on the 2nd Example of 2nd Embodiment used by simulation. It is a graph which shows the influence which the width
  • FIG. 29 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication apparatus according to a fifth embodiment that includes the antenna apparatus of FIG. 28.
  • FIG. 1 is a schematic diagram illustrating an antenna device according to the first embodiment.
  • the antenna device according to the present embodiment performs the dual band operation at the low-band resonance frequency f1 and the high-band resonance frequency f2 while using the single radiator 40, and includes the magnetic block M1, so that the low-band resonance frequency f1. Is shifted to the low frequency side.
  • a radiator 40 includes a first radiation conductor 1 having a predetermined width and a predetermined electrical length, a second radiation conductor 2 having a predetermined width and a predetermined electrical length, and radiation conductors 1 and 2 at predetermined positions. Are connected to each other, and an inductor L1 that connects the radiation conductors 1 and 2 to each other at a position different from that of the capacitor C1.
  • the radiation conductors 1 and 2, the capacitor C1, and the inductor L1 form a loop surrounding the central portion.
  • the capacitor C1 is inserted at a predetermined position of the loop-shaped radiation conductor, and the inductor L1 is inserted at a position different from the position where the capacitor C1 is inserted.
  • the radiator 40 includes a magnetic body block M1 provided on at least a part of the inside of the loop-shaped radiation conductor. Since the loop-shaped radiation conductor has a predetermined width, it has an inner circumference close to the magnetic block M1 and an outer circumference remote from the magnetic block M1.
  • a signal source Q1 that generates a high-frequency signal having a low-frequency resonance frequency f1 and a high-frequency resonance frequency f2 is connected to a feeding point P1 on the radiation conductor 1 and on a ground conductor G1 provided close to the radiator 40. To the connection point P2.
  • the signal source Q1 schematically shows a wireless communication circuit connected to the antenna device of FIG.
  • the radiator 40 excites the radiator 40 at either the low-band resonance frequency f1 or the high-band resonance frequency f2.
  • a matching circuit (not shown) may be further connected between the antenna device and the radio communication circuit.
  • the current path when excited at the low-band resonance frequency f1 is different from the current path when excited at the high-band resonance frequency f2, and thus dual band operation can be effectively realized. .
  • the magnetic body block M1 is made of, for example, a high-frequency ferrite, nickel, or manganese-based material, and can have a relative permeability of, for example, about 5 to 60, but is not limited to this example. . Further, the magnetic block M1 having a thickness of about 0.5 to 2 mm can be used. However, the frequency characteristics of the antenna device are not significantly affected by the difference in dimensions of the magnetic body block M1, but are mainly affected by the relative permeability of the magnetic body block M1, as will be described later.
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing an antenna device according to a comparative example of the first embodiment.
  • the applicant of the present application proposed an antenna device characterized by operating a single radiator in a dual band, and FIG. 2 shows this antenna device.
  • the radiator 50 in FIG. 2 has the same configuration as the radiator 40 in FIG. 1 except that the magnetic block M1 is removed.
  • the current path when excited at the low-band resonance frequency f1 is different from the current path when excited at the high-band resonance frequency f2, and thus dual band operation can be effectively realized. .
  • FIG. 3 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 1 operates at the low-band resonance frequency f1.
  • a current having a low frequency component has a property that it can pass through an inductor (low impedance) but difficult to pass through a capacitor (high impedance).
  • the current I1 when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1 includes the inductor L1 and flows along a path along the inner periphery of the loop-shaped radiation conductor. Specifically, the current I1 flows from the feed point P1 to the point connected to the inductor L1 in the radiation conductor 1, passes through the inductor L1, and from the point connected to the inductor L1 in the radiation conductor 2 to the point connected to the capacitor C1.
  • the antenna device when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1, the electrical length of the loop-shaped radiation conductor becomes long, and the low-band resonance frequency f1 is higher than that in the case where the magnetic block M1 does not exist (FIG. 2).
  • the magnetic flux F1 becomes stronger as the relative permeability of the magnetic body block M1 is increased. Therefore, the electrical length of the loop-shaped radiation conductor and the shift of the low-frequency resonance frequency to the lower frequency side are also reduced. Increasing the magnetic susceptibility increases.
  • a current I3 flows toward the connection point P2 in a portion close to the radiator 40 on the ground conductor G1.
  • the radiator 40 when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1, the current I1 flows through the current path as shown in FIG. 3, and the loop-shaped radiation conductor, the inductor L1, and the capacitor C1 have the low-band resonance frequency f1. Configured to resonate.
  • the radiator 40 takes into account the increase in the electrical length of the loop-shaped radiation conductor by the magnetic body block M1, and the electrical length from the feeding point P1 to the point connected to the inductor L1 in the radiation conductor 1;
  • the sum of the current length and the electrical length up to is the electrical length that resonates at the low-band resonance frequency f1.
  • the resonating electrical length is, for example, 0.2 to 0.25 times the operating wavelength ⁇ 1 of the low-band resonance frequency f1.
  • the current I1 flows through the current path as shown in FIG. 3, so that the radiator 40 operates in the loop antenna mode, that is, the magnetic current mode. Since the radiator 40 operates in the loop antenna mode, a long resonance length can be ensured even though the radiator 40 is small in size, so that excellent characteristics can be realized even when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1. Also, the radiator 40 has a high Q value when operating in the loop antenna mode. In the loop-shaped radiation conductor, the radiation efficiency of the antenna device improves as the diameter of the loop increases.
  • FIG. 4 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 1 operates at the high-band resonance frequency f2.
  • a current having a high frequency component has the property that it can pass through a capacitor (low impedance) but is difficult to pass through an inductor (high impedance).
  • the current I2 when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2 includes a capacitor C1, does not include the inductor L1, and is a section along the outer periphery of the loop-shaped radiation conductor, and the feeding point P1 It flows through a path including a section extending between the inductor L1 and the inductor L1.
  • the current I2 flows from the feeding point P1 to the point connected to the capacitor C1 in the radiating conductor 1, passes through the capacitor C1, and is connected to the predetermined position (for example, connected to the inductor L1) from the point connected to the capacitor C1 in the radiating conductor 2. Flow to the point).
  • the current I2 flows strongly around the outer periphery of the loop-shaped radiation conductor, it is not strongly influenced by the magnetic block M1.
  • a magnetic material such as ferrite causes a loss in a high frequency region.
  • the antenna device of the present embodiment since the magnetic block M1 is provided only inside the loop-shaped radiation conductor, when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2, the influence on the antenna characteristics is kept small. There is an effect that it is.
  • a current I3 flows toward the connection point P2 (that is, in a direction opposite to the current I2) in a portion close to the radiator 40 on the ground conductor G1.
  • the radiator 40 when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2, a current I2 flows through a current path as shown in FIG. 4, and a portion of the loop-shaped radiation conductor through which the current I2 flows and the capacitor C1 are connected. It is configured to resonate at the high-band resonance frequency f2.
  • the radiator 40 includes an electrical length from the feeding point P1 to the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 1, an electrical length of the capacitor C1, and an electrical length of a portion where the current I2 flows in the radiation conductor 2 (for example, The sum of the electrical length from the point connected to the capacitor C1 to the point connected to the inductor L1 is an electrical length that resonates at the high-band resonance frequency f2.
  • the resonant electrical length is, for example, 0.25 times the operating wavelength ⁇ 2 of the high-band resonance frequency f2.
  • the current I2 flows through the current path as shown in FIG. 4, so that the radiator 40 operates in the monopole antenna mode, that is, the current mode.
  • the antenna device of the present embodiment forms a current path through the inductor L1 when operating at the low-band resonance frequency f1, and forms a current path through the capacitor C1 when operating at the high-band resonance frequency f2.
  • the radiator 40 operates in a magnetic current mode by forming a loop-shaped current path, and resonates at the low-band resonance frequency f1.
  • radiator 40 operates in a current mode by forming a non-loop current path (monopole antenna mode), and resonates at high-band resonance frequency f2.
  • the antenna device of this embodiment can be easily adjusted so that only the low-frequency resonance frequency is shifted to the low-frequency side by providing the magnetic block M1. Since the low-band resonance frequency shifts to the low-band side, it is possible to substantially reduce the size.
  • the antenna device of FIG. 2 forms a loop current path.
  • the vertical and horizontal lengths of the radiator 40 can be reduced to about ( ⁇ 1) / 15, and under ideal conditions, the length can be reduced to about ( ⁇ 1) / 25.
  • the antenna device of the present embodiment by providing the magnetic block M1, it is possible to achieve further downsizing that exceeds the antenna device of FIG.
  • the low-band resonance frequency f1 and the high-band resonance frequency f2 can be adjusted using the matching effect (particularly the matching effect by the capacitor C1) by the inductor L1 and the capacitor C1.
  • the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1
  • the current is supplied from the point connected to the inductor L1 to the point connected to the capacitor C1 in the radiating conductor 2, and from the point connected to the capacitor C1 in the radiating conductor 1.
  • the current flowing to the point P1 is connected to the current flowing from the feeding point P1 to the point connected to the inductor L1 in the radiation conductor 1, thereby forming a loop-shaped current path.
  • the capacitor C1 allows high frequency components to pass therethrough, when the capacitance of the capacitor C1 is reduced, the electrical length is shortened and the resonance frequency of the radiator 40 is shifted to a higher frequency. Since the voltage at the feeding point P1 is minimum in the radiator 40, the resonance frequency of the radiator 40 can be lowered by separating the position where the capacitor C1 is loaded from the feeding point P1.
  • the antenna device of the present embodiment can use a frequency in the 800 MHz band as the low-frequency resonance frequency f1 and a frequency in the 2000-MHz band as the high-frequency resonance frequency f2, as will be described in Examples below. It is not limited to these frequencies.
  • Each of the radiating conductors 1 and 2 is not limited to the strip shape shown in FIG. 1 and the like as long as a predetermined electric length can be secured between the capacitor C1 and the inductor L1. Good.
  • radiator 40 When a large loop is formed in radiator 40, the radiation efficiency of the antenna device is improved.
  • the dual-band operation is effectively realized by operating the radiator 40 as either the loop antenna mode or the monopole antenna mode according to the operating frequency. Miniaturization can be achieved. Furthermore, according to the antenna device of the present embodiment, by providing the magnetic body block M1, it is possible to easily adjust so that only the low frequency resonance frequency is shifted to the low frequency side.
  • FIG. 5 is a schematic diagram illustrating an antenna apparatus according to a first modification of the first embodiment
  • FIG. 6 is a schematic diagram illustrating an antenna apparatus according to a second modification of the first embodiment. is there.
  • the method for adjusting the resonance frequency of the antenna device can be summarized as follows. In order to lower the low-frequency resonance frequency f1, the capacitance of the capacitor C1, the inductance of the inductor L1, the electrical length of the radiating conductor 1, and the electrical length of the radiating conductor 2 are increased. That is effective. In order to lower the high-band resonance frequency f2, it is effective to increase the electrical length of the radiation conductor 2 and to separate the capacitor C1 from the feeding point P1.
  • FIG. 5 shows an antenna device configured to reduce the low-band resonance frequency f1.
  • the low frequency resonance frequency f ⁇ b> 1 is lowered by increasing the electrical length of the radiation conductor 2.
  • FIG. 6 shows an antenna device configured to lower the high-band resonance frequency f2.
  • the high-band resonance frequency f2 is lowered by separating the capacitor C1 from the feeding point P1.
  • each current path when the antenna device operates at each of the low-frequency resonance frequency f1 and the high-frequency resonance frequency f2 is used.
  • the electrical length must be clearly different.
  • the electrical length of the radiation conductor 2 is preferably longer than the electrical length of the radiation conductor 1.
  • FIG. 7 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a third modification of the first embodiment.
  • the capacitor C1 is closer to the feeding point P1 than the inductor L1, but in the antenna device of FIG. 7, the inductor L1 is provided closer to the feeding point P1 than the capacitor C1.
  • the dual band operation can be effectively realized and the antenna device can be downsized. Can be achieved.
  • the magnetic block M1 it is possible to easily adjust so that only the low-band resonance frequency is shifted to the low-band side.
  • FIG. 8 is a schematic diagram showing the radiator 44 of the antenna device according to the fourth modification of the first embodiment.
  • the upper side of FIG. 8 shows a plan view of the radiator 44, and the lower side shows a cross-sectional view taken along line B1-B1 'of the upper side figure.
  • the magnetic block M1 is provided on the entire inner side of the loop-shaped radiation conductor.
  • a body block M2 is provided in the radiator 44 of the antenna device of FIG. 8.
  • the magnetic body block does not necessarily have to be in contact with the inner periphery of the loop-shaped radiation conductor, and may be provided only on a part inside the loop-shaped radiation conductor as long as the magnetic flux F1 of FIG. 3 passes. Thereby, the usage-amount of a magnetic body can be reduced.
  • FIG. 9 is a schematic diagram showing the radiator 45 of the antenna device according to the fifth modification of the first embodiment.
  • the upper side of FIG. 9 shows a plan view of the radiator 45, and the lower side shows a cross-sectional view taken along line B2-B2 'of the upper side figure.
  • the radiator 45 of the antenna device of FIG. 9 has a magnetic block M3 having a hollow portion at the center.
  • the antenna device when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1, the current flows strongly along the inner peripheral edge of the loop-shaped radiation conductor, but the magnetic block M3 is provided so as to be close to this edge portion.
  • the magnetic flux is concentrated to effectively increase the inductance of the loop-shaped radiation conductor. Therefore, according to the antenna device of FIG. 9, when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1 while reducing the amount of magnetic material used, the electrical length of the loop-shaped radiation conductor is effectively increased, and The band resonance frequency can be effectively shifted to the low band side.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing the radiator 46 of the antenna device according to the sixth modification of the first embodiment.
  • the upper side of FIG. 10 shows a plan view of the radiator 46, and the lower side shows a cross-sectional view taken along line B3-B3 'of the upper side figure.
  • the radiator 46 of the antenna apparatus of FIG. 10 has a magnetic block M4 made of sheet-like ferrite.
  • the magnetic block M4 can be provided so as to avoid the path of the current I2.
  • the magnetic body block M4 may overlap the radiation conductors 1 and 2 as long as it does not overlap the path of the current I2.
  • the sheet-like magnetic body block M4 is attached to the plate-like radiation conductors 1 and 2 and mounted. Also good. By configuring in this way, there is a special effect that it is easy to manufacture. Furthermore, even when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2, the current I2 is not strongly influenced by the magnetic block M1.
  • FIG. 11 is a schematic diagram showing a radiator 47 of the antenna device according to the seventh modification of the first embodiment.
  • the upper side of FIG. 11 shows a plan view of the radiator 47 integrated with the housing 10 of the antenna device, and the lower side shows a cross-sectional view taken along line B4-B4 'of the upper figure.
  • the radiation conductors 1 and 2 the capacitor C ⁇ b> 1, and the inductor L ⁇ b> 1 are shown in perspective from above the housing 10.
  • a magnetic block is formed by embedding a magnetic material (for example, magnetic powder M5) in a portion of the casing 10 that is close to the inner portion of the loop-shaped radiation conductor. .
  • a wireless terminal device such as a mobile phone or a tablet terminal usually includes a housing using a resin such as ABS, and an antenna device is installed inside the housing.
  • the same effect as the case where the magnetic body block M1 etc. of FIG. 1 is used is acquired by mixing the magnetic body powder M5 with the material of the housing
  • FIG. 10 there is an effect that the effective relative permeability can be easily adjusted by adjusting the concentration of the magnetic powder at the time of manufacture.
  • the magnetic powder M5 may be sprayed onto the housing 10, and the sheet-like magnetic material is applied to the housing 10. It may be pasted.
  • FIG. 12 is a schematic diagram illustrating an antenna device according to the second embodiment.
  • the antenna device of the present embodiment performs a dual band operation at the low-band resonance frequency f1 and the high-band resonance frequency f2 while using the single radiator 40, and includes the dielectric block D1, thereby providing the high-band resonance frequency f2.
  • the high-frequency operation band including is widened.
  • the radiator 60 includes radiation conductors 1 and 2, a capacitor C1, and an inductor L1 similar to the radiator 40 of FIG. Since the loop-shaped radiation conductor has a predetermined width, the loop-shaped radiation conductor has an inner periphery close to the central hollow portion and an outer periphery remote from the central hollow portion. The loop-shaped radiation conductor is further provided to the ground conductor G1 so that a part thereof is electromagnetically coupled in the vicinity of the ground conductor G1. Similar to the antenna apparatus of FIG. 1, a signal source Q1 that generates a high-frequency signal having a low-frequency resonance frequency f1 and a high-frequency resonance frequency f2 is connected to a feeding point P1 on the radiation conductor 1 and close to the radiator 60.
  • the radiator 60 further includes the radiating conductor 1 and the radiating conductor 1 along at least a part between the feeding point P1 on the radiating conductor 1 and the capacitor C1 in a portion where the loop-shaped radiating conductor and the ground conductor G1 are close to each other.
  • a dielectric block D1 is provided between the ground conductor G1. In the radiator 60, the current path when excited at the low-band resonance frequency f1 is different from the current path when excited at the high-band resonance frequency f2, and thus dual band operation can be effectively realized. .
  • FIG. 13 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 12 operates at the low-band resonance frequency f1.
  • the current I1 when the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1 includes the inductor L1 and flows along a path along the inner periphery of the loop-shaped radiation conductor.
  • the current I1 flows through the current path as shown in FIG. 13, and the loop-shaped radiation conductor, the inductor L1, and the capacitor C1 have the low-band resonance frequency f1. Configured to resonate.
  • the radiator 60 includes an electrical length from the feeding point P1 to the point connected to the inductor L1 in the radiation conductor 1, an electrical length from the feeding point P1 to the point connected to the capacitor C1, and the electrical power of the inductor L1.
  • the sum of the length, the electrical length of the capacitor C1, and the electrical length from the point connected to the inductor L1 to the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 2 becomes the electrical length that resonates at the low-band resonance frequency f1.
  • the resonating electrical length is, for example, 0.2 to 0.25 times the operating wavelength ⁇ 1 of the low-band resonance frequency f1.
  • the antenna device operates at the low-band resonance frequency f1
  • the current I1 flows through the current path as shown in FIG. 3, so that the radiator 60 operates in the loop antenna mode, that is, the magnetic current mode.
  • FIG. 14 is a diagram showing a current path when the antenna apparatus of FIG. 12 operates at the high-band resonance frequency f2.
  • the current I2 when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2 includes the capacitor C1, does not include the inductor L1, and is a section along the outer periphery of the loop-shaped radiation conductor. And it flows through a path including a section extending between the feeding point P1 and the inductor L1.
  • a current I3 flows toward the connection point P2 (that is, in a direction opposite to the current I2) in a portion close to the radiator 60 on the ground conductor G1.
  • FIG. 15 is a perspective view showing a charge distribution when the antenna apparatus of FIG. 2 operates at the high-band resonance frequency f2.
  • the antenna device of FIG. 2 corresponds to the antenna device of FIG. 12 from which the dielectric block D1 has been removed.
  • FIG. 16 is a perspective view showing a charge distribution when the antenna apparatus of FIG. 12 operates at the high-band resonance frequency f2.
  • the dielectric block D1 is located along the at least part between the feeding point P1 on the radiation conductor 1 and the capacitor C1 in the portion where the loop-shaped radiation conductor and the ground conductor G1 are close to each other. Provided between the radiation conductor 1 and the ground conductor G1. By providing the dielectric block D1, the electric flux density near the feeding point P1 increases, and the capacitance of the capacitor between the loop-shaped radiation conductor and the ground conductor G1 substantially increases.
  • a parallel resonant circuit is formed by the capacitance formed between the radiating conductor 1 and the ground conductor G1 close to each other via the dielectric block D1 and the inductance of the radiating conductors 1 and 2.
  • the radiator 60 is matched by the parallel resonance circuit.
  • FIG. 17 is a diagram showing an equivalent circuit when the antenna device of FIG. 12 operates at the high-band resonance frequency f2.
  • the current I2 flows as shown in FIG. 14, so that the input impedance of the antenna device is loaded in parallel with the series radiation resistance Rr and the inductance La. It can be expressed by the equivalent capacitance Ce.
  • a parallel resonance circuit is formed by the inductance La and the equivalent capacitance Ce, and the high frequency band including the high frequency resonance frequency f2 can be widened.
  • the radiator 60 when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2, the current I2 flows through the current path as shown in FIG. 14, and the portion of the loop-shaped radiation conductor through which the current I2 flows is parallel to the capacitor C1.
  • the resonance circuit is configured to resonate at the high-band resonance frequency f2.
  • the radiator 60 takes into account the matching by the parallel resonant circuit described above, and the electrical length from the feeding point P1 to the point connected to the capacitor C1 in the radiation conductor 1, the electrical length of the capacitor C1, and the radiation.
  • the resonant electrical length is, for example, 0.25 times the operating wavelength ⁇ 2 of the high-band resonance frequency f2.
  • the dielectric block D1 is provided only along at least a part between the feeding point P1 on the radiation conductor 1 and the capacitor C1, and is provided in a portion remote from the feeding point P1. I can't.
  • the bandwidth of the antenna device is adjusted by changing the thickness and dielectric constant of the dielectric block D1 between the radiating conductor 1 and the ground conductor G1 stepwise according to the position. can do.
  • the antenna device of the present embodiment forms a current path through the inductor L1 when operating at the low-band resonance frequency f1, and forms a current path through the capacitor C1 when operating at the high-band resonance frequency f2.
  • the radiator 60 operates in a magnetic current mode by forming a loop-shaped current path, and resonates at the low-band resonance frequency f1.
  • radiator 60 operates in a current mode by forming a non-loop current path (monopole antenna mode), and resonates at high-band resonance frequency f2.
  • the antenna device according to the present embodiment can widen only the high frequency band including the high frequency resonance frequency f2 by providing the dielectric block D1.
  • FIG. 18 shows an antenna device according to a first modification of the second embodiment, and is a perspective view showing a charge distribution when the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2, and FIG. It is a side view which shows electric charge distribution when 18 antenna apparatuses operate
  • the dielectric block D1 is provided over the entire area between the feeding point P1 on the radiation conductor 1 and the capacitor C1, but the dielectric block includes a loop-shaped radiation conductor and a ground conductor G1. What is necessary is just to be provided between the radiation conductor 1 and the grounding conductor G1 along the at least part between the feeding point P1 on the radiation conductor 1 and the capacitor C1 in the portions close to each other.
  • the radiator 61 of the antenna device of FIGS. 18 and 19 includes a dielectric block D2, which is along a very small portion between the feeding point P1 on the radiation conductor 1 and the capacitor C1.
  • a dielectric block D2 which is along a very small portion between the feeding point P1 on the radiation conductor 1 and the capacitor C1.
  • a parallel resonance circuit can be formed by the inductance of 2, and only the high frequency band including the high frequency resonance frequency f2 can be widened.
  • the antenna device radiator 62 of FIG. 20 includes a dielectric block D3
  • the antenna device radiator 63 of FIG. 21 includes a dielectric block D4
  • the antenna device radiator 64 of FIG. 22 includes a dielectric block D5.
  • the dielectric block includes the radiating conductor 1 and the ground conductor along at least a part between the feeding point P1 and the capacitor C1 on the radiating conductor 1 at a portion where the loop-shaped radiating conductor and the ground conductor G1 are close to each other. What is necessary is just to be provided between G1.
  • a dielectric block having a desired size can be used in accordance with a capacitance or the like formed between the radiation conductor 1 and the ground conductor G1 that are close to each other via the dielectric block D2. Also in the antenna device of FIGS. 20 to 22, as in the antenna device of FIG. 12, a capacitance formed between the radiating conductor 1 and the ground conductor G1 close to each other via the dielectric blocks D3, D4, D5; A parallel resonance circuit can be formed by the inductances of the radiation conductors 1 and 2, and only the high frequency band including the high frequency resonance frequency f2 can be widened.
  • FIG. 23 is a perspective view showing an antenna apparatus according to a fifth modification of the second embodiment.
  • FIG. 24 is a perspective view showing an antenna apparatus according to a sixth modification of the second embodiment.
  • the radiator 63 of the antenna device of FIG. 23 includes a dielectric block D1
  • the radiator 64 of the antenna device of FIG. 24 includes a dielectric block D2.
  • the capacitor C1 is closer to the feeding point P1 than the inductor L1, but in the antenna devices of FIGS. 23 and 24, the inductor L1 is provided closer to the feeding point P1 than the capacitor C1. ing. Also in the antenna device of FIGS.
  • the radiators 65 and 66 are operated as either the loop antenna mode or the monopole antenna mode according to the operating frequency, thereby effectively realizing the dual band operation. Miniaturization of the antenna device can be achieved. Further, in the antenna device of FIGS. 23 and 24, by providing the dielectric blocks D1 and D2, it is possible to broaden only the high frequency band including the high frequency resonance frequency f2.
  • the dielectric block includes the radiating conductor 1 and the ground conductor along at least a part between the feeding point P1 and the capacitor C1 on the radiating conductor 1 at a portion where the loop-shaped radiating conductor and the ground conductor G1 are close to each other. What is necessary is just to be provided between G1. This has the effect of reducing the amount of dielectric used. Further, if the dielectric block is provided along at least a part between the feeding point P1 on the radiation conductor 1 and the capacitor C1, partly between the feeding point P1 and the inductor L1. It may be provided along.
  • FIG. 25 is a cross-sectional view of the antenna device according to the comparative example of the second embodiment as seen from the side.
  • the radiation conductor (only the radiation conductor 1 is shown) of the radiator 50 of the antenna apparatus of FIG. 2 and the ground conductor G1 are provided on the same plane. Is provided.
  • + and ⁇ charges are distributed in a portion where the radiation conductor of the radiator 50 and the ground conductor G1 are close to each other, and an electric flux is generated between the radiation conductor of the radiator 50 and the ground conductor G1. Arise.
  • FIG. 26 is a cross-sectional view of the antenna device according to the seventh modification of the second embodiment, viewed from the side.
  • the radiation conductor (only the radiation conductor 1 is shown) of the radiator 67 of the antenna apparatus of FIG. 26 and the ground conductor G1 are provided on the same plane, and the radiator 67 has the radiation conductor 1 and the ground conductor G1 close to each other.
  • a dielectric block D6 provided on one side of the plane is provided along at least a part between the feeding point P1 on the radiation conductor 1 and the capacitor C1 (not shown).
  • a parallel resonant circuit is formed by the capacitance formed between the radiating conductor 1 and the ground conductor G1 close to each other via the dielectric block D6 and the inductance of the radiating conductors 1 and 2.
  • FIG. 27 is a cross-sectional view seen from a side surface showing an antenna apparatus according to an eighth modification of the second embodiment.
  • the radiation conductor (only the radiation conductor 1 is shown) and the ground conductor G1 of the radiator 68 of the antenna device of FIG. 27 are provided on the same plane, and the radiator 68 is such that the radiation conductor 1 and the ground conductor G1 are close to each other.
  • the dielectric block D6 provided on one side of the plane, and the other side of the plane And a dielectric block D7.
  • the high frequency band including the high frequency resonance frequency f2 can be broadened more effectively than when the single dielectric block D6 is used.
  • the dielectric constants of the dielectric blocks D6 and D7 may be the same or different.
  • Wireless terminal devices such as mobile phones and tablet terminals are usually provided with a housing using resin such as ABS.
  • the housing 20 made of a dielectric material having a predetermined dielectric constant may be used to contribute to widening the bandwidth of the housing 20 in addition to the dielectric block.
  • the dielectric blocks D6 and D7 may be attached to the housing 20.
  • the sheet-like dielectric blocks D6 and D7 may be attached to the housing 20.
  • FIG. 28 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to the third embodiment.
  • the radiator 70 of the antenna device of this embodiment is characterized by including both the magnetic block M1 of the first embodiment and the dielectric block D1 of the second embodiment.
  • the dual-band operation can be effectively realized by operating the radiator 70 as either the loop antenna mode or the monopole antenna mode according to the operating frequency. Miniaturization can be achieved.
  • the antenna device of the present embodiment by providing the magnetic block M1, it is possible to easily adjust so that only the low-band resonance frequency is shifted to the low-band side, and the dielectric block D1. By providing the above, only the high frequency band including the high frequency resonance frequency f2 can be widened.
  • the capacitor C1 and the inductor L1 can use, for example, discrete circuit elements, but are not limited thereto.
  • modified examples of the capacitor C1 and the inductor L1 will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 29 is a schematic diagram illustrating an antenna device according to a first modification of the third embodiment.
  • the radiator 71 of the antenna apparatus of FIG. 29 includes a capacitor C ⁇ b> 2 formed by a proximity portion of the radiation conductors 1 and 2.
  • a virtual capacitor C2 may be formed between the radiating conductors 1 and 2 by bringing the radiating conductors 1 and 2 close to each other to generate a predetermined capacitance between the radiating conductors 1 and 2. Good.
  • the capacity of the virtual capacitor C2 increases as the distance between the radiating conductors 1 and 2 is made closer and the area close to the radiation conductor is increased.
  • FIG. 30 is a schematic diagram illustrating an antenna device according to a second modification of the third embodiment.
  • the radiator 72 of the antenna apparatus of FIG. 30 includes a capacitor C3 formed in the vicinity of the radiation conductors 1 and 2.
  • a capacitor C3 formed in the vicinity of the radiation conductors 1 and 2.
  • an interdigit type conductor portion (a configuration in which finger-like conductors are alternately fitted) is formed. May be.
  • the capacitance can be increased as compared with the capacitor C2 in FIG.
  • the capacitor formed by the adjacent portions of the radiation conductors 1 and 2 is not limited to the linear conductor portion as shown in FIG. 29 or the interdigit type conductor portion as shown in FIG. May be.
  • the distance between the radiating conductors 1 and 2 is changed according to the position, and thereby the capacitance between the radiating conductors 1 and 2 is changed according to the position on the radiating conductors 1 and 2. May be.
  • FIG. 31 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a third modification of the third embodiment.
  • the radiator 73 of the antenna apparatus of FIG. 31 includes an inductor L2 formed by a strip conductor.
  • FIG. 32 is a schematic diagram illustrating an antenna device according to a fourth modification of the third embodiment. 32 includes an inductor L3 formed by a meandering conductor. The inductance of the inductors L2 and L3 increases as the width of the conductors forming the inductors L2 and L3 is reduced and the length of the conductor is increased.
  • capacitors C2 and C3 and the inductors L2 and L3 shown in FIGS. 29 to 32 may be combined.
  • the capacitor C2 in FIG. 29 and the inductor L2 in FIG. A radiator may be configured.
  • FIG. 33 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a fifth modification of the third embodiment.
  • the radiator 75 of the antenna device of FIG. 33 includes a capacitor C3 formed in the vicinity of the radiation conductors 1 and 2 and an inductor L3 formed of a meandering conductor.
  • both the capacitor and the inductor can be formed as a conductor pattern on the dielectric substrate, there are effects such as cost reduction and manufacturing variation reduction.
  • FIG. 34 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a sixth modification of the third embodiment.
  • the radiator 76 of the antenna apparatus of FIG. 34 includes a plurality of capacitors C4 and C5.
  • the antenna device according to the present embodiment is not limited to including a single capacitor and a single inductor, but includes a multi-stage capacitor including a plurality of capacitors and / or a multi-stage inductor including a plurality of inductors. May be. 34, in place of the capacitor C1 of FIG. 28, capacitors C4 and C5 connected to each other by a third radiation conductor 3 having a predetermined electrical length are inserted. In other words, capacitors C4 and C5 are respectively inserted at different positions in the loop-shaped radiation conductor.
  • FIG. 35 is a schematic diagram illustrating an antenna apparatus according to a seventh modification of the third embodiment.
  • the radiator 77 of the antenna apparatus of FIG. 35 includes a plurality of inductors L4 and L5. 35, in place of the inductor L1 of FIG. 28, inductors L4 and L5 connected to each other by a third radiation conductor 3 having a predetermined electrical length are inserted. In other words, inductors L4 and L5 are respectively inserted at different positions in the loop-shaped radiation conductor.
  • a plurality of capacitors and a plurality of inductors may be inserted at different positions in the loop-shaped radiation conductor. According to the antenna apparatus of FIGS. 34 and 35, the capacitor and the inductor can be inserted at three or more different positions in consideration of the current distribution on the radiator. There is an effect that fine adjustment of the high-frequency resonance frequency f2 is facilitated.
  • FIG. 36 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to an eighth modification of the third embodiment.
  • FIG. 36 shows an antenna device having a microstrip line feed line.
  • the antenna device of the present modification includes a microstrip line feed line including a ground conductor G1 and a strip conductor S1 provided on the ground conductor G1 via a dielectric substrate 90.
  • the antenna device of this modification may have a planar configuration in order to reduce the posture of the antenna device, that is, the ground conductor G1 is formed on the back surface of the printed wiring board, and the strip conductor S1 and the radiator are formed on the surface thereof. 70 may be integrally formed.
  • the feed line is not limited to a microstrip line, and may be a coplanar line, a coaxial line, or the like.
  • FIG. 37 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a ninth modification of the third embodiment.
  • FIG. 37 shows an antenna device configured as a dipole antenna.
  • the left radiator 70A in FIG. 37 is configured in the same manner as the radiator 70 in FIG. 28 except for the dielectric block D1.
  • the radiator 70B on the right side in FIG. 37 is also configured in the same manner as the radiator 70 in FIG. 28 except for the dielectric block D1, and includes the first radiation conductor 11, the second radiation conductor 12, the capacitor C11, and the inductor. L11.
  • Radiators 70A and 70B are provided adjacent to each other so as to have electromagnetically coupled portions close to each other.
  • the feeding point P1 of the radiator 70A and the feeding point P11 of the radiator 70B are provided close to each other, and the signal source Q1 is connected to the feeding point P1 of the radiator 70A and the feeding point P11 of the radiator 70B.
  • the radiation conductor 1 of the radiator 70A and the radiation conductor 11 of the radiator 70B are close to each other along at least a part between the feeding point P1 on the radiation conductor 1 and the capacitor C1.
  • a dielectric block provided between the radiation conductor 1 of the radiator 70A and the radiation conductor 11 of the radiator 70B along at least a part between the feeding point P11 on the radiation conductor 11 and the capacitor C11. D11 is provided.
  • the antenna device of FIG. 37 substantially has a configuration including a radiator 70B instead of the ground conductor G1 of FIG.
  • the antenna device of this modification can operate in a balance mode by having a dipole configuration, and can suppress unnecessary radiation.
  • FIG. 38 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a tenth modification of the third embodiment.
  • FIG. 38 shows an antenna device that can operate in four bands.
  • the left radiator 70A of FIG. 38 is configured in the same manner as the radiator 70 of FIG.
  • the right-side radiator 70D in FIG. 38 is also configured in the same manner as the radiator 70 in FIG. 28, and includes a first radiation conductor 21, a second radiation conductor 22, a capacitor C21, and an inductor L21. Furthermore, it has the magnetic body block M21 and the dielectric material block D21.
  • the electrical length of the loop formed by the radiation conductors 21 and 22, the capacitor C21, and the inductor L21 in the radiator 70D is equal to that of the loop formed by the radiation conductors 1 and 2, the capacitor C1, and the inductor L1 in the radiator 70C. Different from electrical length.
  • the signal source Q21 is connected to a feeding point P1 on the radiation conductor 1 and a feeding point P21 on the radiation conductor 21, and is also connected to a connection point P2 on the ground conductor G1.
  • the signal source Q21 generates a high-frequency signal having a low-frequency resonance frequency f1 and a high-frequency resonance frequency f2, and is different from the low-frequency resonance frequency f21 different from the low-frequency resonance frequency f1 and different from the high-frequency resonance frequency f2.
  • the high-band resonance frequency f22 is generated.
  • the radiator 70C operates in the loop antenna mode at the low-band resonance frequency f1, and operates in the monopole antenna mode at the high-band resonance frequency f2.
  • radiator 70D operates in the loop antenna mode at the low-band resonance frequency f21, and operates in the monopole antenna mode at the high-band resonance frequency f22.
  • the antenna device according to the present modification can operate in four bands. According to the antenna device of this modification, further providing a multiband is possible by further providing a radiator.
  • an antenna device is provided by providing a radiator including a plate-like or linear radiation conductor in parallel with the ground conductor and short-circuiting a part of the radiator to the ground conductor.
  • a radiator including a plate-like or linear radiation conductor in parallel with the ground conductor and short-circuiting a part of the radiator to the ground conductor.
  • the antenna device may include only one of a magnetic block and a dielectric block.
  • a magnetic body block When only the magnetic body block is provided, it can be easily adjusted so that only the low-frequency resonance frequency is shifted to the low-frequency side, as in the first embodiment.
  • only one of the dielectric blocks When only one of the dielectric blocks is provided, only the high frequency band including the high frequency resonance frequency f2 can be widened as in the second embodiment.
  • FIG. 39 is a schematic view showing an antenna apparatus according to the fourth embodiment.
  • the antenna device of this embodiment includes two radiators 78A and 78B configured on the same principle as the radiator 70 of FIG. 28, and these radiators 78A and 78B are independently provided by separate signal sources Q31 and Q32. It is characterized by being excited.
  • a radiator 78A includes a first radiation conductor 31 having a predetermined electrical length, a second radiation conductor 32 having a predetermined electrical length, and a capacitor C31 that connects the radiation conductors 31 and 32 to each other at a predetermined position. And an inductor L31 that connects the radiation conductors 31 and 32 to each other at a position different from the capacitor C31.
  • the radiation conductors 31 and 32, the capacitor C31, and the inductor L31 form a loop surrounding the central portion. In other words, the capacitor C31 is inserted at a predetermined position of the loop-shaped radiation conductor, and the inductor L31 is inserted at a position different from the position where the capacitor C31 is inserted.
  • the signal source Q1 is connected to a feeding point P31 on the radiation conductor 31 and is connected to a connection point P32 on the ground conductor G1 provided in the vicinity of the radiator 78A.
  • the capacitor C31 is provided closer to the feeding point P31 than the inductor L31.
  • the radiator 78A further includes a magnetic block M31 and a dielectric block D31, similar to the magnetic block M1 and the dielectric block D1 of the antenna device of FIG.
  • Radiator 78B is configured in the same manner as radiator 78A, and includes first radiation conductor 33, second radiation conductor 34, capacitor C32, and inductor L32.
  • the radiation conductors 33 and 34, the capacitor C32, and the inductor L32 form a loop surrounding the central portion.
  • the signal source Q2 is connected to a feeding point P33 on the radiation conductor 33 and is connected to a connection point P34 on the ground conductor G1 provided close to the radiator 78B.
  • the capacitor C32 is provided closer to the feeding point P33 than the inductor L32.
  • the radiator 78B further includes a magnetic block M32 and a dielectric block D32 similarly to the radiator 78A.
  • the signal sources Q31 and Q32 generate a high-frequency signal that is a transmission signal of the MIMO communication method, generate a high-frequency signal having the same low-frequency resonance frequency f1, and generate a high-frequency signal having the same high-frequency resonance frequency f2.
  • the loop-shaped radiation conductors of the radiators 78A and 78B are configured symmetrically with respect to a predetermined reference axis B15, for example.
  • the radiation conductors 31 and 33 and the feeding portions are provided close to the reference axis B15, and the radiation conductors 32 and 34 are provided remotely from the reference axis B15.
  • the feeding points P31 and P33 are provided at symmetrical positions with respect to the reference axis B15.
  • the electromagnetic waves between the radiators 78A and 78B are increased. Bonding can be reduced. Furthermore, since the distance between the two feeding points P31 and P33 is small, the area for installing the feeding line routed from the wireless communication circuit (not shown) can be minimized.
  • FIG. 40 is a side view showing an antenna apparatus according to a first modification of the fourth embodiment.
  • any of the radiation conductors 31 to 34 may be bent at at least one place.
  • the radiation conductors 31 and 32 may be bent at the position B14.
  • the positions and the number of places where the radiating conductor is bent are not limited to those shown in FIG. 40, and the size of the antenna device can be reduced by bending the radiating conductor at at least one place.
  • the antenna device operates at the high-band resonance frequency f2, depending on the frequency, the current does not flow to the position of the inductor L31, but to the tip (upper end) of the radiating conductor 32 or a predetermined position on the radiating conductor 32. For example, you may flow to the position where the radiation conductor was bent.
  • FIG. 41 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a second modification of the fourth embodiment.
  • the radiators 78A and 78B are not arranged symmetrically, but are arranged in the same direction (that is, asymmetrically).
  • the radiation patterns thereof are asymmetrical, and there is an effect of reducing the correlation between signals transmitted and received by the radiators 78A and 78B.
  • the reception performance according to the MIMO communication method cannot be maximized.
  • FIG. 42 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a comparative example of the fourth embodiment.
  • the radiation conductors 32 and 34 not provided with the feeding point are arranged so as to be close to each other.
  • the correlation between signals transmitted and received by the radiators 78A and 78B can be reduced.
  • the open ends of the radiators 78A and 78B that is, the ends of the radiation conductors 32 and 34
  • the electromagnetic coupling between the radiators 78A and 78B increases.
  • FIG. 43 is a schematic diagram showing an antenna apparatus according to a third modification of the fourth embodiment.
  • the antenna device according to the present modification has positions of the capacitor C32 and the inductor L32 instead of the radiator 78B of FIG.
  • the radiator 78C is configured to be asymmetric with respect to the positions of the capacitor C31 and the inductor L31 of the radiator 78A.
  • radiator 78A operates in the loop antenna mode due to the current input from signal source Q31, the magnetic field generated by radiator 78A causes induced current in radiator 78B of FIG. 39 in the same direction as the current on radiator 78A. This induced current flows to the signal source Q32. When a large induced current flows on radiator 78B, electromagnetic coupling between radiators 78A and 78B is increased.
  • the antenna apparatus of FIG. 39 when the antenna apparatus of FIG.
  • radiator 78A operates at the high-band resonance frequency f2, in the radiator 78A, the current input from the signal source Q31 flows in a direction remote from the radiator 78B, and thus the radiator 78A. 78B is small, and the induced current flowing through the radiator 78B and the signal source Q32 is also small.
  • the radiator 78A when traveling in the corresponding direction from the feed points P31 and P33 along the symmetric radiating conductor loops of the radiators 78A and 78C (for example, the radiators) 78A, when the radiator 78C advances counterclockwise), the radiator 78A has a feeding point P31, an inductor L31, and a capacitor C31 in order, and the radiator 78C has a feeding point P33, a capacitor C32, and an inductor L32.
  • capacitor C31 is provided closer to feed point P31 than inductor L31
  • radiator 78C inductor L32 is provided closer to feed point P33 than capacitor C32.
  • the electromagnetic coupling between the radiators 78A and 78C is reduced by configuring the capacitors and inductors asymmetrically between the radiators 78A and 78C.
  • a current having a low frequency component has a property that it can pass through an inductor but is difficult to pass through a capacitor. Therefore, when the antenna apparatus of FIG. 43 operates at the low-band resonance frequency f1, even if the radiator 78A operates in the loop antenna mode due to the current input from the signal source Q31, the induced current on the radiator 78C becomes small. In addition, the current flowing from the radiator 78C to the signal source Q32 is also reduced. Thus, the electromagnetic coupling between the radiators 78A and 78C when the antenna apparatus of FIG. 43 operates at the low-band resonance frequency f1 becomes small. When the antenna apparatus of FIG. 43 operates at the high-band resonance frequency f2, the electromagnetic coupling between the radiators 78A and 78C is small.
  • only one of the magnetic block and the dielectric block may be provided.
  • the magnetic body block it can be easily adjusted so that only the low-frequency resonance frequency is shifted to the low-frequency side, as in the first embodiment.
  • only one of the dielectric blocks is provided, only the high frequency band including the high frequency resonance frequency f2 can be widened as in the second embodiment.
  • FIG. 61 is a block diagram showing a configuration of a wireless communication apparatus according to the fifth embodiment, which includes the antenna apparatus of FIG.
  • the wireless communication apparatus according to the present embodiment may be configured as a mobile phone as shown in FIG. 61, for example.
  • the wireless communication device of FIG. 61 includes the antenna device of FIG. 28, a wireless transmission / reception circuit 81, a baseband signal processing circuit 82 connected to the wireless transmission / reception circuit 81, a speaker 83 connected to the baseband signal processing circuit 82, and A microphone 84.
  • a feeding point P1 of the radiator 70 of the antenna device and a connection point P2 of the ground conductor G1 are connected to the radio transmission / reception circuit 81 instead of the signal source Q1 of FIG.
  • a wireless broadband router device or a high-speed wireless communication device for M2M is implemented as a wireless communication device, a speaker, a microphone, and the like are not necessarily provided.
  • An LED (light emitting diode) or the like can be used in order to confirm the communication status according to.
  • the wireless communication apparatus to which the other antenna apparatus can be applied is not limited to the one exemplified above.
  • the dual band operation is effectively realized and the wireless communication is performed by operating the radiator 70 in either the loop antenna mode or the monopole antenna mode according to the operating frequency. Miniaturization of the device can be achieved. Furthermore, according to the wireless communication device of the present embodiment, by providing the magnetic block M1, it is possible to easily adjust only the low-band resonance frequency to shift to the low-band side, and further, the dielectric block By providing D1, only the high frequency band including the high frequency resonance frequency f2 can be widened.
  • the wireless communication device in FIG. 61 can use any other antenna device disclosed herein or its modification, instead of the antenna device in FIG.
  • FIG. 44 is a perspective view showing an antenna device according to a first comparative example used in the simulation
  • FIG. 45 is a top view showing a detailed configuration of the radiator 51 of the antenna device of FIG.
  • the antenna device of the comparative example of FIGS. 44 and 45 has neither a magnetic block nor a dielectric block.
  • the capacitor C1 has a capacitance of 1 pF
  • the inductor L1 has an inductance of 3 nH.
  • the capacitance of the capacitor C1 and the inductance of the inductor L1 are the same in other simulations.
  • FIG. 46 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection coefficient S11 of the antenna apparatus of FIG.
  • FIG. 47 is a perspective view showing an antenna device according to a second comparative example used in the simulation.
  • the radiator 52 of FIG. 47 has a configuration in which the magnetic body block M41 is provided on the entire lower side ( ⁇ X side) of the radiator 51 of FIG.
  • the magnetic block M41 has a relative permeability of 5.
  • the high-frequency resonance frequency f2 is also reduced. I understand that. Usually, since the loss of the magnetic material increases when the frequency exceeds 1 GHz, it is expected that the antenna characteristics are deteriorated when the magnetic material has an influence on the high frequency resonance frequency f2.
  • FIG. 49 is a perspective view showing an antenna apparatus according to a third comparative example used in the simulation.
  • 49 has a configuration in which a dielectric block D41 is provided on the entire lower side ( ⁇ X side) of radiator 51 in FIG.
  • the dielectric block D41 has a relative dielectric constant of 5.
  • FIG. 50 is compared with FIG. 46, the antenna device of FIG.
  • the method of providing a magnetic block or a dielectric block on the entire lower side of the radiator cannot be downsized while maintaining the antenna characteristics. Recognize.
  • FIG. 51 is a perspective view showing an antenna apparatus according to an example of the first embodiment used in the simulation.
  • the radiator 48 of FIG. 51 has a configuration in which a magnetic block M1 is provided on the entire inside of the loop-shaped radiation conductor of the radiator 51 of FIG.
  • the magnetic block M1 has a relative permeability of 5.
  • the thickness of the magnetic body block M1 in the X direction is 0.5 mm.
  • FIG. 53 is a perspective view showing an antenna apparatus according to a fourth comparative example used in the simulation.
  • the radiator 54 of FIG. 53 corresponds to a configuration in which the dielectric block D42 is provided on the entire inside of the loop-shaped radiation conductor of the radiator 51 of FIG.
  • the dielectric block D42 has a relative dielectric constant of 5.
  • the X-direction thickness of the dielectric block D42 is 0.5 mm.
  • FIG. 55 is a perspective view showing an antenna apparatus according to a first example of the second embodiment used in the simulation.
  • the radiator 69 of FIG. 55 has a configuration in which a dielectric block D8 is provided on the entire lower side ( ⁇ X side) of the radiation conductor 1 of the radiator 51 of FIG.
  • Dielectric block D8 has a relative dielectric constant of 10.
  • FIG. 57 is a perspective view showing an antenna apparatus according to a second example of the second embodiment used in the simulation.
  • FIG. 58 is a graph showing the influence of the width of the dielectric block D8 of the antenna device of FIG. 57 on the bandwidth.
  • the width of the radiation conductor 1 in the Y direction is W1
  • the width of the dielectric block D8 in the Y direction is W2.
  • FIG. 58 shows the result of calculating the change in the bandwidth where the reflection coefficient S11 becomes ⁇ 6 dB or less in the operating band including the high-band resonance frequency f2 when the width W2 of the dielectric block D8 is changed. From the calculation results, it can be seen that the bandwidth is maximized when the dielectric block D8 is present on the entire lower side of the radiation conductor 1.
  • the bandwidth rapidly decreases. This is because the radiation conductor 2 is a portion that contributes strongly to radiation as an open end of the antenna device. It can be seen that this portion should not be accumulated energy by concentrating the electric flux density by loading the dielectric block D8, but should be as easy as possible to radiate energy into the space.
  • FIG. 59 is a perspective view showing an antenna apparatus according to an example of the third embodiment used in the simulation.
  • the radiator 79 of FIG. 59 has a configuration including both the magnetic block M1 of FIG. 51 and the dielectric block D8 of FIG.
  • the magnetic block M1 has a relative permeability of 5, and the dielectric block D8 has a relative permittivity of 10.
  • FIG. 60 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection coefficient S11 of the antenna device of FIG.
  • the reflection coefficient S11 ⁇ 10.6 dB
  • the reflection coefficient S11 ⁇ 9.1 dB
  • the entire antenna device is not filled with the dielectric block, but by providing the dielectric block only on the lower side of the radiating conductor 1, the high-band resonance frequency is not impaired without deteriorating the characteristics of the low-band resonance frequency f1. It was confirmed that an exceptional effect that the operating band including f2 can be widened was obtained.
  • the antenna device and the wireless communication device disclosed herein have the following configurations.
  • the antenna device includes: In an antenna device comprising at least one radiator, Each radiator above is A loop-shaped radiation conductor having an inner periphery and an outer periphery; At least one capacitor inserted in place along the loop of the radiating conductor; At least one inductor inserted along a loop of the radiation conductor at a predetermined position different from the position of the capacitor; A feeding point provided on the radiation conductor; A magnetic block provided on at least a part of the inside of the loop of the radiation conductor, Each radiator is excited at a first frequency and a second frequency higher than the first frequency; When each radiator is excited at the first frequency, a first current flows through a first path along the inner circumference of the loop of the radiating conductor including the inductor and the capacitor, and the first current flows.
  • the inductance of the radiation conductor increases,
  • each radiator When each radiator is excited at the second frequency, it includes the capacitor, does not include the inductor, and is a section along the outer periphery of the loop of the radiation conductor between the feeding point and the inductor.
  • the second current flows through the second path including the section of In each of the radiators, the loop of the radiation conductor, the inductor, and the capacitor resonate at the first frequency, and the portion of the loop of the radiation conductor included in the second path and the capacitor It is configured to resonate at the second frequency.
  • the antenna device according to the second aspect of the present disclosure is the antenna device according to the first aspect, A housing,
  • the magnetic block is formed by embedding a magnetic material in a portion of the casing adjacent to an inner portion of the loop of the radiation conductor.
  • the antenna device is the antenna device according to the first or second aspect.
  • the radiation conductor includes a first radiation conductor and a second radiation conductor,
  • the capacitor is formed by a capacitance generated between the first and second radiation conductors.
  • the antenna device according to the fourth aspect of the present disclosure is the antenna device according to any one of the first to third aspects, in which the inductor is formed of a strip conductor.
  • the antenna device according to the fifth aspect of the present disclosure is the antenna device according to any one of the first to third aspects, in which the inductor is formed of a meander conductor.
  • the antenna device according to the sixth aspect of the present disclosure is the antenna device according to any one of the first to fifth aspects, further including a ground conductor.
  • An antenna device is the antenna device according to the sixth aspect.
  • a printed wiring board provided with the ground conductor and a feed line connected to the feed point, The radiator is formed on the printed wiring board.
  • the antenna device is the antenna device according to any one of the first to fifth aspects, and is a dipole antenna including at least a pair of radiators.
  • An antenna device is the antenna device according to any one of the first to eighth aspects, and includes a plurality of radiators, and the plurality of radiators include a plurality of first antennas different from each other. And a plurality of second frequencies different from each other.
  • the antenna device is the antenna device according to any one of the first to ninth aspects, wherein the radiation conductor is bent at at least one place.
  • An antenna device is the antenna device according to any one of the first to tenth aspects, comprising a plurality of radiators connected to different signal sources. .
  • An antenna device is the antenna device according to the eleventh aspect, A first radiator and a second radiator each having radiation conductors configured symmetrically with respect to a predetermined reference axis;
  • the feeding points of the first and second radiators are provided at positions symmetrical with respect to the reference axis,
  • the radiating conductors of the first and second radiators are arranged such that the first and second radiators move away from the feeding point of the first radiator and the feeding point of the second radiator along the reference axis.
  • the distance between the radiators has a shape that increases gradually.
  • the antenna device is the antenna device according to the eleventh or twelfth aspect, A first radiator and a second radiator, wherein the loops of the respective radiation conductors of the first and second radiators are configured substantially symmetrically with respect to a predetermined reference axis;
  • the first radiator includes the feed point, the inductor, and the capacitor when proceeding in a corresponding direction from the feed points along the symmetric radiation conductor loops of the first and second radiators.
  • the feeding point, the capacitor, and the inductor are sequentially arranged.
  • a wireless communication device includes the antenna device according to any one of the first to thirteenth aspects.
  • the antenna device of the present disclosure it is possible to provide an antenna device that can operate in multiple bands while having a small and simple configuration.
  • the antenna elements are mutually low-coupled and can operate to simultaneously transmit and receive a plurality of radio signals.
  • the antenna device of the present disclosure it is possible to easily adjust so that only the low-frequency resonance frequency is shifted to the low-frequency side.
  • the wireless communication device of the present disclosure it is possible to provide a wireless communication device including such an antenna device.
  • the antenna device of the present disclosure can operate in a multiband while having a small and simple configuration.
  • the antenna device of the present disclosure is low-coupled between the antenna elements, and can operate to simultaneously transmit and receive a plurality of radio signals.
  • the antenna device of the present disclosure and a wireless communication device using the antenna device can be mounted as, for example, a mobile phone, or can be mounted as a wireless LAN device, a PDA, or the like.
  • This antenna device can be mounted on, for example, a wireless communication device for performing MIMO communication.
  • the antenna device is not limited to MIMO, and an adaptive array antenna or maximum ratio capable of simultaneously executing communication for a plurality of applications (multi-application). It can also be mounted on an array antenna device such as a combined diversity antenna or a phased array antenna.
  • La Inductance
  • M1 to M4 M11, M21, M31, M32, M41 ... magnetic block
  • M5 Magnetic powder
  • P2, P32, P34 ... connection point
  • Q1, Q21, Q31, Q32 ... signal source Rr ... radiation resistance
  • S1 Strip conductor.

Landscapes

  • Details Of Aerials (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

 放射器(40)は、ループ状の放射導体(1,2)と、キャパシタ(C1)と、インダクタ(L1)と、放射導体(1)上に設けられた給電点(P1)と、放射導体のループの内側の少なくとも一部に設けられた磁性体ブロック(M1)とを備える。放射器(40)が低域共振周波数(f1)で励振されるとき、インダクタ(L1)及びキャパシタ(C1)を含み、放射導体のループの内周に沿う第1の経路を第1の電流(I1)が流れ、第1の電流(I1)によって生じた磁束が磁性体ブロック(M1)を通ることで放射導体(1,2)のインダクタンスが増大する。放射器(40)が高域共振周波数(f2)で励振されるとき、キャパシタ(C1)を含み、インダクタ(L1)を含まず、放射導体のループの外周に沿った区間であって給電点(P1)とインダクタ(L1)との間の区間を含む第2の経路を第2の電流(I2)が流れる。

Description

アンテナ装置及び無線通信装置
 本開示は、主として携帯電話機などの移動体通信用のアンテナ装置とそれを備えた無線通信装置に関するものである。
 携帯電話機等の携帯無線通信装置の小型化、薄型化が急速に進んでいる。また、携帯無線通信装置は、従来の電話機として使用されるのみならず、電子メールの送受信やWWW(ワールドワイドウェブ)によるウェブページの閲覧などを行うデータ端末機に変貌を遂げている。取り扱う情報も従来の音声や文字情報から写真や動画像へと大容量化を遂げており、通信品質のさらなる向上が求められている。このような状況にあって、複数の無線通信方式をサポートするマルチバンドアンテナ装置や、小型のアンテナ装置が提案されている。さらに、これらのアンテナ装置を複数配置した場合において電磁結合を低減し、高速無線通信が可能なアレーアンテナ装置が提案されている。
 特許文献1の発明は、2周波共用アンテナにおいて、誘電体基板の表面にプリント化して形成された給電線路、該給電線路に接続する内側放射素子、及び外側放射素子と、誘電体基板表面にプリント化して形成された内側放射素子と外側放射素子との間隙で両放射素子を接続するインダクタと、誘電体基板の裏面にプリント化して形成された給電線路、該給電線路に接続する内側放射素子、及び外側放射素子と、誘電体基板裏面にプリント化して形成された内側放射素子と外側放射素子との間隙で両放射素子を接続するインダクタとを備えることを特徴とする。特許文献1の2周波共用アンテナによれば、放射素子間に設けられたインダクタと放射素子間の所定の容量とが並列共振回路を形成し、マルチバンドで動作することができる。
 特許文献2の発明は、放射素子をループ状に形成し、その開放端を給電部付近に近接させて所定の容量を形成することで、基本モードとそれに伴う高次モードを発生させることを特徴とする。誘電体あるいは磁性体のブロック上にループ状の放射素子を一体形成することで、小型でありながらマルチバンドで動作することができる。
特開2001-185938号公報 特許第4432254号
 近年、携帯電話機によるデータ伝送の高速化のニーズが高まり、次世代携帯電話規格である3G-LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution)が検討されてきた。3G-LTEでは、無線伝送の高速化を実現するための新技術として、複数のアンテナを用いて複数のチャンネルの無線信号を空間分割多重により同時に送受信するMIMO(Multiple Input Multiple Output)アンテナ装置の採用が決定している。MIMOアンテナ装置は、送信機側と受信機側で複数のアンテナを備え、空間的にデータストリームを多重することで伝送速度の高速化を可能にする。MIMOアンテナ装置は複数のアンテナを同一の周波数で同時に動作させるので、小型な携帯電話機内にアンテナが近接して実装される状況下ではアンテナ間の電磁結合が非常に強くなる。アンテナ間の電磁結合が強くなるとアンテナの放射効率が劣化する。それに伴い、受信電波が弱くなり伝送速度の低下を招く。そこで、アンテナを小型化し、アンテナ間距離を実質的に遠ざけることでアンテナ間の電磁結合を低減する手法が必要となる。また、MIMOアンテナ装置は、空間分割多重を実現するために、放射パターン又は偏波特性などを相違させることにより、互いに低相関である複数の無線信号の送受信を同時に実行する必要がある。
 特許文献1の2周波共用アンテナでは、低域の動作周波数を低くするには、放射素子が大きくなってしまう。また、内側放射素子と外側放射素子との間のスリットは放射に寄与しない。
 特許文献2のマルチバンドアンテナでは、誘電体あるいは磁性体のブロック上にループ素子を設けることでアンテナの小型化を実現しているが、誘電体あるいは磁性体に起因してアンテナのインピーダンスが低下するので、基本モード及び高次モードの共振周波数帯での放射特性が低下してしまう。
 また、特許文献2のマルチバンドアンテナの構成では、低域の動作周波数のみを調整することはできない。従って、共振周波数の調整が容易であり、かつ、マルチバンド化と小型化との両方を達成することができるアンテナ装置を提供することが望まれる。
 また、特許文献2のマルチバンドアンテナの構成では、高域の動作周波数帯のみを広帯域化することはできない。従って、広帯域化が容易であり、かつ、マルチバンド化と小型化との両方を達成することができるアンテナ装置を提供することが望まれる。
 本開示では、以上の問題点を解決し、マルチバンド化と小型化との両方を達成することができるアンテナ装置を提供し、また、そのようなアンテナ装置を備えた無線通信装置を提供する。
 本開示に係るアンテナ装置は、
 少なくとも1つの放射器を備えたアンテナ装置において、
 上記各放射器は、
 内周及び外周を有するループ状の放射導体と、
 上記放射導体のループに沿って所定位置に挿入された少なくとも1つのキャパシタと、
 上記放射導体のループに沿って、上記キャパシタの位置とは異なる所定位置に挿入された少なくとも1つのインダクタと、
 上記放射導体上に設けられた給電点と、
 上記放射導体のループの内側の少なくとも一部に設けられた磁性体ブロックとを備え、
 上記各放射器は、第1の周波数と、上記第1の周波数より高い第2の周波数とで励振され、
 上記各放射器が上記第1の周波数で励振されるとき、上記インダクタ及び上記キャパシタを含み、上記放射導体のループの内周に沿う第1の経路を第1の電流が流れ、上記第1の電流によって生じた磁束が上記磁性体ブロックを通ることで上記放射導体のインダクタンスが増大し、
 上記各放射器が上記第2の周波数で励振されるとき、上記キャパシタを含み、上記インダクタを含まず、上記放射導体のループの外周に沿った区間であって上記給電点と上記インダクタとの間の区間を含む第2の経路を第2の電流が流れ、
 上記各放射器は、上記放射導体のループと上記インダクタと上記キャパシタが上記第1の周波数で共振し、上記放射導体のループのうちの上記第2の経路に含まれる部分と上記キャパシタとが上記第2の周波数で共振するように構成されることを特徴とする。
 本開示のアンテナ装置によれば、小型かつ簡単な構成でありながら、マルチバンドで動作可能なアンテナ装置を提供することができる。
 また、本開示のアンテナ装置によれば、低域共振周波数のみを低域側にシフトさせるように容易に調整することができる。
第1の実施形態に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第1の実施形態の比較例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 図1のアンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するときの電流経路を示す図である。 図1のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電流経路を示す図である。 第1の実施形態の第1の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第1の実施形態の第2の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第1の実施形態の第3の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第1の実施形態の第4の変形例に係るアンテナ装置の放射器44を示す概略図である。 第1の実施形態の第5の変形例に係るアンテナ装置の放射器45を示す概略図である。 第1の実施形態の第6の変形例に係るアンテナ装置の放射器46を示す概略図である。 第1の実施形態の第7の変形例に係るアンテナ装置の放射器47を示す概略図である。 第2の実施形態に係るアンテナ装置を示す概略図である。 図12のアンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するときの電流経路を示す図である。 図12のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電流経路を示す図である。 図2のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電荷分布を示す斜視図である。 図12のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電荷分布を示す斜視図である。 図12のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの等価回路を示す図である。 第2の実施形態の第1の変形例に係るアンテナ装置を示し、当該アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電荷分布を示す斜視図である。 図18のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電荷分布を示す側面図である。 第2の実施形態の第2の変形例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 第2の実施形態の第3の変形例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 第2の実施形態の第4の変形例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 第2の実施形態の第5の変形例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 第2の実施形態の第6の変形例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 第2の実施形態の比較例に係るアンテナ装置を示す側面から見た断面図である。 第2の実施形態の第7の変形例に係るアンテナ装置を示す側面から見た断面図である。 第2の実施形態の第8の変形例に係るアンテナ装置を示す側面から見た断面図である。 第3の実施形態に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第3の実施形態の第1の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第3の実施形態の第2の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第3の実施形態の第3の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第3の実施形態の第4の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第3の実施形態の第5の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第3の実施形態の第6の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第3の実施形態の第7の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第3の実施形態の第8の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第3の実施形態の第9の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第3の実施形態の第10の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第4の実施形態に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第4の実施形態の第1の変形例に係るアンテナ装置を示す側面図である。 第4の実施形態の第2の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第4の実施形態の比較例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 第4の実施形態の第3の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。 シミュレーションで用いた第1の比較例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 図44のアンテナ装置の放射器51の詳細構成を示す上面図である。 図44のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。 シミュレーションで用いた第2の比較例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 図47のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。 シミュレーションで用いた第3の比較例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 図49のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。 シミュレーションで用いた第1の実施形態の実施例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 図51のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。 シミュレーションで用いた第4の比較例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 図52のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。 シミュレーションで用いた第2の実施形態の第1の実施例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 図55のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。 シミュレーションで用いた第2の実施形態の第2の実施例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 図57のアンテナ装置の誘電体ブロックD8の幅が帯域幅に与える影響を示すグラフである。 シミュレーションで用いた第3の実施形態の実施例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。 図59のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。 第5の実施形態に係る無線通信装置であって、図28のアンテナ装置を備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。
 以下、実施形態に係るアンテナ装置及び無線通信装置について図面を参照しながら説明する。なお、同様の構成要素については同一の符号を付している。
第1の実施形態.
 図1は、第1の実施形態に係るアンテナ装置を示す概略図である。本実施形態のアンテナ装置は、単一の放射器40を用いながら低域共振周波数f1及び高域共振周波数f2でデュアルバンド動作することと、磁性体ブロックM1を備えたことにより低域共振周波数f1が低域側にシフトされていることとを特徴とする。
 図1において、放射器40は、所定幅及び所定電気長を有する第1の放射導体1と、所定幅及び所定電気長を有する第2の放射導体2と、所定の位置で放射導体1,2を互いに接続するキャパシタC1と、キャパシタC1とは異なる位置で放射導体1,2を互いに接続するインダクタL1とを有する。放射器40において、放射導体1,2とキャパシタC1とインダクタL1とにより、中央部分を包囲するループが形成される。言い換えると、ループ状の放射導体の所定の位置にキャパシタC1が挿入され、キャパシタC1が挿入された位置とは異なる位置においてインダクタL1が挿入されている。また、放射器40は、ループ状の放射導体の内側の少なくとも一部に設けられた磁性体ブロックM1を有する。ループ状の放射導体は、所定幅を有するので、磁性体ブロックM1に近接した内周と、磁性体ブロックM1から遠隔した外周とを有する。低域共振周波数f1及び高域共振周波数f2の高周波信号を発生する信号源Q1は、放射導体1上の給電点P1に接続されるとともに、放射器40に近接して設けられた接地導体G1上の接続点P2に接続される。信号源Q1は、図1のアンテナ装置に接続された無線通信回路を概略的に示し、低域共振周波数f1及び高域共振周波数f2のいずれかで放射器40を励振させる。必要に応じて、アンテナ装置と無線通信回路との間にさらに整合回路(図示せず)が接続されてもよい。放射器40において、低域共振周波数f1で励振するときの電流経路は、高域共振周波数f2で励振するときの電流経路とは異なり、これにより、効果的にデュアルバンド動作を実現することができる。
 磁性体ブロックM1は、例えば、高周波用フェライト、ニッケル、マンガン系の材料にてなり、例えば5~60程度の比透磁率を有するものを使用可能であるが、この例に限定されるものではない。また、磁性体ブロックM1は、0.5~2mm程度の厚さを有するものを使用可能である。ただし、アンテナ装置の周波数特性は、磁性体ブロックM1の寸法の違いによる影響をあまり受けず、後述するように、主に磁性体ブロックM1の比透磁率により影響を受ける。
 図2は、第1の実施形態の比較例に係るアンテナ装置を示す概略図である。本願出願人は、国際出願PCT/JP2012/000500において、単一の放射器をデュアルバンド動作させることを特徴とするアンテナ装置を提案し、図2はこのアンテナ装置を示す。図2の放射器50は、磁性体ブロックM1を除去したこと以外は図1の放射器40と同様の構成を有する。放射器50において、低域共振周波数f1で励振するときの電流経路は、高域共振周波数f2で励振するときの電流経路とは異なり、これにより、効果的にデュアルバンド動作を実現することができる。
 図3は、図1のアンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するときの電流経路を示す図である。低い周波数成分を有する電流は、インダクタは通過できる(低インピーダンス)がキャパシタは通過しづらい(高インピーダンス)という性質がある。このため、アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するときの電流I1は、インダクタL1を含み、ループ状の放射導体の内周に沿う経路を流れる。詳しくは、電流I1は、放射導体1において給電点P1からインダクタL1に接続された点まで流れ、インダクタL1を通り、放射導体2においてインダクタL1に接続された点からキャパシタC1に接続された点まで流れる。さらに、キャパシタの両端の電位差に起因して放射導体1においてキャパシタC1に接続された点から給電点P1まで電流が流れて、電流I1に接続される。このため、実質的には、電流I1はキャパシタC1も通るとみなすことができる。このとき、電流I1は、ループ状の放射導体において、磁性体ブロックM1に近接した内周のエッジを強く流れる。電流I1により生じた磁束F1は磁性体ブロックM1を通り、これにより、ループ状の放射導体のインダクタンスが増大する。その結果、アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するとき、ループ状の放射導体の電気長は長くなり、磁性体ブロックM1が存在しない場合(図2)に比較して低域共振周波数f1が低域側にシフトするという効果がある。言い換えれば、実質的にアンテナ装置の寸法を小型化したことと等価になる。磁束F1は、磁性体ブロックM1の比透磁率を大きくするほど強くなり、従って、ループ状の放射導体の電気長及び低域共振周波数の低域側へのシフトも、磁性体ブロックM1の比透磁率を大きくするほど大きくなる。
 また、アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するとき、接地導体G1上の放射器40に近接した部分において、接続点P2に向かって電流I3が流れる。
 放射器40は、アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するとき、図3に示すような電流経路で電流I1が流れ、ループ状の放射導体及びインダクタL1及びキャパシタC1が低域共振周波数f1で共振するように構成される。詳しくは、放射器40は、磁性体ブロックM1によるループ状の放射導体の電気長の増大を考慮に入れて、放射導体1において給電点P1からインダクタL1に接続された点までの電気長と、給電点P1からキャパシタC1に接続された点までの電気長と、インダクタL1の電気長と、キャパシタC1の電気長と、放射導体2においてインダクタL1に接続された点からキャパシタC1に接続された点までの電気長との和が、低域共振周波数f1で共振する電気長になるように構成される。この共振する電気長は、例えば、低域共振周波数f1の動作波長λ1の0.2~0.25倍である。アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するとき、図3に示すような電流経路で電流I1が流れることにより、放射器40はループアンテナモードで、すなわち磁流モードで動作する。放射器40がループアンテナモードで動作することによって、小型形状でありながら長い共振長を確保できるので、アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するときでも良好な特性を実現できる。また、放射器40はループアンテナモードで動作するとき、高いQ値を有する。ループ状の放射導体において、ループの径が大きくなるほど、アンテナ装置の放射効率が向上する。
 図4は、図1のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電流経路を示す図である。高い周波数成分を有する電流は、キャパシタは通過できる(低インピーダンス)がインダクタは通過しづらい(高インピーダンス)という性質がある。このため、アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電流I2は、キャパシタC1を含み、インダクタL1を含まず、ループ状の放射導体の外周に沿った区間であって、給電点P1とインダクタL1との間に延在する区間を含む経路を流れる。すなわち、電流I2は、放射導体1において給電点P1からキャパシタC1に接続された点まで流れ、キャパシタC1を通り、放射導体2においてキャパシタC1に接続された点から所定位置(例えば、インダクタL1に接続された点)まで流れる。このとき、電流I2はループ状の放射導体の外周を強く流れるので、磁性体ブロックM1の影響を強く受けることはない。一般に、フェライトなどの磁性体材料は高周波領域で損失をもたらす。しかしながら、本実施形態のアンテナ装置では、磁性体ブロックM1をループ状の放射導体の内側にのみ設けているので、アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するとき、アンテナ特性への影響を小さく抑えられるという効果がある。
 また、アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するとき、接地導体G1上の放射器40に近接した部分において、接続点P2に向かって(すなわち電流I2とは逆向きに)電流I3が流れる。
 放射器40は、アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するとき、図4に示すような電流経路で電流I2が流れ、ループ状の放射導体のうちの電流I2が流れる部分とキャパシタC1とが高域共振周波数f2で共振するように構成される。詳しくは、放射器40は、放射導体1において給電点P1からキャパシタC1に接続された点までの電気長と、キャパシタC1の電気長と、放射導体2において電流I2が流れる部分の電気長(例えばキャパシタC1に接続された点からインダクタL1に接続された点までの電気長)との和が、高域共振周波数f2で共振する電気長になるように構成される。この共振する電気長は、例えば、高域共振周波数f2の動作波長λ2の0.25倍である。アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するとき、図4に示すような電流経路で電流I2が流れることにより、放射器40はモノポールアンテナモードで、すなわち電流モードで動作する。
 このように、本実施形態のアンテナ装置は、低域共振周波数f1で動作するときにはインダクタL1を通る電流経路を形成し、高域共振周波数f2で動作するときにはキャパシタC1を通る電流経路を形成し、これにより効果的にデュアルバンド動作を実現する。放射器40は、ループ状の電流経路を形成することで磁流モードで動作し、低域共振周波数f1で共振する。一方、放射器40は、非ループ状の電流経路(モノポールアンテナモード)を形成することで電流モードで動作し、高域共振周波数f2で共振する。さらに、本実施形態のアンテナ装置は、磁性体ブロックM1を設けたことにより、低域共振周波数のみを低域側にシフトさせるように容易に調整することができる。低域共振周波数が低域側にシフトするので、実質的に小型化を実現することができる。
 従来技術では、低域共振周波数f1(動作波長λ1)で動作するときに(λ1)/4程度のアンテナ素子長が必要であったところ、図2のアンテナ装置では、ループ状の電流経路を形成することにより、放射器40の縦横の長さを(λ1)/15程度まで小型化することができ、理想的な条件下では(λ1)/25程度まで小型化することができた。本実施形態のアンテナ装置では、磁性体ブロックM1を設けたことにより、図2のアンテナ装置を上回る、さらなる小型化を達成することができる。
 ここで、図1のアンテナ装置のインダクタL1及びキャパシタC1による整合効果を説明する。低域共振周波数f1及び高域共振周波数f2は、インダクタL1及びキャパシタC1による整合効果(特にキャパシタC1による整合効果)を用いて調整可能である。アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するとき、放射導体2においてインダクタL1に接続された点からキャパシタC1に接続された点まで流れる電流と、放射導体1においてキャパシタC1に接続された点から給電点P1まで流れる電流とは、放射導体1において給電点P1からインダクタL1に接続された点まで流れる電流と接続され、これにより、ループ状の電流経路が形成される。キャパシタC1の両端(放射導体1の側及び放射導体2の側)には電位差が生じるので、キャパシタC1の容量によりアンテナ装置の入力インピーダンスのリアクタンス成分を制御する効果がある。キャパシタC1の容量が大きいほど、放射器40の共振周波数が低下する。一方、アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するとき、電流は、放射導体1において給電点P1からキャパシタC1に接続された点まで流れ、キャパシタC1を通り、放射導体2においてキャパシタC1に接続された点からインダクタL1に接続された点まで流れる。キャパシタC1は高い周波数成分を通過させるので、キャパシタC1の容量を小さくすると、電気長が短くなり放射器40の共振周波数が高い周波数にシフトする。放射器40において給電点P1の電圧が最小であるので、キャパシタC1を装荷する位置を給電点P1から離すことで、放射器40の共振周波数を下げることができる。
 本実施形態のアンテナ装置は、後述の実施例で説明するように、低域共振周波数f1として800MHz帯の周波数を使用し、高域共振周波数f2として2000MHz帯の周波数を使用することができるが、これらの周波数に限定されるものではない。
 放射導体1,2のそれぞれは、キャパシタC1とインダクタL1との間に所定電気長を確保することができるのであれば、図1等に示すストリップ形状に限らず任意の形状を有していてもよい。
 放射器40において大きなループを形成すると、アンテナ装置の放射効率が向上する。
 本実施形態のアンテナ装置によれば、放射器40を動作周波数に応じてループアンテナモード及びモノポールアンテナモードのいずれかとして動作させることで、効果的にデュアルバンド動作を実現するとともに、アンテナ装置の小型化を達成することができる。さらに、本実施形態のアンテナ装置によれば、磁性体ブロックM1を設けたことにより、低域共振周波数のみを低域側にシフトさせるように容易に調整することができる。
 図5は、第1の実施形態の第1の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図であり、図6は、第1の実施形態の第2の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。アンテナ装置の共振周波数の調整方法を、以下のようにまとめることができる。低域共振周波数f1を低くするためには、キャパシタC1の容量を大きくすること、インダクタL1のインダクタンスを大きくすること、放射導体1の電気長を長くすること、放射導体2の電気長を長くすること、などが有効である。高域共振周波数f2を低くするためには、放射導体2の電気長を長くすること、給電点P1からキャパシタC1を離すこと、などが有効である。図5は、低域共振周波数f1を低下させるように構成されたアンテナ装置を示す。図5のアンテナ装置では、放射導体2の電気長を長くすることにより低域共振周波数f1を低下させている。図6は、高域共振周波数f2を低下させるように構成されたアンテナ装置を示す。図6のアンテナ装置では、給電点P1からキャパシタC1を離すことにより高域共振周波数f2を低下させている。
 なお、アンテナ装置が磁流モード及び電流モードのいずれで動作するのかを確実に切り換えるためには、アンテナ装置が低域共振周波数f1及び高域共振周波数f2のそれぞれで動作するときの各電流経路の電気長を明確に相違させる必要がある。このためには、放射導体1の電気長より放射導体2の電気長が長いほうが好ましい。また、放射導体1上における給電点P1からインダクタL1までの電気長及び給電点P1からキャパシタC1までの電気長を短くすると、アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するときには給電点P1からインダクタL1に向かって電流が流れやすくなり、アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときには給電点P1からキャパシタC1に向かって電流が流れやすくなり、余分な方向へ向かって流れる電流が生じにくくなる。
 図7は、第1の実施形態の第3の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図1のアンテナ装置では、キャパシタC1がインダクタL1よりも給電点P1に近接していたが、図7のアンテナ装置では、インダクタL1がキャパシタC1よりも給電点P1に近接して設けられている。図7のアンテナ装置においても、放射器40を動作周波数に応じてループアンテナモード及びモノポールアンテナモードのいずれかとして動作させることで、効果的にデュアルバンド動作を実現するとともに、アンテナ装置の小型化を達成することができる。さらに、図7のアンテナ装置においても、磁性体ブロックM1を設けたことにより、低域共振周波数のみを低域側にシフトさせるように容易に調整することができる。
 図8は、第1の実施形態の第4の変形例に係るアンテナ装置の放射器44を示す概略図である。図8の上側は、放射器44の平面図を示し、下側は、上側の図のB1-B1’線における断面図を示す。図1のアンテナ装置では、ループ状の放射導体の内側全体に磁性体ブロックM1を設けていたが、図8のアンテナ装置の放射器44では、ループ状の放射導体の内側の一部のみに磁性体ブロックM2を設けている。磁性体ブロックは必ずしもループ状の放射導体の内周に接している必要はなく、図3の磁束F1が通る限り、ループ状の放射導体の内側の一部のみに設けられてもよい。これにより、磁性体の使用量を削減することができる。
 図9は、第1の実施形態の第5の変形例に係るアンテナ装置の放射器45を示す概略図である。図9の上側は、放射器45の平面図を示し、下側は、上側の図のB2-B2’線における断面図を示す。図9のアンテナ装置の放射器45は、中央の中空の部分を有する磁性体ブロックM3を有する。前述のように、アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するときに電流はループ状の放射導体の内周のエッジを強く流れるが、このエッジ部分に近接するように磁性体ブロックM3を設けることで磁束を集中させ、ループ状の放射導体のインダクタンスを効果的に増大させる。従って、図9のアンテナ装置によれば、磁性体の使用量を削減しつつ、アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するときには、ループ状の放射導体の電気長を効果的に増大させ、低域共振周波数を効果的に低域側にシフトさせることができる。
 図10は、第1の実施形態の第6の変形例に係るアンテナ装置の放射器46を示す概略図である。図10の上側は、放射器46の平面図を示し、下側は、上側の図のB3-B3’線における断面図を示す。図10のアンテナ装置の放射器46は、シート状のフェライトからなる磁性体ブロックM4を有する。アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電流I2の経路が電磁界解析などにより予めわかっている場合、この電流I2の経路を避けるように磁性体ブロックM4を設けることができる。電流I2の経路に重ならない限り、磁性体ブロックM4は放射導体1,2に重なっていてもよく、例えばシート状の磁性体ブロックM4を板状の放射導体1,2に貼り付けて実装してもよい。このように構成することで、製造上容易になるという格別の効果がある。さらに、アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときであっても、電流I2は磁性体ブロックM1の影響を強く受けることはない。
 図11は、第1の実施形態の第7の変形例に係るアンテナ装置の放射器47を示す概略図である。図11の上側は、アンテナ装置の筐体10と一体化された放射器47の平面図を示し、下側は、上側の図のB4-B4’線における断面図を示す。図11の上側の図において、放射導体1,2、キャパシタC1、及びインダクタL1は、筐体10上から透視的に示す。図11のアンテナ装置の放射器47では、ループ状の放射導体の内側の部分に近接した筐体10の部分に磁性体材料(例えば磁性体粉末M5)を埋め込むことによって磁性体ブロックが形成される。携帯電話機やタブレット端末などの無線端末装置は、通常、ABSなどの樹脂を用いた筐体を備え、筐体の内部にアンテナ装置を設置する。その場合、筐体10の材料に磁性体粉末M5を混合することで、図1の磁性体ブロックM1等を用いた場合と同様の効果が得られる。この場合、製造時に磁性体粉末の濃度を調整することで実効比透磁率を容易に調整できるという効果がある。
 図11のように筐体10の材料に磁性体粉末M5を混合することに代えて、磁性体粉末M5を筐体10に吹き付けてもよく、また、シート状の磁性体材料を筐体10に貼り付けてもよい。
第2の実施形態.
 図12は、第2の実施形態に係るアンテナ装置を示す概略図である。本実施形態のアンテナ装置は、単一の放射器40を用いながら低域共振周波数f1及び高域共振周波数f2でデュアルバンド動作することと、誘電体ブロックD1を備えたことにより高域共振周波数f2を含む高域の動作帯域が広帯域化されていることとを特徴とする。
 図12において、放射器60は、図1の放射器40と同様の放射導体1,2、キャパシタC1、及びインダクタL1を有する。ループ状の放射導体は、所定幅を有するので、中央の中空部分に近接した内周と、中央の中空部分から遠隔した外周とを有する。ループ状の放射導体は、さらに、その一部が接地導体G1に近接して電磁的に結合するように接地導体G1に対して設けられる。図1のアンテナ装置と同様に低域共振周波数f1及び高域共振周波数f2の高周波信号を発生する信号源Q1は、放射導体1上の給電点P1に接続されるとともに、放射器60に近接して設けられた接地導体G1上の接続点P2に接続される。給電点P1は、放射導体1上において、接地導体G1に近接した位置に設けられる。放射器60は、さらに、ループ状の放射導体と接地導体G1とが互いに近接した部分において、放射導体1上の給電点P1とキャパシタC1との間の少なくとも一部に沿って、放射導体1と接地導体G1との間に設けられた誘電体ブロックD1を備える。放射器60において、低域共振周波数f1で励振するときの電流経路は、高域共振周波数f2で励振するときの電流経路とは異なり、これにより、効果的にデュアルバンド動作を実現することができる。
 図13は、図12のアンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するときの電流経路を示す図である。図3を参照して説明したように、アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するときの電流I1は、インダクタL1を含み、ループ状の放射導体の内周に沿う経路を流れる。放射器60は、アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するとき、図13に示すような電流経路で電流I1が流れ、ループ状の放射導体及びインダクタL1及びキャパシタC1が低域共振周波数f1で共振するように構成される。詳しくは、放射器60は、放射導体1において給電点P1からインダクタL1に接続された点までの電気長と、給電点P1からキャパシタC1に接続された点までの電気長と、インダクタL1の電気長と、キャパシタC1の電気長と、放射導体2においてインダクタL1に接続された点からキャパシタC1に接続された点までの電気長との和が、低域共振周波数f1で共振する電気長になるように構成される。この共振する電気長は、例えば、低域共振周波数f1の動作波長λ1の0.2~0.25倍である。アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するとき、図3に示すような電流経路で電流I1が流れることにより、放射器60はループアンテナモードで、すなわち磁流モードで動作する。
 図14は、図12のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電流経路を示す図である。図4を参照して説明したように、アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電流I2は、キャパシタC1を含み、インダクタL1を含まず、ループ状の放射導体の外周に沿った区間であって、給電点P1とインダクタL1との間に延在する区間を含む経路を流れる。このとき、接地導体G1上の放射器60に近接した部分において、接続点P2に向かって(すなわち電流I2とは逆向きに)電流I3が流れる。従って、ループ状の放射導体と接地導体G1とが互いに近接した部分において互いに逆相の電流I2,I3が流れる。図15は、図2のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電荷分布を示す斜視図である。図2のアンテナ装置は、図12のアンテナ装置から誘電体ブロックD1が除去されたものに相当する。電流I2,I3が流れることにより、図15に示すように、ループ状の放射導体と接地導体G1とが互いに近接した部分に+及び-の電荷が分布し、ループ状の放射導体と接地導体G1との間に電束が生じる。これにより、ループ状の放射導体と接地導体G1との間に並列に、連続的に分布したキャパシタを構成することと等価になる。図16は、図12のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電荷分布を示す斜視図である。誘電体ブロックD1は、前述のように、ループ状の放射導体と接地導体G1とが互いに近接した部分において、放射導体1上の給電点P1とキャパシタC1との間の少なくとも一部に沿って、放射導体1と接地導体G1との間に設けられる。誘電体ブロックD1を設けたことにより、給電点P1付近の電束密度が増大し、実質的に、ループ状の放射導体と接地導体G1との間のキャパシタの容量が増大する。誘電体ブロックD1を介して互いに近接した放射導体1と接地導体G1との間に形成される容量と、放射導体1,2のインダクタンスとにより並列共振回路が形成される。この並列共振回路により放射器60が整合されることになる。
 図17は、図12のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの等価回路を示す図である。アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するとき、電流I2は図14に示すように流れるので、アンテナ装置の入力インピーダンスは、直列の放射抵抗Rr及びインダクタンスLaと、それらに対して並列に装荷された等価容量Ceとにより表すことができる。結果的に、インダクタンスLaと等価容量Ceとにより並列共振回路が形成され、高域共振周波数f2を含む高域の動作帯域を広帯域化することができる。
 放射器60は、アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するとき、図14に示すような電流経路で電流I2が流れ、ループ状の放射導体のうちの電流I2が流れる部分とキャパシタC1と並列共振回路とが高域共振周波数f2で共振するように構成される。詳しくは、放射器60は、前述の並列共振回路による整合を考慮に入れて、放射導体1において給電点P1からキャパシタC1に接続された点までの電気長と、キャパシタC1の電気長と、放射導体2において電流I2が流れる部分の電気長(例えばキャパシタC1に接続された点からインダクタL1に接続された点までの電気長)との和が、高域共振周波数f2で共振する電気長になるように構成される。この共振する電気長は、例えば、高域共振周波数f2の動作波長λ2の0.25倍である。アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するとき、図14に示すような電流経路で電流I2が流れることにより、放射器60はモノポールアンテナモードで、すなわち電流モードで動作する。
 なお、図12のアンテナ装置において、誘電体ブロックD1は、放射導体1上の給電点P1とキャパシタC1との間の少なくとも一部に沿ってのみ設けられ、給電点P1から遠隔した部分には設けられない。放射器60がモノポールアンテナモードで動作するときの開放端に近い部分に誘電体ブロックを配置しないことで、放射抵抗の減少を抑制することができる。
 なお、図12のアンテナ装置において、放射導体1と接地導体G1との間における誘電体ブロックD1の厚さ及び誘電率を位置に応じて段階的に変化させることにより、アンテナ装置の帯域幅を調整することができる。
 このように、本実施形態のアンテナ装置は、低域共振周波数f1で動作するときにはインダクタL1を通る電流経路を形成し、高域共振周波数f2で動作するときにはキャパシタC1を通る電流経路を形成し、これにより効果的にデュアルバンド動作を実現する。放射器60は、ループ状の電流経路を形成することで磁流モードで動作し、低域共振周波数f1で共振する。一方、放射器60は、非ループ状の電流経路(モノポールアンテナモード)を形成することで電流モードで動作し、高域共振周波数f2で共振する。さらに、本実施形態のアンテナ装置は、誘電体ブロックD1を設けたことにより、高域共振周波数f2を含む高域の動作帯域のみを広帯域化することができる。
 図18は、第2の実施形態の第1の変形例に係るアンテナ装置を示し、当該アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電荷分布を示す斜視図であり、図19は、図18のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときの電荷分布を示す側面図である。図12のアンテナ装置では、放射導体1上の給電点P1とキャパシタC1との間の全体にわたって誘電体ブロックD1を設けていたが、誘電体ブロックは、ループ状の放射導体と接地導体G1とが互いに近接した部分において、放射導体1上の給電点P1とキャパシタC1との間の少なくとも一部に沿って、放射導体1と接地導体G1との間に設けられていればよい。図18及び図19のアンテナ装置の放射器61は誘電体ブロックD2を備えているが、誘電体ブロックD2は、放射導体1上の給電点P1とキャパシタC1との間のごく一部に沿って設けられている。図18及び図19のアンテナ装置でも、図12のアンテナ装置と同様に、誘電体ブロックD2を介して互いに近接した放射導体1と接地導体G1との間に形成される容量と、放射導体1,2のインダクタンスとにより並列共振回路を形成し、高域共振周波数f2を含む高域の動作帯域のみを広帯域化することができる。
 図20~図22は、第2の実施形態の第2~第4の変形例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。図20のアンテナ装置の放射器62は誘電体ブロックD3を備え、図21のアンテナ装置の放射器63は誘電体ブロックD4を備え、図22のアンテナ装置の放射器64は誘電体ブロックD5を備える。誘電体ブロックは、ループ状の放射導体と接地導体G1とが互いに近接した部分において、放射導体1上の給電点P1とキャパシタC1との間の少なくとも一部に沿って、放射導体1と接地導体G1との間に設けられていればよい。誘電体ブロックD2を介して互いに近接した放射導体1と接地導体G1との間に形成される容量等に応じて、所望の寸法の誘電体ブロックを使用可能である。図20~図22のアンテナ装置でも、図12のアンテナ装置と同様に、誘電体ブロックD3,D4,D5を介して互いに近接した放射導体1と接地導体G1との間に形成される容量と、放射導体1,2のインダクタンスとにより並列共振回路を形成し、高域共振周波数f2を含む高域の動作帯域のみを広帯域化することができる。
 図23は、第2の実施形態の第5の変形例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。図24は、第2の実施形態の第6の変形例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。図23のアンテナ装置の放射器63は誘電体ブロックD1を備え、図24のアンテナ装置の放射器64は誘電体ブロックD2を備える。図12のアンテナ装置では、キャパシタC1がインダクタL1よりも給電点P1に近接していたが、図23及び図24のアンテナ装置では、インダクタL1がキャパシタC1よりも給電点P1に近接して設けられている。図23及び図24のアンテナ装置においても、放射器65,66を動作周波数に応じてループアンテナモード及びモノポールアンテナモードのいずれかとして動作させることで、効果的にデュアルバンド動作を実現するとともに、アンテナ装置の小型化を達成することができる。さらに、図23及び図24のアンテナ装置においても、誘電体ブロックD1,D2を設けたことにより、高域共振周波数f2を含む高域の動作帯域のみを広帯域化することができる。
 誘電体ブロックは、ループ状の放射導体と接地導体G1とが互いに近接した部分において、放射導体1上の給電点P1とキャパシタC1との間の少なくとも一部に沿って、放射導体1と接地導体G1との間に設けられていればよい。これにより、誘電体の使用量を削減することができるという効果がある。また、誘電体ブロックが放射導体1上の給電点P1とキャパシタC1との間の少なくとも一部に沿って設けられているのであれば、部分的には、給電点P1とインダクタL1との間に沿って設けられていてもよい。
 次に、図25~図27を参照して、放射器と接地導体G1が同一平面上に設けられた場合の変形例について説明する。図25は、第2の実施形態の比較例に係るアンテナ装置を示す側面から見た断面図である。図25のアンテナ装置では、図2のアンテナ装置の放射器50の放射導体(放射導体1のみを示す)と接地導体G1が同一平面上に設けられ、さらに、このアンテナ装置が筐体20内に設けられている。図25に示すように、放射器50の放射導体と接地導体G1とが互いに近接した部分に+及び-の電荷が分布し、放射器50の放射導体と接地導体G1との間に電束が生じる。
 図26は、第2の実施形態の第7の変形例に係るアンテナ装置を示す側面から見た断面図である。図26のアンテナ装置の放射器67の放射導体(放射導体1のみを示す)と接地導体G1とは同一平面上に設けられ、放射器67は、放射導体1と接地導体G1とが互いに近接した部分において、放射導体1上の給電点P1とキャパシタC1(図示せず)との間の少なくとも一部に沿って、平面の一方の側に設けられた誘電体ブロックD6を備える。図26のアンテナ装置においても、図12のアンテナ装置と同様に、誘電体ブロックD6を設けたことにより、給電点P1付近の電束密度が増大し、実質的に、放射導体1と接地導体G1との間のキャパシタの容量が増大する。誘電体ブロックD6を介して互いに近接した放射導体1と接地導体G1との間に形成される容量と、放射導体1,2のインダクタンスとにより並列共振回路が形成される。
 図27は、第2の実施形態の第8の変形例に係るアンテナ装置を示す側面から見た断面図である。図27のアンテナ装置の放射器68の放射導体(放射導体1のみを示す)と接地導体G1とは同一平面上に設けられ、放射器68は、放射導体1と接地導体G1とが互いに近接した部分において、放射導体1上の給電点P1とキャパシタC1(図示せず)との間の少なくとも一部に沿って、平面の一方の側に設けられた誘電体ブロックD6と、平面の他方の側に設けられた誘電体ブロックD7とを備える。2つの誘電体ブロックD6,D7を用いることにより、1つの誘電体ブロックD6を用いた場合に比べて、高域共振周波数f2を含む高域の動作帯域をより効果的に広帯域化することができる。各誘電体ブロックD6,D7の誘電率は、同じであっても異なっていてもよい。異なる誘電率の誘電体ブロックD6,D7を用いることにより、設計上の自由度を向上させることができる。
 携帯電話機やタブレット端末などの無線端末装置は、通常、ABSなどの樹脂を用いた筐体を備えている。図26及び図27のアンテナ装置において、所定誘電率の誘電体にてなる筐体20を用いることにより、誘電体ブロックに加えて筐体20を広帯域化に寄与させてもよい。
 図26及び図27のアンテナ装置において、誘電体ブロックD6,D7は筐体20に貼り付けてもよい。この場合、シート状の誘電体ブロックD6,D7を筐体20に貼り付けることで、アンテナ装置の組立工程が容易になるという効果がある。
第3の実施形態.
 図28は、第3の実施形態に係るアンテナ装置を示す概略図である。本実施形態のアンテナ装置の放射器70は、第1の実施形態の磁性体ブロックM1と、第2の実施形態の誘電体ブロックD1との両方を備えたことを特徴とする。本実施形態のアンテナ装置によれば、放射器70を動作周波数に応じてループアンテナモード及びモノポールアンテナモードのいずれかとして動作させることで、効果的にデュアルバンド動作を実現するとともに、アンテナ装置の小型化を達成することができる。さらに、本実施形態のアンテナ装置によれば、磁性体ブロックM1を設けたことにより、低域共振周波数のみを低域側にシフトさせるように容易に調整することができ、さらに、誘電体ブロックD1を設けたことにより、高域共振周波数f2を含む高域の動作帯域のみを広帯域化することができる。
 キャパシタC1及びインダクタL1は、例えばディスクリートな回路素子を使用可能であるが、それに限定されるものではない。以下、図29~図35を参照してキャパシタC1及びインダクタL1の変形例について説明する。
 図29は、第3の実施形態の第1の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図29のアンテナ装置の放射器71は、放射導体1,2の近接部によって形成されるキャパシタC2を含む。図29に示すように、放射導体1,2を互いに近接させて放射導体1,2間に所定の容量を生じさせることにより、放射導体1,2間に仮想的なキャパシタC2を形成してもよい。放射導体1,2間の距離を近接させるほど、また、近接する面積を増大させるほど、仮想的なキャパシタC2の容量は増大する。さらに、図30は、第3の実施形態の第2の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図30のアンテナ装置の放射器72は、放射導体1,2の近接部に形成されるキャパシタC3を含む。図30に示すように、放射導体1,2間に生じる容量により仮想的なキャパシタC3を形成する際に、インターディジット型の導体部分(指状の導体が交互に嵌合した構成)を形成してもよい。図30のキャパシタC3によれば、図29のキャパシタC2よりも容量を増大させることができる。放射導体1,2の近接部によって形成されるキャパシタは、図29のような直線状の導体部分や、図30のようなインターディジット型の導体部分に限らず、他の形状の導体部分によって形成されてもよい。例えば、図29のアンテナ装置において、放射導体1,2間の距離を位置に応じて変化させ、これにより、放射導体1,2間の容量を放射導体1,2上の位置に応じて変化させてもよい。
 図31は、第3の実施形態の第3の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図31のアンテナ装置の放射器73は、ストリップ導体によって形成されるインダクタL2を含む。図32は、第3の実施形態の第4の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図32のアンテナ装置の放射器74は、メアンダ状導体によって形成されるインダクタL3を含む。インダクタL2,L3を形成する導体の幅を細くするほど、また、導体の長さを長くするほど、インダクタL2,L3のインダクタンスは増大する。
 図29~図32に示すキャパシタC2,C3及びインダクタL2,L3を組み合わせてもよく、例えば、図28のキャパシタC1及びインダクタL1に代えて、図29のキャパシタC2及び図31のインダクタL2を備えた放射器を構成してもよい。
 図33は、第3の実施形態の第5の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図33のアンテナ装置の放射器75は、放射導体1,2の近接部に形成されるキャパシタC3と、メアンダ状導体によって形成されるインダクタL3とを含む。図33のアンテナ装置によれば、キャパシタ及びインダクタの両方を誘電体基板上の導体パターンとして形成することができるので、コストの削減や、製造ばらつきの低減といった効果がある。
 図34は、第3の実施形態の第6の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図34のアンテナ装置の放射器76は、複数のキャパシタC4,C5を備えている。本実施形態のアンテナ装置は、単一のキャパシタ及び単一のインダクタを備えることに限定されず、複数のキャパシタを含む多段構成のキャパシタ、及び/又は、複数のインダクタを含む多段構成のインダクタを備えてもよい。図34において、図28のキャパシタC1に代えて、所定電気長を有する第3の放射導体3によって互いに接続されたキャパシタC4,C5が挿入されている。言い換えると、ループ状の放射導体における異なる位置にキャパシタC4,C5がそれぞれ挿入されている。複数のインダクタを含む場合も、図34の変形例と同様に構成される。図35は、第3の実施形態の第7の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図35のアンテナ装置の放射器77は、複数のインダクタL4,L5を備えている。図35において、図28のインダクタL1に代えて、所定電気長を有する第3の放射導体3によって互いに接続されたインダクタL4,L5が挿入されている。言い換えると、ループ状の放射導体における異なる位置にインダクタL4,L5がそれぞれ挿入されている。図34及び図35のアンテナ装置と同様に、ループ状の放射導体における異なる位置に複数のキャパシタ及び複数のインダクタを挿入してもよい。図34及び図35のアンテナ装置によれば、放射器上の電流分布を考慮してキャパシタ及びインダクタを3つ以上の異なる位置に挿入することができるので、設計の際に低域共振周波数f1及び高域共振周波数f2の微調整が容易になるという効果がある。
 図36は、第3の実施形態の第8の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図36は、マイクロストリップ線路の給電線路を備えたアンテナ装置を示す。本変形例のアンテナ装置は、接地導体G1と、接地導体G1上に誘電体基板90を介して設けられたストリップ導体S1とからなるマイクロストリップ線路の給電線路を備える。本変形例のアンテナ装置は、アンテナ装置を低姿勢化するために平面構成を有してもよく、すなわち、プリント配線基板の裏面に接地導体G1を形成し、その表面にストリップ導体S1及び放射器70を一体的に形成してもよい。給電線路はマイクロストリップ線路に限らず、コプレーナ線路、同軸線路などでもよい。
 図37は、第3の実施形態の第9の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図37は、ダイポールアンテナとして構成されたアンテナ装置を示す。図37の左側の放射器70Aは、誘電体ブロックD1以外は、図28の放射器70と同様に構成される。図37の右側の放射器70Bもまた、誘電体ブロックD1以外は図28の放射器70と同様に構成され、第1の放射導体11と、第2の放射導体12と、キャパシタC11と、インダクタL11とを有する。放射器70A,70Bは、互いに近接して電磁的に結合した部分を有するように隣接して設けられる。放射器70Aの給電点P1と放射器70Bの給電点P11は互いに近接して設けられ、信号源Q1は、放射器70Aの給電点P1と放射器70Bの給電点P11とにそれぞれ接続される。アンテナ装置は、さらに、放射器70Aの放射導体1と放射器70Bの放射導体11とが互いに近接した部分において、放射導体1上の給電点P1とキャパシタC1との間の少なくとも一部に沿って、かつ、放射導体11上の給電点P11とキャパシタC11との間の少なくとも一部に沿って、放射器70Aの放射導体1と放射器70Bの放射導体11との間に設けられた誘電体ブロックD11を備える。アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するとき、図12のアンテナ装置と同様に、誘電体ブロックD11を介して互いに近接した放射導体1,11間に形成される容量と、各放射導体1,2,11,12のインダクタンスとにより並列共振回路が形成される。従って、図37のアンテナ装置は、実質的に、図28の接地導体G1に代えて放射器70Bを備えた構成を有する。本変形例のアンテナ装置は、ダイポール構成を有することでバランスモードで動作することができ、不要輻射を抑圧することができる。
 図38は、第3の実施形態の第10の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図38は、4バンドのマルチバンドで動作可能なアンテナ装置を示す。図38の左側の放射器70Aは、図28の放射器70と同様に構成される。図38の右側の放射器70Dもまた、図28の放射器70と同様に構成され、第1の放射導体21と、第2の放射導体22と、キャパシタC21と、インダクタL21とを有し、さらに、磁性体ブロックM21及び誘電体ブロックD21を有する。ただし、放射器70Dにおいて放射導体21,22とキャパシタC21とインダクタL21とにより形成されるループの電気長は、放射器70Cにおいて放射導体1,2とキャパシタC1とインダクタL1とにより形成されるループの電気長とは異なる。信号源Q21は、放射導体1上の給電点P1及び放射導体21上の給電点P21に接続されるとともに、接地導体G1上の接続点P2に接続される。信号源Q21は、低域共振周波数f1及び高域共振周波数f2の高周波信号を発生するとともに、低域共振周波数f1とは異なる別の低域共振周波数f21と、高域共振周波数f2とは異なる別の高域共振周波数f22とを発生する。放射器70Cは、低域共振周波数f1においてループアンテナモードで動作し、高域共振周波数f2においてモノポールアンテナモードで動作する。また、放射器70Dは、低域共振周波数f21においてループアンテナモードで動作し、高域共振周波数f22においてモノポールアンテナモードで動作する。これにより、本変形例のアンテナ装置は、4バンドのマルチバンドで動作することができる。本変形例のアンテナ装置によれば、さらに放射器を設けることにより、さらなるマルチバンド化が可能である。
 また、さらなる変形例として、例えば板状又は線状の放射導体を含む放射器を接地導体と平行に設けて、放射器の一部を接地導体に短絡することにより、本実施形態に係るアンテナ装置を逆F型アンテナ装置として構成することもできる(図示は省略)。放射器の一部を接地導体と短絡することで放射抵抗を高くする効果があるが、本実施形態に係るアンテナ装置の基本的な動作原理を損なうものではない。
 図29~図38を参照して説明した第3の実施形態の各変形例に係るアンテナ装置において、磁性体ブロック及び誘電体ブロックの一方のみを備えてもよい。磁性体ブロックのみを備えた場合には、第1の実施形態と同様に、低域共振周波数のみを低域側にシフトさせるように容易に調整することができる。誘電体ブロックの一方のみを備えた場合には、第2の実施形態と同様に、高域共振周波数f2を含む高域の動作帯域のみを広帯域化することができる。
第4の実施形態.
 図39は、第4の実施形態に係るアンテナ装置を示す概略図である。本実施形態のアンテナ装置は、図28の放射器70と同様の原理で構成された2つの放射器78A,78Bを備え、これらの放射器78A,78Bは別個の信号源Q31,Q32によって独立に励振されることを特徴とする。
 図39において、放射器78Aは、所定電気長を有する第1の放射導体31と、所定電気長を有する第2の放射導体32と、所定の位置で放射導体31,32を互いに接続するキャパシタC31と、キャパシタC31とは異なる位置で放射導体31,32を互いに接続するインダクタL31とを有する。放射器78Aにおいて、放射導体31,32とキャパシタC31とインダクタL31とにより、中央部分を包囲するループが形成される。言い換えると、ループ状の放射導体の所定の位置にキャパシタC31が挿入され、キャパシタC31が挿入された位置とは異なる位置においてインダクタL31が挿入されている。信号源Q1は、放射導体31上の給電点P31に接続されるとともに、放射器78Aに近接して設けられた接地導体G1上の接続点P32に接続される。図39のアンテナ装置では、キャパシタC31はインダクタL31よりも給電点P31に近接して設けられる。放射器78Aは、さらに、図28のアンテナ装置の磁性体ブロックM1及び誘電体ブロックD1と同様に、磁性体ブロックM31及び誘電体ブロックD31を備える。放射器78Bは、放射器78Aと同様に構成され、第1の放射導体33と、第2の放射導体34と、キャパシタC32と、インダクタL32とを有する。放射器78Bにおいて、放射導体33,34とキャパシタC32とインダクタL32とにより、中央部分を包囲するループが形成される。信号源Q2は、放射導体33上の給電点P33に接続されるとともに、放射器78Bに近接して設けられた接地導体G1上の接続点P34に接続される。図20のアンテナ装置では、キャパシタC32はインダクタL32よりも給電点P33に近接して設けられる。放射器78Bは、さらに、放射器78Aと同様に、磁性体ブロックM32及び誘電体ブロックD32を備える。信号源Q31,Q32は、例えばMIMO通信方式の送信信号である高周波信号を発生し、同じ低域共振周波数f1の高周波信号を発生するとともに、同じ高域共振周波数f2の高周波信号を発生する。
 放射器78A,78Bのループ状の放射導体は、例えば、所定の基準軸B15に対して対称に構成される。この基準軸B15に近接して放射導体31,33及び給電部(給電点P31,P33、接続点P32,P33)が設けられ、この基準軸B15から遠隔して放射導体32,34が設けられる。給電点P31,P33は、基準軸B15に対して対称な位置に設けられる。放射器78A,78Bの形状を、基準軸B15に沿って給電点P31,P32から遠ざかるにつれて放射器78A,78B間の距離が次第に増大するように構成することで、放射器78A,78B間の電磁結合を低減することができる。さらに、2つの給電点P31,P33間の距離が小さいので、無線通信回路(図示せず)から引き回される給電線路を設置する面積を最小化することができる。
 図40は、第4の実施形態の第1の変形例に係るアンテナ装置を示す側面図である。アンテナ装置のサイズを削減するために、放射導体31~34のいずれかを少なくとも1カ所で折り曲げてもよく、例えば、図40に示すように、図39の放射導体31,32上の点線B11~B14の位置で放射導体31,32を折り曲げてもよい。放射導体を折り曲げる箇所の位置及び個数は、図40に示すものに限定されず、放射導体を少なくとも1カ所で折り曲げて、アンテナ装置のサイズを削減することができる。また、アンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するとき、その周波数によっては、電流は、インダクタL31の位置まで流れることなく、放射導体32の先端(上端)まで、又は放射導体32上の所定位置、例えば放射導体を折り曲げた位置まで流れてもよい。
 図41は、第4の実施形態の第2の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。本変形例のアンテナ装置では、放射器78A,78Bを対称に配置するのではなく、同じ向きで(すなわち非対称に)配置している。放射器78A,78Bの配置を非対称にすることでそれらの放射パターンを非対称にし、各放射器78A,78Bで送受信される信号間の相関を下げる効果がある。ただし、送信信号間及び受信信号間に電力差が生じるので、MIMO通信方式に係る受信性能を最大化することはできない。なお、本変形例のアンテナ装置と同様に3つ以上の放射器を配置してもよい。
 図42は、第4の実施形態の比較例に係るアンテナ装置を示す概略図である。図42のアンテナ装置では、給電点を設けていない放射導体32,34が互いに近接するように配置している。給電点P31,P33間の距離を離すことで、各放射器78A,78Bで送受信される信号間の相関を低減できる。ただし、各放射器78A,78Bの開放端(すなわち放射導体32,34の端部)が対向しているので、放射器78A,78B間の電磁結合は大きくなってしまう。
 図43は、第4の実施形態の第3の変形例に係るアンテナ装置を示す概略図である。本変形例のアンテナ装置は、低域共振周波数f1で動作するときの2つの放射器間の電磁結合を低減するために、図39の放射器78Bに代えて、キャパシタC32及びインダクタL32の位置を、放射器78AのキャパシタC31及びインダクタL31の位置に対して非対称に構成した放射器78Cを備えたことを特徴とする。
 比較のため、まず、図39のアンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するとき、例えば一方の信号源Q31のみを動作させる場合を考える。信号源Q31から入力される電流により放射器78Aがループアンテナモードで動作すると、放射器78Aによって発生される磁界により、図39の放射器78Bでは、放射器78A上の電流と同じ向きの誘導電流が流れ、この誘導電流は信号源Q32まで流れる。放射器78B上に大きな誘導電流が流れることにより、放射器78A,78B間の電磁結合が高くなる。一方、図39のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときは、放射器78Aにおいて、信号源Q31から入力される電流は、放射器78Bからは遠隔した方向に流れ、従って、放射器78A,78B間の電磁結合は小さく、放射器78Bや信号源Q32に流れる誘導電流も小さい。
 再び図43を参照すると、本変形例のアンテナ装置では、放射器78A,78Cの互いに対称な各放射導体のループに沿って各給電点P31,P33から対応する向きに進むとき(例えば、放射器78Aでは反時計回りに進み、放射器78Cでは時計回りに進むとき)、放射器78Aでは給電点P31、インダクタL31、キャパシタC31が順に位置し、放射器78Cでは給電点P33、キャパシタC32、インダクタL32が順に位置する。また、放射器78Aにおいて、キャパシタC31はインダクタL31よりも給電点P31に近接して設けられる一方、放射器78Cにおいて、インダクタL32はキャパシタC32よりも給電点P33に近接して設けられる。このように、放射器78A,78C間でキャパシタ及びインダクタの位置を非対称に構成したことにより、放射器78A,78C間の電磁結合を低減する。
 前述のように、低い周波数成分を有する電流は、インダクタは通過できるがキャパシタは通過しづらいという性質がある。従って、図43のアンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するとき、信号源Q31から入力される電流により放射器78Aがループアンテナモードで動作しても、放射器78C上の誘導電流は小さくなり、また、放射器78Cから信号源Q32に流れる電流も小さくなる。このように、図43のアンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するときの放射器78A,78C間の電磁結合は小さくなる。図43のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときは、放射器78A,78C間の電磁結合は小さい。
 以上説明した第4の実施形態に係るアンテナ装置において、磁性体ブロック及び誘電体ブロックの一方のみを備えてもよい。磁性体ブロックのみを備えた場合には、第1の実施形態と同様に、低域共振周波数のみを低域側にシフトさせるように容易に調整することができる。誘電体ブロックの一方のみを備えた場合には、第2の実施形態と同様に、高域共振周波数f2を含む高域の動作帯域のみを広帯域化することができる。
第5の実施形態.
 図61は、第5の実施形態に係る無線通信装置であって、図28のアンテナ装置を備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。本実施形態に係る無線通信装置は、例えば図61に示すように携帯電話機として構成されてもよい。図61の無線通信装置は、図28のアンテナ装置と、無線送受信回路81と、無線送受信回路81に接続されたベースバンド信号処理回路82と、ベースバンド信号処理回路82に接続されたスピーカ83及びマイクロホン84とを備える。アンテナ装置の放射器70の給電点P1及び接地導体G1の接続点P2は、図28の信号源Q1に代えて、無線送受信回路81に接続される。なお、無線通信装置として、ワイヤレスブロードバンドルータ装置や、M2M(マシン・ツー・マシン)目的の高速無線通信装置などを実施する場合には、スピーカ及びマイクロホンなどは必ずしも設けなくてもよく、無線通信装置による通信状況を確認するためにLED(発光ダイオード)などを用いることができる。図28他のアンテナ装置を適用可能な無線通信装置は、以上に例示したものに限定されない。
 本実施形態の無線通信装置によれば、放射器70を動作周波数に応じてループアンテナモード及びモノポールアンテナモードのいずれかとして動作させることで、効果的にデュアルバンド動作を実現するとともに、無線通信装置の小型化を達成することができる。さらに、本実施形態の無線通信装置によれば、磁性体ブロックM1を設けたことにより、低域共振周波数のみを低域側にシフトさせるように容易に調整することができ、さらに、誘電体ブロックD1を設けたことにより、高域共振周波数f2を含む高域の動作帯域のみを広帯域化することができる。
 図61の無線通信装置は、図28のアンテナ装置に代えて、ここに開示した他の任意のアンテナ装置又はその変形を用いることができる。
 以上説明した各実施形態及び各変形例を組み合わせてもよい。
 以下、第1の実施形態に係るアンテナ装置のシミュレーション結果について説明する。シミュレーションで用いたソフトウェアは「CST Microwave Studio」であり、これを用いてトランジェント解析を行った。給電点の反射エネルギーが入力エネルギーに対して-40dB以下となる点をしきい値として収束判定を行った。サブメッシュ法により電流が強く流れる部分は細かくモデリングした。
 図44は、シミュレーションで用いた第1の比較例に係るアンテナ装置を示す斜視図であり、図45は、図44のアンテナ装置の放射器51の詳細構成を示す上面図である。図44及び図45の比較例のアンテナ装置は、磁性体ブロックも誘電体ブロックも持たない。キャパシタC1は1pFの容量を有し、インダクタL1は3nHのインダクタンスを有するものを用いた。キャパシタC1の容量及びインダクタL1のインダクタンスは、他のシミュレーションでも同じである。図46は、図44のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。低域共振周波数f1=1035MHzのとき、反射係数S11=-13.1dBになり、高域共振周波数f2=1835MHzのとき、反射係数S11=-10.7dBになった。このように、2周波で効果的にデュアルバンド特性を実現できていることがわかる。
 図47は、シミュレーションで用いた第2の比較例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。図47の放射器52は、図44の放射器51の下側(-X側)全体に磁性体ブロックM41を備えた構成を有する。磁性体ブロックM41は、比透磁率5を有する。図48は、図47のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。低域共振周波数f1=780MHzのとき、反射係数S11=-8.4dBになり、高域共振周波数f2=1440MHzのとき、反射係数S11=-8.1dBになった。図48を図46と比較すると、図47のアンテナ装置では、デュアルバンド特性を実現できており、さらに、低域共振周波数f1を780MHzまで低下できているものの、高域共振周波数f2も低下していることがわかる。通常、磁性体は1GHzを超えると損失が増大するので、高域共振周波数f2に磁性体の影響が生じると、アンテナ特性が低下することが予想される。
 図49は、シミュレーションで用いた第3の比較例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。図49の放射器53は、図44の放射器51の下側(-X側)全体に誘電体ブロックD41を備えた構成を有する。誘電体ブロックD41は、比誘電率5を有する。図50は、図49のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。低域共振周波数f1=896MHzのとき、反射係数S11=-4.3dBになり、高域共振周波数f2=1604MHzのとき、反射係数S11=-4.1dBになった。図50を図46と比較すると、図49のアンテナ装置では、デュアルバンド特性を実現できているものの、誘電体ブロックD41の影響で放射導体と接地導体G1との間に電界が集中したのでアンテナの放射抵抗が低下し、この結果、図46のアンテナ特性に比べると反射係数S11が劣化していることがわかる。
 図48及び図50によれば、放射器の下側全体に磁性体ブロック又は誘電体ブロックを設ける手法(特許文献2参照)では、アンテナ特性を維持したまま、小型化することはできないということがわかる。
 図51は、シミュレーションで用いた第1の実施形態の実施例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。図51の放射器48は、図44の放射器51のループ状の放射導体の内側全体に磁性体ブロックM1を備えた構成を有する。磁性体ブロックM1は、比透磁率5を有する。磁性体ブロックM1のX方向の厚さは0.5mmとする。図52は、図51のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。低域共振周波数f1=850MHzのとき、反射係数S11=-10.1dBになり、高域共振周波数f2=1785MHzのとき、反射係数S11=-9.5dBになった。図52によれば、2周波で効果的にデュアルバンド特性を実現できていることがわかる。図44のアンテナ装置に係る図46と比較すると、図51のアンテナ装置が高域共振周波数f2で動作するときは、磁性体ブロックM1の影響を受けていないので高域共振周波数f2のシフトは生じていないが、低域共振周波数f1のみ効果的に低域側にシフトできていることがわかる。この結果、アンテナ特性を損なうことなく、アンテナ装置を実質的に小型化できるという格別の効果が計算により明らかになった。
 図53は、シミュレーションで用いた第4の比較例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。図53の放射器54は、図44の放射器51のループ状の放射導体の内側全体に誘電体ブロックD42を備えた構成に相当する。誘電体ブロックD42は、比誘電率5を有する。誘電体ブロックD42のX方向の厚さは0.5mmとする。図54は、図52のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。低域共振周波数f1=1025MHzのとき、反射係数S11=-12.9dBになり、高域共振周波数f2=1823MHzのとき、反射係数S11=-10.5dBになった。図54によれば、デュアルバンド特性を実現できていることがわかる。ただし、図46の結果と比較すると顕著な差異は見られない。これは、アンテナ装置が低域共振周波数f1で動作するときには、ループアンテナモードすなわち磁流モードとして動作するため、誘電体ブロックD42の影響を受けにくいという特徴を有するためである。
 以下、第2の実施形態に係るアンテナ装置のシミュレーション結果について説明する。図55は、シミュレーションで用いた第2の実施形態の第1の実施例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。図55の放射器69は、図44の放射器51の放射導体1の下側(-X側)全体に誘電体ブロックD8を備えた構成を有する。誘電体ブロックD8は、比誘電率10を有する。図56は、図55のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。低域共振周波数f1=1013MHzのとき、反射係数S11=-12.4dBになり、高域共振周波数f2=1845MHzのとき、反射係数S11=-9.9dBになった。図46(誘電体ブロックなし)の結果と比較すると、高域共振周波数f2を含む動作帯域が広帯域化されていることがわかる。具体的には、反射係数S11が-6dB以下となる周波数帯域幅をBwとすると、誘電体ブロックなしの場合はBw=895MHzであり、誘電体ブロックD8ありの場合はBw=1045MHzであり、約150MHzの広帯域化が達成されたことがわかる。
 図57は、シミュレーションで用いた第2の実施形態の第2の実施例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。図58は、図57のアンテナ装置の誘電体ブロックD8の幅が帯域幅に与える影響を示すグラフである。放射導体1のY方向の幅をW1とし、誘電体ブロックD8のY方向の幅をW2とする。図58は、誘電体ブロックD8の幅W2の幅を変化させたとき、高域共振周波数f2を含む動作帯域において反射係数S11が-6dB以下となる帯域幅の変化を計算した結果である。計算結果より、放射導体1の下側全体に誘電体ブロックD8が存在する場合が帯域幅が最大となることがわかる。一方、放射導体2の下側にも誘電体ブロックD8が装荷されると、帯域幅が急激に減少していることもわかる。これは、放射導体2がアンテナ装置の開放端として放射に強く寄与する部分であるためである。この部分は誘電体ブロックD8の装荷により電束密度を集中させてエネルギーを蓄積することはせず、できるだけエネルギーを空間に放射しやすいようにすべきであることがわかる。
 以下、第3の実施形態に係るアンテナ装置のシミュレーション結果について説明する。図59は、シミュレーションで用いた第3の実施形態の実施例に係るアンテナ装置を示す斜視図である。図59の放射器79は、図51の磁性体ブロックM1及び図55の誘電体ブロックD8の両方を備えた構成を有する。磁性体ブロックM1は比透磁率5を有し、誘電体ブロックD8は比誘電率10を有する。図60は、図59のアンテナ装置の反射係数S11の周波数特性を示すグラフである。低域共振周波数f1=868MHzのとき、反射係数S11=-10.6dBになり、高域共振周波数f2=1833MHzのとき、反射係数S11=-9.1dBになった。低域共振周波数f1は図51のアンテナ装置と同じく低域側にシフトされ、さらに、その特性を損なうことなく、高域共振周波数f2を含む動作帯域を広帯域化できることがわかる。
 以上の結果より、アンテナ装置全体を誘電体ブロックで充填するのではなく、放射導体1の下側のみに誘電体ブロックを設けることにより、低域共振周波数f1の特性を損なうことなく高域共振周波数f2を含む動作帯域を広帯域化できるという格別の効果が得られることが確認できた。
まとめ.
 ここに開示したアンテナ装置及び無線通信装置は、以下の構成を備えたことを特徴とする。
 本開示の第1の態様に係るアンテナ装置は、
 少なくとも1つの放射器を備えたアンテナ装置において、
 上記各放射器は、
 内周及び外周を有するループ状の放射導体と、
 上記放射導体のループに沿って所定位置に挿入された少なくとも1つのキャパシタと、
 上記放射導体のループに沿って、上記キャパシタの位置とは異なる所定位置に挿入された少なくとも1つのインダクタと、
 上記放射導体上に設けられた給電点と、
 上記放射導体のループの内側の少なくとも一部に設けられた磁性体ブロックとを備え、
 上記各放射器は、第1の周波数と、上記第1の周波数より高い第2の周波数とで励振され、
 上記各放射器が上記第1の周波数で励振されるとき、上記インダクタ及び上記キャパシタを含み、上記放射導体のループの内周に沿う第1の経路を第1の電流が流れ、上記第1の電流によって生じた磁束が上記磁性体ブロックを通ることで上記放射導体のインダクタンスが増大し、
 上記各放射器が上記第2の周波数で励振されるとき、上記キャパシタを含み、上記インダクタを含まず、上記放射導体のループの外周に沿った区間であって上記給電点と上記インダクタとの間の区間を含む第2の経路を第2の電流が流れ、
 上記各放射器は、上記放射導体のループと上記インダクタと上記キャパシタが上記第1の周波数で共振し、上記放射導体のループのうちの上記第2の経路に含まれる部分と上記キャパシタとが上記第2の周波数で共振するように構成されることを特徴とする。
 本開示の第2の態様に係るアンテナ装置は、第1の態様に係るアンテナ装置において、
 筐体をさらに備え、
 上記磁性体ブロックは、上記放射導体のループの内側の部分に近接した上記筐体の部分に磁性体材料を埋め込むことによって形成されることを特徴とする。
 本開示の第3の態様に係るアンテナ装置は、第1又は第2の態様に係るアンテナ装置において、
 上記放射導体は、第1の放射導体と第2の放射導体とを含み、
 上記キャパシタは、上記第1及び第2の放射導体の間に生じる容量によって形成されることを特徴とする。
 本開示の第4の態様に係るアンテナ装置は、第1~第3のいずれか1つの態様に係るアンテナ装置において、上記インダクタはストリップ導体で構成されることを特徴とする。
 本開示の第5の態様に係るアンテナ装置は、第1~第3のいずれか1つの態様に係るアンテナ装置において、上記インダクタはメアンダ状導体で構成されることを特徴とする。
 本開示の第6の態様に係るアンテナ装置は、第1~第5のいずれか1つの態様に係るアンテナ装置において、接地導体をさらに備えたことを特徴とする。
 本開示の第7の態様に係るアンテナ装置は、第6の態様に係るアンテナ装置において、
 上記接地導体と、上記給電点に接続された給電線路とを備えたプリント配線基板を備え、
 上記放射器は上記プリント配線基板上に形成されたことを特徴とする。
 本開示の第8の態様に係るアンテナ装置は、第1~第5のいずれか1つの態様に係るアンテナ装置において、少なくとも一対の放射器を含むダイポールアンテナであることを特徴とする。
 本開示の第9の態様に係るアンテナ装置は、第1~第8のいずれか1つの態様に係るアンテナ装置において、複数の放射器を備え、上記複数の放射器は、互いに異なる複数の第1の周波数と、互いに異なる複数の第2の周波数とを有することを特徴とする。
 本開示の第10の態様に係るアンテナ装置は、第1~第9のいずれか1つの態様に係るアンテナ装置において、上記放射導体は少なくとも1カ所で折り曲げられていることを特徴とする。
 本開示の第11の態様に係るアンテナ装置は、第1~第10のいずれか1つの態様に係るアンテナ装置において、互いに異なる信号源に接続された複数の放射器を備えたことを特徴とする。
 本開示の第12の態様に係るアンテナ装置は、第11の態様に係るアンテナ装置において、
 所定の基準軸に対して互いに対称に構成された放射導体をそれぞれ有する第1の放射器及び第2の放射器を備え、
 上記第1及び第2の放射器の各給電点は、上記基準軸に対して対称な位置に設けられ、
 上記第1及び第2の放射器の各放射導体は、上記基準軸に沿って上記第1の放射器の給電点及び上記第2の放射器の給電点から遠ざかるにつれて上記第1及び第2の放射器の間の距離が次第に増大する形状を有することを特徴とする。
 本開示の第13の態様に係るアンテナ装置は、第11又は第12の態様に係るアンテナ装置において、
 第1の放射器及び第2の放射器を備え、上記第1及び第2の放射器の各放射導体のループは所定の基準軸に対して互いに実質的に対称に構成され、
 上記第1及び第2の放射器の上記互いに対称な各放射導体のループに沿って上記各給電点から対応する向きに進むとき、上記第1の放射器では上記給電点、上記インダクタ、上記キャパシタが順に位置し、上記第2の放射器では上記給電点、上記キャパシタ、上記インダクタが順に位置することを特徴とする。
 本開示の第14の態様に係る無線通信装置は、第1~第13のいずれか1つの態様に係るアンテナ装置を備えたことを特徴とする。
 本開示のアンテナ装置によれば、小型かつ簡単な構成でありながら、マルチバンドで動作可能なアンテナ装置を提供することができる。
 また、本開示のアンテナ装置は、複数の放射器を備えた場合には、アンテナ素子間で互いに低結合であり、複数の無線信号を同時に送受信するように動作可能である。
 また、本開示のアンテナ装置によれば、低域共振周波数のみを低域側にシフトさせるように容易に調整することができる。
 また、本開示の無線通信装置によれば、そのようなアンテナ装置を備えた無線通信装置を提供することができる。
 以上説明したように、本開示のアンテナ装置は、小型かつ簡単な構成でありながら、マルチバンドで動作可能である。また、本開示のアンテナ装置は、複数の放射器を備えた場合には、アンテナ素子間で互いに低結合であり、複数の無線信号を同時に送受信するように動作可能である。
 本開示のアンテナ装置及びそれを用いた無線通信装置によれば、例えば携帯電話機として実装することができ、あるいは、無線LAN用の装置、PDA等として実装することもできる。このアンテナ装置は、例えばMIMO通信を行うための無線通信装置に搭載することができるが、MIMOに限らず、複数のアプリケーションのための通信を同時に実行可能(マルチアプリケーション)なアダプティブアレーアンテナや最大比合成ダイバーシチアンテナ、フェーズドアレーアンテナといったアレーアンテナ装置に搭載することも可能である。
1,2,3,11,12,21,22,31~34,51~54…放射導体、
10,20…筐体、
40~48,50,60~69,70~78,70A~70D,78A~78C,79…放射器、
81…無線送受信回路、
82…ベースバンド信号処理回路、
83…スピーカ、
84…マイクロホン、
90…誘電体基板、
C1~C5,C11,C21,C31,C32…キャパシタ、
Ce…等価容量、
D1~D8,D11,D21,D31,D32,D41,D42…誘電体ブロック、
G1…接地導体、
L1~L5,L11,L21,L31,L32…インダクタ、
La…インダクタンス、
M1~M4,M11,M21,M31,M32,M41…磁性体ブロック、
M5…磁性体粉末、
P1,P11,P21,P31,P33…給電点、
P2,P32,P34…接続点、
Q1,Q21,Q31,Q32…信号源、
Rr…放射抵抗、
S1…ストリップ導体。

Claims (14)

  1.  少なくとも1つの放射器を備えたアンテナ装置において、
     上記各放射器は、
     内周及び外周を有するループ状の放射導体と、
     上記放射導体のループに沿って所定位置に挿入された少なくとも1つのキャパシタと、
     上記放射導体のループに沿って、上記キャパシタの位置とは異なる所定位置に挿入された少なくとも1つのインダクタと、
     上記放射導体上に設けられた給電点と、
     上記放射導体のループの内側の少なくとも一部に設けられた磁性体ブロックとを備え、
     上記各放射器は、第1の周波数と、上記第1の周波数より高い第2の周波数とで励振され、
     上記各放射器が上記第1の周波数で励振されるとき、上記インダクタ及び上記キャパシタを含み、上記放射導体のループの内周に沿う第1の経路を第1の電流が流れ、上記第1の電流によって生じた磁束が上記磁性体ブロックを通ることで上記放射導体のインダクタンスが増大し、
     上記各放射器が上記第2の周波数で励振されるとき、上記キャパシタを含み、上記インダクタを含まず、上記放射導体のループの外周に沿った区間であって上記給電点と上記インダクタとの間の区間を含む第2の経路を第2の電流が流れ、
     上記各放射器は、上記放射導体のループと上記インダクタと上記キャパシタが上記第1の周波数で共振し、上記放射導体のループのうちの上記第2の経路に含まれる部分と上記キャパシタとが上記第2の周波数で共振するように構成されることを特徴とするアンテナ装置。
  2.  上記アンテナ装置は筐体をさらに備え、
     上記磁性体ブロックは、上記放射導体のループの内側の部分に近接した上記筐体の部分に磁性体材料を埋め込むことによって形成されることを特徴とする請求項1記載のアンテナ装置。
  3.  上記放射導体は、第1の放射導体と第2の放射導体とを含み、
     上記キャパシタは、上記第1及び第2の放射導体の間に生じる容量によって形成されることを特徴とする請求項1又は2記載のアンテナ装置。
  4.  上記インダクタはストリップ導体で構成されることを特徴とする請求項1~3のいずれか1つに記載のアンテナ装置。
  5.  上記インダクタはメアンダ状導体で構成されることを特徴とする請求項1~3のいずれか1つに記載のアンテナ装置。
  6.  上記アンテナ装置は接地導体をさらに備えたことを特徴とする請求項1~5のいずれか1つに記載のアンテナ装置。
  7.  上記アンテナ装置は、上記接地導体と、上記給電点に接続された給電線路とを備えたプリント配線基板を備え、
     上記放射器は上記プリント配線基板上に形成されたことを特徴とする請求項6記載のアンテナ装置。
  8.  上記アンテナ装置は、少なくとも一対の放射器を含むダイポールアンテナであることを特徴とする請求項1~5のいずれか1つに記載のアンテナ装置。
  9.  上記アンテナ装置は複数の放射器を備え、上記複数の放射器は、互いに異なる複数の第1の周波数と、互いに異なる複数の第2の周波数とを有することを特徴とする請求項1~8のいずれか1つに記載のアンテナ装置。
  10.  上記放射導体は少なくとも1カ所で折り曲げられていることを特徴とする請求項1~9のいずれか1つに記載のアンテナ装置。
  11.  上記アンテナ装置は、互いに異なる信号源に接続された複数の放射器を備えたことを特徴とする請求項1~10のいずれか1つに記載のアンテナ装置。
  12.  上記アンテナ装置は、所定の基準軸に対して互いに対称に構成された放射導体をそれぞれ有する第1の放射器及び第2の放射器を備え、
     上記第1及び第2の放射器の各給電点は、上記基準軸に対して対称な位置に設けられ、
     上記第1及び第2の放射器の各放射導体は、上記基準軸に沿って上記第1の放射器の給電点及び上記第2の放射器の給電点から遠ざかるにつれて上記第1及び第2の放射器の間の距離が次第に増大する形状を有することを特徴とする請求項11記載のアンテナ装置。
  13.  上記アンテナ装置は、第1の放射器及び第2の放射器を備え、上記第1及び第2の放射器の各放射導体のループは所定の基準軸に対して互いに実質的に対称に構成され、
     上記第1及び第2の放射器の上記互いに対称な各放射導体のループに沿って上記各給電点から対応する向きに進むとき、上記第1の放射器では上記給電点、上記インダクタ、上記キャパシタが順に位置し、上記第2の放射器では上記給電点、上記キャパシタ、上記インダクタが順に位置することを特徴とする請求項11又は12記載のアンテナ装置。
  14.  請求項1~13のうちのいずれか1つに記載のアンテナ装置を備えたことを特徴とする無線通信装置。
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