WO2012073788A1 - 無線通信装置 - Google Patents

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WO2012073788A1
WO2012073788A1 PCT/JP2011/077058 JP2011077058W WO2012073788A1 WO 2012073788 A1 WO2012073788 A1 WO 2012073788A1 JP 2011077058 W JP2011077058 W JP 2011077058W WO 2012073788 A1 WO2012073788 A1 WO 2012073788A1
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signal
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wireless communication
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次夫 丸
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日本電気株式会社
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    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
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    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
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    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/084—Equal gain combining, only phase adjustments

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication device and a wireless communication method using the wireless device, and more particularly to a wireless communication device using a space diversity method and a wireless communication method using the wireless device.
  • the SD method is a technique that compensates for the deterioration of radio wave propagation characteristics due to fading by using the low possibility that the received waves to a plurality of antennas arranged at appropriate distances are simultaneously deteriorated.
  • FIG. 1 is a diagram schematically showing a configuration example of a wireless communication system using the SD method.
  • the wireless communication system in FIG. 1 includes first and second fixed stations 2001 and 2002.
  • the first fixed station 2001 includes first and second antennas.
  • the second fixed station 2002 includes a third antenna.
  • the centers of the first and second antennas are separated from each other by a distance d suitable for the SD system.
  • the first to third antennas face each other and face the horizontal direction
  • the center of the first antenna is disposed at an altitude L from the ground
  • the center of the second antenna is the first antenna. Is centered on the altitude L + d from the ground
  • the center of the third antenna is located on the altitude L ′ from the ground.
  • the second fixed station 2002 transmits a signal from the third antenna, and the first fixed station 2001 receives this signal through the first and second antennas.
  • the first fixed station 2001 performs reception processing for performing diversity processing on the two signals obtained by the first and second antennas.
  • FIG. 2 is a circuit diagram schematically showing a configuration example of a circuit that performs reception processing of a wireless communication system using the SD method.
  • the circuit of FIG. 2 includes first and second antennas, first and second mixers, first and second A / D (Analog to Digital) converters, a diversity combining unit, and a local oscillator. It has.
  • quadrature demodulation ⁇ / 2 components, filters, and the like are omitted.
  • the first and second antennas in FIG. 2 correspond to the first and second antennas in FIG. 1, respectively.
  • the first antenna, the first mixer, and the first A / D converter are collectively referred to as a first branch.
  • the second antenna, the second mixer, and the second A / D converter are collectively referred to as a second branch.
  • the first signal received by the first antenna is supplied to the synthesis circuit via the first mixer and the first A / D converter.
  • the second signal received by the second antenna is supplied to the synthesis circuit via the second mixer and the second A / D converter.
  • the first antenna, the first mixer, and the first A / D converter connected in series are collectively referred to as a first branch.
  • the second antenna, the second mixer, and the second A / D converter connected in series are collectively referred to as a second branch.
  • the combining circuit combines the two signals supplied from the first and second branches, thereby completing the diversity processing.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 9-33281 discloses a description relating to a transmission / reception device.
  • the transmission / reception apparatus includes a plurality of branch transmission / reception antennas, a baseband demodulation unit, and a transmission antenna switching unit.
  • the baseband demodulator demodulates the received signal of each branch.
  • the transmission antenna switching unit switches the transmission antenna based on the reception power of the reception signal of each branch.
  • This transmission / reception apparatus performs transmission diversity in a TDD wireless communication system.
  • the transmission / reception apparatus includes a comparison unit.
  • the comparison means compares the reception power of the reception signal of each branch using the digital data obtained in the demodulation process of the baseband demodulation unit, and outputs the selection information of the transmission antenna to the transmission antenna switching unit.
  • Patent Document 2 Japanese Patent Publication No. 2004-518331 discloses a description relating to an adaptive antenna system.
  • the adaptive antenna system includes N antennas, N forward equalizers, and N processors.
  • the N forward equalizers are operatively connected to the N antennas.
  • the N processors execute a constant modulus algorithm to generate N control signals that adjust the coefficients associated with each of the N forward equalizers.
  • Patent Document 3 Japanese Patent Laid-Open No. 2005-94500 discloses a description relating to a diversity reception sneak canceller.
  • This diversity reception wraparound canceller has an OFDM signal diversity reception means and a wraparound cancellation means.
  • the diversity reception means for OFDM signals has a plurality of branches.
  • the wraparound canceling means is characterized in that it receives the diversity combined reception signal output from the diversity receiving means and substantially cancels and outputs the wraparound wave.
  • Patent Document 4 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2008-48139 discloses a description related to a microwave radio transceiver apparatus.
  • This microwave radio transmission / reception apparatus is a first radio communication system that performs radio communication using microwaves between a first fixed station in which a plurality of antennas are installed and a second fixed station in which a single antenna is installed. Used for one fixed station.
  • the microwave radio transmission / reception apparatus includes a reception processing unit, a transmission processing unit, a changeover switch, and a switching control unit.
  • the reception processing means is provided corresponding to each of the plurality of antennas, and performs reception processing on the microwave signal that has arrived at the corresponding antenna.
  • the transmission processing means generates a radio frequency signal from the transmission target data.
  • the changeover switch transmits a radio frequency signal obtained by the transmission processing means to an antenna designated in accordance with a changeover control signal designating any one of the plurality of antennas, and provides for radio transmission by the antenna.
  • the switching control means generates a switching control signal for designating an antenna corresponding to the selected received signal in synchronization with selection of the received signal obtained by each of the plurality of reception processing means, and inputs it to the changeover switch.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining fading.
  • the diagram of FIG. 3 shows the radio communication system of FIG. 1 and the paths of signals transmitted and received in the radio communication system.
  • the route from the third antenna to the first or second antenna is roughly divided into a LOS Ray that reaches directly and a Reflected Ray that reaches after reflecting on the ground or the like.
  • adaptive equalization processing has been performed as a frequency selective fading countermeasure.
  • a training signal is transmitted in order to obtain a convergence characteristic of tap coefficients.
  • This training signal transmission is indispensable particularly in burst transmission such as TDMA mobile communication.
  • a training signal may not be input due to the signal configuration of the existing system.
  • blind processing which is a technique that does not use a known sequence signal called a pilot signal, reference signal, or training signal, is effective.
  • pilot signals, reference signals, training signals, etc. are known series signals and do not contribute to the actual transmission of information, blind processing is preferable in order to increase transmission efficiency.
  • radio resources For example, in mobile communication or the like, about 10% of radio resources are allocated to pilot signals and reference signals, and if this is applied as it is to a fixed microwave radio communication system that transmits 1024 QAM as it is, a transmission rate equivalent to 512 QAM.
  • a transmission rate equivalent to 512 QAM the high-speed transmission is realized by doubling the corner transmission power, the effective speed for information transmission does not accompany it.
  • IP In-Phase
  • the IP synthesis method uses a low-frequency amplitude component for detection.
  • QAM capable of high-order multi-level modulation includes fluctuations in amplitude components due to the modulation method. Therefore, there is a problem in applying the IP synthesis method to multi-level QAM. As will be described later, in the IP synthesis method, the error rate characteristics are significantly degraded due to frequency selective fading.
  • MID synthesis minimum dispersion combiner
  • SD method realized by blind processing in consideration of frequency selective fading.
  • an interference wave canceling / combining operation that shows the characteristics of the MID combining method in a portion different from the IP combining method will be described with an extreme example.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example in which an interference wave canceling / combining operation indicating the characteristics of the MID combining method is received by two antennas. Two examples of different radio wave propagation conditions are described. The figure shows the received wave in the vector notation of the rotating feather.
  • the first branch represents, for example, a received signal for the upper antenna of the right receiving station in FIG.
  • the second branch represents a received signal for the lower antenna on the right receiving station in FIG.
  • the received wave is obtained by adding a delayed reflected wave (represented as Reflected ray in the figure) to a direct wave (denoted as LOS ray in the figure).
  • the interference wave canceling / combining operation is performed by adjusting the phase shifter in the branch so that the phase of the delayed reflected wave of each branch, which is an interference wave, becomes an opposite phase. Accordingly, as shown in the right column of FIG. 4, the delayed reflected wave component which is an interference wave component is canceled out, and the remaining direct wave component of branch 1 and the direct wave component of branch 2 are combined to complete the diversity processing. To do. If this process is ideally performed, the delayed reflected wave component is completely eliminated, and interference due to frequency selective fading is consequently eliminated.
  • this method includes the following problems.
  • the radio wave propagation environment of the microwave radio communication system varies depending on the installation status of the antenna, the ground to be reflected, or the situation of sea surface reflection when straddling the strait.
  • Example 1 on the upper side of FIG. 4 is a case of a lucky radio wave propagation environment.
  • the branch phase shifter so as to cancel the delayed reflected wave component that is an interference wave component, the direct wave of each branch is directed in the same direction, and the desired wave power after synthesis is increased to obtain diversity gain.
  • Example 2 on the lower side of FIG. 4 is a case of severe conditions.
  • the direct wave of each branch becomes close to the opposite direction, and as a result, the desired wave power after synthesis is reduced and the frequency is reduced. This is an example in which the diversity gain is reduced even if the selectivity is eliminated.
  • An object of the present invention is to perform high-speed multi-level modulation at high speed with blind processing that does not use a known sequence that reduces transmission efficiency, such as a pilot signal, a reference signal, or a training signal that does not contribute to actual information transmission. It is an object of the present invention to provide a microwave radio communication apparatus that always exhibits a good diversity effect that is less affected by a radio propagation environment even in a frequency selective fading environment in which severe delayed interference waves exist in a large-capacity microwave radio communication to be used.
  • the wireless communication apparatus includes a plurality of tap processing units, a tap output combining unit, a blind adaptive processing unit, and a diversity combining unit.
  • the plurality of tap processing units generate a plurality of tap output signals and a plurality of reception signal vectors based on the space diversity reception signal and the plurality of tap coefficients.
  • the tap output combining unit calculates the sum or difference of a plurality of tap output signals as a tap output combined signal.
  • the blind adaptation processing unit generates a plurality of tap coefficients by blind adaptation processing based on the tap output combined signal and the received signal vector.
  • the diversity combining unit performs diversity combining of a plurality of tap output signals.
  • the blind adaptive processing unit uses an evaluation condition that minimizes the tap output composite signal.
  • a wireless communication method includes a step of generating a plurality of tap output signals and a plurality of reception signal vectors based on a space diversity received signal and a plurality of tap coefficients, and a plurality of tap output signals as a tap output combined signal. Calculating a sum or difference, generating a plurality of tap coefficients by blind adaptive processing based on the tap output combined signal and the received signal vector, and diversity combining the plurality of tap output signals.
  • the step of generating a plurality of tap coefficients includes the step of using an evaluation condition that minimizes the tap output composite signal.
  • the blind adaptation processing unit calculates the sum or difference of the tap output signals. Use evaluation conditions including minimization.
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating a configuration example of a wireless communication system using the SD method.
  • FIG. 2 is a circuit diagram schematically illustrating a configuration example of a circuit that performs reception processing of a wireless communication system using the SD method.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining fading.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example in which an interference wave canceling / combining operation showing the characteristics of the MID combining method is received by two antennas.
  • FIG. 5A is an overhead view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression of an evaluation condition based on the MMSE norm with respect to a tap coefficient.
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating a configuration example of a wireless communication system using the SD method.
  • FIG. 2 is a circuit diagram schematically illustrating a configuration example of a circuit that performs reception processing of a wireless communication system using the SD method.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining fading.
  • FIG. 4 is a diagram showing
  • FIG. 5B is a bird's eye view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression of evaluation conditions by CMA for tap coefficients.
  • FIG. 6A is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression of an evaluation condition based on the MMSE norm with respect to a tap coefficient.
  • FIG. 6B is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression of an evaluation condition by CMA with respect to the tap coefficient.
  • FIG. 7A is an overhead view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression of an evaluation condition based on the MMSE norm with respect to a tap coefficient.
  • FIG. 7B is a bird's-eye view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the expression of the evaluation condition by the BUSGANG algorithm for the tap coefficient.
  • FIG. 8A is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression of an evaluation condition based on the MMSE norm with respect to a tap coefficient.
  • FIG. 8B is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the expression of the evaluation condition according to the BUSGANG algorithm for the tap coefficient.
  • FIG. 9A shows a constellation of tap outputs when blind adaptive equalization processing is performed on 64QAM using CMA used in an adaptive antenna.
  • FIG. 9B is a constellation of tap outputs when blind adaptive equalization processing is performed on 64QAM using the BUSGANG algorithm.
  • FIG. 10A is a bird's eye view of a three-dimensional graph showing an optimal solution obtained by numerically calculating an expression of an evaluation condition based on the MMSE norm relating to a tap coefficient.
  • FIG. 10B is an overhead view of a three-dimensional graph as a result of diversity combining obtained by numerically calculating an expression of an evaluation condition to which the BUSSGANG algorithm is applied according to the tap coefficient.
  • FIG. 11 is a top view of the three-dimensional graph of FIG. 10B.
  • FIG. 12A is a graph showing the convergence state of tap coefficients in the first branch when the evaluation condition (Equation 78) by BUSSANG applied to the tap output composite signal is actually used.
  • FIG. 12B is a graph showing the convergence state of tap coefficients in the second branch when the evaluation condition (Equation 78) by BUSSANG applied to the tap output composite signal is actually used.
  • FIG. 13A is an overhead view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an evaluation conditional expression based on the MMSE norm.
  • FIG. 13B is a bird's eye view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an evaluation condition by BUSSANG applied to a tap output composite signal using a NULL space.
  • FIG. 14A is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an evaluation conditional expression based on the MMSE norm.
  • FIG. 14B is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an evaluation condition by BUSSANG applied to a tap output composite signal using a NULL space.
  • FIG. 15A is a bird's-eye view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the evaluation condition formula according to the BUSSGANG algorithm.
  • FIG. 15B is a bird's eye view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression for evaluation conditions including an element that controls taps so that the difference in tap output between branches is minimized.
  • FIG. 16A is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the expression of the evaluation condition according to the BUSSGANG algorithm.
  • FIG. 16B is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression for an evaluation condition including an element that performs tap control so that the difference in tap output of each branch is minimized.
  • FIG. 17 is a circuit diagram schematically showing the configuration of the wireless communication apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a circuit diagram schematically showing a configuration of a wireless communication apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a circuit diagram schematically showing a configuration of a wireless communication apparatus according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 is a circuit diagram schematically showing a configuration of a wireless communication apparatus according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is a circuit diagram schematically showing the configuration of the wireless communication apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a circuit diagram schematically showing a configuration of a wireless communication apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is a circuit diagram schematically showing a configuration
  • FIG. 21A is an overhead view of a three-dimensional graph (root mean square error surface) obtained by numerically calculating an expression (Equation 13) of an evaluation condition based on the MMSE norm.
  • FIG. 21B is an overhead view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the expression (Equation 131) of the evaluation condition by BUSSANG applied to the tap output composite signal using the composite space.
  • FIG. 22A is a top view of a three-dimensional graph (root mean square error surface) obtained by numerically calculating an expression (Equation 13) of an evaluation condition based on the MMSE norm.
  • FIG. 21A is an overhead view of a three-dimensional graph (root mean square error surface) obtained by numerically calculating an expression (Equation 13) of an evaluation condition based on the MMSE norm.
  • FIG. 22B is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the expression (Equation 131) of the evaluation condition by BUSSANG applied to the tap output synthesized signal using the synthesized space.
  • FIG. 23A is a bird's-eye view of a three-dimensional graph showing J Jcm1 and J Jcm2 in the evaluation condition formula (Equation 131) by BUSSANG applied to the tap output synthesized signal using the synthesized space.
  • FIG. 23B is an overhead view of a three-dimensional graph showing J ASBUSS in the evaluation condition formula (Equation 131) by BUSSANG applied to the tap output composite signal using the composite space.
  • FIG. 13A is a bird's-eye view of a three-dimensional graph showing J Jcm1 and J Jcm2 in the evaluation condition formula (Equation 131) by BUSSANG applied to the tap output synthesized signal using the synthesized space.
  • FIG. 23B is an overhead view of a three-dimensional graph
  • FIG. 24A is a top view of a three-dimensional graph showing J Jcm1 and J Jcm2 in the evaluation condition formula (Equation 131) applied to the BUSSANG applied to the tap output synthesized signal using the synthesized space.
  • FIG. 24B is a top view of a three-dimensional graph showing J ASBUSS in the evaluation condition formula (Equation 131) by BUSSANG applied to the tap output combined signal using the combined space.
  • FIG. 25 is a circuit diagram showing a configuration of a wireless communication apparatus according to the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 26 is a graph showing the effect of the space diversity of the blind process in the wireless communication apparatus according to the present invention.
  • the general concept of blind processing starts with the quantitative analysis of normal adaptive equalization processing, and the quantitative analysis of the present invention is shown using higher-order statistics.
  • the effect of the present invention is quantitatively shown by numerical calculation using a simple example and the result of quantitative analysis thereof.
  • Equation 2 an impulse response vector H r of a transmission path by multiple propagation paths is defined as follows. (Equation 2)
  • the received signal vector r is defined as follows and is obtained as follows. (Equation 4)
  • n is a noise vector.
  • the tap coefficient that multiplies the received signal is called the weight vector, and the vector that is actually multiplied is Represented by
  • Equation 6 For a transmission signal, an optimal solution of the MMSE standard is obtained as follows. (Equation 6) This solution is called the Wiener solution.
  • R represents a covariance matrix and is defined as follows. (Equation 10)
  • Pi represents a cross-correlation vector and is defined as follows. (Equation 11)
  • Equation 13 This is an equation representing a mean square error surface as an evaluation condition.
  • the optimal solution called the Wiener solution described later is a numerical calculation based on the above formula. This numerical value will be used as a reference for numerical analysis such as brand processing.
  • Equation 17 It should be noted, is referred to as a reference signal s i that this time used. Specifically, a pilot signal, a reference signal, a training signal, or the like is used as a reference signal. That is, it is necessary to use a known sequence such as a training signal in some form for normal adaptive equalization processing.
  • CMA is a kind of blind equalization process used in an adaptive antenna.
  • the evaluation conditional expression JCM is defined as follows. (Equation 18)
  • y represents a signal after weighting, that is, a tap output
  • ⁇ s represents kurtosis with respect to the signal component.
  • Equation 20 h represents a convolution vector of weight and transmission path impulse response
  • s represents a transmission signal vector
  • W represents a weight vector
  • n represents a noise vector
  • adaptive equalization processing can be performed by the probability gradient method based on the evaluation condition represented by the above formula.
  • evaluation condition J CM and the average value of J CM if (y-
  • the adaptive equalization processing can be performed by the stochastic gradient method using the above-described tap coefficient recursion formula. At this time, it can be seen that it is realized by brand processing in which a pilot signal such as a reference signal, a reference signal, or a training signal is not used.
  • FIG. 5A is an overhead view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the expression of the evaluation condition based on the MMSE norm with respect to the tap coefficient.
  • FIG. 5B is a bird's eye view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression of evaluation conditions by CMA for tap coefficients.
  • FIG. 6A is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression of an evaluation condition based on the MMSE norm with respect to a tap coefficient.
  • FIG. 6B is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression of an evaluation condition by CMA with respect to the tap coefficient. In these four three-dimensional graphs, the same conditions are used for the propagation environment and the like.
  • the BUSGANG algorithm is a nonlinear problem that implicitly handles higher-order statistics that minimize the value of the expression of the evaluation condition.
  • the evaluation condition JBUSS is defined as the following equation. (Equation 35)
  • y iI represents the in-phase component of the tap output
  • y iQ represents the quadrature component of the tap output
  • R represents a constant.
  • n in parentheses represents a discrete time.
  • the adaptive equalization processing can be realized by the stochastic gradient method by recursive processing of this tap coefficient. As can be seen from the above equation, it can be seen that this is realized by blind processing that does not use a training signal such as a reference signal.
  • FIG. 7A is an overhead view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the expression of the evaluation condition based on the MMSE norm with respect to the tap coefficient.
  • FIG. 7B is a bird's-eye view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the expression of the evaluation condition by the BUSGANG algorithm for the tap coefficient.
  • FIG. 8A is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression of an evaluation condition based on the MMSE norm with respect to a tap coefficient.
  • FIG. 8B is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the expression of the evaluation condition according to the BUSGANG algorithm for the tap coefficient.
  • the same conditions are used for the propagation environment and the like.
  • FIG. 9A is a constellation of tap outputs when blind adaptive equalization processing is performed on 64QAM using CMA used in an adaptive antenna.
  • FIG. 9B is a constellation of tap outputs when blind adaptive equalization processing is performed on 64QAM using the BUSGANG algorithm.
  • Equation 49 vectors r 1 and r 2 represent received signal vectors input to the branch adaptive equalization processing of branch 1 and branch 2, respectively.
  • W 1 and W 2 represent tap coefficients (weight vectors) of the equalization filters of branches 1 and 2, respectively.
  • the tap output composite signal y and the tap outputs y 1 and y 2 of each branch are as follows.
  • the suffixes 1 and 2 represent the numbers of the corresponding branches, respectively.
  • the evaluation condition formula for the above formula is as follows. (Formula 52)
  • y I represents the in-phase component of the tap output composite signal
  • y Q represents the quadrature component of the tap output composite signal
  • AR represents a predetermined constant.
  • Equation 78 The calculation of the optimum point in the equation (Equation 78) of the evaluation condition obtained above can be realized by the stochastic gradient method of adaptive equalization processing using the equation (Equation 51) for recursive processing of tap coefficients. As can be seen from the equation, this calculation is realized by blind processing that does not use a training signal such as a reference signal.
  • FIG. 10A is an overhead view of a three-dimensional graph showing an optimal solution obtained by numerically calculating an expression of an evaluation condition based on the MMSE norm relating to a tap coefficient.
  • FIG. 10B is an overhead view of a three-dimensional graph as a result of diversity combining obtained by numerically calculating an expression of an evaluation condition to which the BUSSGANG algorithm is applied according to the tap coefficient. 10A and 10B are the calculation results under the same conditions such as the propagation environment.
  • FIG. 11 is a top view of the three-dimensional graph of FIG. 10B.
  • FIG. 11 shows that there are four local optimal solutions.
  • how the local optimum point is generated will be seen with a simple example for convenience of explanation.
  • the second element “ ⁇ 1” is generated at the same position as the element “1” in the expression (Equation 82) of branch 2, and the tap output of branch 2 is completely cancelled.
  • the third element “2” remains, only the signal of branch 1 is obtained and no diversity effect is obtained. That is, if it converges to this local optimum point, it does not become a diversity configuration.
  • the second element “ ⁇ 1” is generated at the same position as the element “1” in the expression (Equation 82) of branch 2, and the tap output of branch 2 is completely cancelled.
  • the third element “ ⁇ 2” remains, only the signal of branch 1 is obtained and no diversity effect is obtained. Therefore, even if it converges to this local optimum point, it does not become a diversity configuration.
  • the second element “ ⁇ 3” is generated at the same position as the element “1” in the expression (Equation 82) of branch 2, and a part of the tap output of branch 2 is canceled, leaving “ ⁇ 2”. .
  • This is a signal only for branch 1, and it can be seen that no diversity effect is obtained. Therefore, even if it converges to this local optimum point, it does not become a diversity configuration.
  • FIG. 12A is a graph showing the convergence state of tap coefficients in the first branch when the evaluation condition (Mathematical Formula 78) by BUSGANG applied to the tap output composite signal is actually used.
  • FIG. 12B is a graph showing the convergence state of tap coefficients in the second branch when the evaluation condition (Equation 78) according to BUSSANG applied to the tap output composite signal is actually used.
  • 12A and 12B are views in a transmission path state in which a signal input to the branch 2 is delayed by 2 taps. Therefore, it can be seen that the third element of the tap coefficient of branch 1 acts so as to cancel the first element of tap 2, and only the first tap coefficient of branch 1 remains and normal diversity combining cannot be performed.
  • MUSIC Multiple Signal Classification
  • the taps provided at the inputs of each branch are linked and the tap coefficient is updated by blind adaptive processing, the difference in tap output of each branch is minimized in the evaluation conditions of the adaptive processing.
  • An element for controlling the tap is included.
  • the extended received signal vector r and the extended weight vector W are defined as follows.
  • r 1 and r 2 represent received signal vectors input to the taps of branches 1 and 2.
  • W 1 and W 2 represent tap coefficients (weight vectors) of branches 1 and 2.
  • the tap output is as follows.
  • the elements of the extended received signal vector r are marked with “-(minus)” and are controlled so that there is no difference in tap output. (Equation 93)
  • the suffixes “1” and “2” indicate branch numbers.
  • Equation 95 The evaluation condition formula for the above formula (Equation 94) is as follows.
  • suffixes 1 and 2 indicate branches, those without suffixes 1 and 2 indicate expanded signals
  • yI is an in-phase component of a tap output composite signal composed of tap coefficients (weight wm)
  • yQ is Orthogonal component.
  • R is a constant.
  • the tap coefficient update formula is as follows. (Formula 110) That is, this is equal to the tap coefficient updating formula (Equation 94).
  • the first to fifth terms of the right side of the above formula are calculated individually.
  • the first and second terms can be calculated by using the above equation (Equation 40).
  • the third term can be calculated by using the above equation (Equation 66).
  • the fourth and fifth terms can be calculated by using the above formula (Formula 77).
  • the following equation is obtained by applying the equation (Equation 79) relating to 64QAM. (Equation 115)
  • FIG. 13A is an overhead view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an evaluation conditional expression based on the MMSE norm.
  • FIG. 13B is a bird's eye view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an evaluation condition by BUSSANG applied to a tap output composite signal using a NULL space.
  • FIG. 14A is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an evaluation conditional expression based on the MMSE norm.
  • 14B is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an evaluation condition by BUSSANG applied to a tap output composite signal using a NULL space. 13A, 13B, 14A, and 14B all show the results obtained under the same conditions such as the propagation environment.
  • this branch uses an evaluation condition that includes an element that controls the tap so that the difference in tap output is minimized. It can be seen that when adaptive equalization processing is performed, stable adaptive control is performed.
  • FIG. 15A is a bird's-eye view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the evaluation condition formula according to the BUSSGANG algorithm.
  • FIG. 15B is a bird's eye view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression for evaluation conditions including an element that controls taps so that the difference in tap output between branches is minimized.
  • FIG. 16A is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the expression of the evaluation condition according to the BUSSGANG algorithm.
  • FIG. 16B is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating an expression for an evaluation condition including an element that performs tap control so that the difference in tap output of each branch is minimized.
  • the evaluation condition according to the BUSSGANG algorithm includes four local minimum points, and therefore it is not possible to obtain a stable diversity effect.
  • controlling the tap so that the difference in tap output of each branch is minimized works to select one of the four local minimum values, which is the optimum point.
  • good diversity characteristics can be obtained.
  • FIG. 17 is a circuit diagram schematically showing the configuration of the wireless communication apparatus according to the first embodiment of the present invention. Components of the wireless communication apparatus in FIG. 17 will be described.
  • the wireless communication apparatus of FIG. 17 includes a first antenna 101, a second antenna 102, a first mixer 103, a second mixer 104, a predetermined local oscillator, and a first A / D converter. 105, the second A / D converter 106, the first tap processing unit 107, the second tap processing unit 108, the tap output combining unit 109, the blind adaptation processing unit 110, and the diversity combining unit 111. It is equipped with.
  • a set of the first antenna 101, the first mixer 103, the first A / D converter 105, and the first tap processing unit 107 is referred to as a first branch.
  • a set of the second antenna 102, the second mixer 104, the second A / D converter 106, and the second tap processing unit 108 is referred to as a second branch.
  • the connection relationship of the components of the wireless communication apparatus in FIG. 17 will be described.
  • the output unit of the first antenna 101 is connected to the first input unit in the first mixer 103.
  • the output unit of the second antenna 102 is connected to the first input unit of the second mixer 104.
  • the second input unit in the first mixer 103 is connected to a predetermined local oscillator.
  • the second input unit in the second mixer 104 is connected to a predetermined local oscillator. Note that the predetermined local oscillators connected to the first and second mixers 103 and 104 may be the same as shown in FIG. 17 or may be separate.
  • the first and second output units in the first mixer 103 are connected to the first and second input units in the first A / D converter 105, respectively.
  • the first and second output sections in the second mixer 104 are connected to the first and second input sections in the second A / D converter 106, respectively.
  • the first and second output units in the first A / D converter 105 are connected to the first and second input units in the first tap processing unit 107, respectively.
  • the first and second output units in the second A / D converter 106 are connected to the first and second input units in the second tap processing unit 108, respectively.
  • the first output unit in the first tap processing unit 107 includes a first input unit in the tap output combining unit 109, a first input unit in the blind adaptive processing unit 110, and a first input in the diversity combining unit 111. Connected to the department.
  • the second output unit in the first tap processing unit 107 includes a second input unit in the tap output combining unit 109, a second input unit in the blind adaptive processing unit 110, and a second input in the diversity combining unit 111.
  • the first output unit in the second tap processing unit 108 includes a third input unit in the tap output combining unit 109, a third input unit in the blind adaptive processing unit 110, and a third input in the diversity combining unit 111.
  • the second output unit in the second tap processing unit 108 includes a fourth input unit in the tap output combining unit 109, a fourth input unit in the blind adaptive processing unit 110, and a fourth input in the diversity combining unit 111. Connected to the department.
  • the third output unit in the first tap processing unit 107 is connected to the fifth input unit in the blind adaptation processing unit 110.
  • the third output unit in the second tap processing unit 108 is connected to the sixth input unit in the blind adaptation processing unit 110.
  • the first and second output units in the tap output combining unit 109 are connected to the seventh and eighth input units in the blind adaptation processing unit 110.
  • the first output unit in the blind adaptation processing unit 110 is connected to the third input unit in the first tap processing unit.
  • the second output unit in the blind adaptation processing unit 110 is connected to the third input unit in the second tap processing unit.
  • the operation of the wireless communication apparatus in FIG. 17, that is, the wireless communication method according to this embodiment will be described.
  • the first and second antennas 101 and 102 each receive a radio signal and output a received signal.
  • the first and second mixers 103 and 104 down-convert and output the frequencies of the output signals from the first and second antennas 101 and 102, respectively.
  • the first and second A / D converters 105 and 106 respectively convert the output signals from the first and second mixers 103 and 104 into digital signals and output the digital signals.
  • the first tap processing unit 107 receives the output signal from the first A / D converter 105 and the first tap coefficient (weight vector) W 1 from the blind adaptation processing unit 110.
  • the first tap processing unit 107 multiplies the output signal from the first A / D converter 105 by a first tap coefficient (weight vector) W 1 and an in-phase component y 1I ( n) and the orthogonal component y 1Q (n).
  • the first tap processing unit 107 outputs the in-phase component y 1I (n) and the quadrature component y 1Q (n) in the first tap output signal toward the tap output combining unit 109, the blind adaptive processing unit 110, and the diversity combining unit 111. Is output.
  • the first tap processing unit 107 outputs the output signal from the first A / D converter 105 to the blind adaptation processing unit 110 as the first received signal vector r 1 .
  • the second tap processing unit 108 receives the output signal from the second A / D converter 106 and the second tap coefficient (weight vector) W 2 from the blind adaptation processing unit 110.
  • the second tap processing unit 108 multiplies the output signal from the second A / D converter 106 by the second tap coefficient (weight vector) W 2 to in-phase component y 2I ( n) and the orthogonal component y 2Q (n).
  • the second tap processing unit 108 transmits the in-phase component y 2I (n) and the quadrature component y 2Q (n) in the second tap output signal toward the tap output combining unit 109, the blind adaptive processing unit 110, and the diversity combining unit 111. Is output.
  • the second tap processing section 108 an output signal from the second A / D converter 106, a second received signal vector r 2, to output to the blind adaptive processing unit 110.
  • the tap output combining unit 109 generates a difference y I (n) between the in-phase components y 1I (n) and y 2I (n) in the first and second tap output signals, and the blind adaptive processing unit Output to 110.
  • the tap output combining unit 109 generates a difference y Q (n) between the orthogonal components y 1Q (n) and y 2Q (n) in the first and second tap output signals, respectively, and performs blind adaptation. Output to the processing unit 110.
  • the blind adaptation processing unit 110 performs tap updating based on the evaluation condition formula (Equation 117) including the element that controls the tap so that the difference in tap output is minimized. That is, the blind adaptation processing unit 110 includes the first and second received signal vectors r 1 and r 2 , the in-phase component y 1I (n) and the quadrature component y 1Q (n) in the first tap output signal, the second In-phase component y 2I (n) and quadrature component y 2Q (n) in the tap output signal, and difference y I (in-phase component y 1I (n), y 2I (n) in each of the first and second tap output signals n) and the difference y Q (n) between the orthogonal components y 1Q (n) and y 2Q (n) in the first and second tap output signals, respectively, and the first and second tap coefficients (weight vectors) ) W 1 and W 2 are generated and output to the first and second tap processing units 107 and 108, respectively.
  • the blind adaptation processing unit 110 includes, for example, an input unit, an output unit, a calculation unit, a storage unit, a bus connecting them, and the like, and may include a general-purpose computer that executes a predetermined program.
  • the predetermined program is stored in the storage unit or the like, and is evaluated by the calculation unit as necessary, and includes an element that controls the tap so that the difference in tap output of each branch is minimized. It is desirable that the conditional expression (Equation 117) is constructed so as to perform numerical calculation.
  • the tap output difference generation unit 109 is provided outside the blind adaptation processing unit 110 in order to clarify the features of the present invention.
  • the blind adaptation processing unit 110 may include a tap output difference generation function.
  • the diversity combining unit 111 receives the first and second tap output signals from the first and second branches.
  • the diversity combining unit 111 diversity-combines and outputs the first and second tap output signals, and the diversity processing according to the embodiment of the present invention is completed.
  • FIG. 18 is a circuit diagram schematically showing a configuration of a wireless communication apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the configuration of the wireless communication apparatus of FIG. 18 is that first and second AGCs (Automatic Gain) are provided between the first and second mixers 103 and 104 and the first and second A / D converters 105 and 106. Controller: automatic gain control device) is added, and diversity combining section 111 is replaced with another diversity combining section 601.
  • AGCs Automatic Gain
  • Controller automatic gain control device
  • the first and second output units in the first mixer 103 are connected to the first and second input units in the first AGC 602, respectively.
  • the first and second output units in the second mixer 104 are connected to the first and second input units in the second AGC 603, respectively.
  • the first and second output units in the first AGC 602 are connected to the first and second input units in the first A / D converter 105, respectively.
  • the first and second output units of the second AGC 603 are connected to the first and second input units of the second A / D converter 106, respectively.
  • the first and second output units in the first tap processing unit 107 are connected to the first and second input units in the diversity combining unit 601.
  • the first and second output units in the second tap processing unit 108 are connected to the third and fourth input units in the diversity combining unit 601.
  • the third output unit in the first AGC 602 is connected to the fifth input unit in the diversity combining unit 601.
  • the third output unit in the second AGC 603 is connected to the sixth input unit in the diversity combining unit 601.
  • the other configuration of the wireless communication apparatus according to the present embodiment is the same as that of the first embodiment of the present invention, and thus further detailed description is omitted.
  • the operation of the wireless communication apparatus according to the present embodiment that is, the wireless communication method according to the present embodiment will be described.
  • the operation of the wireless communication apparatus according to this embodiment is the same as that of the first embodiment of the present invention, to which an automatic gain control function by the first and second AGCs 602 and 603 is added. That is, even if the reception electric field level of each antenna 101, 102 varies, the signal level in each branch is kept constant. At this time, there is an advantage that the same calculation accuracy can be maintained.
  • the first and second AGCs 602 and 603 detect the output level, smooth, compare with the reference level, generate an automatic gain control signal, and multiply the input signal by the automatic gain control signal. In this way, the first and second AGCs 602 and 603 keep their output levels constant.
  • the input electric field level and the automatic gain control signal are related to each other. This means that the input electric field level can be estimated from the automatic gain control signal.
  • the diversity combining unit 601 in FIG. 18 receives inputs from automatic gain control signals supplied from the first and second AGCs in addition to the function of the diversity combining unit 111 according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. It has a function to estimate the electric field level. Based on the estimation result, diversity combining section 601 weights the signal of each branch, and then performs diversity combining. As a result, characteristics close to ideal diversity can be obtained.
  • FIG. 19 is a circuit diagram schematically showing a configuration of a wireless communication apparatus according to the third embodiment of the present invention.
  • the configuration of the wireless communication apparatus in FIG. 19 is equivalent to the wireless communication apparatus according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. That is, the blind adaptation processing unit 110 and the diversity combining unit 111 are replaced with another blind adaptation processing unit 701 and another diversity combining unit 702.
  • the blind adaptation processing unit 701 according to the present embodiment is equivalent to the blind adaptation processing unit 110 according to the first embodiment of the present invention to which the following configuration and functions are added. That is, a function for estimating the quality of each branch and outputting the estimation result as an estimated quality signal and a third output unit for outputting the estimated quality signal are added.
  • the diversity combining unit 702 according to the present embodiment is equivalent to the diversity combining unit 702 according to the first embodiment of the present invention with the following configuration and functions added. That is, a fifth input unit that is connected to the third output unit in the blind adaptive processing unit 110 and inputs an estimated quality signal, and a function that performs weighted synthesis of each branch signal based on the estimated quality signal in diversity combining, Add
  • the estimated quality J Jcm2 of branch 2 is defined as follows. (Equation 121)
  • the values of J Jcm1 and J Jcm2 increase, the quality of the first and second branches is poor, and conversely, when the values are small, it is determined that the quality is good.
  • the relationship between the value and the line quality may be collected in a table in advance, and the weight combining may be performed by the diversity combining unit 702 using the table.
  • FIG. 20 is a circuit diagram schematically showing a configuration of a wireless communication apparatus according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the configuration of the wireless communication apparatus in FIG. 20 is equivalent to the wireless communication apparatus according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. That is, an adaptive equalization processing unit 801 is added.
  • the adaptive equalization processing unit 801 includes first to eighth input units and first and second output units.
  • the first input unit is connected to the first output unit in the first tap processing unit 107, and inputs the in-phase component y 1I (n) in the first tap output signal.
  • the second input unit is connected to the second output unit in the first tap processing unit 107, and receives the quadrature component y 1Q (n) in the first tap output signal.
  • the third input unit is connected to the first output unit in the second tap processing unit 108, and inputs the in-phase component y 1I (n) in the second tap output signal.
  • the fourth input unit is connected to the second output unit of the second tap processing unit 108, and inputs the quadrature component y 1Q (n) in the second tap output signal.
  • Input of the fifth which is connected to a third output unit in the first tap section 107, inputs the first received signal vector r 1.
  • Input of the sixth which is connected to the third output portion of the second tap processing unit 108 inputs the second received signal vector r 2.
  • Input of the seventh which is connected to the first output portion of the blind adaptive processing unit 110, and inputs a first tap coefficient (weight vector) W 1.
  • Input of the eighth which is connected to the second output portion of the blind adaptive processing unit 110, and inputs the second tap coefficients (weight vector) W 2.
  • the first output unit is connected to the third input unit in the first tap processing unit 107, and outputs a first adaptive equalization tap coefficient (weight vector) W′1.
  • the second output unit is connected to the third input unit in the second tap processing unit 108, and outputs a second adaptive equalization tap coefficient (weight vector) W′2.
  • the first and second output units in the blind adaptation processing unit 110 are in the first and second tap processing units 107 and 108, respectively. They are not connected to the third input units, respectively. Since the other configuration of the wireless communication apparatus according to the present embodiment is the same as that of the first embodiment of the present invention, further detailed description is omitted.
  • the adaptive equalization processing unit 801 that is, the adaptive equalization processing steps in the wireless communication method according to the present embodiment will be described.
  • the tap coefficients (weight vectors) W 1 and W 2 calculated by the blind processing unit 110 using the equation (Equation 117) are once supplied to the adaptive equalization processing unit 801.
  • the adaptive equalization processing unit 801 converts the input tap coefficients (weight vectors) W 1 and W 2 to the first and first values.
  • Each of the two tap processing units 107 and 108 is sent through as it is.
  • the adaptive equalization processing unit 801 When the tap coefficients (weight vectors) W 1 and W 2 converge, the adaptive equalization processing unit 801 performs normal adaptive control using the determination value as a reference signal, and performs adaptive equalization tap coefficients (weight vectors) W ′ 1 , W 'Calculate 2 .
  • the adaptive equalization processing unit 801 taps the calculated adaptive equalization tap coefficients (weight vectors) W ′ 1 and W ′ 2 by the blind processing unit 110 according to the equation (Equation 117). Instead of W 1 and W 2 , they are sent to the first and second tap processing sections 107 and 108, respectively. In this way, the wireless communication apparatus according to the present embodiment can obtain stable characteristics.
  • the determination of whether or not the tap coefficient has converged can be performed, for example, by preparing a timer in the adaptive equalization processing unit 801. That is, it can be realized with a simple configuration without using a special circuit or processing by simply detecting that a predetermined time has elapsed and switching the internal circuit of the adaptive equalization processing unit 801. is there.
  • r 1 and r 2 are received signal vectors input to the tap processing units 107 and 108 of the first and second branches. It is. W 1 and W 2 are tap coefficients (weight vectors) in the first and second branches, respectively.
  • the tap is updated by blind adaptation processing in cooperation with the tap. That is, as an evaluation condition for adaptive processing, tap control is performed based on a value obtained from a signal obtained by combining tap outputs of each branch and a signal for each branch. Therefore, the signal obtained by combining the tap outputs and the signal for each branch are as follows. (Equation 123)
  • the suffixes 1 and 2 correspond to the first and second branches, respectively.
  • tap coefficients are updated by linking equalization processing of the first and second branches and adaptive synthesis as follows. (Equation 124)
  • the evaluation condition formula for the above formula is as follows.
  • Equation 125 the suffixes 1 and 2 indicate the first and second branches, respectively. Those without suffixes 1 and 2 indicate an extended signal.
  • y I is the in-phase component of the tap output composite signal composed of a tap coefficient (weight w m), similarly, y Q is an orthogonal component.
  • AR and R are predetermined constants, respectively.
  • Equation 125 The remaining third to sixth terms on the rightmost side of the above-mentioned evaluation conditional expression (Equation 125) can be calculated by the aforementioned expression (Equation 116). This is the same as the equation (Equation 35) in the case of the evaluation condition by the above-described BUSGANG algorithm. Therefore, the evaluation conditional expression is as follows. (Equation 131)
  • FIG. 21A is an overhead view of a three-dimensional graph (root mean square error surface) obtained by numerically calculating an expression (Equation 13) of an evaluation condition based on the MMSE norm.
  • FIG. 21B is an overhead view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the expression (Equation 131) of the evaluation condition by BUSSANG applied to the tap output composite signal using the composite space.
  • FIG. 22A is a top view of a three-dimensional graph (root mean square error surface) obtained by numerically calculating an expression (Equation 13) of an evaluation condition based on the MMSE norm.
  • FIG. 22B is a top view of a three-dimensional graph obtained by numerically calculating the expression (Equation 131) of the evaluation condition by BUSSANG applied to the tap output synthesized signal using the synthesized space.
  • 21A, FIG. 21B, FIG. 22A, and FIG. 22B are all the results under the same conditions such as the propagation environment.
  • the evaluation conditional expression (Equation 131) for controlling the tap based on the value obtained from the signal obtained by synthesizing the tap output of each branch and the signal for each branch is also single. It turns out that it converges to the optimal point. In this case, it takes a complicated shape as will be described below, but it can be seen that the adaptive control can be performed stably with the blind by adjusting the parameters.
  • FIG. 23A is a bird's-eye view of a three-dimensional graph showing J Jcm1 and J Jcm2 in the evaluation condition formula (Equation 131) by BUSSANG applied to the tap output synthesized signal using the synthesized space.
  • FIG. 23B is an overhead view of a three-dimensional graph showing J ASBUSS in the evaluation condition formula (Equation 131) by BUSSANG applied to the tap output composite signal using the composite space.
  • FIG. 23A is a bird's-eye view of a three-dimensional graph showing J Jcm1 and J Jcm2 in the evaluation condition formula (Equation 131) by BUSSANG applied to the tap output synthesized signal using the synthesized space.
  • FIG. 23B is an overhead view of a three-dimensional graph showing J ASBUSS in the evaluation condition formula (Equation 131) by BUSSANG applied to the tap output composite signal using the composite space.
  • FIG. 24A is a top view of a three-dimensional graph showing J Jcm1 and J Jcm2 in the evaluation condition formula (Equation 131) applied to the BUSSANG applied to the tap output synthesized signal using the synthesized space.
  • FIG. 24B is a top view of a three-dimensional graph showing J ASBUSS in the evaluation condition formula (Equation 131) by BUSSANG applied to the tap output combined signal using the combined space.
  • the evaluation conditional expressions in FIGS. 23A and 24A are evaluation conditional expressions (Expression 41) based on the above-described BUSGANG algorithm, and cannot include a stable diversity effect because it includes four local minimum points. I understand.
  • the evaluation condition formulas in FIGS. 23B and 24B are the same as the above-described J comb_BUSS formula (Formula 78). Therefore, as described in the case of the evaluation condition by the BUSSGANG applied to the tap output composite signal of each branch, the four local minimum points are included and a stable diversity effect cannot be obtained. However, since the local minimum points of each other can be shifted by adjusting the parameters, a single optimum point can be obtained though the complicated shape shown in FIGS. 21B and 22B.
  • FIG. 25 is a circuit diagram showing a configuration of a wireless communication apparatus according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the wireless communication apparatus in FIG. 25 is equivalent to the wireless communication apparatus according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 17 with the following modifications. That is, the tap output difference generation unit 109 in FIG. 17 is replaced with a tap output difference generation unit 1301 in FIG. 25, and the blind adaptation processing unit 110 in FIG. 17 is replaced with a blind adaptation processing unit 1302 in FIG.
  • the tap output difference generation unit 1301 includes in-phase components y 1I (n) and y 2I (first and second tap output signals output from the first and second tap processing units 107 and 108, respectively. n) is inputted, and the in-phase component y I (n) of the tap output composite signal which is the sum is outputted. Similarly, the tap output difference generation unit 1301 according to the present embodiment has orthogonal components y 1Q (n) of the first and second tap output signals output from the first and second tap processing units 107 and 108, respectively. y 2Q (n) is input, and a quadrature component y Q (n) of the tap output composite signal, which is the sum of the two, is output to the blind adaptive processing unit 1302.
  • the blind adaptation processing unit 1302 will be described.
  • the blind adaptive processing unit 1302 receives the in-phase component y I (n) and the quadrature component y Q (n) of the tap output combined signal, and the first and second tap coefficients according to the above-described evaluation conditional expression (Equation 131). (Weight vectors) W 1 and W 2 are generated.
  • the blind adaptive processing unit 1302 outputs the first and second tap coefficients (weight vectors) W 1 and W 2 to the first and second tap processing units 107 and 108, respectively.
  • the other configuration of the wireless communication apparatus according to the present embodiment is the same as that of the first embodiment of the present invention, and thus further detailed description is omitted.
  • the tap output combining unit 1301 in FIG. ing When tap control is performed based on the value obtained by combining the tap output of each branch and the signal for each branch, the tap output combining unit 1301 in FIG. ing.
  • the nulling is performed using the 109 tap output difference generation unit. Is going.
  • the blind adaptation processing unit 1302 that inputs these signals calculates a tap coefficient based on the in-phase component and the quadrature component of the synthesized tap output signal according to the equation (Equation 124), and the signal output by the tap coefficient is calculated.
  • the data is input to the diversity combining unit 111 and the processing is completed.
  • FIG. 26 is a graph showing the effect of the space diversity of the blind process in the wireless communication apparatus according to the present invention.
  • the method used in performing the simulation of FIG. 26 is as follows. That is, the evaluation condition by BUSSANG applied to the tap output composite signal using the NULL space is used. Here, the tap coefficient provided by the input of each branch is linked and the tap coefficient is updated by the blind adaptation process. At this time, an expression (Equation 94) including an element for controlling the tap is used so that the difference in the tap output of each branch is minimized in the evaluation condition of the adaptive process.
  • the vertical axis indicates the symbol error rate
  • the horizontal axis indicates the delay time of the delayed interference wave. From FIG. 26, it can be seen that the influence of the interference wave becomes more severe as the delay time increases. In addition, it can be seen from FIG. 26 that, in the case of IP combining introduced as the prior art, the characteristics are extremely deteriorated only by slightly increasing the delay of the interference wave. Also, in the case of MID synthesis (mutual interference cancellation), ideal cancellation is performed, so that there is no influence of interference waves. However, since the propagation path of each branch is in a state where the direct wave of each branch is close to the opposite direction, the diversity gain is reduced and the characteristics are poor.

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  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

　本発明による無線通信装置は、複数のブランチと、タップ出力合成部と、ブラインド適応処理部と、ダイバーシチ合成部とを具備する。ここで、複数のブランチは、スペースダイバーシチ方式の受信信号およびタップ係数に基づいてタップ出力信号および受信信号ベクトルを生成するタップ処理部を有する。タップ出力合成部は、タップ出力合成信号としてタップ出力信号を連携して演算する。ブラインド適応処理部は、タップ出力合成信号および受信信号ベクトルに基づいてタップ係数をブラインド適応処理によって生成する。ダイバーシチ合成部は、タップ出力信号をダイバーシチ合成する。ブラインド適応処理部は、タップ出力合成信号を最小に抑える評価条件を用いる。

Description

無線通信装置
　本発明は、無線通信装置と、この無線装置を用いた無線通信方法とに係り、特に、スペースダイバーシチ方式を用いる無線通信装置と、この無線装置を用いた無線通信方法とに係る。
　無線通信システムにおいて、特にマイクロ波を用いて無線通信を行う場合は、フェージングの防止策として、ＳＤ（Ｓｐａｃｅ　Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ：スペースダイバーシチ）方式を採用することが有効である。
　ＳＤ方式は、適切な距離をおいて配置された複数のアンテナへの受信波が同時に劣化する可能性が低いことを利用して、フェージングによる電波伝搬特性の劣化を補償する技術である。
　図１は、ＳＤ方式を用いた無線通信システムの構成例を概略的に示す図である。図１の無線通信システムは、第１、第２の固定局２００１、２００２を具備している。第１の固定局２００１は、第１、第２のアンテナを具備している。第２の固定局２００２は、第３のアンテナを具備している。第１の固定局２００１において、第１、第２のアンテナは、その中心同士が、ＳＤ方式に適した距離ｄだけ離れているものとする。ここでは一例として、第１～第３のアンテナが向かい合って水平方向を向いており、第１のアンテナの中心が地上から高度Ｌに配置されており、第２のアンテナの中心が第１のアンテナの中心が地上から高度Ｌ＋ｄに配置されており、第３のアンテナの中心が地上から高度Ｌ’に配置されているものとする。
　図１の無線通信システムにおいて、第２の固定局２００２が第３のアンテナから信号を送信し、第１の固定局２００１がこの信号を第１、第２のアンテナで受信する。第１の固定局２００１は、第１、第２のアンテナで得られた２つの信号にダイバーシチ処理を施す受信処理を行う。
　図２は、ＳＤ方式を用いた無線通信システムの受信処理を行う回路の構成例を概略的に示す回路図である。図２の回路は、第１、第２のアンテナと、第１、第２のミキサーと、第１、第２のＡ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器と、ダイバーシチ合成部と、ローカルオシレータとを具備している。なお、図２の回路図では、直交復調π／２成分やフィルタなどが省略されている。ここで、図２の第１、第２のアンテナは、図１の第１、第２のアンテナにそれぞれ対応しているものとする。第１のアンテナ、第１のミキサー、第１のＡ／Ｄ変換器をまとめて、第１のブランチと呼ぶ。同様に、第２のアンテナ、第２のミキサー、第２のＡ／Ｄ変換器をまとめて、第２のブランチと呼ぶ。
　第１のアンテナで受信された第１の信号は、第１のミキサー、第１のＡ／Ｄ変換器を介して、合成回路に供給される。同様に、第２のアンテナで受信された第２の信号は、第２のミキサー、第２のＡ／Ｄ変換器を介して、合成回路に供給される。ここで、直列に接続された第１のアンテナ、第１のミキサー、第１のＡ／Ｄ変換器をまとめて、第１のブランチと呼ぶ。同様に、直列に接続された第２のアンテナ、第２のミキサー、第２のＡ／Ｄ変換器をまとめて、第２のブランチと呼ぶ。最後に、合成回路が第１、第２のブランチから供給された２つの信号を合成することで、ダイバーシチ処理が完了する。
　上記に関連して、特許文献１（特開平９－３３１２８１号公報）には、送受信装置に係る記載が開示されている。この送受信装置は、複数のブランチの送受信兼用アンテナと、ベースバンド復調部と、送信アンテナ切換部とを備える。ここで、ベースバンド復調部は、各ブランチの受信信号を復調する。送信アンテナ切換部は、各ブランチの受信信号の受信パワーに基づいて送信アンテナを切り換える。この送受信装置は、ＴＤＤ方式の無線通信システムにおいて送信ダイバーシチを行なう。この送受信装置は、比較手段を備えることを特徴とする。ここで、比較手段は、ベースバンド復調部の復調の過程で得られるディジタルデータを用いて各ブランチの受信信号の受信パワーを比較し、送信アンテナ切換部に送信アンテナの選択情報を出力する。
　また、特許文献２（特表２００４－５１８３３１号公報）には、適応アンテナシステムに係る記載が開示されている。この適応アンテナシステムは、Ｎ個のアンテナと、Ｎ個のフォワード等化器と、Ｎ個のプロセッサとを備えることを特徴とする。ここで、Ｎ個のフォワード等化器は、Ｎ個のアンテナ各自に動作可能に接続されている。Ｎ個のプロセッサは、Ｎ個のフォワード等化器の各自に関連する係数を調整するＮ個の制御信号をそれぞれ生成するために、コンスタントモジュラスアルゴリズムを実行する。
　また、特許文献３（特開２００５－９４５００号公報）には、ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラに係る記載が開示されている。このダイバーシティ受信用回り込みキャンセラは、ＯＦＤＭ信号用のダイバーシティ受信手段と回り込みキャンセル手段を有する。ここで、ＯＦＤＭ信号用のダイバーシティ受信手段は、複数のブランチを有する。回り込みキャンセル手段は、ダイバーシティ受信手段が出力するダイバーシティ合成後の受信信号を入力して、実質的に回り込み波をキャンセルして出力することを特徴とする。
　また、特許文献４（特開２００８－４８１３９号公報）には、マイクロ波無線送受信装置に係る記載が開示されている。このマイクロ波無線送受信装置は、複数のアンテナが設置された第１の固定局と単一のアンテナが設置された第２の固定局との間でマイクロ波による無線通信を行う無線通信システムの第１の固定局に用いられる。このマイクロ波無線送受信装置は、受信処理手段と、送信処理手段と、切り替えスイッチと、切り替え制御手段とを備えたことを特徴とする。ここで、受信処理手段は、複数のアンテナそれぞれに対応して設けられ、対応するアンテナに到来したマイクロ波信号について受信処理を行う。送信処理手段は、送信対象のデータから無線周波数の信号を生成する。切り替えスイッチは、送信処理手段によって得られた無線周波数の信号を、複数のアンテナのいずれか一方を指定する切り替え制御信号に応じて指定されたアンテナに伝送し、アンテナによる無線送信に供する。切り替え制御手段は、複数の受信処理手段によってそれぞれ得られる受信信号の選択に同期して、選択された受信信号に対応するアンテナを指定する切り替え制御信号を生成し、切り替えスイッチに入力する。
特開平９－３３１２８１号公報 特表２００４－５１８３３１号公報 特開２００５－９４５００号公報 特開２００８－４８１３９号公報
　トラフィックの増加に伴いマイクロ波無線通信システムの大容量化が進み、高次の多値変調信号を高速に伝送する様になってきた。一方、マイクロ波帯では、干渉波の発生要因となる多重伝搬路による周波数選択性フェージングが発生する。
　図３は、フェージングについて説明するための図である。図３の図には、図１の無線通信システムと、この無線通信システムで送受信される信号の経路とが示されている。この、第３のアンテナから第１または第２のアンテナへの経路には、大きく分けて、直接届くＬＯＳ　Ｒａｙと、地上などで反射してから届くＲｅｆｌｅｃｔｅｄ　Ｒａｙとがある。
　高速で更に高次の多値変調信号を使用すると、この周波数選択性フェージングにより、誤り率特性が著しく劣化する。
　従来から、周波数選択性フェージング対策として、適応等化処理が行われてきた。一般に、適応アルゴリズムでは、タップ係数の収束特性を得る為にトレーニング信号を伝送する。このトレーニング信号の伝送は、特に、ＴＤＭＡの移動通信などのバースト伝送では必須である。
　一方、固定マイクロ波無線通信システムなどでは、既存システムの信号構成上、トレーニング信号を入れられない場合がある。この場合は、パイロット信号やリファレンス信号或いはトレーニング信号と呼ばれる既知の系列信号を用いない手法であるブラインド処理が有効である。
　パイロット信号やリファレンス信号或いはトレーニング信号などは、既知の系列信号で実際の情報の伝達に何ら寄与しない為、伝送効率を上げる為にもブラインド処理が好ましい。
　例えば、移動通信等では、１０％程度の無線リソースをパイロット信号やリファレンス信号に割り当てているが、これをそのまま１０２４ＱＡＭで伝送している固定マイクロ波無線通信システムに当てはめたとすると、５１２ＱＡＭ相当の伝送速度になってしまい、折角送信電力を倍増して高速伝送を実現したのに、情報伝達に対する実効速度がそれに伴わないことになるのである。
　従来からブラインド処理で実現したＳＤ方式として、ＩＰ（Ｉｎ－Ｐｈａｓｅ：同相）合成と呼ばれる手法がある。ＩＰ合成法は、ブランチの片方の信号に低周波の位相変調をかけて、合成後のＡＭ信号成分により位相の同相状態を検出し、その検出結果を用いて位相器へのフィードバック制御を行うというものである。ＩＰ合成法は、低い周波数の振幅成分を検出に用いている。高次の多値変調が可能なＱＡＭはその変調方式に起因する振幅成分の変動を内包している。その為、多値のＱＡＭへのＩＰ合成法の適用は問題がある。また後述するが、ＩＰ合成法は、周波数選択性フェージングにより誤り率特性が著しく劣化する。
　周波数選択性フェージングを考慮し、ブラインド処理で実現したＳＤ方式としてＭＩＤ合成（Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ　ｃｏｍｂｉｎｅｒ：最小振幅偏差合成）と呼ばれる方法がある。説明のし易さから、ＩＰ合成法と異なる部分で、ＭＩＤ合成法の特徴を示す干渉波相殺合成動作を極端な例で説明する。
　図４は、ＭＩＤ合成法の特徴を示す干渉波相殺合成動作を二つのアンテナで受信した例で示した図である。異なる電波伝搬条件の二つの例で説明している。また同図は受信波を回転フェザーのベクトル表記で示している。
　図４において、第１のブランチ（Ｂｒａｎｃｈ　１）は、例えば図３における右側の受信局の上側のアンテナに対する受信信号を示していることにする。同様に、第２のブランチ（Ｂｒａｎｃｈ　２）は、図３における右側の受信局の下側のアンテナに対する受信信号を示しているということにする。受信波は図３に示されている様に、直接波（図中、ＬＯＳ　ｒａｙと表記）に遅延反射波（図中、Ｒｅｆｌｅｃｔｅｄ　ｒａｙと表記）が加わったものである。
　干渉波相殺合成動作は、干渉波であるそれぞれのブランチの遅延反射波の位相を逆位相に成るようにブランチ内にある位相器を調整して合成を行うものである。従って、図４の右側の列に示されている様に、干渉波成分である遅延反射波成分が相殺され、残るブランチ１の直接波成分とブランチ２の直接波成分が合成されダイバーシチ処理が完結する。この処理が理想的に行われたならば、遅延反射波成分が完全に無くなるので、周波数選択性フェージングによる干渉が結果的に解消される。しかしながらこの方式は以下の問題を包含している。
　マイクロ波無線通信システムの電波伝搬環境は、アンテナの設置状況、反射対象である大地、あるいは海峡を跨ぐ場合には海面反射の状況によって色々変わる。図４の上側の例１は幸運な電波伝搬環境の場合である。干渉波成分である遅延反射波成分を相殺する様にブランチの位相器を調整した結果各ブランチの直接波が同じ方向を向くようになり、合成後の希望波電力が増大してダイバーシチ利得が得られた幸運な例である。一方、図４の下側の例２は厳しい条件の場合である。干渉波成分である遅延反射波成分を相殺するようにブランチの位相器を調整した結果各ブランチの直接波が反対方向に近い状態になり、その結果合成後の希望波電力が減少して、周波数選択性は解消されてもダイバーシチ利得が逆に減ってしまった例である。
　以上は説明のし易さから極端な形で、ＭＩＤ合成法を説明したが、電波伝搬環境によってダイバーシチ効果が大きく異なるという点でＭＩＤ合成法には問題がある。
　本発明の目的は、実際の情報の伝達に何ら寄与しないパイロット信号やリファレンス信号或いはトレーニング信号など伝送効率を低下させる既知の系列を用いることのないブラインド処理で、高速で高次の多値変調を用いる大容量マイクロ波無線通信に厳しい遅延干渉波が存在する周波数選択性フェージング環境下でも、無線伝搬環境による影響の少ない常に良好なダイバーシチ効果を発揮するマイクロ波無線通信装置を提供することである。
　本発明による無線通信装置は、複数のタップ処理部と、タップ出力合成部と、ブラインド適応処理部と、ダイバーシチ合成部とを具備する。ここで、複数のタップ処理部は、スペースダイバーシチ方式の受信信号および複数のタップ係数に基づいて複数のタップ出力信号および複数の受信信号ベクトルを生成する。タップ出力合成部は、タップ出力合成信号として複数のタップ出力信号の和または差を演算する。ブラインド適応処理部は、タップ出力合成信号および受信信号ベクトルに基づいて複数のタップ係数をブラインド適応処理によって生成する。ダイバーシチ合成部は、複数のタップ出力信号をダイバーシチ合成する。ブラインド適応処理部は、タップ出力合成信号を最小に抑える評価条件を用いる。
　本発明による無線通信方法は、スペースダイバーシチ方式の受信信号および複数のタップ係数に基づいて複数のタップ出力信号および複数の受信信号ベクトルを生成するステップと、タップ出力合成信号として複数のタップ出力信号の和または差を演算するステップと、タップ出力合成信号および受信信号ベクトルに基づいて複数のタップ係数をブラインド適応処理によって生成するステップと、複数のタップ出力信号をダイバーシチ合成するステップとを具備する。複数のタップ係数を生成するステップは、タップ出力合成信号を最小に抑える評価条件を用いるステップを具備する。
　既知の参照信号を用いずに、タップ処理部から入力する受信信号ベクトルに基づいて、タップ処理部に供給するタップ係数を生成するにあたって、ブラインド適応処理部は、各タップ出力信号の和または差を最小に抑えることを含む評価条件を用いる。
図１は、ＳＤ方式を用いた無線通信システムの構成例を概略的に示す図である。 図２は、ＳＤ方式を用いた無線通信システムの受信処理を行う回路の構成例を概略的に示す回路図である。 図３は、フェージングについて説明するための図である。 図４は、ＭＩＤ合成法の特徴を示す干渉波相殺合成動作を二つのアンテナで受信した例で示した図である。 図５Ａは、タップ係数に対する、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。 図５Ｂは、タップ係数に対する、ＣＭＡによる評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。 図６Ａは、タップ係数に対する、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。 図６Ｂは、タップ係数に対する、ＣＭＡによる評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。 図７Ａは、タップ係数に対する、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。 図７Ｂは、タップ係数に対する、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。 図８Ａは、タップ係数に対する、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。 図８Ｂは、タップ係数に対する、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。 図９Ａは、適応アンテナで用いられているＣＭＡを使い、６４ＱＡＭに対してブラインド適応等化処理を行った場合の、タップ出力のコンスタレーションである。 図９Ｂは、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムを使い、６４ＱＡＭに対してブラインド適応等化処理を行った場合の、タップ出力のコンスタレーションである。 図１０Ａは、タップ係数に係る、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式を数値計算して得られる最適解を示す３次元グラフの俯瞰図である。 図１０Ｂは、タップ係数に係る、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムを適用した評価条件の式を数値計算して得られるダイバーシチ合成の結果としての３次元グラフの俯瞰図である。 図１１は、図１０Ｂの３次元グラフの上面図である。 図１２Ａは、実際にタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件（数７８）を用いたときの、第１のブランチにおけるタップ係数の収束状態を示したグラフである。 図１２Ｂは、実際にタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件（数７８）を用いたときの、第２のブランチにおけるタップ係数の収束状態を示したグラフである。 図１３Ａは、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件式を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。 図１３Ｂは、ＮＵＬＬ空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。 図１４Ａは、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件式を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。 図１４Ｂは、ＮＵＬＬ空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。 図１５Ａは、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件の式を数値計算して得られた３次元グラフの俯瞰図である。 図１５Ｂは、各ブランチのタップ出力の差が最小となるようにタップの制御を行う要素を含む評価条件の式を数値計算して得られた３次元グラフの俯瞰図である。 図１６Ａは、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件の式を数値計算して得られた３次元グラフの上面図である。 図１６Ｂは、各ブランチのタップ出力の差が最小となるようにタップの制御を行う要素を含む評価条件の式を数値計算して得られた３次元グラフの上面図である。 図１７は、本発明の第１の実施形態による無線通信装置の構成を概略的に示す回路図である。 図１８は、本発明の第２の実施形態による無線通信装置の構成を概略的に示す回路図である。 図１９は、本発明の第３の実施形態による無線通信装置の構成を概略的に示す回路図である。 図２０は、本発明の第４の実施形態による無線通信装置の構成を概略的に示す回路図である。 図２１Ａは、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式（数１３）を数値計算して得られる３次元グラフ（二乗平均誤差曲面）の俯瞰図である。 図２１Ｂは、合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の式（数１３１）を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。 図２２Ａは、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式（数１３）を数値計算して得られる３次元グラフ（二乗平均誤差曲面）の上面図である。 図２２Ｂは、合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の式（数１３１）を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。 図２３Ａは、合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の式（数１３１）におけるＪＪｃｍ１、ＪＪｃｍ２を示す３次元グラフの俯瞰図である。 図２３Ｂは、合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の式（数１３１）におけるＪＡＳＢＵＳＳを示す３次元グラフの俯瞰図である。 図２４Ａは、合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の式（数１３１）におけるＪＪｃｍ１、ＪＪｃｍ２を示す３次元グラフの上面図である。 図２４Ｂは、合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の式（数１３１）におけるＪＡＳＢＵＳＳを示す３次元グラフの上面図である。 図２５は、本発明の第５の実施形態による無線通信装置の構成を示す回路図である。 図２６は、本発明による無線通信装置におけるブラインド処理のスペースダイバーシチの効果を示すグラフである。
　添付図面を参照して、本発明による無線通信装置および無線通信方法を実施するための形態を以下に説明する。
　本発明の原理的な側面を定量的に説明する為に、通常の適応等化処理の定量解析から始めてブラインド処理の一般概念、そして、本発明の定量解析を高次の統計量を用いて示し、簡単な例とその定量解析結果を用いた数値計算により、本発明の効果を定量的に示す。
　先ず、通常の適応等化処理をＭＭＳＥ規範に基づき二乗平均誤差曲面により説明する。尚、この理想的な解析結果はウィーナー解と呼ばれる最適解であり、その数値は、以降のブランド処理等の数値解析のレファレンスとして用いることにする。
　（ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件（二乗平均誤差曲面）と最適解）
　送信信号ベクトルＳを、以下のように定義する。
　　（数１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　更に、多重伝搬路による伝送路のインパルス応答ベクトルＨｒを、以下のように定義する。
　　（数２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　このとき、合成化したチャネル行列（Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ　Ｍａｔｒｉｘ）Ｈは、以下のように求められる。
　　（数３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　また、受信信号ベクトルｒは、以下のように定義され、また以下のように求められる。
　　（数４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004
ここで、ｎは雑音ベクトルである。
　受信信号に乗算するタップ係数をウェイトベクトルと呼び、実際に乗算するベクトルを
　　（数５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005
で表す。
　送信信号に対しては、ＭＭＳＥ規範の最適解が、以下のように求められる。
　　（数６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006
この解は、ウィーナー解と呼ばれる。
　このウィーナー解は、評価条件Ｊとして二乗平均誤差Ｊ＝Ｅ［｜ｅ｜２］を用いる。ここから、以下の式が得られる。
　　（数７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007
　上記の式を変形すると、以下の式が得られる。
　　（数８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008
　したがって、以下の式が求められる。
　　（数９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009
　ここで、Ｒは共分散行列を表し、以下のように定義される。
　　（数１０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010
　また、Ｐｉは相互相関ベクトルを表し、以下のように定義される。
　　（数１１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011
　この最適ウェイト時の送信信号ｓｉに対するＭＳＥ（Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ：二乗平均誤差）Ｊｉは、以下のように求められる。
　　（数１２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012
　そこで、全送信信号を対象としてＭＳＥベクトルＪを以下の様に定義し合成すると、以下の式が得られる。
　　（数１３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013
これは、評価条件である二乗平均誤差曲面を表す式である。
　なお、上記式に至るために、以下の式を用いている。
　　（数１４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014
　従って、実際に受信信号ベクトルに乗算するウェイトベクトルｗｉ Ｈは、以下のように得られる。
　　（数１５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015
　後述するウィーナー解と呼ばれる最適解は、以上の式を基に数値計算したものである。その数値を、以降、ブランド処理等の数値解析のレファレンスとして用いることにする。
　因みに、二乗平均誤差を評価条件として適応等化処理を確率勾配法によって行うと、以下の式が得られる。
　　（数１６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000016
　例えば、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ－Ｍｅａｎ－Ｓｑｕａｒｅ：最小二乗平均）の場合は、この確立勾配に対してＪ＝Ｅ［｜ｅ｜２］をＪの平均値（＝｜ｅ｜２）で近似することで、以下の式が得られる。
　　（数１７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000017
なお、この時使われるｓｉを参照信号と呼ぶ。具体的には、パイロット信号やリファレンス信号或いはトレーニング信号などが参照信号として使われる。即ち、通常の適応等化処理には、必ず何らかの形でトレーニング信号等の既知の系列を用いる必要がある。
　（ＣＭＡによる評価条件の解析）
　次に、適応アンテナ等で用いられているＣＭＡ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｍｏｄｕｌｕｓ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ：定モジュラスアルゴリズム）の場合の適応等化処理について、評価条件式による解析で説明する。
　ＣＭＡは適応アンテナで用いられるブラインド等化処理の一種である。その評価条件式ＪＣＭは、以下のように定義される。
　　（数１８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000018
ここで、ｙはウェイト後の信号、すなわちタップ出力を表し、κｓは信号成分に対する尖度を表す。
　尖度κｓは、以下のように定義される。
　　（数１９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000019
　タップ出力は、以下のようになる。
　　（数２０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000020
ここで、ｈはウェイトと伝送路のインパルス応答の畳み込みベクトルを表し、ｓは送信信号ベクトルを表し、Ｗはウェイトベクトルを表し、ｎは雑音ベクトルを表す。
　ここで、以下のように定義される中間変数Ａｎ、Ｂｎを導入する。
　　（数２１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000021
　すると、次の式が得られる。
　　（数２２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000022
　また、畳み込みベクトルｈと、送信信号ベクトルｓとを、次のように定義する。
　　（数２３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000023
　このとき、以下の式が得られる。
　　（数２４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000024
　同様に、ウェイトベクトルＷと、雑音ベクトルｎとを、次のように定義する。
　　（数２５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000025
　このとき、以下の式が得られる。
　　（数２６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000026
　したがって、次の式が得られる。
　　（数２７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000027
　同様に、Ｅ［｜ｙｎ｜４］を計算すると、次の式が得られる。
　　（数２８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000028
　ここで、最右辺の第１項Ｅ［｜Ａｎ｜４］を計算すると、次の式が得られる。
　　（数２９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000029
　同様に、最右辺の最終項Ｅ［｜Ｂｎ｜４］を計算すると、次の式が得られる。
　　（数３０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000030
　以上の計算結果をまとめると、次の式が得られる。
　　（数３１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000031
　これらの結果を評価条件ＪＣＭの式に代入すると、次の式が得られる。
　　（数３２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000032
　因みに、上記の式で表される評価条件を基に、適応等化処理を確率勾配法によって行うことが出来る。評価条件ＪＣＭの最初の式を用いて、かつ、ＪＣＭの平均値を（ｙ－｜ｙｎ｜２）２と近似すると、勾配の近似は以下のようになる。
　　（数３３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000033
　したがって、タップ係数の再帰式が次のように得られる。
　　（数３４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000034
　上記のタップ係数の再起式により、適応等化処理を確率勾配法によって行うことが出来る。この時、参照信号等のパイロット信号やリファレンス信号或いはトレーニング信号などが使われていないブランド処理で実現されていることが分かる。
　図５Ａは、タップ係数に対する、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。図５Ｂは、タップ係数に対する、ＣＭＡによる評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。図６Ａは、タップ係数に対する、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。図６Ｂは、タップ係数に対する、ＣＭＡによる評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。なお、これら４つの３次元グラフにおいて、伝搬環境等については全て同じ条件が用いられている。
　図５Ａ、図６Ａより、参照信号を用いたＭＭＳＥ規範の評価条件の基で確率勾配法を用いてタップの適応制御を行った場合に、最適点に収束することが分かる。それに対して、適応アンテナで用いられるブラインド適応処理のＣＭＡによる評価条件の基では、どの位相でも評価条件の式の値が最小となり、位相の不確定性が生じることが、図５Ｂ、図６Ｂより分かる。無線通信装置の各ブランチにこのブラインド適応等化処理を施した場合、タップ出力の位相がブランチ毎に異なるので、ダイバーシチ合成を行った場合、ダイバーシチ利得が得られないばかりか、かえって利得が減少してしまうことになる。
　（ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件の場合）
　次にＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムを用いたブラインド適応等化処理について評価条件式による解析で説明する。
　ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムは評価条件の式の値を最小化する高次の統計量を暗黙的に扱った非線形問題である。その評価条件ＪＢＵＳＳは以下の式のように定義される。
　　（数３５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000035
ここで、ｙｉＩはタップ出力の同相成分を表し、ｙｉＱはタップ出力の直交成分を表し、Ｒは定数を表す。
　上記の式の、最右辺の、２番目の項の、括弧の中身は、次の式で表すことが出来る。
　　（数３６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000036
　また、上記の式の、最右辺の、１番目の項の、括弧の中身は、次の式で表すことが出来る。
　　（数３７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000037
　ここで、高次のＱＡＭ信号について、以下の関係が成り立つ。
　　（数３８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000038
　また、複素ガウス雑音について、以下の関係が成り立つ。
　　（数３９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000039
　したがって、次の式が得られる。
　　（数４０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000040
　これらの結果を代入すると、評価条件ＪＢＵＳＳの式は以下のようになる。
　　（数４１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000041
　ちなみに、評価条件ＪＢＵＳＳの最初の式を基に、適応等化処理を確率勾配法により得るには、以下の近似による確率勾配ベクトルを用いれば良い。
　　（数４２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000042
ここで、括弧内のｎは、離散的な時刻を表す。
　また、タップへ入力する受信信号ベクトルをｒとすると、以下の式が得られる。
　　（数４３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000043
　これは、以下の関係式によるものである。
　　（数４４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000044
　同様に、以下の式が得られる。
　　（数４５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000045
　これは、以下の関係式によるものである。
　　（数４６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000046
　以上を代入して、以下の式が得られる。
　　（数４７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000047
　タップ係数の更新は瞬時勾配ベクトルの逆方向となるから、結局のところ、以下の式が得られる。
　　（数４８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000048
　このタップ係数の再帰処理により適応等化処理を確率勾配法により実現出来る。上式から分かるように参照信号等のトレーニング信号を用いていないブラインド処理で実現されていることが分かる。
　図７Ａは、タップ係数に対する、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。図７Ｂは、タップ係数に対する、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。図８Ａは、タップ係数に対する、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。図８Ｂは、タップ係数に対する、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件の式を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。なお、これら４つの３次元グラフにおいて、伝搬環境等については全て同じ条件が用いられている。
　図７Ａ、図８Ａより、参照信号を用いたＭＭＳＥ規範の評価条件の基で確率勾配法を用いてタップの適応制御を行った場合に、最適点に収束することが分かる。それに対して、送信信号の同相成分と直交成分を評価条件とした場合、上述のＣＭＡの場合の様にどの位相でも評価条件式の値が最小となる状態は無くなったが、四点の最小値、即ち局所的な最適値が存在してしまい、四つの位相の不確定性が生じることが、図７Ｂ、図８Ｂより分かる。無線通信装置の各ブランチにこのＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件を適用してブラインド適応等化処理を施した場合、タップ出力の四状態の位相がブランチ毎に異なり、ダイバーシチ合成を行った場合、ダイバーシチ利得が得られないばかりか、かえって利得が減少してしまうことになる。或いは、各ブランチ出力の四状態の組み合わせを総当たりで検出して、最適な組み合わせを選択すると言った処理と時間を要することになる。
　図９Ａは、適応アンテナで用いられているＣＭＡを使い、６４ＱＡＭに対してブラインド適応等化処理を行った場合の、タップ出力のコンスタレーションである。図９Ｂは、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムを使い、６４ＱＡＭに対してブラインド適応等化処理を行った場合の、タップ出力のコンスタレーションである。
　図９Ａが示すように、適応アンテナで用いられているＣＭＡを使った場合は、どの位相になるか分からない。また、図９Ｂが示すように、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムを用いて構成した場合、一見良さそうに見えるが、上述の評価条件の式の数値計算結果で説明した様に、四つの局所最適値による位相の不確定性があり、ダイバーシチ合成が出来ない。
　（各ブランチのタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の場合）
　次にＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムを各ブランチのタップ出力合成信号に適用した評価条件式の場合を解析する。
　タップ出力合成信号を表す為、以下の拡張受信信号ベクトルｒ、及び拡張ウェイトベクトルＷを新たに以下の様に定義する。
　　（数４９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000049
ここで、ベクトルｒ１およびｒ２は、ブランチ１およびブランチ２のブランド適応等化処理へそれぞれ入力する受信信号ベクトルを表す。また、Ｗ１およびＷ２は、ブランチ１および２の等化フィルタのタップ係数（ウェイトベクトル）をそれぞれ表す。
　従って、各ブランチのタップ出力合成信号ｙおよび各タップ出力ｙ１、ｙ２は、以下の様になる。
　　（数５０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000050
ここで、サフィックス１、２は、対応するブランチの番号をそれぞれ表す。
　この拡張ベクトルを基に、ブランチ１、２の等化処理および適応合成の連携と、タップ係数の更新とを、以下の式のように行う。
　　（数５１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000051
　この更新過程におけるタップ係数の最適点は非線形であるため、閉形式で陽に示すことが出来ない。そこで、評価条件の式によって解析を行う。上式に対する評価条件式は以下の様になる。
　　（数５２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000052
ここで、ｙＩはタップ出力合成信号の同相成分を表し、ｙＱはタップ出力合成信号の直交成分を表し、ＡＲは所定の定数を表す。
　上の式の最右辺において、第１、第２の項における括弧内は、いずれも、前出の式（数４０）を用いて、以下の形に変換出来る。
　　（数５３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000053
　また、同じく第３の項における括弧内は、以下のように変換出来る。
　　（数５４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000054
　何とならば、ａｉとｂｉは、ａｉとｂｊ、ｂｉとｂｊは、それぞれ独立である。但し、ａｉとａｊは、ダイバーシチでソースが同じであるから、相関を持つ。また、以下の関係式を用いた。
　　（数５５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000055
　以下、式（数５４）の最右辺におけるそれぞれの項について計算を行う。まず、第１の項は、以下のように計算される。
　　（数５６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000056
　ここで、上の式（数５６）の最右辺における括弧内の５つの項について事前に計算する。第１の項については、以下の計算結果が得られる。
　　（数５７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000057
　第２の項については、以下の計算結果が得られる。
　　（数５８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000058
　第３の項については、以下の計算結果が得られる。
　　（数５９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000059
　第４の項については、以下の計算結果が得られる。
　　（数６０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000060
　第５の項については、以下の計算結果が得られる。
　　（数６１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000061
　これらの計算結果を、評価条件式（数５２）の最右辺の第３の項に係る上記の式（数５４）における、最右辺の第１の項に代入すると、以下の式が得られる。
　　（数６２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000062
　次に、評価条件式（数５２）の最右辺の第３の項に係る上記の式（数５４）における、最右辺の第２～第４の項について考える。これら３つの項は同じ形であり、それぞれが以下の２式の積の形である。
　　（数６３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000063
　上の２式のそれぞれにおける、最右辺の合計６つの項を計算すると、以下の６式が得られる。
　　（数６４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000064
　これら６つの式を上の２式（数６３）に代入すると、次の２式が得られる。
　　（数６５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000065
　したがって、評価条件式（数５２）の最右辺の第３の項に係る上記の式（数５４）は、以下のように変換される。
　　（数６６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000066
　次に、評価条件式（数５２）における最右辺の第４、第５の項について考える。このとき、次の形の式が得られる。
　　（数６７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000067
何とならば、ａｉとｂｉは、ａｉとｂｊ、ｂｉとｂｊはそれぞれ独立である。但し、ａｉとａｊはダイバーシチでソースが同じであるから相関を持つ。
　ここで、上の式（数６７）の最右辺の第１の項に関連して、以下の計算を行う。
　　（数６８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000068
　上の式（数６８）の最右辺の括弧内における、第１～第４の項について、事前に計算を行う。第１の項について計算すると、以下の式が得られる。
　　（数６９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000069
　第２の項について計算すると、以下の式が得られる。
　　（数７０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000070
　第３の項について計算すると、以下の式が得られる。
　　（数７１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000071
　第４の項について計算すると、以下の式が得られる。
　　（数７２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000072
　これら４つの式をもとの式（数６８）に代入すると、次の式が得られる。
　　（数７３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000073
　次に、評価条件式（数５２）における最右辺の第４、第５の項に係る前出の式（数６７）の、最右辺の第２項に関連して、以下の計算を行う。
　　（数７４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000074
　上の式（数７４）の最右辺の括弧内における第１～第４の項をそれぞれ計算すると、以下の４式が得られる。
　　（数７５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000075
　これらの式から、評価条件式（数５２）における最右辺の第４、第５の項に係る前出の式（数６７）の、最右辺の第２項は、次のように求められる。
　　（数７６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000076
　まとめると、評価条件式（数５２）における最右辺の第４、第５の項に係る前出の式（数６７）は、次のように求められる。
　　（数７７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000077
　ここで、送信信号が６４ＱＡＭである場合に、評価条件式（数５２）は以下のようになる。
　　（数７８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000078
　上の式（数７８）を得るに当たって、以下の９式を用いた。
　　（数７９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000079
　上で得られた評価条件の式（数７８）における最適点の算出は、タップ係数の再帰処理の式（数５１）を用いた適応等化処理の確率勾配法により実現出来る。同式から分かるように、この算出は、参照信号等のトレーニング信号を用いないブラインド処理で実現されている。
　図１０Ａは、タップ係数に係る、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式を数値計算して得られる最適解を示す３次元グラフの俯瞰図である。図１０Ｂは、タップ係数に係る、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムを適用した評価条件の式を数値計算して得られるダイバーシチ合成の結果としての３次元グラフの俯瞰図である。なお、図１０Ａ、図１０Ｂ共に、伝搬環境等同じ条件の下での計算結果である。
　図１０Ａ、図１０Ｂより、参照信号を用いたＭＭＳＥ規範の評価条件の基では確率勾配法を用いてタップ適応制御で行った場合、最適点に収束することが分かる。それに対して、タップ出力合成信号の同相成分と直交成分を評価条件として、タップ係数の適応制御を行った場合、複数の局所最適点が存在していることが分かる。
　図１１は、図１０Ｂの３次元グラフの上面図である。図１１より、四つの局所最適解が存在することが分かる。以下、その局所最適点がいかにして生じたかを説明の都合上簡単な例で見ることにする。
　先ず、ブランチ２に対する伝送路のインパルス応答Ｈ２を次のように定義する。
　　（数８０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000080
　次に、インパルス応答Ｈ２に対するウェイトベクトルＷＴ ２を、次のように定義する。
　　（数８１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000081
　このとき、ウェイトベクトルＷＴ ２およびインパルス応答Ｈ２の畳み込みベクトルは、次のようになる。
　　（数８２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000082
　一方、図１１の場合、すなわち、各ブランチのタップ出力合成信号にＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムを適用した評価条件を用いた場合について考える。この場合において、ブランチ１の最適点をＡと置く。ブランチ１のインパルス応答Ｈ１を次のように定義する。
　　（数８３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000083
　また、インパルス応答Ｈ１に対するウェイトベクトルＷＴ １を、次のように定義する。
　　（数８４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000084
　このとき、ウェイトベクトルＷＴ ２およびインパルス応答Ｈ２の畳み込みベクトルは、次のようになる。
　　（数８５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000085
　この場合、ブランチ１とブランチ２とでは同じ位置に信号が同相で生じるので、タップ出力合成後の信号レベルが２倍となり、ダイバーシチ会得が得られることが分かる。
　さらに、図１１で最適点となっている点Ｂについて考える。ここで、ウェイトベクトルＷ’Ｔ １は次のように定義される。
　　（数８６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000086
　したがって、ウェイトと伝送路のインパルス応答の畳み込みベクトルは、次のようになる。
　　（数８７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000087
　このとき、２番目の要素「－１」がブランチ２の式（数８２）における要素「１」と同じ位置に生じて、ブランチ２のタップ出力は完全にキャンセルされる。ここで、３番目の要素「２」が残るものの、ブランチ１のみの信号となって何らダイバーシチ効果が得られないことがわかる。すなわち、この局所最適点に収束してしまうと、ダイバーシチ構成とは成らない。
　次に、別の最適点となっている点Ｃについて考える。ここで、ウェイトベクトルＷ’’Ｔ １は次のように定義される。
　　（数８８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000088
　したがって、ウェイトと伝送路のインパルス応答の畳み込みベクトルは、次のようになる。
　　（数８９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000089
　このとき、２番目の要素「－１」がブランチ２の式（数８２）における要素「１」と同じ位置に生じて、ブランチ２のタップ出力が完全にキャンセルされる。ここで、３番目の要素「－２」が残るものの、ブランチ１のみの信号となって何らダイバーシチ効果が得られないことがわかる。したがって、この局所最適点に収束してしまっても、ダイバーシチ構成とは成らない。
　次に、最後の最適点となっている点Ｄについて考える。ここで、ウェイトベクトルＷ’’’Ｔ １は次のように定義される。
　　（数９０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000090
　したがって、ウェイトと伝送路のインパルス応答の畳み込みベクトルは、次のようになる。
　　（数９１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000091
　このとき、２番目の要素「－３」がブランチ２の式（数８２）における要素「１」と同じ位置に生じて、ブランチ２のタップ出力の一部が相殺され、「－２」が残る。これはブランチ１のみの信号となって、何らダイバーシチ効果が得られないことが分かる。したがって、この局所最適点に収束してしまっても、ダイバーシチ構成とは成らない。
　以上説明した様に、各ブランチのタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件とした場合には、複数の局所最適点が生じてしまい、正しいダイバーシチ効果が得られない。
　図１２Ａは、実際にタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件（数７８）を用いたときの、第１のブランチにおけるタップ係数の収束状態を示したグラフである。同様に、図１２Ｂは、実際にタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件（数７８）を用いたときの、第２のブランチにおけるタップ係数の収束状態を示したグラフである。
　図１２Ａ、図１２Ｂは、ブランチ２への信号入力が２タップ遅れて入るような伝送路状態で見たものである。したがって、ブランチ１のタップ係数の三番目の要素がタップ２の最初の要素をキャンセルする様に作用し、ブランチ１の最初のタップ係数のみが残って正常なダイバーシチ合成が出来ないことが分かる。
　（ＮＵＬＬ空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の場合）　次に、本発明のＮＵＬＬ空間を用いたタップ出力合成にＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムを適用した評価条件式を解析する。
　以上に述べた問題に対処するために、適応アンテナの到来方向推定で用いられるＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ　ＳＩｇｎａｌ　Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）アルゴリズムのＮＵＬＬ空間による方法を参考にして、適応合成を行う。ＭＵＳＩＣは、もともと、マトリクスを用いた固有空間上の複雑な処理だが、ここでは大幅に簡略化した方法を用いる。すなわち、スカラー上の処理として、等化と適応合成を同時に行う点に本発明の特徴がある。
　具体的には、各ブランチの入力に設けられたタップを連携させて、ブラインド適応処理によりタップ係数を更新する際、適応処理の評価条件に各ブランチのタップ出力の差が最小となるように、該タップの制御を行う要素を含めている。
　上述同様に、拡張受信信号ベクトルｒおよび拡張ウェイトベクトルＷを、以下の様に定義する。
　　（数９２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000092
ここで、ｒ１、ｒ２は、ブランチ１および２のタップへ入力する受信信号ベクトルを表す。また、Ｗ１、Ｗ２は、ブランチ１および２のタップ係数（ウェイトベクトル）を表す。
　したがって、タップ出力は以下のようになる。なお、拡張受信信号ベクトルｒの要素には「－（マイナス）」がついており、タップ出力の差が無いように制御される。
　　（数９３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000093
ここで、サフィックス「１」、「２」は、ブランチの番号を示す。
　ＮＵＬＬＩＮＧを基本として処理するので、片方のブランチの信号を逆転させており、適応アンテナでいうところのヌルステアリングに相当する。このＮＵＬＬＩＮＧを基本とした拡張ベクトルを基に以下の様にブランチ１、２の等化処理と適応合成を連携させタップ係数の更新を行う。
　　（数９４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000094
　上の式（数９４）に対する評価条件式は、以下の様になる。
　　（数９５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000095
ここで、サフィックス１，２はブランチを示し、サフィックス１，２が付かないものは拡張された信号示し、ｙIはタップ係数（ウェイトｗｍ）で構成されたタップ出力合成信号の同相成分で、ｙQは直交成分。Ｒは定数である。
　この評価条件式に対する勾配ベクトルの近似として、次の式が得られる。
　　（数９６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000096
　タップへ入力する拡張された受信信号ベクトルをｒとすると、タップ係数の同相成分ｙＩ（ｎ）として、次の式が得られる。
　　（数９７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000097
　したがって、次の式が導出される。
　　（数９８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000098
　同様に、タップ係数の直交成分ｙＱ（ｎ）として、次の式が得られる。
　　（数９９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000099
　したがって、次の式が導出される。
　　（数１００）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000100
　ブランチ１についても同様に、同相成分ｙ１Ｉ（ｎ）として、次の式が得られる。
　　（数１０１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000101
　したがって、次の式が導出される。
　　（数１０２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000102
　さらに、ブランチ１の直交成分ｙ１Ｑ（ｎ）として、次の式が得られる。
　　（数１０３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000103
　したがって、次の式が導出される。
　　（数１０４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000104
　ブランチ２についても同様に、同相成分ｙ２Ｉ（ｎ）として、次の式が得られる。
　　（数１０５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000105
　したがって、次の式が導出される。
　　（数１０６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000106
　さらに、ブランチ２の直交成分ｙ２Ｑ（ｎ）として、次の式が得られる。
　　（数１０７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000107
　したがって、次の式が導出される。
　　（数１０８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000108
　これより、次の式が得られる。
　　（数１０９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000109
　タップ係数の更新式は、次のようになる。
　　（数１１０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000110
これはすなわち、前出のタップ係数更新式（数９４）に等しい。
　この更新過程のタップ係数の最適点は非線形であるため閉形式で陽に示すことが出来ない。そこで、評価条件の式によって解析を行う。評価条件の式は、以下のとおりである。
　　（数１１１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000111
　ここで、｜ｙ｜２＝ｙＩ ２＋ｙＱ ２であり、｜ｙ｜２＝（｜ｙ１－ｙ２｜２）である。したがって、評価条件式（数１１１）の最右辺の第１の項は、次のように計算される。
　　（数１１２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000112
　同様に、第２の項は、次のように計算される。
　　（数１１３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000113
　これら第１、第２の項の２式を加算することで、次の式が得られる。
　　（数１１４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000114
　上の式の右辺が有する第１～第５の項をそれぞれ個別に計算する。ここで、第１、第２の項については、前出の式（数４０）を用いることによって計算出来る。同様に、第３の項については、前出の式（数６６）を用いることによって計算出来る。同様に、第４、第５の項については、前出の式（数７７）を用いることによって計算出来る。さらに、６４ＱＡＭに係る式（数７９）を適用することで、次の式が得られる。
　　（数１１５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000115
　次に、評価条件式（数１１１）の第３～第６の項について考えると、これらは前出の式（数４１）を用いることによって計算出来る。その結果、次の式が得られる。
　　（数１１６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000116
　これらの計算により、ＮＵＬＬ空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件である各ブランチのタップ出力の差が最小となるようにタップの制御を行う要素を含めた式（数１１１）は、次のように求められる。
　　（数１１７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000117
　ここで、次の５つの式を用いる。
　　（数１１８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000118
　したがって、次の２つの関係があることが分かる。
　　（数１１９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000119
　以上の結果を基に、タップ係数に対する評価条件式を数値計算すると、３次元グラフが得られる。図１３Ａは、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件式を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。図１３Ｂは、ＮＵＬＬ空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。図１４Ａは、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件式を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。図１４Ｂは、ＮＵＬＬ空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。なお、図１３Ａ、図１３Ｂ、図１４Ａ、図１４Ｂは共に、伝搬環境等同じ条件の下で得られる結果である。
　図１３Ａ、図１４Ａより、参照信号を用いたＭＭＳＥ規範の評価条件の基では、確率勾配法を用いてタップの適応制御を行った場合、最適点に収束することが分かる。また、図１３Ｂ、図１４Ｂより、各ブランチのタップ出力の差が最小となるようにタップの制御を行う要素を含めた評価条件式（数１１１）を用いた場合にも、単一の最適点に収束することが分かる。
　上述の例の様に、局所最小値が１つだけしか存在していないので、このブランチにこのタップ出力の差が最小となるようにタップの制御を行う要素を含めた評価条件を適用したブラインド適応等化処理を施した場合、安定な適応制御がなされることが分かる。
　この様に、単一の最適点に安定的に適応制御がなされる要因を解析すると、別の３次元グラフが得られる。図１５Ａは、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件の式を数値計算して得られた３次元グラフの俯瞰図である。図１５Ｂは、各ブランチのタップ出力の差が最小となるようにタップの制御を行う要素を含む評価条件の式を数値計算して得られた３次元グラフの俯瞰図である。図１６Ａは、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件の式を数値計算して得られた３次元グラフの上面図である。図１６Ｂは、各ブランチのタップ出力の差が最小となるようにタップの制御を行う要素を含む評価条件の式を数値計算して得られた３次元グラフの上面図である。
　図１５Ａ、図１６Ａから、ＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件が四つの局所最小点を包含していており、したがって安定なダイバーシチ効果を得ることが出来ないことが分かる。しかしながら、図１５Ｂ、図１６Ｂから、各ブランチのタップ出力の差が最小となるようにタップの制御を行うことが、四つの局所最小値の内最適点である一つを選択する様に作用して、良好なダイバーシチ特性を得られるようにしていることが分かる。
　（第１の実施形態）
　図１７は、本発明の第１の実施形態による無線通信装置の構成を概略的に示す回路図である。図１７の無線通信装置の構成要素について説明する。図１７の無線通信装置は、第１のアンテナ１０１と、第２のアンテナ１０２と、第１のミキサー１０３と、第２のミキサー１０４と、所定のローカルオシレータと、第１のＡ／Ｄ変換器１０５と、第２のＡ／Ｄ変換器１０６と、第１のタップ処理部１０７と、第２のタップ処理部１０８と、タップ出力合成部１０９と、ブラインド適応処理部１１０と、ダイバーシチ合成部１１１とを具備している。
　ここで、第１のアンテナ１０１と、第１のミキサー１０３と、第１のＡ／Ｄ変換器１０５と、第１のタップ処理部１０７との集合を、第１のブランチと呼ぶ。また、第２のアンテナ１０２と、第２のミキサー１０４と、第２のＡ／Ｄ変換器１０６と、第２のタップ処理部１０８との集合を、第２のブランチと呼ぶ。
　図１７の無線通信装置の構成要素の接続関係について説明する。第１のアンテナ１０１の出力部は、第１のミキサー１０３における第１の入力部に接続されている。第２のアンテナ１０２の出力部は、第２のミキサー１０４における第１の入力部に接続されている。第１のミキサー１０３における第２の入力部は、所定のローカルオシレータに接続されている。第２のミキサー１０４における第２の入力部は、所定のローカルオシレータに接続されている。なお、第１、第２のミキサー１０３、１０４に接続された所定のローカルオシレータは、図１７のように同一であっても良いし、別々であっても構わない。
　第１のミキサー１０３における第１、第２の出力部は、第１のＡ／Ｄ変換器１０５における第１、第２の入力部にそれぞれ接続されている。第２のミキサー１０４における第１、第２の出力部は、第２のＡ／Ｄ変換器１０６における第１、第２の入力部にそれぞれ接続されている。第１のＡ／Ｄ変換器１０５における第１、第２の出力部は、第１のタップ処理部１０７における第１、第２の入力部にそれぞれ接続されている。第２のＡ／Ｄ変換器１０６における第１、第２の出力部は、第２のタップ処理部１０８における第１、第２の入力部にそれぞれ接続されている。
　第１のタップ処理部１０７における第１の出力部は、タップ出力合成部１０９における第１の入力部と、ブラインド適応処理部１１０における第１の入力部と、ダイバーシチ合成部１１１における第１の入力部とに接続されている。第１のタップ処理部１０７における第２の出力部は、タップ出力合成部１０９における第２の入力部と、ブラインド適応処理部１１０における第２の入力部と、ダイバーシチ合成部１１１における第２の入力部とに接続されている。第２のタップ処理部１０８における第１の出力部は、タップ出力合成部１０９における第３の入力部と、ブラインド適応処理部１１０における第３の入力部と、ダイバーシチ合成部１１１における第３の入力部とに接続されている。第２のタップ処理部１０８における第２の出力部は、タップ出力合成部１０９における第４の入力部と、ブラインド適応処理部１１０における第４の入力部と、ダイバーシチ合成部１１１における第４の入力部とに接続されている。
　第１のタップ処理部１０７における第３の出力部は、ブラインド適応処理部１１０における第５の入力部に接続されている。第２のタップ処理部１０８における第３の出力部は、ブラインド適応処理部１１０における第６の入力部に接続されている。タップ出力合成部１０９における第１、第２の出力部は、ブラインド適応処理部１１０における第７、第８の入力部に接続されている。ブラインド適応処理部１１０における第１の出力部は、第１のタップ処理部における第３の入力部に接続されている。ブラインド適応処理部１１０における第２の出力部は、第２のタップ処理部における第３の入力部に接続されている。
　図１７の無線通信装置の動作、すなわち本実施形態による無線通信方法について説明する。第１、第２のアンテナ１０１、１０２は、それぞれ無線信号を入力し、受信信号を出力する。第１、第２のミキサー１０３、１０４は、第１、第２のアンテナ１０１、１０２からの出力信号の周波数をそれぞれダウンコンバートして出力する。第１、第２のＡ／Ｄ変換器１０５、１０６は、第１、第２のミキサー１０３、１０４からの出力信号をデジタル信号にそれぞれ変換して出力する。
　第１のタップ処理部１０７は、第１のＡ／Ｄ変換器１０５からの出力信号と、ブラインド適応処理部１１０からの第１のタップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ１を入力する。第１のタップ処理部１０７は、第１のＡ／Ｄ変換器１０５からの出力信号に第１のタップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ１を乗算して第１のタップ出力信号における同相成分ｙ１Ｉ（ｎ）および直交成分ｙ１Ｑ（ｎ）を生成する。第１のタップ処理部１０７は、タップ出力合成部１０９、ブラインド適応処理部１１０、ダイバーシチ合成部１１１に向けて第１のタップ出力信号における同相成分ｙ１Ｉ（ｎ）および直交成分ｙ１Ｑ（ｎ）を出力する。また、第１のタップ処理部１０７は、第１のＡ／Ｄ変換器１０５からの出力信号を、第１の受信信号ベクトルｒ１として、ブラインド適応処理部１１０に向けて出力する。
　同様に、第２のタップ処理部１０８は、第２のＡ／Ｄ変換器１０６からの出力信号と、ブラインド適応処理部１１０からの第２のタップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ２を入力する。第２のタップ処理部１０８は、第２のＡ／Ｄ変換器１０６からの出力信号に第２のタップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ２を乗算して第２のタップ出力信号における同相成分ｙ２Ｉ（ｎ）および直交成分ｙ２Ｑ（ｎ）を生成する。第２のタップ処理部１０８は、タップ出力合成部１０９、ブラインド適応処理部１１０、ダイバーシチ合成部１１１に向けて第２のタップ出力信号における同相成分ｙ２Ｉ（ｎ）および直交成分ｙ２Ｑ（ｎ）を出力する。また、第２のタップ処理部１０８は、第２のＡ／Ｄ変換器１０６からの出力信号を、第２の受信信号ベクトルｒ２として、ブラインド適応処理部１１０に向けて出力する。
　タップ出力合成部１０９は、一方では、第１、第２のタップ出力信号のそれぞれにおける同相成分ｙ１Ｉ（ｎ）、ｙ２Ｉ（ｎ）の差分ｙＩ（ｎ）を生成し、ブラインド適応処理部１１０に向けて出力する。また、タップ出力合成部１０９は、他方では、第１、第２のタップ出力信号のそれぞれにおける直交成分ｙ１Ｑ（ｎ）、ｙ２Ｑ（ｎ）の差分ｙＱ（ｎ）を生成し、ブラインド適応処理部１１０に向けて出力する。
　ブラインド適応処理部１１０は、タップ出力の差が最小となるようにタップの制御を行う要素を含めた評価条件の式（数１１７）に基づくタップ更新を行う。すなわち、ブラインド適応処理部１１０は、第１、第２の受信信号ベクトルｒ１、ｒ２、第１のタップ出力信号における同相成分ｙ１Ｉ（ｎ）および直交成分ｙ１Ｑ（ｎ）、第２のタップ出力信号における同相成分ｙ２Ｉ（ｎ）および直交成分ｙ２Ｑ（ｎ）、第１、第２のタップ出力信号のそれぞれにおける同相成分ｙ１Ｉ（ｎ）、ｙ２Ｉ（ｎ）の差分ｙＩ（ｎ）ならびに第１、第２のタップ出力信号のそれぞれにおける直交成分ｙ１Ｑ（ｎ）、ｙ２Ｑ（ｎ）の差分ｙＱ（ｎ）を入力し、第１、第２のタップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ１、Ｗ２を生成し、第１、第２のタップ処理部１０７、１０８に向けてそれぞれ出力する。
　ブラインド適応処理部１１０のさらに詳細な構成と、その動作、すなわち本実施形態による無線通信方法におけるブラインド適応処理ステップについて説明する。ブラインド適応処理部１１０は、たとえば、入力部、出力部、演算部、記憶部、これらを接続するバス、などを有し、所定のプログラムを実行する汎用の計算機を具備していても良い。このとき、所定のプログラムは、記憶部などに格納されていて、必要に応じて演算部で演算されて、各ブランチのタップ出力の差が最小となるようにタップの制御を行う要素を含む評価条件の式（数１１７）を数値計算するように組まれていることが望ましい。
　尚、この例では本発明の特徴を明確にする為、タップ出力差生成部１０９をブラインド適応処理部１１０の外に出している。しかし、ブラインド適応処理部１１０の中に、タップ出力差生成機能を含ませて行っても良いことはいうまでもない。
　ダイバーシチ合成部１１１は、第１、第２のブランチから第１、第２のタップ出力信号を入力する。ダイバーシチ合成部１１１は、第１、第２のタップ出力信号をダイバーシチ合成して出力し、本発明の実施形態によるダイバーシチ処理が完結する。
　（第２の実施形態）
　図１８は、本発明の第２の実施形態による無線通信装置の構成を概略的に示す回路図である。図１８の無線通信装置の構成は、第１、第２のミキサー１０３、１０４と、第１、第２のＡ／Ｄ変換器１０５、１０６との間に第１、第２のＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ：自動利得制御装置）をそれぞれ追加し、ダイバーシチ合成部１１１を別のダイバーシチ合成部６０１に置き換える。
　ここで、第１のミキサー１０３における第１、第２の出力部は、第１のＡＧＣ６０２における第１、第２の入力部にそれぞれ接続されている。第２のミキサー１０４における第１、第２の出力部は、第２のＡＧＣ６０３における第１、第２の入力部にそれぞれ接続されている。第１のＡＧＣ６０２における第１、第２の出力部は、第１のＡ／Ｄ変換器１０５における第１、第２の入力部にそれぞれ接続されている。第２のＡＧＣ６０３における第１、第２の出力部は、第２のＡ／Ｄ変換器１０６における第１、第２の入力部にそれぞれ接続されている。第１のタップ処理部１０７における第１、第２の出力部は、ダイバーシチ合成部６０１における第１、第２の入力部に接続されている。第２のタップ処理部１０８における第１、第２の出力部は、ダイバーシチ合成部６０１における第３、第４の入力部に接続されている。第１のＡＧＣ６０２における第３の出力部は、ダイバーシチ合成部６０１における第５の入力部に接続されている。第２のＡＧＣ６０３における第３の出力部は、ダイバーシチ合成部６０１における第６の入力部に接続されている。
　なお、本実施形態による無線通信装置の他の構成は、本発明の第１の実施形態の場合と同じであるので、更なる詳細な説明を省略する。
　本実施形態による無線通信装置の動作、すなわち本実施形態による無線通信方法について説明する。本実施携帯による無線通信装置の動作は、本発明の第１の実施形態の場合に、第１、第２のＡＧＣ６０２、６０３による自動利得制御機能を追加したものに等しい。すなわち、各アンテナ１０１、１０２の受信電界レベルが変動しても、各ブランチ内の信号レベルは一定に保たれる。このとき、同じ演算精度が維持出来る利点がある。
　第１、第２のＡＧＣ６０２、６０３は、その出力レベルを検出し、平滑し、レファレンスレベルと比較を行い、自動利得制御信号を生成して、その自動利得制御信号を入力信号に乗算する。こうすることで、第１、第２のＡＧＣ６０２、６０３は、その出力レベルを一定に保っている。
　即ち、第１、第２のＡＧＣ６０２、６０３において、入力電界レベルと自動利得制御信号とが互いに関係し合っている。これは、自動利得制御信号から入力電界レベルを推定することが出来ることを意味している。
　図１８のダイバーシチ合成部６０１は、図１７に示した本発明の第１の実施形態によるダイバーシチ合成部１１１の機能に加えて、第１、第２のＡＧＣから供給される自動利得制御信号より入力電界レベルを推定する機能を有している。ダイバーシチ合成部６０１は、その推定結果に基づいて、各ブランチの信号の重み付けを行い、その上でダイバーシチ合成を行う。これによって理想的なダイバーシチに近い特性を得ることが出来る。
　なお、本実施形態による無線通信装置の他の動作は、本発明の第１の実施形態の場合と同じであるので、更なる詳細な説明を省略する。
　（第３の実施形態）
　図１９は、本発明の第３の実施形態による無線通信装置の構成を概略的に示す回路図である。図１９の無線通信装置の構成は、図１７に示した本発明の第１の実施形態による無線通信装置に以下の変更を加えたものに等しい。すなわち、ブラインド適応処理部１１０およびダイバーシチ合成部１１１を、別のブラインド適応処理部７０１および別のダイバーシチ合成部７０２に置き換える。
　ここで、本実施形態によるブラインド適応処理部７０１は、本発明の第１の実施形態によるブラインド適応処理部１１０に、次の構成および機能を加えたものに等しい。すなわち、各ブランチの品質を推定し、その推定結果を推定品質信号として出力する機能と、この推定品質信号を出力する第３の出力部とを加える。
　また、本実施形態によるダイバーシチ合成部７０２は、本発明の第１の実施形態によるダイバーシチ合成部７０２に、次の構成および機能を加えたものに等しい。すなわち、ブラインド適応処理部１１０における第３の出力部に接続されて推定品質信号を入力する第５の入力部と、ダイバーシチ合成において、推定品質信号に基づいて各ブランチ信号の重み付け合成を行う機能とを加える。
　各ブランチの品質推定について説明する。例えば、ブランチ１の推定品質ＪＪｃｍ１を、次のように定義する。
　　（数１２０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000120
　同様に、ブランチ２の推定品質ＪＪｃｍ２を、次のように定義する。
　　（数１２１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000121
ここで、ＪＪｃｍ１、ＪＪｃｍ２の値が大きくなると、第１、第２のブランチの品質が悪く、反対に、値が小さくなると品質が良い、と判断する。さらに、予めこの値と回線品質の関係をテーブルにまとめておいて、そのテーブルを用いて、ダイバーシチ合成部７０２で重み付け合成を行っても良い。
　本実施形態による無線通信装置におけるその他の構成および動作は、本発明の第１の実施形態の場合と同じであるので、さらなる詳細な説明を省略する。
　（第４の実施形態）
　図２０は、本発明の第４の実施形態による無線通信装置の構成を概略的に示す回路図である。図２０の無線通信装置の構成は、図１７に示した本発明の第１の実施形態による無線通信装置に以下の変更を加えたものに等しい。すなわち、適応等化処理部８０１を追加する。
　ここで、適応等化処理部８０１は、第１～第８の入力部と、第１、第２の出力部とを具備している。第１の入力部は、第１のタップ処理部１０７における第１の出力部に接続されていて、第１のタップ出力信号における同相成分ｙ１Ｉ（ｎ）を入力する。第２の入力部は、第１のタップ処理部１０７における第２の出力部に接続されていて、第１のタップ出力信号における直交成分ｙ１Ｑ（ｎ）を入力する。第３の入力部は、第２のタップ処理部１０８における第１の出力部に接続されていて、第２のタップ出力信号における同相成分ｙ１Ｉ（ｎ）を入力する。第４の入力部は、第２のタップ処理部１０８における第２の出力部に接続されていて、第２のタップ出力信号における直交成分ｙ１Ｑ（ｎ）を入力する。第５の入力部は、第１のタップ処理部１０７における第３の出力部に接続されていて、第１の受信信号ベクトルｒ１を入力する。第６の入力部は、第２のタップ処理部１０８における第３の出力部に接続されていて、第２の受信信号ベクトルｒ２を入力する。第７の入力部は、ブラインド適応処理部１１０における第１の出力部に接続されていて、第１のタップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ１を入力する。第８の入力部は、ブラインド適応処理部１１０における第２の出力部に接続されていて、第２のタップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ２を入力する。第１の出力部は、第１のタップ処理部１０７における第３の入力部に接続されていて、第１の適応等化タップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ’１を出力する。第２の出力部は、第２のタップ処理部１０８における第３の入力部に接続されていて、第２の適応等化タップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ’２を出力する。
　なお、本実施形態では、本発明の第１の実施形態とは異なり、ブラインド適応処理部１１０における第１、第２の出力部は、第１、第２のタップ処理部１０７、１０８のそれぞれにおける第３の入力部に、それぞれ接続されていない。本実施形態による無線通信装置の他の構成は、本発明の第１の実施形態の場合と同じであるので、更なる詳細な説明を省略する。
　本実施形態による適応等化処理部８０１の動作、すなわち本実施形態による無線通信方法における適応等化処理ステップについて説明する。
　ブラインド処理部１１０が式（数１１７）により算出したタップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ１、Ｗ２は、一旦、適応等化処理部８０１に供給される。タップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ１、Ｗ２が収束する前の、初期動作の区間において、適応等化処理部８０１は、入力したタップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ１、Ｗ２を、第１、第２のタップ処理部１０７、１０８に向けてそのままスルーすることで、それぞれ送出している。
　タップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ１、Ｗ２が収束すると、適応等化処理部８０１は、判定値を参照信号として通常の適応制御を行い、適応等化タップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ’１、Ｗ’２を算出する。適応等化処理部８０１は、算出された適応等化タップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ’１、Ｗ’２を、ブラインド処理部１１０で式（数１１７）の式により算出したタップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ１、Ｗ２の代わりに、第１、第２のタップ処理部１０７、１０８へそれぞれ送出する。本実施形態による無線通信装置は、こうすることによって、安定した特性を得ることが出来る。
　また、タップ係数が収束したかどうかの判断は、例えば、適応等化処理部８０１の内部にタイマーを用意することが行うことが出来る。すなわち、予め決められた時間が経過したことをこのタイマーで検知して、適応等化処理部８０１の内部回路を切り替えるだけで、特別な回路や処理を用いることなく、簡単な構成で実現可能である。
　なお、本実施形態による無線通信装置の他の動作は、本発明の第１の実施形態の場合と同じであるので、さらなる詳細な説明を省略する。
　（合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の場合）
　次に、合成空間を用いたタップ出力合成にＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムを適用した評価条件式を解析する。
　上述同様に、拡張受信信号ベクトルｒおよび拡張ウェイトベクトルＷを、以下の様に定義する。
　　（数１２２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000122
　ここで、ｒ１、ｒ２は、第１、第２のブランチのタップ処理部１０７、１０８へ入力する受信信号ベクトル。である。また、Ｗ１、Ｗ２は、第１、第２のブランチのそれぞれにおけるタップ係数（ウェイトベクトル）である。ここで、拡張受信信号ベクトルｒの要素が＋であるので、タップを連携させてブラインド適応処理によりタップを更新することになる。すなわち、適応処理の評価条件として、各ブランチのタップ出力を合成した信号と、ブランチ毎の信号とによって得られた値を基にタップの制御を行う。したがって、タップ出力を合成した信号と、ブランチ毎の信号は以下のようになる。
　　（数１２３）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000123
ここで、サフィックス１、２はそれぞれ第１、第２のブランチに対応する。
　拡張ベクトルを基に、以下の様に第１、第２のブランチの等化処理と適応合成を連携させて、タップ係数の更新を行う。
　　（数１２４）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000124
　上式（数１２４）に対する評価条件式は、以下の様になる。
　　（数１２５）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000125
ここで、サフィックス１、２は、第１、第２のブランチをそれぞれ示す。サフィックス１、２が付かないものは、拡張された信号を示す。ｙＩは、タップ係数（ウェイトｗｍ）で構成されたタップ出力合成信号の同相成分であり、同様に、ｙＱは直交成分である。ＡＲ、Ｒは、それぞれ所定の定数である。
　この評価条件の式は非線形であるため、閉形式で陽に示すことが出来ない。そこで、評価条件の式によって解析を行う。｜ｙ｜２＝ｙＩ ２＋ｙＱ ２であり、｜ｙ｜２＝（｜ｙ１＋ｙ２｜２）であるから、評価条件の式（数１２５）における最右辺の第一項、第二項は次のように変換される。
　　（数１２６）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000126
　ここで、前出の式（数１１５）の符号を変えて用い、さらに以下の関係式を用いる。
　　（数１２７）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000127
　すると、以下の式が得られる。
　　（数１２８）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000128
　ここで、以下の式を用いる。
　　（数１２９）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000129
　なお、上記の式（数１２９）を得るには、前出の式（数３６）および以下の関係式を用いる。
　　（数１３０）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000130
　上記の評価条件式（数１２５）の最右辺における残りの第３～第６の項は、前出の式（数１１６）で計算することが出来る。これは前出のＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件の場合の式（数３５）と同じである。従って、評価条件式は以下のようになる。
　　（数１３１）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000131
　以上の結果を基に、タップ係数に対する評価条件の式の値を数値計算すると、３次元グラフが得られる。図２１Ａは、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式（数１３）を数値計算して得られる３次元グラフ（二乗平均誤差曲面）の俯瞰図である。図２１Ｂは、合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の式（数１３１）を数値計算して得られる３次元グラフの俯瞰図である。図２２Ａは、ＭＭＳＥ規範に基づく評価条件の式（数１３）を数値計算して得られる３次元グラフ（二乗平均誤差曲面）の上面図である。図２２Ｂは、合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の式（数１３１）を数値計算して得られる３次元グラフの上面図である。なお、図２１Ａ、図２１Ｂ、図２２Ａ、図２２Ｂはいずれも、共に伝搬環境等同じ条件の下での結果である。
　図２１Ａ、図２２Ａより、参照信号を用いたＭＭＳＥ規範の評価条件の基では確率勾配法を用いてタップ適応制御を行った場合、最適点に収束することが分かる。また、図２１Ｂ、図２２Ｂより、各ブランチのタップ出力を合成した信号とブランチ毎の信号とによって得られた値を基にタップの制御を行う評価条件式（数１３１）の場合も、単一の最適点に収束することが分かる。この場合は、以下に説明する様に複雑な形状を取るが、パラメータを調整することによってブラインドで安定な適応制御がなされることが分かる。
　この適応制御がなされる要因を解析すると、次のような３次元グラフが得られる。図２３Ａは、合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の式（数１３１）におけるＪＪｃｍ１、ＪＪｃｍ２を示す３次元グラフの俯瞰図である。図２３Ｂは、合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の式（数１３１）におけるＪＡＳＢＵＳＳを示す３次元グラフの俯瞰図である。図２４Ａは、合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の式（数１３１）におけるＪＪｃｍ１、ＪＪｃｍ２を示す３次元グラフの上面図である。図２４Ｂは、合成空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の式（数１３１）におけるＪＡＳＢＵＳＳを示す３次元グラフの上面図である。
　図２３Ａ、図２４Ａの評価条件式は、前出のＢＵＳＳＧＡＮＧアルゴリズムによる評価条件式（数４１）であって、四つの局所最小点を包含しているため安定なダイバーシチ効果を得ることが出来ないことが分かる。
　また、図２３Ｂ、図２４Ｂの評価条件式は、前出のＪｃｏｍｂ＿ＢＵＳＳの式（数７８）と同じものである。したがって、各ブランチのタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件の場合で説明した様に、四つの局所最小点を包含していて安定なダイバーシチ効果を得ることが出来ない。しかしながら、パラメータを調整することによって互いの局所最小点をずらすことが出来るので、図２１Ｂおよび図２２Ｂで示した複雑な形状ではあるが、単一の最適点が得られる。
　（第５の実施形態）
　本発明の第５の実施形態による無線通信装置は、上記の動作を行う。図２５は、本発明の第５の実施形態による無線通信装置の構成を示す回路図である。図２５の無線通信装置は、図１７に示した本発明の第１の実施形態による無線通信装置に以下の変更を加えたものに等しい。すなわち、図１７のタップ出力差生成部１０９を図２５のタップ出力差生成部１３０１に置き換え、図１７のブラインド適応処理部１１０を図２５のブラインド適応処理部１３０２に、それぞれ置き換える。
　本実施形態によるタップ出力差生成部１３０１について説明する。本実施形態によるタップ出力差生成部１３０１は、第１、第２のタップ処理部１０７、１０８からそれぞれ出力される第１、第２のタップ出力信号の同相成分ｙ１Ｉ（ｎ）、ｙ２Ｉ（ｎ）を入力し、その合計であるタップ出力合成信号の同相成分ｙＩ（ｎ）を出力する。同様に、本実施形態によるタップ出力差生成部１３０１は、第１、第２のタップ処理部１０７、１０８からそれぞれ出力される第１、第２のタップ出力信号の直交成分ｙ１Ｑ（ｎ）、ｙ２Ｑ（ｎ）を入力し、その合計であるタップ出力合成信号の直交成分ｙＱ（ｎ）をブラインド適応処理部１３０２に向けて出力する。
　ブラインド適応処理部１３０２について説明する。ブラインド適応処理部１３０２は、タップ出力合成信号の同相成分ｙＩ（ｎ）および直交成分ｙＱ（ｎ）を入力し、上記の評価条件式（数１３１）にしたがって第１、第２のタップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ１、Ｗ２を生成する。ブラインド適応処理部１３０２は、第１、第２のタップ係数（ウェイトベクトル）Ｗ１、Ｗ２を、第１、第２のタップ処理部１０７、１０８にそれぞれ向けて出力する。
　本実施形態による無線通信装置の他の構成については、本発明の第１の実施形態の場合と同じであるので、さらなる詳細な説明を省略する。
　本実施形態による無線通信装置の動作、すなわち本実施形態による無線通信方法について説明する。なお、この説明は、図２６で、各ブランチのタップ出力の差が最小となるようにタップの制御を行う要素を含めた式（数１１７）の場合の図１７との違いを中心に行う。
　各ブランチのタップ出力を合成した信号とブランチ毎の信号とによって得られた値を基にタップの制御を行った場合、同図の１３０１のタップ出力合成部を用いて加算する形で、合成している。それに対して、各ブランチのタップ出力の差が最小となるようにタップの制御を行う要素を含めた式（数１１７）の図１７の場合は、１０９のタップ出力差生成部を用いてヌリングを行っている。これらの信号を入力するブラインド適応処理部１３０２は、式（数１２４）により、合成したタップ出力信号の同相成分と直交成分を基にタップ係数の演算を行い、そのタップ係数によって出力された信号が１１１のダイバーシチ合成部に入力され処理は完結する。
　本実施形態による無線通信装置の他の動作については、本発明の第１の実施形態の場合と同じであるので、さらなる詳細な説明を省略する。
　尚、拡張ベクトルを以下のように定義することによって、同様の演算を行い、ブランチ数を任意のｍまで増やすことが出来る。
　　（数１３２）
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000132
　以上説明した本発明のブラインド処理のスペースダイバーシチについて、その効果をシミュレーションによって確認する。図２６は、本発明による無線通信装置におけるブラインド処理のスペースダイバーシチの効果を示すグラフである。
　図２６のシミュレーションを行うに当たって使用した方法は、次のとおりである。すなわち、ＮＵＬＬ空間を用いたタップ出力合成信号に適用したＢＵＳＳＧＡＮＧによる評価条件を用いる。ここで、各ブランチの入力に設けられたタップを連携させてブラインド適応処理によりタップ係数を更新する。この際、適応処理の評価条件に各ブランチのタップ出力の差が最小となるように該タップの制御を行う要素を含めた式（数９４）を使う。
　図２６のグラフにおいて、縦軸はシンボル誤り率を示し、横軸は遅延干渉波の遅延時間を示す。図２６からは、遅延時間が大きくなる程干渉波の影響が厳しいことが読み取れる。また、図２６より、従来技術として紹介したＩＰ合成の場合、干渉波の遅延が少し増えただけで特性が極端に劣化していることが分かる。また、ＭＩＤ合成（相互干渉キャンセル）の場合も、理想的なキャンセルが行われている為、干渉波の影響は受けていない。しかし、各ブランチの伝搬路の状態が、各ブランチの直接波が反対方向に近い状態となってしまった為、ダイバーシチ利得が逆に減ってしまって、特性が悪い。
　それに対して、本発明のＮＵＬＬ空間を用いたＢＵＳＳＧＡＮＧ合成の場合、良好な特性を示しており、ＳＤ（スペースダイバーシチ）無しのブラインド等化と比べて、ダイバーシチ効果を得ていることが分かる。
　以上より、本発明の省電力効果の有効性が示された。
　以上、実施の形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　なお、本願の基礎出願である特願２０１０－２７０８９９号の内容は、この出願番号の開示により本願に組み込まれるものとする。

Claims (10)

  1. 　スペースダイバーシチ方式の受信信号およびタップ係数に基づいてタップ出力信号および受信信号ベクトルを生成するタップ処理部を有する複数のブランチと、
    　タップ出力合成信号として前記タップ出力信号を連携して演算するタップ出力合成部と、
    　前記タップ出力合成信号および前記受信信号ベクトルに基づいて前記タップ係数をブラインド適応処理によって生成するブラインド適応処理部と、
    　前記タップ出力信号をダイバーシチ合成するダイバーシチ合成部と
    を具備し、
    　前記ブラインド適応処理部は、
    　前記タップ出力合成信号を最小に抑える評価条件を用いる
    　無線通信装置。
  2. 　請求項１に記載の無線通信装置において、
    　前記タップ処理部の前段に接続されて、前記受信信号のレベルを一定に保ち、自動利得制御信号を生成するＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｇａｉｎ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ：自動利得制御装置）
    をさらに具備し、
    　前記ダイバーシチ合成部は、前記自動利得制御信号に基づいて前記ダイバーシチ合成を行う
    　無線通信装置。
  3. 　請求項１に記載の無線通信装置において、
    　前記複数のブランチのそれぞれは、
    　前記タップ処理部と、
    　前記タップ処理部の前段に接続されて前記受信信号を入力するアンテナと
    を具備し、
    　前記ブラインド適応処理部は、前記複数のブランチのそれぞれにおける品質を推定した結果を推定品質信号として生成し、
    　前記ダイバーシチ合成部は、前記推定品質信号に基づいて前記ダイバーシチ合成を行う
    　無線通信装置。
  4. 　請求項１に記載の無線通信装置において、
    　前記タップ処理部から前記受信信号ベクトルを入力し、前記ブラインド適応処理部から前記タップ係数を入力し、前記タップ処理部に向けて前記タップ係数を出力する適応等化処理部
    をさらに具備し、
    　前記適応等化処理部は、前記タップ係数が収束する所定の時間が経過するまでは前記入力したタップ係数をそのまま出力し、前記所定の時間が経過した後は判定器出力を参照信号として用いた適応等化処理により生成する信号を前記タップ係数として出力する
    　無線通信装置。
  5. 　請求項２～４のいずれかに記載の無線通信装置において、
    　前記タップ処理部の総数は２つであって、
    　前記タップ出力合成信号は、前記タップ出力信号の差を演算して得られる
    　無線通信装置。
  6. 　請求項１に記載の無線通信装置において、
    　前記タップ出力合成信号は、前記タップ出力信号の和を演算して得られる
    　無線通信装置。
  7. 　スペースダイバーシチ方式の受信信号およびタップ係数に基づいてタップ出力信号および受信信号ベクトルを生成することと、
    　タップ出力合成信号として前記タップ出力信号を連携して演算することと、
    　前記タップ出力合成信号および前記受信信号ベクトルに基づいて前記タップ係数をブラインド適応処理によって生成することと、
    　前記タップ出力信号をダイバーシチ合成することと
    を具備し、
    　前記タップ係数を生成することは、
    　前記タップ出力合成信号を最小に抑える評価条件を用いること
    を具備する
    　無線通信方法。
  8. 　請求項７に記載の無線通信方法において、
    　前記タップ出力信号および受信信号ベクトルを生成することは、
    　前記受信信号のレベルを一定に保つことと、
    　自動利得制御信号を生成することと
    を具備し、
    　前記ダイバーシチ合成することは、
    　前記自動利得制御信号に基づいて前記ダイバーシチ合成を行うこと
    を具備する
    　無線通信方法。
  9. 　請求項７に記載の無線通信方法において、
    　前記タップ出力信号および受信信号ベクトルを生成することは、
    　複数のブランチのそれぞれが具備するアンテナを用いて前記受信信号を入力すること
    を具備し、
    　前記タップ係数を生成することは、
    　前記複数のブランチのそれぞれにおける品質を推定した結果を推定品質信号として生成すること
    を具備し、
    　前記ダイバーシチ合成することは、
    　前記推定品質信号に基づいて前記ダイバーシチ合成を行うこと
    を具備する
    　無線通信方法。
  10. 　請求項７に記載の無線通信方法において、
    　前記受信信号ベクトルおよび前記タップ係数に基づいて適応等化処理を行うこと
    をさらに具備し、
    　前記適応等化処理を行うことは、
    　前記タップ係数が収束する所定の時間が経過するまでは前記タップ係数をそのまま出力することと、
    　前記所定の時間が経過した後は判定器出力を参照信号として用いた適応等化処理により生成する信号を前記タップ係数として出力することと
    を具備する
    　無線通信方法。
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