WO2011024576A1 - 静電容量型物理量センサ及び角速度センサ - Google Patents

静電容量型物理量センサ及び角速度センサ Download PDF

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WO2011024576A1
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capacitance
physical quantity
detection
movable body
quantity sensor
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寛 岩澤
松本　昌大
敏明 中村
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • G—PHYSICS
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    • G01P15/0802—Details

Definitions

  • the present invention relates to a capacitance type physical quantity sensor and an angular velocity sensor, and more particularly to a capacitance type physical quantity sensor and an angular velocity sensor suitable for noise reduction.
  • capacitance detection input unit converts the change in capacitance of the detection element into an electrical signal using a capacitance detection circuit, but the connection between the detection element and the capacitance detection circuit (hereinafter referred to as capacitance detection input unit) is electrical. Because of its high impedance, it is vulnerable to electromagnetic or electrostatic external noise. For this reason, as described in Patent Document 1, the detection element is covered with a grounded conductive member to form an electromagnetic shield to reduce external noise.
  • Patent Document 1 The electromagnetic shield described in Patent Document 1 is more resistant to external noise as it is placed closer to the capacitance detection input unit and applied on a larger scale, but on the other hand, noise derived from internal noise increases.
  • An object of the present invention is to provide a highly accurate electrostatic capacitance type physical quantity sensor and angular velocity sensor by adopting a configuration capable of suppressing noise derived from internal noise while maintaining resistance to external noise.
  • the present invention provides a detection element having a movable body supported so as to be displaceable by a physical quantity from the outside, and a detection electrode formed on at least one surface of the movable body, A capacitance detection circuit that detects a change in the capacitance of the detection electrode due to the displacement of the movable body, and a wiring that is disposed around the wiring connected to the input of the capacitance detection circuit and connected to a low-impedance DC potential.
  • a capacitance-type physical quantity sensor that detects a physical quantity by converting a change in the capacitance of the detection electrode due to the displacement of the movable body into an electrical signal by the capacitance detection circuit, and includes a detection element and a capacitance detection circuit.
  • the value Cin of the input capacitance with respect to the low impedance fixed potential at the connection portion is in the range of 1.5 pF ⁇ Cin ⁇ 20 pF.
  • the relationship between the feedback capacitance value Cf in the capacitance detection circuit and the input Cin is in a range of 0.1 ⁇ (Cf / Cin) ⁇ 1.0. is there.
  • the potential of the shield wiring is the same as the DC potential of the carrier wave signal used for capacitance detection.
  • the detection element includes a diagnostic electrode for applying an electrostatic attractive force to the movable body.
  • the movable body is made of silicon crystal.
  • the present invention provides a movable body supported so as to be displaceable by an angular velocity from the outside, and two detection electrodes formed on two orthogonal surfaces of the movable body, A detection element having a drive electrode for exciting the movable body, and a capacitance detection for detecting a change in capacitance of the two detection electrodes by a Coriolis action caused by an angular velocity applied in a vibration state of the movable body generated by the drive electrode A circuit and a wiring connected to the input of the capacitance detection circuit and connected to a low-impedance DC potential, and the capacitance change of the detection electrode due to the displacement of the movable body
  • An angular velocity sensor that detects an angular velocity by converting it into an electric signal by a capacitance detection circuit, and inputs an input to a low impedance fixed potential at a connection between the detection element and the capacitance detection circuit.
  • Value Cin capacity in which the range of 1.5 pF ⁇ Cin
  • the present invention it becomes highly accurate by adopting a configuration capable of suppressing noise derived from internal noise while maintaining resistance to external noise.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a capacitance type physical quantity sensor according to an embodiment of the present invention.
  • the capacitive physical quantity sensor includes a detection element 10, a carrier wave application unit 20, and a capacitance detection circuit unit 30.
  • the detecting element 10 includes a variable capacitor 11.
  • the variable capacitor 11 includes a detection electrode Ef that is not displaced even when physical quantities such as acceleration, angular velocity, and pressure are applied, and a movable electrode Em that is displaced when a physical quantity is applied to the detection element 10.
  • the movable electrode Em and the detection electrode Ef are arranged in parallel to each other, and a capacitor C is formed therebetween. If the capacity of the variable capacitor 11 when no physical quantity is added is C0, and the change in capacity when the physical quantity is added is ⁇ C, the capacity of the variable capacitor 11 is C0 ⁇ ⁇ C.
  • the detection electrode Ef is connected to the detection electrode side wiring 13.
  • a movable electrode side wiring 15 is connected to the movable electrode Em.
  • a shield wiring 16 is disposed around the movable electrode side wiring 15.
  • the shield wiring 16 is connected to a low impedance DC potential.
  • the shield wiring 16 is connected to a low impedance potential having the same DC potential as that of the movable electrode Em.
  • the low-impedance DC potential includes a ground potential.
  • a parasitic capacitance Cp is formed between the movable electrode side wiring 15 and the shield wiring 16.
  • the parasitic capacitance Cp is, for example, 8.0 pF.
  • the carrier wave application unit 20 includes a carrier wave signal source 21.
  • the carrier signal Vcarr output from the carrier signal source 21 is applied to the detection electrode Ef via the detection electrode side wiring 13 of the detection element 10.
  • This carrier wave signal Vcarr is transmitted to the movable electrode side wiring 15 through the variable capacitor 11. At this time, when the capacitance of the variable capacitor 11 changes, the carrier signal itself also changes.
  • the capacitance detection circuit unit 30 amplifies the carrier wave signal output from the movable electrode side wiring 15.
  • the capacitance detection circuit unit 30 includes an OP amplifier 31, a feedback capacitor 32, an input terminal 33, and an output terminal 37.
  • a carrier signal Vcarr that has passed through the variable capacitor 11 is input to the input terminal 33.
  • the input terminal 33 is connected to the inverting input of the OP amplifier 31.
  • the feedback capacitor 32 is connected between the output terminal 37 and the input terminal 33 of the OP amplifier 31.
  • the non-inverting input of the OP amplifier 31 is connected to the reference potential 34. Since the ground capacitance of the input terminal 33 behaves in the same manner as the capacitance between the movable electrode side wiring 15 and the shield wiring 16 in the detection element, it is included in the parasitic capacitance Cp.
  • noise in the capacitance type physical quantity sensor according to the present embodiment will be described.
  • noise source outside the capacitance type physical quantity sensor.
  • Noise from this noise source is shielded by the electromagnetic shield 16, but if the shielding effect is not sufficient, it is superimposed on the movable electrode side wiring 15 as externally derived noise.
  • This external noise is amplified by the capacitance detection circuit unit 30 and is detected by being superimposed on the carrier signal from the output terminal 37.
  • the internal noise is noise synchronized with the carrier wave signal Vcarr and is included in the reference potential 34. Internally derived noise is amplified by the capacitance detection circuit unit 30 and detected from the output terminal 37 by being superimposed on the carrier wave signal.
  • This structure-derived noise is detected as a change in the carrier signal at the output terminal.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of noise in the capacitance type physical quantity sensor according to the embodiment of the present invention.
  • the input capacitance Cin of the capacitance detection circuit unit 3 is the total value of the capacitance C0 and the parasitic capacitance Cp of the variable capacitance capacitor 11.
  • the horizontal axis represents the input capacitance Cin.
  • the vertical axis represents noise (N / S).
  • the capacitance of the variable capacitor 11 is C0 + ⁇ C.
  • the charge signal appearing on the movable electrode Em becomes proportional to the capacitance change ⁇ C.
  • This charge signal appearing on the movable electrode Em is input to the input terminal 33 of the capacitance detection circuit unit 3 and converted into a voltage signal.
  • a feedback amplifier circuit using an OP amplifier is configured.
  • the OP amplifier 31 forms a negative feedback circuit with the feedback capacitor 32, and outputs a signal to the output terminal 37 so that the voltage at the input terminal 33 is equal to the voltage of the reference potential 34.
  • the charge signal input to the input terminal 33 is converted to a voltage signal at the output terminal 37.
  • the voltage amplitude of the carrier signal is Vcarr
  • the signal voltage amplitude VoutS is proportional to the capacitance change ⁇ C, which is proportional to the displacement of the movable body due to the physical quantity, the physical quantity can be detected by measuring the signal voltage amplitude VoutS.
  • a solid line A in FIG. 2 indicates internally derived noise.
  • circuit reference noise 34 synchronized with the carrier wave signal is included in the reference potential 34 of the capacitance detection circuit, this noise is amplified through the ground capacitance Cin of the input portion of the capacitance detection circuit portion 30 and the feedback capacitance Cf of the capacitance detection circuit, Appear in the output.
  • Vnb the voltage of the circuit internal noise
  • Cin the sum of the ground capacitance values of the capacitance detection input unit
  • Cin the value C0 of the detection electrode capacitance + the value Cp of the parasitic capacitance 17
  • the internally derived noise is proportional to (Cin + Cf) as indicated by a solid line A in FIG. 2, and increases linearly as the input capacitance Cin increases.
  • the feedback capacitor Cf for example, a constant feedback capacitor 32 of about 0.2 pF to 2.0 pF is used.
  • the solid line A shown in FIG. 2 shifts in the direction in which the noise increases as a whole.
  • the broken line B in FIG. 2 shows the change of the externally derived noise with respect to the input capacitance Cin. That is, by providing an electromagnetic shield, noise derived from the outside rapidly decreases depending on the degree of the shield. However, when a certain input capacitance Cin is exceeded, the degree of reduction of externally derived noise becomes moderate. As a result of examining the degree of reduction of external noise, the curve indicated by the broken line B in FIG. 2 has an inflection point when the input capacitance Cin is 1.5 pF. Turned out to be.
  • the input capacitance Cin is preferably 1.5 pF or more.
  • a dotted line C in FIG. 2 shows how the structure-derived noise changes with respect to the input capacitance Cin.
  • the capacitance C0 of the variable capacitor 11 is increased, and as a result, the input capacitance Cin is also increased. If the scale of the detection electrode is made too large while maintaining the fine structure of the detection element, the fluctuation of the manufacturing structure cannot be ignored and the noise increases rapidly. This is structure-derived noise.
  • the structure-derived noise gradually increases as the size of the movable electrode is increased and the input capacitance Cin is increased.
  • the degree of increase is moderate up to a certain input capacitance Cin, but after that, it shows a characteristic of increasing rapidly. This suddenly changing point is an inflection point, and the input capacitance Cin at this time is 40 pF. Therefore, from the viewpoint of structure-derived noise, the input capacitance Cin is preferably 40 pF or less.
  • the internally-derived noise has a property of increasing as the input capacitance Cin increases.
  • a thick solid line D indicates total noise obtained by adding internally derived noise (solid line A), externally derived noise (dashed line B), and structure derived noise (dotted line C).
  • solid line A indicates total noise obtained by adding internally derived noise
  • solid line B indicates externally derived noise
  • dotted line C indicates structure derived noise
  • the total noise when the input capacitance Cin is 40 pF is significantly larger than the total noise when the input capacitance Cin is 1.5 pF due to the influence of internal noise.
  • the total noise at the point (input capacitance Cin is 20 pF) where the characteristic curve of externally derived noise (dashed line B) and structure-derived noise (dotted line C) intersect is compared to the total noise when the input capacitance Cin is 40 pF.
  • the noise level is the same as the total noise when the input capacitance Cin is 1.5 pF.
  • the optimum range of the input capacitance value Cin is 1.5 pF ⁇ Cin ⁇ 20 pF.
  • the size of the detection electrode and the movable electrode and the interval between them are set so that the capacitance Co of the variable capacitance capacitor 11 is 2.2 pF. It can be 10.2 pF, and can be within the aforementioned optimal range.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram from another point of view regarding noise in the capacitance type physical quantity sensor according to the embodiment of the present invention.
  • the relationship between the value Cf of the feedback capacitance 32 in the capacitance detection circuit unit and the input capacitance Cin is in the range of 0.1 ⁇ (Cf / Cin) ⁇ 1.0. Further good characteristics can be obtained.
  • FIG. 4 is a plan view showing a configuration of a detection element when the capacitance type physical quantity sensor according to the embodiment of the present invention is applied to an acceleration sensor.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration when the capacitance type physical quantity sensor according to the embodiment of the present invention is applied to an acceleration sensor.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same parts.
  • an acceleration sensor will be described as an example of a detection element used in the capacitive physical quantity sensor according to the present embodiment with reference to FIG.
  • the detection element 10 is created by processing a silicon substrate using a photolithography technique.
  • the detection element 10 is composed of a plurality of electrically insulated electrodes, and is supported so as to be able to be mechanically displaced at the same time as constituting a capacitance with each other.
  • Each electrode is movable together with the fixed first detection electrodes Ef1a and Ef1b, the second detection electrodes Ef2a and Ef2b, and the movable body 18 supported so as to be displaceable by acceleration, and is electrically connected to the movable body 18. It consists of electrodes Ema and Emb.
  • One end of springs 17a and 17b is connected to both ends of the movable body 18, and the other ends of the springs 17a and 17b are fixed to the movable electrode side terminals Tma and Tmb. Therefore, when acceleration is applied to the detection element 10 from the outside, the movable body 18 is displaced according to the acceleration.
  • the movable electrodes Ema and Emb are electrically connected to the movable electrode side terminals Tma and Tmb via the movable body 18 and the springs 17a and 17b.
  • the first detection electrode Ef1a is electrically connected to the first detection electrode side terminal Tf1a, and the first detection electrode Ef1b is electrically connected to the first detection electrode side terminal Tf1b.
  • the second detection electrode Ef2a is electrically connected to the second detection electrode side terminal Tf2a, and the second detection electrode Ef2b is electrically connected to the second detection electrode side terminal Tf2b.
  • a first variable capacitor 11a is formed between the first detection electrode Ef1a and the movable electrode Ema, and a first variable capacitor 11b is formed between the first detection electrode Ef1b and the movable electrode Emb.
  • a second variable capacitor 12a is formed between the second detection electrode Ef2a and the movable electrode Ema, and a second variable capacitor 12b is formed between the second detection electrode Ef2b and the movable electrode Emb.
  • the first variable capacitor 11a is set as the capacitance Cv1a
  • the first variable capacitor 11b is set as the capacitance Cv1b
  • the second variable capacitor 12a is set as the capacitance.
  • C0 2.2 pF.
  • the total capacity of the capacity Cv1a and the capacity Cv1b is Cv1
  • the total capacity of the capacity Cv2a and the capacity Cv2b is Cv2.
  • shielded wires 16a and 16b that are electrically grounded are arranged around the movable electrodes Ema and Emb.
  • the shield wiring 16a is electrically connected to the shield terminal 16at
  • the shield wiring 16b is electrically connected to the shield terminal 16bt.
  • the shield terminals 16at and 16bt are connected to a low-impedance DC potential, so that the shield wirings 16a and 16b serve as a shield.
  • the low-impedance DC potential includes the ground potential, but here, the low-impedance potential has the same DC potential as the movable electrodes Ema and Emb.
  • a parasitic capacitance Cp is formed between the movable electrodes Ema and Emb and the shield wirings 16a and 16b.
  • the total parasitic capacitance Cp is 8.0 pF.
  • the acceleration sensor which is an example of the capacitance type physical quantity sensor according to the present embodiment, includes a detection element 10, a carrier wave application unit 20, and a capacitance detection circuit unit 30.
  • the detecting element 10 includes variable capacitors 11 and 12.
  • the variable capacitor 11 is a combination of the variable capacitors 11a and 11b shown in FIG.
  • the variable capacitor 12 is a combination of the variable capacitors 12a and 12b shown in FIG.
  • the detection electrode side wiring 13 is connected to the detection electrodes of the variable capacitor 11 (detection electrodes Ef1a and Ef1b in FIG. 4).
  • a movable electrode side wiring 15 is connected to the movable electrode (movable electrode Ema in FIG. 4).
  • the detection electrode side wiring 14 is connected to the detection electrodes of the variable capacitor 12 (detection electrodes Ef2a, Ef2b in FIG. 4).
  • a movable electrode side wiring 15 is connected to the movable electrode (movable electrode Emb in FIG. 4).
  • a shield wiring 16 is disposed around the movable electrode side wiring 15. The shield wiring 16 is connected to a low impedance DC potential.
  • the shield wiring 16 is connected to a low impedance potential having the same DC potential as that of the movable electrode Em.
  • a parasitic capacitance Cp is formed between the movable electrode side wiring 15 and the shield wiring 16.
  • the parasitic capacitance Cp is, for example, 8.0 pF.
  • the carrier wave application unit 20 includes carrier wave signal sources 21 and 22.
  • the carrier signal Vcarr output from the carrier signal source 21 is applied to the detection electrode of the variable capacitor 11 via the detection electrode side wiring 13 of the detection element 10.
  • the carrier signal ⁇ Vcarr output from the carrier signal source 22 is applied to the detection electrode of the variable capacitor 12 through the detection electrode side wiring 14 of the detection element 10.
  • the carrier signal output from the carrier signal source 21 and the carrier signal source 22 is an AC signal having the same frequency but having the opposite polarity of voltage.
  • the carrier wave signals Vcarr and -Vcarr are transmitted to the movable electrode side wiring 15 through the variable capacitors 11 and 12, respectively. At this time, when the capacitances of the variable capacitors 11 and 12 change, the carrier signal itself also changes.
  • the capacitance detection circuit unit 30 amplifies the carrier wave signal output from the movable electrode side wiring 15.
  • the capacitance detection circuit unit 30 includes an OP amplifier 31, a feedback capacitor 32, an input terminal 33, and an output terminal 37.
  • a carrier signal Vcarr that has passed through the variable capacitor 11 is input to the input terminal 33.
  • the input terminal 33 is connected to the inverting input of the OP amplifier 31.
  • the feedback capacitor 32 is connected between the output terminal 37 and the input terminal 33 of the OP amplifier 31.
  • the non-inverting input of the OP amplifier 31 is connected to the reference potential 34. Since the ground capacitance of the input terminal 33 behaves in the same manner as the capacitance between the movable electrode side wiring 15 and the shield wiring 16 in the detection element, it is included in the parasitic capacitance Cp.
  • the operation will be described.
  • the movable body 18 is displaced in proportion to the acceleration, and the distance between the movable body 1 and the first detection electrodes Ef1a, Ef1b and 14 changes.
  • the values of the detection electrode capacitors 11 and 12 are configured to change differentially.
  • the capacity of the variable capacitor 11 is Cv1
  • the capacity of the variable capacitor 12 is Cv2.
  • Cv1 1/2 (C0 ⁇ C)
  • Cv2 1/2 (C0 + ⁇ C).
  • ⁇ C 0.1 pF.
  • the high frequency carrier signal from the carrier wave application unit 2 is connected to the detection electrode of the variable capacitor 11 and the detection electrode of the variable capacitor 12. Since the two carrier signals have the same frequency but are AC signals having opposite voltages, the effects of both are combined, and the charge signal appearing on the movable electrodes of the variable capacitors 11 and 12 is variable. This is proportional to the difference ⁇ C between the capacitances Cv1 and Cv2 of the capacitance capacitors 11 and 12.
  • the charge signal appearing on the movable electrode is input to the input terminal 33 of the capacitance detection circuit unit 3 and converted into a voltage signal.
  • a feedback amplifier circuit using an OP amplifier is configured.
  • the OP amplifier 31 forms a negative feedback circuit with the feedback capacitor 32, and outputs a signal to the output terminal 37 so that the voltage at the input terminal 33 is equal to the voltage of the reference potential 34.
  • the charge signal input to the input terminal 33 is converted to a voltage signal at the output terminal 37.
  • the voltage amplitude of the carrier wave signal is Vcarr
  • the acceleration can be detected by measuring the signal voltage amplitude VoutS. it can.
  • the voltage amplitude Vcarr of the carrier wave signal is 0.4 Vpp.
  • the above is the operation related to the conversion of the signal component by the acceleration.
  • the ground capacitance existing in the connection portion (movable electrode side wiring 15 to input terminal 33) between the detection element 10 and the capacitance detection circuit unit 30 is large and the reference potential 34 is set. If the contained noise component is large, the internal noise derived from them becomes large, which causes a problem.
  • the range is 1.5 pF ⁇ Cin ⁇ 20 pF.
  • the size of the detection electrode and the movable electrode and the interval between them are set so that the capacitance Co of the variable capacitance capacitor 11 is 2.2 pF. It can be 10.2 pF, and can be within the aforementioned optimal range.
  • the relationship between the value Cf of the feedback capacitor 32 in the capacitance detection circuit unit and the input capacitor Cin is in the range of 0.1 ⁇ (Cf / Cin) ⁇ 1.0. Good characteristics can be obtained.
  • FIG. 6 is a plan view showing another configuration of the detection element when the capacitance-type physical quantity sensor according to the embodiment of the present invention is applied to an acceleration sensor. 1 and 4 indicate the same parts.
  • the detection element 10A of this example actively applies an electrostatic force to the movable body by applying a voltage
  • First diagnosis electrodes Ed1a and Ed1b and second detection electrodes Ed2a and Ed2b for diagnosing a failure, and second movable electrodes Ema2 and Emb2 are provided.
  • the second movable electrode Ema2 are each formed with a diagnostic electrode capacitance.
  • the diagnostic electrode is essentially a low-impedance signal, and these capacitances are included in the parasitic capacitance 17.
  • FIG. 7 is a plan view showing a configuration of a detection element when the capacitance type physical quantity sensor according to the embodiment of the present invention is applied to an angular velocity sensor.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same parts.
  • the detection element 10B is composed of a plurality of electrically insulated electrodes, and forms a capacitance with each other.
  • the spring 17c is arranged so that the movable body 18A can be mechanically displaced in two orthogonal directions. , 17d.
  • Detection electrodes Efx1 and Efx2 for detecting the displacement of the movable body 18A in the X direction, which is the first direction, are configured, and the first variable capacitor 211 is provided between the movable body 18A and the electrically conductive movable electrode. , 212 are formed.
  • detection electrodes Efy1 and Efy2 for detecting the displacement of the movable body 18A in the Y direction which is the second direction orthogonal to the X direction are configured, and the movable electrode movable electrode electrically connected to the movable body 18A
  • the second variable capacitors 311 and 312 are formed between the two.
  • drive electrodes Ed1 and Ed2 for exciting the movable body 18A in the X direction by electrostatic attraction are configured.
  • an electrically grounded shield wiring 16 is disposed around the movable electrode that is electrically connected to the movable body 18A.
  • a parasitic capacitance Cp is formed between the movable electrode E and the shield wiring 16.
  • the movable body 18A in detecting the acceleration, when acceleration is applied to the detection element 10 in the X direction, the movable body 18A is displaced in the X direction, and the movable electrode connected to the movable body 18A by this displacement is detected. Since the distance between the electrodes Efx1 and Efx2 changes and the values of the first variable capacitors 211 and 212 change, this change in capacitance is caused by the carrier wave application unit 20 and the capacitance detection circuit unit 30 as shown in FIG. And the acceleration in the X direction can be detected by detecting the DC component.
  • the movable body 18A when acceleration is applied to the detection element 10 in the Y direction, the movable body 18A is displaced in the Y direction, and due to this displacement, the distance between the movable electrode connected to the movable body 18A and the detection electrodes Efy1, Efy2 changes, Since the values of the second variable capacitors 311 and 312 change, similarly, the acceleration in the Y direction can be detected by detecting the DC component.
  • the angular velocity can be detected by detecting the amplitude synchronized with the frequency.
  • FIG. 8 is a plan view showing another configuration of the detection element when the capacitance type physical quantity sensor according to the embodiment of the present invention is applied to the angular velocity sensor. 1 and 7 indicate the same parts.
  • a sensor 10accx for detecting the acceleration in the X direction a sensor 10accy for detecting the acceleration in the Y direction, and a sensor 10ang for detecting the angular velocity are respectively used as separate detection elements.
  • FIG. 9 is a plan view showing a configuration of a detection element when the capacitance type physical quantity sensor according to the embodiment of the present invention is applied to a pressure sensor.
  • the same reference numerals as those in FIG. 1 indicate the same parts.
  • the pressure is detected from a change in capacitance accompanying deformation due to pressure.
  • the pressure sensor as the detection element 10D is made by processing a silicon substrate.
  • the detection element 10 ⁇ / b> D is manufactured by processing the silicon substrate 101 together with the carrier wave application unit circuit that is the carrier wave application unit 20 and the CV conversion unit circuit that is the capacitance detection circuit unit 30.
  • the detection element 10D is provided with a support portion 102 and a diaphragm portion 103 that are processed into a thin film.
  • a movable electrode Em that is displaced together with a fixed detection electrode Ef and a diaphragm is formed on the upper surface of the silicon substrate 101, and a shield 16 that is grounded is formed around the movable electrode Em.
  • a variable capacitor 11 is formed between the detection electrode Ef and the movable electrode Em.
  • a parasitic capacitance Cp is formed between the movable electrode Em and the shield 16.
  • the detection electrode Ef is connected to the carrier wave application unit 2, and the movable electrode Em is connected to the capacitance detection circuit unit 3.
  • the carrier wave application unit 2 and the capacitance detection circuit unit 3 have a circuit configuration as shown in FIG. 1, and perform operations equivalent to the carrier wave application unit 2 and the capacitance detection circuit unit 3 described in FIG.
  • the support portion 102 bends together with the movable electrode Em, the distance between the movable electrode Em and the detection electrode Ef changes, and the capacitance value of the variable capacitor 11 changes.
  • this capacitance change into a voltage signal by the carrier wave application unit 2 and the capacitance detection circuit unit 3 equivalent to those described with reference to FIG. 1, the pressure can be detected.
  • Unit 31 ... OP amplifier 32 ... feedback capacitor 33 ... input terminal 34 ... reference potential 35 ... circuit internal noise 37 ... output terminal Cp ... parasitic capacitance Ef ... detection electrode Em ... movable electrode

Abstract

　外来ノイズに対する耐性を維持しつつ、内部ノイズに由来するノイズを抑えられる構成とすることで、高精度な静電容量型物理量センサ及び角速度センサを提供することにある。 検出素子１０は、外界からの物理量により変位可能に支持された可動体１８と、検出電極Ｅｆとを有する。シールド配線１６は、容量検出回路３０の入力に接続された配線の周囲に配置され、低インピーダンスの直流電位に接続される。検出素子１０と容量検出回路３０の接続部の低インピーダンスの固定電位に対する入力容量の値Ｃｉｎが、１．５ｐＦ＜Ｃｉｎ＜２０ｐＦの範囲とする。

Description

静電容量型物理量センサ及び角速度センサ
　本発明は、静電容量型の物理量センサ及び角速度センサに係り、特に、ノイズ低減に好適な静電容量型物理量センサ及び角速度センサに関する。
　従来、外界からの物理量に応じた機械的変位量を電気信号に変換して物理量を検出する様々な物理量センサが知られている。例えば、加速度センサでは、検出素子内において加速度に応じて変位する可動電極と固定された検出電極との間の静電容量の変化を電気信号として取り出して、加速度を検出している（例えば、特許文献１参照）。
　これらの物理量センサは、検出素子の静電容量の変化を容量検出回路を用いて電気信号に変換しているが、検出素子と容量検出回路の接続部（以下、容量検出入力部）は電気的に高インピーダンスとなるため、電磁的あるいは静電的な外来ノイズに弱い。このため、特許文献１に記載のように、検出素子を接地された導電部材で覆って電磁シールドとし、外来ノイズの低減を図っている。
特開平７－３０６２２２号公報
　特許文献１記載の電磁シールドは、容量検出入力部により近接させ、より大規模に施すほど外来ノイズに強くなるが、一方、内部ノイズに由来するノイズが増大する側面がある。
　本発明の目的は、外来ノイズに対する耐性を維持しつつ、内部ノイズに由来するノイズを抑えられる構成とすることで、高精度な静電容量型物理量センサ及び角速度センサを提供することにある。
　（１）上記目的を達成するために、本発明は、外界からの物理量により変位可能に支持された可動体と、該可動体の少なくとも片面に形成された検出電極とを有する検出素子と、前記可動体の変位による前記検出電極の容量の変化を検出する容量検出回路と、該容量検出回路の入力に接続された配線の周囲に配置され、低インピーダンスの直流電位に接続された配線とを有し、前記可動体の変位による前記検出電極の容量の変化を前記容量検出回路によって電気信号に変換し、物理量を検出する静電容量型物理量センサであって、前記検出素子と前記容量検出回路の接続部の低インピーダンスの固定電位に対する入力容量の値Ｃｉｎが、１．５ｐＦ＜Ｃｉｎ＜２０ｐＦの範囲としたものである。
　かかる構成により、外来ノイズに対する耐性を維持しつつ、内部ノイズに由来するノイズを抑えられる構成とすることで、高精度なものとできる。
　（２）上記（１）において、好ましくは、前記容量検出回路内の帰還容量の値Ｃｆと前記入力Ｃｉｎの関係が、０．１＜（Ｃｆ／Ｃｉｎ）＜１．０の範囲としたものである。
　（３）上記（１）において、好ましくは、前記シールド配線の電位は、容量検出に用いる搬送波信号の直流電位と同電位としたものである。
　（４）上記（１）において、好ましくは、前記検出素子は、前記可動体に静電引力を印加する診断電極を備えるようにしたものである。
　（５）上記（１）において、好ましくは、前記可動体はシリコン結晶により構成されているものである。
　（６）また、上記目的を達成するために、本発明は、外界からの角速度により変位可能に支持された可動体と、該可動体の直交する２面に形成された２つの検出電極と、前記可動体を加振する駆動電極を有する検出素子と、前記駆動電極により生じる前記前記可動体の振動状態において加えられる角速度によるコリオリの作用により前記２つの検出電極の容量の変化を検出する容量検出回路と、該容量検出回路の入力に接続された配線の周囲に配置され、低インピーダンスの直流電位に接続された配線とを有し、前記可動体の変位による前記検出電極の容量の変化を前記容量検出回路によって電気信号に変換し、角速度を検出する角速度センサであって、前記検出素子と前記容量検出回路の接続部の低インピーダンスの固定電位に対する入力容量の値Ｃｉｎが、１．５ｐＦ＜Ｃｉｎ＜２０ｐＦの範囲としたものである。
　かかる構成により、外来ノイズに対する耐性を維持しつつ、内部ノイズに由来するノイズを抑えられる構成とすることで、高精度なものとできる。
　本発明によれば、外来ノイズに対する耐性を維持しつつ、内部ノイズに由来するノイズを抑えられる構成とすることで、高精度なものとなる。
本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサの構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサにおけるノイズの説明図である。 本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサにおけるノイズについての別の観点からの説明図である。 本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを加速度センサに適用した場合の検出素子の構成を示す平面図である。 本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを加速度センサに適用した場合の構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを加速度センサに適用した場合の検出素子の他の構成を示す平面図である。 本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを角速度センサに適用した場合の検出素子の構成を示す平面図である。 本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを角速度センサに適用した場合の検出素子の他の構成を示す平面図である。 本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを圧力センサに適用した場合の検出素子の構成を示す平面図である。
　以下、図１～図３を用いて、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサの構成及び動作について説明する。　
　最初に、図１を用いて、本実施形態による静電容量型物理量センサの構成について説明する。　
　図１は、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサの構成を示す回路図である。
　本実施形態による静電容量型物理量センサは、検出素子１０と、搬送波印加部２０と、容量検出回路部３０とから構成される。
　検出素子１０は、可変容量コンデンサ１１を備えている。可変容量コンデンサ１１は、加速度，角速度，圧力などの物理量が加えられても変位しない検出電極Ｅｆと、検出素子１０に物理量が加えられることにより変位する可動電極Ｅｍとから構成される。可動電極Ｅｍと検出電極Ｅｆとは互いに平行に配置され、その間に容量Ｃが形成される。物理量が加えられていない場合における可変容量コンデンサ１１の容量をＣ０とし、物理量が加えられた場合の容量の変化分をΔＣとすると、可変容量コンデンサ１１の容量は、Ｃ０±ΔＣとなる。
　検出電極Ｅｆには、検出電極側配線１３が接続されている。可動電極Ｅｍには、可動電極側配線１５が接続されている。可動電極側配線１５の周囲には、シールド配線１６が配置されている。シールド配線１６は、低インピーダンスの直流電位に接続されている。シールド配線１６は、可動電極Ｅｍと同じ直流電位を持つ低インピーダンスの電位に接続されている。このようにシールド配線１６と可動電極を保持する可動体との直流電位を同じとすることで、その電位差により可動体に不要な静電引力が作用することを防ぐことができる。なお、低インピーダンスの直流電位には、グランド電位が含まれる。また、ここで、可動電極側配線１５とシールド配線１６の間には、寄生容量Ｃｐが形成される。寄生容量Ｃｐは、例えば、８．０ｐＦである。
　搬送波印加部２０は、搬送波信号源２１を備えている。搬送波信号源２１が出力する搬送波信号Ｖｃａｒｒは、検出素子１０の検出電極側配線１３を介して、検出電極Ｅｆに印加される。この搬送波信号Ｖｃａｒｒは、可変容量コンデンサ１１を経て、可動電極側配線１５に伝達される。このとき、可変容量コンデンサ１１の容量が変化すると、搬送波信号自体も変化する。
　容量検出回路部３０は、可動電極側配線１５から出力する搬送波信号を増幅するものである。容量検出回路部３０は、ＯＰアンプ３１と、帰還容量３２と、入力端子３３と、出力端子３７とから構成されている。入力端子３３には、可変容量コンデンサ１１を経由した搬送波信号Ｖｃａｒｒが入力する。入力端子３３は、ＯＰアンプ３１の反転入力に接続されている。帰還容量３２は、ＯＰアンプ３１の出力端子３７と入力端子３３の間に接続されている。ＯＰアンプ３１の非反転入力は、基準電位３４に接続されている。なお、入力端子３３の対地容量も検出素子内の可動電極側配線１５とシールド配線１６との間の容量と同じように振る舞うため、寄生容量Ｃｐに含まれる。
　本実施形態による静電容量型物理量センサにおけるノイズについて説明する。ここで、ノイズとしては、１）外部由来ノイズ、２）内部由来ノイズ、３）構造由来ノイズの３種類がある。
　静電容量型物理量センサの外部には、ノイズ源がある。このノイズ源からのノイズは、電磁シールド１６によって遮蔽されるが、遮蔽効果が十分でないと、可動電極側配線１５に、外部由来ノイズとして重畳する。この外部由来ノイズは、容量検出回路部３０によって増幅され、出力端子３７から搬送波信号に重畳して検出される。
　また、容量検出回路部３０の内部には、内部ノイズ源がある。内部ノイズは、搬送波信号Ｖｃａｒｒと同期したノイズであり、基準電位３４に含まれている。内部由来ノイズは、容量検出回路部３０によって増幅され、出力端子３７から搬送波信号に重畳して検出される。
　さらに、可変容量コンデンサ１１を構成する検出電極Ｅｆと可動電極Ｅｍとは互いに平行状態が保たれた上で変化すると、印加された物理量に応じた容量変化を示すが、例えば、電極の寸法が大きくなると、物理量により可動電極Ｅｍが変化する際、可動電極Ｅｍが撓んで変化することが生じる。この場合、可変容量コンデンサ１１の容量変化は、印加された物理量に応じたものでなくなる場合がある。これが、構造由来ノイズである。この構造由来ノイズにより、出力端子には、搬送波信号の変化として検出される。
　次に、図２を用いて、本実施形態による静電容量型物理量センサにおけるノイズについて説明する。　
　図２は、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサにおけるノイズの説明図である。
　ここでは、容量検出回路部３の入力部３３に接続された配線の対地容量の値Ｃｉｎとノイズとの関係について説明する。ここで、容量検出回路部３の入力容量Ｃｉｎとは、可変容量コンデンサ１１の容量Ｃ０および寄生容量Ｃｐの合計値である。
　図２において、横軸は入力容量Ｃｉｎを示している。縦軸は、ノイズ（Ｎ／Ｓ）を示している。
　所定の物理量が加えられ、容量の変化分がΔＣとすると、可変容量コンデンサ１１の容量は、Ｃ０＋ΔＣとなる。搬送波信号が検出電極Ｅｆに印加されると、可動電極Ｅｍに現れる電荷信号は、容量変化分ΔＣに比例したものとなる。可動電極Ｅｍに現れたこの電荷信号は、容量検出回路部３の入力端子３３に入力され、電圧信号に変換される。
　容量検出回路部３には、ＯＰアンプを用いた帰還増幅回路が構成されている。ＯＰアンプ３１は帰還容量３２により負帰還回路が構成されていることにより、入力端子３３の電圧が基準電位３４の電圧と等しくなるように出力端子３７に信号を出力する。
　この結果、入力端子３３に入力された電荷信号が出力端子３７に電圧信号として変換される。搬送波信号の電圧振幅がＶｃａｒｒであるとき、検出電極容量の変化量ΔＣにより出力端子３７に現れる信号電圧の振幅ＶｏｕｔＳは、ＶｏｕｔＳ＝Ｖｃａｒｒ・ΔＣ／Ｃｆとなる。
　信号電圧振幅ＶｏｕｔＳは、容量変化分ΔＣに比例し、これは物理量による可動体の変位に比例するため、信号電圧振幅ＶｏｕｔＳを測定することにより、物理量を検出することができる。
　ここで、検出素子１０と容量検出回路部３の接続部に存在する対地容量が大きく、かつ基準電位３４に含まれるノイズ成分が大きいと、これらに由来する内部ノイズが大きくなる。
　最初に、内部由来ノイズについて説明する。図２の実線Ａは、内部由来ノイズを示している。
　容量検出回路の基準電位３４に搬送波信号と同期した回路内部ノイズが含まれていると、このノイズが容量検出回路部３０の入力部の対地容量Ｃｉｎと容量検出回路の帰還容量Ｃｆを通じて増幅され、出力に現れる。回路内部ノイズの電圧がＶｎｂ、容量検出入力部の対地容量の値の合計がＣｉｎ（＝検出電極容量の値Ｃ０＋寄生容量１７の値Ｃｐ）であるとき、回路内部ノイズに由来し容量検出回路の出力に現れるノイズ電圧ＶｏｕｔＮは、ＶｏｕｔＮ＝Ｖｎｂ・（Ｃｉｎ+Ｃｆ）／Ｃｆと表せる。
　すなわち、内部由来ノイズは、図２に実線Ａで示すように、（Ｃｉｎ+Ｃｆ）に比例しており、入力容量Ｃｉｎが増加すると、直線的に増加する。この結果、内部由来ノイズに起因するノイズを低減するには、入力容量Ｃｉｎを小さくすることが好ましいものである。なお、帰還容量Ｃｆは、例えば、０．２ｐＦ～２．０ｐＦ程度の一定値の帰還コンデンサ３２を用いている。帰還容量Ｃｆが大きいと、図２に示す実線Ａが全体的にノイズが増加する方向にシフトし、帰還容量Ｃｆが小さいと、図２に示す実線Ａが全体的にノイズが減少する方向にシフトする。
　次に、外部由来ノイズについて説明する。外来ノイズを抑えには、可動電極側配線１５の周囲に電磁シールド１６を設けると効果的である。但し、電磁シールドを行うと寄生容量Ｃｐが増加し、その結果、入力容量Ｃｉｎも増加する。
　図２の破線Ｂは、外部由来ノイズの入力容量Ｃｉｎに対する変化を示している。すなわち、電磁シールドを設けることにより、そのシールドの程度に応じて、外部由来ノイズは急激に低下する。但し、ある入力容量Ｃｉｎを超えると、外部由来ノイズの低減の程度は緩やかになる。外部由来ノイズの低減の程度について調べた結果、図２に破線Ｂで示す曲線は、入力容量Ｃｉｎが１．５ｐＦにおいて変曲点を有し、これ以上では外部由来ノイズの低減の程度が緩やかになることが判明した。
　前述した内部由来ノイズは、入力容量に比例するため、入力容量が小さい方が内部由来ノイズの影響を低減できるが、一方では、入力容量を小さくすると、すなわち、電磁シールドの程度を緩やかにすると、外部由来ノイズが増加する。従って、以上の観点からして、入力容量Ｃｉｎは、１．５ｐＦ以上とすることが好ましいものである。
　次に、構造由来ノイズについて説明する。図２の点線Ｃは構造由来ノイズが入力容量Ｃｉｎに対して変化する様子を示している。
　可動電極の大きさを大きくすると、可変容量コンデンサ１１の容量Ｃ０が増大し、その結果、入力容量Ｃｉｎも増加する。検出素子の微細な構造を保ったまま検出電極の規模を大きくしすぎると、製造上の構造のゆらぎが無視できなくなり、ノイズが急激に増加する。これが構造由来ノイズである。
　図２に点線Ｃで示すように、構造由来ノイズは、可動電極の大きさを大きくし、入力容量Ｃｉｎが大きくなると、次第に増加する。その増加の程度は、ある入力容量Ｃｉｎまでは緩やかであるが、それ以降は、急激に増加する特性を示した。この急激に変化する点が変曲点であり、このときの入力容量Ｃｉｎは、４０ｐＦである。従って、構造由来ノイズの観点からは、入力容量Ｃｉｎを４０ｐＦ以下にすることが好ましいが、前述のように、内部由来ノイズは、入力容量Ｃｉｎが増加すると、増加する性質を有している。
　図２において、太い実線Ｄは、内部由来ノイズ（実線Ａ）と、外部由来ノイズ（破線Ｂ）と、構造由来ノイズ（点線Ｃ）を加算した合計ノイズを示している。ここで、入力容量Ｃｉｎが４０ｐＦのときの合計ノイズは、内部由来ノイズの影響を受けて、入力容量Ｃｉｎが１．５ｐＦのときの合計ノイズに比べて大幅に大きくなっている。
　ここで、外部由来ノイズ（破線Ｂ）と、構造由来ノイズ（点線Ｃ）の特性曲線の交差する点（入力容量Ｃｉｎが２０ｐＦ）における合計ノイズは、入力容量Ｃｉｎが４０ｐＦの場合の合計ノイズに比べて大幅に小さくなっているとともに、入力容量Ｃｉｎが１．５ｐＦの場合の合計ノイズと同じノイズレベルとなっている。
　以上の検討結果からして、入力容量の値Ｃｉｎの最適な範囲は、１．５ｐＦ＜Ｃｉｎ＜２０ｐＦとなる。
　例えば、浮遊容量Ｃｐが８．０ｐＦの場合、可変容量コンデンサ１１の容量Ｃｏが２．２ｐＦとなるように、検出電極及び可動電極の大きさ及び両者の間隔を設定することで、入力容量Ｃｉｎを１０．２ｐＦとすることができ、前述の最適範囲の中に収めることができる。
　次に、図３を用いて、本実施形態による静電容量型物理量センサにおけるノイズについて別の観点から説明する。　
　図３は、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサにおけるノイズについての別の観点からの説明図である。
　本実施形態の静電容量型物理量センサは、容量検出回路部内の帰還容量３２の値Ｃｆと入力容量Ｃｉｎの関係が、０．１＜（Ｃｆ／Ｃｉｎ）＜１．０の範囲にあることでさらに良好な特性を得ることができる。
　まず、（Ｃｆ／Ｃｉｎ）の値を０．１以上とすることで、図３に示すように、帰還容量３２の製造誤差による影響（図中の一点鎖線）を少なくすることができる。
　次に、（Ｃｆ／Ｃｉｎ）の値を１．０以下とすることで、内部ノイズによる影響（図中の破線）を低減することができる。これは、内部ノイズによる影響はＣｉｎの値だけでなくＣｆの値にも影響を受けるためである。
　このことにより、帰還容量３２の製造ばらつきによる誤差の低減と内部ノイズに由来するノイズの影響の低減を両立させることができる。
　以上説明したように、本実施形態によれば、外来ノイズによる影響の低減と内部ノイズに由来するノイズの影響の低減を両立させることができ、高精度な物理量の検出が可能となる。
　次に、図４及び図５を用いて、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを加速度センサに適用した場合の構成及び動作について説明する。　
　図４は、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを加速度センサに適用した場合の検出素子の構成を示す平面図である。図５は、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを加速度センサに適用した場合の構成を示す回路図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
　最初に、図４を用いて、本実施形態による静電容量型物理量センサに用いる検出素子の一例として、加速度センサの構成について説明する。
　検出素子１０は、シリコン基板をフォトリソグラフィ技術を用いて加工することで作成されている。検出素子１０は、複数の電気的に絶縁された電極から構成され、互いに静電容量を構成すると同時に、その一部が機械的に変位できるように支持されている。
　各電極は、固定された第１検出電極Ｅｆ１ａ，Ｅｆ１ｂと第２検出電極Ｅｆ２ａ，Ｅｆ２ｂと、加速度により変位可能に支持された可動体１８と共に可動するとともに、可動体１８と電気的に導通した可動電極Ｅｍａ，Ｅｍｂから構成される。
　可動体１８の両端には、バネ１７ａ，１７ｂの一端が接続され、バネ１７ａ，１７ｂの他端は、可動電極側端子Ｔｍａ，Ｔｍｂに固定されている。従って、検出素子１０に対して外部から加速度がくわわると、可動体１８はその加速度に応じて変位する。可動電極Ｅｍａ，Ｅｍｂは、可動体１８，バネ１７ａ，１７ｂを介して、可動電極側端子Ｔｍａ，Ｔｍｂに導通している。
　また、第１検出電極Ｅｆ１ａは、第１検出電極側端子Ｔｆ１ａに導通し、第１検出電極Ｅｆ１ｂは、第１検出電極側端子Ｔｆ１ｂに導通している。また、第２検出電極Ｅｆ２ａは、第２検出電極側端子Ｔｆ２ａに導通し、第２検出電極Ｅｆ２ｂは、第２検出電極側端子Ｔｆ２ｂに導通している。
　第１検出電極Ｅｆ１ａと可動電極Ｅｍａとの間に第１可変容量コンデンサ１１ａが形成され、第１検出電極Ｅｆ１ｂと可動電極Ｅｍｂとの間に第１可変容量コンデンサ１１ｂが形成されている。また、第２検出電極Ｅｆ２ａと可動電極Ｅｍａとの間に第２可変容量コンデンサ１２ａが形成され、第２検出電極Ｅｆ２ｂと可動電極Ｅｍｂとの間に第２可変容量コンデンサ１２ｂが形成されている。加速度が加わっておらず、可動電極Ｅｍａ，Ｅｍｂが変位してない状態において、第１可変容量コンデンサ１１ａを容量Ｃｖ１ａとし、第１可変容量コンデンサ１１ｂを容量Ｃｖ１ｂとし、第２可変容量コンデンサ１２ａを容量Ｃｖ２ａとし、第２可変容量コンデンサ１２ｂを容量Ｃｖ２ｂとするとき、これらの容量の合計をＣ０とする。本例では、Ｃ０＝２．２ｐＦである。
　ここで、容量Ｃｖ１ａと容量Ｃｖ１ｂとの合計の容量をＣｖ１とし、容量Ｃｖ２ａと容量Ｃｖ２ｂとの合計の容量をＣｖ２とする。また、所定の加速度が加わったとき、容量Ｃｖ１と容量Ｃｖ２の容量差をΔＣとすると、Ｃｖ１＝１／２（Ｃ０－ΔＣ）であり、Ｃｖ２＝１／２（Ｃ０＋ΔＣ）である。本例では、例えば、ΔＣ＝０．１ｐＦである。
　また、可動電極Ｅｍａ，Ｅｍｂの周辺には電気的に接地されたシールド配線１６ａ，１６ｂが配置されている。シールド配線１６ａはシールド端子１６ａｔに導通し、シールド配線１６ｂはシールド端子１６ｂｔに導通している。シールド端子１６ａｔ，１６ｂｔは、低インピーダンスの直流電位に接続されることにより、シールド配線１６ａ，１６ｂがシールドの役を果たす。なお、低インピーダンスの直流電位には、グラウンド電位も含まれるが、ここでは、可動電極Ｅｍａ，Ｅｍｂと同じ直流電位を持つ低インピーダンスの電位としている。このようにシールド配線１６ａ，１６ｂと可動体１８との直流電位を同じとすることで、その電位差により可動体に不要な静電引力が作用することを防ぐことができる。
　ここで、可動電極Ｅｍａ，Ｅｍｂとシールド配線１６ａ，１６ｂとの間に寄生容量Ｃｐが形成される。本例では、寄生容量Ｃｐの合計は８．０ｐＦである。
　次に、図５を用いて、本実施形態による静電容量型物理量センサの一例として、加速度センサの構成について説明する。
　本実施形態による静電容量型物理量センサの一例である加速度センサは、検出素子１０と、搬送波印加部２０と、容量検出回路部３０とから構成される。
　検出素子１０は、可変容量コンデンサ１１，１２を備えている。可変容量コンデンサ１１は、図４に示した可変容量コンデンサ１１ａ，１１ｂが合成されたものである。可変容量コンデンサ１２は、図４に示した可変容量コンデンサ１２ａ，１２ｂが合成されたものである。
　可変容量コンデンサ１１の検出電極（図４の検出電極Ｅｆ１ａ，Ｅｆ１ｂ）には、検出電極側配線１３が接続されている。可動電極（図４の可動電極Ｅｍａ）には、可動電極側配線１５が接続されている。可変容量コンデンサ１２の検出電極（図４の検出電極Ｅｆ２ａ，Ｅｆ２ｂ）には、検出電極側配線１４が接続されている。可動電極（図４の可動電極Ｅｍｂ）には、可動電極側配線１５が接続されている。可動電極側配線１５の周囲には、シールド配線１６が配置されている。シールド配線１６は、低インピーダンスの直流電位に接続されている。シールド配線１６は、可動電極Ｅｍと同じ直流電位を持つ低インピーダンスの電位に接続されている。また、ここで、可動電極側配線１５とシールド配線１６の間には、寄生容量Ｃｐが形成される。寄生容量Ｃｐは、例えば、８．０ｐＦである。
　搬送波印加部２０は、搬送波信号源２１，２２を備えている。搬送波信号源２１が出力する搬送波信号Ｖｃａｒｒは、検出素子１０の検出電極側配線１３を介して、可変容量コンデンサ１１の検出電極に印加される。搬送波信号源２２が出力する搬送波信号－Ｖｃａｒｒは、検出素子１０の検出電極側配線１４を介して、可変容量コンデンサ１２の検出電極に印加される。搬送波信号源２１と搬送波信号源２２が出力する搬送波信号は、同一の周波数であるが、電圧の極性が逆となっている交流信号である。搬送波信号Ｖｃａｒｒ，－Ｖｃａｒｒは、それぞれ、可変容量コンデンサ１１，１２を経て、可動電極側配線１５に伝達される。このとき、可変容量コンデンサ１１，１２の容量が変化すると、搬送波信号自体も変化する。
　容量検出回路部３０は、可動電極側配線１５から出力する搬送波信号を増幅するものである。容量検出回路部３０は、ＯＰアンプ３１と、帰還容量３２と、入力端子３３と、出力端子３７とから構成されている。入力端子３３には、可変容量コンデンサ１１を経由した搬送波信号Ｖｃａｒｒが入力する。入力端子３３は、ＯＰアンプ３１の反転入力に接続されている。帰還容量３２は、ＯＰアンプ３１の出力端子３７と入力端子３３の間に接続されている。ＯＰアンプ３１の非反転入力は、基準電位３４に接続されている。なお、入力端子３３の対地容量も検出素子内の可動電極側配線１５とシールド配線１６との間の容量と同じように振る舞うため、寄生容量Ｃｐに含まれる。
　次に、動作について説明する。検出素子１０に加速度が作用すると、可動体１８が加速度に比例して変位し、可動体１と第１検出電極Ｅｆ１ａ，Ｅｆ１ｂおよび１４との距離が変化する。その結果、検出電極容量１１および１２の値が差動で変化するように構成されている。
　ここで、可変容量コンデンサ１１の容量をＣｖ１とし、可変容量コンデンサ１２の容量をＣｖ２とする。また、所定の加速度が加わったとき、容量Ｃｖ１と容量Ｃｖ２の容量差をΔＣとすると、Ｃｖ１＝１／２（Ｃ０－ΔＣ）であり、Ｃｖ２＝１／２（Ｃ０＋ΔＣ）である。本例では、例えば、ΔＣ＝０．１ｐＦである。
　可変容量コンデンサ１１の検出電極と可変容量コンデンサ１２の検出電極には、搬送波印加部２からの高周波の搬送波信号がそれぞれ接続されている。二つの搬送波信号は同一の周波数であるが、電圧の極性が逆となっている交流信号であるので、両者の影響が合成され、可変容量コンデンサ１１，１２の可動電極に現れる電荷信号は、可変容量コンデンサ１１，１２の容量Ｃｖ１とＣｖ２の差ΔＣに比例したものとなる。可動電極に現れた電荷信号は、容量検出回路部３の入力端子３３に入力され、電圧信号に変換される。
　容量検出回路部３０には、ＯＰアンプを用いた帰還増幅回路が構成されている。ＯＰアンプ３１は帰還容量３２により負帰還回路が構成されていることにより、入力端子３３の電圧が基準電位３４の電圧と等しくなるように出力端子３７に信号を出力する。本例では、帰還容量３２の値Ｃｆ＝２．０ｐＦである。
　この結果、入力端子３３に入力された電荷信号が出力端子３７に電圧信号として変換される。搬送波信号の電圧振幅がＶｃａｒｒであるとき、検出電極容量の変化量ΔＣにより出力端子３７に現れる信号電圧の振幅ＶｏｕｔＳは、ＶｏｕｔＳ＝Ｖｃａｒｒ・ΔＣ／Ｃｆと表せる。
　信号電圧振幅ＶｏｕｔＳは、検出電極容量１１と１２との容量差ΔＣに比例し、これは加速度による可動体の変位に比例するため、信号電圧振幅ＶｏｕｔＳを測定することにより、加速度を検出することができる。本例では、搬送波信号の電圧振幅Ｖｃａｒｒ＝０．４Ｖｐｐである。
　以上は加速度による信号成分の変換に関する動作であるが、検出素子１０と容量検出回路部３０の接続部（可動電極側配線１５～入力端子３３）に存在する対地容量が大きく、かつ基準電位３４に含まれるノイズ成分が大きいと、これらに由来する内部ノイズが大きくなり問題となる。
　また、検出電極の規模を大きくすることでも入力容量の値Ｃ０が増大し、その結果Ｃｉｎも増加する。検出素子の微細な構造を保ったまま検出電極の規模を大きくしすぎると、製造上の構造のゆらぎが無視できなくなり、ノイズが急激に増加する。
　これらの内部ノイズ由来のノイズ、構造上のゆらぎによるノイズ、および外来ノイズの合計と入力容量Ｃｉｎの値との関係を考えると、図２にて説明したように、入力容量の値Ｃｉｎの最適な範囲は、１．５ｐＦ＜Ｃｉｎ＜２０ｐＦとなる。
　例えば、浮遊容量Ｃｐが８．０ｐＦの場合、可変容量コンデンサ１１の容量Ｃｏが２．２ｐＦとなるように、検出電極及び可動電極の大きさ及び両者の間隔を設定することで、入力容量Ｃｉｎを１０．２ｐＦとすることができ、前述の最適範囲の中に収めることができる。
　また、図３にて説明したように、容量検出回路部内の帰還容量３２の値Ｃｆと入力容量Ｃｉｎの関係が、０．１＜（Ｃｆ／Ｃｉｎ）＜１．０の範囲にあることでさらに良好な特性を得ることができる。
　次に、図６を用いて、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを加速度センサに適用した場合の検出素子の他の構成について説明する。　
　図６は、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを加速度センサに適用した場合の検出素子の他の構成を示す平面図である。なお、図１，図４と同一符号は、同一部分を示している。
　本例の検出素子１０Ａは、第１検出電極Ｅｆ１ａ，Ｅｆ１ｂおよび第２検出電極Ｅｆ２ａ，Ｅｆ２ｂの他に、電圧を印加することで可動体に能動的に静電力を与え、可動体の固着などの故障を診断するための第１診断電極Ｅｄ１ａ，Ｅｄ１ｂおよび第２検出電極Ｅｄ２ａ，Ｅｄ２ｂと、第２可動電極Ｅｍａ２，Ｅｍｂ２を備えている。
　この場合、第１診断電極Ｅｄ１ａと第２可動電極Ｅｍａ２の間、第１診断電極Ｅｄ１ｂと第２可動電極Ｅｍａ２の間、第２診断電極Ｅｄ２ａと第２可動電極Ｅｍａ２の間、第２診断電極Ｅｄ２ｂと第２可動電極Ｅｍａ２の間に、それぞれ診断電極容量が形成されるが、診断電極は本質的には低インピーダンスの信号であり、これらの容量は寄生容量１７に含まれるものとする。
　次に、図７を用いて、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを角速度センサに適用した場合の構成及び動作について説明する。　
　図７は、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを角速度センサに適用した場合の検出素子の構成を示す平面図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
　検出素子１０Ｂは、複数の電気的に絶縁された電極から構成され、互いに静電容量を構成すると同時に、その一部が直交した二方向に機械的に可動体１８Ａが変位できるように、バネ１７ｃ，１７ｄにより支持されている。第一の方向であるＸ方向における可動体１８Ａの変位を検出するための検出電極Ｅｆｘ１，Ｅｆｘ２が構成されており、可動体１８Ａと導通された可動電極との間にそれぞれ第１可変容量コンデンサ２１１，２１２が形成されている。同様に、Ｘ方向と直交した第二の方向であるＹ方向における可動体１８Ａの変位を検出するための検出電極Ｅｆｙ１，Ｅｆｙ２が構成されており、可動体１８Ａと導通された可動電極可動電極との間にそれぞれ第２可変容量コンデンサ３１１，３１２が形成されている。
　また、可動体１８ＡをＸ方向に静電引力により加振するための駆動電極Ｅｄ１，Ｅｄ２が構成されている。さらに、可動体１８Ａと導通された可動電極の周辺には電気的に接地されたシールド配線１６が配置されている。ここで、可動電極Ｅとシールド配線１６との間に寄生容量Ｃｐが形成される。
　このような検出素子において、まず、加速度の検出においては、検出素子１０にＸ方向に加速度が加わるとＸ方向に可動体１８Ａが変位し、この変位により可動体１８Ａと導通された可動電極と検出電極Ｅｆｘ１，Ｅｆｘ２との間の距離が変化し、第１可変容量コンデンサ２１１，２１２の値が変化するため、この容量変化を、図１に示したような搬送波印加部２０及び容量検出回路部３０で検出し、その直流成分を検出することによりＸ方向の加速度を検出することができる。
　また、検出素子１０にＹ方向に加速度が加わるとＹ方向に可動体１８Ａが変位し、この変位により可動体１８Ａと導通された可動電極と検出電極Ｅｆｙ１，Ｅｆｙ２との間の距離が変化し、第２可変容量コンデンサ３１１，３１２の値が変化するため、同様にその直流成分を検出することによりＹ方向の加速度を検出することができる。
　次に、角速度の検出においては、駆動電極Ｅｄ１，Ｅｄ２にそれぞれ逆相の交流電圧を加えると、交流の静電引力が可動体１８Ａに生じて可動体１８ＡがＸ方向に振動する。この状態で検出素子１０ＢにＸ方向，Ｙ方向の両者に直交した方向の角速度が印加されるとコリオリの作用により可動体１８ＡにＹ方向の力が作用し、可動体１８ＡはＹ方向にも振動する。この振動変位により可動体１８Ａと導通された可動電極と検出電極Ｅｆｙ１，Ｅｆｙ２との間の距離が変化し、第２可変容量コンデンサ３１１，３１２の値が変化するため、この容量変化のうち振動の周波数に同期した振幅を検出することにより角速度を検出することができる。
　次に、図８を用いて、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを角速度センサに適用した場合の他の構成について説明する。　
　図８は、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを角速度センサに適用した場合の検出素子の他の構成を示す平面図である。なお、図１，図７と同一符号は、同一部分を示している。
　図８は、検出素子１０Ｃとして、Ｘ方向の加速度の検出用のセンサ１０ａｃｃｘと、Ｙ方向の加速度の検出用のセンサ１０ａｃｃｙと、角速度の検出用のセンサ１０ａｎｇとをそれぞれ別体の検出素子を用いて、回路部分を統合したセンサである。
　次に、図９を用いて、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを圧力センサに適用した場合の構成及び動作について説明する。　
　図９は、本発明の一実施形態による静電容量型物理量センサを圧力センサに適用した場合の検出素子の構成を示す平面図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。
　圧力センサとしては、圧力による変形を伴う静電容量の変化から圧力を検出する。検出素子１０Ｄである圧力センサは、シリコン基板を加工して作られる。
　検出素子１０Ｄは、搬送波印加部２０である搬送波印加部回路と、容量検出回路部３０であるＣＶ変換部回路と一緒に、シリコン基板１０１を加工することで作られる。検出素子１０Ｄには、薄膜加工された支持部１０２と、ダイアフラム部１０３が形成されている。シリコン基板１０１の上面には固定された検出電極Ｅｆとダイアフラムとともに変位する可動電極Ｅｍが形成され、その周りに接地されたシールド１６が構成されている。検出電極Ｅｆと可動電極Ｅｍとの間には、可変容量コンデンサ１１が形成されている。可動電極Ｅｍとシールド１６との間に寄生容量Ｃｐが形成されている。検出電極Ｅｆは搬送波印加部２に、可動電極Ｅｍは容量検出回路部３にそれぞれ接続されている。
　搬送波印加部２および容量検出回路部３は、図１に示したような回路構成となっており、図１にて説明した搬送波印加部２および容量検出回路部３と同等の動作を行う。
　ダイアフラム部１０３に圧力が加わると、可動電極Ｅｍと共に支持部１０２がたわんで可動電極Ｅｍと検出電極Ｅｆとの間の距離が変化し、可変容量コンデンサ１１の容量の値が変化する。この容量変化を、図１にて説明したのと同等の搬送波印加部２及び容量検出回路部３で電圧信号に変換することで、圧力を検出することができる。
　本例の圧力センサに関しても、検出素子１０と容量検出回路部３の接続部に存在する対地容量が大きく、かつ基準電位に含まれるノイズ成分が大きいと、これらに由来する内部ノイズが大きくなり問題となるが、本発明の内容を適用することで良好な特性を得ることができる。
　以上説明したように、本実施形態によれば、外来ノイズによる影響の低減と内部ノイズに由来するノイズの影響の低減を両立させることができ、高精度な物理量の検出が可能となる。
１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ…検出素子
１１，１２…可変容量コンデンサ
１６…シールド配線
１８，１８Ａ，１８Ｖ，１８Ｃ…可動体
２０…搬送印加部
２１，２２…搬送波信号源
３０…容量検出回路部
３１…ＯＰアンプ
３２…帰還容量
３３…入力端子
３４…基準電位
３５…回路内部ノイズ
３７…出力端子
Ｃｐ…寄生容量
Ｅｆ…検出電極
Ｅｍ…可動電極

Claims (6)

  1. 　外界からの物理量により変位可能に支持された可動体と、該可動体の少なくとも片面に形成された検出電極とを有する検出素子と、
    　前記可動体の変位による前記検出電極の容量の変化を検出する容量検出回路と、
    　該容量検出回路の入力に接続された配線の周囲に配置され、低インピーダンスの直流電位に接続された配線とを有し、
    　前記可動体の変位による前記検出電極の容量の変化を前記容量検出回路によって電気信号に変換し、物理量を検出する静電容量型物理量センサであって、
    　前記検出素子と前記容量検出回路の接続部の低インピーダンスの固定電位に対する入力容量の値Ｃｉｎが、１．５ｐＦ＜Ｃｉｎ＜２０ｐＦの範囲にあることを特徴とする静電容量型物理量センサ。
  2. 　請求項１記載の静電容量型物理量センサにおいて、
    　前記容量検出回路内の帰還容量の値Ｃｆと前記入力Ｃｉｎの関係が、０．１＜（Ｃｆ／Ｃｉｎ）＜１．０の範囲にあることを特徴とする静電容量型物理量センサ。
  3. 　請求項１に記載の静電容量型物理量センサにおいて、
    　前記シールド配線の電位は、容量検出に用いる搬送波信号の直流電位と同電位であることを特徴とする静電容量型物理量センサ。
  4. 　請求項１記載の静電容量型物理量センサにおいて、
    　前記検出素子は、前記可動体に静電引力を印加する診断電極を備えることを特徴とする静電容量型物理量センサ。
  5. 　請求項１記載の静電容量型物理量センサにおいて、
    　前記可動体はシリコン結晶により構成されていることを特徴とする静電容量型物理量センサ。
  6. 　外界からの角速度により変位可能に支持された可動体と、該可動体の直交する２面に形成された２つの検出電極と、前記可動体を加振する駆動電極を有する検出素子と、
    　前記駆動電極により生じる前記前記可動体の振動状態において加えられる角速度によるコリオリの作用により前記２つの検出電極の容量の変化を検出する容量検出回路と、
    　該容量検出回路の入力に接続された配線の周囲に配置され、低インピーダンスの直流電位に接続された配線とを有し、
    　前記可動体の変位による前記検出電極の容量の変化を前記容量検出回路によって電気信号に変換し、角速度を検出する角速度センサであって、
    　前記検出素子と前記容量検出回路の接続部の低インピーダンスの固定電位に対する入力容量の値Ｃｉｎが、１．５ｐＦ＜Ｃｉｎ＜２０ｐＦの範囲にあることを特徴とする角速度センサ。
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