WO2011021485A1 - 出力フィルタとそれを備えた電動機駆動システム - Google Patents

出力フィルタとそれを備えた電動機駆動システム Download PDF

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愛子 犬塚
剛 樋口
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株式会社安川電機
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Definitions

  • the present invention relates to an output filter and a motor drive system including the same.
  • Japanese Patent Laid-Open No. 9-84357 discloses a method of inserting an output filter on the output side of a power conversion device.
  • an output filter includes a common mode voltage divider, a neutral point detection circuit connected in parallel to the output of the common mode voltage divider, and an output of the neutral point detection circuit 103. It is described that it comprises from a series connected bypass circuit. In the common mode, this output filter constitutes an LC low-pass filter including the inductance L of the common mode voltage divider and the capacitor C of the neutral point detection circuit and the bypass circuit.
  • the output filter constitutes an LC low-pass filter
  • this resonant frequency is set to be sufficiently lower than the carrier frequency of the power converter and to be sufficiently higher than the operating frequency.
  • the output voltage of the power conversion device A phenomenon occurs in which the common mode voltage to be superimposed is excited and amplified to lead to an overvoltage, and there is a problem that the motor can not be operated by changing the set value of the carrier frequency.
  • the present invention has been made in view of such problems, and when driving the motor by changing the set value of the carrier frequency of the power converter, excitation of the common mode voltage to be superimposed on the output voltage of the power converter is performed.
  • a typical configuration in the present invention is configured as follows.
  • the output filter is disposed between the output of the power conversion device supplying power for driving the three-phase motor and the three-phase motor, and the setting value of the resonance frequency is set according to the setting value of the carrier frequency of the power conversion device. It has a configuration to change.
  • the other typical structure in this invention is comprised as follows.
  • the motor drive system is disposed between an output of the power conversion device and the three-phase motor, which has a three-phase motor, a power conversion device supplying power for driving the three-phase motor, and a carrier frequency of the power conversion device.
  • an output filter having a configuration for changing the set value of the resonance frequency in accordance with the set value.
  • the motor drive system can change the resonance frequency of the output filter in response to the setting change of the carrier frequency of the power conversion device, the resonance frequency and the carrier frequency approach each other, and the power conversion device It is possible to prevent the phenomenon that the common mode voltage superimposed on the output voltage of V.sup.2 is excited and amplified to lead to an overvoltage.
  • Configuration diagram of bypass circuit 104 Configuration diagram of bypass path changeover switches 106a and 106b Gain characteristic chart in common mode of output filter 101
  • Simulation waveform diagram of common mode voltages Vc1 and Vc2 at carrier frequency fc 15 kHz
  • Simulation waveform diagram of common mode voltages Vc1 and Vc2 at carrier frequency fc 5 kHz
  • FIG. 1 is a configuration diagram of an output filter and a motor drive system including the output filter according to an embodiment of the present invention.
  • the motor drive system includes a power conversion device 100 and an output filter 101, and drives a motor 105.
  • a commercial power supply is connected to the input terminals r, s, t of the power conversion device 100, and the output terminals u, v, w are output terminals of PWM inverters not shown.
  • the output filter 101 is connected between the power converter 100 and the motor 105.
  • the output filter 101 includes a common mode voltage divider 102, a neutral point detection circuit 103 connected in parallel to the output terminals u2, v2 and w2 of the common mode voltage divider 102, and an output terminal of the neutral point detection circuit 103. and a bypass circuit 109 connected in series to f1.
  • the common mode voltage divider 102 is configured by a common mode choke coil having an inductance value Lc.
  • the neutral point detection circuit 103 is composed of a capacitor C and a neutral point detection transformer.
  • This neutral point detection transformer comprises a three-phase reactor 108, and one terminal on the primary side is a capacitor C dispersedly connected to each phase of the output terminals u2, v2, w2 of the common mode voltage divider 102. The other end of the primary side is connected to a star connection to create a neutral point. Further, the secondary side of the three-phase reactor 108 is delta connected.
  • this neutral point detection transformer 108 acts as a normal inductance between the respective phases of the output terminals u2, v2, w2 of the common mode voltage divider 102, it is synthesized between the respective phases and the neutral point.
  • the common mode inductance is zero. Therefore, it is possible to ignore this neutral point detection transformer when considering the common mode voltage.
  • the neutral point of this neutral point detection transformer is taken as an output terminal f1 to the neutral point detection circuit 103.
  • the bypass circuit 104 has a configuration to be described later, one end f 2 is connected to the output terminal f 1 of the neutral point detection circuit, and the other end f 3 is connected to the neutral point n of the power converter 100.
  • the impedance of the bypass circuit 104 is selected to be sufficiently lower than the stray capacitance between the winding of the motor 105 and the frame, and the impedance of the resistance and inductance of the wiring (ground wire).
  • the neutral point n is formed by connecting two serially connected capacitors of the same capacity in parallel between terminals of a DC output voltage of a rectifier circuit (not shown) included in power conversion device 100. The connection point of is the neutral point n.
  • the output filter 101 is an LC low pass filter including the inductance Lc of the common mode voltage divider 102, the capacitor C of the neutral point detection circuit 103, and the capacitors Cfa and Cfb of the bypass circuit 104. It can be regarded.
  • the Y-connected common mode voltage measuring capacitor 110 connected to the input side and the output side of the output filter 101 is for measuring and observing the common mode voltages Vc1 and Vc2.
  • the output of the power conversion device when driving the motor by changing the set value of the carrier frequency of the power conversion device, when the carrier frequency approaches the resonance frequency of the output filter, the output of the power conversion device The phenomenon that the common mode voltage superimposed on the voltage is excited and amplified will be described.
  • Vc1 (Vug + Vvg + Vwg) / 3 (1)
  • Vc1 is a common mode voltage
  • Vug, Vvg, and Vwg are output phase voltages of the power conversion device 100 based on the ground (GND).
  • the common mode voltage Vc1 uses the carrier frequency as a fundamental wave, when the carrier frequency approaches the resonance frequency of the output filter and resonates, the common mode voltage Vc1 is also excited and amplified by this resonance. Therefore, in the power conversion device provided with the conventional output filter, when the carrier frequency of the power conversion device is changed to operate the motor, the output of the power conversion device is output when the carrier frequency approaches the resonance frequency of the output filter. There is a problem that a common mode voltage superimposed on the voltage is excited and amplified to lead to an overvoltage, and it is not possible to operate the motor by changing the set value of the carrier frequency.
  • FIG. 2 is a block diagram of the bypass circuit 104.
  • the bypass circuit 104 includes bypass path switching switches 106a and 106b, capacitors Cfa and Cfb having different capacitances, and a resistor Rf.
  • capacitors Cfa and Cfb are connected in series to the bypass path changeover switches 106a and 106b, respectively, these two series circuits are connected in parallel, and a resistor Rf is connected in series to this parallel circuit.
  • the effect of the resistor Rf changes depending on a control method (two-phase modulation method or three-phase modulation method) of the PWM inverter (not shown) of the power conversion device 100.
  • a control method two-phase modulation method or three-phase modulation method
  • the common mode voltage has a resonance component and resonates with the resonance frequency of the output filter.
  • the resistor Rf suppresses the resonance of this resonance frequency.
  • FIG. 3 is a block diagram of the bypass path changeover switches 106a and 106b.
  • the bypass path changeover switches 106a and 106b are composed of two-way switches in which two semiconductor switches each having a diode connected in anti-parallel to a transistor or IGBT are connected in series so that the conduction directions are opposite to each other.
  • the on / off (open / close) control of the bidirectional switch is performed by switching signals Vs1 * and Vs2 * from a control circuit (not shown).
  • the bypass path is selected and switched by this ON / OFF (open / close) control.
  • the impedance Z of the bypass circuit 104 is switched as shown in the formula (2) or the formula (3) by changing the set value of the carrier frequency f of the power conversion apparatus 100.
  • Z Rf + 1 / (j2 ⁇ fCfa) (2)
  • Z Rf + 1 / (j2 ⁇ fCfb) (3)
  • the resonant frequency of the output filter 101 can be changed by selecting and switching the bypass path using the bypass path changeover switches 106a and 106b.
  • the configuration of the bidirectional switches as the bypass path changeover switches 106a and 106b shown in FIG. 3 is merely an example, and the present invention is not limited to this.
  • a unidirectional switch in which a diode is connected in series to a transistor or an IGBT can be connected in anti-parallel to form a bidirectional switch.
  • FIG. 4 is a gain characteristic diagram of the output filter 101 in the common mode.
  • the output filter 101 can be regarded as an equivalent LC low pass filter in the common mode as described above.
  • This equivalent LC low-pass filter is a second-order low-pass filter, and can switch the resonance frequency fr by the bidirectional switches 106a and 106b of the bypass circuit 104. That is, this resonance frequency fr is expressed by equation (4) or equation (5).
  • the resonant frequency of the output filter 101 can be changed by switching the bypass paths by the bypass path changeover switches 106a and 106b.
  • FIG. 5A is a simulation waveform diagram of the common mode voltages Vc1 and Vc2 at the input and output of the output filter 101 when the set value of the carrier frequency fc of the power conversion device is 15 kHz
  • FIG. 5B is the set value of the carrier frequency fc of the power conversion device Is a simulation waveform diagram of the common mode voltages Vc1 and Vc2 at the input and output of the output filter 101 when 5 kHz.
  • the impedance Z of the bypass circuit 104 is switched as in equation (2) or (3) by changing the set value of the carrier frequency fc of the power conversion device 100. ing.
  • the common mode voltage superimposed on the output voltage of the power conversion device is excited by switching the bypass route corresponding to the change of the set value of the carrier frequency of the power conversion device by the bypass path switching switches 106a and 106b.
  • This can prevent the phenomenon of amplification leading to an overvoltage, and the attenuation effect of the output filter 101 can further reduce this.
  • the motor can be operated even if the set value of the carrier frequency is changed.
  • the embodiment of the present invention is described as the switching configuration of two circuits 106a and 106b as the bypass path switching switch when changing the set value of the carrier frequency
  • the application for changing the carrier frequency in a wide frequency range for example Needless to say, in the case of changing the carrier frequency in multiple stages, or in the case of changing continuously, it is possible to set the bypass path changeover switch to a multistage switching circuit of two or more circuits.
  • the embodiment of the present invention explained the method of controlling the excitation of the common mode voltage in the case of operating the motor by changing the set value of the carrier frequency.
  • the bypass path of the output filter is switched according to the change of the carrier frequency setting value.
  • Reference Signs List 100 power converter 101 output filter 102 common mode voltage divider 103 neutral point detection circuit 104 bypass circuit 105 motor 106 a, 106 b bypass path switching switch (bidirectional switch) 108 Neutral point detection transformer 110a, 110b Capacitor C, Cfa, Cfb capacitor Rf resistance for common mode voltage measurement

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  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

　キャリア周波数成分のコモンモード電圧を大幅に低減するとともに、電力変換装置のキャリア周波数を変えて電動機を運転しても、キャリア周波数が出力フィルタの共振周波数に近づき、電力変換装置の出力電圧に重畳するコモンモード電圧を励振することを防止することができる出力フィルタとそれを備えた電動機駆動システムを提供する。　電力変換装置１００と電動機１０５との間に接続された出力フィルタ１０１において、バイパス回路１０４は、複数の容量の異なるコンデンサ（Ｃｆａ、Ｃｆｂ）と複数のバイパス経路切替スイッチ（１０６ａ、１０６ｂ）とを有し、電力変換装置１００のキャリア周波数の設定変更に対応して、中性点検出回路１０３に直列に接続するコンデンサ（Ｃｆａ、Ｃｆｂ）を選択し、バイパス経路切替スイッチ（１０６ａ、１０６ｂ）を切替える。

Description

出力フィルタとそれを備えた電動機駆動システム
本発明は、出力フィルタとそれを備えた電動機駆動システムに関する。
電動機駆動システムが備えた電力変換装置の出力側における一般的な問題として、高周波漏れ電流およびそれに起因する伝導ＥＭＩ（Electro Magnetic Interference：電磁妨害雑音）、放射ＥＭＩおよびモータ軸受部の電食等が挙げられる。このような問題の解決策として、電力変換装置の出力側に出力フィルタを挿入する方法が、特開平９－８４３５７号公報に開示されている。
特開平９－８４３５７号公報には、出力フィルタが、コモンモード電圧分圧器と、コモンモード電圧分圧器の出力に並列に接続された中性点検出回路と、中性点検出回路１０３の出力に直列に接続されたバイパス回路と、から構成することが記載されている。この出力フィルタはコモンモードにおいて、コモンモード電圧分圧器のインダクタンスＬと、中性点検出回路およびバイパス回路のコンデンサＣによる、Ｌ－Ｃローパスフィルタを構成している。
特開平９－８４３５７号公報
上記出力フィルタは、Ｌ－Ｃローパスフィルタを構成しているため、インダクタンスＬおよびコンデンサＣの定数値から決定される共振周波数が存在する。通常、この共振周波数は、電力変換装置のキャリア周波数に比べて十分に低く、かつ、運転周波数に比べて十分高くなるように設定されている。また、出力フィルタを備えた電力変換装置において、電力変換装置のキャリア周波数の設定を変えて電動機を運転するような場合、キャリア周波数が出力フィルタの共振周波数に接近すると、電力変換装置の出力電圧に重畳するコモンモード電圧が励振されて増幅して過電圧に至るという現象が発生し、キャリア周波数の設定値を変えて電動機を運転することができないという問題があった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電力変換装置のキャリア周波数の設定値を変えて電動機を運転する場合、電力変換装置の出力電圧に重畳するコモンモード電圧の励振を防止することができる出力フィルタとそれを備えた電動機駆動システムを提供する。
上記問題を解決するため、本発明における代表的な構成は、次のように構成したものである。出力フィルタは、３相電動機を駆動するための電力を供給する電力変換装置の出力と３相電動機との間に配置され、電力変換装置のキャリア周波数の設定値に応じて共振周波数の設定値を変更する構成を備える。
また、本発明における他の代表的な構成は、次のように構成したものである。電動機駆動システムは、３相電動機と、３相電動機を駆動するための電力を供給する電力変換装置と、電力変換装置の出力と３相電動機との間に配置され、電力変換装置のキャリア周波数の設定値に応じて共振周波数の設定値を変更する構成を有する出力フィルタと、を備える。
本発明によると、電動機駆動システムが、電力変換装置のキャリア周波数の設定変更に対応して、出力フィルタの共振周波数を変化させることができるため、共振周波数とキャリア周波数が接近して、電力変換装置の出力電圧に重畳するコモンモード電圧が励振され増幅して過電圧に至るという現象を防止することができる。
本発明の実施形態における出力フィルタとそれを備えた電動機駆動システムの構成を示すブロック図 バイパス回路１０４の構成図 バイパス経路切替スイッチ１０６ａ、１０６ｂの構成図 出力フィルタ１０１のコモンモードにおけるゲイン特性図 キャリア周波数ｆｃ=１５ｋＨｚ時のコモンモード電圧Ｖｃ１およびＶｃ２のシミュレーション波形図 キャリア周波数ｆｃ=５ｋＨｚ時のコモンモード電圧Ｖｃ１およびＶｃ２のシミュレーション波形図
　以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態における出力フィルタとそれを備えた電動機駆動システムの構成図である。図１において、電動機駆動システムは、電力変換装置１００、出力フィルタ１０１を備え、電動機１０５を駆動する。
電力変換装置１００の入力端子ｒ、ｓ、ｔには商用電源が接続され、出力端子ｕ、ｖ、ｗは、図示しないＰＷＭインバータの出力端子である。出力フィルタ１０１は、電力変換装置１００と電動機１０５との間に接続されている。
出力フィルタ１０１は、コモンモード電圧分圧器１０２と、コモンモード電圧分圧器１０２の出力端子ｕ２、ｖ２、ｗ２に並列に接続された中性点検出回路１０３と、中性点検出回路１０３の出力端子ｆ１に直列に接続されたバイパス回路１０９とを備えている。
コモンモード電圧分圧器１０２は、インダクタンス値Ｌｃのコモンモードチョークコイルで構成されている。中性点検出回路１０３は、コンデンサＣおよび中性点検出トランスから構成されている。この中性点検出トランスは、３相リアクトル１０８から成り、その一次側の一方の端子は、コモンモード電圧分圧器１０２の出力端子ｕ２、ｖ２、ｗ２の各相に分散して接続されたコンデンサＣの一端へ接続されており、さらに、その一次側の他端は、スター結線にすることで中性点を作り出している。また、３相リアクトル１０８の二次側はデルタ結線されている。
この中性点検出トランス１０８は、コモンモード電圧分圧器１０２の出力端子ｕ２、ｖ２、ｗ２の各相の相互間では通常のインダクタンスとして作用するが、各相と中性点との間の合成したコモンモードインダクタンスはゼロである。したがって、コモンモード電圧について考察するうえでは、この中性点検出トランスを無視することが可能である。なお、この中性点検出トランスの中性点を、中性点検出回路１０３への出力端子ｆ１とする。
バイパス回路１０４は、後述する構成を備えており、一端ｆ２は中性点検出回路の出力端子ｆ１と接続し、他端ｆ３は電力変換装置１００の中性点ｎと接続する。このバイパス回路１０４のインピーダンスは、電動機１０５の巻線とフレーム間の浮遊容量、および配線（接地線）の抵抗とインダクタンスのインピーダンスより十分低く選定されているものとする。なお、この中性点ｎは、電力変換装置１００に含まれる不図示の整流回路の直流出力電圧の端子間に、２つの直列接続された同一容量のコンデンサを並列に接続し、この２つのコンデンサの接続点を中性点ｎとしたものである。
このように、出力フィルタ１０１は、コモンモードにおいて、コモンモード電圧分圧器１０２のインダクタンスＬｃと、中性点検出回路１０３のコンデンサＣおよびバイパス回路１０４のコンデンサＣｆａ、Ｃｆｂによる、Ｌ－Ｃローパスフィルタとみなすことができる。
なお、出力フィルタ１０１の入力側および出力側に接続された、Ｙ接続のコモンモード電圧測定用コンデンサ１１０は、コモンモード電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２を測定および観測するためのものである。
ここで、出力フィルタを備えた電力変換装置において、電力変換装置のキャリア周波数の設定値を変えて電動機を運転するような場合、キャリア周波数が出力フィルタの共振周波数に接近すると、電力変換装置の出力電圧に重畳するコモンモード電圧が励振されて増幅するという現象について説明する。
図１に示すように、電力変換装置１００の出力端子ｕ、ｖ、ｗに対して、コモンモード電圧観測用コンデンサ１１０ａを介して電気的な中性点を作った場合、その中性点における対地間電圧がコモンモード電圧Ｖｃ１である。このコモンモード電圧Ｖｃ１は、キャリア周波数を基本波とするパルス状の電圧波形となる。このコモンモード電圧Ｖｃ１は、（１）式で表わされる。
Ｖｃ１＝（Ｖｕｇ＋Ｖｖｇ＋Ｖｗｇ）／３　・・・　（１）
ここで、Ｖｃ１はコモンモード電圧、Ｖｕｇ、Ｖｖｇ、Ｖｗｇはグランド（ＧＮＤ）を基準にした電力変換装置１００の各出力相電圧である。
このコモンモード電圧Ｖｃ１は、キャリア周波数を基本波とするため、キャリア周波数が出力フィルタの共振周波数に接近して共振すると、コモンモード電圧Ｖｃ１もこの共振に励振されて増幅する。そのため、従前の出力フィルタを備えた電力変換装置では、電力変換装置のキャリア周波数の設定を変えて電動機を運転するような場合、キャリア周波数が出力フィルタの共振周波数に接近すると、電力変換装置の出力電圧に重畳するコモンモード電圧が励振されて増幅して過電圧に至るという現象が発生し、キャリア周波数の設定値を変えて電動機を運転することができないという問題があった。
以下、バイパス回路１０４の構成を説明する。図２は、バイパス回路１０４の構成図である。バイパス回路１０４は、バイパス経路切替スイッチ１０６ａ、１０６ｂと、容量が異なるコンデンサＣｆａおよびＣｆｂと、抵抗Ｒｆを備えている。図において、バイパス経路切替スイッチ１０６ａ、１０６ｂにはコンデンサＣｆａおよびＣｆｂがそれぞれ直列に接続されており、この２つの直列回路を並列に接続し、さらに、この並列回路に抵抗Ｒｆを直列に接続する。
抵抗Ｒｆは、電力変換装置１００の不図示のＰＷＭインバータの制御方法（２相変調方式や３相変調方式）によって、その作用効果が変わってくる。例えば、２相変調方式で電力変換装置１００を運転した場合には、コモンモード電圧が共振成分を持ち、出力フィルタの共振周波数と共振する。抵抗Ｒｆは、この共振周波数の共振を抑制する。
図３は、バイパス経路切替スイッチ１０６ａ、１０６ｂの構成図である。図において、バイパス経路切替スイッチ１０６ａ、１０６ｂは、トランジスタあるいはＩＧＢＴに逆並列接続したダイオードを有する半導体スイッチ２つを、通電方向がそれぞれ反対方向となるように直列接続した双方向スイッチから構成されており、不図示の制御回路からの切替信号Ｖｓ１＊およびＶｓ２＊でこの双方向スイッチのＯＮ／ＯＦＦ（開／閉）制御を行う。このＯＮ／ＯＦＦ（開／閉）制御でバイパス経路を選択して切替える。すなわち、バイパス回路１０４のインピーダンスＺを、電力変換装置１００のキャリア周波数ｆの設定値の変更によって、式（２）または式（３）のように切替える。
Ｚ＝Ｒｆ+１／（ｊ２πｆＣｆａ）　・・・　（２）
Ｚ＝Ｒｆ+１／（ｊ２πｆＣｆｂ）　・・・　（３）
このように、バイパス経路切替スイッチ１０６ａ、１０６ｂを用いてバイパス経路を選択して切替えることによって、出力フィルタ１０１の共振周波数を変化させることができる。
なお、図３に示したバイパス経路切替スイッチ１０６ａ、１０６ｂとしての双方向スイッチの構成は一例を示したものであり、これに限定されるものではない。例えば、トランジスタあるいはＩＧＢＴにダイオードを直列接続した一方向スイッチを逆並列に接続して双方向スイッチとすることもできる。
図４は、出力フィルタ１０１のコモンモードにおけるゲイン特性図である。出力フィルタ１０１は、上記したようにコモンモードにおける等価Ｌ－Ｃローパスフィルタとしてみなすことができる。この等価Ｌ－Ｃローパスフィルタは、２次のローパスフィルタであり、バイパス回路１０４の双方向スイッチ１０６ａ、１０６ｂによって、共振周波数ｆｒを切替えることができる。すなわち、この共振周波数ｆｒは、式（４）または式（５）で表される。
ｆrａ＝１／（２π（Ｌｃ・Ｃtotal_a）１/２）　・・・　（４）
ｆrｂ＝１／（２π（Ｌｃ・Ｃtotal_b）１/２）　・・・　（５）
ただし、Ｃtotal_a＝（３Ｃ・Ｃfａ）／（３Ｃ＋Ｃfａ）、Ｃtotal_b＝（３Ｃ・Ｃfｂ）／（３Ｃ＋Ｃfｂ）であり、共振周波数ｆｒａはバイパス回路１０４の双方向スイッチ１０６ａをオン制御した場合、共振周波数ｆｒｂはバイパス回路１０４の双方向スイッチ１０６ｂをオン制御した場合の共振周波数である。
図において、電動機駆動システムが電動機を運転周波数ｆ０の範囲内で運転するとし、電力変換装置のキャリア周波数ｆｃの設定値を変更して運転する場合、共振周波数ｆｒａは電力変換装置のキャリア周波数ｆｃ＝１５ｋＨｚに比べて十分に低く、かつ、運転周波数ｆ０に比べて十分高くなるように設定する。また、共振周波数ｆｒｂはキャリア周波数ｆｃ＝５ｋＨｚに比べて十分に低く、かつ、電動機の運転周波数に比べて十分高くなるように設定する。
なお、この“十分”のレベルは具体的な用途によって異なり、一律に定義することはできないが、電動機の騒音や振動レベルが定められた仕様条件を満たすこと、さらにＣＩＳＰＲ１１やＩＥＣ６１８００-３等に代表されるような伝導ＥＭＩの規格条件をクリアーできるように、式（４）式（５）の共振周波数値を設定する必要がある。
一例として、次式（７）を満たすことができれば、少なくとも励振による過電圧発生等の不具合を防止することができる。
２０ｌｏｇ｜Ｖｃ２／Ｖｃ１｜＜０　・・・　（７）
このように、バイパス経路切替スイッチ１０６ａ、１０６ｂにてバイパス経路を切替えることによって、出力フィルタ１０１の共振周波数を変化させることができる。
図５Ａは、電力変換装置のキャリア周波数ｆｃの設定値が１５ｋＨｚ時、出力フィルタ１０１の入出力におけるコモンモード電圧Ｖｃ１およびＶｃ２のシミュレーション波形図、図５Ｂは、電力変換装置のキャリア周波数ｆｃの設定値が５ｋＨｚ時、出力フィルタ１０１の入出力におけるコモンモード電圧Ｖｃ１およびＶｃ２のシミュレーション波形図である。各シミュレーション条件は、図５Ａの場合、運転周波数を６０Ｈｚ、Ｌｃ＝４ｍＨ、Ｃtotal_a＝０．２５μＦ、図５Ｂの場合、運転周波数を６０Ｈｚ、Ｌｃ＝４ｍＨ、Ｃtotal_b＝５．０μＦである。なお、図５Ａと図５Ｂとでは、上記したようにバイパス回路１０４のインピーダンスＺを、電力変換装置１００のキャリア周波数ｆｃの設定値の変更によって、式（２）または式（３）のように切替えている。
図５Ａにおいて、出力フィルタ１０１の入力におけるコモンモード電圧Ｖｃ１に比べ、出力フィルタ１０１の出力におけるコモンモード電圧Ｖｃ２が大きく低減している。これは、図４におけるゲイン特性図からも分かるように、キャリア周波数ｆｃ＝１５ｋＨｚにおいて、共振周波数ｆｒａを持つ出力フィルタ１０１の減衰特性が大きくなるためである。
図５Ｂにおいて、出力フィルタ１０１の入力におけるコモンモード電圧Ｖｃ１に比べ、出力フィルタ１０１の出力におけるコモンモード電圧Ｖｃ２が大きく低減している。これは、図４におけるゲイン特性図からも分かるように、バイパス回路１０４のインピーダンスを変えたことにより、出力フィルタ１０１の共振周波数ｆｒａから共振周波数ｆｒｂに低くし、キャリア周波数ｆｃ＝５ｋＨｚにおいても、共振周波数ｆｒｂを持つ出力フィルタ１０１の減衰特性が大きくなるためである。
このように、バイパス経路切替スイッチ１０６ａ、１０６ｂにてバイパス経路を電力変換装置のキャリア周波数の設定値の変化に対応させて切替えることによって、電力変換装置の出力電圧に重畳するコモンモード電圧が励振されて増幅して過電圧に至るという現象を防ぐことができ、さらにこの出力フィルタ１０１の減衰効果によりこれを低減することができる。その結果、キャリア周波数の設定値を変化させても電動機の運転を行うことができる。
なお、本発明における実施例では、キャリア周波数の設定値を変化させる場合のバイパス経路切替スイッチとして１０６ａと１０６ｂの２回路の切替え構成として説明したが、キャリア周波数を広い周波数範囲で変更する用途、例えば、キャリア周波数を多段階に変更する場合、あるいは連続的に変更する場合においては、バイパス経路切替スイッチを２回路以上の多段構成の切替え回路とすることが可能であることは言うまでもない。
また、キャリア周波数の設定値を変えて電動機を運転するような用途の場合でも、より減衰特性の大きい出力フィルタを構成することが可能となるので、電力変換装置における高周波ノイズの影響をさらに低減した、より環境に配慮したインバータ装置等の電力変換装置を提供することができるという効果もある。
本発明の実施形態では、電力変換装置を用いた電動機駆動システムにおいて、キャリア周波数の設定値を変えて電動機を運転する場合のコモンモード電圧の励振を抑制する方法を説明した。
このような例に限らず、電源装置等においてスイッチングのキャリア周波数の設定値を変化させて電源特性の改善を図る用途において、出力フィルタのバイパス経路をキャリア周波数の設定値の変化に対応させて切替えることにより、出力フィルタの共振点を変えることができるので、キャリア周波数の設定値を自由に変更しても、コモンモード電圧の励振による過電圧の発生を防止することが可能となる。
１００電力変換装置
１０１出力フィルタ
１０２コモンモード電圧分圧器
１０３中性点検出回路
１０４　バイパス回路
１０５電動機
１０６ａ、１０６ｂ　バイパス経路切替スイッチ（双方向スイッチ）
１０８　中性点検出用トランス
１１０ａ、１１０ｂ　コモンモード電圧測定用コンデンサ
Ｃ、Ｃｆａ、Ｃｆｂ　コンデンサ
Ｒｆ　抵抗

Claims (10)

  1. ３相電動機を駆動するための電力を供給する電力変換装置の出力と前記３相電動機との間に配置され、前記電力変換装置のキャリア周波数の設定値に応じて共振周波数の設定値を変更する構成を備えることを特徴とする出力フィルタ。
  2. 前記出力フィルタが、前記電力変換装置の各相出力と前記３相電動機の各相との間に、それぞれコモンモードチョークコイルを直列に接続したコモンモード電圧分圧器と、
    ３相リアクトルを有し、前記３相リアクトルの１次側の一端を第１乃至３のコンデンサを介して前記電力変換装置の各相出力とそれぞれ接続し、前記３相リアクトルの１次側の他端をスター結線し、前記３相リアクトルの２次側はデルタ結線した中性点検出回路と、
    バイパス経路切替スイッチとコンデンサとの直列接続体の複数個を並列接続し、並列接続した前記コンデンサ側の端子を前記３相リアクトルの１次側の他端に接続し、並列接続した前記バイパス経路切替スイッチ側の端子に抵抗の一端を直列接続したバイパス回路と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の出力フィルタ。
  3. 前記バイパス経路切替スイッチが、半導体素子を用いた双方向スイッチから成ることを特徴とする請求項１または２に記載の出力フィルタ。
  4. 前記出力フィルタが、前記キャリア周波数の設定値よりも低くかつ前記３相電動機の運転周波数よりも高い前記共振周波数になるように、前記第１乃至３のコンデンサおよび前記バイパス回路内のコンデンサを設定されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項記載の出力フィルタ。
  5. 前記出力フィルタが、前記コモンモード電圧分圧器の入力側および出力側のコモンモード電圧をそれぞれＶｃ１、Ｖｃ２とした場合、２０ｌｏｇ｜Ｖｃ２／Ｖｃ１｜＜０なる条件を満たすように、前記第１乃至３のコンデンサおよび前記バイパス回路内のコンデンサを設定されることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項記載の出力フィルタ。
  6. ３相電動機と、
    前記３相電動機を駆動するための電力を供給する電力変換装置と、
    前記電力変換装置の出力と前記３相電動機との間に配置され、前記電力変換装置のキャリア周波数の設定値に応じて共振周波数の設定値を変更する構成を有する出力フィルタと、を備えることを特徴とする電動機駆動システム。
  7. 前記出力フィルタが、前記電力変換装置の各相出力と前記３相電動機の各相との間に、それぞれコモンモードチョークコイルを直列に接続したコモンモード電圧分圧器と、
    ３相リアクトルを有し、前記３相リアクトルの１次側の一端を第１乃至３のコンデンサを介して前記電力変換装置の各相出力とそれぞれ接続し、前記３相リアクトルの１次側の他端をスター結線し、前記３相リアクトルの２次側はデルタ結線した中性点検出回路と、
    バイパス経路切替スイッチとコンデンサとの直列接続体の複数個を並列接続し、並列接続した前記コンデンサ側の端子を前記３相リアクトルの１次側の他端に接続し、並列接続した前記バイパス経路切替スイッチ側の端子に抵抗の一端を直列接続したバイパス回路と、を備え、
    前記抵抗の他端を前記電力変換装置の中性点に接続することを特徴とする請求項６に記載の電動機駆動システム。
  8. 前記バイパス経路切替スイッチが、半導体素子を用いた双方向スイッチから成ることを特徴とする請求項６または７に記載の電動機駆動システム。
  9. 前記出力フィルタが、前記キャリア周波数の設定値よりも低くかつ前記３相電動機の運転周波数よりも高い前記共振周波数になるように、前記第１乃至３のコンデンサおよび前記バイパス回路内のコンデンサを設定されることを特徴とする請求項６乃至８のいずれか１項記載の電動機駆動システム。
  10. 前記出力フィルタが、前記コモンモード電圧分圧器の入力側および出力側のコモンモード電圧をそれぞれＶｃ１、Ｖｃ２とした場合、２０ｌｏｇ｜Ｖｃ２／Ｖｃ１｜＜０なる条件を満たすように前記第１乃至３のコンデンサおよび前記バイパス回路内のコンデンサを設定されることを特徴とする請求項６乃至９のいずれか１項記載の電動機駆動システム。
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