WO2011105355A1 - 回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置および制御方法 - Google Patents

回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置および制御方法 Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to a control device and a control method for automatically suppressing torque ripple (torque pulsation) of a rotating electric machine in a torque control device of a rotating electric machine such as a motor, and more particularly to periodic disturbance suppression control by a periodic disturbance observer.
  • torque ripple torque pulsation
  • the motor in principle generates torque ripple (torque pulsation), causing various problems such as vibration, noise, adverse effects on riding comfort, and electrical / mechanical resonance.
  • torque ripple torque pulsation
  • IPMSM embedded magnet PM motor
  • Non-Patent Document 1 The inventors of the present application have already proposed a feedback suppression control method using an axial torque meter for the purpose of highly accurately suppressing torque ripple, which is a cause of electrical / mechanical resonance, in response to the above problems (for example, Non-Patent Document 1). reference).
  • This control method focuses on the periodicity of torque ripple and constructs a control system that compensates for each pulsation frequency component, and also has a function that automatically adjusts parameters to respond quickly to changes in the operating state using the system identification result. The details of this control method will be described below.
  • FIG. 2 is a basic configuration diagram of a conventional torque ripple suppression control device. This figure is applied to a system in which a load is driven by a motor.
  • a motor 1 that is a torque ripple generation source and some load device 2 are coupled by a shaft 3, and its shaft torque is measured by a torque meter 4 and input to a torque ripple suppression device 5. Moreover, the rotor position (phase) information of a motor is input using rotational position sensors 6, such as a rotary encoder.
  • the torque ripple suppression device 5 includes torque pulsation suppression means, and gives the inverter 7 a command value obtained by adding a torque pulsation compensation current to the current command value generated based on the torque command value (or speed command value). In the example of FIG.
  • torque ripple torque pulsation
  • means for extracting a torque ripple frequency component in synchronism with the motor rotation is used to convert the torque ripple of arbitrary order n into cosine and sine coefficients T An and T Bn [Nm].
  • the exact measurement means for torque ripple frequency components includes Fourier transform, but if importance is placed on the ease of operation, a low-pass filter can be passed through a single-phase harmonic rotation coordinate system based on the rotation phase ⁇ [rad]. A torque ripple frequency component can be extracted.
  • the torque ripple suppression device 5 performs torque ripple suppression control using the cosine and sine coefficients T An and T Bn described above, and the cosine / sine coefficients I An and I Bn [ampere] of the compensation current iqc * [ampere] of an arbitrary frequency component. Is generated. Conversion to the compensation current iqc * is obtained by the following equation (2) using the same rotation phase ⁇ as that at the time of conversion, and this compensation current is superposed on the q-axis current command value and normal vector control is performed.
  • FIG. 3 shows the cosine and sine coefficients T An and T Bn of the torque ripple obtained from the detected shaft torque value T det and the rotational phase ⁇ , and the compensation current cosine coefficient I An and sine coefficient I Bn obtained from these and the rotational speed ⁇ .
  • FIG. 5 is a control block diagram of a torque ripple suppressing device for obtaining a compensation current for torque periodic external suppression. The symbols in the figure have the following meanings.
  • T * torque command value
  • T det shaft torque detection value
  • T An nth order torque pulsation extraction component (cosine coefficient)
  • T Bn nth order torque pulsation extraction component (sine coefficient)
  • ⁇ rotation speed detection value
  • ⁇ rotational phase detection value
  • iqc * torque ripple compensation current
  • id d-axis current detection value
  • id * d-axis current command value
  • iq q-axis current detection value
  • iq * q-axis current command value
  • n n-order compensation current cosine coefficient
  • l Bn n-order compensation current sine coefficient
  • abz rotation sensor signal . Note that the subscript n is an nth-order component torque ripple.
  • the command value conversion unit 11 converts the torque command value T * into the d-axis and q-axis current command values Id * and Iqo * of the rotation dq coordinate system in vector control.
  • Current vector control unit 12 suppresses the torque ripple those superimposed torque pulsation compensation current iqc * the q-axis current command value Iqo * as q-axis current command value iq *.
  • the compensation current i qc is superimposed on the q-axis current command value, but it may be applied to the d-axis current or both the d-axis and the q-axis.
  • a torque pulsation compensation signal may be directly superimposed on the torque command value.
  • the current vector control unit 12 performs a current vector control operation on a general orthogonal rotating coordinate system d-axis and q-axis, and drives the motor (IPMSM) 13 by vector control to drive the load device 14.
  • the coordinate conversion unit 15 converts the three-phase alternating currents iu, iv, iw detected by the current sensor 16 and the motor rotation phase ⁇ into currents id, iq in a dq axis orthogonal rotation coordinate system synchronized with the motor rotation coordinates.
  • the rotation phase / speed detection unit 17 converts the rotation sensor signal abz of the rotation position sensor 18 such as an encoder into information on the rotation speed ⁇ and the rotation phase ⁇ .
  • the torque pulsation frequency component extraction unit 19 extracts torque periodic disturbance for each pulsation frequency component from the shaft torque detection value T det detected by the shaft torque meter 20 and the rotation phase ⁇ .
  • a typical extraction means is Fourier transform. The method of extracting the pulsation component is arbitrary, but the emphasis is placed on ease of calculation, and the shaft torque detection value T det [Nm] is multiplied by the nth-order cosine wave and sine wave based on the rotational phase ⁇ , and each is passed through a low-frequency range. By applying a filter, an approximate Fourier transform shown in equations (3) to (5) is performed. This is called torque ripple synchronous coordinate transformation.
  • the torque ripple suppression control unit 21 performs torque ripple suppression control with each order component using T An and T Bn extracted and converted by the equations (3) to (5), and the nth order frequency of the compensation current i qc * [A].
  • a cosine coefficient I An * [A] and a sine coefficient I Bn * [A] of the component i qcn * [A] are generated.
  • the conversion to the n-th order compensation current i qcn * is calculated using the same rotation phase ⁇ as in the torque ripple synchronous coordinate conversion, as in the equation (2).
  • the torque command T * [Nm] is converted into dq-axis current command values i d * and i q0 * that realize the maximum torque / current control, and the combined value i qc * of each compensation current generated by the equation (2) . Is superposed on i q0 * to perform vector control.
  • the contents of calculation processing performed by the torque ripple suppression control device are extraction of shaft torque pulsation component, torque ripple suppression, and compensation current signal generation, and other processing is performed by a general inverter.
  • a periodic disturbance observer compensation method or a compensation current Fourier coefficient learning control method can be used.
  • the compensation current generator 22 generates a compensation current command value iqc * by the above equation (2) and superimposes it on the q-axis current command value.
  • the system configuration shown in FIG. 2 is a multi-inertia torsional resonance system due to the moment of inertia of the PM motor 1, the load device 2, the torque meter 4, the coupling 3, and the like.
  • the suppression control parameter must be appropriately determined according to the operation state. If the learning time of the control parameter is long, there is a risk of increasing the electric / mechanical resonance phenomenon, so a quick automatic adjustment function is necessary.
  • Non-Patent Document 1 in order to derive a variable nominal control parameter adapted to a change in rotational speed, the system transfer function from the output value to the input value of the torque ripple suppression device 5 in FIG. 2, that is, the compensation current command in FIG.
  • the frequency transfer function from the value iqc * to the detected value T det of the shaft torque detector 4 is identified.
  • the system identification method is arbitrary, but the shaft torque detection value T det when a Gaussian noise signal is given to iqc * in an open loop is measured for 20 seconds at a calculation period of 100 ⁇ s, and the frequency is calculated from the ratio of input and output power spectral densities.
  • the results of non-parametric estimation of the transfer function are shown in Fig.
  • a system identification table can be constructed from 1000 complex vector elements. Only one complex vector is always used in the control system, and P Am and P Bm are instantaneously read from the identification table according to changes in the rotational speed (torque ripple frequency change), and converted into complex vectors by linear interpolation. The identified results are applied to suppression control.
  • corresponds to a real part component
  • a sine coefficient corresponds to an imaginary part component.
  • the compensation current coefficient is obtained by the IP (proportional / integral) learning control method.
  • the proportional / integral gain is determined by the model matching method so that the closed loop characteristic of the IP suppression control system matches the pole arrangement of an arbitrary standard system reference model.
  • the parameters are automatically adapted using the system identification result and the rotation speed information, the implementation to the multi-inertia resonance system is facilitated.
  • the periodic disturbance observer compensation method of the present method directly estimates the torque ripple disturbance using the concept of the periodic disturbance observer, and thus can improve the above responsiveness problem. Therefore, torque ripple can always be suppressed by online feedback even for a system having variable speed and load fluctuation.
  • the system identification result expressed by a one-dimensional complex vector is used to provide a function for automatically adjusting the inverse model of the periodic disturbance observer. It has a feature that makes it easy to implement.
  • FIG. 5 is a calculation block diagram of torque ripple suppression control by a periodic disturbance observer, wherein 31 is a periodic disturbance observer unit, 32 is a torque ripple extracting unit, and 33 is an actual system.
  • dI An * n-th order periodic disturbance current real part (cosine coefficient) command value
  • dI Bn * n-th order periodic disturbance current imaginary part (sine coefficient) command value
  • iqcn n-order compensation current
  • dI An Real part (cosine) component estimated value of nth order periodic disturbance
  • dI Bn Imaginary part (sine) component estimated value of nth order periodic disturbance
  • I An Real part of nth order compensation current (cosine coefficient)
  • I Bn n-order compensation current imaginary part (sine coefficient).
  • P An System real part of n-th order torque ripple frequency component
  • P Bn System imaginary part of n-th order torque ripple frequency component
  • P ⁇ An System real part estimated value of n-th order torque ripple frequency component
  • P ⁇ Bn n-th order torque ripple frequency System imaginary part estimate of component
  • FIG. 5 shows the same configuration as that of a general conventional disturbance observer.
  • the system characteristic is expressed by a one-dimensional complex vector as shown in equation (7).
  • the inverse system P ⁇ sys -1 can be simply indicated by the reciprocal of the equation (8) using the system identification result.
  • the periodic disturbance observer estimates the real part component and the imaginary part component of the periodic disturbance (torque ripple) through the observer filter after performing the above complex vector calculation.
  • the periodic disturbance estimated value real part dI An and imaginary part dI Bn may be given as compensation currents so as to cancel the disturbance components as shown in FIG. Normally, by setting the periodic disturbance current command values I An * and I Bn * to zero (0), the disturbance current of the frequency component can be suppressed.
  • the feedback control response decreases due to the effect of computation dead time in the high frequency band, and disturbance suppression performance in the high frequency band decreases, It becomes difficult to generate a desired compensation current.
  • the periodic learning method obtained by the above-described IP (proportional / integral) learning control method generates a sine wave / cosine wave having the same frequency as that of the periodic disturbance and then generates the sine / cosine coefficient (amplitude (Equivalent to phase). Therefore, this method is easier to deal with high frequency disturbances than a controller that collectively generates compensation currents in all frequency bands, and can be expected to improve periodic disturbance suppression performance.
  • a torque ripple suppression controller is configured in parallel for each target order, it is possible to simultaneously cope with torque ripple suppression of a plurality of orders.
  • Non-Patent Document 1 in order to construct a control system with torque ripple synchronous coordinates, only the frequency transfer function of an arbitrary n-th order component is extracted from Expression (12), and the actual system of torque ripple synchronous coordinates is represented by Expression (13). That is, it is noted that the amplitude / phase characteristics of an arbitrary n-order component system can be expressed by a simple one-dimensional complex vector P n . Similar to equations (2) to (5), the real part / imaginary part axes are defined with reference to the rotational phase ⁇ , the cosine coefficient corresponds to the real part component, and the sine coefficient corresponds to the imaginary part component.
  • P An Real system n-order component real part
  • P Bn Real system n-order component imaginary part
  • the system identification result in the control system of FIG. 3 can also be defined as a formula (14) with a one-dimensional complex vector.
  • the system identification result of 1 to 1000 Hz is expressed as a complex vector for each IHz
  • a table composed of 1000 one-dimensional complex vector elements can be constructed. It is also possible to express the identification result by an approximate expression.
  • the purpose of the present invention is to suppress the periodic ripple by the periodic disturbance observer, and to suppress the torque ripple of a rotating electric machine that can suppress the torque ripple with high accuracy in response to complex electromechanical characteristics such as multi-inertia system and inverter response.
  • a control device and a control method are provided.
  • the periodic disturbance observer calculates the system transfer function for each n-th order torque ripple frequency component from the torque command value to the torque detection value by the real part P ⁇ An and the imaginary part P ⁇ Bn .
  • the cosine coefficient T An the sine coefficient T Bn , the real part P ⁇ An and the imaginary part P ⁇ Bn of the system transfer function
  • the real part I ⁇ of the current estimation value including the periodic disturbance seeking an and imaginary part I ⁇ Bn
  • compensation current command value through a pulsation extraction filter G F from each of the real part I ⁇ an and the imaginary part I ⁇ Bn current estimated value I an *, subtracted I Bn *
  • An estimated value of the periodic disturbance current real part dI ⁇ An and imaginary part dI ⁇ Bn for canceling the periodic disturbance current is obtained.
  • the following apparatus and method are characterized.
  • the torque command value or speed command value of the rotating electrical machine system is converted into the d and q-axis current command values of the rotating coordinate system in vector control, and the frequency characteristics of the rotating electrical machine control system are set to an arbitrary frequency by system identification.
  • the model is expressed by a complex vector of components, and using this model, the real and imaginary parts of the torque ripple of an arbitrary frequency component are estimated by a periodic disturbance observer, and the above d, q so as to suppress this periodic disturbance.
  • a torque ripple suppression control device for a rotating electrical machine that superimposes a feedback compensation current on a shaft current command value, Torque ripple seeking shaft torque detection value T det pulsating extraction filter G F and the rotational phase cosine coefficients of n order frequency components different torque pulsation torque ripple of the rotary electric machine system has a theta T An sine coefficient T Bn rotary electric machine An extractor; A periodic disturbance observer for estimating the n-th compensation current cosine coefficient I ⁇ An and the sine coefficient I ⁇ Bn of the torque ripple from the cosine coefficient T An and the sine coefficient T Bn and the rotational speed ⁇ of the rotating electrical machine; The cosine coefficient I ⁇ An and the sine coefficient I ⁇ Bn are set as torque ripple compensation current command values, and the periodic disturbance suppression of the rotating electrical machine system is determined from the cosine coefficient I ⁇ An , the sine coefficient I ⁇ Bn, and the rotational phase ⁇ of the rotating electrical machine.
  • a compensation current generator for obtaining a feedback compensation current of The periodic disturbance observer is A value that identifies the transfer function of a rotating electromechanical system for each n-th order torque ripple frequency component from the torque command value to the detected torque value as a one-dimensional complex vector of n-order component real part P ⁇ An and n-order component imaginary part P ⁇ Bn Means to estimate From the cosine coefficient T An and sine coefficient T Bn, the n-order component real part P ⁇ An and the n-order component imaginary part P ⁇ Bn ,
  • Means for obtaining a real part I ⁇ An and an imaginary part I ⁇ Bn of an estimated current value including a periodic disturbance by calculating From each of the real part I ⁇ An and the imaginary part I ⁇ Bn of the current estimated value, the pulsating extraction filter G compensation current command value via the F I An *, subtracted I Bn *, to counteract the periodic disturbance current Means for obtaining an estimate of the real part dI ⁇ An and the imaginary part dI ⁇ Bn of the periodic disturbance current of It is provided with.
  • the pulsating extraction filter G F is characterized in that the first-order low-pass filter or high-order low-pass filter.
  • the torque command value or speed command value of the rotating electrical machine system is converted into the d and q axis current command values of the rotating coordinate system in vector control, and the frequency characteristics of the rotating electrical machine control system are set to an arbitrary frequency by system identification.
  • Rotating electric power that performs modeling expressed by a complex vector of components estimates a periodic disturbance using this model, and superimposes a feedback compensation current on the d and q-axis current command values so as to suppress the periodic disturbance
  • the periodic disturbance observer estimates the n-th compensation current cosine coefficient I ⁇ An and the sine coefficient I ⁇ Bn of the torque ripple from the cosine coefficient T An and the sine coefficient T Bn and the rotational
  • the periodic disturbance observer is A value that identifies the transfer function of a rotating electromechanical system for each n-th order torque ripple frequency component from the torque command value to the detected torque value as a one-dimensional complex vector of n-order component real part P ⁇ An and n-order component imaginary part P ⁇ Bn Is estimated, From the cosine coefficient T An and sine coefficient T Bn, the n-order component real part P ⁇ An and the n-order component imaginary part P ⁇ Bn ,
  • the pulsating extraction filter G compensation current command value via the F I An *, subtracted I Bn *, to counteract the periodic disturbance current From each of the real part I ⁇ An and the imaginary part I ⁇ Bn of the current estimated value, the pulsating extraction filter G compensation current command value via the F I An *, subtracted I Bn *, to counteract the periodic disturbance current.
  • the estimated values of the real part dI ⁇ An and the imaginary part dI ⁇ Bn are obtained.
  • the periodic disturbance observer represents the system transfer function for each n-th order torque ripple frequency component from the torque command value to the torque detection value as a one-dimensional real part P ⁇ An and imaginary part P ⁇ Bn .
  • the cosine coefficient T An the sine coefficient T Bn , the real part P ⁇ An and the imaginary part P ⁇ Bn of the system transfer function, the real part I ⁇ An of the current estimation value including the periodic disturbance and calculated imaginary part I ⁇ Bn, compensation current command value through a pulsation extraction filter G F from each of the real part I ⁇ an and the imaginary part I ⁇ Bn current estimated value I an *, subtracted I Bn *, periodicity
  • the estimated values of the periodic disturbance current real part dI ⁇ An and imaginary part dI ⁇ Bn for canceling the disturbance current are obtained, it also supports complex electromechanical characteristics such as multi-inertia system and inverter response. Torque ripple can be suppressed with high
  • the calculation block diagram of torque ripple suppression control by a periodic disturbance observer The basic block diagram of the conventional torque ripple suppression control apparatus.
  • the control block diagram of the conventional torque ripple suppression apparatus System identification result by nonparametric estimation of frequency transfer function.
  • the calculation block diagram of the torque ripple suppression control by the conventional periodic disturbance observer The basic block diagram of the conventional torque ripple suppression control apparatus.
  • FIG. 1 is a calculation block diagram of torque ripple suppression control by a periodic disturbance observer in the present embodiment.
  • the torque ripple extraction unit 32 (torque ripple pulsation frequency component extraction unit 19 in FIG. 3) performs a calculation based on the above-described equations (3) to (5) to obtain an n-th order torque pulsation extraction component (cosine coefficient) T An and n Next torque pulsation extraction component (sine coefficient) TBn is obtained.
  • the periodic disturbance observer 31 (torque ripple suppression control unit 21 in FIG. 3) is similar to the periodic disturbance observer proposed in Non-Patent Document 1, but is composed of torque ripple synchronous coordinates, so that the periodic disturbance current is calculated from the detected torque ripple value.
  • the inverse characteristic of the one-dimensional complex vector shown in the equation (14) is used for the model of the inverse system for estimation.
  • the torque ripple detection value T det of the n-th order component is expressed as follows.
  • the n-th periodic disturbance current di n can be expressed as follows.
  • the real part I ⁇ An ( ⁇ I An * + dI An ) and the imaginary part I ⁇ Bn ( ⁇ I Bn * + dI Bn ) of the current estimation value including the periodic disturbance are derived from the equation (22) as follows.
  • the periodic disturbance current can be estimated by the above equation (24), the periodic disturbance current command value dI An * and the imaginary part dI so as to cancel the periodic disturbance current in advance as shown in FIG. 1 based on the estimated value.
  • the compensation current command value real part I An * and imaginary part I Bn * are generated by subtracting from Bn * (normally 0).
  • the target value response up to the torque ripple detection value of this control system can be derived as equation (25), and the periodic disturbance response can be derived as equation (26).
  • pole placement is determined by the cutoff frequency omega f of the pulsation extraction filter G F, it can be seen that inhibited more, the periodic disturbance current final value theorem (26).
  • the inverse model of equation (23) has a characteristic that changes adaptively to the rotational speed ⁇ (torque ripple frequency), and the control system parameters are automatically adjusted.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

　周期性外乱オブザーバによるトルクリプル抑制制御に、周期性外乱の実部、虚部成分の推定遅れを少なくしてトルクリプルを良好に抑制できる。　周期性外乱オブザーバ３１は、トルク指令値からトルク検出値までのｎ次トルクリプル周波数成分別のシステム伝達関数を実部Ｐ＾Anと虚部Ｐ＾Bnの１次元複素ベクトルで同定した値と、余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnおよびシステム伝達関数の実部Ｐ＾Anと虚部Ｐ＾Bnから、周期性外乱を含む電流推定値の実部ＩAnおよび虚部ＩBnを求め、電流推定値の実部ＩAnおよび虚部ＩBnのそれぞれから脈動抽出フィルタＧFを介した補償電流指令値ＩAn *、ＩBn *を差し引き、周期性外乱電流を打ち消すための周期性外乱電流実部ｄＩAnおよび虚部ｄＩBnの推定値を得る。

Description

回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置および制御方法
　本発明は、モータ等の回転電気機械のトルク制御装置において、回転電気機械のトルクリプル（トルク脈動）を自動的に抑制する制御装置および制御方法に係り、特に周期性外乱オブザーバによる周期性外乱抑制制御に関する。
　モータは原理的にトルクリプル（トルク脈動）を発生し、振動・騒音・乗り心地への悪影響、電気・機械共振等の種々の問題を引き起こす。特に、近年普及が進んでいる埋込磁石ＰＭモータ（ＩＰＭＳＭ）は、コギングトルクリプルとリラクタンストルクリプルが複合的に発生する。その対策として、トルクリプルを打ち消す補償電流をトルク指令に重畳する種々の方式が検討されている。
　しかしながら、例えば数式解析モデルを用いてフィードフォワード補償を行なう方式では、解析誤差の影響が懸念される。また、定常動作点でのフィードバック学習制御結果を記憶してフィードフォワード補償する方式では動作点毎に制御パラメータを適切に調整するための時間を要し、オンライン補償が難しくなる。また、電流リプルを低減する方式は、トルクリプルの観点からは最適に抑制されているとは限らない。そのほか、トルクリプルオブザーバ補償方式も検討されているが、可変速運転時の特性やオンラインフィードバック抑制の検証が不充分なものであった。
　上記の課題に対し、電気・機械共振の元凶であるトルクリプルを高精度に抑制する目的で、軸トルクメータによるフィードバック抑制制御法を本願発明者等は既に提案している（例えば、非特許文献１参照）。この制御法は、トルクリプルの周期性に着目して脈動周波数成分毎に補償する制御系を構築すると共に、システム同定結果を用いて動作状態変化に即応するようパラメータを自動調整する機能を設けたものであり、この制御法の詳細を以下に説明する。
　（１）トルクリプル抑制制御装置の基本構成
　図２は、従来のトルクリプル抑制制御装置の基本構成図である。同図は、モータによって負荷を駆動するシステムに適用したものである。
　トルクリプルの発生源となるモータ１と、何らかの負荷装置２をシャフト３で結合し、その軸トルクをトルクメータ４で計測してトルクリプル抑制装置５に入力する。また、ロータリエンコーダ等の回転位置センサ６を用いてモータの回転子位置（位相）情報を入力する。トルクリプル抑制装置５は、トルク脈動抑圧手段を搭載し、トルク指令値（あるいは速度指令値）に基づいて生成された電流指令値に、トルク脈動補償電流を上乗せした指令値をインバータ７に与える。図２の例では、インバータ７で電流ベクトル制御することを考慮して、モータの回転に同期した回転座標（直交ｄｑ軸）上のｄ軸、ｑ軸電流指令値ｉｄ*、ｉｑ*を与えている。
　トルクリプル（トルク脈動）はモータの構造上、回転子位置に応じて周期的に発生することが知られている。そこで、モータ回転に同期してトルクリプル周波数成分を抽出する手段を用い、任意次数ｎのトルクリプルを余弦、正弦係数ＴAn，ＴBn［Ｎｍ］に変換する。トルクリプル周波数成分の厳密な計測手段にはフーリエ変換などあがるが、演算容易性を重視すれば回転位相θ［ｒａｄ］を基準とした単相の高調波回転座標系に低域通過フィルタを通すことでトルクリプル周波数成分を抽出することができる。
　トルクリプル抑制装置５では、上記の余弦、正弦係数ＴAn，ＴBnを用いてトルクリプル抑制制御を行い、任意周波数成分の補償電流ｉｑｃ*［アンペア］の余弦／正弦係数ＩAn，ＩBn［アンペア］を生成する。補償電流ｉｑｃ*への変換は、変換時と同じ回転位相θを用いて以下の（２）式で求め、この補償電流はｑ軸電流指令値に重畳して通常のベクトル制御を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　図３は、前記の軸トルク検出値Ｔdetと回転位相θからトルクリプルの余弦、正弦係数ＴAn，ＴBnを求め、これらと回転速度ωから補償電流余弦係数ＩAnおよび正弦係数ＩBnを求めてトルク周期性外来抑制の補償電流を求めるトルクリプル抑制装置の制御ブロック図である。図中の記号は、以下の意味である。
　Ｔ*：トルク指令値、Ｔdet：軸トルク検出値、ＴAn：ｎ次トルク脈動抽出成分（余弦係数）、ＴBn：ｎ次トルク脈動抽出成分（正弦係数）、ω：回転数検出値、θ：回転位相検出値、ｉｑｃ*：トルクリプル補償電流、ｉｄ：ｄ軸電流検出値、ｉｄ*：ｄ軸電流指令値、ｉｑ：ｑ軸電流検出値、ｉｑ*：ｑ軸電流指令値、ｉｕ．ｉｖ．ｉｗ：ｕ、ｖ、ｗ相電流、ｉｑｏ*：ｑ軸電流指令値（補償電流重畳前）、ＩAn：ｎ次補償電流余弦係数、ｌBn：ｎ次補償電流正弦係数、ａｂｚ：回転センサ信号。なお、添え字のｎはｎ次成分トルクリプルである。
　図３において、指令値変換部１１は、トルク指令値Ｔ*から、ベクトル制御における回転ｄｑ座標系のｄ軸およびｑ軸電流指令値Ｉｄ*、Ｉｑｏ*に変換する。一般には、最大トルク／電流制御を実現するような変換数式やテーブルなどが用いられる。電流ベクトル制御部１２は、ｑ軸電流指令値ｉｑｏ*にトルク脈動補償電流ｉｑｃ*を重畳したものをｑ軸電流指令値ｉｑ*としてトルク脈動を抑制する。図３の例ではｑ軸電流指令値に補償電流ｉqcを重畳しているが、ｄ軸電流、あるいはｄ軸とｑ軸の両方に与えても良い。あるいは、ｄｑ軸電流の干渉が問題にならないシステムであれば、トルク指令値に対して直接的にトルク脈動補償信号を重畳しても良い。
　電流ベクトル制御部１２は、一般的な直交回転座標系ｄ軸ｑ軸において、電流ベクトル制御の動作を行い、モータ（ＩＰＭＳＭ）１３をベクトル制御で駆動することで、負荷装置１４を駆動する。座標変換部１５は、電流センサ１６で検出する３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとモータ回転位相θから、モータ回転座標に同期したｄｑ軸直交回転座標系の電流ｉｄ，ｉｑに変換する。回転位相／速度検出部１７は、エンコーダ等の回転位置センサ１８の回転センサ信号ａｂｚから回転速度ωおよび回転位相θの情報に変換する。
　トルク脈動周波数成分抽出部１９では、軸トルクメータ２０で検出する軸トルク検出値Ｔdetと回転位相θからトルク周期性外乱を脈動周波数成分ごとに抽出する。代表的な抽出手段としてフーリエ変換がある。脈動成分の抽出方法は任意であるが、演算容易性を重視し、軸トルク検出値Ｔdet［Ｎｍ］に回転位相θを基準としたｎ次余弦波・正弦波を乗じ、それぞれに低域通過フィルタを施すことで、（３）～（５）式に示す近似的なフーリエ変換を行う。これを、トルクリプル同期座標変換と称する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　￡：ラプラス変換、ＧF：脈動抽出フィルタ、ωf：脈動抽出ローパスフィルタ遮断周波数［ｒａｄ／ｓ］、ｓ：ラプラス演算子
　トルクリプル抑制制御部２１では、（３）～（５）式で抽出・変換したＴAn、ＴBnを用いてトルクリプル抑制制御を各次成分で行い、補償電流ｉqc *［Ａ］のｎ次周波数成分ｉqcn *［Ａ］の余弦係数ＩAn *［Ａ］ならびに正弦係数ＩBn *［Ａ］を生成する。ｎ次補償電流ｉqcn *への変換は、前記（２）式と同様に、トルクリプル同期座標変換時と同一の回転位相θを用いて計算する。
　トルク指令Ｔ*［Ｎｍ］は、最大トルク／電流制御を実現するｄｑ軸電流指令値ｉd *、ｉq0 *に変換し、（２）式で生成した各次補償電流の合成値ｉqc *をｉq0 *に重畳して、ベクトル制御を行う。基本的に、トルクリプル抑制制御装置で行う演算処理内容は、軸トルク脈動成分抽出・トルクリプル抑制・補償電流信号生成であり、それ以外の処理については一般的なインバータで行っている。
　上記のトルクリプル抑制制御部２１の代表形態として、周期性外乱オブザーバ補償法または補償電流フーリエ係数学習制御法を用いることができる。
　補償電流生成部２２では、前記の（２）式で補償電流指令値ｉｑｃ*を生成し、ｑ軸電流指令値に重畳する。
　（２）システムの同定
　図２に示すようなシステム構成は、ＰＭモータ１，負荷装置２，卜ルクメータ４，カップリング３等の慣性モーメントにより多慣性軸ねじれ共振系となる。軸トルク検出値をフィードバックする場合は複数の共振・反共振周波数があるため、動作状態に応じて適切に抑制制御パラメータを決定しなければならない。制御パラメータの学習時間か長いと電気・機械共振現象を増大させる危険があるため、速やかな自動調整機能が必要である。
　そこで、非特許文献１では、回転速度変化に適応する可変ノミナル制御パラメータを導出するために、図２のトルクリプル抑制装置５の出力値から入力値までのシステム伝達関数、すなわち図３における補償電流指令値ｉｑｃ*から軸トルク検出器４の検出値Ｔdetまでの周波数伝達関数を同定する。システム同定手法は任意であるが、開ループでｉｑｃ*にガウス性ノイズ信号を与えた時の軸トルク検出値Ｔdetを演算周期１００μｓで２０秒間計測し、入出力のパワースペクトル密度の比から周波数伝達関数をノンパラメトリックに推定した結果を図４に示す（機械系，インバータ電流応答，トルクメータ応答，無駄時間などを含んだ実機の特性）。また、周波数伝達関数の傾向から４慣性系に近似した場合のパラメトリック同定結果も併せて示す。近似のための最適化手法にも種々の方式があるが、周波数領域でｌｋＨｚまでの振幅特性の誤差を評価し、制約付き非線形最小化（逐次２次計画法）を行った。
　図３ではトルクリプル周波数に同期した座標で制御系を構築するため、図４のシステム同定結果から任意の周波数伝達関数のみを抽出する。定常状態において、トルクリプル周波数に同期したシステムの振幅・位相伝達関数は１次元複素ベクトルで表現できるので、図３の制御系でのシステム特性Ｐsysを下記の（６）式のように定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ＰAm：システム特性の実部、ＰBm：システム特性の虚部、ｍ：システム同定テーブルの周波数要素番号
　例えば、１～１０００［Ｈｚ］までのシステム特性をＩＨｚ毎に（６）式で表現した場合、１０００個の複素ベクトルの要素からシステム同定テーブルを構築することができる。制御系で使用されるのは常に１つの複素ベクトルに限られ、回転速度変化（トルクリプル周波数変化）に応じて同定テーブルから瞬時にＰAmとＰBmを読み出し、線形補間を施して複素ベクトル化された同定結果を抑制制御に適用する。なお、回転位相を基準とした実部と虚部の軸を定義するため、（５）式における余弦係数は実部成分、正弦係数は虚部成分に対応する。
　（３）補償電流フーリエ係数学習制御法
　前記の非特許文献１に方式１として記載されるトルクリプル抑制制御法であり、トルクリプル周波数成分のフーリエ係数として求め、これから前記（２）式の演算で補償電流ｉｑｃ*を求める。この制御法では、トルクリプル周波数に同期した周波数成分のシステム伝達関数を１次元複素ベクトルで表現し、任意周波数成分のトルクリプルの実部・虚部をフーリエ変換等で抽出している。その余弦・正弦フーリエ係数を複素ベクトルの実部・虚部に当てはめて、フィードバック抑制制御系を構築する。
　補償電流係数はＩ－Ｐ（比例・積分）学習制御方式で求める。Ｉ－Ｐ抑制制御系の閉ループ特性が、モデルマッチング法によって任意の標準系規範モデルの極配置と一致するように比例・積分ゲインを決定する。また、それらは前記のシステム同定結果と回転速度情報を用いて自動的にパラメータを適応させるので、多慣性共振系システムヘの実装を容易にする。
　任意の定常動作点（定常トルク・定常回転数）において、抑制完了したときの補償電流信号の振幅・位相を保存し、それを複数の動作点で実施して、トルク・回転数の２次元テーブルとして実装する。この際、トルク・回転数情報をテーブルに入力し、読み出した補償電流振幅・位相データから補償電流を生成してフィードフォワード抑制することが可能となる。
　（４）周期性外乱オブザーバ補償法
　前記の非特許文献１に方式２として記載されるトルクリプル抑制制御法である。前記補償電流フーリエ係数学習制御法での制御パラメータ自動調整手法は、Ｉ－Ｐ制御ゲインの調整を介して外乱を抑制するため、可変速運転に対する即応性が低下する。そのため、学習した結果を予めテーブル化しておき、フィードフォワード抑制する使い方を推奨している。
　本方式の周期性外乱オブザーバ補償法は、周期性外乱オブザーバという考え方を用いて直接的にトルクリプル外乱を推定するため、上記の即応性の問題を改善できる。したがって、可変速・負荷変動を有するシステムに対しても常時オンラインフィードバックでトルクリプルを抑制できる。また、補償電流フーリエ係数学習制御法と同様に１次元複素ベクトルで表現したシステム同定結果を用いて、周期性外乱オブザーバの逆モデルを自動調整する機能を持たせることで、多慣性共振系システムヘの実装も容易になる特徴を持つ。
　図５は周期性外乱オブザーバによるトルクリプル抑制制御の演算ブロック図であり、３１は周期性外乱オブザーバ部、３２はトルクリプル抽出部、３３は実システムを表現している。同図中、ｄＩAn *：ｎ次周期性外乱電流実部（余弦係数）指令値、ｄＩBn *：ｎ次周期性外乱電流虚部（正弦係数）指令値、ｉｑｃｎ：ｎ次補償電流、ｄＩAn：ｎ次周期性外乱の実部（余弦）成分推定値、ｄＩBn：ｎ次周期性外乱の虚部（正弦）成分推定値、ＩAn：ｎ次補償電流実部（余弦係数）、ＩBn：ｎ次補償電流虚部（正弦係数）。
　同図は、トルクリプル周波数に同期した制御系のみを示しているので、実システムの伝達特性は１次元複素ベクトルで示される。すなわち、以下の（７）式で実システムを表現し、そのシステム同定結果を（８）式とする。なお、（８）式中の推定値および以降の式中では「＾」記号をＰの頂部に付して示すが、明細書中では「Ｐ＾」のように記す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ＰAn：ｎ次トルクリプル周波数成分のシステム実部、ＰBn：ｎ次トルクリプル周波数成分のシステム虚部、Ｐ＾An：ｎ次トルクリプル周波数成分のシステム実部推定値、Ｐ＾Bn：ｎ次トルクリプル周波数成分のシステム虚部推定値
　図中のトルクリプル抽出部のローパスフィルタ伝達関数は前記（５）式より、以下の（９）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　図５は、一般的な従来の外乱オブザーバと同じ構成であるが、周期性外乱のみに着目しているため、システム特性は（７）式のように１次元複素ベクトルで表され、オブザーハ部の逆システムＰ＾ｓｙｓ-1はシステム同定結果を用いて（８）式の逆数で簡単に示すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　周期性外乱オブザーバは、上記の複素ベクトル演算した後に、オブザーバフィルタを介して周期性外乱（トルクリプル）の実部成分と虚部成分をそれぞれ推定する。周期性外乱推定値実部ｄＩAnおよび虚部ｄＩBnは、図５のごとく、その外乱成分を打ち消すように補償電流として与えればよい。通常は、周期性外乱電流指令値ＩAn *、ＩBn *をゼロ（０）とすることで、その周波数成分の外乱電流を抑制できる。
只野　他、「ＰＭモータの周期性外乱に着目したトルクリプル抑制制御法の検討」、平成２１年電気学会産業応用部門大会、Ｉ－６１５～６１８、会期：平成２１年８月３１日～９月２日、会場：三重大学
　一般に、トルクリプルを検出し、全周波数帯域に亘るフィードバック制御でトルクリプルを抑制する装置では、高周波帯域では演算無駄時間の影響を受けてフィードバック制御応答が低下し、高周波帯域の外乱抑圧性能が低下し、所望の補償電流生成が困難となる。
　一方、前記のＩ－Ｐ（比例・積分）学習制御方式などで求める周期的学習法は、周期性外乱と同一周波数の正弦波・余弦波を生成してから、その正弦・余弦係数（振幅・位相と等価）を調整対象とする。したがって、この方式は、全周波数帯域の補償電流を一括して生成する制御器よりも高周波外乱への対応が容易になり、周期性外乱抑圧性能の改善が期待できる。また、対象次数毎に並列にトルクリプル抑制制御器を構成すれば、同時に複数の次数のトルクリプル抑制にも対応できる。
　また、図３ではトルクリプル周波数に同期した座標で制御系を構築するため、トルクリプル補償電流指令値ｉqc *から軸トルク検出値Ｔdetまでのシステム伝達関数を同定する。このシステム同定結果から任意の周波数伝達関数のみを抽出してフィードバック制御する。定常状態において、トルクリプル周波数に同期したシステムの振幅・位相伝達関数は１次元複素ベクトルで表現できるので、実システムの周波数伝達関数を回転速度ωに関する複素ベクトルＰ（ｊω）で（１２）式のとおり定義することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ＰA（ω）：実システムの実部、　ＰB（ω）：実システムの虚部
　非特許文献１では、トルクリプル同期座標で制御系を構築するため、（１２）式から任意ｎ次成分の周波数伝達関数のみを抽出し、トルクリプル同期座標の実システムを（１３）式とする。つまり、任意ｎ次成分のシステムの振幅・位相特性は、単純な１次元複素ベクトルＰnで表現できることに着目する。なお、（２）～（５）式と同様に、回転位相θを基準として実部・虚部の軸を定義し、余弦係数は実部成分、正弦係数は虚部成分に対応させている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ＰAn：実システムｎ次成分実部、　ＰBn：実システムｎ次成分虚部
　図３の制御系におけるシステム同定結果についても、同様に１次元複素ベクトルで（１４）式のとおり定義することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　Ｐ＾An：同定結果のｎ次成分実部、Ｐ＾Bn：同定結果のｎ次成分虚部
　例えば、１～ｌ０００Ｈｚまでのシステム同定結果をＩＨｚ毎に複素ベクトルで表現した場合、１０００個の１次元複素ベクトルの要素からなるテーブルを構築することができる。同定結果を近似式で表現することも可能である。
　以上から、複雑なシステムであってもシステムモデルは常に簡素な１次元複素ベクトルとなり、モータ回転速度ωの変化（トルクリプル周波数変化）に応じて（１４）式も瞬時に参照値を変更すれば可変速運転にも容易に対応できる。
　ここで、図３に示すように、トルクリプル抑制制御には、モータに流れる電流の基本波成分周波数の整数倍で回転する高調波の回転座標変換を施し、その成分の高調波電流を抽出して電流ベクトル制御部１２に設けたＩ－Ｐ（比例・積分）制御器で０となるように抑圧している。その際、高調波の速度起電力を外乱として捉えて、それを推定する外乱オブザーバを構成して高調波回転座標上の電流指令値に加算し、高調波電流を抑圧する。この手法はモータに流れる高調波電流を抑制できるが、トルク脈動を高精度に抑制できるとは限らず、また、多慣性系システムやインバータ応答等の複雑な電気機械特性にも対応していない。
　本発明の目的は、周期性外乱オブザーバによる周期性外乱抑制に、多慣性系システムやインバータ応答等の複雑な電気機械特性にも対応して、トルクリプルを高精度に抑制できる回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置および制御方法を提供することにある。
　本発明は、前記の課題を解決するため、周期性外乱オブザーバは、トルク指令値からトルク検出値までのｎ次トルクリプル周波数成分別のシステム伝達関数を実部Ｐ＾Anと虚部Ｐ＾Bnの１次元複素ベクトルで同定した値と、余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnおよびシステム伝達関数の実部Ｐ＾Anと虚部Ｐ＾Bnから、周期性外乱を含む電流推定値の実部Ｉ＾Anおよび虚部Ｉ＾Bnを求め、電流推定値の実部Ｉ＾Anおよび虚部Ｉ＾Bnのそれぞれから脈動抽出フィルタＧFを介した補償電流指令値ＩAn *、ＩBn *を差し引き、周期性外乱電流を打ち消すための周期性外乱電流実部ｄＩ＾Anおよび虚部ｄＩ＾Bnの推定値を得るようにしたもので、以下の装置および方法を特徴とする。
　（１）回転電気機械システムのトルク指令値または速度指令値をベクトル制御における回転座標系のｄ，ｑ軸電流指令値に変換し、回転電気機械の制御系の周波数特性をシステムの同定によって任意周波数成分の複素ベクトルで表現したモデル化を行い、このモデルを使って任意周波数成分のトルクリプルの実部・虚部を周期性外乱オブザーバで推定し、この周期性外乱を抑圧するように前記ｄ，ｑ軸電流指令値にフィードバック補償電流を重畳する回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置であって、
　回転電気機械の軸トルク検出値Ｔdetと脈動抽出フィルタＧFおよび回転位相θから回転電気機械システムのトルクリプルが有するｎ次周波数成分別のトルク脈動の余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnを求めるトルクリプル抽出部と、
　前記余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnおよび回転電気機械の回転速度ωからトルクリプルのｎ次補償電流余弦係数Ｉ＾Anと正弦係数Ｉ＾Bnを推定する周期性外乱オブザーバと、
　前記余弦係数Ｉ＾Anと正弦係数Ｉ＾Bnをトルクリプル補償電流指令値とし、これら余弦係数Ｉ＾Anと正弦係数Ｉ＾Bnと回転電気機械の回転位相θから回転電気機械システムの周期性外乱抑制のフィードバック補償電流を求める補償電流生成部とを備え、
　前記周期性外乱オブザーバは、
　トルク指令値からトルク検出値までのｎ次トルクリプル周波数成分別の回転電気機械システムの伝達関数をｎ次成分実部Ｐ＾Anとｎ次成分虚部Ｐ＾Bnの１次元複素ベクトルで同定した値を推定しておく手段と、
　前記余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnおよび前記ｎ次成分実部Ｐ＾Anとｎ次成分虚部Ｐ＾Bnから、次式
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
の演算によって周期性外乱を含む電流推定値の実部Ｉ＾Anおよび虚部Ｉ＾Bnを求める手段と、
　前記電流推定値の実部Ｉ＾Anおよび虚部Ｉ＾Bnのそれぞれから、前記脈動抽出フィルタＧFを介した補償電流指令値ＩAn *、ＩBn *を差し引き、周期性外乱電流を打ち消すための周期性外乱電流実部ｄＩ＾Anおよび虚部ｄＩ＾Bnの推定値を得る手段と、
を備えたことを特徴とする。
　（２）前記脈動抽出フィルタＧFは、１次ローパスフィルタまたは高次の低域通過フィルタとしたことを特徴とする。
　（３）回転電気機械システムのトルク指令値または速度指令値をベクトル制御における回転座標系のｄ，ｑ軸電流指令値に変換し、回転電気機械の制御系の周波数特性をシステムの同定によって任意周波数成分の複素ベクトルで表現したモデル化を行い、このモデルを使って周期性外乱を推定し、この周期性外乱を抑圧するように前記ｄ，ｑ軸電流指令値にフィードバック補償電流を重畳する回転電気機械のトルクリプル抑制制御方法であって、
　トルクリプル抽出部は、回転電気機械の軸トルク検出値Ｔdetと脈動抽出フィルタＧFおよび回転位相θから回転電気機械システムのトルクリプルが有するｎ次周波数成分別のトルク脈動の余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnを求め、
　周期性外乱オブザーバは、前記余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnおよび回転電気機械の回転速度ωからトルクリプルのｎ次補償電流余弦係数Ｉ＾Anと正弦係数Ｉ＾Bnを推定し、
　補償電流生成部は、前記余弦係数Ｉ＾Anと正弦係数Ｉ＾Bnをトルクリプル補償電流指令値とし、これら余弦係数Ｉ＾Anと正弦係数Ｉ＾Bnと回転電気機械の回転位相θから回転電気機械システムの周期性外乱抑制のフィードバック補償電流を求め、
　前記周期性外乱オブザーバは、
　トルク指令値からトルク検出値までのｎ次トルクリプル周波数成分別の回転電気機械システムの伝達関数をｎ次成分実部Ｐ＾Anとｎ次成分虚部Ｐ＾Bnの１次元複素ベクトルで同定した値を推定しておき、
　前記余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnおよび前記ｎ次成分実部Ｐ＾Anとｎ次成分虚部Ｐ＾Bnから、次式
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
の演算によって周期性外乱を含む電流推定値の実部Ｉ＾Anおよび虚部Ｉ＾Bnを求め、
　前記電流推定値の実部Ｉ＾Anおよび虚部Ｉ＾Bnのそれぞれから、前記脈動抽出フィルタＧFを介した補償電流指令値ＩAn *、ＩBn *を差し引き、周期性外乱電流を打ち消すための周期性外乱電流実部ｄＩ＾Anおよび虚部ｄＩ＾Bnの推定値を得ることを特徴とする。
　以上のとおり、本発明によれば、周期性外乱オブザーバは、トルク指令値からトルク検出値までのｎ次トルクリプル周波数成分別のシステム伝達関数を実部Ｐ＾Anと虚部Ｐ＾Bnの１次元複素ベクトルで同定した値と、余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnおよびシステム伝達関数の実部Ｐ＾Anと虚部Ｐ＾Bnから、周期性外乱を含む電流推定値の実部Ｉ＾Anおよび虚部Ｉ＾Bnを求め、電流推定値の実部Ｉ＾Anおよび虚部Ｉ＾Bnのそれぞれから脈動抽出フィルタＧFを介した補償電流指令値ＩAn *、ＩBn *を差し引き、周期性外乱電流を打ち消すための周期性外乱電流実部ｄＩ＾Anおよび虚部ｄＩ＾Bnの推定値を得るようにしたため、多慣性系システムやインバータ応答等の複雑な電気機械特性にも対応して、トルクリプルを高精度に抑制できる。
周期性外乱オブザーバによるトルクリプル抑制制御の演算ブロック図。 従来のトルクリプル抑制制御装置の基本構成図。 従来のトルクリプル抑制装置の制御ブロック図。 周波数伝達関数のノンパラメトリック推定によるシステム同定結果。 従来の周期性外乱オブザーバによるトルクリプル抑制制御の演算ブロック図。
　図１は、本実施形態における周期性外乱オブザーバによるトルクリプル抑制制御の演算ブロック図である。
　トルクリプル抽出部３２（図３のトルクリプル脈動周波数成分抽出部１９）は、前記の（３）～（５）式を基にした演算を行い、ｎ次トルク脈動抽出成分（余弦係数）ＴAnとｎ次トルク脈動抽出成分（正弦係数）ＴBnを求める。周期性外乱オブザーバ３１（図３のトルクリプル抑制制御部２１）では、非特許文献１で提案した周期性外乱オブザーバと類似するが、トルクリプル同期座標で構成するため、トルクリプル検出値から周期性外乱電流を推定するための逆システムのモデルには（１４）式で示した１次元複素ベクトルの逆特性を用いる。
　まず、（２）式で示したｎ次補償電流ｉqcn *を複素ベクトルで表現すると、オイラーの公式から以下のように変換される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　同様に、ｎ次成分のトルクリプル検出値Ｔdetを以下のように表現する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　ここで、（１３）式の実システムを用いると、以下の関係が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　ｄｉn：ｎ次周期性外乱電流
　ｎ次周期性外乱電流ｄｉnは、以下のように表現できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ここで、システム同定結果を用いて（１４）、（１５）式を（１７）式に代入し、（５）式に示す抽出フィルタ特性を考慮すると、以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　（１６）式の複素フーリエ係数ｎ次成分ＴCn（ｎ＞０）を取り出すと、以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　同様に、（１９）式の複素フーリエ係数ｎ次成分ＴCn（ｎ＞０）を取り出すと、以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　（２０）式と（２１）式の実部・虚部の係数を比較し、以下の関係式を導くことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　周期性外乱を含む電流推定値の実部Ｉ＾An（≒ＩAn *＋ｄＩAn）および虚部Ｉ＾Bn（≒ＩBn *＋ｄＩBn）は、（２２）式から以下のように導かれる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　続いて、図１および（２４）式に示すとおり、外乱を含む電流推定値の実部Ｉ＾Anと虚部Ｉ＾Bnのそれぞれから、脈動抽出フィルタＧFを介した補償電流指令値ＩAn *、ＩBn *を差し引き、周期性外乱電流の実部ｄＩ＾Anおよび虚部ｄＩ＾Bnの推定値を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　上記（２４）式により周期性外乱電流が推定できるので、この推定値に基づいて図１に示すように、予め周期性外乱電流を打ち消すように周期性外乱電流指令値ｄＩAn *および虚部ｄＩBn *（通常０）から減算し、補償電流指令値実部ＩAn *および虚部ＩBn *を生成する。
　システム同定結果を正として、本制御系のトルクリプル検出値までの目標値応答は（２５）式、周期性外乱応答は（２６）式のように導出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　これらの式より、極配置は脈動抽出フィルタＧFの遮断周波数ωfによって決まり、（２６）式の最終値定理より、周期性外乱電流を抑制できることが分かる。
　本実施形態ではシステム同定結果に基づき、（２３）式の逆モデルが回転速度ω（トルクリプル周波数）に適応して変化する特徴を持ち、制御系パラメータが自動調整される。
　なお、本実施形態では、脈動抽出フィルタＧFとして、最も簡易的な１次ローパスフィルタの事例で解説したが、高次の低域通過フィルタを用いても同様に周期性外乱を抑制できる。
　１１　指令値変換部
　１２　電流ベクトル制御部
　１３　モータ
　１４　負荷装置
　１５　座標変換部
　１６　電流センサ
　１７　回転位相／速度検出部
　１８　回転位置センサ
　１９　トルク脈動周波数成分抽出部
　２０　軸トルク検出器
　２１　トルクリプル抑制制御部
　２２　補償電流生成部
　３１　周期性外乱オブザーバ部
　３２　トルクリプル抽出部
　３３　実システム

Claims (3)

  1. 　回転電気機械システムのトルク指令値または速度指令値をベクトル制御における回転座標系のｄ，ｑ軸電流指令値に変換し、回転電気機械の制御系の周波数特性をシステムの同定によって任意周波数成分の複素ベクトルで表現したモデル化を行い、このモデルを使って任意周波数成分のトルクリプルの実部・虚部を周期性外乱オブザーバで推定し、この周期性外乱を抑圧するように前記ｄ，ｑ軸電流指令値にフィードバック補償電流を重畳する回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置であって、
    　回転電気機械の軸トルク検出値Ｔdetと脈動抽出フィルタＧFおよび回転位相θから回転電気機械システムのトルクリプルが有するｎ次周波数成分別のトルク脈動の余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnを求めるトルクリプル抽出部と、
    　前記余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnおよび回転電気機械の回転速度ωからトルクリプルのｎ次補償電流余弦係数Ｉ＾Anと正弦係数Ｉ＾Bnを推定する周期性外乱オブザーバと、
    　前記余弦係数Ｉ＾Anと正弦係数Ｉ＾Bnをトルクリプル補償電流指令値とし、これら余弦係数Ｉ＾Anと正弦係数Ｉ＾Bnと回転電気機械の回転位相θから回転電気機械システムの周期性外乱抑制のフィードバック補償電流を求める補償電流生成部とを備え、
    　前記周期性外乱オブザーバは、
    　トルク指令値からトルク検出値までのｎ次トルクリプル周波数成分別の回転電気機械システムの伝達関数をｎ次成分実部Ｐ＾Anとｎ次成分虚部Ｐ＾Bnの１次元複素ベクトルで同定した値を推定しておく手段と、
    　前記余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnおよび前記ｎ次成分実部Ｐ＾Anとｎ次成分虚部Ｐ＾Bnから、次式
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     の演算によって周期性外乱を含む電流推定値の実部Ｉ＾Anおよび虚部Ｉ＾Bnを求める手段と、
    　前記電流推定値の実部Ｉ＾Anおよび虚部Ｉ＾Bnのそれぞれから、前記脈動抽出フィルタＧFを介した補償電流指令値ＩAn *、ＩBn *を差し引き、周期性外乱電流を打ち消すための周期性外乱電流実部ｄＩ＾Anおよび虚部ｄＩ＾Bnの推定値を得る手段と、
    を備えたことを特徴とする回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置。
  2. 　前記脈動抽出フィルタＧFは、１次ローパスフィルタまたは高次の低域通過フィルタとしたことを特徴とする請求項１に記載の回転電気機械のトルクリプル抑制制御装置。
  3. 　回転電気機械システムのトルク指令値または速度指令値をベクトル制御における回転座標系のｄ，ｑ軸電流指令値に変換し、回転電気機械の制御系の周波数特性をシステムの同定によって任意周波数成分の複素ベクトルで表現したモデル化を行い、このモデルを使って周期性外乱を推定し、この周期性外乱を抑圧するように前記ｄ，ｑ軸電流指令値にフィードバック補償電流を重畳する回転電気機械のトルクリプル抑制制御方法であって、
    　トルクリプル抽出部は、回転電気機械の軸トルク検出値Ｔdetと脈動抽出フィルタＧFおよび回転位相θから回転電気機械システムのトルクリプルが有するｎ次周波数成分別のトルク脈動の余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnを求め、
    　周期性外乱オブザーバは、前記余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnおよび回転電気機械の回転速度ωからトルクリプルのｎ次補償電流余弦係数Ｉ＾Anと正弦係数Ｉ＾Bnを推定し、
    　補償電流生成部は、前記余弦係数Ｉ＾Anと正弦係数Ｉ＾Bnをトルクリプル補償電流指令値とし、これら余弦係数Ｉ＾Anと正弦係数Ｉ＾Bnと回転電気機械の回転位相θから回転電気機械システムの周期性外乱抑制のフィードバック補償電流を求め、
    　前記周期性外乱オブザーバは、
    　トルク指令値からトルク検出値までのｎ次トルクリプル周波数成分別の回転電気機械システムの伝達関数をｎ次成分実部Ｐ＾Anとｎ次成分虚部Ｐ＾Bnの１次元複素ベクトルで同定した値を推定しておき、
    　前記余弦係数ＴAnと正弦係数ＴBnおよび前記ｎ次成分実部Ｐ＾Anとｎ次成分虚部Ｐ＾Bnから、次式
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
     の演算によって周期性外乱を含む電流推定値の実部Ｉ＾Anおよび虚部Ｉ＾Bnを求め、
    　前記電流推定値の実部Ｉ＾Anおよび虚部Ｉ＾Bnのそれぞれから、前記脈動抽出フィルタＧFを介した補償電流指令値ＩAn *、ＩBn *を差し引き、周期性外乱電流を打ち消すための周期性外乱電流実部ｄＩ＾Anおよび虚部ｄＩ＾Bnの推定値を得ることを特徴とする回転電気機械のトルクリプル抑制制御方法。
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