WO2011135098A9 - Spannungsfeste schnittstellenschaltung - Google Patents

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Reinhard BÖCKLE
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Tridonic Gmbh & Co Kg
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    • H05B47/18—Controlling the light source by remote control via data-bus transmission

Definitions

  • the present invention relates to a voltage-resistant interface circuit, as used in electronic devices, such as in ballasts for lighting. Data and / or control commands can be exchanged between a control unit for the lighting means and a ballast for lighting means via the interface circuit.
  • such interface circuits are frequently encountered where different electronic switching arrangements, for example via a bus system or signal lines, are connected. It may be that the electronic circuits coupled via the interface circuit operate with different high operating voltages.
  • the ballast on the one hand have a high operating voltage for operating the bulbs, but on the other hand electronic circuit parts, for example, to control the brightness of the lamp to be connected to a bus or signal line system, compared to the operating voltage of the bulbs a relatively small voltage can be applied.
  • interface circuits are commonly used which can receive and process both digital signals such as DALI and mains-voltage-bound signals such as, for example, via a button connected to the mains voltage. Since it can lead to confusion of the connecting lines or in operation to overvoltages and voltage pulses on the bus system in the installation of such lighting systems, it would be desirable to use a voltage-resistant Thomasstel- lenscnies with high dielectric strength.
  • FIG. 7 Such an interface circuit is shown with a thyristor in a circuit diagram.
  • the interface circuit 10 in FIG. 7 has connection terminals 1 for signal lines or a bus system.
  • the signal lines are connected via a rectifier circuit, which is grounded by four diodes D1 to D4. is coupled to the rest of the interface circuit.
  • the mains voltage resistance of the interface circuit 10 is ensured via the thyristor Xll.
  • the thyristor Xll is connected in series with a transistor Q34.
  • the interface circuit includes optocouplers U7 and U8, and a constant current source formed by the transistors Q2, Q20 and the resistors R31 and R34.
  • the optocouplers U7 and U8 are coupled to a microprocessor, which is indicated by the symbol ⁇ , so that data and control commands can be transmitted via the interface circuit 10 between the terminals 1 and the microprocessor, which is connected to the points designated with ⁇ .
  • the optocoupler U7 drives in the return channel switch Q34, which is arranged in series with the thyristor Xll.
  • the switch Q34 is designed as a low-voltage switch, whereas the thyristor, as mentioned above, to ensure the line withstand voltage of the circuit.
  • the transmission from the microprocessor to the terminals 1 via the interface circuit 10 takes place in that the switch Q34 is controlled via the optocoupler U7.
  • the switch Q34 When the switch Q34 is turned on, that is turned on, the potential at the cathode of the thyristor Xll is pulled to a low potential. If a voltage is present at the terminals 1, the thyristor is turned on and the node 5 on the rectifier circuit is pulled in the direction of a ground potential. In other words, a low-resistance connection is established between the connection terminals 1. As a result, a signal can be sent via the bus system if a voltage is present at the terminals 1.
  • the through-driving of the thyristor Xll takes place because a voltage across the path with respect to the resistor R101 and R100 is applied to the cathode-side gate of the thyristor, which is higher than at the cathode of the thyristor.
  • the interface circuit 10 is switched on the side of the terminals 1, for example via a pushbutton or switch to a mains voltage, it can come by key bouncing to the emergence of relatively narrow or temporally short glitches in the kilovolt range. In these voltage pulses, one speaks of the so-called burst or burst pulses and with a corresponding voltage resistance of a circuit of a burst resistance.
  • the burst pulses are fast transient disturbances that are coupled into the power supply or in the signal inputs. These burst pulses can be characterized by a short repetition rate and a low energy of the short-term disturbance. These burst pulses may well lead to destruction of the interface circuit, if no protection circuit such as a filter circuit is provided.
  • surge pulses are high-energy transient voltage pulses which can be seen as transient overvoltages or surge voltages, such as those that can occur during switching operations in the corresponding lines.
  • an interface circuit may be preceded by a filter.
  • the filter can be dimensioned so that burst pulses up to a voltage increase of some 10 volts be eliminated. However, this can be more difficult with the surge impulses.
  • a 2 kV voltage pulse still reach the interface circuit with an amplitude of, for example, 1 kV.
  • the thyristor can now be completely or partially switched through by a steep flank of such a surge pulse, since the thyristor is a coupled element.
  • the "firing" of the thyristor can now lead to the immediate destruction of the downstream transistor Q34, which may be due to the required current gain a low voltage type transistor, with a collector-emitter dielectric strength of, for example, 45 to 80 V.
  • circuit technology can be used to somewhat influence this switching-on or over-firing of the thyristor by, for example, switching a capacitance directly from the gate to the cathode of the thyristor, the over-firing can be done
  • the thyristor Xll is then usually not destroyed as a result of high voltage, but as a result of power overload.
  • a core idea of the present invention is to provide egg ⁇ ne-voltage-resistant interface circuit by means of a Darlington circuit, which can be achieved a high withstand voltage on circuitry relatively simple Wei ⁇ se by use of over a thyristor, less expensive, voltage-resistant transistors, to the a sufficient current gain have kön- nen to enable in response to a drive signal Sig certain ⁇ nalpegel at an input of the interface circuit.
  • Fig. 1 is a schematic representation of a voltage-resistant
  • FIG. 2 shows a schematic representation of a voltage-resistant interface circuit according to a further exemplary embodiment of the present invention
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of a voltage-proof interface circuit according to a further embodiment
  • FIG. 4 shows a circuit diagram of a voltage-proof interface switch circuit according to a further exemplary embodiment
  • FIG. 5 shows a schematic representation of a ballast for lamps with a voltage-resistant interface circuit according to an exemplary embodiment of the present invention
  • Fig. 7 shows an interface circuit with thyristor after
  • FIG. 1 is a schematic block diagram of a voltage span ⁇ solid interface circuit 100 in accordance with an embodiment of the present invention.
  • the voltage-proof interface circuit 100 includes a DC ⁇ rectifier circuit 20 which is adapted to seat in Depending ⁇ ness a voltage applied to rectifier input terminals 20a, 20b rectifier input voltage to rectifier terminals 20c to provide a rectified DC converter output voltage 20d.
  • the napsfes ⁇ te interface circuit 100 is a Darlington circuit 30 having at least two transistors Q3 and Q4, with the Dar ⁇ lingtonscaria 30 has a controllable depending on an actuation signal 62 ausgangssextxgen current path 35th
  • the output side controllable current path 35 is coupled between the rectifier output terminals 20c and 20d. Further, the output side controllable current path 35 is formed to form a variable electric load between the rectifier output terminals 20c and 20d in response to the drive signal 62.
  • the rectifier output ⁇ gear ports 20c can and 20d are thus connected via the Darlington circuit 30 "in low impedance", in the sense that a comparatively large current flows through the controllable current path 35 at a predetermined voltage across the output-side controllable current path.
  • this "short circuit" at the rectifier input terminals can generate a first signal level with a low voltage 62 so the Darlington circuit can be controlled, so that if a voltage to the Gleichrichtereingangsan ⁇ circuits is applied to flow a relatively large current, which then causes 20a and 20b, a rectifier input voltage he ⁇ is testament to the Gleichrichtereingangsan- conclusions that a corresponds to the first signal level.
  • the Darlington circuit 30 can be also controlled so that the rectifier output terminals 20c and 20d connected only high resistance or very ACohraig via the Darlington circuit and thus the inactive in this case, control ⁇ cash output-side current path 35 and therefore Therefore, a voltage applied to the rectifier input terminals 20a and 20b remains at a second signal level corresponding to a second state of digital information transmission.
  • the voltage or signal lines 15 connected to the common-mode input terminals 20a and 20c of the voltage-resistant interface circuit 100 are a digital addressable lighting interface (Digital Addressable Lighting Interface)
  • a first signal level may correspond to a physical low level (low) level with a voltage range of -4.5 V to +4.5 V, whereas a second signal level a high (high) level with a voltage range from +9.5 V to +22.5 volts, ie 16 V, or -9.5 V and - 22.5 V can be assigned.
  • the data transmission works in such a way that in the case of a transmission of a bit, the voltage on a corresponding data line, for example with respect to a reference data line is pulled to zero volts, or at least approximately zero volts, while at rest, so if no bit is sent, a voltage on the corresponding data line in the voltage interval of 9 , 5 to 22.5 V, so z. B. 16 V or between -9.5 V and -22.5 V, is applied.
  • data and / or control commands are transmitted by an active-low level (active-low) transmission.
  • active-low active-low
  • the voltage-resistant interface circuit may additionally or alone be used for an active high-level transmission, as used for example by a digital-serial interface (DSI) in lighting technology. knows, is designed.
  • the voltage-proof interface circuit via the rectifier input ⁇ connections 20a, 20b also provide additional switch signals or switching signals, so simple pulse signals or DSI signals, that is signals in accordance with a digital protocol, are coupled.
  • These pushbutton or switch signals can be transmitted via the bus system 15, that is, a pushbutton is coupled to the mains voltage.
  • the mains voltage is briefly switched through to the interface input, ie to the rectifier input terminals 20a, 20b.
  • the duration of this concern of the mains voltage can then be evaluated by a control unit (not shown in FIG. 1), wherein the interface Stel ⁇ lenscnies 100 is coupled between this control unit and the bus or line system 15. As shown in Fig.
  • the voltage-proof interface circuit may comprise more further optional Heidelbergungsan ⁇ 100 further orders.
  • the voltage-proof interface of the ⁇ lenscnies 100 may include a power source 40, a circuit arrangement 50 for electrical isolation, which can be as an optocoupler out forms ⁇ , and a second optical coupler 60 have.
  • the first optical coupler 50 and the second optical coupler 60 can be configured to allow a bidirectional data and / or STEU ⁇ ersignale between a microprocessor .mu.C and the bus system 15, between which the voltage-solid interface is coupled.
  • the optical coupler 50 may be configured to display information, which abut the bus or cable system 15 to sen to the microprocessor C ⁇ .
  • data and information of the microprocessor pC with the aid of the optocoupler 60 are received by the span voltage ⁇ solid interface and transmitted based on these control signals 62 the information to the bus system or pipe system 15th
  • the current source 40 can be configured to provide an input-side drive voltage to a control terminal 30a of the Darlington circuit 30 if a signal is to be transmitted via the optocoupler 60 in the direction of the bus system 15, and thus the phototransistor on the output side of the opto-coupler 60 is illuminated, so that the output-side controllable current path 35 is turned on. Thereupon, as discussed above in connection with FIG. 1, changed a load between the rectifier output ⁇ gang connections 20c and 20d.
  • the rectifier circuit 20 may be, for example, four diodes Dl to D4, which are connected in a Griserscensanowski extract act.
  • a bus system 15 can be coupled to the rectifier input terminals 20a and 20b.
  • the bus system 15 may be, for example, a DALI bus system.
  • a rectifier input voltage which corresponds to a high level in the DALI system, can be applied to the rectifier input terminals 20a and 20b. Accordingly, a rectified rectifier output voltage is then provided at the terminals 20c and 20d of the rectifier 20.
  • the Darlington circuit 30 may now be coupled to its at least two transistors Q3 and Q4 such that an output side controllable current path 35 of the Darlington circuit acting as a current amplification circuit is coupled between the rectifier output terminals.
  • the transistors Q3 and Q4 are formed as npn bipolar transistors.
  • the input-side bipolar transistor Q4 is in this embodiment with its collector terminal is coupled to the rectifier output terminal 20c and with its emitter terminal connected to the base of the output-side transistor Q3.
  • the corresponding base for controlling the bipolar transistor Q4 is connected via a node 82 to a resistor R4 of the drive circuit 80, which has a resistance value of 10 k ⁇ and is closed with its second terminal to a ground potential 90, and the optocoupler Q5.
  • a drive signal 62 can then be applied to the base or control connection of the transistor Q4 via the optocoupler Q5 and the drive circuit .
  • the output-side transistor Q3 is connected with its base firstly via an RC element of the drive circuit 80 to the ground potential 90 and secondly to the emitter terminal of the transistor Q4.
  • the controllable output-side current path 35 ie the controllable current path between the collector and emitter of the transistor Q3, is coupled between the rectifier output terminals 20c and 20d.
  • the collector terminal of the bipolar transistor Q3 is coupled to the rectifier output terminal 20c, and the emitter terminal is coupled to the rectifier output terminal 20d. Both the rectifier output terminal 20d, and the emitter terminal of the transistor Q3 are both at a reference potential, which may be the ground potential 90 in the present embodiment.
  • the Darlington circuit 30 may also comprise more than two bipolar transistors.
  • the transistors may also be, for example, field-effect transistors, such as MOS-FET transistors.
  • the Darlington circuit 30 is driven in this embodiment via a drive circuit 60, 80.
  • the drive circuitry 80 includes a resistor R4 a resistance value of a few k ⁇ , which is connected between a drive terminal of the Darlington circuit 30, that is, for example, the base terminal of the input-side bipolar transistor Q4 of the Darlington circuit and a reference potential conductor 90, wherein the reference potential conductor can be coupled to a reference potential-side terminal of the controllable output-side current path 35.
  • the reference potential may be, for example, the ground potential 90.
  • the resistor R4 is formed so as to draw a node 82 in the direction of a ground potential 90 in the idle state, that is to say when no drive signal 62 is present and thus no bit is to be sent to the bus system 15.
  • the drive circuitry 80 has the above-mentioned RC circuit to which Cl is composed of a resistor R3 i- with a resistance value in the range kQ and ei ⁇ NEN capacitor having a capacitance of less than ⁇ on.
  • the RC element is connected at one terminal to the base of the transistor Q3 and the emitter terminal of the transistor Q4 and coupled via its second terminal to the reference potential, that is, for example, to the ground potential 90.
  • the at least two transistors Q3 and Q4 of the representation lingtonsc can involve voltage-resistant transistors.
  • the at least two transistors in the Darlington circuit may have a withstand voltage of at least 100 volts, at least 600 volts, or at least 1000 volts.
  • a collector-emitter dielectric strength of at least 100 volts, at least 600 volts or at least 1000 volts may be present.
  • the Darlington circuit 30 may comprise voltage resistant transistors having a withstand voltage greater than 600V.
  • the transistors of the Darlington circuit are preferably selected so that a current amplification of the Darlington circuit is greater than 1500 or greater than 2000, where ⁇ a collector current in a range of 1 mA to 300 mA in the ausgangsei- term controllable current path 35 is available for when zapping through the Darlington circuit.
  • the transistor Q3 is advantageously a Stromverstär ⁇ effect may be greater in 80 have a collector current ranges from 1 mA to 300 mA.
  • the driver transistor Q4 in the Darlington circuit 30 may have a current amplification current range of, for example, 1 mA to 4 mA.
  • the bipolar transistors Q4 and Q3 together may have at least 1500- or at least 2000-fold current gain, so that in a driven state of the Darlington circuit in the output side controllable current path, a current between 1 mA and 300 mA is available.
  • one or more capacitors can be used in the inventive voltage-proof interface circuit at one or more transistor base terminals or control terminals of the Tran ⁇ sistoren the Darlington circuit 30 also may be connected.
  • These capacitors can be coupled between the base terminals and, for example, a ground ⁇ potential 90 and prevent a driving through of the respective transistors as a result of a voltage pulse across the respective Miller capacitances, ie the capacitance between the collector terminal and the base terminal.
  • the capacitor Cl of the drive circuit 80 between the base terminal of the output side Tran ⁇ sistor, so for example, the bipolar transistor Q3, and a reference potential, such as the ground potential 90 be connected.
  • a second capacitor may also be connected between the base terminal of the input-side transistor, for example the bipolar transistor Q4, and a corresponding reference potential.
  • the capacitor Cl then the dielectric strength of the voltage-resistant interface circuit can be significantly improved.
  • the capacitor C 1 is coupled between the transistor base of the bipolar transistor Q 3 and the ground potential 90.
  • Capacitor Cl in this embodiment, has a capacitance value less than 1 ⁇ iF, which is relatively large compared to a typical Miller capacitance of a bipolar transistor which is in the pico farad region.
  • the capacitance value of such a capacitor can be matched to the Miller capacitance of the connected transistor and the desired dielectric strength of the interface circuit 100.
  • the capacitance of a capacitor to increase withstand voltage may be at least 100 times or 200 times greater than the Miller capacitance of a transistor of the Darlington circuit to which the capacitor is coupled to increase withstand voltage.
  • a Capacitance of the capacitor which is connected to a base or a control terminal of a transistor of the Darlington circuit, be chosen so that a voltage pulse of 500 V, 1000 V, 2000 V or even a higher voltage across the output side controllable current path 35 at a Inactive drive signal to the Darlington circuit does not lead to a für Kunststoffn the output side controllable current path 35. If a suitably dimensioned capacitance is applied to a base or control terminal of a transistor of the Darlington circuit, the control of the output-side controllable current path can be prevented.
  • the voltage-resistant interface circuit 100 may further include at least one capacitor Cl coupled to a control terminal of a transistor Q3 and / or Q4 of the Darlington circuit 30 and configured to respond to a change in a controlled current path of the corresponding transistor Q3 and /. or counteract Q4.
  • at least one capacitor Cl coupled to a control terminal of a transistor Q3 and / or Q4 of the Darlington circuit 30 and configured to respond to a change in a controlled current path of the corresponding transistor Q3 and /. or counteract Q4.
  • the voltage-resistant interface circuit 100 may further include a current source 40 coupled between the first rectifier output terminal 20c and a node 70.
  • the current source 40 has two pnp bipolar transistors Ql and Q2, and a first resistor Rl with a resistance of a few hundred ⁇ and a second resistor R2 with a resistance of approximately one hundred kQ.
  • the bipolar transistor Q1 can be used as a control Sistor for the bipolar transistor Q2 act, since it is coupled via its controllable current path to the base terminal of the transistor Q2.
  • the emitter terminal of the transistor Q1 and the resistor R1 are connected to the rectifier output terminal 20c, and a base terminal of the transistor Q1 is connected between the other terminal of the resistor R1 and the emitter terminal of the transistor Q2.
  • the collector terminal of the transistor Q1 is coupled on the one hand to the base terminal of the transistor Q2 and the other via the resistor R2 to a reference potential, such as the ground potential 90th
  • the resistor R2 is between a reference potential, such as the ground potential 90, and Base terminal of the transistor Q2 connected.
  • the collector terminal of the transistor Q2 is connected via the node 70 to the voltage limiting circuit 50 and to the optocoupler 60.
  • the switch assembly 50 comprises in this embodiment NaEM ⁇ Lich an optocoupler Q6 and operated in the reverse direction of the zener diode Z3, which, with its cathode-side terminal to the collector terminal of the transistor Q2 verbun ⁇ .
  • the anode terminal of the zener diode Z3 is connected to an anode terminal of a light-emitting diode of the optocoupler and the corresponding cathode terminal of the light-emitting diode is connected to the reference or ground potential 90.
  • the current source 40 may be coupled between the first rectifier output terminal 20c and a drive terminal 30a of the Darlington circuit 30.
  • This drive terminal 30a may be, for example, the base or the control terminal of the transistor Q4.
  • the optocoupler 60 is further coupled between the current source 40 and the Darlington circuit 30. If, for example, an active low signal of a DALI protocol is present at the input of the voltage-resistant interface circuit, that is to say a voltage level between -4.5 V and +4.5 V, then a current should be generated via the transistor Q2 of the current source 40 and the optocoupler Q5, which may be controlled by a drive signal from a microprocessor be greater than 150 ⁇ , so that the output-side steerable current path 35 of the transistor Q3 of the Darlington circuit 30 can draw about 250 mA current. This ensures that a bit sent by the microprocessor can be transmitted to the bus system 15 via the rectifier circuit 20.
  • the switch assembly 50 in this embodiment comprises an optocoupler Q6 and the zener diode Z3, which is connected via the node 70 to the power source 40 and the optocoupler Q5.
  • the optocoupler Q6 serves to transmit data or control signals applied to the rectifier input terminals 20a, 20b to a corresponding control unit or microprocessor.
  • a light emitting diode (LED) of an optocoupler may be configured to excite a photoreceiver, such as a phototransistor or a photodiode, of the optocoupler based on the signals applied to the rectifier input terminals 20a, 20b.
  • the control unit or the microprocessor can be equipped be to send data and / or ⁇ control signals bi-directionally via the voltage-resistant interface Stel ⁇ lenscnies 100 according to a DALI protocol and receive.
  • the optocoupler Q6 which has a light-emitting diode (LED), and the reverse- biased Zener diode Z3, a voltage limitation in the node 70 can be achieved. This is achieved by the defined voltage drop across the zener diode and the LED.
  • a defined drive voltage can be achieved at the drive connection 30a of the Darlington circuit, namely the base or the control connection of the transistor Q4.
  • the base of the transistor Q4 of the Darlington circuit is therefore protected with respect to a voltage pulse across the input channel, that is to say via the current source 40 and the circuit arrangement 50.
  • the opto-coupler Q6 can be configured to, as shown in the circuit diagram in FIG. 3, data and / or control commands according to a DALI protocol to a subsequent ⁇ the microprocessor ⁇ , for example, integrated in a ballast for lighting can be transfer.
  • the optocoupler Q5 can be configured to receive a drive signal 62 from a microprocessor ⁇ of a ballast and then to provide corresponding digital information by means of the Darlington circuit to the rectifier input terminals 20a, 20b. This digital information can then be forwarded via a bus or line system 15, for example to a central control unit of a lighting system.
  • the circuit diagram of a voltage-proof section ⁇ circuit 100 includes a rectifier circuit 20, a current ⁇ source 40, a receiving circuit 50, a Darling ⁇ sound circuit 30, and an optical coupler Q5 on, were as they undergo, already in connection with the Figure described. 3, which is why it to this point will not be explained again.
  • the DC input terminals 100 ⁇ judge a filter 85 be preceded 20a and 20b of the voltage-proof interface circuit.
  • the purpose of the filter is, as already explained above, the filtering or attenuation of voltage pulses, such as. As the above-mentioned burst or Surgepulsen.
  • the voltage-resistant interface circuit 100 may thus further comprise a filter in this embodiment, which filters or damps unwanted voltage pulses.
  • the filter 85 consists in this embodiment of an inductance LI with an inductance value of 10 ⁇ , a capacitor C2 with a capacity of a few hundred pF and a 300V varistor VDR.
  • the capacitor C2 and the varistor VDR are connected as an RC element between the rectifier input terminals 20a and 20b, while the inductance LI is coupled in series with the RC element and the rectifier input terminal 20a.
  • the filter 85 can be dimensioned so that, for example, burst pulses are eliminated except for a voltage increase of a few tens of volts.
  • the use according to the invention of the Darlington circuit with voltage-proof transistors in an interface circuit 100 and the use of at least one capacitor which is coupled between a base terminal and a control terminal of a transistor of the Darlington circuit and a reference potential 90 can be compared with interface circuits with thyristor circuits higher voltage pulses are applied without the circuit being destroyed.
  • an interface circuit with thyristor as described in connection with FIG. 7, are already destroyed at a surge pulse of 500 V, while, as shown in tests, the voltage-resistant interface circuit 100 with Darlington circuit voltage pulses, ie z. B. Surge voltages of more than 2 kV can withstand without the circuit is destroyed.
  • 300V varistors are used at a mains input of an electric ballast for lamps. From the above, it is clear that these 300V varistors can now advantageously be used for the filter of a voltage-resistant interface circuit in the electric ballast. This results in cost advantages when purchasing the varistors and the production of ballasts with the interface circuit, as well as a simplified and faster assembly of ballasts in production, since no two different varistor types must be used.
  • the drive device 80 has, in addition to the capacitor Cl, which has a capacitance value of a few nF, and the resistor R3 with a resistance value in the kQ range, furthermore a second capacitor C7 with a resistance value of a few nF and a second resistor R4 having a resistance value in the k ⁇ range.
  • the capacitor Cl and the resistor R3 are arranged in parallel between the base and the control terminal of the transistor Q3 and a reference potential line and a ground potential 90, respectively.
  • the capacitor C7 and the resistor R4 are additionally connected to the base or the control terminal of the second transistor Q4 of the Darlington circuit 30, preferably in a parallel connection between the base terminal of the transistor Q4 and a reference potential line which can be at a ground potential 90 , In these embodiments, therefore, a capacitance is switched to each transistor base of the Darlington circuit, which is a für Kunststoffn of the each transistor is to prevent as a result of a voltage pulse across their respective collector base capacities and their Miller capacities.
  • the voltage-resistant interface circuit may further comprise a circuit arrangement 88 for adjusting a slope of the signals to be transmitted to the bus system 15.
  • FIG. 5 schematically shows an exemplary embodiment of an application of the voltage-resistant interface circuit 100 according to the invention.
  • an electrical ballast 200 for illuminants 210 may have a voltage-resistant interface circuit 100 described in conjunction with FIGS. 1 to 4.
  • the light source controlled by the ballast may be, for example, an incandescent lamp or a gas discharge lamp.
  • the ballast 200 may further comprise a control unit or a microprocessor or microcontroller, which is designed to control the operating state of the lighting means 210 via a control circuit.
  • Such an operating state can be, for example, a specific brightness value of the luminous means 210 to be set.
  • the ballast may have its own power supply connection 220.
  • the lighting means can be operated at 220V, while the above-mentioned bus system 15 operates at a voltage in a range of -. 22.5V to + 22.5V can be operated.
  • the setting of a specific operating state can be initiated by a control command.
  • This control command can be transmitted from the bus system 15 via the voltage-resistant interface circuit 100 to the control unit ⁇ , which then takes over the corresponding control of a control circuit 230.
  • a control command for setting a specific brightness value via the voltage-resistant interface circuit to the control unit C of the ballast 200 can then be passed on from a central control unit or a pushbutton or a sensor connected to the bus system 15.
  • the line or bus system 15 may be the DALI bus system in which data and / or control commands are transmitted in accordance with a DALI protocol.
  • the control unit or the microcontroller .mu..sub.O may be designed so that it can recognize on the basis of the signal structure of the signals which are supplied to it via the voltage-resistant interface circuit 100, whether they are for example probe signals, that is, simple pulse signals or, for example, also Digital Serial Interface (DSI) signals, that is, signals according to a particular digital protocol, act. Depending on the type of data or control commands, these can then be processed differently.
  • DSI Digital Serial Interface
  • the invention generally also includes an illumination system 300 for controlling bulbs with a central control unit 310, which is configured to set or interrogate an operating state of a luminous means.
  • the illumination system 300 has at least one ballast 200 for light sources, wherein the ballast has a voltage-resistant interface circuit 100, as described in connection with FIGS. 1 to 5.
  • the central control unit 310 and the electrical ballast 200 may be electrically coupled to each other via the bus system 15 for the transmission of data and / or control signals. As described in connection with FIGS. 1 to 5, the bus system can be electrically coupled to the interface circuit 100.
  • the bus system 15 may be, for example, a DALI bus system, on which data and / or control signals can be transmitted between the central control unit 310 and the ballast in accordance with a DALI protocol. It is also conceivable, however, that it is a different bus system.
  • the transmission can be bidirectional, which is why the voltage-resistant interface circuit 100 can be designed to transmit corresponding data and / or control signals bidirectionally between a ballast and the central control unit 310.
  • sensors and operating elements 320 can be connected directly to the central control unit 310 via separate connections, or the sensors and operating elements 320 can be connected to the central control unit 310 and the ballasts 200 via the DALI bus system 15 , as shown schematically in FIG. 6b.

Landscapes

  • Power Conversion In General (AREA)
  • Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Abstract

Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung umfassen eine spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) mit einer Gleichrichterschaltung (20), die ausgebildet ist, um in Abhängigkeit von einer an Gleichrichtereingangsanschlüssen (20a, 20b) anliegenden Gleichrichtereingangsspannung, an Gleichrichterausgangsanschlüssen (20c, 20d) eine gleichgerichtete Gleichrichterausgangsspannung bereitzustellen, und mit einer Darlingtonschaltung (30), die zumindest zwei Transistoren (Q3, Q4) aufweist, wobei die Darlingtonschaltung (30) einen in Abhängigkeit von einem Ansteuersignal (62) steuerbaren ausgangsseitigen Strompfad (35) aufweist, und wobei der ausgangsseitige steuerbare Strompfad (35) zwischen die Gleichrichterausgangsanschlüsse (20c, 20d) gekoppelt ist.

Description

Spannungsfes e Schnittstellenschaltung
Beschreibung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine spannungsfeste Schnittstellenschaltung, wie sie in elektronischen Geräten, wie beispielsweise in Vorschaltgeräten für Leuchtmittel eingesetzt wird. Über die Schnittstellenschaltung können Da- ten - und/oder Steuerbefehle zwischen einer Steuereinheit für die Leuchtmittel und einem Vorschaltgerät für Leuchtmittel ausgetauscht werden.
Allgemein sind solche Schnittstellenschaltungen häufig dort anzutreffen, wo unterschiedliche elektronische Schaltanordnungen, beispielsweise über ein Bussystem oder Signalleitungen, verbunden sind. Dabei kann es sein, dass die über die Schnittstellenschaltung gekoppelten elektronischen Schaltungen mit unterschiedlich hohen Betriebsspannungen operieren. Beispielsweise kann bei Vorschaltgeräten für Leuchtmittel das Vorschaltgerät einerseits über eine hohe Betriebsspannung zum Betreiben der Leuchtmittel verfügen, andererseits können aber elektronische Schaltungsteile, beispielsweise zur Ansteuerung der Helligkeit der Lampe, mit einem Bus- oder Signalleitungssystem verbunden sein, an dem im Vergleich zur Betriebsspannung der Leuchtmittel eine relativ kleine Spannung anliegen kann .
Heutzutage sind dabei Schnittstellenschaltungen gebräuchlich, die sowohl digitale Signale wie DALI als auch netzspannungsgebundene Signale wie beispielsweise über einen mit der Netzspannung verbundenen Taster empfangen und verarbeiten können. Da es bei der Installation solcher Beleuchtungssysteme zu Verwechslungen der Anschlussleitungen oder auch im Betrieb zu Überspannungen und Spannungspulsen auf dem Bussystem kommen kann, wäre es wünschenswert, eine spannungsfeste Schnittstel- lenschaltung mit hoher Spannungsfestigkeit einzusetzen. Beispielsweise kann es bei Betätigung eines mit der Netzspannung verbundenen Tasters an den Signalleitungen, durch sogenanntes Tastenprellen, oder durch Schaltvorgänge mit größeren Lastinduktivitäten, hervorgerufen durch Transformatoren, Drosseln usw., die an die Bus- oder Signalleitungen gekoppelt sind, zu Spannungspulsen an der Schnittstellenschaltung kommen. Deshalb ist es wünschenswert, eine spannungsfeste Schnittstellenschaltung zu schaffen, so dass es selbst bei Unachtsamkeiten während der elektrischen Installation oder auch aufgrund von anderen Spannungspulsen, die im Bussystem entstehen können, nicht zu einer Zerstörung der Schnittstellenschaltung kommen kann.
Eine Schnittstellenschaltung mit einem schnellen Überspan- nungsdetektor, der durch eine Zenerdiode und einen Schalttransistor gebildet wird, ist in der Patentschrift DE 101 13 367 Gl offenbart.
Andere Schnittstellenschaltungen nach dem Stand der Technik verwenden häufig einen Thyristor, um eine Netzspannungsfestigkeit sicherzustellen. In Fig. 7 ist eine solche Schnittstellenschaltung mit einem Thyristor in einem Schaltungsplan dargestellt. Die Schnittstellenschaltung 10 in Fig. 7 weist Anschlussterminals 1 für Signalleitungen bzw. ein Bussystem auf. Die Signalleitungen werden Über eine Gleichrichterschaltung, die durch vier Dioden D1 bis D4 in Grätzschaltungsanordnung ge- bildet wird, an die restliche Schnittstellenschaltung gekoppelt. Die Netzspannungsfestigkeit der Schnittstellenschaltung 10 wird über den Thyristor Xll sichergestellt. Der Thyristor Xll ist mit einem Transistor Q34 in Serie geschaltet. Ferner umfasst die Schnittstellenschaltung Optokoppler U7 und U8, sowie eine Konstantstromquelle, welche durch die Transistoren Q2, Q20 und den Widerständen R31 und R34 gebildet wird. Die Optokoppler U7 und U8 sind mit einem Mikroprozessor gekoppelt, was durch das Symbol θ angedeutet ist, so dass über die Schnittstellenschaltung 10 zwischen den Terminals 1 und dem Mikroprozessor, der an den mit μθ bezeichneten Punkten angeschlossen ist, Daten und Steuerbefehle übertragen werden können. Der Optokoppler U7 steuert in dem Rückkanal Schalter Q34, der in Serie mit dem Thyristor Xll angeordnet ist, an. Der Schalter Q34 ist als Niedervoltschalter ausgeführt, wo hingegen der Thyristor, wie oben bereits erwähnt, die Netzspannungsfestigkeit der Schaltung sicherstellen soll. Das Senden von dem Mikroprozessor zu den Terminals 1 über die Schnittstellenschaltung 10 erfolgt dadurch, dass über den Optokoppler U7 der Schalter Q34 gesteuert wird. Wenn der Schalter Q34 eingeschaltet, also durchgesteuert ist, wird das Potential an der Kathode von dem Thyristor Xll auf ein niedriges Potential gezogen. Falls nun an den Terminals 1 eine Spannung anliegt, wird der Thyristor durchgesteuert und der Knoten 5 an der Gleichrichterschaltung in Richtung eines Massepotentials gezogen. In anderen Worten, es wird eine niederohmige Verbindung zwischen den Anschlussterminals 1 hergestellt. Dadurch kann ein Signal über das Bussystem gesendet werden, wenn an den Terminals 1 eine Spannung anliegt. Das Durchsteuern des Thyristors Xll erfolgt, da am kathoden- seitigen Gate des Thyristors eine Spannung über dem Pfad bezüglich des Widerstandes R101 und R100 anliegt, die höher als an der Kathode des Thyristors ist. Wenn nun beispielsweise die SchnittStellenschaltung 10 auf Seiten der Terminals 1, beispielsweise über einen Taster oder Schalter an eine Netzspannung geschaltet wird, kann es durch Tastenprellen zur Entstehung relativ enger bzw. zeitlich kurzer Störimpulse bis in den Kilovoltbereich kommen. Bei diesen Spannungspulsen spricht man von den sogenannten Signalfolge oder Burstpulsen und bei einer entsprechenden Spannungsfestigkeit einer Schaltung von einer Burstfestigkeit . Bei den Burstpulsen handelt es sich um schnelle transiente Störgrößen, die in der Stromversorgung oder in den Signaleingängen eingekoppelt werden. Diese Burstimpulse können sich durch kurze Wiederholrate und eine niedrige Energie der Kurzzeitstörung auszeichnen. Diese Burstimpulse können durchaus auch zu einer Zerstörung der Schnittstellenschaltung führen, wenn keine Schutzschaltung wie beispielsweise eine Filterschaltung vorgesehen ist.
Falls jedoch größere (Last-) Induktivitäten, wie z. B. Trans- formatoren, Drosseln, usw. über eine Steuerleitung an die Terminals 1 gekoppelt sind und diese geschaltet werden, können energiereiche Überspannungspulse oder Surge-Impulse, mit Spannungen ebenfalls bis in den Kilovoltbereich entstehen. Bei den Surge-Impulsen handelt es sich um energiereiche tran- siente Spannungs-Impulse, die sich als transiente Überspannungen bzw. Stoßspannungen, wie sie bei Schalthandlungen in den entsprechenden Leitungen entstehen können, bemerkbar machen . Zur Filterung bzw. Dämpfung dieser Burst- bzw. Surge-Impulse kann einer Schnittstellenschaltung ein Filter vorgeschaltet sein. Das Filter kann so dimensioniert sein, dass Burstimpulse bis zu einer Spannungserhöhung von einigen 10 Volt eliminiert werden. Bei den Surge-Impulsen kann dies jedoch schwieriger sein. Diese können zwar typischerweise durch das Filter in der Spannungsamplitude stark reduziert werden, aber beispielsweise kann ein 2 kV Spannungspuls trotzdem noch mit einer Amplitude von beispielsweise 1 kV an die Schnittstellenschaltung gelangen. Bei der Verwendung eines Thyristors nach dem Stand der Technik kann nun durch eine steile Flanke solch eines Surgepulses der Thyristor ganz oder teilweise durchgeschaltet werden, da es sich bei dem Thyristor um ein mitgekoppeltes Element handelt. Das „Zünden" des Thyristors kann nun zur sofortigen Zerstörung des nachgeschalteten Transistors Q34 führen, der in Folge der benötigten Stromverstärkung ein Niederspannungstyptransistor, mit einer Kollektor- Emitter-Spannungsfestigkeit von beispielsweise 45 bis 80 Volt, sein kann. Während dieses Zerstörungsvorganges wird nun der Thyristor Xll endgültig vollständig durchgeschaltet und kann dann ebenfalls zerstört werden. Zwar lässt sich mit schaltungstechnischen Maßnahmen dieses Durchschalten bzw. Überkopfzünden des Thyristors etwas beeinflussen, indem bei- spielsweise eine Kapazität direkt vom Gate an die Kathode des Thyristors geschaltet wird, allerdings kann das Überkopfzün- den oft nicht im ausreichenden Maße unterdrückt werden. Der Thyristor Xll wird dann meistens nicht in Folge hoher Spannung, sondern in Folge Leistungsüberlastung zerstört.
In Anbetracht der obigen Ausführungen ist es daher wünschenswert, eine spannungsfeste SchnittStellenschaltung mit einer hohen Spannungsfestigkeit und geringem schaltungstechnischen Aufwand zu schaffen, welche die oben beschriebenen Nachteile vermeidet.
Es ist die daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schnittstellenschaltung mit verbesserter Spannungsfestigkeit und mit einer relativ einfachen schaltungstechnischen Umset- zung zu schaffen .
Diese Aufgabe wird durch die erfindungsgemäße spannungsfeste Schnittstellenschaltung gemäß Schutzanspruch 1, sowie durch das Vorschaltgerät mit Schnittstellenschaltung gemäß Anspruch 16 und das Beleuchtungssystem für Leuchtmittel gemäß Schutz¬ anspruch 17 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind dann in den ünteransprüchen angegeben.
Ein Kerngedanke der vorliegenden Erfindung besteht darin, ei¬ ne spannungsfeste Schnittstellenschaltung mit Hilfe einer Darlingtonschaltung zu schaffen, wobei sich eine hohe Spannungsfestigkeit auf schaltungstechnisch relativ einfache Wei¬ se durch Verwendung, von gegenüber einem Thyristor preislich günstigeren, spannungsfesten Transistoren erreichen lässt, die zu dem eine ausreichende Stromverstärkung aufweisen kön- nen, um in Abhängigkeit eines Ansteuersignais bestimmte Sig¬ nalpegel an einem Eingang der Schnittstellenschaltung zu ermöglichen .
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfol- gend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer spannungsfesten
Schnittstellenschaltung gemäß einem Ausführungsbei- spiel der vorliegenden Erfindung; Fig. 2 eine schematische Darstellung einer spannungsfesten Schnittstellenschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; Fig. 3 einen Schaltplan einer spannungsfesten Schnittstellenschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel;
Fig. 4 einen Schaltplan einer spannungsfesten Schnittstel- lenschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel;
Fig. 5 eine schematische Darstellung eines Vorschaltgerä- tes für Leuchtmittel mit einer spannungsfesten Schnittstellenschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6a-b Beleuchtungssysteme mit Vorschaltgeräten, welche eine spannungsfeste Schnittstellenschaltung aufwei- sen; und
Fig. 7 eine Schnittstellenschaltung mit Thyristor nach dem
Stand der Technik. Bezüglich der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sollte beachtet werden, dass in den unterschiedlichen Figuren für funktional identische bzw. gleichwirkende oder funktionsgleiche, äquivalente Elemente oder Schritte zur Vereinfachung in der gesamten Be- Schreibung die gleichen Bezugszeichen verwendet werden. Diese Elemente mit gleichen Bezugszeichen sind somit in den verschiedenen Ausführungsbeispielen untereinander austauschbar. In Fig. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild einer span¬ nungsfesten Schnittstellenschaltung 100 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt. Die spannungsfeste SchnittStellenschaltung 100 weist eine Gleich¬ richterschaltung 20 auf, die ausgebildet ist, um in Abhängig¬ keit einer an Gleichrichtereingangsanschlüssen 20a, 20b anliegenden Gleichrichtereingangsspannung an Gleichrichteranschlüssen 20c, 20d eine gleichgerichtete Gleichrichterausgangsspannung bereitzustellen. Ferner weist die spannungsfes¬ te Schnittstellenschaltung 100 eine Darlingtonschaltung 30 mit zumindest zwei Transistoren Q3 und Q4 auf, wobei die Dar¬ lingtonschaltung 30 einen in Abhängigkeit von einem Ansteuer- signal 62 steuerbaren ausgangssextxgen Strompfad 35 aufweist. Der ausgangsseitige steuerbare Strompfad 35 ist zwischen die Gleichrichterausgangsanschlüsse 20c und 20d gekoppelt. Ferner ist der ausgangsseitige steuerbare Strompfad 35 ausgebildet, um zwischen den Gleichrichterausgangsanschlüssen 20c und 20d eine in Abhängigkeit von dem Ansteuersignal 62 veränderbare elektrische Last zu bilden. Das heißt, in Abhängigkeit von dem Ansteuersignal kann der Darlingtontransistor 32 mit dem ausgangsseitigen steuerbaren Strompfad 35 durchsteuern, so dass die Gleichrichterausgangsanschlüsse 20c und 20d zumin¬ dest näherungsweise „kurz geschlossen" werden. In Abhängigkeit von dem Ansteuersignal 62 können die Gleichrichteraus¬ gangsanschlüsse 20c und 20d über die Darlingtonschaltung 30 also „niederohmig" verbunden werden, in dem Sinne, dass bei einer vorgegebenen Spannung über den ausgangseitigen steuerbaren Strompfad ein vergleichsweiser großer Strom durch den steuerbaren Strompfad 35 fließt. Falls an dem Bussystem 15 eine Spannungsquelle mit einem bestimmten Innenwiderstand angeschlossen ist, kann durch diesen „Kurzschluss" an den Gleichrichtereingangsanschlüssen ein erster Signalpegel mit niedriger Spannung erzeugt werden. Durch das Ansteuersignal 62 kann also die Darlingtonschaltung durchgesteuert werden, so dass, falls eine Spannung an den Gleichrichtereingangsan¬ schlüssen anliegt, ein vergleichsweise großer Strom fließen, der dann dazu führt, dass an den Gleichrichtereingangsan- Schlüssen 20a und 20b eine Gleichrichtereingangsspannung er¬ zeugt wird, die einem ersten Signalpegel entspricht.
In Abhängigkeit von dem Ansteuersignal 62 kann die Darlingtonschaltung 30 auch so angesteuert werden, dass die Gleich- richterausgangsanschlüsse 20c und 20d über die Darlingtonschaltung und damit über den in diesem Fall inaktiven steuer¬ baren ausgangsseitigen Strompfad 35 nur hochohmig bzw. sehr hochohraig verbunden sind und deshalb kein „Kurzschluss" oder Spannungseinbruch an den Gleichrichterausgangsanschlüssen und damit an den Gleichrichtereingangsanschlüssen stattfindet. Damit bleibt eine an den Gleichrichtereingangsanschlüssen 20a und 20b anliegende Spannung auf einem zweiten Signalpegel, der einem zweiten Zustand einer digitalen Informationsübertragung entspricht.
Handelt es sich beispielsweise bei den Spannungs- oder Signalleitungen 15, die an die Gleichtrichtereingangsanschlüsse 20a und 20c der spannungsfesten Schnittstellenschaltung 100 angeschlossen sind, um ein Digital-Adressierbares-Licht- Schnittstellen ( Digital-Addressable-Lighting-Interface
DALI)- Bussystem, wie es im Bereich der Beleuchtungstechnik eingesetzt wird, so kann ein erster Signalpegel einem physikalischen Niedrig (Low) -Pegel mit einem Spannungsbereich von -4,5 V bis +4,5 V entsprechen, wohingegen ein zweiter Signal- pegel einem Hoch (High) -Pegel mit einem Spannungsbereich von +9,5 V bis + 22,5 Volt, also z.B. 16 V, oder von -9,5 V und - 22,5V zugeordnet sein kann. Grundsätzlich funktioniert bei einem DALI-Bussystem die Datenübertragung so, dass im Falle eines Sendens eines Bits die Spannung auf einer entsprechenden Datenleitung beispielsweise in Bezug auf eine Referenzdatenleitung auf Null Volt bzw. zumindest näherungsweise auf Null Volt gezogen wird, während im Ruhezustand, also falls kein Bit gesendet wird, eine Spannung auf der entsprechenden Datenleitung im Spannungsintervall von 9,5 bis 22,5 V, also z. B. 16 V bzw. zwischen -9,5 V und -22,5V, anliegt. In einem DALI-Bussystem werden also Daten- und/oder Steuerbefehle durch einen Aktiv-Niedrigpegel (Active-Low) -Übertragung über- tragen. Denkbar ist natürlich auch, dass die spannungsfeste Schnittstellenschaltung zusätzlich oder auch alleine für eine Aktiv-Hochpegel (Active High)- Übertragung, wie sie beispielsweise von einer Digital-Seriellen Schnittstelle (Digi- tal-Serial-Interface = DSI) aus der Beleuchtungstechnik be- kannt ist, ausgelegt ist.
Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen können an die spannungsfeste Schnittstellenschaltung über die Gleichrichtereingangs¬ anschlüsse 20a, 20b auch zusätzliche Tastersignale bzw. Schaltsignale, also einfache Impulssignale oder DSI-Signale, das heißt Signale gemäß einem digitalen Protokoll, gekoppelt werden. Diese Taster- oder Schaltersignale können über das Bussystem 15 übertragen werden, das heißt, es wird ein Taster an die Netzspannung gekoppelt. Sobald der Taster betätigt wird, wird kurzzeitig die Netzspannung an den Schnittstelleneingang, also an die Gleichrichtereingangsanschlüsse 20a, 20b, durchgeschaltet. Die Dauer dieses Anliegens der Netzspannung kann dann von einer Steuereinheit (nicht dargestellt in Fig. 1) ausgewertet werden, wobei zwischen diese Steuer- einheit und das Bus- oder Leitungssystem 15 die Schnittstel¬ lenschaltung 100 gekoppelt ist. Wie in Fig. 2 in einem weiteren Blockschaltbild dargestellt ist, kann die erfindungsgemäße spannungsfeste Schnittstellenschaltung 100 ferner mehrere weitere optionale Schaltungsan¬ ordnungen aufweisen. Neben der bereits im Zusammenhang mit der Fig. 1 beschriebenen Gleichrichterschaltung 20 und der Darlingtonschaltung 30 kann die spannungsfeste Schnittstel¬ lenschaltung 100 eine Stromquelle 40, eine Schaltungsanord¬ nung 50 zur galvanischen Trennung, die als Optokoppler ausge¬ bildet sein kann, und einen zweiten Optokoppler 60 aufweisen. Der erste Optokoppler 50 und der zweite Optokoppler 60 können ausgebildet sein, einen bidirektionalen Daten- und/oder Steu¬ ersignale zwischen einem Mikroprozessor μC und dem Bussystem 15, zwischen die die spannungsfeste Schnittstelle gekoppelt ist, zu ermöglichen. Beispielsweise kann also der Optokoppler 50 ausgebildet sein, um Informationen, die an dem Bus- oder Leitungssystem 15 anliegen, an den Mikroprozessor C zu sen¬ den. Andererseits werden Daten und Informationen des Mikroprozessors pC mit Hilfe des Optokopplers 60 von der span¬ nungsfesten Schnittstelle empfangen und basierend auf diesen Ansteuersignalen 62 die Informationen an das Bussystem bzw. Leitungssystem 15 übertragen.
Die Stromquelle 40 kann ausgebildet sein, um an einem An- steueranschluss 30a der Darlingtonschaltung 30 eine eingangs- seitige Ansteuerspannung zur Verfügung zu stellen, falls über dem Optokoppler 60 ein Signal in Richtung des Bussystems 15 übertragen werden soll, und damit der Phototransistor auf der Ausgangsseite des Optokopplers 60 beleuchtet ist, so dass der ausgangsseitige steuerbare Strompfad 35 durchgesteuert wird. Daraufhin wird, wie oben bereits im Zusammenhang mit Fig. 1 erläutert wurde, eine Last zwischen den Gleichrichteraus¬ gangsanschlüssen 20c und 20d verändert. Wenn es zu einem „Kurzschluss" zwischen den Gleichrichterausgangsanschlüssen 20c und 20d kommt, wird dieser auf die Gleichrichtereingangs¬ anschlüsse 20a und 20b übertragen und die Spannung an auf dem Bussystem bricht zusammen, was einem Low-Pegel in dem Über¬ tragungsprotokoll zwischen an dem Bussystem 15 angeschlosse- nen Schaltungen und dem Mikroprozessor entsprechen kann. Auf diese Weise können die Daten- und/oder Steuerbefehle an das Bussystem 15 übertragen werden.
Im Folgenden wird an Hand eines Schaltungsplanes in Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen spannungsfesten Schnittstellenschaltung detaillierter beschrieben.
Bei der Gleichrichterschaltung 20 kann es sich beispielsweise um vier Dioden Dl bis D4, die in einer Grätzschaltungsanordnung verschaltet sind, handeln. An die Gleichrichtereingangsanschlüsse 20a und 20b kann ein Bussystem 15 koppelbar sein. Bei dem Bussystem 15 kann es sich beispielsweise um ein DALI-Bussystem handeln. Wie oben bereits beschrieben, kann in einem Ruhezustand des Bussystems eine Gleichrichtereingangsspannung, welche einem High-Pegel im DALI-System entspricht, an den Gleichrichtereingangsanschlüs¬ sen 20a und 20b anliegen. Dementsprechend wird dann eine gleichgerichtete Gleichrichterausgangsspannung an den Anschlüssen 20c und 20d des Gleichrichters 20 bereitgestellt. Zwischen den Gleichtrichterausgangsanschlüssen 20c und 20d kann nun die Darlingtonschaltung 30 mit ihren mindestens zwei Transistoren Q3 und Q4 gekoppelt sein, so dass ein ausgangs- seitiger steuerbarer Strompfad 35 der Darlingtonschaltung, die als Stromverstärkungsschaltung wirkt, zwischen den Gleichrichterausgangsanschlüssen gekoppelt ist. In diesem Ausführungsbeispiel sind die Transistoren Q3 und Q4 als npn- Bipolartransistoren ausgebildet. Der eingangsseitige Bipolartransistor Q4 ist in diesem Ausführungsbeispiel mit seinem Kollektoranschluss an dem Gleichrichterausgangsan- schluss 20c gekoppelt und mit seinem Emitteranschluss an die Basis des ausgangsseitigen Transistors Q3. Die entsprechende Basis zur Steuerung des Bipolartransistors Q4 ist über einen Knoten 82 mit einem Widerstand R4 der Ansteuerschaltung 80, der einen Widerstandswert von 10 kQ aufweist und mit seinem zweiten Anschluss an ein Massepotential 90 geschlossen ist, und dem Optokoppler Q5 verbunden. Über den Optokoppler Q5 und der Ansteuerschaltung kann dann ein Ansteuersignal 62 an den Basis- bzw. Steueranschluss des Transistors Q4 angelegt wer¬ den. Der ausgangsseitige Transistor Q3 ist mit seiner Basis zum einen über ein RC-Glied der Ansteuerschaltung 80 mit dem Massepotential 90 verbunden und zum anderen mit dem Emitteranschluss des Transistors Q4. Der steuerbare ausgang- seitige Strompfad 35, also der steuerbare Strompfad zwischen Kollektor und Emitter des Transistors Q3, ist zwischen den Gleichrichterausgangsanschlüssen 20c und 20d gekoppelt. Dabei ist der Kollektoranschluss des Bipolartransistors Q3 an den Gleichrichterausgangsanschluss 20c gekoppelt und der Emitteranschluss an den Gleichrichterausgangsanschluss 20d. Sowohl der Gleichrichterausgangsanschluss 20d, als auch der Emitteranschluss des Transistors Q3 liegen beide auf einem Bezugspotential, das im vorliegenden Ausführungsbeispiel das Massepotential 90 sein kann. In weiteren Ausführungsbeispie- len der vorliegenden Erfindung kann die Darlingtonschaltung 30 auch mehr als zwei Bipolartransistoren aufweisen. Außerdem kann es sich bei den Transistoren beispielsweise auch um Feldeffekttransistoren, wie z.B. MOS-FET Transistoren, handeln .
Die Darlingtonschaltung 30 wird in diesem Ausführungsbeispiel über eine Ansteuerschaltungsanordnung 60, 80 angesteuert. Die Ansteuerschaltungsanordnung 80 weist einen Widerstand R4 mit einem Widerstandswert von einigen kQ auf, der zwischen einen Ansteueranschluss der Darlingtonschaltung 30, also beispielsweise dem Basisanschluss des eingangsseitigen Bipolartransistor Q4 der Darlingtonschaltung und einem Be- zugspotentialleiter 90 geschaltet ist, wobei der Bezugspotentialleiter mit einem bezugspotentialseitigen Anschluss des steuerbaren ausgangseitigen Strompfades 35 gekoppelt sein kann. Bei dem Bezugspotential kann es sich beispielsweise um das Massepotential 90 handeln. Der Widerstand R4 ist ausge- bildet ist, um im Ruhezustand, also wenn kein Ansteuersignal 62 anliegt und damit kein Bit an das Bussystem 15 gesendet werden soll, einen Knoten 82 in Richtung eine Massepotentials 90 zu ziehen. Ferner weist die Ansteuerschaltungsanordnung 80 das bereits oben erwähnte RC-Glied auf, welches aus einem i- derstand R3 mit einem Widerstandswert im kQ Bereich und ei¬ nen Kondensator Cl mit einer Kapazität von weniger als ΙμΓ besteht, auf. Das RC-Glied ist an einem Anschluss mit der Basis des Transistors Q3 und dem Emitteranschluss des Transistors Q4 verbunden und über seinen zweiten Anschluss an das Bezugspotential, also beispielsweise an das Massepotential 90 gekoppelt. Um nun die Spannungsfestigkeit der Schnittstellen¬ schaltung 100 im Vergleich zu den nach dem Stand der Technik verwendeten Thyristoren (siehe Bild 7) zu verbessern, kann es sich bei den mindestens zwei Transistoren Q3 und Q4 der Dar- lingtonschaltung um spannungsfeste Transistoren handeln. Beispielsweise können die mindestens zwei Transistoren in der Darlingtonschaltung eine Spannungsfestigkeit von zumindest 100 Volt, zumindest 600 Volt oder zumindest 1000 Volt aufweisen. Für die Bipolartransistoren Q3 und Q4 kann beispielswei- se eine Kollektor-Emitter-Spannungsfestigkeit von zumindest 100 Volt, zumindest 600 Volt oder zumindest 1000 Volt gegeben sein . Gemäß einem Ausführungsbeispiel kann die Darlingtonschaltung 30 spannungsfeste Transistoren mit einer Spannungsfestigkeit größer 600V umfassen. Die Transistoren der Darlingtonschaltung sind bevorzugt so gewählt, dass eine Stromverstärkung der Darlingtonschaltung größer 1500 oder größer 2000 ist, wo¬ bei beim Durchschalten der Darlingtonschaltung ein Kollektorstrom in einem Bereich von 1 mA bis 300 mA in dem ausgangsei- tigen steuerbaren Strompfad 35 verfügbar ist. Beispielsweise kann der Transistor Q3 vorteilhafterweise eine Stromverstär¬ kung größer 80 in einem Kollektorstrombereich von 1 mA bis 300 mA aufweisen. Der Treibertransistor Q4 in der Darlingtonschaltung 30 kann einen Strombereich für die Stromverstärkung von beispielsweise 1 mA bis 4 mA aufweisen. Um eine Spannung für einen Low-Pegel in einem DALI-Bussystem im zulässigen Bereich der Schnittstellenspannung für einen Low-Pegel von ±4,5V zu halten, kann es zusätzlich nötig sein den Widerstand R2 der Stromquelle 40 im Eingangskanal der spannungsfesten Schnittstelleschaltung, im Gegensatz zu dem Widerstand R34 der bisherigen Schaltung mit Thyristor (Fig.7), auf Masse zu legen .
In einem Ausführungsbeispiel können also die Bipolartransistoren Q4 und Q3 zusammen eine zumindest 1500- fache oder zumindest 2000-fache Stromverstärkung aufweisen, so dass in einem durchgesteuerten Zustand der Darlingtonschaltung in dem ausgangsseitigen steuerbaren Strompfad ein Strom zwischen 1 mA und 300 mA verfügbar ist.
Vorteilhafter Weise kann in der erfindungsgemäßen spannungsfesten Schnittstellenschaltung an einem oder an mehreren Transistorbasisanschlüssen oder Steueranschlüssen der Tran¬ sistoren der Darlingtonschaltung 30 ferner ein oder mehrere Kondensatoren geschaltet sein. Diese Kondensatoren können zwischen den Basisanschlüssen und beispielsweise einem Masse¬ potential 90 gekoppelt sein und ein Durchsteuern der jeweiligen Transistoren in Folge eines Spannungspulses über die jeweiligen Miller-Kapazitäten, also der Kapazität zwischen dem Kollektoranschluss und dem Basisanschluss, verhindern. Beispielsweise kann also der Kondensator Cl der Ansteuerschaltung 80 zwischen dem Basisanschluss des ausgangseitigen Tran¬ sistors, also z.B. dem Bipolartransistor Q3, und einem Bezugspotential, wie dem Massepotential 90, geschaltet sein. Alternativ oder zusätzlich kann auch ein zweiter Kondensator zwischen dem Basisanschluss des eingangsseitigen Transistors also z.B. dem Bipolartransistor Q4 und einem entsprechenden Bezugspotential geschaltet sein. Durch diesen Kondensator Cl kann dann die Spannungsfestigkeit der spannungsfesten Schnittstellenschaltung wesentlich verbessert werden. In dem Ausführungsbeispiel in Fig. 3 ist beispielsweise der Kondensator Cl zwischen die Transistorbasis des Bipolartransistors Q3 und dem Massepotential 90 gekop- pelt. Der Kondensator Cl weist in diesem Ausführungsbeispiel einen Kapazitätswert von unter 1 \iF auf, der relativ groß gegenüber einer typischen Miller-Kapazität eines Bipolartransistors, welche im Pico-Farad Bereich liegt, ist. Allgemein kann der Kapazitätswert eines solchen Kondensators, z.B des Kondensators Cl auf die Miller-Kapazität des angeschlossenen Transistors und die gewünschte Spannungsfestigkeit der Schnittstellenschaltung 100 abgestimmt sein. Die Kapazität eines Kondensators zur Erhöhung der Spannungsfestig- keit kann beispielsweise mindestens 100-mal oder 200-mal so groß sein, wie die Miller-Kapazität eines Transistors der Darlingtonschaltung, mit dem der Kondensator zur Erhöhung der Spannungsfestigkeit gekoppelt ist. Beispielsweise kann eine Kapazität des Kondensators der mit einer Basis bzw. einem Steueranschluss eines Transistors der Darlingtonschaltung verbunden ist, so gewählt sein, dass ein Spannungspuls von 500 V, von 1000 V, von 2000 V oder sogar von einer höheren Spannung über den ausgangsseitigen steuerbaren Strompfad 35 bei einem inaktiven Ansteuersignal an der Darlingtonschaltung nicht zu einem Durchsteuern des ausgangsseitigen steuerbaren Strompfades 35 führt. Bei Anliegen einer entsprechend dimensionierten Kapazität an einem Basis- oder Steueranschluss ei- nes Transistors der Darlingtonschaltung kann das Durchsteuern des ausgangsseitigen steuerbaren Strompfades verhindert wird. Die spannungsfeste Schnittstellenschaltung 100 kann also in Ausführungsbeispielen ferner zumindest einen Kondensator Cl aufweisen, der mit einem Steueranschluss eines Transistors Q3 und/oder Q4 der Darlingtonschaltung 30 gekoppelt ist, und der ausgelegt ist, um einer Änderung in einem gesteuerten Strompfad des entsprechenden Transistors Q3 und/oder Q4 entgegenzuwirken . Vorteilhafterweise gibt es bei dem Einsatz einer Darlingtonschaltung im Vergleich zu einer Schnittstellenschaltung mit Thyristor nicht den für Thyristoren typischen Kippeffekt, der dazu führt, dass nach dem „Zünden" des Thyristor ein Abschalten des Thyristors schwerer zu handhaben ist.
Die spannungsfeste Schnittstellenschaltung 100 kann ferner eine Stromquelle 40 aufweisen, die zwischen den ersten Gleichrichterausgangsanschluss 20c und einem Knoten 70 gekoppelt ist. Die Stromquelle 40 weist zwei pnp- Bipolartransistoren Ql und Q2 auf, sowie einen ersten Widerstand Rl mit einem Widerstandswert einigen hundert Ω und einen zweiten Widerstand R2 mit einem Widerstandswert von ca. hundert kQ. Der Bipolartransistor Ql kann als Regelungstran- sistor für den Bipolartransistor Q2 wirken, da er über seinen steuerbaren Strompfad mit dem Basisanschluss des Transistors Q2 gekoppelt ist. Der Emitteranschluss des Transistors Ql und der Widerstand Rl sind an den Gleichrichterausgangsan- schluss 20c angeschlossen und ein Basisanschluss des Transistors Ql ist zwischen dem weiteren Anschluss des Widerstandes Rl und dem Emitteranschluss des Transistors Q2 geschaltet. Der Kollektoranschluss des Transistors Ql ist zum einen an den Basisanschluss des Transistors Q2 gekoppelt und zum ande- ren über den Widerstand R2 mit einem Bezugspotential, wie z.B. dem Massepotential 90. Der Widerstand R2 ist zwischen einem Bezugspotential, wie z.B. dem Massepotential 90, und dem Basisanschluss des Transistors Q2 geschaltet. Der Kollektoranschluss des Transistors Q2 ist über den Knoten 70 mit der Schaltanordnung zur Spannungsbegrenzung 50 und mit dem Optokoppler 60 verbunden.
Dar der zweite Widerstand R2 dabei an das Massepotential 90 angeschlossen ist, kann ein Basisstrom des Transistors Q2 bei kleinen Eingangsspannungen, die einem Low-Pegel entsprechen können, an der spannungsfesten Schnittstellenschaltung 100, wegen der um die Zenerdiode Z3 und der Optokopplerspannung der Schaltungsanordnung 50 erhöhten Spannung an dem Widerstand R2, entscheidend erhöht werden. Die Schalteranordnung 50 weist in diesem Ausführungsbeispiel näm¬ lich einen Optokoppler Q6 und eine in Sperrrichtung betriebene Zenerdiode Z3 auf, die mit ihrem kathodenseitigen Anschluss mit dem Kollektoranschluss des Transistors Q2 verbun¬ den ist. Der Anodenanschluss der Zenerdiode Z3 ist hingegen an einen Anodenanschluss einer Leuchtdiode des Optokopplers geschaltet und der entsprechende Kathodenanschluss der Leuchtdiode an das Bezugs- bzw. Massepotential 90 gelegt. Wie in Fig. 3 dargestellt ist, kann die Stromquelle 40 zwischen dem ersten Gleichrichterausgangsanschluss 20c und einem Ansteueranschluss 30a der Darlingtonschaltung 30 gekoppelt sein. Dieser Ansteueranschluss 30a kann beispielsweise der Basis- oder der Steueranschluss des Transistors Q4 sein.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist zwischen die Stromquelle 40 und die Darlingtonschaltung 30 ferner der Optokoppler 60 gekoppelt. Liegt nun beispielsweise am Eingang der spannungsfesten Schnittstellschaltung ein Active-Low- Signal eines DALI-Protokolls an, das heißt, ein Spannungspegel zwischen -4,5 V und +4,5 V, so sollte ein Strom über den Transistor Q2 der Stromquelle 40 und dem Optokoppler Q5, der auf ein Ansteuersignal von einem Mikroprozessor durchgesteuert sein kann, größer als 150 μΑ sein, damit der ausgangsseitige durchsteuerbare Strompfad 35 des Transistors Q3 der Darlingtonschaltung 30 ungefähr 250 mA Strom ziehen kann. Dadurch kann sichergestellt werden, dass ein von dem Mikroprozessor gesendetes Bit über die Gleichrichterschaltung 20 an das Bussystem 15 übertragen werden kann.
Die Schalteranordnung 50 weist in diesem Ausführungsbeispiel einen Optokoppler Q6 und die Zenerdiode Z3 auf, die ist über den Knoten 70 mit der Stromquelle 40 und dem Optokoppler Q5 verbunden sind. Der Optokoppler Q6 dient dazu, Daten oder Steuersignale, die an den Gleichrichtereingangsanschlüssen 20a, 20b anliegen, an eine entsprechende Steuereinheit oder einen Mikroprozessor zu übertragen. Eine Leuchtdiode (LED) eines Optokopplers kann dazu ausgebildet sein, um basierend auf den an den Gleichrichtereingangsanschlüssen 20a, 20b anliegenden Signalen einen Photoempfänger, wie z.B. einen Phototransistor oder eine Photodiode, des Optokopplers anzuregen. Die Steuereinheit bzw. der Mikroprozessor kann ausgebil- det sein, um nach einem DALI-Protokoll Daten- und/oder Steu¬ ersignale bidirektional über die spannungsfeste Schnittstel¬ lenschaltung 100 zu senden und zu empfangen. Durch die Schaltungsanordnung 50 mit dem Optokoppler Q6, der eine Leuchtdiode (LED) aufweist, und der in Sperrrichtung ge¬ schalteten Zenerdiode Z3 kann eine Spannungsbegrenzung im Knoten 70 erreicht werden. Dies wird durch den definierten Spannungsabfall an der Zenerdiode und der LED erreicht. Damit kann dann auch, falls der Optokoppler Q5 durchgeschaltet ist, eine definierte Ansteuerspannung an dem Ansteueranschluss 30a der Darlingtonschaltung, nämlich dem Basis- bzw. dem Steuer- anschluss des Transistors Q4, erzielt werden. Die Basis von dem Transistor Q4 der Darlingtonschaltung ist also bezüglich einem Spannungspuls über den Eingangskanal, das heißt, über die Stromquelle 40 und die Schaltungsanordnung 50, geschützt.
Der Optokoppler Q6 kann ausgebildet sein, um, wie in dem Schaltplan in der Fig. 3 dargestellt ist, Daten- und/oder Steuerbefehle gemäß einem DALI-Protokoll an einen nachfolgen¬ den Mikroprozessor μθ, der beispielsweise in einem Vorschalt- gerät für Leuchtmittel integriert sein kann, zu übertragen. Der Optokoppler Q5 kann im Gegenzug so ausgebildet sein, um ein Ansteuersignal 62 von einem Mikroprozessor μθ eines Vor- schaltgerätes zu empfangen und daraufhin eine entsprechende digitale Information mit Hilfe der Darlingtonschaltung an den Gleichrichtereingangsanschlüssen 20a, 20b zur Verfügung zu stellen. Diese digitalen Informationen können dann über ein Bus- oder Leitungssystem 15 beispielsweise an eine zentrale Steuereinheit eines Beleuchtungssystems weitergegeben werden.
In Fig. 4 ist der Schaltplan einer spannungsfesten Schnitt¬ stellenschaltung 100 gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel dargestellt. Die spannungsfeste SchnittStellenschaltung 100 weist wiederum eine Gleichrichterschaltung 20, eine Strom¬ quelle 40, eine Empfangsschaltungsanordnung 50, eine Darling¬ tonschaltung 30, sowie einen Optokoppler Q5 auf, wie sie be- reits im Zusammenhang mit der Fig. 3 beschrieben wurden, weshalb diese an dieser Stelle nicht noch einmal erläutert werden. Wie in Fig. 4 weiter dargestellt ist, kann den Gleich¬ richtereingangsanschlüssen 20a und 20b der spannungsfesten Schnittstellenschaltung 100 ein Filter 85 vorgeschaltet sein. Der Zweck des Filters ist, wie oben bereits erläutert, die Filterung bzw. die Dämpfung von Spannungspulsen, wie z. B. den oben erwähnten Burst- oder Surgepulsen. Die spannungsfeste Schnittstellenschaltung 100 kann also in diesem Ausführungsbeispiel ferner ein Filter umfassen, das unerwünschte Spannungspulse filtert bzw. dämpft. Das Filter 85 besteht in diesem Ausführungsbeispiel aus einer Induktivität LI mit einem Induktivitätswert von 10 μΗ, einem Kondensator C2 mit einer Kapazität von einigen Hundert pF und einem 300V Varistor VDR. Der Kondensator C2 und der Varistor VDR sind dabei als RC-Glied zwischen die Gleichrichtereingangsanschlüsse 20a und 20b geschaltet, während die Induktivität LI in Serie zu dem RC-Glied und dem Gleichrichtereingangsanschluss 20a gekoppelt ist . Das Filter 85 kann so dimensioniert sein, dass beispielsweise Burstpulse bis auf eine Spannungserhöhung von einigen 10 Volt eliminiert werden. Problematischer kann dies hingegen bei den energiereichen Surgepulsen sein, bei denen die Spannungserhöhung durch das Filter nicht so stark eliminiert wird. Surgepulse werden zwar durch das Filter mit dem Varistor VDR in der Spannungsamplitude stark reduziert, aber dennoch kann ein Surgespannungspuls von beispielsweise 2 kV trotz Filter 85 noch mit einer Amplitude von beispielsweise bis zu einem kV an die Gleichtrichtereingangsanschlüsse der Schnittstellenschaltung gelangen. Wie oben bereits erwähnt wurde, würde nun durch die steile Flanke solch eines Surgepulses eine Schnittstellenschaltung mit Thyristor nach dem Stand der Technik ganz oder teilweise durchschalten, da es sich bei dem Thyristor um ein mitgekoppeltes Element handelt. Dies kann zur Zerstörung der Schaltung führen.
Durch die erfindungsgemäße Verwendung der Darlingtonschaltung mit spannungsfesten Transistoren in einer Schnittstellenschaltung 100 und durch die Verwendung mindestens eines Kondensators, der zwischen einen Basisanschluss bzw. einen Steu- eranschluss eines Transistors der Darlingtonschaltung und einem Bezugspotential 90 gekoppelt ist, können im Vergleich zu Schnittstellenschaltungen mit Thyristorschaltungen viel höhere Spannungspulse angelegt werden, ohne dass die Schaltung zerstört wird. So kann beispielsweise eine Schnittstellenschaltung mit Thyristorschaltung, wie sie im Zusammenhang mit Fig. 7 beschrieben wurde, schon bei einem Surgepuls von 500 V zerstört werden, während, wie in Tests gezeigt wurde, die spannungsfeste Schnittstellenschaltung 100 mit Darlingtonschaltung Spannungspulsen, also z. B. Surgespannungen von über 2 kV standhalten kann, ohne dass die Schaltung zerstört wird. Zudem ist der Einsatz von 300 V Varistoren VDR an Stel- le von 275 V Varistoren in Schnittstellenschaltungen mit Thyristorschaltung schlecht möglich, da eine Spannung durch die Verwendung eines 300 V Varistors VDR in dem Filter am Thyristor dementsprechend erhöht werden würde, weshalb in einer Thyristorschaltung im Gegensatz zu der erfindungsgemäßen spannungsfesten Schnittstellenschaltung typischerweise nur 275 V Varistoren VDR eingesetzt werden können. Das heißt jedoch, dass vorteilhafterweise mit der erfindungsgemäßen span- nungsfesten Schnittstellenschaltung Varistoren VDR größer 275 V in dem Filter 85 verwendet werden können.
Typischerweise werden an einem Netzeingang eines elektrischen Vorschaltgerätes für Leuchtmittel 300V Varistoren eingesetzt. Aus den obigen Ausführungen ist klar, dass diese 300V Varistoren vorteilhafterweise nun auch für das Filter einer spannungsfesten Schnittstellenschaltung in dem elektrischen Vor- schaltgerät eingesetzt werden kann. Dadurch ergeben sich Kos- tenvorteile beim Einkauf der Varistoren und der Herstellung der Vorschaltgeräte mit der Schnittstellenschaltung, sowie eine vereinfachte und schnellere Bestückung der Vorschaltgeräte in der Produktion, da keine zwei unterschiedlichen Varistorentypen verwendet werden müssen.
In dem in Fig. 4 dargestellten Ausführungsbeispiel weist die Ansteuereinrichtung 80 neben dem Kondensator Cl, der einen Kapazitätswert von einigen nF aufweist, und dem Widerstand R3 mit einem Widerstandswert im kQ-Bereich, ferner einen zwei- ten Kondensator C7 mit einem Widerstandswert von einigen nF und einem zweiten Widerstand R4 mit einem Widerstandswert im kQ Bereich auf. Der Kondensator Cl und der Widerstand R3 sind parallel zwischen der Basis bzw. dem Steueranschluss des Transistors Q3 und einer Bezugspotentialleitung bzw. einem Massepotential 90 angeordnet. Der Kondensator C7 und der Widerstand R4 sind in diesem Ausführungsbeispiel zusätzlich an die Basis bzw. den Steueranschluss des zweiten Transistors Q4 der Darlingtonschaltung 30 angeschlossen und zwar bevorzugt in einer Parallelschaltung zwischen dem Basisanschluss des Transistors Q4 und einer Bezugspotentialleitung, die auf einem Massepotential 90 liegen kann . In diesen Ausführungsbeispielen wird also an jede Transistorbasis der Darlingtonschaltung eine Kapazität geschaltet, die ein Durchsteuern des jeweiligen Transistors in Folge eines Spannungspulses über ihre entsprechenden Kollektor-Basiskapazitäten bzw. ihren Miller-Kapazitäten verhindern soll. Durch das Verschalten der entsprechenden Transistorbasisanschlüsse der zwei Transisto- ren der Darlingtonschaltung mit einem oder mehreren Kondensatoren kann, wie oben bereits näher erläutert wurde, einem Durchsteuern des ausgangsseitigen steuerbaren Strompfades 35 und damit einer möglichen Zerstörung bei Überspannung entge¬ gengewirkt werden.
Wie in dem Blockschaltbild in Fig. 4 dargestellt ist kann die spannungsfeste Schnittstellenschaltung ferner eine Schaltungsanordnung 88 zur Einstellung einer Flankensteilheit der auf das Bussystem 15 zu übertragenden Signale aufweisen.
In Fig. 5 ist nun schematisch ein Ausführungsbeispiel für eine Anwendung der erfindungsgemäßen spannungsfesten Schnittstellenschaltung 100 dargestellt. Gemäß einem Ausführungsbeispiel kann ein elektrisches Vorschaltgerät 200 für Leuchtmit- tel 210 eine im Zusammenhang mit den Fig. 1 bis 4 beschriebene spannungsfeste Schnittstellenschaltung 100 aufweisen. Bei dem durch das Vorschaltgerät gesteuerte Leuchtmittel kann es sich beispielsweise um eine Glühlampe oder eine Gasentladungslampe handeln. Das Vorschaltgerät 200 kann ferner eine Steuereinheit bzw. einen Mikroprozessor oder MikroController aufweisen, der ausgebildet ist, den Betriebszustand des Leuchtmittels 210 über einen Steuerschaltkreis zu steuern. Solch ein Betriebszustand kann beispielsweise ein bestimmter einzustellender Helligkeitswert des Leuchtmittels 210 sein. Das Vorschaltgerät kann über einen eigenen Spannungsversor- gungsanschluss 220 verfügen. Das Leuchtmittel kann also beispielsweise bei 220V betrieben werden, während das oben erwähnte Bussystem 15 bei einer Spannung in einem Bereich von - 22,5V bis+22,5V betrieben werden kann. Die Einstellung eines bestimmten Betriebszustandes kann durch einen Steuerbefehl veranlasst werden. Dieser Steuerbefehl kann von dem Bussystem 15 über die spannungsfeste Schnittstellenschaltung 100 an die Steuereinheit μθ, die dann die entsprechende Ansteuerung eines Steuerschaltkreises 230 übernimmt, übertragen werden. Beispielsweise kann also von einer zentralen Steuereinheit oder einem Taster bzw. einem Sensor, die an das Bussystem 15 angeschlossen sind, ein Steuerbefehl zum Einstellen eines be- stimmten Helligkeitswertes über die spannungsfeste Schnittstellenschaltung an die Steuereinheit C des Vorschaltgerätes 200 weitergegeben werden. Diese kann dann beispielweise veranlassen, dass durch eine Änderung einer Frequenz und/oder eines Tastverhältnisses eine von einem Wechselrichter gelie- ferte getaktete Wechselspannung für das Leuchtmittel 210 im Steuerschaltkreis 230 so verändert wird, dass der gewünschte Helligkeitswert eingestellt wird. Bei dem Leitungs- bzw. Bussystem 15 kann es sich um das DALI-Bussystem handeln, in dem Daten und/oder Steuerbefehle gemäß einem DALI-Protokoll über- tragen werden. Die Steuereinheit bzw. der Mikrocontroller μθ kann so ausgebildet sein, dass er anhand der Signalstruktur der Signale, die ihm über die spannungsfeste Schnittstellenschaltung 100 zugeführt werden erkennen kann, ob es sich beispielsweise um Tastersignale, das heißt, einfache Impulssig- nale oder beispielsweise auch um Digital-Serial-Schnittstelle (DSI) -Signale, das heißt, Signale gemäß einem bestimmten digitalen Protokoll, handelt. Abhängig von der Art der Daten bzw. Steuerbefehle können diese dann unterschiedlich verarbeitet werden.
Wie in den Fig. 6a-b schematisch dargestellt ist, umfasst die Erfindung allgemein auch ein Beleuchtungssystem 300 zur Steuerung von Leuchtmitteln mit einer zentralen Steuereinheit 310, welche ausgebildet ist, einen Betriebszustand eines Leuchtmittels einzustellen oder abzufragen. Ferner weist das Beleuchtungssystem 300 zumindest ein Vorschaltgerät 200 für Leuchtmittel auf, wobei das Vorschaltgerät eine spannungsfes- te Schnittstellenschaltung 100, wie sie im Zusammenhang mit den Fig. 1 bis 5 beschrieben wurde, aufweist. Die zentrale Steuereinheit 310 und das elektrische Vorschaltgerät 200 können über das Bussystem 15 zur Übertragung von Daten- und/oder Steuersignalen elektrisch miteinander gekoppelt sein. Das Bussystem kann, wie im Zusammenhang mit den Fig. 1 bis 5 beschrieben ist, an die Schnittstellenschaltung 100 elektrisch gekoppelt sein. Bei dem Bussystem 15 kann es sich beispielsweise um ein DALI-Bussystem handeln, auf dem Daten- und/oder Steuersignale gemäß einem DALI-Protokoll zwischen der zentra- len Steuereinheit 310 und dem Vorschaltgerät übertragen werden können. Denkbar ist jedoch auch, dass es sich um ein anderes Bussystem handelt. Die Übertragung kann bidirektional erfolgen, weshalb die spannungsfeste Schnittstellenschaltung 100 ausgebildet sein kann, entsprechende Daten- und/oder Steuersignale bidirektional zwischen einem Vorschaltgerät und der zentralen Steuereinheit 310 zu übertragen.
Gemäß einigen Ausführungsbeispielen können auch andere Elemente zur Steuerung eines Betriebszustandes eines Leuchtmit- tels an das Bussystem angeschlossen sein. Dabei kann es sich beispielsweise um Schalter, Kontrolltafeln, Taster, Sensoren usw. handeln. Wie in Fig. 6a dargestellt ist, können dabei Sensoren und Bedienelemente 320 über separate Verbindungen direkt an die zentrale Steuereinheit 310 angebunden sein oder aber die Sensoren und Bedienelemente 320 können über das DALI-Bussystem 15 an die zentrale Steuereinheit 310 und die Vorschaltgeräte 200 angeschlossen sein, wie in der Fig. 6b schematisch dargestellt ist.

Claims

Ansprüche 1. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100), mit folgenden Merkmalen: einer Gleichrichterschaltung (20), die ausgebildet ist, um in Abhängigkeit von einer an Gleichrichtereingangs¬ anschlüssen (20a, 20b) anliegenden Gleichrichterein¬ gangsspannung an Gleichrichterausgangsanschlüssen (20c, 20d) eine gleichgerichtete Gleichrichterausgangsspan¬ nung bereitzustellen, und einer Darlingtonschaltung (30) mit zumindest zwei Transistoren (Q3, Q4), wobei die Darlingtonschaltung einen in Abhängigkeit von einem Ansteuersignal (62) steuerbaren ausgangsseitigen Strompfad (35) aufweist, wobei der steuerbare ausgangsseitige Strompfad (35) zwischen die Gleichrichterausgangsanschlüsse (20c, 20d) gekoppelt ist .
2. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß Anspruch 1, wobei der ausgangsseitige steuerbare Strompfad (35) ausgebildet ist, um zwischen den Gleichrichterausgangsanschlüssen (20c, 20d) eine in Abhängigkeit von einem Ansteuersignal (62) veränderbare Last zu bilden .
3. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 2, wobei die spannungsfeste Schnittstellenschaltung ferner einen Kondensator (C1, C7) aufweist, der mit einem Steueranschluss eines Transistors (Q3, Q4) der Darlingtonschaltung (30) gekoppelt ist, und der ausgelegt ist, um einer Änderung eines Stroms in einem Strompfad des entsprechenden
tors (Q3, Q4) entgegenzuwirken.
4. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß Anspruch 3, wobei der Kondensator (C1, C7) eine Kapazität aufweist, die mindestens 100-mal so groß wie eine Miller-Kapazität des Transistors ist, an dessen Steueran- schluss der Kondensator (C1, C4) gekoppelt ist.
5. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß Anspruch 3 oder 4, wobei ein Kapazitätswert des Kondensators (C1, C7) so gewählt ist, dass ein Spannungspuls von 1000 Volt über dem steuerbaren ausgangsseitigen Strompfad (35) bei inaktiven Ansteuersignal (62) nicht zu einem Durchsteuern des steuerbaren ausgangsseitigen Strompfades (35) führt.
6. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, die ferner einen zweiten Kondensator (C1, C7) aufweist, der mit einem Steueranschluss eines zweiten Transistors (Q3, Q4) der Darlingtonschaltung (30) gekoppelt ist, und der ausgelegt ist, um einer Änderung eines Stroms in einem Strompfad des zweiten Transistors (Q3, Q4 ) entgegenzuwirken .
7. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Darlingtonschaltung (30) Bipolartransistoren (Q3, Q4) aufweist, die eine Kollektor-Emitter-Spannungsfestigkeit von zumindest 500 V, zumindest 600 V oder zumindest 1000 V aufweisen.
8. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Darlingtonschaltung (30) eine zumindest 1500-fache Stromverstärkung aufweist, so dass in einem durchgesteuerten Zustand der Darlingtonschaltung (30) in dem ausgangssei- tigen steuerbaren Strompfad (35) ein Strom zwischen 1 mA und 300 mA verfügbar ist.
9. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, die ferner eine Stromquelle (40) aufweist, die zwischen einem ersten Gleichrichterausgangsanschluss (20c) und einem An- steueranschluss (30a) der Darlingtonschaltung (30) ge¬ koppelt ist, wobei die Stromquelle ausgelegt ist, um einen Ansteuerstrom der Darlingtonschaltung zu begrenzen .
10. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß Anspruch 9, die ferner einen Knoten (70) aufweist, der elektrisch zwischen der Stromquelle (40) , dem Ansteuer- anschluss (30a) der Darlingtonschaltung (30) und einer Schaltungsanordnung (50) zur Spannungsbegrenzung gekoppelt ist.
11. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß Anspruch 10, wobei der Knoten ferner mit einem Optokoppler (Q5) zum Empfang des Ansteuersignais (62) gekoppelt ist und wobei der Optokoppler (Q5) mit einem Ansteueranschluss (30a) der Darlingtonschaltung (30) gekoppelt ist.
12. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß einem der Ansprüche 10 bis 11, wobei die Schaltungsanord- nung (50) zur Spannungsbegrenzung eine Leuchtdiode (LED) eines Optokopplers umfasst, die ausgebildet ist, um basierend auf den an den Gleichrichtereingangsanschlüssen (20a, 20b) anliegenden Signalen einen Photoempfänger des Optokopplers anzuregen.
13. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß einem der Ansprüche 9 bis 12, wobei die Schaltungsanordnung (50) eine in Sperrrichtung angeordnete Zenerdiode (Z3) aufweist.
14. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, welches ein, den Gleichrichtereingangsanschlüssen (20a, 20b) , vorgeschaltetes Filter (85) aufweist, und wobei das Filter (85) ausgebildet ist, um an die Gleichrichtereingangsanschlüsse (20a, 20b) gelangende Spannungspulse zu dämpfen .
15. Spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die spannungsfeste Schnittstellenschaltung (100) ausgebildet ist Steuer- und/oder Datensignale zwischen einer Steuereinheit ( C) , die über zwei Optokoppler (Q5, Q6) mit der spannungsfesten Schnittstellenschaltung (100) gekoppelt ist, und einem Bussystem (15), das über die Gleichrichtereingangsanschlüssen (20a, 20b) mit der spannungsfesten Schnittstellenschaltung (100) gekoppelt ist, birdirektional auszutauschen.
16. Elektrisches Vorschaltgerät für Leuchtmittel, mit einer spannungsfesten Schnittstellenschaltung (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 15.
17. Beleuchtungssystem (300) zur Steuerung von Leuchtmitteln mit einer zentralen Steuereinheit (310) zur Steuerung eines Betriebszustandes von Leuchtmitteln (210) und zumindest mit einem elektrischen Vorschaltgerät (200) für Leuchtmittel (210) gemäß Anspruch 16, wobei die zentrale Steuereinheit (310) und das elektrische Vorschaltgerät (200) für Leuchtmittel (210) über ein Bussystem (15) zur Übertragung von Daten- und/oder Steuersignalen elektrisch gekoppelt sind.
18. Beleuchtungssystem (300) zur Steuerung von Leuchtmittel gemäß Anspruch 17, wobei das Bussystem (15) ein DALI- Bussystem ist, das ausgebildet ist, Daten- und/oder Steuersignale gemäß einem DALI-Protokoll zwischen der zentralen Steuereinheit (310) und dem elektrischen Vorschaltgerät (200) zu übertragen.
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