WO2011040283A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2011040283A1
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rotation speed
voltage
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浩幸 亀山
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シャープ株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device, for example, a motor control device capable of driving a synchronous motor having a plurality of coils without using a sensor.
  • Patent Document 1 detects a motor voltage phase at the time of motor current zero crossing, detects a motor current phase based on this voltage phase, and detects the motor current phase. A method of calculating a voltage command or a frequency command so that the current phase becomes a desired current phase is shown.
  • FIG. 10 shows a configuration of a conventional general motor control device.
  • an inverter device in order to drive synchronous motor 100 having a plurality of (three-phase) coils in a stator and a permanent magnet in a rotor, an inverter device includes an inverter 150, a converter circuit 130, an AC power supply 160, A coil 170, a current sensor 180, and a controller 110 are included.
  • the AC power supply 160 is 200 V and 50 Hz.
  • the synchronous motor 100 is driven by an inverter 150, and a DC voltage obtained by converting an AC power supply 160 into a DC voltage from a converter circuit 130 is applied to the inverter 150.
  • converter circuit 130 includes a diode full-wave rectifier circuit 120 formed of diodes 122 to 128 and a smoothing capacitor 140 between buses, and the capacitance of the smoothing capacitor can improve the ripple of the DC voltage waveform. Large enough.
  • the converter circuit 130 converts the AC voltage of the AC power supply 160 into a DC voltage and supplies it to the inverter 150.
  • the coil 170 is provided for the purpose of improving the power factor of the AC power supplied to the converter circuit 130.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the relationship between the waveform of the DC voltage and the U-phase motor current. As shown in FIG. 11A, when the capacity of the smoothing capacitor 140 is sufficiently large, the ripple of the DC voltage waveform is improved and a constant DC voltage is supplied to the inverter 150.
  • FIG. 11B is a diagram for explaining the U-phase motor current waveform detected by the current sensor 180.
  • the ripple of the DC voltage waveform is improved and a constant DC voltage is supplied to the inverter 150, the U-phase motor current that drives the synchronous motor 100 from the inverter 150 has a constant amplitude. It is detected as a stable waveform.
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 2002-51589
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 2002-51589
  • a ripple with a frequency twice that of the power supply is intentionally generated in the DC voltage.
  • a method for improving the input current waveform and increasing the power factor has been proposed.
  • the output frequency of the inverter when the rotational speed of the motor is 2800 rpm is 93.3 Hz because it is a 4-pole motor.
  • the inverter frequency approaches the ripple frequency of the DC voltage, a large pulsation occurs in the motor current on the inverter output side as shown in FIG. 12B, and the rotation of the motor becomes unstable. Vibration, noise increase, efficiency deteriorates, and in the worst case, step-out is stopped.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and provides a motor control device capable of position sensorless sinusoidal energization that ensures stability even when the ripple of the DC voltage is large. It is.
  • a motor control device is connected to a rectifier circuit that receives a single-phase AC power source and a rectifier circuit, converts DC power obtained by the rectifier circuit into three-phase AC power, and drives the motor.
  • the controller includes a rotation speed setting means for setting the rotation speed of the motor, and a rotation for correcting the rotation speed of the motor set by the rotation speed setting means in accordance with an elapsed time from the detection of the zero cross point of the zero cross point detection circuit. Number correction means.
  • the rotation speed correction means corrects the target rotation speed based on a correction rate in a correction rate data table defined in advance according to an elapsed time from the detection of the zero cross point.
  • the correction factor is defined as a value at which the sum of the correction factors defined in the correction factor data table for the target rotational speed is approximately zero.
  • a correction rate data table is provided for each target rotational speed.
  • the motor control device of the present invention is provided with a rotation speed correction means for correcting the rotation speed of the motor set by the rotation speed setting means in accordance with the elapsed time from the detection of the zero cross point of the zero cross point detection circuit.
  • the rotational speed of the motor is corrected in accordance with the elapsed time since the detection of the zero cross point.
  • FIG. 1 is used to explain a block diagram of a motor control device according to an embodiment of the present invention.
  • a motor control device includes a synchronous motor 1 including a multi-phase (three-phase) coil in a stator and a permanent magnet in a rotor, an inverter 2, a converter circuit 3, an AC power supply 4, It comprises a current sensor 5, a motor current detection amplifier 6, a zero cross detection unit 30, a voltage sensor 32, and a controller 7 which is a microcomputer.
  • the synchronous motor 1 is driven by an inverter 2, and the AC voltage of the AC power supply 4 from the converter circuit 3 is converted into DC and given to the inverter 2.
  • the converter circuit 3 includes a plurality of diodes 22 to 28, and a full-wave rectifier circuit 20 is formed.
  • a small-capacitance capacitor 40 is provided between the buses.
  • the small capacitor 40 is 100 ⁇ F or less.
  • a capacitor of about 10 to 20 ⁇ F can be used in consideration of prevention of breakdown of the semiconductor element of the inverter 2 due to regenerative energy of the synchronous motor 1 on the load side.
  • the current sensor 5 detects a motor current a flowing in a specific phase (U phase in FIG. 1) among the motor coil terminals U, V, and W.
  • the motor current detected by the current sensor 5 is given to the motor current detection amplifier 6.
  • the motor current detection amplifier 6 amplifies the motor current signal b by a predetermined amount and adds the offset to the controller 7.
  • the voltage sensor 32 detects the voltage of the AC power supply 4. The AC voltage detected by the voltage sensor 32 is given to the zero cross detector 30.
  • the zero-cross detection unit 30 monitors the AC voltage detected by the voltage sensor 32, generates a zero-cross point signal when it crosses 0V, and gives it to the controller 7.
  • the controller 7 includes a phase difference detection unit 8, a target phase difference information storage unit 9, an addition unit 10, a PI calculation unit 11, a rotation speed setting unit 12, a sine wave data table 13, and a sine wave data creation unit. 14, the PWM creation unit 15, the correction rate data extraction unit 16, and the rotation speed correction rate data table 17 are processed in software.
  • phase control is executed by a method similar to the phase control method described in JP-A-2001-112287. This point will be described later.
  • the phase difference detection unit 8 takes in and converts the motor current signal given from the motor current detection amplifier 6 by A / D conversion at a predetermined timing, and integrates each current sampling data sampled every two motor drive voltage phase periods. Then, the motor current signal area is obtained, and the area ratio of both motor current signal areas is output as phase difference information.
  • Target phase difference information is stored in the target phase difference information storage unit 9. Error data between the target phase difference information and the phase difference information is calculated by the adding unit 10.
  • the PI calculation unit 11 calculates proportional error data and integral error data with respect to the calculated error data and outputs a duty reference value.
  • the addition unit 10 and the PI calculation unit 11 constitute a phase difference control unit.
  • the rotation speed setting unit 12 sets a rotation speed command that is the target of the synchronous motor 1, and the sine wave data table 13 includes a table of a predetermined number of data.
  • the rotation speed correction rate data table 17 stores correction rate data for a target rotation speed.
  • the correction rate data extraction unit 16 extracts correction rate data corresponding to the elapsed time of the zero cross point signal generated by the zero cross detection unit 30 from the rotation rate correction rate data table, and outputs the correction rate data to the correction rotation rate generation unit 18.
  • the corrected rotation speed generation unit 18 corrects the rotation speed set by the rotation speed setting unit 12 in accordance with the correction rate data extracted by the correction rate data extraction unit 16, and outputs the corrected rotation speed to the sine wave data creation unit 14.
  • the sine wave data creation unit 14 reads out sine wave data corresponding to each phase of the motor coil terminals U, V, and W from the sine wave data table 13 according to the rotation speed command output from the correction rotation speed generation unit 18 and the passage of time. At the same time, the U-phase motor drive voltage phase information c is output from the U-phase sine wave data.
  • the PWM generator 15 outputs a PWM waveform to the drive element of the inverter 2 for each phase from the sine wave data and the duty reference value.
  • the current sensor 5 may be a so-called current sensor composed of a coil and a Hall element, or a current transformer.
  • the sine wave data may be created by calculation instead of being created based on the sine wave data table 13.
  • constituent elements of the constituent elements 8 to 17 are processed by the controller 7 in a software manner, the present invention is not limited to this and may be configured as a hardware configuration as long as the same processing is performed.
  • the motor drive waveform is a sine wave
  • a smooth motor current can be supplied by using a sine waveform, so that vibration and noise can be reduced.
  • the present invention is not limited to this, and if a drive waveform that provides a motor current that matches the magnetic flux of the motor rotor is energized, a more efficient drive is possible.
  • the area ratio of the two motor current signal areas detected in the two motor drive voltage phase periods is calculated by the phase difference detector 8, and this result is used as phase difference information.
  • the PI calculation unit 11 performs a PI calculation on the error amount between the phase difference information and the target phase difference information, and the PWM generation unit 15 determines the output from the duty reference value and the sine wave data separately obtained from the rotation command.
  • the synchronous motor 1 is driven by calculating the output duty ratio in each case, creating a PWM signal, and applying it to the motor coil via the inverter 2.
  • the magnitude of the drive voltage (duty width of the PWM duty) is determined by a phase difference control feedback loop for controlling the motor current phase difference with respect to the motor drive voltage (output duty) to be constant, and the synchronous motor 1 is rotated in a desired rotation.
  • the number of rotations is determined by sine wave data output at a desired frequency in order to rotate the number.
  • the motor can be driven and controlled with a desired phase difference and a desired rotation speed.
  • each phase is forcibly energized, a rotating magnetic field is applied, forced excitation is performed, and control is performed by the above method during normal driving.
  • the synchronous motor can be driven and controlled by the phase difference control of the present invention.
  • phase difference control method of the present invention will be described first with respect to the phase difference control method.
  • the U-phase motor current a has a substantially sinusoidal waveform centered on the 0 level.
  • the motor current a is amplified by the motor current detection amplifier 6 and is offset to create a motor current signal b. This is performed to adjust the motor current a to a convertible voltage range (for example, 0 to +5 V) of the A / D converter built in the controller 7.
  • the U-phase motor drive voltage phase information c is created from the U-phase sine wave data by the sine wave data creation unit 14.
  • the motor drive voltage phase information c does not actually need to be a sine wave waveform, and only the phase information needs to be known.
  • the motor current signal b as shown in FIG. 2 (b) and the motor drive voltage phase information c shown in FIG. 2 (c) are input to the phase difference detector 8.
  • the phase difference detection unit 8 samples the motor current signal b in a predetermined phase period ⁇ 0, ⁇ 1 determined in advance from the motor drive voltage phase information c by n at a predetermined sampling phase (sampling timing) s0 to s3 per phase period. 2 times (in the case of FIG. 2), the motor current signal areas in the respective phase periods ⁇ 0 and ⁇ 1 are IS0 and IS1, respectively, and sampled and current sampling data are integrated.
  • FIG. 3 is a flowchart illustrating a phase difference detection routine for detecting phase difference information in the controller 7.
  • FIG. 3 is a flowchart for explaining a sampling start routine (timer interrupt routine) for detecting whether the sampling timing has arrived or not by using a timer value or the like and starting sampling.
  • a sampling start routine timer interrupt routine
  • step S2 the sampling timing of sampling phase s0 is set as an interrupt value for the sampling start routine from the motor rotation speed and timer count cycle, and each variable such as sampling count n is initialized. Turn into. This is performed only once immediately after the start of motor rotation, immediately after the phase period ⁇ 0 or before the phase period ⁇ 0, and subsequent sampling timing setting is performed in the sampling start routine.
  • Step S4 and subsequent steps are loop processing, and after step S2, the loop processing is repeated until the detection of the phase difference information is completed, and the loop processing is performed again in the next phase period ⁇ 0.
  • the phase difference detector 8 detects whether the sampling commanded to start in the sampling start routine has ended. If completed, the process proceeds to step S8. If not completed, the following processing is performed. However, since loop processing is being performed, it is continuously detected whether sampling has ended.
  • the current sampling value is read (step S8).
  • the phase difference detection unit 8 reads the sampling value of the current output from the motor current detection amplifier 6.
  • the sampling count is updated once in step S12. Specifically, the subsequent processing is executed in the phase difference detection unit 8.
  • step S14 it is determined whether the current phase period is ⁇ 0 or ⁇ 1, and the processing of step S16 or S22 is performed depending on the determination result. This determination may be made based on the number of samplings n.
  • step S16 or S22 it is determined whether the number of times of sampling has reached a predetermined number (2 times or 4 times). If the number of times of sampling is a predetermined number of times (2 times or 4 times), the process of step S18 or S24 is performed.
  • step S18 or S24 the sampling of the current sampling data is performed (I0 + I1, I2 + I3), and the motor current signal area Is0 or Is1 is calculated, assuming that sampling in each phase period has ended.
  • step S20 it is determined whether the calculation of both the motor current signal areas Is0 and Is1 is completed. If not completed, the process returns to the loop processing.
  • step S26 assuming that the calculation of the motor current signal areas Is0 and Is1 has been completed, the ratio (Is0 / Is1) of both area data is calculated and used as phase difference information.
  • phase difference information is stored (step S28). Then, a series of phase difference detection routines (loop processing) ends.
  • step S6 determines whether the motor voltage is less than the predetermined voltage (NO in step S6). If it is determined in step S6 that the motor voltage is less than the predetermined voltage (NO in step S6), then the current sampling value is invalidated (step S9). Then, the processing of the phase difference detection routine ends.
  • the motor voltage is less than a predetermined voltage, the amplitude of the motor current is small and the influence of the error is large. Therefore, since phase control with high accuracy is difficult with the phase difference information using the sampling value of the motor current having a large influence of error, the processing of the phase difference detection routine is terminated. In this case, phase control is executed based on the stored phase difference information. That is, the phase difference information is not updated, and phase control based on the updated phase difference information is executed when the motor voltage is equal to or higher than a predetermined voltage in the next phase difference detection routine.
  • sampling start routine timer interrupt routine
  • step S40 sampling is started in accordance with the sampling phase in which the next sampling timing is determined in advance. Set as interrupt value for routine.
  • step S42 the A / D converter is instructed to start current sampling, and the process ends.
  • the next sampling timing is set in the sampling start routine processing because the current timer count value is known ( ⁇ the current timer interrupt value) and the current motor voltage phase is known. In this way, it is not necessary to refer to the timer count value and the motor voltage phase again, and efficient processing becomes possible.
  • the current timer interrupt value and the current sampling phase are values at the time of occurrence of the interrupt, and are slightly different from the timer count value and the motor voltage phase at the time of performing step S40. End up. Therefore, it is desirable to refer to the timer count value and the motor voltage phase each time a strict sampling timing needs to be set.
  • the sampling timing of the motor current can be arbitrarily determined by setting a timer interrupt value to a predetermined value each time from the motor rotation speed and the timer cycle according to a predetermined sampling phase.
  • the setting method is as follows. For example, when the motor rotates once in two cycles of sine wave, and sampling is started when the motor rotation speed is 3000 rpm and the motor voltage phase is 30 °, the motor voltage phase is 0 °. If the current sampling timer count resolution is 1 ⁇ sec, the time until the motor voltage phase changes from 0 ° to 30 ° is 10 msec for one cycle of the sine wave.
  • each sampling timing is always sampled at the same phase of the motor voltage, and one rotor stator relative position or one phase difference information There is no problem as long as the driving voltage (output duty) can be obtained.
  • the phase is symmetrical about the motor voltage phase 90 ° (the phase from the phase 90 ° to each sampling timing is the same at the sampling timing in each phase period).
  • the phase of the motor current signal is detected as the same value
  • current sampling in each phase period facilitates the phase difference control design.
  • phase periods of the motor voltage phase need not be gathered.
  • the integrated value of I0 and I5 is the motor current signal area of the first phase period
  • the integrated value of I2 and I7 is the second value. It may be divided from the motor current signal area of the phase period, which can be determined from the margin of the processing time of the control system.
  • phase difference detection after detecting the phase difference information (Is0 / Is1) in the phase periods ⁇ 0 and ⁇ 1 is faster by calculating the phase difference information (Is2 / Is1) using the phase periods ⁇ 1 and ⁇ 2. It is possible to detect the phase difference information.
  • FIG. 5 is a waveform diagram of the motor current signal b and the motor drive voltage phase information c.
  • a large ripple may occur in the DC voltage as described with reference to FIG.
  • the AC power supply 4 is 200 V and the frequency is 50 Hz.
  • the motor rotational speed command value (the rotational speed before correction) is 2800 rpm.
  • the output frequency of the inverter is 93.3 Hz because it is a 4-pole motor.
  • FIG. 6 (b) shows a DC voltage waveform with respect to the AC voltage waveform of FIG. 6 (a).
  • a large ripple is generated in the DC voltage waveform. That is, a ripple with a frequency of 100 Hz that is twice that of the AC power supply occurs.
  • FIG. 6C shows a zero cross point signal corresponding to the AC voltage waveform shown in FIG.
  • the zero cross detection unit 30 monitors the AC power supply 4 and outputs a zero cross point signal in which the AC voltage crosses 0 in the AC voltage waveform.
  • the time when the rising edge of the zero cross point signal occurs is set to 0, and the elapsed time from this time is measured by the controller 7 which is a microcomputer.
  • the correction factor data extraction unit 16 reads the rotation number correction factor data table 17 and extracts correction factor data according to the passage of time. Then, the extracted correction rate data is output to the correction rotation speed generation unit 18.
  • the corrected rotational speed generation unit 18 outputs the target rotational speed set by the rotational speed setting unit 12 to the sine wave data generation unit 14 as a target rotational speed obtained by correcting the value calculated by multiplying the correction rate data. .
  • FIG. 7 shows the numerical values of the rotation speed correction rate data table according to the embodiment of the present invention.
  • a numerical value every 0.2 ms is shown with 10 ms as one cycle.
  • the numerical values in the rotation speed correction rate data table are obtained in advance by experiments to reduce the pulsation of the motor current so that the motor can be driven stably.
  • FIG. 6D is a rotation speed correction rate data line based on the correction rate data of FIG. 7 with 0% as a reference.
  • the rotation speed correction rate data line is a data line that matches the DC voltage waveform, and is set so that the rotation speed correction rate is maximized in the case of the zero cross point.
  • the rotation speed before correction is 2800 rpm and the elapsed time is 5.0 ms
  • the output frequency of the inverter at the rotation speed of 1999 rpm is a 4-pole motor, it is 66.63 Hz. Therefore, the frequency of the inverter is set to a value far away from the frequency (100 Hz) of the DC voltage ripple.
  • the zero cross point is detected, the correction rate data when the DC voltage drops to 0 V at the zero cross point is maximized, and the value is far away from the frequency of the DC voltage ripple.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the DC voltage waveform and the U-phase motor current in the embodiment of the present invention using FIG.
  • FIG. 8 (a) a large ripple is generated in the DC voltage as shown in FIG. 12 (a).
  • FIG. 8 (a) By correcting the target rotational speed according to the method described above, FIG. ), The pulsation of the motor current can be greatly reduced.
  • the case where the current value of the U-phase motor current is within the range of ⁇ 10A to 10A is shown.
  • FIG. 6E shows the relationship between the rotation speed before correction and the rotation speed after correction.
  • the rotation speed correction rate data table shown in FIG. 7 is set so that the average value of the correction rate data is approximately zero. Specifically, in the vicinity of the zero cross point, while reducing the rotational speed, increasing the rotational speed in a period away from the zero cross point, the average rotational speed (average value of the corrected rotational speed) and the motor rotational speed command The difference in value (rotation speed before correction) can be almost eliminated.
  • one rotation number correction rate data table has been described as an example.
  • a rotation number correction rate data table may be provided according to the target rotation number.
  • FIG. 9 shows a plurality of rotation speed correction rate data tables that can be changed according to the motor rotation speed command value (rotation speed before correction).
  • the range of the correction factor data can be reduced. is there.
  • the values of the rotation speed correction rate data table described above can be determined by conducting experiments in advance so that the motor current fluctuations can be reduced and the motor can be driven stably.
  • a coil is not used as in the conventional configuration, and a capacitor having a small capacity of about 1/100 of a conventional smoothing capacitor can be used between the buses of the inverter. Even under the condition that a large ripple is generated in the DC voltage, stable driving of the motor can be realized, vibration and noise can be reduced, and deterioration of efficiency can be suppressed. In addition, the motor output can be controlled with high accuracy.
  • the rotor position is detected in motor drive by 180 degree energization including low noise, low vibration and high efficiency sinusoidal energization. Therefore, it is possible to perform stable rotation without using a sensor.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

　ゼロクロス検出部（３０）は、電圧センサ（３２）で検出された交流電圧をモニタリングして０Ｖを跨ぐ際にゼロクロス点信号を生成してコントローラ（７）に与える。コントローラ（７）の回転数設定部（１２）は、同期モータ（１）の目標とする回転数指令を設定する。回転数補正率データテーブル（１７）は、目標とする回転数に対する補正率データを格納する。補正率データ抽出部（１６）は、回転数補正率データテーブルからゼロクロス検出部（３０）により生成されたゼロクロス点信号の経過時間に応じた補正率データを抽出して、補正回転数生成部（１８）に出力する。補正回転数生成部（１８）は、抽出された補正率データに従って回転数設定部（１２）により設定された回転数を補正して、正弦波データ作成部（１４）に出力する。

Description

モータ制御装置
　この発明はモータ制御装置に関し、例えば複数相のコイルを備えた同期モータをセンサを用いることなく駆動できるようなモータ制御装置に関する。
　従来、複数相のコイルを備えた同期モータを駆動する場合、モータロータに対して適切なタイミングでモータ電流を流すことおよびコイル端子に電圧を印加することのいわゆる通電タイミングの最適化が重要となっていた。この通電タイミングの基準を検出するために、逆起電圧を検出する方式や、ゼロクロス電流位相を検出する方式等、種々の方式が存在する。
　たとえば、モータロータ位置センサを用いずにモータを制御・駆動するいわゆるセンサレス駆動においては、モータコイルへの通電を行なう際に、モータの回転によってモータコイルに発生する逆起電圧をモータコイル端子から検出する方式がある。
　また、特開平５－２３６７８９号公報（特許文献１）に示される駆動装置は、モータ電流ゼロクロス時におけるモータ電圧位相を検出し、この電圧位相を基準とするモータ電流位相を検出して、このモータ電流位相が所望の電流位相となるように電圧指令、あるいは周波数指令を演算する方式が示されている。
　図１０は、従来の一般的なモータ制御装置の構成である。
　図１０を参照して、ステータに複数相（３相）のコイル、ロータに永久磁石を備えた同期モータ１００を駆動するために、インバータ装置は、インバータ１５０とコンバータ回路１３０と交流電源１６０と、コイル１７０と、電流センサ１８０と、コントローラ１１０とから構成されている。なお、本例においては、交流電源１６０は、２００Ｖ、５０Ｈｚであるものとする。
　同期モータ１００はインバータ１５０によって駆動され、インバータ１５０にはコンバータ回路１３０から交流電源１６０を直流に変換した直流電圧が与えられる。
　具体的には、コンバータ回路１３０は、ダイオード１２２～１２８で形成されるダイオード全波整流回路１２０と、母線間の平滑コンデンサ１４０とを含み、平滑コンデンサの容量は、直流電圧波形のリップルを改善できる程度に十分大きい。
　このコンバータ回路１３０により、交流電源１６０の交流電圧が直流電圧に変換されてインバータ１５０に供給される。
　コイル１７０は、コンバータ回路１３０に供給される交流電源の力率を改善する目的で設けられたものである。
　図１１は、直流電圧の波形と、Ｕ相モータ電流との関係を説明する図である。
　図１１（ａ）に示されるように、平滑コンデンサ１４０の容量が十分大きい場合には、直流電圧波形のリプルが改善されて、一定の直流電圧がインバータ１５０に供給される。
　図１１（ｂ）は、電流センサ１８０により、検出したＵ相のモータ電流波形を説明する図である。
　図１１（ｂ）に示されるように、直流電圧波形のリプルが改善されて一定の直流電圧がインバータ１５０に供給されるためインバータ１５０から同期モータ１００を駆動するＵ相モータ電流は、振幅が一定の安定した波形として検出される。
　一方で、上記のような従来の構成においては、入力電流波形の改善と、高力率化が得にくいという問題があるため、特開２００２－５１５８９号公報（特許文献２）においては、コイル１７０を用いず、また、インバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１/１００程度の小容量のコンデンサを用いることで故意に直流電圧に電源の２倍の周波数のリプルを発生させ、簡易な方式で入力電流波形の改善と、高力率化を実現する方式が提案されている。
特開平５－２３６７８９号公報 特開２００２－５１５８９号公報
　しかしながら、上記方式を採用した場合には、直流電圧波形のリプルを改善するコイル１７０が設けられていないため図１２（ａ）に示されるように直流電圧に電源の２倍の周波数のリプルが発生する。すなわち、交流電源１６０は２００Ｖ、５０Ｈｚであるため１００Ｈｚのリプルが発生する。
　ここで、モータの回転数２８００ｒｐｍ時のインバータの出力周波数は、４極モータであるため、９３．３Ｈｚとなる。このように、インバータの周波数が直流電圧のリプルの周波数に近づくと、図１２（ｂ）に示されるようにインバータ出力側のモータ電流に大きな脈動が発生し、モータの回転が不安定となるため、振動、騒音が増大し、効率が悪化するとともに、最悪の場合は脱調停止に至る。
　本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、直流電圧のリプルが大きい場合でも安定性を確保した位置センサレス正弦波通電が可能なモータ制御装置を提供することである。
　本発明のある局面に従うモータ制御装置は、単相交流電源を入力とする整流回路と、整流回路と接続され、整流回路で得られた直流電力を三相交流電力に変換して、モータを駆動するインバータと、インバータを制御する制御装置と、単相交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路とを備える。制御装置は、モータの回転数を設定する回転数設定手段と、ゼロクロス点検出回路のゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、回転数設定手段により設定されるモータの回転数を補正する回転数補正手段とを含む。
　好ましくは、インバータの母線間には極めて小容量のコンデンサを接続する。
　好ましくは、回転数補正手段は、ゼロクロス点の検出からの経過時間に従って予め規定された補正率データテーブルの補正率に基づいて目標回転数を補正する。
　特に、補正率は、目標回転数に対する補正率データテーブルに規定された補正率の合計が概ね０となる値に規定される。
　特に、補正率データテーブルは、目標回転数毎に設けられる。
　本発明のモータ制御装置は、ゼロクロス点検出回路のゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、回転数設定手段により設定されるモータの回転数を補正する回転数補正手段を設ける。当該構成により、ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、モータの回転数を補正する。ゼロクロス点となる直流電圧が０Ｖに落ち込む際の回転数を補正して、直流電圧のリプルの周波数よりもかなり離れた値とすることにより、電流波形の脈動を抑制して、振幅が一定の安定した波形を検出することが可能となり、安定に同期モータを駆動できる。
本発明の実施の形態に従うモータ制御装置のブロック図について説明する図である。 位相差情報検出の原理について説明する図である。 コントローラ７における位相差情報を検出する位相差検出ルーチンを説明するフロー図である。 サンプリングタイミングが到来したかをタイマの値などで検出して、サンプリングを開始させるサンプリング開始ルーチンを説明するフロー図である。 モータ電流信号ｂとモータ駆動電圧位相情報ｃの波形図である。 本発明の実施の形態に従うモータ制御装置の回転数を補正する方式について説明する図である。 本発明の実施の形態に従う回転数補正率データテーブルを説明する図である。 本発明の実施の形態における直流電圧波形とＵ相モータ電流の関係を示す図である。 モータの回転数指令値（補正前回転数）に応じて変更可能な複数の回転数補正率データテーブルを説明する図である。 従来の一般的なモータ制御装置の構成である。 直流電圧の波形と、Ｕ相モータ電流との関係を説明する図である。 直流電圧の波形と、Ｕ相モータ電流との関係を説明する別の図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。以下の説明では、同一の部品には同一の符号を附してある。それらの名称および機能も同じである。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。
　図１を用いて、本発明の実施の形態に従うモータ制御装置のブロック図について説明する。
　図１を参照して、モータ制御装置は、ステータに複数相（３相）のコイルとロータに永久磁石とを備えた同期モータ１と、インバータ２と、コンバータ回路３と、交流電源４と、電流センサ５と、モータ電流検出アンプ６と、ゼロクロス検出部３０と、電圧センサ３２と、マイクロコンピュータであるコントローラ７とから構成されている。
　同期モータ１は、インバータ２によって駆動され、インバータ２にはコンバータ回路３からの交流電源４の交流電圧が直流に変換して与えられる。
　具体的には、コンバータ回路３は、複数のダイオード２２～２８を含み、全波整流回路２０が形成される。また、母線間に小容量コンデンサ４０が設けられる。本例において、小容量コンデンサ４０は、１００μＦ以下のものを用いることとする。具体的には、負荷側である同期モータ１の回生エネルギーによるインバータ２の半導体素子の耐圧破壊防止を考慮して１０～２０μＦ程度のコンデンサを用いることが可能である。
　電流センサ５は、モータコイル端子Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の中で特定相（図１ではＵ相）に流れるモータ電流ａを検出する。電流センサ５で検出されたモータ電流は、モータ電流検出アンプ６に与えられる。
　そして、モータ電流検出アンプ６において、所定量増幅し、そして、オフセット加算したモータ電流信号ｂがコントローラ７に与えられる。
　また、電圧センサ３２は、交流電源４の電圧を検出する。電圧センサ３２で検出された交流電圧は、ゼロクロス検出部３０に与えられる。
　そして、ゼロクロス検出部３０は、電圧センサ３２で検出された交流電圧をモニタリングして０Ｖを跨ぐ際にゼロクロス点信号を生成してコントローラ７に与える。
　コントローラ７は、位相差検出部８と、目標位相差情報格納部９と、加算部１０と、ＰＩ演算部１１と、回転数設定部１２と、正弦波データテーブル１３と、正弦波データ作成部１４と、ＰＷＭ作成部１５、補正率データ抽出部１６と、回転数補正率データテーブル１７との各処理をソフト的に行なう。本実施例においては、特開２００１－１１２２８７号公報に記載される位相制御方式と同様の方式により位相制御を実行する。この点については後述する。
　位相差検出部８は、モータ電流検出アンプ６から与えられたモータ電流信号を所定のタイミングでＡ／Ｄ変換して取り込み、２個所のモータ駆動電圧位相期間ごとにサンプリングした各電流サンプリングデータを積算してモータ電流信号面積とし、両モータ電流信号面積の面積比を位相差情報として出力する。
　目標とする位相差情報は目標位相差情報格納部９に格納される。目標位相差情報と位相差情報との誤差データは加算部１０によって算出される。ＰＩ演算部１１は算出された誤差データに対して比例誤差データおよび積分誤差データを算出してデューティ基準値を出力する。なお、加算部１０とＰＩ演算部１１とによって位相差制御部が構成される。
　回転数設定部１２は、同期モータ１の目標とする回転数指令を設定し、正弦波データテーブル１３は所定のデータ個数のテーブルを含む。
　回転数補正率データテーブル１７は、目標とする回転数に対する補正率データを格納したものである。
　補正率データ抽出部１６は、回転数補正率データテーブルからゼロクロス検出部３０により生成されたゼロクロス点信号の経過時間に応じた補正率データを抽出して、補正回転数生成部１８に出力する。
　補正回転数生成部１８は、補正率データ抽出部１６により抽出された補正率データに従って回転数設定部１２により設定された回転数を補正して、正弦波データ作成部１４に出力する。
　正弦波データ作成部１４は、補正回転数生成部１８から出力された回転数指令と時間経過に従って正弦波データテーブル１３からモータコイル端子Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に対応した正弦波データを読出すとともに、Ｕ相の正弦波データからＵ相のモータ駆動電圧位相情報ｃを出力する。
　ＰＷＭ作成部１５は正弦波データとデューティ基準値とから各相ごとにインバータ２の駆動素子にＰＷＭ波形を出力する。
　なお、電流センサ５はコイルとホール素子で構成されたいわゆる電流センサでもよく、カレントトランスでもよい。
　また、本例においては、Ｕ相について検出する場合について説明するが、１相だけでなく各相のモータ電流を検出するとさらに高精度にすることができる。さらに、正弦波データの作成は正弦波データテーブル１３をもとに作成せずに、演算によって作成してもかまわない。
　さらに、各構成要素８～１７の構成要素はコントローラ７でソフト的に処理されるようにしたが、特にこれに限ることなく同様の処理をしていればハード構成で構成してもよい。
　なお、モータの駆動波形は正弦波とした場合についての構成であるが、正弦波形にすることで滑らかなモータ電流の供給が可能となるために振動、騒音が少なくできる。しかしながら、これに限らず、モータロータの磁束に合せたモータ電流が得られるような駆動波形を通電すれば、より高効率な駆動が可能となる。
　２個所のモータ駆動電圧位相期間で検出された２つのモータ電流信号面積は、位相差検出部８で面積比が計算され、この結果が位相差情報とされる。この位相差情報と目標位相差情報との誤差量に対してＰＩ演算部１１でＰＩ演算が行なわれ、ＰＷＭ作成部１５はその出力であるデューティ基準値と別途回転指令から求まる正弦波データとから、その都度の出力デューティ比を計算してＰＷＭ信号を作成し、インバータ２を介してモータコイルに印加することで同期モータ１が駆動される。
　すなわち、モータ駆動電圧（出力デューティ）に対するモータ電流位相差を一定に制御するための位相差制御フィードバックループによって駆動電圧の大きさ（ＰＷＭデューティのデューティ幅）を決定し、同期モータ１を所望の回転数で回転させるために所望の周波数で出力される正弦波データによって回転数を決定する。これによって、所望の位相差，所望の回転数でモータを駆動・制御することができる。
　なお、モータ起動時は各相に強制的に通電し、回転磁界を与えていき、強制励磁で行ない、通常駆動時に上記方法で制御を行なえばよい。
　ここで、この発明の位相差制御によって同期モータが駆動・制御できることは特開２００１－１１２２８７号公報に記載されるとおりである。
　本実施の形態においては、一例として上記位相差制御の方式について、まず、この発明の位相差情報の検出の処理について説明する。
　図２を用いて位相差情報検出の原理を説明する。
　図２（ａ）を参照して、Ｕ相のモータ電流ａは０レベルを中心としたほぼ正弦波状の波形とする。このモータ電流ａをモータ電流検出アンプ６によって増幅し、オフセット設定してモータ電流信号ｂを作成する。これはモータ電流ａをコントローラ７に内蔵されているＡ／Ｄ変換器の変換可能電圧範囲（たとえば０～＋５Ｖ）に合せるために行なわれる。
　また、Ｕ相のモータ駆動電圧位相情報ｃは正弦波データ作成部１４でＵ相の正弦波データから作成される。なお、モータ駆動電圧位相情報ｃは、実際には正弦波波形とする必要はなく、位相情報だけがわかっていればよい。
　位相差検出部８には図２（ｂ）に示すようなモータ電流信号ｂと図２（ｃ）に示すモータ駆動電圧位相情報ｃが入力される。位相差検出部８では、モータ駆動電圧位相情報ｃから予め決められた所定の位相期間θ０，θ１においてモータ電流信号ｂのサンプリングを所定のサンプリング位相（サンプリングタイミング）ｓ０～ｓ３で１位相期間当りｎ回（図２の場合２回）行ない、各位相期間θ０およびθ１でのモータ電流信号面積をそれぞれＩＳ０およびＩＳ１として、各々サンプリングされて電流サンプリングデータを積算する。
　すなわち、
　　Ｉｓ０＝Ｉ０＋Ｉ１
　　Ｉｓ１＝Ｉ２＋Ｉ３
　そして、各モータ電流信号面積Ｉｓ０，Ｉｓ１の比を計算してこれを位相差情報とする。
　図３は、コントローラ７における位相差情報を検出する位相差検出ルーチンを説明するフロー図である。
　図３は、サンプリングタイミングが到来したかをタイマの値などで検出して、サンプリングを開始させるサンプリング開始ルーチン（タイマ割込ルーチン）を説明するフロー図である。なお、特にこのような処理構成でなくても同様の考え方で処理を行なっていればよい。
　図３を参照して、ステップＳ２において、サンプリング位相ｓ０のサンプリングタイミングを、モータの回転数とタイマのカウント周期から、サンプリング開始ルーチンの割込値として設定し、サンプリング回数ｎなどの各変数を初期化する。これはモータ回転開始直後、あるいは位相期間θ０の直後または位相期間θ０の前に１度だけ行なわれ、それ以降のサンプリングタイミング設定はサンプリング開始ルーチンで行なわれる。
　ステップＳ４以降はループ処理であり、ステップＳ２が行なわれた後は、位相差情報の検出が終了するまでこのループ処理が繰返され、次回の位相期間θ０で再度ループ処理が行なわれる。ステップＳ４では、位相差検出部８においてサンプリング開始ルーチンで開始指令されたサンプリングが終了したかを検出する。終了していればステップＳ８に進み、終了していなければ以下の処理が行なわれるが、ループ処理中なので結果的にサンプリングが終了したかを検出し続けることとなる。
　そして、次に、電流のサンプリング値を読み込む（ステップＳ８）。具体的には、位相差検出部８は、モータ電流検出アンプ６から出力される電流のサンプリング値を読み込む。
　そして、次に、ステップＳ１２においてサンプリング回数が１回更新される。具体的には、位相差検出部８において以降の処理が実行される。
　次に、ステップＳ１４において、現在の位相期間がθ０あるいはθ１かが判断され、判断結果によってステップＳ１６またはＳ２２の処理を行なう。この判断はサンプリング回数ｎで行なえばよい。
　ステップＳ１６あるいはＳ２２では、サンプリング回数が所定回数（２回あるいは４回）になったかを判断し、所定回数（２回あるいは４回）であれば、ステップＳ１８あるいはＳ２４の処理を行なう。
　ステップＳ１８あるいはＳ２４では、それぞれの位相期間でのサンプリングが終了したものとして、電流サンプリングデータの積算（Ｉ０＋Ｉ１，Ｉ２＋Ｉ３）を行ない、モータ電流信号面積Ｉｓ０あるいはＩｓ１を計算する。ステップＳ２０では、モータ電流信号面積Ｉｓ０およびＩｓ１両方の計算が終了したかを判断し、終了していなければループ処理に戻る。
　ステップＳ２６においては、モータ電流信号面積Ｉｓ０およびＩｓ１の計算が終了していたとして、両面積データの比（Ｉｓ０／Ｉｓ１）を計算して、これを位相差情報とする。
　そして、次に、検出した位相差情報を保存する（ステップＳ２８）。そして、一連の位相差検出ルーチン（ループ処理）が終了する。
　一方、ステップＳ６において、モータ電圧が所定の電圧未満であると判断された場合（ステップＳ６においてＮＯ）には、次に、電流のサンプリング値を無効とする（ステップＳ９）。そして、位相差検出ルーチンの処理を終了する。モータ電圧が所定の電圧未満である場合には、モータ電流の振幅も小さいため誤差の影響が大きい。それゆえ、誤差の影響が大きいモータ電流のサンプリング値を用いた位相差情報では精度の高い位相制御が難しいため位相差検出ルーチンの処理を終了する。この場合には、保存されている位相差情報に基づいて、位相制御が実行されることになる。すなわち、位相差情報は更新されず、次の位相差検出ルーチンの際にモータ電圧が所定の電圧以上の場合に更新された位相差情報に基づく位相制御が実行されることになる。
　また、図４に示すサンプリング開始ルーチン（タイマ割込ルーチン）は、タイマ割込が設定されたサンプリングタイミングで処理が開始され、ステップＳ４０では次回のサンプリングタイミングを予め決めておいたサンプリング位相に従ってサンプリング開始ルーチンの割込値として設定される。
　ステップＳ４２では、Ａ／Ｄ変換器に電流サンプリング開始を指示して終了する。
　このように、サンプリング開始ルーチンの処理の中で次回のサンプリングタイミングの設定を行なうのは、現在のタイマカウント値がわかっている（≒今回のタイマ割込値）、現在のモータ電圧位相がわかっている（≒今回のサンプリング位相）ためであり、このようにすることで改めてタイマカウント値、モータ電圧位相を参照する必要がなくなり、効率的な処理が可能となる。
　しかしながら、厳密には今回のタイマ割込値、今回のサンプリング位相は、割込が発生した時点での値であり、ステップＳ４０を行なう時点でのタイマカウント値、モータ電圧位相とはわずかながら異なってしまう。したがって、厳密なサンプリングタイミングの設定が必要であれば、その都度タイマカウント値およびモータ電圧位相を参照するのが望ましい。
　ここで、モータ電流のサンプリングタイミングは、予め決めておいたサンプリング位相に従って、モータ回転数とタイマ周期とから、その都度所定の値にタイマ割込値を設定することで任意に決めることができる。この設定方法は具体的にはたとえばと同じく正弦波２周期でモータが１回転するとし、モータ回転数が３０００ｒｐｍのときにモータ電圧位相３０°のときにサンプリングを開始するとして、モータ電圧位相０°のときに設定を行ない、また電流サンプリングタイマのカウント分解能は１μｓｅｃとすると、モータ電圧位相が０°から３０°になるまでの時間は、正弦波１周期の時間が１０ｍｓｅｃなので、
　　０．０１［ｓ］＊３０［°］／３６０［°］＝８３３［μｓｅｃ］
であり、電流サンプリングタイマのカウントとしては、
　　８３３［μｓｅｃ］／１［μｓｅｃ／カウント］＝８３３［カウント］
となる。つまり、モータ電圧位相０°のときのタイマのカウント値に８３３を加算し、これをタイマ割込値とすれば、モータ電圧位相３０°でタイマ割込が発生して電流のサンプリングが開始される。なお、前述のようにモータ回転数は正弦波データの周期によって決まる、つまりコントローラ７側で決まるものであるので、正確なモータ電圧位相でのサンプリングが可能となる。
　また２個所の位相期間でのサンプリングタイミングをどのように設定するかについては、各サンプリングタイミングは常にモータ電圧の同じ位相にサンプリングされ、１つの位相差情報に対しては１つのロータステータ相対位置あるいは駆動電圧（出力デューティ）が得られるようなタイミングであれば問題はない。
　しかしながら、図２に示すように、モータ電圧位相９０°を中心として線対称となる位相で（位相９０°地点からの各サンプリングタイミングまでの位相が、それぞれの位相期間のサンプリングタイミングで同じとなる位相で、また言い換えれば実際の位相差が０のときには両モータ電流信号面積が同値として検出されるような位相で）、各位相期間における電流サンプリングを行なえば、位相差制御設計が容易となる。
　さらに、モータ電圧位位相の各位相期間はまとまっている必要もなく、たとえば図２においてＩ０とＩ５の積算値は第１の位相期間のモータ電流信号面積とし、Ｉ２とＩ７の積算値を第２の位相期間のモータ電流信号面積と分割してもよく、これらは制御系の処理時間の余裕度などから決めればよい。
　また、位相期間θ０とθ１における位相差情報（Ｉｓ０／Ｉｓ１）検出後の位相差検出は、位相期間θ１とθ２を利用して、位相差情報（Ｉｓ２／Ｉｓ１）の計算を行なうことでより高速な位相差情報の検出が可能となる。
　ここで、モータ電流のサンプリングタイミングの設定、すなわちタイマ割込値の設定を簡略化する方法について説明する。
　図５はモータ電流信号ｂとモータ駆動電圧位相情報ｃの波形図である。
　図５において、モータ駆動電圧位相情報ｃに基づく所定の位相期間θ０，θ１間でのサンプリング回数はそれぞれ３回としている。ここで注目すべきは、各位相期間内での電流サンプリングタイミングを同じ値のサンプリング期間θｓ＝ａにしている、つまり同じ間隔でサンプリングを行なうことである。
　前述のサンプリングタイミングの設定方法に従って、各位相期間の最初にθｓを計算した後は、以降のタイマ割込値では現在のタイマカウント値θｓを加算するだけでよい。
　このように一定のタイミングとすることで、図４のステップＳ４０でのサンプリングタイミング設定、すなわちタイマ割込値の計算を軽減することができる。
　上述の如く、本実施形態では、図１２（ａ）で説明したように直流電圧に大きなリプルが発生する可能性がある。
　したがって、図１２（ｂ）で説明したように、インバータ出力側のモータ電流に大きな脈動が発生し、具体的には、Ｕ相モータ電流の電流値が－１０Ａから１０Ａの範囲内を超える値となる場合もあり、位相差制御が不安定となる可能性がある。そのため、モータの回転が不安定となるため、振動、騒音が増大し、効率が悪化する可能性がある。
　本実施の形態においては、上記点を改善するためにインバータ出力側のモータ電流の脈動を抑制するために回転数を補正する方式について説明する。
　図６を用いて、本発明の実施の形態に従うモータ制御装置の回転数を補正する方式について説明する。
　図６（ａ）を参照して、ここでは、交流電圧波形が示されている。なお、交流電源４は２００Ｖ,周波数は５０Ｈｚである。モータの回転数指令値（補正前回転数）は２８００ｒｐｍとしている。モータの回転数指令値（補正前回転数）が２８００ｒｐｍの場合のインバータの出力周波数は、４極モータであるため９３．３Ｈｚである。
　図６（ｂ）には、図６（ａ）の交流電圧波形に対する直流電圧波形が示されている。本例においては平滑コンデンサの容量が十分小さいため、直流電圧波形には、大きなリプルが発生している。すなわち、交流電源の２倍の周波数１００Ｈｚのリプルが発生する。
　図６（ｃ）には、図６（ａ）の交流電圧波形に対するゼロクロス点信号が示されている。具体的には、ゼロクロス検出部３０が交流電源４をモニタリングして交流電圧波形において、交流電圧が０を跨ぐゼロクロス点信号を出力する。
　本実施の形態においては、このゼロクロス点信号の立ち上がりエッジが発生した時点を０として、この時点からの経過時間をマイクロコンピュータであるコントローラ７で計測する。
　補正率データ抽出部１６は、回転数補正率データテーブル１７を読み出してこの時間経過に従う補正率データを抽出する。そして、当該抽出された補正率データが補正回転数生成部１８に出力される。
　補正回転数生成部１８は、回転数設定部１２で設定された目標回転数に対して補正率データを乗算して計算された値を補正した目標回転数として正弦波データ作成部１４に出力する。
　図７には、本発明の実施の形態に従う回転数補正率データテーブルの数値が示されている。
　具体的には１０ｍｓを一周期として、０．２ｍｓ毎の数値が示されている。
　当該回転数補正率データテーブルの数値は、モータ電流の脈動を低減し、モータが安定して駆動できる値を予め実験により求めたものである。
　図６（ｄ）は、０％を基準とした場合の図７の補正率データに基づく回転数補正率データ線である。
　図６（ｄ）に示されるように、回転数補正率データ線は、直流電圧波形に合わせたデータ線であり、ゼロクロス点の場合に最も回転数補正率が大きくなるように設定されている。
　例えば、補正前回転数が２８００ｒｐｍで、経過時間５．０ｍｓの場合は、図７より補正率データが１８．１７％であるため、回転数補正値は、２８００ｒｐｍ×１８．１７％＝約５０９ｒｐｍとなる。
　補正後回転数は、２８００ｒｐｍ＋５０９ｒｐｍ＝３３０９ｒｐｍとなる。
　また、経過時間１０ｍｓすなわち０ｍｓの場合には、図７より補正率データが－３１．８３％であるため回転数補正値は、２８００ｒｐｍ×（－３１．８３％）＝約－８９１ｒｐｍとなる。
　補正後回転数は、２８００ｒｐｍ＋（－８９１）＝１９９９ｒｐｍとなる。
　ここで、回転数１９９９ｒｐｍ時のインバータの出力周波数は４極モータであるため、６６．６３Ｈｚとなる。したがって、インバータの周波数は直流電圧のリプルの周波数（１００Ｈｚ）よりもかなり離れた値に設定される。
　すなわち、本例においては、ゼロクロス点を検出して、ゼロクロス点において直流電圧が０Ｖに落ち込む際の補正率データを最も大きくして、直流電圧のリプルの周波数よりもかなり離れた値とすることにより、電流波形について脈動を抑制して、振幅が一定の安定した波形を検出することが可能となる。
　図８を用いて、本発明の実施の形態における直流電圧波形とＵ相モータ電流の関係を示す図である。
　図８（ａ）を参照して、図１２（ａ）にも示されるように直流電圧に大きなリプルが発生するが、上記で説明した方式に従って目標回転数を補正することにより、図８（ｂ）に示されるようにモータ電流の脈動を大幅に低減することが可能である。ここでは、Ｕ相モータ電流の電流値が－１０Ａから１０Ａの範囲内に収められている場合が示されている。
　これにより、モータの安定駆動が実現でき、振動、騒音を低減し、効率の悪化も抑制できる。
　また、図６（ｅ）には、補正前回転数と補正後回転数との関係が示されている。
ここで、図７に示す回転数補正率データテーブルは、補正率データの平均値が概ね０となるように設定する。具体的には、ゼロクロス点近傍においては、回転数を下げる一方、ゼロクロス点から離れている期間において回転数を上げることにより、平均回転数（補正後回転数の平均値）とモータの回転数指令値（補正前回転数）の差を概ね無くすことができる。
　例えば、平均回転数と回転数指令値とに差が生じると、モータの出力を精度良く制御することが困難になる。
　例えば、冷蔵庫の圧縮機用のモータ駆動装置の場合を例に挙げると、平均回転数が回転数指令値より小さいときは冷却不足の状態になり、平均回転数が回転数指令値より大きいときは冷却過剰の状態となるが、差を概ね無くすことにより、全体的にモータの回転数を目標回転数とすることが可能であるため精度の高い制御が可能となる。
　また、本例においては、一例として１つの回転数補正率データテーブルについて説明したが、目標回転数に応じて回転数補正率データテーブルを設けるようにすることも可能である。
　図９には、モータの回転数指令値（補正前回転数）に応じて変更可能な複数の回転数補正率データテーブルが示されている。
　目標回転数に対するインバータの出力周波数が直流電圧のリプルの周波数に近い値でない場合、例えば目標回転数が２０００ｒｐｍ未満の場合あるいは４０００ｒｐｍ以上の場合には、補正率データの範囲も小さくすることが可能である。
　なお、上記の回転数補正率データテーブルの値は、モータ電流の変動が低減しモータが安定して駆動できる値を予め実験を行い決定することが可能である。
　上述の如く、本実施形態では、従来の構成の如くコイルを用いず、また、インバータの母線間には従来の平滑コンデンサの１/１００程度の小容量のコンデンサを用いることが可能となり、その場合に直流電圧に大きなリプルが発生している条件においても、モータの安定駆動が実現でき、振動、騒音を低減し、効率の悪化も抑制できる。また、モータの出力を精度良く制御できる。
　また、インバータの母線間に従来の平滑コンデンサの１/１００程度の小容量のコンデンサを用いることで、小型、軽量、低コストなインバータ装置を実現することが可能である。
　また、検出した交流電圧／電流位相差情報を用いてインバータ制御を行うことで、低騒音、低振動、高効率である正弦波通電をはじめとする１８０度通電によるモータ駆動において、ロータ位置を検知するセンサを用いず、安定な回転を行うことが可能である。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　モータ、２　インバータ、３　コンバータ回路、４　交流電源、５　電流センサ、６　モータ電流検出アンプ、７　コントローラ、８　位相差検出部、９　目標位相差情報格納部、１０　加算部、１１　ＰＩ演算部、１２　回転数設定部、１３　正弦波データテーブル、１４　正弦波データ作成部、１５　ＰＷＭ作成部、１６　補正率データ抽出部、１７　回転数補正率データテーブル、１８　補正回転数生成部、２０　全波整流回路、３０　ゼロクロス検出部、３２　電圧センサ。

Claims (5)

  1. 　単相交流電源を入力とする整流回路（２０）と、
    　前記整流回路と接続され、前記整流回路で得られた直流電力を三相交流電力に変換して、モータ（１）を駆動するインバータ（２）と、
    　前記インバータを制御する制御装置（７）と、
    　前記単相交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路（３０）とを備え、
    　前記制御装置（７）は、
    　前記モータの回転数を設定する回転数設定手段（１２）と、
    　前記ゼロクロス点検出回路の前記ゼロクロス点の検出からの経過時間に応じて、前記回転数設定手段により設定される前記モータの回転数を補正する回転数補正手段（１８）とを含む、モータ制御装置。
  2. 　前記インバータの母線間には極めて小容量のコンデンサ（４０）を接続する、請求の範囲１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記回転数補正手段は、前記ゼロクロス点の検出からの経過時間に従って予め規定された補正率データテーブルの補正率に基づいて目標回転数を補正する、請求の範囲１または２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記補正率は、前記目標回転数に対する前記補正率データテーブルに規定された補正率の合計が概ね０となる値に規定される、請求の範囲３記載のモータ制御装置。
  5. 　前記補正率データテーブルは、目標回転数毎に設けられる、請求の範囲３または４記載のモータ制御装置。
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