WO2012001898A1 - 指向性マイクロホン装置及びその指向性制御方法 - Google Patents

指向性マイクロホン装置及びその指向性制御方法 Download PDF

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WO2012001898A1
WO2012001898A1 PCT/JP2011/003427 JP2011003427W WO2012001898A1 WO 2012001898 A1 WO2012001898 A1 WO 2012001898A1 JP 2011003427 W JP2011003427 W JP 2011003427W WO 2012001898 A1 WO2012001898 A1 WO 2012001898A1
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unit
level
omnidirectional microphone
level difference
correction parameter
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寺田　泰宏
丈郎 金森
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パナソニック株式会社
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    • H04R29/006—Microphone matching
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    • H04R3/00—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones
    • H04R3/005—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones for combining the signals of two or more microphones

Definitions

  • the present invention relates to a directional microphone device including a plurality of omnidirectional microphone units and a directivity control method thereof.
  • a directional microphone device that obtains directivity by processing signals obtained from a plurality of omnidirectional microphone units.
  • One of the signal processing methods is a sound pressure gradient type directivity synthesis method. While this synthesis method has the advantage that directivity can be formed even if the microphone units are arranged on a relatively small scale, the directivity deteriorates if there are individual differences such as level differences and phase differences between the microphone units. There is a drawback.
  • the level difference and phase difference between the microphone units are generated particularly in a low frequency range due to the influence of air leakage from the gap due to mass production variation and aging, and a caulking portion on the back of the microphone unit. For this reason, the level difference and the phase difference exist between the microphone units that have passed the inspection process at the time of shipment and whose quality is guaranteed.
  • Patent Document 1 discloses a directional microphone device that corrects only a level difference between two omnidirectional microphone units using levels of low-frequency components of two omnidirectional microphone units. ing.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a directional microphone device disclosed in Patent Document 1.
  • FIG. 1A shows a case where the level difference is corrected by feedback
  • FIG. 1B shows a case where the level difference is corrected by feedforward.
  • FIG. 1A shows a case where the level difference is corrected by feedback
  • FIG. 1B shows a case where the level difference is corrected by feedforward.
  • the first and second omnidirectional microphone units 11 and 12 collect first and second signals.
  • the level control circuit 19 performs level control on the second signal.
  • the level control signal forming circuit 20 detects the level difference of the low frequency component between the first signal and the level-controlled second signal, and generates a level control signal corresponding to the level difference.
  • the level control circuit 19 performs control so as to eliminate the level difference between the first and second signals using the generated level control signal.
  • Patent Document 2 discloses a directional microphone device that reproduces a learning signal from a speaker installed in a device and calibrates a microphone unit.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of the directional microphone device disclosed in Patent Document 2. As shown in FIG.
  • the signal processor 29 reproduces a preset periodic noise signal from the speaker 25 arranged in the detection area of the microphone units 21 to 24 via the amplifier 26.
  • a digital FIR (Finite Impulse Response) filter in the signal processor 29 performs filter processing on each signal collected by the microphone units 21 to 24.
  • the signal processor 29 evaluates the response from the digital FIR filter, adapts the characteristics of the digital FIR filter, and calibrates the microphone units 21 to 24.
  • Patent Document 3 discloses a directional microphone device that adjusts a low-frequency characteristic from a sensitivity difference between two omnidirectional microphone units.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of the directional microphone device disclosed in Patent Document 3. As shown in FIG.
  • the first and second omnidirectional microphone units 11 and 12 pick up the first and second signals.
  • the first and second HPFs 30 and 31 perform high-pass processing on the first and second signals, respectively.
  • the first and second BPFs 32 and 33 perform band-pass processing for allowing only the frequency components of a predetermined band to pass through the first and second signals subjected to the high-pass processing, respectively.
  • the sensitivity difference comparator 34 calculates which one is the greater than the sensitivity difference between the first and second signals having only a frequency component in a predetermined band.
  • the coefficient generation unit 35 generates the coefficient of the larger HPF of the first or second signal that has only frequency components in a predetermined band based on the sensitivity difference.
  • the coefficient generator 35 generates coefficients a1 to an as a coefficient a and coefficients b1 to bn as a coefficient b according to sensitivity differences d1 to dn (n is a positive number). To do.
  • Patent Document 1 and Patent Document 3 have a problem that the amplitude frequency characteristics in the low frequency region are not improved.
  • An object of the present invention is to provide a directional microphone device that corrects a level difference and a phase difference generated in a low frequency region between a plurality of omnidirectional microphone units, improves directivity, and reduces the size, and a directivity control method thereof.
  • the purpose is to do.
  • the directional microphone device of the present invention is corrected by a plurality of omnidirectional microphone units, a correction processing unit that corrects a plurality of signals obtained by the plurality of omnidirectional microphone units using correction parameters. Further, a directivity synthesis unit that performs directivity synthesis using the plurality of signals, a level difference calculation unit that calculates a level difference between the plurality of omnidirectional microphone units, and the correction processor A configuration is provided that includes a correction parameter calculation unit that calculates a correction parameter for simultaneously correcting a level difference and a phase difference between directional microphone units based on the level difference.
  • the directional microphone device of the present invention includes a plurality of omnidirectional microphone units, a correction processing unit that corrects a plurality of signals obtained by the plurality of omnidirectional microphone units using correction parameters, and A directivity synthesis unit that performs directivity synthesis using the corrected plurality of signals, and a level comparison unit that compares a level of a reference signal and another signal among the corrected signals And a correction parameter updating unit that updates a correction parameter that simultaneously corrects a level difference and a phase difference between the plurality of omnidirectional microphone units in the correction processing unit based on the level comparison result. take.
  • the directivity control method of the present invention uses a correction processing step of correcting a plurality of signals obtained by a plurality of omnidirectional microphone units using correction parameters, and using the corrected plurality of signals.
  • a directivity synthesis step for performing directivity synthesis a level difference calculation step for calculating a level difference between the plurality of omnidirectional microphone units, and a level difference between the plurality of omnidirectional microphone units in the correction processing step.
  • the directivity control method of the present invention uses a correction processing step of correcting a plurality of signals obtained by a plurality of omnidirectional microphone units using correction parameters, and using the corrected plurality of signals.
  • a directivity synthesis step for performing directivity synthesis, a level comparison step for comparing the level of a reference signal among the corrected signals, and a level of another signal, and the correction processing step.
  • a correction parameter updating step for updating a correction parameter for simultaneously correcting a level difference and a phase difference between the omnidirectional microphone units based on the level comparison result.
  • the present invention it is possible to correct a level difference and a phase difference generated in a low frequency range between a plurality of omnidirectional microphone units, improve directivity, and reduce the size.
  • FIG. 3 is an image diagram of coefficients of a high-pass filter generated in a coefficient generation unit in the directional microphone device shown in FIG.
  • the figure which shows the structure of the directional microphone apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention.
  • the figure which shows the internal structure of the correction process part shown in FIG. The figure which shows the internal structure of the directivity synthetic
  • the figure which shows the amplitude frequency characteristic of the band pass filter comprised by the IIR filter Diagram showing the structure of an omnidirectional microphone unit with no air leakage Diagram showing the structure of an omnidirectional microphone unit with air leakage The figure which shows the composition which simulated the omnidirectional microphone unit with the air leak with the digital filter.
  • the figure which shows the measured value of the frequency characteristic of the omnidirectional microphone unit without air leakage and the omnidirectional microphone unit with air leakage The figure which shows the calculated value by the digital filter of FIG. 13 which simulated the frequency characteristic of FIG.
  • the figure which shows the amplitude frequency characteristic and phase frequency characteristic of a 2nd primary IIR filter The figure which shows the amplitude frequency characteristic and phase frequency characteristic of a 2nd primary IIR filter
  • the figure which shows the other internal structure of the 1st frequency analysis part shown in FIG. The figure which shows the structure of the directional microphone apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention.
  • the figure which shows the internal structure of the level difference calculation part shown in FIG. The figure which shows the internal structure of the 1st frequency analysis part shown in FIG.
  • the figure which shows the amplitude frequency characteristic of the 1st band pass filter comprised by the IIR filter The figure which shows the other internal structure of the 1st frequency analysis part shown in FIG.
  • the figure which shows the internal structure of the level comparison part shown in FIG. The figure which shows the structure of the directional microphone apparatus which concerns on Embodiment 4 of this invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing the configuration of the directional microphone device according to Embodiment 1 of the present invention. Hereinafter, the configuration of the directional microphone device will be described with reference to FIG.
  • the first omnidirectional microphone unit 101 and the second omnidirectional microphone unit 102 are built in devices such as a video camera and a hearing aid, separated from each other by a distance d.
  • the first omnidirectional microphone unit 101 outputs the first signal x1 (t) to the correction processing unit 103 and the level difference calculation unit 105, respectively.
  • the second omnidirectional microphone unit 102 outputs the second signal x2 (t) to the correction processing unit 103 and the level difference calculation unit 105, respectively.
  • the correction processing unit 103 simultaneously corrects the level difference and the phase difference between the two omnidirectional microphone units using the correction parameter calculated by the correction parameter calculation unit 106 described later.
  • the correction processing unit 103 has the configuration shown in FIG. 6, and a first first-order IIR (InfiniteInImpulse Response) filter 201 receives a first signal x1 (t) as an input, A filter output signal x1 ′ (t) is output. Further, the second primary IIR filter 202 receives the second signal x2 (t) and outputs a second filter output signal x2 '(t).
  • IIR InfiniteInImpulse Response
  • the correction parameters calculated by the correction parameter calculation unit 106 include the coefficients b10 (t), b11 (t), a11 (t) of the first primary IIR filter, and the coefficient b20 (t of the second primary IIR filter. ), B21 (t), a21 (t).
  • the first filter output signal x 1 ′ (t) and the second filter output signal x 2 ′ (t) whose level difference and phase difference are corrected are output to the directivity synthesis unit 104.
  • smoothing may be performed according to equation (1).
  • the coefficients calculated by the correction parameter calculation unit 106 are b10 ′ (t), b11 ′ (t), a11 ′ (t), b20 ′ (t), b21 ′ (t), a21 ′. (T).
  • ⁇ is a time constant and takes a value of 0 ⁇ ⁇ ⁇ 1.
  • the directivity synthesis unit 104 includes a left directivity synthesis unit 301 and a right directivity synthesis unit 302 as shown in FIG.
  • the directivity synthesis unit 104 performs directivity synthesis using the first filter output signal x1 '(t) and the second filter output signal x2' (t) output from the correction processing unit 103.
  • the left directivity synthesis unit 301 includes a first delay unit 303, a second delay unit 304, a subtractor 305, and an EQ (Equalizer) 306, and forms directivity in the L direction in FIG.
  • the first delay unit 303 receives the first filter output signal x1 '(t), and the second delay unit 304 receives the second filter output signal x2' (t).
  • the coefficients of the first delay device 303 and the second delay device 304 are the first filter output signal x1 ′ (t) and the second filter output signal x2 ′ (t) for the sound wave coming from the R direction in FIG. Are designed to be in phase, for example.
  • the coefficients of the first delay unit 303 and the second delay unit 304 are such that the second filter output signal x2 ′ (t) is equal to the first filter output signal x1 ′ (t),
  • Each is designed to be relatively d / c [s] delayed.
  • d is the microphone interval [m]
  • c is the sound speed [m / s].
  • the subtractor 305 subtracts the output of the second delay unit 304 from the output of the first delay unit 303, and obtains a signal having a directional blind spot in the R direction, that is, a signal having a relatively high directivity sensitivity in the L direction. . Since the output signal of the subtractor 305 has an amplitude frequency characteristic with a slope of ⁇ 6 dB / linguistic transon as the frequency decreases in the L direction in principle, the EQ 306 outputs the output signal of the subtractor 305 so that the amplitude frequency characteristic becomes flat. Perform the correction.
  • the right directivity synthesis unit 302 forms directivity in the R direction in FIG.
  • the right directivity synthesis unit 302 differs from the left directivity synthesis unit 301 only in the input signal, and has the same configuration and the same operation. Therefore, detailed description thereof is omitted.
  • the level difference calculation unit 105 includes a first frequency analysis unit 401, a second frequency analysis unit 402, and a band level difference calculation unit 403.
  • the level difference calculation unit 105 includes a first signal x1 (t) obtained by the first omnidirectional microphone unit 101 and a second signal x2 obtained by the second omnidirectional microphone unit 102.
  • the level difference from (t) is calculated.
  • the level difference is calculated for an arbitrary frequency band lower than about 200 Hz where a level difference and a phase difference between the microphone units are likely to occur due to the influence of air leakage or the like from the gap between the caulking portions on the back of the microphone unit.
  • the first frequency analysis unit 401 includes a band pass filter (BPF) 501 and a band level calculation unit 502 as shown in FIG.
  • the first frequency analysis unit 401 calculates a first band level Lx1 (t) of the first signal x1 (t) obtained by the first omnidirectional microphone unit 101, and a band level difference calculation unit. Output to 403.
  • BPF band pass filter
  • the first frequency analysis unit 401 calculates a first band level Lx1 (t) of the first signal x1 (t) obtained by the first omnidirectional microphone unit 101, and a band level difference calculation unit. Output to 403.
  • the band-pass filter 501 is configured by an IIR filter or FIR filter, and extracts a band signal for calculating a level difference necessary for calculation of the correction parameter in the correction parameter calculation unit 106. That is, the bandpass filter 501 performs band limitation on the first signal x1 (t) and outputs the first band signal x1BPF (t) to the band level calculation unit 502.
  • FIG. 10 shows an example of the amplitude frequency characteristic of the bandpass filter 501 having a center frequency of 100 Hz constituted by an IIR filter.
  • the band level calculation unit 502 uses the first band signal x1BPF (t) output from the bandpass filter 501 to calculate the first band level Lx1 (t) [dB].
  • Expression (2) is an example of an expression for calculating Lx1 (t).
  • Equation (2) ⁇ is a time constant and takes a value of 0 ⁇ ⁇ ⁇ 1.
  • the second frequency analysis unit 402 calculates a second band level Lx2 (t) of the second signal x2 (t) obtained by the second omnidirectional microphone unit 102, and calculates a band level difference calculation unit. Output to 403.
  • the second frequency analysis unit 402 differs from the first frequency analysis unit 401 only in the input signal, and has the same configuration and the same operation, so detailed description thereof will be omitted.
  • the band level difference calculation unit 403 includes a first band level Lx1 (t) output from the first frequency analysis unit 401 and a second band level Lx2 (t) output from the second frequency analysis unit 402. A level difference ⁇ Lx (t) is calculated. Next, the band level difference calculation unit 403 outputs the calculated level difference ⁇ Lx (t) to the correction parameter calculation unit 106.
  • Expression (3) is an example of an expression for calculating the level difference ⁇ Lx (t) [dB].
  • the correction parameter calculation unit 106 Based on the level difference ⁇ Lx (t) output from the level difference calculation unit 105, the correction parameter calculation unit 106 simultaneously corrects the low-frequency level difference and the phase difference existing between the two omnidirectional microphone units. The correction parameter to be calculated is calculated. The correction parameter calculation unit 106 outputs the calculated correction parameter to the correction processing unit 103.
  • the following explanation analyzes the phenomenon of air leakage from the gap of the caulking portion on the back of the omnidirectional microphone unit using the structure of the omnidirectional microphone unit and its equivalent circuit.
  • FIG. 11A is a diagram showing the structure of an omnidirectional microphone unit without air leakage.
  • the omnidirectional microphone unit includes a vibrating membrane 702 that vibrates in response to the sound pressure of a sound wave from the sound hole 701, a back electrode 704, and an insulator 705 that supports the back electrode 704. Further, the back electrode 704 is formed with a capacitance facing the vibration film 702 in parallel with a uniform air layer (thin air layer 703) of about several tens to 100 ⁇ m behind the vibration film 702. In the omnidirectional microphone unit, the back side of the vibration film 702 is hermetically sealed by the back electrode 704 and the insulator 705.
  • the omnidirectional microphone unit has a back air chamber 706 for balancing the air pressure on both surfaces of the vibration membrane 702 and a leak that leads to the back air chamber 706 so that the position of the vibration membrane 702 is not biased by changes in atmospheric pressure.
  • a hole 707 is provided.
  • the electret film is attached to the surface of the back electrode 704, and the omnidirectional microphone unit creates a strong DC electric field between the vibration film 702 and the back electrode 704.
  • the omnidirectional microphone unit creates a strong DC electric field between the vibration film 702 and the back electrode 704.
  • FIG. 11B shows a simplified equivalent circuit of the omnidirectional microphone unit shown in FIG. 11A.
  • the force applied to the vibration film 702 is p ⁇ S, where p is the sound pressure applied to the vibration film 702 and S is the effective area of the vibration film 702.
  • S0 is the stiffness of the vibrating membrane 702
  • M0 is the mass of the vibrating membrane 702
  • R0 is the viscous resistance of the thin air layer 703
  • S1 is the stiffness of the back air chamber 706.
  • FIG. 12A is a diagram showing the structure of an omnidirectional microphone unit having air leakage.
  • the sound pressure due to the sound wave from the airway 801 formed by the gap between the back surface and the crimping portion 708 is applied to the vibration film 702 in addition to the sound pressure due to the sound wave from the sound hole 701.
  • FIG. 12B shows a simplified equivalent circuit of the omnidirectional microphone unit shown in FIG. 12A.
  • the equivalent circuit of FIG. 12B is different from the equivalent circuit of FIG. 11B in the following two points.
  • the first difference is that a force p ⁇ S ⁇ exp ( ⁇ j ⁇ k ⁇ d ⁇ cos ⁇ ) is applied to the gap between the crimping portions 708.
  • ⁇ j ⁇ k ⁇ d ⁇ cos ⁇ means phase delay.
  • d ⁇ cos ⁇ represents the distance difference from the sound wave that reaches the vibrating membrane 702 from the sound hole 701.
  • the second difference is that an equivalent resistance R2 of the airway 801 from the gap of the crimping portion 708 to the back surface of the vibration film 702 is provided.
  • the sound wave that reaches the back surface of the vibrating membrane 702 through the gap of the crimping portion 708 passes through the primary low-pass filter formed by the equivalent resistance R2 of the airway 801 and the stiffness S1 of the back air chamber 706. .
  • the vibration film 702 is driven by the sound wave from the sound hole 701 and the sound wave that has passed through the primary low-pass filter from the gap between the caulking portions 708. Further, the output of the omnidirectional microphone unit is obtained by converting the sound pressure difference into an electric signal.
  • the output signal when there is an air leak is the first-order low-pass signal from the sound wave from the sound hole 701 (assuming a flat frequency characteristic) and the gap between the caulking portions 708. It becomes a primary high-pass characteristic that is a difference from a sound wave having a characteristic. From this, it is considered that when there is air leakage, the low-frequency level is lowered with respect to the unit without air leakage, and the phase is delayed.
  • FIG. 13 shows a configuration in which an omnidirectional microphone unit having air leakage that becomes the primary high-pass characteristic is simulated by a digital filter.
  • a first signal line 901 is a sound wave path from the sound hole 701 to the vibration film 702
  • a second signal line 902 is a sound wave path from the gap of the crimping portion 708 to the vibration film 702 (primary low Each with a band-pass filter).
  • the subtractor 903 corresponds to the vibration film 702. That is, in the configuration simulated with the digital filter, the sound pressure difference at the vibration film 702 between the sound wave from the sound hole 701 and the sound wave from the gap between the crimping portions 708 becomes an output signal. For this reason, the configuration simulated by the digital filter is a configuration in which the signal on the second signal line 902 is subtracted by the subtractor 903 from the signal on the first signal line 901.
  • the measured value of the omnidirectional microphone unit is compared with the calculated value obtained by the computer simulation using the digital filter shown in FIG.
  • FIG. 14 shows an example of measured values of frequency characteristics of an omnidirectional microphone unit having no air leakage and an omnidirectional microphone unit having air leakage.
  • FIG. 14A shows the amplitude frequency characteristics of each of the two omnidirectional microphone units.
  • the solid line shows the characteristics of the omnidirectional microphone unit without air leakage
  • the dotted line shows the characteristics of the omnidirectional microphone unit with air leakage. Show.
  • FIG. 14A it can be confirmed that the unit with air leakage has a lower level in comparison with the unit without air leakage.
  • FIG. 14B shows a frequency characteristic of a phase difference between two omnidirectional microphone units with respect to a reference of the omnidirectional microphone unit having no air leakage. As shown to FIG. 14B, it can confirm that the unit with an air leak has delayed the phase of a low region.
  • FIG. 15 shows calculated values by the digital filter of FIG. 13 simulating the frequency characteristics of FIG.
  • the solid line shows the characteristic of only the signal line 901 shown in FIG. 13 (corresponding to a unit without air leakage), and the dotted line shows the output characteristic of the subtractor 903.
  • FIGS. 14 and 15 it can be confirmed that in the extremely low frequency range, there is a difference between the actually measured value and the calculated value due to the influence of the actually measured error or the like, but generally good correspondence can be obtained.
  • the amplitude frequency characteristic is a characteristic obtained by applying a low cut filter.
  • the simultaneous correction of the low-level level difference and the phase difference is performed by applying a first-order IIR filter having characteristics opposite to those of the digital filter of FIG. 13 to the signal from the omnidirectional microphone unit having air leakage. It is thought that this is possible.
  • the correction parameter calculation unit 106 calculates a coefficient of a first-order IIR filter having characteristics opposite to those of the digital filter of FIG.
  • the filter coefficient is calculated based only on the level difference ⁇ Lx (t) calculated by the level difference calculation unit 105.
  • the correction parameter calculation unit 106 can calculate a coefficient for performing simultaneous correction of the level difference and the phase difference with the filter coefficient calculated based only on the level difference.
  • the first embodiment is configured to perform correction on an omnidirectional microphone unit having air leakage.
  • the first 1 is corrected to correct the first signal x1 (t).
  • the coefficients b11 (t) and a11 (t) of the next IIR filter 201 are calculated.
  • the second signal x2 (t) is corrected using the second 1
  • the coefficients b21 (t) and a21 (t) of the next IIR filter 202 are calculated.
  • the filter coefficient calculation method will be described by taking as an example the case where ⁇ Lx (t) ⁇ Lth2, that is, the case where the coefficients b21 (t) and a21 (t) of the second primary IIR filter 202 are calculated. .
  • b21 (t) is calculated.
  • b21 (t) is calculated based on the level difference ⁇ Lx (t), so that the second primary IIR filter 202 has an amplitude frequency characteristic and a phase frequency characteristic corresponding to the level difference ⁇ Lx (t). It becomes.
  • Formula (4) is an example of a formula for calculating b21 (t).
  • the amplitude frequency characteristic and phase frequency characteristic of the filter 202 are shown.
  • FIG. 16 shows the case of
  • 1 [dB]
  • FIG. 17 shows the case of
  • 3 [dB].
  • 16A and 17A show amplitude frequency characteristics
  • FIGS. 16B and 17B show phase frequency characteristics.
  • the solid line indicates the characteristic calculated using b21 (t) experimentally calculated based on the equation (4), and the dotted line indicates the ideal characteristic.
  • the coefficients b11 (t) and a11 (t) of the first primary IIR filter 201 may be calculated by the same method.
  • an omnidirectional microphone unit having air leakage has a primary high-pass characteristic, and a low level difference between two omnidirectional microphone units having / without air leakage.
  • the fact that the phase difference has a one-to-one correspondence was used.
  • the coefficient of the first-order IIR filter that performs the correction process is calculated based on the low-frequency level difference between the two omnidirectional microphone units.
  • the present embodiment can simultaneously correct the low-frequency level difference and the phase difference between the two omnidirectional microphone units, and can suppress the deterioration of directivity with a small amount of calculation.
  • the correction parameter may be calculated by the same method as described above based on the level difference with each omnidirectional microphone unit calculated based on the omnidirectional microphone unit having the highest band level.
  • the configuration in which the frequency analysis unit 401 illustrated in FIG. 8 includes the bandpass filter 501 and the band level calculation unit 502 has been described.
  • the present invention is not limited to this.
  • an FFT (FastFFourier Transform) unit 1401 and a band level calculation unit 1402 may be provided.
  • this configuration will be briefly described.
  • the FFT unit 1401 When the FFT length is N, the FFT unit 1401 accumulates N samples of the first signal x1 (t), performs FFT calculation once for N samples (frame length: N, overlap rate: 0%), The first complex signal X1 ( ⁇ ) is calculated. The calculated complex signal X1 ( ⁇ ) is output to the band level calculation unit 1402.
  • a windowing process such as a Hanning window is performed on a signal obtained by accumulating N samples of the first signal x1 (t) before performing the FFT operation.
  • the windowing process or the FFT calculation is performed once for every n / 2 samples, that is, with a frame length of N and an overlap rate of 50%.
  • the band level calculation unit 1402 calculates the first band level Lx1 (t) using one or more first complex signals X1 ( ⁇ ) output from the FFT unit 1401.
  • Formula (5) is an example of a formula for calculating Lx1 (t).
  • the sampling frequency is 48 kHz
  • the FFT length is 4096
  • the level calculation band is, for example, near 100 Hz
  • FIG. 19 is a diagram showing a configuration of a directional microphone device according to Embodiment 2 of the present invention. 19 is different from FIG. 5 in that the level difference calculation unit 105 is changed to a level difference calculation unit 1501 and the correction parameter calculation unit 106 is changed to a correction parameter calculation unit 1502.
  • the level difference calculation unit 1501 includes a first frequency analysis unit 1601, a second frequency analysis unit 1602, a reference level difference calculation unit 1603, and a low frequency level difference calculation unit 1604.
  • the level difference calculation unit 1501 includes a first signal x1 (t) obtained by the first omnidirectional microphone unit 101 and a second signal x2 obtained by the second omnidirectional microphone unit 102. Enter (t).
  • the level difference calculation unit 1501 calculates a level difference between at least two frequency bands of the first signal x1 (t) and the second signal x2 (t). Specifically, as the first level difference, the level difference in the frequency band near 1 kHz used for measuring the rated sensitivity level of the omnidirectional microphone unit is calculated.
  • the second level difference is the level difference in any frequency band lower than around 200 Hz where the level difference between the microphone units and the phase difference are likely to occur due to the effects of air leaks from the gaps in the caulking part on the back of the microphone unit. To do.
  • the first frequency analysis unit 1601 includes a first bandpass filter (BPF) 1701, a second bandpass filter (BPF) 1702, a reference level calculation unit 1703, and a low-frequency level calculation. Part 1704.
  • the first frequency analysis unit 1601 uses the first reference level Lx1S (t) and the first low frequency for the first signal x1 (t) obtained by the first omnidirectional microphone unit 101.
  • a level Lx1L (t) is calculated.
  • the calculated first reference level Lx1S (t) is output to the reference level difference calculation unit 1603. Further, the first low frequency level Lx1L (t) is output to the low frequency level difference calculation unit 1604.
  • the first band pass filter 1701 is composed of an IIR filter or FIR filter, and extracts a band signal in the vicinity of 1 kHz for level adjustment between two omnidirectional microphone units. That is, the first band-pass filter 1701 performs band limitation on the first signal x1 (t) and outputs the first reference signal x1S (t) to the reference level calculation unit 1703.
  • FIG. 22 shows an example of the amplitude frequency characteristic of the first bandpass filter 1701 configured with an IIR filter.
  • the second band-pass filter 1702 is composed of an IIR filter or FIR filter, and extracts a band signal for calculating a level difference necessary for calculating a correction parameter. That is, the second bandpass filter 1702 performs band limitation on the first signal x1 (t), and outputs the first lowband signal x1L (t) to the lowband level calculation unit 1704. Note that the configuration and operation of the second bandpass filter 1702 are the same as those of the bandpass filter 501 shown in FIG.
  • the reference level calculation unit 1703 calculates the first reference level Lx1S (t) using the first reference signal x1S (t) output from the first band pass filter 1701, and the reference level difference calculation unit 1603. Output to.
  • the calculation of the first reference level Lx1S (t) is performed, for example, according to the equation (2).
  • the low frequency level calculation unit 1704 calculates the first low frequency level Lx1L (t) using the first low frequency signal x1L (t) output from the second bandpass filter 1702, and the low frequency level The result is output to the difference calculation unit 1604.
  • the calculation of the first low frequency level Lx1L (t) is performed, for example, according to the equation (2).
  • the second frequency analysis unit 1602 performs the second reference level Lx2S (t) and the second low frequency with respect to the second signal x2 (t) obtained by the second omnidirectional microphone unit 102.
  • the level Lx2L (t) is calculated.
  • the second frequency analysis unit 1602 has the same configuration and the same operation as the first frequency analysis unit 1601 except for the input signal. Therefore, detailed description thereof is omitted.
  • the reference level difference calculation unit 1603 includes a first reference level Lx1S (t) output from the first frequency analysis unit 1601 and a second reference level Lx2S (t) output from the second frequency analysis unit 1602. A reference level difference ⁇ LxS (t) is calculated.
  • the reference level difference calculation unit 1603 outputs the calculated reference level difference ⁇ LxS (t) to the correction parameter calculation unit 1502 and the low frequency level difference calculation unit 1604.
  • Expression (6) is an example of an expression for calculating the reference level difference ⁇ LxS (t) [dB].
  • the low frequency level difference calculation unit 1604 includes a first low frequency level Lx1L (t) output from the first frequency analysis unit 1601 and a second low frequency level Lx2L output from the second frequency analysis unit 1602. A low level difference ⁇ LxL (t) with (t) is calculated.
  • the low frequency level difference calculating unit 1604 uses the reference level difference ⁇ LxS (t) output from the reference level difference calculating unit 1603 to correct the low frequency level difference ⁇ LxL (t).
  • Expression (7) is an example of an expression for calculating the low frequency level difference ⁇ LxL (t).
  • the correction parameter calculation unit 1502 calculates a correction parameter for correcting a level difference and a phase difference that exist between the first omnidirectional microphone unit 101 and the second omnidirectional microphone unit 102 at the same time.
  • the data is output to the processing unit 103.
  • the correction parameter calculation unit 1502 performs the first primary IIR filter 201 and the second primary IIR by the same processing as the correction parameter calculation unit 106 based on the low frequency level difference ⁇ LxL (t).
  • the filter coefficient of the filter 202 is calculated.
  • the correction parameter calculation unit 1502 multiplies each of b20 (t) and b21 (t) by converting the reference level difference ⁇ LxS (t) into a linear value among the coefficients of the second primary IIR filter.
  • the multiplication result is reassigned to b20 (t) and b21 (t).
  • Formula (8) is an example of a calculation formula for b20 (t) and b21 (t).
  • the level between the two omnidirectional microphone units is adjusted based on the signal in the vicinity of 1 kHz used for the measurement of the rated sensitivity level.
  • the first frequency analysis unit 1601 shown in FIG. 20 includes the first bandpass filter 1701, the second bandpass filter 1702, the reference level calculation unit 1703, and the low frequency level calculation unit 1704.
  • the configuration provided is described.
  • the present invention is not limited to this.
  • the first frequency analysis unit 1601 may include an FFT unit 1901, a reference level calculation unit 1902, and a low frequency level calculation unit 1903. Good.
  • this configuration will be briefly described.
  • the FFT unit 1901 When the FFT length is N, the FFT unit 1901 accumulates N samples of the first signal x1 (t), performs FFT calculation once for N samples (frame length: N, overlap rate: 0%), The first complex signal X1 ( ⁇ ) is calculated. The calculated complex signal X1 ( ⁇ ) is output to the reference level calculation unit 1902 and the low frequency level calculation unit 1903. Note that the configuration and operation of the FFT unit 1901 are the same as those of the FFT unit 1401.
  • the reference level calculation unit 1902 uses the one or more first complex signals X1 ( ⁇ ) output from the FFT unit 1901 to adjust the level between two omnidirectional microphone units in the first vicinity of 1 kHz.
  • the reference level Lx1S (t) is calculated.
  • the calculation of Lx1S (t) is performed according to the equation (5), for example.
  • the low frequency level calculation unit 1903 calculates the first low frequency level Lx1L (t) using the one or more first complex signals X1 ( ⁇ ) output from the FFT unit 1901.
  • the calculation of Lx1L (t) is performed according to the equation (5), for example.
  • FIG. 24 is a diagram showing a configuration of a directional microphone device according to Embodiment 3 of the present invention. 24 differs greatly from FIG. 5 in that the correction parameter of the correction processing unit 103 is updated using the output signal of the correction processing unit 103 instead of the signals from the first and second omnidirectional microphone units. Is a point.
  • the first change is that the level difference calculation unit 105 that calculates the level difference of the signals from the first and second omnidirectional microphone units is compared with the level of the output signal of the correction processing unit 103.
  • the level comparison unit 2001 is changed.
  • the second change is that the correction parameter calculation unit 106 that calculates the correction parameter using the level difference is changed to the correction parameter update unit 2002 that updates the correction parameter using the level comparison result.
  • the correction processing unit 103 receives the first signal x1 (t) from the first omnidirectional microphone unit 101 and the second signal x2 (t) from the second omnidirectional microphone unit 102, respectively. To do.
  • the correction processing unit 103 corrects the level difference and the phase difference between the two omnidirectional microphone units at the same time using the correction parameter updated by the correction parameter update unit 2002 described later.
  • the first filter output signal x1 '(t) and the second filter output signal x2' (t) whose level difference and phase difference are corrected are output to the directivity synthesis unit 104 and the level comparison unit 2001, respectively. Since other configurations and operations are the same as those described in the first embodiment, detailed description thereof is omitted.
  • the level comparison unit 2001 includes a first frequency analysis unit 2101, a second frequency analysis unit 2102, and a band level comparison unit 2103, as shown in FIG.
  • the level comparison unit 2001 includes a first filter output signal x1 ′ (t) that is an output from the first primary IIR filter 201 and a second filter output that is an output from the second primary IIR filter 201.
  • the signal x2 ′ (t) is input.
  • the level comparison unit 2001 compares the levels of the first filter output signal x1 ′ (t) and the second filter output signal x2 ′ (t), and outputs the comparison result to the correction parameter update unit 2002.
  • the level comparison is performed for an arbitrary frequency band lower than around 200 Hz where a level difference and a phase difference between the microphone units are likely to occur due to the influence of air leakage or the like from the gap of the caulking portion on the back of the microphone unit.
  • the first frequency analysis unit 2101 calculates the first band level Lx1 ′ (t) from the first filter output signal x1 ′ (t).
  • the second frequency analysis unit 2102 calculates a second band level Lx2 '(t) from the second filter output signal x2' (t). Since the first and second frequency analysis units 2101 and 2102 have the same configuration as the first and second frequency analysis units 401 and 402 except for the input signals, their description is omitted.
  • the band level comparison unit 2103 includes a first band level Lx1 ′ (t) output from the first frequency analysis unit 2101 and a second band level Lx2 ′ (t) output from the second frequency analysis unit 2102. ) And output the comparison result. For example, when Lx1 ′ (t) ⁇ Lx2 ′ (t), the band level comparison unit 2103 outputs “1” as the level comparison result to the correction parameter update unit 2002. Further, the band level comparison unit 2103 outputs “ ⁇ 1” as the level comparison result to the correction parameter update unit 2002 when Lx1 ′ (t)> Lx2 ′ (t). On the other hand, the band level comparison unit 2103 outputs “0” as the level comparison result to the correction parameter update unit 2002 when Lx1 ′ (t) ⁇ Lx2 ′ (t).
  • the correction parameter update unit 2002 updates the coefficient of the first-order IIR filter that simultaneously corrects the low-frequency level difference and phase difference between the two omnidirectional microphone units.
  • the correction parameter update unit 2002 includes b11 (t) and b21 among the coefficients of the first primary IIR filter 201 and the second primary IIR filter 202 constituting the correction processing unit 103. Update any of (t).
  • the correction parameter update unit 2002 updates the filter coefficient based only on the comparison result of the level comparison unit 2001. There is a one-to-one correspondence between the low-frequency level difference and the phase difference between two omnidirectional microphone units due to the presence or absence of air leakage or the size of air leakage. For this reason, the correction parameter updating unit 2002 can update the coefficient so as to perform simultaneous correction of the level difference and the phase difference with the filter coefficient updated based only on the level comparison result.
  • the third embodiment is configured to perform correction on an omnidirectional microphone unit having air leakage.
  • the correction parameter update unit 2002 updates only the coefficient b11 (t) of the first primary IIR filter 201 in order to correct the first signal x1 (t).
  • Formula (9) is an example of an update formula for b11 (t).
  • the correction parameter update unit 2002 updates only the coefficient b21 (t) of the second primary IIR filter 202 in order to correct the second signal x2 (t). To do.
  • Expression (10) is an example of an update expression for b21 (t).
  • Equation (10) g is the update amount, which is the same value as equation (9).
  • the correction parameter updating unit 2002 has no level difference between the two omnidirectional microphone units. In other words, the correction parameter update unit 2002 can determine that the levels and phases of the two omnidirectional microphone units are almost the same, and does not update the coefficient.
  • the coefficient of the first-order IIR filter is updated based on the comparison result of the low-frequency level between the two omnidirectional microphone units. That is, according to the present embodiment, correction processing is performed until there is almost no low-frequency level difference between the two omnidirectional microphone units, based only on the level of the level between the two omnidirectional microphone units. As a result, the present embodiment can simultaneously correct the low-frequency level difference and the phase difference between the two omnidirectional microphone units, and can suppress the deterioration of directivity with a small amount of calculation. .
  • the correction parameter may be updated by a method similar to the above based on the level comparison result with each omnidirectional microphone unit compared with the omnidirectional microphone unit having the highest band level.
  • FIG. 26 is a diagram showing a configuration of a directional microphone device according to Embodiment 4 of the present invention. 26 differs from FIG. 5 in that the correction parameter calculation unit 106 is changed to a correction parameter calculation unit 2201 and a frequency characteristic correction unit 2202 is added.
  • the correction parameter calculation unit 2201 calculates a correction parameter for correcting the level difference and the phase difference existing between the first omnidirectional microphone unit 101 and the second omnidirectional microphone unit 102 at the same time.
  • the data is output to the processing unit 103.
  • the correction parameter calculation unit 2201 calculates a correction parameter based on the level difference ⁇ Lx (t) output from the level difference calculation unit 105.
  • the correction parameter calculation unit 2201 differs from the correction parameter calculation unit 106 in that the filter coefficients of the first primary IIR filter 201 and the second primary IIR filter 202 are calculated, and the calculation method of these filter coefficients. .
  • the filter coefficients to be calculated are b10 (t), b11 (t), a11 (t), b20 (t), b21 (t), and a21 (t).
  • the second signal x2 (t) The coefficient of the primary IIR filter 202 is calculated.
  • the filter coefficients to be calculated are b20 (t), b21 (t), and a21 (t).
  • the first signal x1 (t) is corrected in order to The coefficient of the primary IIR filter 201 is calculated.
  • the filter coefficients to be calculated are b10 (t), b11 (t), and a11 (t).
  • the correction parameter calculation unit 2201 estimates the cutoff frequency of the primary high-pass characteristic based on the level difference ⁇ Lx (t) near 100 Hz.
  • FIG. 27 shows the relationship between the level difference ⁇
  • the correction parameter calculation unit 2201 calculates the coefficient of the primary high-pass filter using a general digital filter coefficient calculation method based on the estimated cutoff frequency. Specifically, the correction parameter calculation unit 2201 calculates, for example, coefficients b10 (t), b11 (t), and a11 (t) of a first-order high-pass filter having Butterworth characteristics.
  • the correction parameter calculation unit 2201 calculates a correction parameter that matches the level and phase of the omnidirectional microphone unit without air leakage with the level and phase of the omnidirectional microphone unit with air leakage. For this reason, the corrected amplitude frequency characteristic is a characteristic in which the low frequency is lowered with respect to the original omnidirectional microphone unit having no air leakage.
  • the frequency characteristic correction unit 2202 includes an IIR filter or an FIR filter, and a low frequency range of the first filter output signal x1 ′ (t) and the second filter output signal x2 ′ (t) output from the correction processing unit 103. Correct the falling amplitude frequency characteristics.
  • the processing of the frequency characteristic correction unit 2202 may be included in the EQ 306 that is a component of the directivity synthesis unit 104. Moreover, the frequency characteristic correction
  • the coefficient of the first-order IIR filter that simultaneously corrects the level difference and the phase difference is calculated using a general filter coefficient calculation method. As a result, in the fourth embodiment, it is possible to perform correction at a lower frequency, and to suppress the deterioration of directivity in a wider bandwidth.
  • the correction parameter may be calculated by the same method as described above based on the level difference with each omnidirectional microphone unit calculated based on the omnidirectional microphone unit having the lowest band level.
  • the description is based on the dB value.
  • the present invention is not limited to this, and a linear value equivalent to the dB value may be used.
  • FIG. 28 shows an example of a computer simulation result by the directional microphone device of the present invention using the recorded data of an actual omnidirectional microphone unit.
  • FIG. 28A is a diagram showing the relationship between the arrangement of two omnidirectional microphone units and the sound source direction during recording. In FIG. 28A, the interval between two omnidirectional microphone units is 10 mm. In FIG. 28A, the omnidirectional microphone unit with air leakage is on the left side 2401 (black circle), and the omnidirectional microphone unit without air leakage is on the right side 2402 (white circle).
  • FIG. 28B shows direction-specific amplitude frequency characteristics obtained by directivity synthesis using signals from two omnidirectional microphone units, that is, recorded data itself.
  • Each processing unit (level difference calculation unit, correction parameter calculation unit, correction processing unit, directivity synthesis unit, etc.) excluding the microphone is specifically a microprocessor, ROM (Read Only Memory), RAM (Random Access Memory), etc.
  • a computer program is stored in the RAM.
  • Each device achieves its function by the microprocessor operating according to the computer program.
  • the computer program is configured by combining a plurality of instruction codes indicating instructions for the computer in cooperation with hardware.
  • the system LSI is a super multifunctional LSI manufactured by integrating a plurality of components on a single chip, and specifically, a computer system including a microprocessor, a ROM, a RAM, and the like. . A computer program is stored in the RAM. The system LSI achieves its functions by the microprocessor operating according to the computer program.
  • a part or all of the constituent elements constituting each of the above devices may be configured from an IC (Integrated Circuit) card that can be attached to and detached from each device or a single module.
  • the IC card or the module is a computer system including a microprocessor, a ROM, a RAM, and the like.
  • the IC card or the module may include the super multifunctional LSI described above.
  • the IC card or the module achieves its function by the microprocessor operating according to the computer program. This IC card or this module may have tamper resistance.
  • the present invention may be the method described above. Further, these methods may be a computer program realized by a computer, or may be a digital signal composed of the computer program.
  • the present invention also provides a computer-readable recording medium such as a flexible disk, a hard disk, a CD-ROM (Compact Read Only Memory), a MO (Magneto-Optical disc), a DVD (Digital). It may be recorded on a Versatile Disc), DVD-ROM, DVD-RAM, BD (Blue-ray Disc), semiconductor memory, or the like. Further, the present invention may be the digital signal recorded on these recording media.
  • the present invention may also be such that the computer program or the digital signal is transmitted via an electric communication line, a wireless or wired communication line, a network represented by the Internet, data broadcasting, or the like.
  • the present invention may be a computer system including a microprocessor and a memory, the memory storing the computer program, and the microprocessor operating according to the computer program. Further, the present invention may be implemented by another independent computer system by recording the program or the digital signal on the recording medium and transferring the program or transferring the program or the digital signal via the network or the like.
  • the directional microphone device and its directivity control method according to the present invention improve attenuation in a low frequency range due to air leakage and the like, and correct a level difference and a phase difference generated in a low frequency range between a plurality of omnidirectional microphone units.
  • the directivity can be improved and the size can be reduced.
  • the directional microphone device and the directivity control method thereof according to the present invention are useful for a video camera, a hearing aid, a recorder (IC recorder), and the like using a plurality of omnidirectional microphone devices.

Abstract

　複数の無指向性マイクロホンユニット間の低域で生じるレベル差及び位相差を補正し、指向性を改善し、小型化を図る指向性マイクロホン装置及びその指向性制御方法を提供する。レベル差算出部（１０５）は、第１の無指向性マイクロホンユニット（１０１）にて得られた第１の信号ｘ１（ｔ）と第２の無指向性マイクロホンユニット（１０２）にて得られた第２の信号ｘ２（ｔ）とのレベル差を算出し、補正パラメータ算出部（１０６）は、補正処理部（１０３）を構成する１次ＩＩＲフィルタの係数を前記レベル差に基づいて算出する。補正処理部（１０３）は、算出された係数を用いて、２個の無指向性マイクロホンユニット間の低域のレベル差と位相差とを同時補正する。

Description

指向性マイクロホン装置及びその指向性制御方法
　本発明は、複数の無指向性マイクロホンユニットを備える指向性マイクロホン装置及びその指向性制御方法に関する。
　複数の無指向性マイクロホンユニットから得られた信号を処理して、指向性を得る指向性マイクロホン装置が知られている。この信号処理の方法の一つに音圧傾度型の指向性合成法がある。この合成法は、マイクロホンユニットを比較的小規模に配置しても指向性を形成できる利点を持つ反面、マイクロホンユニット間にレベル差や位相差等の個体差がある場合は、指向性が劣化するという欠点がある。
　マイクロホンユニット間のレベル差や位相差は、量産バラツキや経年変化に起因して、マイクロホンユニット背面のカシメ部に隙間が生じ、この隙間からの空気漏れ等の影響により、特に低域において生じる。このため、出荷時の検査工程を通過し、品質が保証されたマイクロホンユニット間においてもレベル差や位相差は大なり小なり存在する。
　例えば、特許文献１には、２個の無指向性マイクロホンユニットそれぞれの低域成分のレベルを用いて、２個の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差のみを補正する指向性マイクロホン装置が開示されている。図１は、特許文献１に開示された指向性マイクロホン装置の構成を示す図である。図１Ａは、レベル差をフィードバックによって補正する場合を示しており、図１Ｂは、レベル差をフィードフォーワードによって補正する場合を示している。ここでは、図１Ａを用いて説明する。
　図１Ａにおいて、まず、第１及び第２の無指向性マイクロホンユニット１１、１２は、第１及び第２の信号を収音する。次に、レベル制御回路１９は、第２の信号に対してレベル制御を行う。次に、レベル制御信号形成回路２０は、第１の信号とレベル制御された第２の信号との低域成分のレベル差を検出し、このレベル差に応じたレベル制御信号を生成する。最後に、レベル制御回路１９は、生成されたレベル制御信号を用いて、第１及び第２の信号間のレベル差をなくすように制御する。
　また、例えば、特許文献２には、機器内に設置されたスピーカから学習用の信号を再生し、マイクロホンユニットのキャリブレーションを行う指向性マイクロホン装置が開示されている。図２は、特許文献２に開示された指向性マイクロホン装置の構成を示す図である。
　図２において、まず、信号処理プロセッサ２９は、増幅器２６を介して、マイクロホンユニット２１～２４の検出領域内に配置されたスピーカ２５から事前に設定された周期的な雑音信号を再生する。次に、信号処理プロセッサ２９内のデジタルＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタは、マイクロホンユニット２１～２４にて収音されたそれぞれの信号に、フィルタ処理を行う。最後に、信号処理プロセッサ２９は、デジタルＦＩＲフィルタからの応答を評価し、デジタルＦＩＲフィルタの特性を適応させ、マイクロホンユニット２１～２４のキャリブレーションを行うようにしている。
　また、例えば、特許文献３には、２個の無指向性マイクロホンユニット間の感度差から低域の周波数特性を調整する指向性マイクロホン装置が開示されている。図３は、特許文献３に開示された指向性マイクロホン装置の構成を示す図である。
　図３において、まず、第１及び第２の無指向性マイクロホンユニット１１、１２は、第１及び第２の信号を収音する。次に、第１及び第２のＨＰＦ３０、３１は、第１及び第２の信号それぞれに高域通過処理を行う。次に、第１及び第２のＢＰＦ３２、３３は、高域通過処理が行われた第１及び第２の信号それぞれに所定の帯域の周波数成分のみを通過させる帯域通過処理を行う。次に、感度差比較器３４は、所定の帯域の周波数成分のみとなった第１及び第２の信号の感度差とどちらが大きいかを算出する。最後に、係数生成部３５は、所定の帯域の周波数成分のみとなった第１或いは第２の信号の大きい方のＨＰＦの係数を感度差に基づいて生成する。ここで、係数生成部３５は、図４に示すように、感度差ｄ１～ｄｎ（ｎは正数）に応じて係数ａとしてａ１～ａｎの係数を、係数ｂとしてｂ１～ｂｎの係数を生成する。
特開２００１－１７７９００号公報 特開２００４－３４３７００号公報 特開２０１０－２６３２８０号公報
　しかしながら、上述した特許文献１に開示の構成では、２個の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差のみを補正するため、位相差は補正されないので、低域まで指向性を得たい場合、その改善が十分でないという課題がある。
　また、特許文献２に開示の構成では、低域まで指向性を得ることができるものの、マイクロホンユニットのキャリブレーションに学習信号の再生が必要であり、小型な民生機器での使用を想定した場合、再生用のスピーカを設置することが困難である。また、設置が可能な場合には、ユーザがキャリブレーションを行う負担を強いられるという課題がある。
　また、特許文献３に開示の構成では、所定の帯域の感度が低い方の無指向性マイクロホンにもう一方の無指向性マイクロホンを合わせるため、低域での振幅周波数特性の減衰を招くという課題がある。
　このように、特に、特許文献１及び特許文献３に開示の構成には、低域での振幅周波数特性が改善されないという課題がある。
　本発明の目的は、複数の無指向性マイクロホンユニット間の低域で生じるレベル差及び位相差を補正し、指向性を改善し、小型化を図る指向性マイクロホン装置及びその指向性制御方法を提供することを目的とする。
　本発明の指向性マイクロホン装置は、複数の無指向性マイクロホンユニットと、前記複数の無指向性マイクロホンユニットにて得られた複数の信号を、補正パラメータを用いて補正する補正処理部と、補正された前記複数の信号を用いて、指向性合成を行う指向性合成部と、前記複数の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差を算出するレベル差算出部と、前記補正処理部において前記複数の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差と位相差とを同時に補正する補正パラメータを前記レベル差に基づいて算出する補正パラメータ算出部と、を具備する構成を採る。
　また、本発明の指向性マイクロホン装置は、複数の無指向性マイクロホンユニットと、前記複数の無指向性マイクロホンユニットにて得られた複数の信号を、補正パラメータを用いて補正する補正処理部と、補正された前記複数の信号を用いて、指向性合成を行う指向性合成部と、補正された前記複数の信号のうち、基準とする信号と、他の信号とのレベルを比較するレベル比較部と、前記補正処理部において前記複数の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差と位相差とを同時に補正する補正パラメータを前記レベル比較結果に基づいて更新する補正パラメータ更新部と、を具備する構成を採る。
　また、本発明の指向性制御方法は、複数の無指向性マイクロホンユニットにて得られた複数の信号を、補正パラメータを用いて補正する補正処理ステップと、補正された前記複数の信号を用いて、指向性合成を行う指向性合成ステップと、前記複数の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差を算出するレベル差算出ステップと、前記補正処理ステップにおいて前記複数の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差と位相差とを同時に補正する補正パラメータを前記レベル差に基づいて算出する補正パラメータ算出ステップと、を具備するようにした。
　また、本発明の指向性制御方法は、複数の無指向性マイクロホンユニットにて得られた複数の信号を、補正パラメータを用いて補正する補正処理ステップと、補正された前記複数の信号を用いて、指向性合成を行う指向性合成ステップと、補正された前記複数の信号のうち、基準とする信号と、他の信号とのレベルを比較するレベル比較ステップと、前記補正処理ステップにおいて前記複数の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差と位相差とを同時に補正する補正パラメータを前記レベル比較結果に基づいて更新する補正パラメータ更新ステップと、を具備するようにした。
　本発明によれば、複数の無指向性マイクロホンユニット間の低域で生じるレベル差及び位相差を補正し、指向性を改善し、小型化を図ることができる。
特許文献１に開示された指向性マイクロホン装置の構成を示す図 特許文献２に開示された指向性マイクロホン装置の構成を示す図 特許文献３に開示された指向性マイクロホン装置の構成を示す図 図３に示した指向性マイクロホン装置における係数生成部において生成される高域通過フィルタの係数のイメージ図 本発明の実施の形態１に係る指向性マイクロホン装置の構成を示す図 図５に示した補正処理部の内部構成を示す図 図５に示した指向性合成部の内部構成を示す図 図５に示したレベル差算出部の内部構成を示す図 図８に示した第１の周波数分析部の内部構成を示す図 ＩＩＲフィルタで構成したバンドパスフィルタの振幅周波数特性を示す図 空気漏れが無い無指向性マイクロホンユニットの構造を示す図 空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットの構造を示す図 空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットをデジタルフィルタで模擬した構成を示す図 空気漏れが無い無指向性マイクロホンユニットと、空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットの周波数特性の実測値を示す図 図１４の周波数特性を模擬した図１３のデジタルフィルタによる計算値を示す図 第２の１次ＩＩＲフィルタの振幅周波数特性及び位相周波数特性を示す図 第２の１次ＩＩＲフィルタの振幅周波数特性及び位相周波数特性を示す図 図８に示した第１の周波数分析部の他の内部構成を示す図 本発明の実施の形態２に係る指向性マイクロホン装置の構成を示す図 図１９に示したレベル差算出部の内部構成を示す図 図２０に示した第１の周波数分析部の内部構成を示す図 ＩＩＲフィルタで構成した第１のバンドパスフィルタの振幅周波数特性を示す図 図２０に示した第１の周波数分析部の他の内部構成を示す図 本発明の実施の形態３に係る指向性マイクロホン装置の構成を示す図 図２４に示したレベル比較部の内部構成を示す図 本発明の実施の形態４に係る指向性マイクロホン装置の構成を示す図 １００Ｈｚ近傍のレベル差－|ΔＬｘ（ｔ）|とカットオフ周波数との関係を示す図 実際の無指向性マイクロホンユニットの収録データを用いた本発明の指向性マイクロホン装置による計算機シミュレーション結果を示す図
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。ただし、実施の形態において、同一機能を有する構成には、同一符号を付し、重複する説明は省略する。
　（実施の形態１）
　図５は、本発明の実施の形態１に係る指向性マイクロホン装置の構成を示す図である。以下、図５を用いて指向性マイクロホン装置の構成について説明する。
　第１の無指向性マイクロホンユニット１０１、及び、第２の無指向性マイクロホンユニット１０２は、互いに間隔ｄだけ離して、ビデオカメラや補聴器等の機器に内蔵されている。なお、間隔ｄは、必要とする周波数帯域や設置スペースの制約によって決定される任意の値である。ここでは、周波数帯域の観点からｄ＝５ｍｍ～３０ｍｍ程度の範囲を考える。第１の無指向性マイクロホンユニット１０１は、第１の信号ｘ１（ｔ）を補正処理部１０３及びレベル差算出部１０５にそれぞれ出力する。また、第２の無指向性マイクロホンユニット１０２は、第２の信号ｘ２（ｔ）を補正処理部１０３及びレベル差算出部１０５にそれぞれ出力する。
　補正処理部１０３は、後述する補正パラメータ算出部１０６にて算出された補正パラメータを用いて、２個の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差と位相差とを同時に補正する。具体的には、補正処理部１０３は、図６に示す構成を備えており、第１の１次ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ２０１が第１の信号ｘ１（ｔ）を入力とし、第１のフィルタ出力信号ｘ１’（ｔ）を出力する。また、第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２が第２の信号ｘ２（ｔ）を入力とし、第２のフィルタ出力信号ｘ２’（ｔ）を出力する。補正パラメータ算出部１０６が算出する補正パラメータは、第１の１次ＩＩＲフィルタの係数ｂ１０（ｔ）、ｂ１１（ｔ）、ａ１１（ｔ）、及び、第２の１次ＩＩＲフィルタの係数ｂ２０（ｔ）、ｂ２１（ｔ）、ａ２１（ｔ）である。レベル差及び位相差が補正された第１のフィルタ出力信号ｘ１’（ｔ）と第２のフィルタ出力信号ｘ２’（ｔ）は、指向性合成部１０４に出力される。
　なお、フィルタ係数の切り替わりによる音質劣化の影響を避けるため、式（１）によってスムージングを行う場合がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）において、補正パラメータ算出部１０６で算出される係数は、ｂ１０’（ｔ）、ｂ１１’（ｔ）、ａ１１’（ｔ）、ｂ２０’（ｔ）、ｂ２１’（ｔ）、ａ２１’（ｔ）となる。ただし、γは時定数であり、０≦γ＜１の値をとる。
　指向性合成部１０４は、図７に示すように、左側指向性合成部３０１と右側指向性合成部３０２とを備える。指向性合成部１０４は、補正処理部１０３から出力された第１のフィルタ出力信号ｘ１’（ｔ）及び第２のフィルタ出力信号ｘ２’（ｔ）を用いて、指向性合成を行う。
　左側指向性合成部３０１は、第１の遅延器３０３、第２の遅延器３０４、減算器３０５、ＥＱ（Equalizer）３０６を備え、図５におけるＬ方向に指向性を形成する。
　第１の遅延器３０３は、第１のフィルタ出力信号ｘ１’（ｔ）を入力し、第２の遅延器３０４は、第２のフィルタ出力信号ｘ２’（ｔ）を入力とする。第１の遅延器３０３と第２の遅延器３０４の係数は、図５におけるＲ方向から到来する音波に対する第１のフィルタ出力信号ｘ１’（ｔ）と第２のフィルタ出力信号ｘ２’（ｔ）とが、例えば同相となるように、それぞれ設計される。具体的には、第１の遅延器３０３と第２の遅延器３０４の係数は、第１のフィルタ出力信号ｘ１’（ｔ）に対して、第２のフィルタ出力信号ｘ２’（ｔ）が、相対的にｄ／ｃ［ｓ］遅れるように、それぞれ設計される。なお、ｄは、マイク間隔［ｍ］、ｃは音速［ｍ／ｓ］である。
　減算器３０５は、第１の遅延器３０３の出力から第２の遅延器３０４の出力を差し引き、Ｒ方向に指向性の死角、すなわち、相対的にＬ方向に指向性の感度が高い信号を得る。減算器３０５の出力信号は、Ｌ方向について原理的に周波数が低くなるにつれて－６ｄＢ／Ｏｃｔａｖｅの傾斜のある振幅周波数特性となるため、振幅周波数特性が平坦となるようＥＱ３０６が減算器３０５の出力信号の補正を行う。
　右側指向性合成部３０２は、図５におけるＲ方向に指向性を形成する。右側指向性合成部３０２は、左側指向性合成部３０１と入力信号が異なるのみで、同一構成及び同一動作であるため、その詳細な説明を省略する。
　レベル差算出部１０５は、図８に示すように、第１の周波数分析部４０１、第２の周波数分析部４０２、帯域レベル差算出部４０３を備える。レベル差算出部１０５は、第１の無指向性マイクロホンユニット１０１にて得られた第１の信号ｘ１（ｔ）と、第２の無指向性マイクロホンユニット１０２にて得られた第２の信号ｘ２（ｔ）とのレベル差を算出する。レベル差は、マイクロホンユニット背面のカシメ部の隙間からの空気漏れ等の影響により、マイクロホンユニット間のレベル差及び位相差の生じやすい２００Ｈｚ付近より低い任意の周波数帯域について算出する。
　第１の周波数分析部４０１は、図９に示すように、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５０１、帯域レベル算出部５０２を備える。第１の周波数分析部４０１は、第１の無指向性マイクロホンユニット１０１にて得られた第１の信号ｘ１（ｔ）の第１の帯域レベルＬｘ１（ｔ）を算出し、帯域レベル差算出部４０３に出力する。
　バンドパスフィルタ５０１は、ＩＩＲフィルタ又はＦＩＲフィルタで構成され、補正パラメータ算出部１０６における補正パラメータの算出に必要なレベル差を算出するための帯域信号を抽出する。すなわち、バンドパスフィルタ５０１は、第１の信号ｘ１（ｔ）の帯域制限を行い、第１の帯域信号ｘ１ＢＰＦ（ｔ）を帯域レベル算出部５０２に出力する。図１０は、ＩＩＲフィルタで構成した中心周波数１００Ｈｚのバンドパスフィルタ５０１の振幅周波数特性の一例を示す。
　帯域レベル算出部５０２は、バンドパスフィルタ５０１から出力された第１の帯域信号ｘ１ＢＰＦ（ｔ）を用いて、第１の帯域レベルＬｘ１（ｔ）［ｄＢ］を算出する。式（２）は、Ｌｘ１（ｔ）の算出式の一例である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（２）において、τは時定数であり、０≦τ＜１の値をとる。
　第２の周波数分析部４０２は、第２の無指向性マイクロホンユニット１０２にて得られた第２の信号ｘ２（ｔ）の第２の帯域レベルＬｘ２（ｔ）を算出し、帯域レベル差算出部４０３に出力する。第２の周波数分析部４０２は、第１の周波数分析部４０１と入力信号が異なるのみで、同一構成及び同一動作であるため、その詳細な説明を省略する。
　帯域レベル差算出部４０３は、第１の周波数分析部４０１から出力された第１の帯域レベルＬｘ１（ｔ）と、第２の周波数分析部４０２から出力された第２の帯域レベルＬｘ２（ｔ）とのレベル差ΔＬｘ（ｔ）を算出する。次に、帯域レベル差算出部４０３は、算出したレベル差ΔＬｘ（ｔ）を補正パラメータ算出部１０６に出力する。式（３）は、レベル差ΔＬｘ（ｔ）［ｄＢ］の算出式の一例である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　補正パラメータ算出部１０６は、レベル差算出部１０５から出力されたレベル差ΔＬｘ（ｔ）に基づいて、２個の無指向性マイクロホンユニット間に存在する低域のレベル差と位相差とを同時に補正する補正パラメータを算出する。補正パラメータ算出部１０６は、算出した補正パラメータを補正処理部１０３に出力する。
　ここでは、補正処理部１０３を構成する１次ＩＩＲフィルタによって、２個の無指向性マイクロホンユニット間の低域のレベル差と位相差との同時補正が可能な仮説について説明する。
　まず、次の説明は、無指向性マイクロホンユニットの構造とその等価回路を用いて、無指向性マイクロホンユニット背面のカシメ部の隙間からの空気漏れの現象について解析する。
　図１１Ａは、空気漏れが無い無指向性マイクロホンユニットの構造を示す図である。無指向性マイクロホンユニットは、音孔７０１から音波の音圧を受けて振動する振動膜７０２と、背極７０４と、背極７０４を支える絶縁物７０５とを備えている。また、背極７０４は、振動膜７０２の背後に数１０～１００μｍ程度の一様な空気層（薄空気層７０３）を隔て、振動膜７０２と平行に対向してキャパシタンスが形成される。また、無指向性マイクロホンユニットは、背極７０４と絶縁物７０５とによって、振動膜７０２の裏側が密閉されている。
　ただし、無指向性マイクロホンユニットは、大気圧の変化によって振動膜７０２の位置が偏らないように、振動膜７０２の両面の気圧を平衡させるための背部気室７０６と、背部気室７０６に通ずる漏れ孔７０７とが設けてある。
　背極７０４の表面はエレクトレット膜が貼り付けられ、無指向性マイクロホンユニットは、振動膜７０２と背極７０４との間に強い直流電界を作る。このことにより、無指向性マイクロホンユニットは、振動膜７０２の振動に応じて両者間の間隔（キャパシタンス）が変化し、音圧の変化に比例した電気信号が得られる。
　図１１Ｂは、図１１Ａに示した無指向性マイクロホンユニットの等価回路を簡略化して示す。振動膜７０２に加わる力は、振動膜７０２に加わる音圧をｐ、振動膜７０２の有効面積をＳとするとｐ・Ｓである。図１１Ｂにおいて、Ｓ０は振動膜７０２のスティフネス、Ｍ０は振動膜７０２の質量、Ｒ０は薄空気層７０３の粘性抵抗、Ｓ１は背部気室７０６のスティフネスである。
　一方、図１２Ａは、空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットの構造を示す図である。空気漏れが有る場合、振動膜７０２には、音孔７０１からの音波による音圧以外に、背面からカシメ部７０８の隙間により形成された気道８０１からの音波による音圧が加わる。
　図１２Ｂは、図１２Ａに示した無指向性マイクロホンユニットの等価回路を簡略化して示す。図１２Ｂの等価回路が図１１Ｂの等価回路と異なる点は、次に示す２点である。一つめの異なる点は、カシメ部７０８の隙間に力ｐ・Ｓ・ｅｘｐ（－ｊ・ｋ・ｄ・ｃｏｓθ）が加わる点である。ただし、－ｊ・ｋ・ｄ・ｃｏｓθは、位相遅れを意味する。また、ｋは波数（＝２π／波長）、ｄ・ｃｏｓθは音孔７０１から振動膜７０２に到達する音波との距離差を示す。２つめの異なる点は、カシメ部７０８の隙間から振動膜７０２の背面までの気道８０１の等価抵抗Ｒ２が設けられた点である。
　図１２Ｂより、カシメ部７０８の隙間から振動膜７０２の背面に到達する音波は、気道８０１の等価抵抗Ｒ２と背部気室７０６のスティフネスＳ１により形成される１次低域通過フィルタを通ると考えられる。振動膜７０２は、音孔７０１からの音波とカシメ部７０８の隙間からの１次低域通過フィルタを通った音波により駆動される。また、無指向性マイクロホンユニットの出力は、その音圧差が電気信号に変換されたものとなる。
　よって、図１１Ｂと図１２Ｂとを比較すると、空気漏れが有る場合の出力信号は、音孔７０１からの音波（平坦な周波数特性と仮定）と、カシメ部７０８の隙間からの１次低域通過特性を有する音波との差分である１次高域通過特性となる。このことから、空気漏れが有る場合は、空気漏れが無いユニットに対して低域のレベルが低下し、位相が遅れた特性となると考えられる。
　図１３は、この１次高域通過特性となる空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットを、デジタルフィルタで模擬した構成を示す。図１３において、第１の信号線９０１は、音孔７０１から振動膜７０２への音波の経路、第２の信号線９０２はカシメ部７０８の隙間から振動膜７０２への音波の経路（１次低域通過フィルタを有す）にそれぞれ相当する。また、図１３において、減算器９０３は振動膜７０２に相当する。すなわち、デジタルフィルタで模擬した構成では、音孔７０１からの音波とカシメ部７０８の隙間からの音波との振動膜７０２での音圧差が出力信号となる。このため、デジタルフィルタで模擬した構成は、第１の信号線９０１における信号から第２の信号線９０２における信号を減算器９０３で差し引く構成としている。
　次の説明は、無指向性マイクロホンユニットの実測値と図１３に示したデジタルフィルタを用いて、計算機シミュレーションを行った計算値との比較を行う。
　図１４は、空気漏れが無い無指向性マイクロホンユニットと、空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットの周波数特性の実測値の一例を示す。図１４Ａは、２個の無指向性マイクロホンユニットそれぞれの振幅周波数特性を示し、実線は空気漏れが無い無指向性マイクロホンユニットの特性を、点線は空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットの特性をそれぞれ示している。図１４Ａに示すように、空気漏れが有るユニットは空気漏れが無いユニットに比べて、低域のレベルが低下していることが確認できる。図１４Ｂは、空気漏れが無い無指向性マイクロホンユニットの基準に対して、２個の無指向性マイクロホンユニット間の位相差の周波数特性を示す。図１４Ｂに示すように、空気漏れが有るユニットは、低域の位相が遅れていることが確認できる。
　図１５は、図１４の周波数特性を模擬した図１３のデジタルフィルタによる計算値である。図１５Ａにおいて、実線は図１３に示した信号線９０１のみの特性（空気漏れが無いユニットに相当）を、点線は減算器９０３の出力の特性をそれぞれ示す。図１４及び図１５に示すように、至極低域では、実測誤差等の影響により実測値と計算値とに差があるものの概ね良い対応が取れていることが確認できる。
　なお、振幅周波数特性は、ローカットフィルタを掛けた特性である。
　以上のことから、２個の無指向性マイクロホンユニット間の低域のレベル差と位相差との同時補正は、実現可能であることを説明した。具体的には、低域のレベル差と位相差との同時補正は、空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットからの信号に、図１３のデジタルフィルタと逆特性を有する１次ＩＩＲフィルタを掛けることにより実現が可能であると考えられる。補正パラメータ算出部１０６では、図１３のデジタルフィルタと逆特性を有する１次ＩＩＲフィルタの係数を算出する。
　次は、上述した仮説を踏まえ、補正パラメータ算出部１０６の動作について説明する。補正パラメータ算出部１０６は、２個の無指向性マイクロホンユニット間の低域のレベル差と位相差とを同時補正する１次ＩＩＲフィルタの係数を算出する。具体的には、補正パラメータ算出部１０６は、補正処理部１０３を構成する第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１の係数と、第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２の係数のうち、ｂ１１（ｔ）、ａ１１（ｔ）、ｂ２１（ｔ）、ａ２１（ｔ）を算出する。なお、次の係数は、ｂ１０（ｔ）＝ｂ２０（ｔ）＝１とする。
　フィルタ係数の算出は、レベル差算出部１０５で算出されたレベル差ΔＬｘ（ｔ）のみに基づいて行われる。空気漏れの有無、または空気漏れの大小に起因する２個の無指向性マイクロホンユニット間の低域のレベル差と位相差との間には、一対一の対応関係がある。このため、補正パラメータ算出部１０６は、レベル差のみに基づいて算出したフィルタ係数で、レベル差と位相差の同時補正を行う係数を算出することができる。ちなみに、実施の形態１は、空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットに対して補正を行う構成である。
　レベル差ΔＬｘ（ｔ）が閾値Ｌｔｈ１（Ｌｔｈ１≦０）［ｄＢ］以下（つまり、ΔＬｘ（ｔ）≦Ｌｔｈ１）の場合は、第１の信号ｘ１（ｔ）を補正するために、第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１の係数ｂ１１（ｔ）、ａ１１（ｔ）を算出する。一方、第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２は、スルーとするために、ｂ２１（ｔ）＝ａ２１（ｔ）＝０とする。
　レベル差ΔＬｘ（ｔ）が閾値Ｌｔｈ２（Ｌｔｈ２≧０）［ｄＢ］以上（つまり、ΔＬｘ（ｔ）≧Ｌｔｈ２）の場合は、第２の信号ｘ２（ｔ）を補正するために、第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２の係数ｂ２１（ｔ）、ａ２１（ｔ）を算出する。一方、第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１は、スルーとするために、ｂ１１（ｔ）＝ａ１１（ｔ）＝０とする。
　レベル差ΔＬｘ（ｔ）が閾値Ｌｔｈ１より大きく、かつ、閾値Ｌｔｈ２より小さい場合、すなわち、Ｌｔｈ１＜ΔＬｘ（ｔ）＜Ｌｔｈ２の場合は、２個の無指向性マイクロホンユニット間にレベル差はない。換言すれば、２個の無指向性マイクロホンユニットのレベル及び位相はほぼ揃っていると判断できる。よって、第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１及び第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２は、共にスルーとするために、ｂ１１（ｔ）＝ａ１１（ｔ）＝０、ｂ２１（ｔ）＝ａ２１（ｔ）＝０とする。
　ここでは、フィルタ係数の算出方法について、ΔＬｘ（ｔ）≧Ｌｔｈ２の場合、すなわち、第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２の係数ｂ２１（ｔ）、ａ２１（ｔ）を算出する場合を例にして説明する。
　まず、ａ２１（ｔ）が設定される。具体的には、ａ２１（ｔ）＝－１とすると、計算上は理想的な振幅周波数特性及び位相周波数特性を得ることができるが、発振してしまう。このため、ａ２１（ｔ）は、－１より少し大きい任意の値に設定される。実用上は、必要周波数帯域の低域限界によって値を設定することになる。
　次に、ｂ２１（ｔ）が算出される。ｂ２１（ｔ）はレベル差ΔＬｘ（ｔ）に基づいて算出されることにより、第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２は、レベル差ΔＬｘ（ｔ）に応じた振幅周波数特性、及び位相周波数特性を有するものとなる。式（４）は、ｂ２１（ｔ）の算出式の一例である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　図１６及び図１７は、一例として、ａ２１（ｔ）＝－０．９９８とした場合に、式（４）に基づいて、実験的に算出したｂ２１（ｔ）を用いた第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２の振幅周波数特性及び位相周波数特性を示す。図１６は|ΔＬｘ（ｔ）|＝１［ｄＢ］の場合を示し、図１７は|ΔＬｘ（ｔ）|＝３［ｄＢ］の場合を示す。図１６Ａ及び図１７Ａは振幅周波数特性を示し、図１６Ｂ及び図１７Ｂは位相周波数特性を示す。また、図１６及び図１７において、実線は式（４）に基づいて実験的に算出したｂ２１（ｔ）を用いて算出した特性を示し、点線は理想特性を示す。ここで、理想特性はａ２１（ｔ）＝－１（実用上は発振する）として算出したものである。図１６及び図１７に示すように、本算出方法で得られる特性は、実用上指向性が必要と思われる２００Ｈｚ付近より高い周波数帯域において理想特性とほぼ同等の特性が得られることが確認できる。
　もちろん、ΔＬｘ（ｔ）≦Ｌｔｈ１の場合は、同様の方法で第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１の係数ｂ１１（ｔ）、ａ１１（ｔ）を算出すればよい。
　このように本実施の形態は、空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットが１次高域通過特性となること、空気漏れが有る／無い２つの無指向性マイクロホンユニットとの低域のレベル差と位相差とが一対一に対応することを利用した。さらに、本実施の形態は、２個の無指向性マイクロホンユニット間の低域のレベル差に基づいて、補正処理を行う１次ＩＩＲフィルタの係数を算出する。これにより、本実施の形態は、２個の無指向性マイクロホンユニット間の低域のレベル差と位相差とを同時に補正することができ、少ない演算量で指向性の劣化を抑えることができる。
　なお、本実施の形態では、無指向性マイクロホンユニット数が２個の場合を例に説明したが、３個以上の無指向性マイクロホンユニットを用いてもよい。この場合は、帯域レベルの最も高い無指向性マイクロホンユニットを基準に算出した各無指向性マイクロホンユニットとのレベル差に基づいて、上記と同様の方法で補正パラメータを算出すればよい。
　また、本実施の形態では、図８に示した周波数分析部４０１がバンドパスフィルタ５０１及び帯域レベル算出部５０２を備える構成について説明したが、本発明はこれに限らない。例えば、本実施の形態では、図１８に示すように、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部１４０１、帯域レベル算出部１４０２を備えるようにしてもよい。以下、この構成について簡単に説明する。
　ＦＦＴ部１４０１は、ＦＦＴ長をＮとした場合、第１の信号ｘ１（ｔ）をＮサンプル蓄積し、Ｎサンプルに１回（フレーム長：Ｎ、オーバーラップ率：０％）ＦＦＴ演算を行い、第１の複素信号Ｘ１（ω）を算出する。算出された複素信号Ｘ１（ω）は帯域レベル算出部１４０２に出力される。
　なお、ＦＦＴ演算を行う前に、第１の信号ｘ１（ｔ）をＮサンプル蓄積した信号に対してハニング窓等の窓掛け処理を行う場合がある。また、窓掛け処理やＦＦＴ演算を、例えばｎ／２サンプルに１回、すなわち、フレーム長：Ｎ、オーバーラップ率：５０％として行う場合がある。
　帯域レベル算出部１４０２は、ＦＦＴ部１４０１から出力された１つ以上の第１の複素信号Ｘ１（ω）を用いて、第１の帯域レベルＬｘ１（ｔ）を算出する。式（５）は、Ｌｘ１（ｔ）の算出式の一例である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式（５）において、τは、時定数であり、０≦τ＜１の値をとる。また、ω０は下限周波数ポイントの番号、ω１は上限周波数ポイントの番号、Δωは帯域幅であり、Δω＝ω１－ω０＋１である。サンプリング周波数を４８ｋＨｚ、ＦＦＴ長を４０９６、レベルを算出する帯域を例えば１００Ｈｚ近傍とした場合、パラメータωは、ω０＝８（９３．７５Ｈｚ）、ω１＝９（１０５．４６８７５Ｈｚ）、Δω＝２となる。
　（実施の形態２）
　図１９は、本発明の実施の形態２に係る指向性マイクロホン装置の構成を示す図である。図１９が図５と異なる点は、レベル差算出部１０５をレベル差算出部１５０１に変更した点、補正パラメータ算出部１０６を補正パラメータ算出部１５０２に変更した点、である。
　レベル差算出部１５０１は、図２０に示すように、第１の周波数分析部１６０１、第２の周波数分析部１６０２、基準レベル差算出部１６０３、低域レベル差算出部１６０４を備える。レベル差算出部１５０１は、第１の無指向性マイクロホンユニット１０１にて得られた第１の信号ｘ１（ｔ）と、第２の無指向性マイクロホンユニット１０２にて得られた第２の信号ｘ２（ｔ）とを入力する。次に、レベル差算出部１５０１は、第１の信号ｘ１（ｔ）と、第２の信号ｘ２（ｔ）との少なくとも２つの周波数帯域のレベル差を算出する。具体的には、１つ目のレベル差は、無指向性マイクロホンユニットの定格感度レベルの測定等に用いられている１ｋＨｚ近傍の周波数帯域のレベル差を算出する。２つ目のレベル差は、マイクロホンユニット背面のカシメ部の隙間からの空気漏れ等の影響により、マイクロホンユニット間のレベル差及び位相差の生じやすい２００Ｈｚ付近より低い任意の周波数帯域のレベル差を算出する。
　第１の周波数分析部１６０１は、図２１に示すように、第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１７０１、第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１７０２、基準レベル算出部１７０３、及び、低域レベル算出部１７０４を備える。第１の周波数分析部１６０１は、第１の無指向性マイクロホンユニット１０１にて得られた第１の信号ｘ１（ｔ）に対して、第１の基準レベルＬｘ１Ｓ（ｔ）及び第１の低域レベルＬｘ１Ｌ（ｔ）を算出する。算出された第１の基準レベルＬｘ１Ｓ（ｔ）は、基準レベル差算出部１６０３に出力される。また、第１の低域レベルＬｘ１Ｌ（ｔ）は、低域レベル差算出部１６０４に出力される。
　第１のバンドパスフィルタ１７０１は、ＩＩＲフィルタ又はＦＩＲフィルタで構成され、２個の無指向性マイクロホンユニット間のレベル調整のため１ｋＨｚ近傍の帯域信号を抽出する。すなわち、第１のバンドパスフィルタ１７０１は、第１の信号ｘ１（ｔ）の帯域制限を行い、第１の基準信号ｘ１Ｓ（ｔ）を基準レベル算出部１７０３に出力する。図２２は、ＩＩＲフィルタで構成した第１のバンドパスフィルタ１７０１の振幅周波数特性の一例を示す。
　第２のバンドパスフィルタ１７０２は、ＩＩＲフィルタ又はＦＩＲフィルタで構成され、補正パラメータの算出に必要なレベル差を算出するための帯域信号を抽出する。すなわち、第２のバンドパスフィルタ１７０２は、第１の信号ｘ１（ｔ）の帯域制限を行い、第１の低域信号ｘ１Ｌ（ｔ）を低域レベル算出部１７０４に出力する。なお、第２のバンドパスフィルタ１７０２の構成及び動作は、図９に示したバンドパスフィルタ５０１と同じである。
　基準レベル算出部１７０３は、第１のバンドパスフィルタ１７０１から出力された第１の基準信号ｘ１Ｓ（ｔ）を用いて、第１の基準レベルＬｘ１Ｓ（ｔ）を算出し、基準レベル差算出部１６０３に出力する。第１の基準レベルＬｘ１Ｓ（ｔ）の算出は、例えば、式（２）に従って行われる。
　低域レベル算出部１７０４は、第２のバンドパスフィルタ１７０２から出力された第１の低域信号ｘ１Ｌ（ｔ）を用いて、第１の低域レベルＬｘ１Ｌ（ｔ）を算出し、低域レベル差算出部１６０４に出力する。第１の低域レベルＬｘ１Ｌ（ｔ）の算出は、例えば、式（２）に従って行われる。
　第２の周波数分析部１６０２は、第２の無指向性マイクロホンユニット１０２にて得られた第２の信号ｘ２（ｔ）に対して、第２の基準レベルＬｘ２Ｓ（ｔ）及び第２の低域レベルＬｘ２Ｌ（ｔ）を算出する。第２の周波数分析部１６０２は、第１の周波数分析部１６０１と入力信号が異なるのみで、同一構成及び同一動作であるため、その詳細な説明を省略する。
　基準レベル差算出部１６０３は、第１の周波数分析部１６０１から出力された第１の基準レベルＬｘ１Ｓ（ｔ）と、第２の周波数分析部１６０２から出力された第２の基準レベルＬｘ２Ｓ（ｔ）との基準レベル差ΔＬｘＳ（ｔ）を算出する。基準レベル差算出部１６０３は、算出した基準レベル差ΔＬｘＳ（ｔ）を、補正パラメータ算出部１５０２及び低域レベル差算出部１６０４に出力する。式（６）は、基準レベル差ΔＬｘＳ（ｔ）［ｄＢ］の算出式の一例である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　低域レベル差算出部１６０４は、第１の周波数分析部１６０１から出力された第１の低域レベルＬｘ１Ｌ（ｔ）と、第２の周波数分析部１６０２から出力された第２の低域レベルＬｘ２Ｌ（ｔ）との低域レベル差ΔＬｘＬ（ｔ）を算出する。低域レベル差を算出する際、低域レベル差算出部１６０４は、基準レベル差算出部１６０３から出力された基準レベル差ΔＬｘＳ（ｔ）を用いて、低域レベル差ΔＬｘＬ（ｔ）の補正を行う。式（７）は、低域レベル差ΔＬｘＬ（ｔ）の算出式の一例である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　補正パラメータ算出部１５０２は、第１の無指向性マイクロホンユニット１０１と、第２の無指向性マイクロホンユニット１０２との間に存在するレベル差と位相差とを同時に補正する補正パラメータを算出し、補正処理部１０３に出力する。
　具体的には、補正パラメータ算出部１５０２は、低域レベル差ΔＬｘＬ（ｔ）に基づいて、補正パラメータ算出部１０６と同様の処理により、第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１及び第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２のフィルタ係数を算出する。算出するフィルタ係数は、ｂ１０（ｔ）（＝１）、ｂ１１（ｔ）、ａ１１（ｔ）、ｂ２０（ｔ）（＝１）、ｂ２１（ｔ）、ａ２１（ｔ）である。
　次に、補正パラメータ算出部１５０２は、第２の１次ＩＩＲフィルタの係数のうち、ｂ２０（ｔ）、ｂ２１（ｔ）のそれぞれに基準レベル差ΔＬｘＳ（ｔ）をリニア値に変換した値を乗じ、乗算結果をｂ２０（ｔ）、ｂ２１（ｔ）に再代入する。式（８）は、ｂ２０（ｔ）、ｂ２１（ｔ）の算出式の一例である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　このように実施の形態２は、定格感度レベルの測定に使用する１ｋＨｚ近傍の信号に基づいて、２個の無指向性マイクロホンユニット間のレベルを調整するようにした。このことにより、本実施の形態では、一般に無指向性マイクロホンユニットに存在しうる数ｄＢの感度偏差を補正することが可能となった。また、本実施の形態では、比較的定格感度の偏差が大きいマイクロホンユニットを使用する場合や、経年変化等によりマイクロホンユニットの感度が変化した場合においても指向性の劣化を抑えることができる。
　なお、本実施の形態では、図２０に示した第１の周波数分析部１６０１が第１のバンドパスフィルタ１７０１、第２のバンドパスフィルタ１７０２、基準レベル算出部１７０３及び低域レベル算出部１７０４を備える構成について説明した。なお、本発明は、これに限らず、例えば、図２３に示すように、第１の周波数分析部１６０１がＦＦＴ部１９０１、基準レベル算出部１９０２及び低域レベル算出部１９０３を備えるようにしてもよい。以下、この構成について簡単に説明する。
　ＦＦＴ部１９０１は、ＦＦＴ長をＮとした場合、第１の信号ｘ１（ｔ）をＮサンプル蓄積し、Ｎサンプルに１回（フレーム長：Ｎ、オーバーラップ率：０％）ＦＦＴ演算を行い、第１の複素信号Ｘ１（ω）を算出する。算出された複素信号Ｘ１（ω）は、基準レベル算出部１９０２及び低域レベル算出部１９０３に出力される。なお、ＦＦＴ部１９０１の構成及び動作は、ＦＦＴ部１４０１と同じである。
　基準レベル算出部１９０２は、ＦＦＴ部１９０１から出力された１つ以上の第１の複素信号Ｘ１（ω）を用いて、２個の無指向性マイクロホンユニット間のレベル調整のため１ｋＨｚ近傍の第１の基準レベルＬｘ１Ｓ（ｔ）を算出する。Ｌｘ１Ｓ（ｔ）の算出は、例えば、式（５）に従って行われる。
　式（５）において、サンプリング周波数を４８ｋＨｚ、ＦＦＴ長を４０９６とした場合、パラメータωは、ω０＝７６（８９０．６２５Ｈｚ）、ω１＝８８（１０３１．２５Ｈｚ）、Δω＝１３等に設定する。
　低域レベル算出部１９０３は、ＦＦＴ部１９０１から出力された１つ以上の第１の複素信号Ｘ１（ω）を用いて、第１の低域レベルＬｘ１Ｌ（ｔ）を算出する。Ｌｘ１Ｌ（ｔ）の算出は、例えば、式（５）従って行われる。
　式（５）において、サンプリング周波数を４８ｋＨｚ、ＦＦＴ長を４０９６とした場合、パラメータωは、ω０＝８（９３．７５Ｈｚ）、ω１＝９（１０５．４６８７５Ｈｚ）、Δω＝２等に設定される。
　（実施の形態３）
　図２４は、本発明の実施の形態３に係る指向性マイクロホン装置の構成を示す図である。図２４が図５と大きく異なる点は、第１及び第２の無指向性マイクロホンユニットからの信号ではなく、補正処理部１０３の出力信号を用いて補正処理部１０３の補正パラメータを更新している点である。具体的には、第１の変更点は、第１及び第２の無指向性マイクロホンユニットからの信号のレベル差を算出するレベル差算出部１０５を、補正処理部１０３の出力信号のレベルを比較するレベル比較部２００１に変更した点である。また、第２の変更点は、レベル差を用いて補正パラメータを算出する補正パラメータ算出部１０６を、レベルの比較結果を用いて補正パラメータを更新する補正パラメータ更新部２００２に変更した点である。
　補正処理部１０３は、第１の無指向性マイクロホンユニット１０１からの第１の信号ｘ１（ｔ）と、第２の無指向性マイクロホンユニット１０２からの第２の信号ｘ２（ｔ）とをそれぞれ入力する。
　補正処理部１０３は、後述する補正パラメータ更新部２００２にて更新された補正パラメータを用いて、２個の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差と位相差とを同時に補正する。レベル差及び位相差が補正された第１のフィルタ出力信号ｘ１’（ｔ）と第２のフィルタ出力信号ｘ２’（ｔ）は、指向性合成部１０４及びレベル比較部２００１にそれぞれ出力される。その他の構成、動作は、実施の形態１記載と同じであるため、その詳細な説明を省略する。
　レベル比較部２００１は、図２５に示すように、第１の周波数分析部２１０１、第２の周波数分析部２１０２、帯域レベル比較部２１０３を備える。レベル比較部２００１は、第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１からの出力である第１のフィルタ出力信号ｘ１’（ｔ）と、第２の１次ＩＩＲフィルタ２０１からの出力である第２のフィルタ出力信号ｘ２’（ｔ）とを入力する。レベル比較部２００１は、第１のフィルタ出力信号ｘ１’（ｔ）と、第２のフィルタ出力信号ｘ２’（ｔ）とのレベルを比較し、比較結果を補正パラメータ更新部２００２に出力する。レベルの比較は、マイクロホンユニット背面のカシメ部の隙間からの空気漏れ等の影響により、マイクロホンユニット間のレベル差及び位相差の生じやすい２００Ｈｚ付近より低い任意の周波数帯域について行う。
　第１の周波数分析部２１０１は、第１のフィルタ出力信号ｘ１’（ｔ）から第１の帯域レベルＬｘ１’（ｔ）を算出する。また、第２の周波数分析部２１０２は、第２のフィルタ出力信号ｘ２’（ｔ）から第２の帯域レベルＬｘ２’（ｔ）を算出する。第１及び第２の周波数分析部２１０１、２１０２は、第１及び第２の周波数分析部４０１、４０２と入力信号が異なるのみで同じ構成であるため、これらの説明は省略する。
　帯域レベル比較部２１０３は、第１の周波数分析部２１０１から出力された第１の帯域レベルＬｘ１’（ｔ）と、第２の周波数分析部２１０２から出力された第２の帯域レベルＬｘ２’（ｔ）とを比較し、その比較結果を出力する。帯域レベル比較部２１０３は、例えば、Ｌｘ１’（ｔ）＜Ｌｘ２’（ｔ）の場合、レベル比較結果として“１”を補正パラメータ更新部２００２に出力する。また、帯域レベル比較部２１０３は、Ｌｘ１’（ｔ）＞Ｌｘ２’（ｔ）の場合、レベル比較結果として“－１”を補正パラメータ更新部２００２に出力する。一方、帯域レベル比較部２１０３は、Ｌｘ１’（ｔ）≒Ｌｘ２’（ｔ）の場合、レベル比較結果として“０”を、補正パラメータ更新部２００２に出力する。
　補正パラメータ更新部２００２は、２個の無指向性マイクロホンユニット間の低域のレベル差と位相差とを同時に補正する１次ＩＩＲフィルタの係数を更新する。具体的には、補正パラメータ更新部２００２は、補正処理部１０３を構成する第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１の係数と、第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２の係数のうち、ｂ１１（ｔ）、ｂ２１（ｔ）のいずれかを更新する。なお、次の係数は、ｂ１０（ｔ）＝ｂ２０（ｔ）＝１とする。また、次の係数は、ａ１１（ｔ）＝ａ２１（ｔ）＝－０．９９８等の－１より少し大きい値とする。また、ｂ１１（ｔ）及びｂ２１（ｔ）は、スルーとするため、初期値にｂ１１（ｔ）＝ａ１１（ｔ）、ｂ２１（ｔ）＝ａ２１（ｔ）を設定する。
　補正パラメータ更新部２００２は、フィルタ係数の更新を、レベル比較部２００１の比較結果のみに基づいて行う。空気漏れの有無、または空気漏れの大小に起因する２個の無指向性マイクロホンユニット間の低域のレベル差と位相差との間には、一対一の対応関係がある。このため、補正パラメータ更新部２００２は、レベルの比較結果のみに基づいて更新したフィルタ係数で、レベル差と位相差の同時補正を行うように係数を更新することができる。ちなみに、実施の形態３は、空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットに対して補正を行う構成である。
　補正パラメータ更新部２００２は、レベル比較結果が“１”の場合は、第１の信号ｘ１（ｔ）を補正するために、第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１の係数ｂ１１（ｔ）のみを更新する。式（９）は、ｂ１１（ｔ）の更新式の一例である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　式（９）において、ｇは、更新量であり、例えばｇ＝１０＾（－２３）等の小さな正の値に設定する。
　補正パラメータ更新部２００２は、レベル比較結果が“－１”の場合は、第２の信号ｘ２（ｔ）を補正するために、第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２の係数ｂ２１（ｔ）のみを更新する。式（１０）は、ｂ２１（ｔ）の更新式の一例である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　式（１０）において、ｇは、更新量であり、式（９）と同じ値である。
　補正パラメータ更新部２００２は、レベル比較結果が“０”の場合、２個の無指向性マイクロホンユニット間にレベル差はない。換言すれば、補正パラメータ更新部２００２は、２個の無指向性マイクロホンユニットのレベル及び位相はほぼ揃っていると判断でき、係数の更新は行わない。
　ここで、ｂ１１（ｔ）、或いはｂ２１（ｔ）の少なくともいずれか一方は、必ず初期値のままであることとする。
　このように本実施の形態は、２個の無指向性マイクロホンユニット間の低域のレベルの比較結果に基づいて、１次ＩＩＲフィルタの係数を更新する。すなわち、本実施の形態は、２個の無指向性マイクロホンユニット間のレベルの大小のみに基づいて、２個の無指向性マイクロホンユニット間の低域のレベル差がほぼ無くなるまで補正処理を行う。これにより、本実施の形態は、２個の無指向性マイクロホンユニット間の低域のレベル差と位相差とを同時に補正することができ、わずかな演算量で指向性の劣化を抑えることができる。
　なお、本実施の形態では、無指向性マイクロホンユニット数が２個の場合を例に説明したが、３個以上の無指向性マイクロホンユニットを用いてもよい。この場合は、帯域レベルの最も高い無指向性マイクロホンユニットを基準に、比較した各無指向性マイクロホンユニットとのレベル比較結果に基づいて、上記と同様の方法で補正パラメータを更新すればよい。
　（実施の形態４）
　実施の形態１乃至実施の形態３では、空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットに対して補正を行う場合について説明した。本発明の実施の形態４では、空気漏れが無い無指向性マイクロホンユニットに対して補正を行う場合について説明する。
　図２６は、本発明の実施の形態４に係る指向性マイクロホン装置の構成を示す図である。図２６が図５と異なる点は、補正パラメータ算出部１０６を補正パラメータ算出部２２０１に変更した点、周波数特性補正部２２０２を追加した点、である。
　補正パラメータ算出部２２０１は、第１の無指向性マイクロホンユニット１０１と、第２の無指向性マイクロホンユニット１０２との間に存在するレベル差と位相差とを同時に補正する補正パラメータを算出し、補正処理部１０３に出力する。なお、補正パラメータ算出部２２０１は、補正パラメータ算出部１０６と同様、レベル差算出部１０５から出力されたレベル差ΔＬｘ（ｔ）に基づいて、補正パラメータを算出する。
　補正パラメータ算出部２２０１が補正パラメータ算出部１０６と異なる点は、第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１及び第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２のフィルタ係数を算出する点と、これらフィルタ係数の算出方法である。なお、算出するフィルタ係数は、ｂ１０（ｔ）、ｂ１１（ｔ）、ａ１１（ｔ）、ｂ２０（ｔ）、ｂ２１（ｔ）、ａ２１（ｔ）である。
　レベル差ΔＬｘ（ｔ）が閾値Ｌｔｈ１（Ｌｔｈ１≦０）［ｄＢ］以下の場合、すなわち、ΔＬｘ（ｔ）≦Ｌｔｈ１の場合は、第２の信号ｘ２（ｔ）を補正するために、第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２の係数を算出する。算出するフィルタ係数は、ｂ２０（ｔ）、ｂ２１（ｔ）、ａ２１（ｔ）である。一方、第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１は、スルーとするために、フィルタ係数をｂ１０（ｔ）＝１、ｂ１１（ｔ）＝ａ１１（ｔ）＝０とする。
　レベル差ΔＬｘ（ｔ）が閾値Ｌｔｈ２（Ｌｔｈ２≧０）［ｄＢ］以上の場合、すなわち、ΔＬｘ（ｔ）≧Ｌｔｈ２の場合は、第１の信号ｘ１（ｔ）を補正するために、第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１の係数を算出する。算出するフィルタ係数は、ｂ１０（ｔ）、ｂ１１（ｔ）、ａ１１（ｔ）である。一方、第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２は、スルーとするために、フィルタ係数をｂ２０（ｔ）＝１、ｂ２１（ｔ）＝ａ２１（ｔ）＝０とする。
　レベル差ΔＬｘ（ｔ）が閾値Ｌｔｈ１より大きく、かつ、閾値Ｌｔｈ２より小さい場合、すなわち、Ｌｔｈ１＜ΔＬｘ（ｔ）＜Ｌｔｈ２の場合は、２個の無指向性マイクロホンユニット間にレベル差はない。換言すれば、２個の無指向性マイクロホンユニットのレベル及び位相は、ほぼ揃っていると判断できる。よって、第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１及び第２の１次ＩＩＲフィルタ２０２共にスルーとするために、フィルタ係数は、ｂ１０（ｔ）＝１、ｂ１１（ｔ）＝ａ１１（ｔ）＝０、ｂ２０（ｔ）＝１、ｂ２１（ｔ）＝ａ２１（ｔ）＝０とする。
　次に、補正パラメータ算出部２２０１におけるフィルタ係数算出方法について、ΔＬｘ（ｔ）≧Ｌｔｈ２の場合、すなわち、第１の１次ＩＩＲフィルタ２０１の係数ｂ１０（ｔ）、ｂ１１（ｔ）、ａ１１（ｔ）を算出する場合を例に説明する。
　まず、補正パラメータ算出部２２０１は、１００Ｈｚ近傍のレベル差ΔＬｘ（ｔ）に基づいて、１次高域通過特性のカットオフ周波数を推定する。図２７は、１００Ｈｚ近傍のレベル差－|ΔＬｘ（ｔ）|とカットオフ周波数との関係を示す。
　次に、補正パラメータ算出部２２０１は、推定されたカットオフ周波数に基づいた一般的なデジタルフィルタの係数算出手法を用いて、１次高域通過フィルタの係数を算出する。具体的には、補正パラメータ算出部２２０１は、例えば、バタワース特性を有する１次高域通過フィルタの係数ｂ１０（ｔ）、ｂ１１（ｔ）、ａ１１（ｔ）を算出する。
　補正パラメータ算出部２２０１は、空気漏れが無い無指向性マイクロホンユニットのレベル及び位相を、空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットのレベル及び位相に合わせる補正パラメータを算出する。このため、補正後の振幅周波数特性は、空気漏れが無い本来の無指向性マイクロホンユニットに対し低域が下がった特性となる。
　周波数特性補正部２２０２は、ＩＩＲフィルタ又はＦＩＲフィルタで構成され、補正処理部１０３から出力された第１フィルタ出力信号ｘ１’（ｔ）、及び第２のフィルタ出力信号ｘ２’（ｔ）の低域下がりの振幅周波数特性を補正する。
　なお、本実施の形態では、指向性合成部１０４の構成要素であるＥＱ３０６に、周波数特性補正部２２０２の処理を含めてもよい。また、周波数特性補正部２２０２は、必要に応じて任意の周波数特性を実現する目的で使用されてもよい。
　このように実施の形態４は、レベル差と位相差とを同時に補正する１次ＩＩＲフィルタの係数を、一般的なフィルタ係数算出手法を用いて算出するようにした。このことにより、実施の形態４では、より低域での補正が可能となり、より広帯域において指向性の劣化を抑えることができる。
　なお、本実施の形態では、無指向性マイクロホンユニット数が２個の場合を例に説明したが、３個以上の無指向性マイクロホンユニットを用いてもよい。この場合は、帯域レベルの最も低い無指向性マイクロホンユニットを基準に算出した各無指向性マイクロホンユニットとのレベル差に基づいて、上記と同様の方法で補正パラメータを算出すればよい。
　また、上記各実施の形態では、ｄＢ値によって説明しているが、本発明はこれに限らず、ｄＢ値と等価なリニア値を用いてもよい。
　図２８は、実際の無指向性マイクロホンユニットの収録データを用いた、本発明の指向性マイクロホン装置による計算機シミュレーション結果の一例を示す。図２８Ａは、収録時の２個の無指向性マイクロホンユニットの配置と音源方向との関係を示す図である。図２８Ａにおいて、２個の無指向性マイクロホンユニットの間隔は、１０ｍｍとしている。また、図２８Ａにおいて、空気漏れが有る無指向性マイクロホンユニットは左側２４０１（黒丸）とし、空気漏れが無い無指向性マイクロホンユニットは右側２４０２（白丸）としている。図２８Ｂは、２個の無指向性マイクロホンユニットからの信号、すなわち、収録データそのものを用いて指向性合成した方向別振幅周波数特性を示している。また、図２８Ｃは、本発明の指向性マイクロホン装置による指向性合成を用いた方向別振幅周波数特性を示す。各図において、実線は０°方向、点線は９０°方向、一点鎖線は１８０°方向である。図２８に示すように、本実施の形態では、本発明の指向性マイクロホン装置の適用により、低域の指向性が改善されていることが確認できる。
　（他の実施の形態）
　なお、本発明を上記実施の形態に基づいて説明してきたが、本発明は、上記の実施の形態に限定されないのはもちろんである。本発明には、以下のような場合も含まれる。
　（１）上記、マイクロホンを除く各処理部（レベル差算出部、補正パラメータ算出部、補正処理部、指向性合成部等）は、具体的には、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（Ｒａｍｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、などから構成されるコンピュータシステムとして実装される。前記ＲＡＭには、コンピュータプログラムが記憶されている。前記マイクロプロセッサが、前記コンピュータプログラムに従って動作することにより、各装置は、その機能を達成する。ここでコンピュータプログラムは、所定の機能を達成するために、ハードウエアと連携して、コンピュータに対する指令を示す命令コードが複数個組み合わされて構成されたものである。
　（２）上記の各装置を構成する構成要素の一部又は全部は、１個のシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ：大規模集積回路）から構成されてもよい。システムＬＳＩは、複数の構成部を１個のチップ上に集積して製造された超多機能ＬＳＩであり、具体的には、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを含んで構成されるコンピュータシステムである。前記ＲＡＭには、コンピュータプログラムが記憶されている。前記マイクロプロセッサが、前記コンピュータプログラムに従って動作することにより、システムＬＳＩは、その機能を達成する。
　（３）上記の各装置を構成する構成要素の一部又は全部は、各装置に脱着可能なＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｃｕｉｔ）カード又は単体のモジュールから構成されてもよい。前記ＩＣカード又は前記モジュールは、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどから構成されるコンピュータシステムである。前記ＩＣカード又は前記モジュールは、上記の超多機能ＬＳＩを含んでもよい。マイクロプロセッサが、コンピュータプログラムに従って動作することにより、前記ＩＣカード又は前記モジュールは、その機能を達成する。このＩＣカード又はこのモジュールは、耐タンパ性を有してもよい。
　（４）本発明は、上記に示す方法であってもよい。また、これらの方法は、コンピュータにより実現するコンピュータプログラムであってもよいし、前記コンピュータプログラムからなるデジタル信号であってもよい。
　また、本発明は、前記コンピュータプログラム又は前記デジタル信号をコンピュータ読み取り可能な記録媒体、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、ＣＤ－ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ　Ｄｉｓｃ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＭＯ（Ｍａｇｎｅｔｏ－Ｏｐｔｉｃａｌ　ｄｉｓｃ）、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）、ＤＶＤ－ＲＯＭ、ＤＶＤ－ＲＡＭ、ＢＤ（Ｂｌｕｅ－ｒａｙ Ｄｉｓｃ）、半導体メモリなどに記録したものでもよい。また、本発明は、これらの記録媒体に記録されている前記デジタル信号であってもよい。また、本発明は、前記コンピュータプログラム又は前記デジタル信号を、電気通信回線、無線又は有線通信回線、インターネットを代表とするネットワーク、データ放送等を経由して伝送するものでもよい。また、本発明は、マイクロプロセッサとメモリを備えたコンピュータシステムであって、前記メモリは上記コンピュータプログラムを記憶しており、前記マイクロプロセッサは前記コンピュータプログラムに従って動作してもよい。また、本発明は、前記プログラム又は前記デジタル信号を前記記録媒体に記録して移送、または、前記ネットワーク等を経由して移送することにより、独立した他のコンピュータシステムにより実施してもよい。
　（５）上記各実施の形態は、それぞれ組み合わせてもよい。
　２０１０年７月２日出願の特願２０１０－１５２０３０の日本出願に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本発明にかかる指向性マイクロホン装置及びその指向性制御方法は、空気漏れ等による低域における減衰を改善すると共に、複数の無指向性マイクロホンユニット間の低域で生じるレベル差及び位相差を補正し、指向性を改善し、小型化を図ることができる。これにより、本発明にかかる指向性マイクロホン装置及びその指向性制御方法は、複数の無指向性マイクロホン装置を使ったビデオカメラ、補聴器、録音機（ＩＣレコーダ）等に有用である。
　１０１　第１の無指向性マイクロホンユニット
　１０２　第２の無指向性マイクロホンユニット
　１０３　補正処理部
　１０４　指向性合成部
　１０５、１５０１　レベル差算出部
　１０６、１５０２、２２０１　補正パラメータ算出部
　２０１　第１の１次ＩＩＲフィルタ
　２０２　第２の１次ＩＩＲフィルタ
　３０１　左側指向性合成部
　３０２　右側指向性合成部
　３０３　第１の遅延器
　３０４　第２の遅延器
　３０５、９０３　減算器
　３０６　ＥＱ
　４０１、１６０１、２１０１　第１の周波数分析部
　４０２、１６０２、２１０２　第２の周波数分析部
　４０３　帯域レベル差算出部
　５０１　バンドパスフィルタ
　５０２　帯域レベル算出部
　７０１　音孔
　７０２　振動膜
　７０３　薄空気層
　７０４　背極
　７０５　絶縁物
　７０６　背部気室
　７０７　漏れ孔
　７０８　カシメ部
　８０１　気道
　９０１　第１の信号線
　９０２　第２の信号線
　１４０１、１９０１　ＦＦＴ部
　１４０２　帯域レベル算出部
　１６０３　基準レベル差算出部
　１６０４　低域レベル差算出部
　１７０１　第１のバンドパスフィルタ
　１７０２　第２のバンドパスフィルタ
　１７０３、１９０２　基準レベル算出部
　１７０４、１９０３　低域レベル算出部
　２００１　レベル比較部
　２００２　補正パラメータ更新部
　２１０３　帯域レベル比較部
　２２０２　周波数特性補正部

Claims (10)

  1. 　複数の無指向性マイクロホンユニットと、
    　前記複数の無指向性マイクロホンユニットにて得られた複数の信号を、補正パラメータを用いて補正する補正処理部と、
    　補正された前記複数の信号を用いて、指向性合成を行う指向性合成部と、
    　前記複数の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差を算出するレベル差算出部と、
    　前記補正処理部において前記複数の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差と位相差とを同時に補正する補正パラメータを前記レベル差に基づいて算出する補正パラメータ算出部と、
    　を具備する指向性マイクロホン装置。
  2. 　複数の無指向性マイクロホンユニットと、
    　前記複数の無指向性マイクロホンユニットにて得られた複数の信号を、補正パラメータを用いて補正する補正処理部と、
    　補正された前記複数の信号を用いて、指向性合成を行う指向性合成部と、
    　補正された前記複数の信号のうち、基準とする信号と、他の信号とのレベルを比較するレベル比較部と、
    　前記補正処理部において前記複数の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差と位相差とを同時に補正する補正パラメータを前記レベル比較結果に基づいて更新する補正パラメータ更新部と、
    　を具備する指向性マイクロホン装置。
  3. 　前記補正処理部は、１次ＩＩＲフィルタである請求項１または請求項２に記載の指向性マイクロホン装置。
  4. 　前記補正パラメータは、前記１次ＩＩＲフィルタのフィルタ係数である請求項３に記載の指向性マイクロホン装置。
  5. 　前記補正パラメータ算出部は、１次高域通過特性を有する無指向性マイクロホンユニットに相当するデジタルフィルタと逆特性を有する前記１次ＩＩＲフィルタのフィルタ係数を算出する請求項４に記載の指向性マイクロホン装置。
  6. 　前記補正パラメータ算出部は、１次高域通過特性を有する無指向性マイクロホンユニットに相当するデジタルフィルタと逆特性を有するように前記１次ＩＩＲフィルタのフィルタ係数を更新する請求項４に記載の指向性マイクロホン装置。
  7. 　前記レベル差算出部は、基準とする無指向性マイクロホンユニットにて得られた信号と、他の無指向性マイクロホンユニットにて得られた信号とのレベル差を複数の周波数帯域毎に算出する請求項１に記載の指向性マイクロホン装置。
  8. 　前記補正パラメータ算出部は、複数の周波数帯域毎に算出された前記レベル差のうち、２つ以上のレベル差に基づいて、前記補正パラメータを算出する請求項７に記載の指向性マイクロホン装置。
  9. 　複数の無指向性マイクロホンユニットにて得られた複数の信号を、補正パラメータを用いて補正する補正処理ステップと、
    　補正された前記複数の信号を用いて、指向性合成を行う指向性合成ステップと、
    　前記複数の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差を算出するレベル差算出ステップと、
    　前記補正処理ステップにおいて前記複数の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差と位相差とを同時に補正する補正パラメータを前記レベル差に基づいて算出する補正パラメータ算出ステップと、
    　を具備する指向性制御方法。
  10. 　複数の無指向性マイクロホンユニットにて得られた複数の信号を、補正パラメータを用いて補正する補正処理ステップと、
    　補正された前記複数の信号を用いて、指向性合成を行う指向性合成ステップと、
    　補正された前記複数の信号のうち、基準とする信号と、他の信号とのレベルを比較するレベル比較ステップと、
    　前記補正処理ステップにおいて前記複数の無指向性マイクロホンユニット間のレベル差と位相差とを同時に補正する補正パラメータを前記レベル比較結果に基づいて更新する補正パラメータ更新ステップと、
    　を具備する指向性制御方法。
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