WO2011104955A1

WO2011104955A1 - 信号処理回路とこの回路を有する通信装置

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Publication number: WO2011104955A1
Application number: PCT/JP2010/070699
Authority: WO
Inventors: 前畠　貴; ミハイルイラリオノフ
Original assignee: 住友電気工業株式会社
Priority date: 2010-02-24
Filing date: 2010-11-19
Publication date: 2011-09-01
Also published as: EP2541817A4; EP2541817A1; KR20130009948A; US8787495B2; JP2011176577A; TWI511490B; US20120321014A1; JP5201158B2; KR101643030B1; CN102783060A; CN102783060B; TW201210230A

Abstract

　本発明の課題は、周波数帯域Ｂ１，Ｂ２ごとに平均電力が異なるＩＱベースバンド信号でも、ＳＮＲを悪化させずに適切に振幅を制限できるようにすることである。　本発明は、電力増幅回路５に入力する変調波信号のＰＡＰＲを低減するための信号処理回路９に関する。この信号処理回路９は、変調波信号のＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐを算出する電力算出部１３と、ＩＱベースバンド信号をその周波数帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの平均電力に対応して相殺可能な相殺信号Ｉｃ，Ｑｃを用いて、瞬時電力Ｐの上限が所定の閾値Ｐth相当となるようにクリッピング処理等を行ってＩＱベースバンド信号の振幅を制限する信号処理部１７と、を備える。

Description

信号処理回路とこの回路を有する通信装置

　本発明は、ＩＱベースバンド信号にクリッピング処理等による振幅制限を行う信号処理回路と、この回路を有する通信装置に関する。より具体的には、無線送信機における電力増幅回路に入力するＩＱベースバンド信号の振幅制限をより適切に行うための、振幅制限方法の改良に関する。

　例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex ：直交周波数分割多重）方式やＷ－ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式のような、複数の搬送波を用いて送信信号を変調する方式では、搬送波の位相が重なり合って大きなピーク電力を持つ信号になることがある。
　その一方で、電力増幅器（パワーアンプ）には優れた線形性が要求されるが、最大出力を超えるレベルの信号が入力されると、出力が飽和して非線形歪みが増大する。

　このため、大きなピーク電力の信号を非線形増幅器に入力すると出力信号に非線形歪みが生じ、受信側における受信特性の劣化や帯域外輻射の原因となる。
　ピーク電力に対して非線形歪みを増大させないためには、ダイナミックレンジの広い電力増幅器が必要となるが、頻繁には出現しないピーク電力のために増幅器のダイナミックレンジを広げると、時間軸上の波形の平均電力と短時間のピーク電力との比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio）が大きくなり、電力効率が悪くなる。

　従って、出現頻度が低い大きなピーク電力の信号については、そのまま増幅器に入力するよりも入力前に抑制する方が合理的である。そこで、電力増幅前のＩＱベースバンド信号のピーク電力を抑制するため、所定の閾値を超えるピーク電力のＩＱベースバンド信号に対して瞬間的に逆向きの振幅を与えるクリッピング処理を行うものがある。
　かかるクリッピング処理は、時間軸上でインパルス状の信号を逆向きに印加する処理であるから、周波数軸上では、広い周波数帯域のノイズが印加されるのと同じこととなる。そのため、クリッピング処理のみを単純に行った場合には、帯域外にノイズを生じさせるという問題がある。

　そこで、かかる帯域外輻射の問題に対処するため、ＮＳ－ＣＦＲ（Noise Shaping-Crest Factor Reduction）及びＰＣ－ＣＦＲ（Peak Cancellation - Crest Factor Reduction）と呼ばれるピーク電力抑制回路が知られている。
　このうち、ＮＳ－ＣＦＲ回路は、瞬時電力が閾値を超えるＩＱベースバンド信号のピーク成分（閾値からの増分）に対して、ローパスフィルタやＦＩＲ（Finite Impulse Response ）フィルタ等でフィルタリングを行って帯域制限し、この帯域制限後のピーク成分を元のＩＱベースバンド信号から減算するものである（特許文献１参照）。

　また、ＰＣ－ＣＦＲ回路は、クリッピングしても帯域外輻射を生じさせないための相殺用パルス（基本関数波形）を予め設定しておき、瞬時電力が閾値を超えるＩＱベースバンド信号のピーク成分（閾値からの増分）にその相殺用パルスを乗算して求めた相殺信号を、元のＩＱベースバンド信号から減算するものである（特許文献２及び３参照）。

特許第３９５４３４１号公報特許第３８５３５０９号公報特開２００４－１３５０８７号公報（図１～図６）

　ところで、例えば、多数の携帯電話と通信する基地局装置の場合には、ある周波数帯域では、遠方の携帯電話機と通信するために送信電力を比較的高めに設定し、別の周波数帯域では、近隣の携帯電話機と通信するために送信電力を比較的低めに設定することで、周波数帯域ごとに送信電力を変化させる場合がある。
　この場合、ピーク電力抑制回路に入力されるＩＱベースバンド信号の平均電力も、周波数帯域ごとに変化することになる。

　ところが、上記従来のピーク電力抑制回路では、すべての周波数帯域でのＩＱベースバンド信号の平均電力が一定であると仮定して相殺信号を生成し、この相殺信号を元のＩＱベースバンド信号から減算してクリッピング処理するようになっている。
　このため、従来のピーク電力抑制回路では、平均電力が比較的低い周波数帯域については、相殺信号の減算によって必要以上にＳＮＲ（Signal to Noise Ratio ）が低下して通信不能になるおそれがあった。

　本発明は、かかる従来の問題点に鑑み、周波数帯域ごとに平均電力が異なるＩＱベースバンド信号でも、ＳＮＲを悪化させずに適切に振幅を制限することができる信号処理回路等を提供することを目的とする。

　（１）　本発明の信号処理回路は、電力増幅回路に入力する変調波信号のＰＡＰＲを低減するための信号処理回路であって、前記変調波信号のＩＱベースバンド信号の瞬時電力を算出する電力算出部と、前記ＩＱベースバンド信号をその周波数帯域ごとの平均電力に対応して相殺可能な相殺信号を用いて、前記瞬時電力の上限又は下限若しくはこれらの双方が所定の閾値相当となるように前記ＩＱベースバンド信号の振幅を制限する信号処理部と、を備えていることを特徴とする。

　本発明の信号処理回路によれば、上記信号処理部が、ＩＱベースバンド信号の周波数帯域ごとの平均電力に対応して相殺可能な相殺信号を用いて当該ＩＱベースバンド信号の振幅を制限するので、各周波数帯域における電力が相殺信号によって必要以上に変動するのを防止することができる。
　このため、周波数帯域ごとに平均電力が異なるＩＱベースバンド信号の場合でも、ＳＮＲを悪化させずに適切に振幅を制限することができる。

　（２）　本発明の信号処理回路において、前記信号処理部は、前記瞬時電力の上限を規定する第１の閾値からの前記ＩＱベースバンド信号の増分に所定の相殺用パルスを乗算して得られる前記相殺信号を、元の前記ＩＱベースバンド信号から減算して、当該ＩＱベースバンド信号を前記第１の閾値相当の瞬時電力に抑制するクリッピング処理を行うものを採用することができる。

　（３）　また、本発明の信号処理回路において、前記信号処理部は、前記瞬時電力の下限を規定する第２の閾値からの前記ＩＱベースバンド信号の減分に所定の相殺用パルスを乗算して得られる前記相殺信号を、元の前記ＩＱベースバンド信号に加算して、当該ＩＱベースバンド信号を前記第２の閾値相当の瞬時電力に底上げするブースティング処理を行うものであってもよい。

　（４）　更に、本発明の信号処理回路において、前記信号処理部は、前記クリッピング処理と前記ブースティング処理の双方を実行可能であってもよい。　
　（５）　本発明の信号処理回路において、上記閾値からの増分又は減分に相殺用パルスを乗算した相殺信号を用いる場合には、前記周波数帯域ごとに求められた基本パルスにその周波数帯域ごとの平均電力の相対比率をそれぞれ乗算して総和をとることにより、前記相殺用パルスを生成するパルス生成部を、更に備えている必要がある。

　（６）　このパルス生成部は、具体的には、前記周波数帯域ごとの前記相対比率をそれぞれ算出する比率算出部と、前記周波数帯域ごとの前記相殺波形を記憶する波形記憶部と、算出された前記相対比率を対応する前記相殺波形にそれぞれ乗算して総和をとる乗加算部と、から構成することができる。

　（７）　本発明の信号処理回路において、前記信号処理部が、前記相殺用パルスを保持するパルス保持部を有する場合には、前記乗加算部は、算出された前記相対比率が変動した場合にのみその変動後の当該相対比率を用いた乗算及び総和を実行し、その結果生成された前記相殺用パルスを前記パルス保持部に出力することが好ましい。
　この場合、相対比率が変動しない限り乗加算器が乗算及び総和を実行せず、パルス保持部が従前の相殺用パルスを維持する。このため、相殺用パルスを愚直に毎回生成する場合に比べて、回路の演算負荷を低減することができる。

　（８）　ところで、ある周波数帯域の平均電力の相対比率は、当該周波数帯域の瞬時電力の平方根を所定のサンプリング周期で累積し、その累積値を、各周波数帯域の累積値の総和で除算することで算出できるが、かかる除算を含む演算をリアルタイムで正確に処理するためには、有効桁数を大きく取る必要があり回路規模が大きくなる。
　その一方で、デジタル信号処理では演算処理が２進数で実行されるので、２のべき乗で除算するようにすれば、小数点の位置が変化するだけで実質的には除算の必要がない。

　そこで、本発明の信号処理回路において、前記比率算出部は、前記周波数帯域ごとの瞬時電力の平方根を累積し、その累積値の総和が２のべき乗±δ（δは十分小さい所定値）になった場合に、当該２のべき乗で前記累積値を除算することにより、前記相対比率を算出することが好ましい。
　この場合、各累積値の小数点の位置を変化させるだけで相対比率を算出できるので、回路規模を増大させなくても、相対比率を正確かつ迅速に算出することができる。

　（９）　また、本発明の信号処理回路において、前記比率算出部は、前記ＩＱベースバンド信号の平均電力が時間的に変動する可能性のある制御周期内に、前記相対比率の算出を実行することが好ましい。
　その理由は、上記制御周期内で相対比率の算出を実行すれば、ＩＱベースバンド信号の平均電力が余り変動しない安定状態で相対比率を算出することができ、正確な相対比率が得られるからである。

　（１０）　一方、例えば、多数の携帯電話と通信する基地局装置の場合には、現状の通話量に対応して、送信電力が時間帯ごとに大幅に変動する場合がある。
　しかし、従来のピーク電力抑制回路では、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力のピークを検出する閾値が固定値であるため、最大通話量に対応して送信電力が大きい時間帯でしか動作しない。このため、従来のピーク電力抑制回路では、通話量が比較的少ないために、ＩＱベースバンド信号の平均電力が小さい時間帯では動作せず、パワーアンプの電力効率を向上できないことがあった。

　そこで、本発明の信号処理回路は、前記信号処理部で用いる前記閾値を前記ＩＱベースバンド信号の平均電力が時間的に変動する可能性のある制御周期ごとに更新する閾値更新部を、更に備えていることが好ましい。
　この場合、上記閾値更新部が、信号処理部で用いる閾値を上記制御周期ごとに更新するので、例えば、ＩＱベースバンド信号の平均電力が比較的小さい時間帯でも、瞬時電力の抑制を確実に行うことができる。

　より具体的には、本発明の信号処理回路をＬＴＥ（Long Term Evolution ）方式の送信機に使用する場合には、前記制御周期として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex ）のシンボル周期を採用すればよく、Ｗ－ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式の送信機に使用する場合には、前記制御周期として、クローズドループ送信電力制御の制御周期を採用すればよい。
　その理由は、ＬＴＥでは、ＯＦＤＭのシンボル周期は送信電力が大きく変動し得る最小の時間単位だからであり、Ｗ－ＣＤＭＡでは、クローズドループ送信電力制御の制御周期が、送信電力が大きく変動し得る最小の時間単位だからである。

　（１１）　本発明の通信装置は、本発明の信号処理回路と、その後段に配置された前記電力増幅回路とが搭載された送信機を有するものであり、本発明の信号処理回路と同様の作用効果を奏する。

　以上の通り、本発明によれば、ＩＱベースバンド信号の周波数帯域ごとの平均電力に対応して相殺可能な相殺信号によってＩＱベースバンド信号の振幅を制限するようにしたので、周波数帯域ごとに平均電力が異なるＩＱベースバンド信号でも、ＳＮＲを悪化させずに適切に振幅を制限することができる。

第１実施形態に係る無線通信システムの全体構成図である。基地局装置のＯＦＤＭ送信機の要部を示す機能ブロック図である。第１実施形態に係る信号処理回路の機能ブロック図である。パルス生成部の機能ブロック図である。比率算出部が実行する演算ロジックを示すフローチャートである。ＩＱベースバンド信号と閾値との関係を示すＩＱ平面の座標図である。ＬＴＥのダウンリンクフレームのフレーム構成図である。第２実施形態に係る信号処理回路の機能ブロック図である。ＩＱベースバンド信号の瞬時電力と逐次更新される閾値の時間的変化を示すグラフである。第３実施形態に係る無線通信システムの全体構成図である。第３実施形態に係る信号処理回路の機能ブロック図である。ブースティング処理を行った場合のＩＱベースバンド信号と第２の閾値との関係を示すＩＱ平面の座標図である。ＩＱベースバンド信号の瞬時電力と逐次更新される第２の閾値の時間的変化を示すグラフである。クリッピングとブースティングの双方処理を行った場合のＩＱベースバンド信号と第１及び第２の閾値との関係を示すＩＱ平面の座標図である。基本バルスのバリエーションを示す時間領域のグラフである。

　以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態を説明する。
　〔第１実施形態〕
　〔無線通信システム〕
　図１は、本発明を好適に適用可能な、第１実施形態に係る無線通信システムの全体構成図である。
　図１に示すように、本実施形態の無線通信システムは、基地局装置（ＢＳ：Base Station）１と、この装置１のセル内で当該装置１と無線通信を行う複数の移動端末（ＭＳ：Mobile Station）２とから構成されている。

　この無線通信システムでは、基地局装置１と移動端末２との間の変調方式として、ＯＦＤＭ方式が採用されている。この方式は、送信データを多数の搬送波（サブキャリア）に乗せるマルチキャリアのデジタル変調方式であり、各サブキャリアは互いに直交しているため、周波数軸で重なりが生じる程に密にデータを並べられる利点がある。

　また、本実施形態の無線通信システムは、ＬＴＥ（Long Term Evolution ）方式が適用される携帯電話用のシステムよりなり、各基地局装置１と移動端末２との間においてＬＴＥ方式に準拠した通信が行われる。
　かかるＬＴＥ方式に基づく基地局装置１では、例えば５ＭＨｚ単位でダウンリンクフレームの周波数帯域を設定可能であり、セル内の各移動端末２に下り信号を送信する場合において、その周波数帯域ごとに送信電力を変更可能になっている。

　図１に示す例では、基地局装置１が２種類の周波数帯域Ｂ１，Ｂ２でダウンリンクフレームを送信する場合を例示しており、周波数が小さい方の第１帯域Ｂ１の送信電力が大きく設定され、周波数が大きい方の第２帯域Ｂ２での送信電力が小さく設定されている。
　このため、図１に破線で示すように、送信電力が大きい第１帯域Ｂ１の下り信号が届く通信エリアＡ１は、送信電力が小さい第２帯域Ｂ２の下り信号が届く通信エリアＡ２よりも遠方でかつ広範囲になっている。

　上記通信エリアＡ１，Ａ２が重複するエリア内では、移動端末２が第１及び第２帯域Ｂ１，Ｂ２が双方で通信可能となるので、通話量が多い場合でも移動端末２の通信が確実に行われることになる。
　なお、本発明を適用可能な無線通信システムはＬＴＥ方式に限られるものではなく、Ｗ－ＣＤＭＡ方式であってもよいが、以下では、本発明をＬＴＥ方式の基地局装置１に適用した場合を想定して説明を進める。

　〔ＬＴＥのダウンリンクフレーム〕
　図７は、ＬＴＥのダウンリンクフレームの構造を示す図である。図中、縦軸方向は周波数を示しており、横軸方向は時間を示している。
　図７に示すように、ダウンリンク（ＤＬ）フレームを構成する合計１０個のサブフレーム（subframe♯０～♯９）は、それぞれ２つのスロット（slot♯０とslot♯１）により構成されており、１つのスロットは７個のＯＦＤＭシンボルにより構成されている（Normal Cyclic Prefixの場合）。

　また、図中、データ伝送の上での基本単位であるリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）は、周波数軸方向に１２サブキャリア、時間軸方向に７ＯＦＤＭシンボル（１スロット）として定められている。
　従って、例えば、ＤＬフレームの周波数帯域幅が５ＭＨｚに設定されている場合には、３００個のサブキャリアが配列されるので、リソースブロックは、周波数軸方向に２５個配置される。

　なお、１つのサブフレームの送信時間は１ｍｓであり、本実施形態では、１つのサブフレームを構成する２つのスロットがそれぞれ７個のＯＦＤＭシンボルを含むので、１つのＯＦＤＭシンボルの送信周期（シンボル周期）は、１／１４ｍｓ（＝約０．０７１ｍｓ）となっている。

　図７に示すように、各サブフレームの先頭には、基地局装置１が移動端末２に対し、下り通信に必要な情報を送信するための制御チャネルが割り当てられている。
　この制御チャネルには、ＤＬ制御情報や、当該サブフレームのリソース割当情報、ハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ：Hybrid Automatic Report Request）による受信成功通知（ＡＣＫ：Acknowledgement）、受信失敗通知（ＮＡＣＫ：Negative Acknowledgement）等が格納される。

　図７に示すＤＬフレームにおいて、ＰＢＣＨ（Physical Broadcast CHannel）は、ブロードキャスト送信によってシステムの帯域幅等を端末装置に通知するための同報チャネルであり、０番目（♯０）及び６番目（♯５）のサブフレームには、基地局装置１やセルを識別するための信号である、第１同期信号（Ｐ－ＳＣＨ：Primary Synchronization CHannel）及び第２同期信号（Ｓ－ＳＣＨ：Secondary Synchronization CHannel）が割り当てられている。

　また、上記の各チャネルが割り当てられていない他の領域（図７中でハッチングのない領域）のリソースブロックは、ユーザデータ等を格納するためのＤＬ共有通信チャネル（ＰＤＳＣＨ：Physical Downlink Shared CHannel）として用いられる。
　上記ＰＤＳＣＨに格納されるユーザデータの割り当てについては、各サブフレームの先頭に割り当てられている上記制御チャネル内のリソース割当情報で規定されており、移動端末２は、このリソース割当情報により、自己に対するデータがサブフレーム内に格納されているか否かを判断できる。

　〔送信機の構成〕
　図２は、基地局装置１のＯＦＤＭ送信機３の要部を示す機能ブロック図である。
　この送信機３は、送信用プロセッサ４と電力増幅回路５とを備えており、送信用プロセッサ４は、例えば、１又は複数のメモリやＣＰＵを内部に有するＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array ）により構成されている。

　上記ＦＰＧＡは、プロセッサの出荷時や基地局装置１の製造時等において、各種の論理回路に対する構成情報を予め設定（コンフィギュレーション）可能であり、かかる設定作業を経ることにより、図２に示す各機能部６～１０が構成されている。
　すなわち、本実施形態の送信用プロセッサ４は、左から順に、Ｓ／Ｐ変換部６、マッピング部７、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）部８、信号処理部９及び直交変調部１０を含んでいる。

　送信用プロセッサ４に入力されたシリアルの信号列は、Ｓ／Ｐ（シリアルパラレル）変換部６において複数の信号列に変換され、変換された各パラレルの信号列は、マッピング部７において、所定の振幅と位相の組み合わせからなる複数のサブキャリア信号ｆ１，ｆ２，……ｆｎに変換される。
　この各サブキャリア信号ｆ１，ｆ２，……ｆｎは、ＩＦＦＴ部８によって時間軸上で互いに直交するベースバンド信号としてのＩ信号及びＱ信号に変換される。

　本実施形態では、基地局装置１が２種類の周波数帯域Ｂ１，Ｂ２で下り信号を送信する場合を想定しているので、図２に示すように、サブキャリアが第１帯域Ｂ１に含まれる第１信号Ｉ１，Ｑ１と、サブキャリアが第２帯域Ｂ２に含まれる第２信号Ｉ２，Ｑ２とがＩＦＦＴ部８から出力される。
　この第１信号Ｉ１，Ｑ１と第２信号Ｉ２，Ｑ２は、後段の信号処理部（本実施形態の信号処理回路）９に入力され、この処理部９において所定の信号処理が施される。

　信号処理後のＩＱ信号（Ｉout，Ｑout）は、直交変調部１０において直交変調されて変調波信号となり、この変調波信号は、後段の電力増幅回路５に入力される。
　なお、本実施形態の信号処理回路９は、第１信号Ｉ１，Ｑ１と第２信号Ｉ２，Ｑ２の時間軸上の合成信号であるＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐが、所定の閾値Ｐthよりも大きくならないように、当該ＩＱベースバンド信号をクリッピング処理するものであるが、その詳細については後述する。

　電力増幅回路５は、直交変調部１０から入力された変調波信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換回路と、変換後のアナログ信号をＲＦ周波数にアップコンバートするコンバータと、そのアナログ信号の電力を増幅するパワーアンプとを含み、増幅後のＲＦ信号はアンテナから外部に送出される。
　本実施形態の電力増幅回路５としては、パワーアンプのドレイン電圧が一定である固定電圧方式であってもよいが、高周波増幅器の高効率化を図る観点からは、ＥＴ（Envelope Tracking）方式を採用することが好ましい。

　このＥＴ方式の電力増幅回路５は、パワーアンプに入力する変調波信号から振幅情報（エンベロープ）を抽出し、その振幅情報に対応するドレイン電圧をパワーアンプに印加することにより、パワーアンプをほぼ飽和に近い状態で動作させるものであり、これにより、固定電圧の場合の動作時に生じる電力ロスが低減され、パワーアンプの高効率化を実現することができる。

　〔信号処理回路の構成〕
　図３は、本発明の第１実施形態に係る信号処理回路９の機能ブロック図である。
　なお、以下において、第１信号Ｉ１，Ｑ１と第２信号Ｉ２，Ｑ２の合成信号を単に「ＩＱベースバンド信号」或いは「ＩＱ信号」というものとする。
　また、第１信号Ｉ１，Ｑ１の瞬時電力をＰ１とし、第２信号Ｉ２，Ｑ２の瞬時電力をＰ２とし、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力をＰ（＝Ｐ１＋Ｐ２）とする。

　図３に示すように、本実施形態の信号処理回路９は、電力算出部１３～１５、パルス生成部１６、信号処理部１７及び遅延部１８，１９を含んでいる。
　このうち、電力算出部１３は、ＩＱベースバンド信号のＩ成分（＝Ｉ１＋Ｉ２）とＱ成分（＝Ｑ１＋Ｑ２）の２乗和よりなる瞬時電力Ｐを算出する。

　また、電力算出部１４は、第１信号Ｉ１，Ｑ１のＩ成分（Ｉ１）とＱ成分（Ｑ１）の２乗和よりなる第１信号Ｉ１，Ｑ１の瞬時電力Ｐ１（＝Ｉ１²＋Ｑ１²）を算出し、電力算出部１５は、第２信号Ｉ２，Ｑ２のＩ成分（Ｉ２）とＱ成分（Ｑ２）の２乗和よりなる第２信号Ｉ２，Ｑ２の瞬時電力Ｐ２（＝Ｉ２²＋Ｑ２²）を算出する。

　本実施形態の信号処理部１７は、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐが所定の閾値Ｐthを超える場合に、その閾値Ｐthからの増分ΔＩ，ΔＱに所定の相殺用パルスＳを乗算して得られる相殺信号Ｉｃ，Ｑｃを、元のＩＱベースバンド信号から減算することにより、ＩＱベースバンド信号を閾値Ｐth相当の瞬時電力Ｐに抑制するクリッピング処理を行う、ＰＣ－ＣＦＲ回路より構成されている。
　具体的には、この信号処理部１７は、差分率算出部２０、比較部２１、パルス保持部２２及び加減算器２３，２４を含む。

　差分率算出部２０は、電力算出部１３が算出した瞬時電力Ｐと、予め設定された所定の閾値Ｐthとを用いて、瞬時電力Ｐの閾値Ｐthに対する増分率｛１－SQRT（Ｐth／Ｐ）｝を算出し、この増分率｛１－SQRT（Ｐth／Ｐ）｝を、乗算器を介してＩＱベースバンド信号の各成分（Ｉ，Ｑ）に乗算する。
　従って、ＩＱベースバンド信号の閾値Ｐthを超えた分の増分ΔＩ，ΔＱが、次式に基づいて算出される。なお、この場合、SQRT（・）は、括弧内の変数の平方根を取る関数である（以下、同様）。
　ΔＩ＝｛１－SQRT（Ｐth／Ｐ）｝×Ｉ
　ΔＱ＝｛１－SQRT（Ｐth／Ｐ）｝×Ｑ

　比較部２１は、電力算出部１３で算出された瞬時電力Ｐと閾値Ｐthとを比較し、瞬時電力Ｐが閾値Ｐthよりも大きい場合に、相殺用パルスＳの出力指令をパルス保持部２２に発する。
　パルス保持部２２は、後述するパルス生成部１６が出力する相殺用パルスＳを一時的に保持する、デュアルポートＲＡＭ等よりなるメモリを有しており、比較部２１から指令を受けた場合は、その時点で保持している相殺用パルスＳを上記増分ΔＩ，ΔＱに乗算して相殺信号Ｉｃ，Ｑｃを算出する。

　また、パルス保持部２２は、比較部２１から指令を受けてない場合は、上記増分ΔＩ，ΔＱにゼロを乗算する。
　従って、瞬時電力Ｐが閾値Ｐthを超えているＩＱベースバンド信号については、次の式に基づいて算出された相殺信号Ｉｃ，Ｑｃが加減算器２３，２４に入力される。
　Ｉｃ＝ΔＩ×Ｓ＝｛１－SQRT（Ｐth／Ｐ）｝×Ｉ×Ｓ
　Ｑｃ＝ΔＱ×Ｓ＝｛１－SQRT（Ｐth／Ｐ）｝×Ｑ×Ｓ

　加減算器２３，２４の前段にある遅延部１８，１９は、電力算出部１３や、信号処理部１７における演算処理の時間だけＩＱベースバンド信号を遅延させる。また、加減算器２３，２４は、遅延されたＩＱ信号の各成分Ｉ，Ｑから相殺信号Ｉｃ，Ｑｃをそれぞれ減算し、信号処理後のＩＱ信号であるＩout，Ｑoutを出力する。
　この減算により、瞬時電力Ｐが閾値Ｐthを超えるＩＱベースバンド信号については、閾値Ｐth相当の瞬時電力の信号に補正される。また、瞬時電力Ｐが閾値Ｐth以下のＩＱベースバンド信号については、補正されずにそのまま出力される。

　図６は、上記クリッピング処理を行った場合のＩＱベースバンド信号と閾値Ｐthとの関係を示すＩＱ平面の座標図である。
　この図６に示すように、本実施形態の信号処理回路９による信号処理は、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐの外周側をカットするクリッピング処理である。このため、電力増幅回路５のパワーアンプに対するＰＡＰＲが低下するので、パワーアンプの電力効率が向上する。

　〔パルス生成部の構成〕
　図４は、パルス生成部１６の機能ブロック図である。
　このパルス生成部１６は、第１及び第２帯域Ｂ１，Ｂ２ごとに予め求められた基本パルスＳ１，Ｓ２に、その帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの平均電力の相対比率Ｃ１，Ｃ２をそれぞれ乗算して総和をとることにより、前記相殺用パルスＳを生成するものであり、比率算出部２６、波形記憶部２７及び乗加算部２８を有している。

　このうち、波形記憶部２７は、周波数帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの基本パルスＳ１，Ｓ２を記憶するメモリ等の記憶装置よりなる。なお、図４では各基本パルスＳ１，Ｓ２の双方が波形記憶部２７に予め記憶されているが、いずれか一方の基本パルスＳ１（or Ｓ２）だけを波形記憶部２７に記憶しておき、残りの基本パルスＳ２（or Ｓ１）については、ベースとなる波形を各周波数ｆ１，ｆ２ごとに周波数変換を行って生成することにしてもよい。
　この基本パルスＳ１，Ｓ２は、特許文献３（特開２００４－１３５０７８号公報）の場合と同様に、下り信号の送信に使用する周波数帯域Ｂ１，Ｂ２に含まれる複数本（例えば、Ｎ本とする。）の搬送波を、振幅を１／Ｎにしかつ位相を０にして、前記ＩＦＦＴ部８に入力して得られたＳｉｎｃ波形よりなるものである。この場合、ＩＦＦＴ部８の出力には実部Ｉだけが出現し、虚部Ｑはゼロになる。

　このように、第１及び第２帯域Ｂ１，Ｂ２用の各基本パルスＳ１，Ｓ２は、各々の帯域Ｂ１，Ｂ２に含まれる複数本のサブキャリアに対して、送信信号の場合と同じＩＦＦＴ部８で逆フーリエ変換を行って得られた実部Ｉの波形（Ｓｉｎｃ波形）である。
　従って、基本パルスＳ１，Ｓ２の周波数帯域は第１及び第２帯域Ｂ１，Ｂ２と一致しており、閾値Ｐthを超えるＩＱ信号の増分に、基本パルスＳ１，Ｓ２を乗算した相殺信号を用いてＩＱ信号をクリッピングしても、帯域Ｂ１，Ｂ２外の不要な周波数成分は発生しない。

　比率算出部２６には、電力算出部１４が算出する第１信号Ｉ１，Ｑ１の瞬時電力Ｐ１と、電力算出部１５が算出する第２信号Ｉ２，Ｑ２瞬時電力Ｐ１がそれぞれ入力される。比率算出部２６は、これらの瞬時電力Ｐ１，Ｐ２を用いて、周波数帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの平均電力の相対比率Ｃ１，Ｃ２を、次式に基づいて算出する。
　Ｃ１＝Σ√Ｐ１／（Σ√Ｐ１＋Σ√Ｐ２）
　Ｃ２＝Σ√Ｐ２／（Σ√Ｐ１＋Σ√Ｐ２）

　上記相対比率Ｃ１，Ｃ２の算出式は、周波数帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの瞬時電力Ｐ１，Ｐ２の平方根√Ｐ１，√Ｐ２を所定のサンプリング周期で累積し、その累積値Σ√Ｐ１，Σ√Ｐ２を、各周波数帯域Ｂ１，Ｂ２の累積値の総和（Σ√Ｐ１＋Σ√Ｐ２）で除算したものである。
　上記累積値の除算を含む演算をリアルタイムで正確に処理するためには、有効桁数を大きく取る必要があり回路規模が大きくなるが、累積値の総和（Σ√Ｐ１＋Σ√Ｐ２）が２のべき乗の場合には、小数点の位置が変化するだけで実質的に除算の必要がない。

　そこで、上記算出式を用いて相対比率Ｃ１，Ｃ２を算出する場合には、累積値の総和（Σ√Ｐ１＋Σ√Ｐ２）が２のべき乗と一致するか、或いは、それに実質的に同値と見なせる程度に近い値になった場合に、その２のべき乗で各累積値Σ√Ｐ１，Σ√Ｐ２を除算して、相対比率Ｃ１，Ｃ２を算出することが好ましい。
　図５は、比率算出部２６が実行する上記演算ロジックを示すフローチャートである。
　図５に示すように、比率算出部２６は、まず、累積値Ｓｕｍ１，Ｓｕｍ２をそれぞれゼロに初期化する（ステップＳＴ１）。

　次に、比率算出部２６は、サンプリング周期ごとに瞬時電力Ｐ１，Ｐ２の平方根√Ｐ１，√Ｐ２を累積値Ｓｕｍ１，Ｓｕｍ２に足し込むとともに、それらの総和Ｔ（＝Ｓｕｍ１＋Ｓｕｍ２）を求める（ステップＳＴ２）。
　また、比率算出部２６は、上記累積値Ｓｕｍ１，Ｓｕｍ２の総和Ｔが２のべき乗±δ（δは十分に小さい所定値）の範囲になったか否かを判定し（ステップＳＴ３）、この判定結果が否定的である場合にはステップＳＴ２に戻って累積を繰り返す。

　更に、比率算出部２６は、上記判定結果が肯定的になった場合には、δを無視して累積値の総和Ｔ（＝Σ√Ｐ１＋Σ√Ｐ２）が当該２のべき乗であると見なし、各累積値Ｓｕｍ１，Ｓｕｍ２をその２のべき乗で除算することにより、相対比率Ｃ１，Ｃ２を算出する（ステップＳＴ４）。
　この場合、各累積値Ｓｕｍ１，Ｓｕｍ２の小数点の位置を変化させるだけで相対比率Ｃ１，Ｃ２を算出できるので、回路規模を増大させなくても、相対比率Ｃ１，Ｃ２を正確かつ迅速に算出することができる。

　例えば、仮に、Ｓｕｍ１＝３４３、Ｓｕｍ２＝６８１（いずれも１０進数）であったとすると、Ｓｕｍ１＝　３４３（２進数表示で「０１０１０１０１１１」）
　　　　Ｓｕｍ２＝　６８１（２進数表示で「１０１０１０１００１」）
　　　　　　　Ｔ＝１０２４（２進数表示で「１０００００００００」）となる。
　この場合、これを用いて相対比率Ｃ１，Ｃ２を算出すると、
　Ｃ１＝３４３／１０２４＝０．０１０１０１０１１１
　Ｃ２＝６８１／１０２４＝０．１０１０１０１００１
　Ｃ１＋Ｃ２　　　　　　＝１．００００００００００
となり、各累積値Ｓｕｍ１，Ｓｕｍ２の小数点以下における０と１の順序は変化しないので、その小数点の位置を変化させるだけで相対比率Ｃ１，Ｃ２を算出することができる。

　図４に戻り、比率算出部２６は、送信電力が大きく変動し得る最小の時間単位であるＯＦＤＭシンボルのシンボル周期を制御周期として取得しており、このシンボル周期内において上記相対比率Ｃ１，Ｃ２の算出を実行するようになっている。
　このようにすれば、ＩＱベースバンド信号の平均電力が余り変動しない安定状態で相対比率Ｃ１，Ｃ２を算出できるので、正確な相対比率Ｃ１，Ｃ２が得られるという効果がある。

　もっとも、　ＬＴＥでは、リソースブロック（図７参照）がユーザ割当の最小単位になっているので、このリソースブロックの送信周期である７ＯＦＤＭシンボル（１スロット）を、相対比率Ｃ１，Ｃ２を算出する際の制御周期として採用することにしてもよい。

　乗加算部２８は、２つの乗算器２９，３０と１つの加算器３１とを含む。このうち、乗算器２９は、第１帯域Ｂ１に対応する相対比率Ｃ１にその帯域Ｂ１用の基本パルスＳ１を乗算し、乗算器３０は、第２帯域Ｂ２に対応する相対比率Ｃ２にその帯域Ｂ２用の基本パルスＣ２を乗算する。
　また、加算器３１は、各乗算器２９，３０の乗算結果を加算して相殺用パルスＳを生成し、このパルスＳを信号処理部１７のパルス保持部２２に出力する。すなわち、乗加算器１６は、次の式に基づいて相殺用パルスＳを生成する。
　Ｓ＝Ｃ１×Ｓ１＋Ｃ２×Ｓ２

　本実施形態の乗加算部２８は、比率算出部２６で算出された相対比率Ｃ１，Ｃ２を所定の閾値と比較してその変動を判定しており、相対比率Ｃ１，Ｃ２が閾値を超える程度に変動した場合にのみ、その変動後の相対比率Ｃ１，Ｃ２を用いた乗算及び総和を実行し、その結果生成された相殺用パルスＳをパルス保持部２２に出力する。
　このため、相対比率Ｃ１，Ｃ２がある程度変動しない限り、乗加算器２８が乗算及び総和を実行せず、パルス保持部２２が従前の相殺用パルスＳを維持する。従って、相殺用パルスＳを愚直に毎回生成する場合に比べて、回路の演算負荷を低減することができる。

　〔第１実施形態の効果〕
　上記相殺用パルスＳは、第１帯域Ｂ１に対応する第１信号Ｉ１，Ｑ１の平均電力の相対比率Ｃ１に、その帯域Ｂ１用の基本パルスＳ１を乗算したものと、第２帯域Ｂ２に対応する第２信号Ｉ２，Ｑ２の平均電力の相対比率Ｃ２に、その帯域Ｂ２用の基本パルスＳ２を乗算したものとを、加算した合成パルスになっている。
　このため、上記相殺用パルスＳを増分ΔＩ，ΔＱに乗算した相殺信号Ｉｃ，Ｑｃを元のＩＱベースバンド信号から減算しても、第１及び第２帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの平均電力に対応してＩＱベースバンド信号の振幅が相殺されることになる。

　従って、本実施形態の信号処理回路９によれば、第１及び第２帯域Ｂ１，Ｂ２における電力が相殺信号Ｉｃ，Ｑｃの減算によって必要以上に低下することがなく、周波数帯域Ｂ１，Ｂ２ごとに平均電力が異なるＩＱベースバンド信号の場合でも、ＳＮＲを悪化させずに適切にクリッピング処理することができる。

　〔第２実施形態〕
　図８は、第２実施形態に係る信号処理回路９の機能ブロック図である。
　図８に示すように、本実施形態の信号処理回路９（図８）が第１実施形態の信号処理回路９（図３）と異なる点は、更に、平均算出部３３と閾値更新部３４を備えている点にある。
　以下、第１実施形態と共通する構成及び機能は図面に同一符号を付して説明を省略し、第１実施形態との相違点について重点的に説明する。

　平均算出部３３は、送信電力が大きく変動し得る最小の時間単位であるＯＦＤＭシンボルのシンボル周期を、ＩＱベースバンド信号の平均電力Ｐave を算出する制御周期として取得している。
　すなわち、平均算出部３３は、電力算出部１３からＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐを取得しており、その瞬時電力Ｐを上記シンボル周期内で平均化することにより、シンボル周期ごとのＩＱベースバンド信号の平均電力Ｐave を算出し、これを閾値更新部３４に出力する。

　閾値更新部３４は、平均算出部３３から取得したシンボル周期ごとの平均電力Ｐave に所定の倍率を乗算した値を、そのシンボル周期における閾値Ｐthとして採用する。例えば、ＩＱベースバンド信号のピーク電力Ｐpeakと平均電力Ｐave との比率を６ｄＢに絞る場合には、上記所定の倍率は２倍となる。
　閾値更新部３４は、上記のようにしてシンボル周期ごとに閾値Ｐthを算出して当該閾値Ｐthを動的に更新し、その更新した閾値Ｐthを、差分率算出部２０と比較部２１に出力する。

　そして、比較部２１は、閾値更新部３４から取得した閾値Ｐthを用いて、電力算出部１８が算出した瞬時電力Ｐの大小を判定し、瞬時電力Ｐが更新後の閾値Ｐthを超えた場合に相殺用パルスＳの出力指令をパルス保持部２２に発する。

　図９は、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐと逐次更新される閾値Ｐthの時間的変化を示すグラフである。
　図９に示すように、本実施形態では、信号処理回路９におけるクリッピング処理に用いる閾値Ｐthが、シンボル周期（１／１４ｍｓ）ごとに算出した平均電力Ｐave に基づいて逐次算出され、そのシンボル周期ごとに更新される。

　このため、例えば、移動端末２による通話量の変動に対応して、ＩＱベースバンド信号の平均電力Ｐave が変動しても、信号処理回路９によるクリッピング処理が常に行われることになるので、ＰＡＰＲの低減よるパワーアンプの電力効率の向上を、有効に確保することができる。

　また、本実施形態の信号処理回路９によれば、閾値Ｐthを更新する制御周期として、送信電力が変動し得る最小の時間単位であるＯＦＤＭのシンボル周期を採用しているので、閾値Ｐthを正確かつ迅速に更新できるという利点もある。
　もっとも、第１実施形態の場合と同様に、ＬＴＥでは、リソースブロック（図７参照）がユーザ割当の最小単位になっているので、このリソースブロックの送信周期である７ＯＦＤＭシンボル（１スロット）を、閾値Ｐthを更新する制御周期として採用することにしてもよい。

　〔第３実施形態〕
　図１０は、本発明の第３実施形態に係る無線通信システムの全体構成図である。
　図１０に示すように、本実施形態の無線通信システムでは、基地局装置１に、ＣＰＲＩ（Common Public Radio Interface）を介してＲＲＨ（Remote Radio Head）３６が接続されており、このＲＲＨ３６には、図１１に示す第３実施形態に係る信号処理回路９と前記電力増幅回路５とが設けられている。

　また、本実施形態では、基地局装置１は、ＲＲＨ３６との間で同期を確立するための同期信号３８を、ファイバを通じてＲＲＨ３６に送出しており、この同期信号３８は、ＯＦＤＭのシンボル周期と同期する１ｍｓ周期のクロック信号よりなる。
　図１１に示すように、本実施形態の信号処理回路９では、上記同期信号３８が入力される周期生成部３７が設けられている。

　この周期生成部３７は、外部装置である基地局装置１から取得した同期信号３８からシンボル周期を生成し、生成したシンボル周期をパルス生成部１６と平均算出部３３に出力する。なお、その他の構成は、第２実施形態（図８）の信号処理回路９と同様であるから、図８の場合と同じ符号を図１１に付して詳細な説明を省略する。
　上記の通り、本実施形態では、シンボル周期と同期する同期信号３８を基地局装置１から取得し、その同期信号３８に基づいてシンボル周期を生成するので、ＲＲＨ３６にも本発明の信号処理回路９を搭載することができる。

　〔信号処理部の変形例１（ブースティング処理）〕
　前記第１～第３実施形態の信号処理回路９（図３、図８及び図１１）では、信号処理部１７が、瞬時電力Ｐの上限を規定するクリッピング用の閾値（第１の閾値）Ｐthよりも大きいＩＱベースバンド信号を、当該閾値Ｐth相当の瞬時電力Ｐに抑制する「クリッピング処理」を行うが、この処理とは逆に、瞬時電力Ｐが所定の第２の閾値Ｐth’（＜Ｐth）よりも小さいＩＱベースバンド信号を、当該閾値Ｐth’相当の瞬時電力Ｐに底上げする処理（以下、これを「ブースティング処理」という。）を行うものであってもよい。

　この「ブースティング処理」を行う信号処理部１７は、前記差分率算出部２０と比較部２１の動作をクリッピング処理の場合と逆転させることにより、第１～第３実施形態の場合（図３、図８及び図１１）と同じ回路構成で実装することができる。
　以下、図３を例にとって、上記「ブースティング処理」を行う信号処理部１７の動作について説明する。

　すなわち、この場合の信号処理部１７では、差分率算出部２０は、電力算出部１３が算出した瞬時電力Ｐと、予め設定されたブースティング用の第２の閾値Ｐth’を用いて、瞬時電力Ｐの第２の閾値Ｐth’に対する減分率｛SQRT（Ｐth’／Ｐ）－１｝を算出し、この減分率｛SQRT（Ｐth’／Ｐ）－１｝を、乗算器を介してＩＱベースバンド信号の各成分（Ｉ，Ｑ）に乗算する。

　従って、ＩＱベースバンド信号の閾値Ｐth’を下回った分の減分ΔＩ’，ΔＱ’が、次式に基づいて算出される。
　ΔＩ’＝｛SQRT（Ｐth’／Ｐ）－１｝×Ｉ
　ΔＱ’＝｛SQRT（Ｐth’／Ｐ）－１｝×Ｑ

　比較部２１は、電力算出部１３で算出された瞬時電力Ｐと第２の閾値Ｐth’とを比較し、瞬時電力Ｐが第２の閾値Ｐth’よりも小さい場合に、相殺用パルスＳの出力指令をパルス保持部２２に発する。
　パルス保持部２２は、比較部２１から上記出力指令を受けた場合には、保持している相殺用パルスＳを上記減分ΔＩ’， ΔＱ’に乗算して相殺信号Ｉｃ’，Ｑｃ’をそれぞれ算出する。

　また、パルス保持部２２は、比較部２１から指令を受けてない場合は、上記減分ΔＩ’，ΔＱ’にゼロを乗算する。
　従って、瞬時電力Ｐが第２の閾値Ｐth’を下回っているＩＱベースバンド信号については、次の式に基づいて算出された相殺信号Ｉｃ’，Ｑｃ’が加減算器２３，２４に入力される。
　Ｉｃ’＝ΔＩ’×Ｓ＝｛SQRT（Ｐth’／Ｐ）－１｝×Ｉ×Ｓ
　Ｑｃ’＝ΔＱ’×Ｓ＝｛SQRT（Ｐth’／Ｐ）－１｝×Ｑ×Ｓ

　加減算器２３，２４の前段にある遅延部１８，１９は、電力算出部１３や、信号処理部１７における演算処理の時間だけＩＱベースバンド信号を遅延させる。また、加減算器２３，２４は、遅延されたＩＱ信号の各成分Ｉ，Ｑに相殺信号Ｉｃ’，Ｑｃ’をそれぞれ加算し、信号処理後のＩＱ信号であるＩout，Ｑoutを出力する。
　この加算により、瞬時電力Ｐが第２の閾値Ｐth’を下回るＩＱベースバンド信号については、第２の閾値Ｐth’相当の瞬時電力の信号に補正される。また、瞬時電力Ｐが閾値Ｐth’以上のＩＱベースバンド信号については、補正されずにそのまま出力される。

　この場合、前記相殺用パルスＳを減分ΔＩ’，ΔＱ’に乗算した相殺信号Ｉｃ’，Ｑｃ’を元のＩＱベースバンド信号に加算しても、第１及び第２帯域Ｂ１，Ｂ２ごとの平均電力に対応してＩＱベースバンド信号の振幅が相殺されることになる。
　従って、ブースティング処理を行う信号処理回路９の場合も、第１及び第２帯域Ｂ１，Ｂ２における電力が相殺信号Ｉｃ’，Ｑｃ’の加算によって必要以上に増大することがなく、周波数帯域Ｂ１，Ｂ２ごとに平均電力が異なるＩＱベースバンド信号の場合でも、ＳＮＲを悪化させずに適切にブースティング処理することができる。

　図１２は、上記ブースティング処理を行った場合のＩＱベースバンド信号と第２の閾値Ｐth’との関係を示すＩＱ平面の座標図である。
　この図１２に示すように、本実施形態の信号処理回路９によるブースティング処理は、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐの外周側をカットする従来のクリッピング処理とは逆に、その瞬時電力Ｐの内側をカットしてくり抜くような処理となる。このように瞬時電力Ｐを底上げする「ブースティング処理」の場合も、電力増幅回路５に入力する変調波信号のＰＡＰＲが低下するので、パワーアンプの電力効率が向上する。

　一方、第２実施形態（図８）の信号処理回路９においても、信号処理部１７がブースティング処理を行うことにしてもよい。
　この場合には、閾値更新部３４は、平均算出部３３から取得したシンボル周期ごとの平均電力Ｐave に所定の倍率を乗算した値を、そのシンボル周期におけるブースティング用の閾値Ｐth’として採用する。例えば、ＩＱベースバンド信号の平均電力Ｐave と谷間電力（逆ピーク電力）Ｐvalleyの比率を６ｄＢに絞る場合には、上記所定の倍率は１／２倍となる。

　閾値更新部３４は、上記のようにしてシンボル周期ごとにブースティング用の閾値Ｐth’を算出して当該閾値Ｐth’を動的に更新し、その更新した閾値Ｐth’を差分率算出部２０と比較部２１に出力する。
　そして、比較部２１は、閾値更新部３４から取得した閾値Ｐth’を用いて、電力算出部Ｐが算出した瞬時電力Ｐの大小を判定し、瞬時電力Ｐが更新後の閾値Ｐth’よりも小さい場合に前記出力指令を発する。

　図１３は、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐと逐次更新される第２の閾値Ｐth’の時間的変化を示すグラフである。
　図１３に示すように、この場合には、信号処理回路９におけるブースティング処理に用いる閾値Ｐth’が、シンボル周期（１／１４ｍｓ）ごとに算出した平均電力Ｐave に基づいて逐次算出され、そのシンボル周期ごとに更新される。

　このため、第３実施形態の信号処理回路９がブースティング処理を行う場合でも、クリッピング処理の場合と同様の作用効果を奏することができる。
　すなわち、例えば、移動端末２による通話量の変動に対応して、ＩＱベースバンド信号の平均電力Ｐave が変動しても、信号処理回路９によるブースティング処理が常に行われることになるので、ＰＡＰＲの低減よるパワーアンプの電力効率の向上を、有効に確保することができる。

　なお、基地局装置１からの同期信号３８でシンボル周期を生成する周期生成部３７を有する第３実施形態（図１１）の信号処理回路９についても、上記「ブースティング処理」を行う信号処理部１７を採用することができ、この場合には、第３実施形態の場合と同様にＲＲＨ３６に搭載できるようになる。

　〔信号処理部の変形例２（双方処理）〕
　更に、前記第１～第３実施形態の信号処理回路９（図３、図８及び図１１）において、信号処理部１７が、ＩＱベースバンド信号に対してクリッピング処理とブースティング処理の双方を行うようにしてもよい。
　この場合には、差分率算出部２０が、クリッピング処理用の第１の閾値Ｐthと、ブースティング処理用の第２の閾値Ｐth’の２つの閾値を用いて、各閾値Ｐth，Ｐth’に対する瞬時電力Ｐの増分率｛１－SQRT（Ｐth’／Ｐ）｝と減分率｛SQRT（Ｐth’／Ｐ）－１｝の双方を算出する。

　また、差分率算出部２０は、上記の各率に、乗算器を介してＩＱベースバンド信号の各成分（Ｉ，Ｑ）をそれぞれ乗算して、前記増分ΔＩ，ΔＱと前記減分ΔＩ’， ΔＱ’を算出する。
　そして、比較部２１が、電力算出部１３で算出された瞬時電力Ｐと第１及び第２の閾値Ｐth，Ｐth’とを比較し、瞬時電力Ｐが第１の閾値Ｐthよりも大きい場合と、第２の閾値Ｐth’よりも小さい場合に、相殺用パルスＳの出力指令をパルス保持部２２に発する。

　パルス保持部２２は、比較部２１から上記出力指令を受けた場合には、保持している相殺用パルスＳを上記増分ΔＩ，ΔＱ又は減分ΔＩ’， ΔＱ’に乗算して、クリッピング用の相殺信号Ｉｃ，Ｑｃ又はブースティング用の相殺信号Ｉｃ’，Ｑｃ’を算出する。
　また、パルス保持部２２は、比較部２１から指令を受けてない場合は、上記増分ΔＩ，ΔＱ又は減分ΔＩ’，ΔＱ’にゼロを乗算する。

　従って、瞬時電力Ｐが第１の閾値Ｐthを超えているＩＱベースバンド信号の場合には、次式で算出された相殺信号Ｉｃ，Ｑｃが加減算器２３，２４に入力され、瞬時電力Ｐが第２の閾値Ｐth’を下回っているＩＱベースバンド信号については、次式で算出された相殺信号Ｉｃ’，Ｑｃ’が加減算器２３，２４に入力される。
　Ｉｃ＝ΔＩ×Ｓ＝｛１－SQRT（Ｐth／Ｐ）｝×Ｉ×Ｓ
　Ｑｃ＝ΔＱ×Ｓ＝｛１－SQRT（Ｐth／Ｐ）｝×Ｑ×Ｓ
　Ｉｃ’＝ΔＩ’×Ｓ＝｛SQRT（Ｐth’／Ｐ）－１｝×Ｉ×Ｓ
　Ｑｃ’＝ΔＱ’×Ｓ＝｛SQRT（Ｐth’／Ｐ）－１｝×Ｑ×Ｓ

　加減算器２３，２４は、遅延されたＩＱ信号の各成分Ｉ，Ｑに対して上記相殺信号Ｉｃ，Ｑｃをそれぞれ減算するか、或いは、上記相殺信号Ｉｃ’，Ｑｃ’をそれぞれ加算して、信号処理後のＩＱ信号であるＩout，Ｑoutを出力する。
　この減算又は加算により、瞬時電力Ｐが第１の閾値Ｐthを超えるＩＱベースバンド信号については、その第１の閾値Ｐth相当の瞬時電力の信号に補正され、瞬時電力Ｐが第２の閾値Ｐth’を下回るＩＱベースバンド信号については、その第２の閾値Ｐth’相当の瞬時電力の信号に補正される。

　図１４は、クリッピングとブースティングの双方処理を行った場合のＩＱベースバンド信号と第１及び第２の閾値Ｐth，Ｐth’との関係を示すＩＱ平面の座標図である。
　この図１４に示すように、クリッピング処理とブースティング処理の双方を行う場合には、ＩＱベースバンド信号の瞬時電力Ｐの外周側がカットされ、かつ、その瞬時電力Ｐの内側がくり抜かれるので、いずれか一方の処理のみを行う場合に比べて、電力増幅回路５に入力する変調波信号のＰＡＰＲを更に低下させることができる。

　〔基本パルスのバリエーション〕
　図１５は、基本バルスＳ１，Ｓ２のバリエーションを示す時間領域のグラフであり、図１５において、（ａ）はＳｉｎｃ波形、（ｂ）はチェビシェフ波形、（ｃ）はテーラー波形である。
　これらの波形は、数学的には、すべて次の式（１）で表すことができ、Ｓｉｎｃ波形の場合にはａｎ＝ｎπとなっている。

　ここで、絶対値の最大値を含み振幅値がゼロになるまでの区間（図１５のハッチングで示す区間）をメインローブ区間ということにすると、Ｓｉｎｃ波形の場合には、サイドローブの振幅が比較的大きくなるため、メインローブ区間のエネルギー局在率を余り向上させることができない。
　これに対して、チェビシェフ波形では、振幅値＝０となるｘの解を構成する数列ａｎの値を調整することで、サイドローブの振幅を小さくできるが、この場合には振幅が減衰しなくなる。

　そこで、テーラー波形では、数列ａｎの始めの数点（例えばａ１とａ２）の値をチェビシェフ波形のものを使用し、それ以降の点の値をＳｉｎｃ波形のものを使用しており、これにより、サイドローブの振幅抑制と減衰特性の双方を達成している。
　従って、基本パルスＳ１，Ｓ２を定義する所定の時間区間Ｔにおける全エネルギー（振幅の２乗）に対する、メインローブ区間のエネルギー局在率を比較すると、Ｓｉｎｃ波形の場合には９１％であり、チェビシェフ波形の場合には９３％であり、テーラー波形の場合には約９５％になり、テーラー波形が最も有利となる。

　なお、上記所定の時間区間Ｔは、メモリ上に記録されている波形のサンプル時間であって、上限数のサンプル点に対応する時間である。例えば、ＬＴＥの場合には、１シンボル周期（１／１４ｍｓ）に含まれるサンプル数は２０４８であるから、仮に時間領域で４倍のオーバーサンプリングを行うと仮定すると、基本パルスＳ１，Ｓ２の波形を定義するのに必要なサンプル点の上限数は、２０４８×４＝８１９２個になる。

　本発明に使用可能な基本パルスＳ１，Ｓ２を、メインローブ区間の所定の時間区間Ｔに対するエネルギー局在率の数値範囲で特定すると、当該エネルギー局在率は８５％～９９％であることが好ましい。
　その理由は、エネルギー局在率が１００％になると、基本パルスＳ１，Ｓ２がインパルス（デルタ関数）となって、帯域制限がある本発明に適用できなくなり、局在率が８５％未満の場合は、パルス形状が鈍化し過ぎて使用できなくなるからである。

　以上から、本発明に使用する基本パルスＳ１，Ｓ２の技術的特徴を列挙すると、次のようになる。
　特徴１：基本パルスＳ１，Ｓ２は、所定の時間区間Ｔ（例えば、１シンボル周期）における全エネルギー（振幅の２乗）に対するメインローブ区間のエネルギー局在率が、８５％～９９％の波形により構成できる。

　特徴２：基本パルスＳ１，Ｓ２を数学的に記述すると、時間領域において対称性を持つ前記式（１）で表される波形よりなる。
　特徴３：より具体的には、基本パルスＳ１，Ｓ２は、Ｓｉｎｃ波形、チェビシェフ波形又はテーラー波形よりなる。このうち、Ｓｉｎｃ波形は、帯域内の複数本の搬送波を、振幅が同一でかつ位相をゼロにして逆フーリエ変換して得られる実部（Ｉ信号）の波形よりなる。

　〔その他の変形例〕
　今回開示した実施形態は例示であって制限的なものではない。本発明の権利範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲の構成と均等の範囲内での全ての変更が含まれる。
　例えば、上記実施形態では、基地局装置１が２つの周波数帯域Ｂ１，Ｂ２を使用する場合を例示したが、３つ以上の周波数帯域を使用する場合でも本発明の信号処理回路９を構成することができる。

　また、本発明の信号処理回路９は、ＬＴＥ方式だけでなく、Ｗ－ＣＤＭＡ方式に準拠した通信装置にも採用することができる。
　このＷ－ＣＤＭＡ方式では、クローズドループ送信電力制御によって基地局装置１の送信電力を制御するようになっており、この制御周期が送信制御の最小時間単位となっている。具体的には、この制御周期は、１無線フレーム周期１０ｍｓの１５分の１（＝約０．６６７ｍｓ）である。

　そこで、本発明の信号処理回路９をＷ－ＣＤＭＡ方式の送信機に使用する場合には、相対比率Ｃ１，Ｃ２の算出や閾値Ｐth，Ｐth’を更新する場合の制御周期として、クローズドループ送信電力制御の制御周期を採用すればよい。
　また、上記実施形態では、ＰＣ－ＣＦＲに基づくクリッピング処理を行う信号処理回路９を例示したが、ＮＳ－ＣＦＲに基づくクリッピング処理を行う信号処理回路９にも、本発明を適用することができる。

　１　　基地局装置
　２　　移動端末
　３　　送信機
　４　　送信用プロセッサ
　５　　電力増幅回路
　９　　信号処理部（信号処理回路）
１３　　電力算出部
１４　　電力算出部
１５　　電力算出部
１６　　パルス生成部
１７　　信号処理部
２０　　比較部
２１　　差分率算出部
２２　　パルス保持部
２３，２４　　加減算器
２６　　比率算出部
２７　　波形記憶部
２８　　乗加算部
３３　　平均算出部
３４　　閾値更新部
Ｂ１　　第１帯域
Ｂ２　　第２帯域
Ｐth　　第１の閾値（クリッピング用）
Ｐth’　第２の閾値（ブースティング用）
ΔＩ　　増分
ΔＱ　　増分
Ｉｃ　　相殺信号
Ｑｃ　　相殺信号
ΔＩ’　減分
ΔＱ’　減分
Ｉｃ’　相殺信号
Ｑｃ’　相殺信号
Ｓ　　　相殺用パルス
Ｓ１　　基本パルス
Ｓ２　　基本パルス
Ｃ１　　相対比率
Ｃ２　　相対比率

Claims

　電力増幅回路に入力する変調波信号のピーク電力対平均電力比（Peak-to-Average Power Ratio：以下、特許請求の範囲において、「ＰＡＰＲ」という。）を低減するための信号処理回路であって、
　前記変調波信号のＩＱベースバンド信号の瞬時電力を算出する電力算出部と、
　前記ＩＱベースバンド信号をその周波数帯域ごとの平均電力に対応して相殺可能な相殺信号を用いて、前記瞬時電力の上限又は下限若しくはこれらの双方が所定の閾値相当となるように前記ＩＱベースバンド信号の振幅を制限する信号処理部と、
　を備えていることを特徴とする信号処理回路。
　前記信号処理部は、前記瞬時電力の上限を規定する第１の閾値からの前記ＩＱベースバンド信号の増分に所定の相殺用パルスを乗算して得られる前記相殺信号を、元の前記ＩＱベースバンド信号から減算して、当該ＩＱベースバンド信号を前記第１の閾値相当の瞬時電力に抑制するクリッピング処理を行う請求項１に記載の信号処理回路。
　前記信号処理部は、前記瞬時電力の下限を規定する第２の閾値からの前記ＩＱベースバンド信号の減分に所定の相殺用パルスを乗算して得られる前記相殺信号を、元の前記ＩＱベースバンド信号に加算して、当該ＩＱベースバンド信号を前記第２の閾値相当の瞬時電力に底上げするブースティング処理を行う請求項１に記載の信号処理回路。
　前記信号処理部は、前記クリッピング処理と前記ブースティング処理の双方を実行可能である請求項２又は３に記載の信号処理回路。
　前記周波数帯域ごとに求められた基本パルスにその周波数帯域ごとの平均電力の相対比率をそれぞれ乗算して総和をとることにより、前記相殺用パルスを生成するパルス生成部を、更に備えている請求項１～４のいずれか１項に記載の信号処理回路。
　前記パルス生成部は、前記周波数帯域ごとの前記相対比率をそれぞれ算出する比率算出部と、前記周波数帯域ごとの前記基本パルスを記憶する波形記憶部と、算出された前記相対比率を対応する前記基本パルスにそれぞれ乗算して総和をとる乗加算部と、を有する請求項５に記載の信号処理回路。
　前記信号処理部は、前記相殺用パルスを保持するパルス保持部を有しており、
　前記乗加算部は、算出された前記相対比率が変動した場合にのみその変動後の当該相対比率を用いた乗算及び総和を実行し、その結果生成された前記相殺用パルスを前記パルス保持部に出力する請求項６に記載の信号処理回路。
　前記比率算出部は、前記周波数帯域ごとの瞬時電力の平方根を累積し、その累積値の総和が２のべき乗±δ（δは十分に小さい所定値）になった場合に、当該２のべき乗で前記累積値を除算することにより、前記相対比率を算出する請求項６又は７に記載の信号処理回路。
　前記比率算出部は、前記ＩＱベースバンド信号の平均電力が時間的に変動する可能性のある制御周期内に、前記相対比率の算出を実行する請求項６～８のいずれか１項に記載の信号処理回路。
　前記信号処理部で用いる前記閾値を前記ＩＱベースバンド信号の平均電力が時間的に変動する可能性のある制御周期ごとに更新する閾値更新部を、更に備えている請求項１～９のいずれか１項に記載の信号処理回路。
　請求項１～１０のいずれか１項に記載の前記信号処理回路と、その後段に配置された電力増幅回路とが搭載された送信機を有することを特徴とする通信装置。