JP5454001B2 - 電流抑制装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源と対象物との間に接続される電力変換器に備えるスイッチング素子の作動に起因する電流の変化を抑制する電流抑制装置に関する。

回転機（例えば電動機や発電機等）の駆動に電力変換器（例えば電圧形ＰＷＭインバータ等）を使用すると、スイッチング素子の作動時に生じる電圧（いわゆるコモンモード電圧）が電圧源となり、回転機及び電力変換器の浮遊容量を経路とした電流（いわゆるコモンモード電流）が流れる。高周波であるコモンモード電流は電磁障害の原因となるため、規格（例えばＣＩＳＰＲ）で抑制が義務付けられている。

高周波電流を抑制する従来技術として、コモンチョークを線路の途中に挿入する方式がある。この方式は、コモンチョークの励磁インダクタを高周波電流経路に直列に挿入することと等価である。高周波数に対して励磁インダクタは高インピーダンスとなるため、コモンチョークを挿入することでコモンモード電流を抑制することが可能である。

また、スイッチング素子の作動に起因し発生するコモンモード電圧（零相電圧）を相殺する技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。特許文献１に記載されたアクティブコモンモードキャンセラは、三相コモンチョークに追加巻線を設け、コモンモードトランスとして機能させる。スイッチング素子の作動時に変化するコモンモード電圧をインバータの交流出力端にスター結線したコンデンサ（Ｃｏ）で検出し、これと同じ大きさで逆位相の電圧をコモンモードトランス（１１）を介してインバータ出力に印加する。浮遊容量に印加されるコモンモード電圧が相殺されるため、コモンモード電流が流れなくなる。

特開平１０−０９４２４４号公報

しかし、上記の従来技術（特許文献１）では、キャンセル効果がみられる周波数帯域は数百[KHz]までと限定的である。これは、インバータ出力にコモンモード電圧と逆位相で同じ大きさの電圧を印加することが困難であり、完全にコモンモード電圧をキャンセルすることが出来ないことに起因する。

また、アクティブコモンモードキャンセラに用いるコモンモードトランスにはコモンモード電圧を印加するため、高電圧のアプリケーションではコモンモードトランスを飽和をさせないために断面積や巻数が大きくなる傾向がある。

本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、キャンセル効果の周波数帯域を広げながらも、磁気結合する媒体（上記した例ではコモンモードトランス）を小型化できる電流抑制装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、電力変換器と対象物との間に接続され、前記電力変換器に備えるスイッチング素子の作動に起因するコモンモード電流を抑制する電流抑制装置において、前記電力変換器と前記対象物とを接続する第１線路の途中に介在させる第１インダクタと、前記電力変換器と前記対象物とを接続する第２線路の途中に介在させ、前記第１インダクタと磁気結合する第２インダクタと、一方端を前記電力変換器に接続し、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタの双方と磁気結合する第３インダクタと、前記第３インダクタの他方端と基準点との間に接続し、前記対象物と前記基準点との間のコモンインピーダンスと位相特性が合致する２端子回路網と、を有することを特徴とする。

なお、「電力変換器」は、スイッチング素子によって電力を変換する機能を有するものが該当する。「対象物」には、電力変換器から出力される電力を受けて作動（単に供給を含む）可能な任意の機器を適用できる。例えば、回転機（例えば電動機，発電機，発電電動機等）、負荷、電源、制御装置（例えばＥＣＵ等），計測装置などが該当する。「コモンインピーダンス」は、対象物と基準点（例えば共通電位を示す部位）との間に生じるインピーダンスである。「第１インダクタ」，「第２インダクタ」および「第３インダクタ」には、磁気結合が可能な回路素子（例えば巻線，コイル，トランス等）を適用できる。

この構成によれば、第１インダクタ、第２インダクタおよび第３インダクタはそれぞれ相互に磁気結合する。２端子回路網は、第３インダクタと基準点との間に接続し、コモンインピーダンスと位相特性が合致する。この接続によって、第１線路および第２線路から対象物に流れる電流の一部は、第１インダクタおよび第２インダクタと磁気結合する第３インダクタを経て２端子回路網に流れる。特に、コモンインピーダンスと２端子回路網との位相特性を合致させ、インピーダンスの大きさの比を調整することにより、対象物に流す電流の大きさを抑制することができる。すなわち、コモンインピーダンスと２端子回路網との位相特性が合致している周波数帯域においては、コモンチョークのみと同等に電流を抑制するのに必要なインダクタのインダクタンスは小さくて済む。よって、巻数が減るためにインダクタは小型化でき、線間容量が減少するため抑制効果の向上が実現できる。また、インピーダンスに用いるキャパシタは、特許文献１の図１（Ａ）に示すキャパシタ（Ｃ１）より小さく、コモンモードトランスにかかる電圧時間積ＥＴは小さくなり、巻数と断面積を減らすことができるため、コモンモードトランス２２を小型化することが可能となる。したがって、キャンセル効果の周波数帯域を広げながらも、磁気結合する媒体を小型化することができる。

請求項２に記載の発明は、前記基準点は、前記コモンインピーダンスを特定する際に基準となる接続点であることを特徴とする。この構成によれば、基準点を基準としてコモンインピーダンスが特定され、当該特定されたインピーダンスと位相特性が合致する２端子回路網を接続することができる。したがって、対象物に流れる電流の大きさを確実に抑制することができるので、キャンセル効果の周波数帯域を広げながらも、磁気結合する媒体を小型化することができる。

請求項３に記載の発明は、前記電力変換器と前記第３インダクタの一方端との間に介在させ、前記対象物に印加される電圧値を検出する電圧検出器を有することを特徴とする。この構成によれば、２端子回路網に流す電流の基準となる電圧値を電圧検出器によって検出する。電圧検出器は対象物に印加される電圧値（すなわち第１線路および第２線路の電圧値）を検出するので、第３インダクタを経て２端子回路網に流す電流の大きさを適切に設定できる。なお、「電圧検出器」は第１線路および第２線路の電圧値を検出できれば任意であり、例えばキャパシタをスター結線する回路等が該当する。

請求項４に記載の発明は、前記電圧検出器は、前記第１線路に一方端を接続する第１回路素子と、前記第２線路に一方端を接続する第２回路素子とを有し、前記第１回路素子および前記第２回路素子の各他方端を接続してスター結線することを特徴とする。この構成によれば、第１回路素子および第２回路素子の一方端を線路に接続し、他方端をスター結線すればよい。したがって、簡単な回路で電圧検出器を実現できるので、コストを低く抑えることができる。

請求項５に記載の発明は、前記第１回路素子および前記第２回路素子には、キャパシタまたは抵抗器を用いることを特徴とする。この構成によれば、第１回路素子および第２回路素子としてキャパシタまたは抵抗器を用いるので、低コストで簡易に構成できる。なお、抵抗器は電圧検出を可能とするだけの高い抵抗値を必要とする。

請求項６に記載の発明は、電力変換器と対象物との間に接続され、前記電力変換器に備えるスイッチング素子の作動に起因するコモンモード電流を抑制する電流抑制装置において、前記電力変換器と前記対象物とを接続する第１線路の途中に介在させる第１インダクタと、前記電力変換器と前記対象物とを接続する第２線路の途中に介在させ、前記第１インダクタと磁気結合する第２インダクタと、一方端を前記電力変換器に接続し、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタの双方と磁気結合する第３インダクタと、前記第３インダクタの他方端と基準点との間に接続し、前記対象物と前記基準点との間のコモンインピーダンスと整合させるインピーダンス整合器とを有し、前記インピーダンス整合器は、前記コモンインピーダンスに対して、周波数特性が同位相で大きさが１／ａ（ａは任意の数値）となるようにインピーダンスを設定することを特徴とする。この構成によれば、対象物を流れる電流は、インピーダンス整合器に流れる電流の１／ａになる。

請求項７に記載の発明は、前記インピーダンス整合器は、前記対象物と前記基準点との間のコモンインピーダンスがインダクタ、キャパシタおよび抵抗器の組み合わせからなる等価回路で表されるとき、前記インダクタのインダクタンスを１／ａ倍し、前記キャパシタのキャパシタンスをａ倍し、前記抵抗器の抵抗値を１／ａ倍にした回路で構成することを特徴とする。この構成によれば、電流経路と同位相で大きさが１／ａの周波数特性が得られる。

請求項８に記載の発明は、前記第１インダクタ、前記第２インダクタおよび前記第３インダクタは、一のコアを共用することにより磁気結合することを特徴とする。この構成によれば、一のコアを共用するので、コストを低く抑えることができる。なお磁気結合するにあたっては、第１インダクタ、第２インダクタおよび第３インダクタを新たに一のコアに巻き付ける構成としてもよく、既に第１インダクタおよび第２インダクタが巻き付けられた一のコアに対して第３インダクタを追加して巻き付ける構成としてもよい。

請求項９に記載の発明は、対象物と負荷との間に接続され、前記負荷に起因するコモンモード電流を抑制する電流抑制装置において、前記対象物と前記負荷とを接続する第１線路の途中に介在させる第１インダクタと、前記対象物と前記負荷とを接続する第２線路の途中に介在させ、前記第１インダクタと磁気結合する第２インダクタと、一方端を前記負荷に接続し、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタの双方と磁気結合する第３インダクタと、前記第３インダクタの他方端と基準点との間に接続し、前記対象物と前記基準点との間のコモンインピーダンスと位相特性が合致する２端子回路網と、を有することを特徴とする。請求項９は請求項１と比較すると、請求項１の電力変換器に代えて負荷を適用した点が異なるのみである。負荷の中には電力変換器と同様にスイッチング素子（あるいは同等の素子）の作動に起因するコモンモード電流を生じるものがあり、このような負荷を対象とする。この構成によれば、請求項１と同様の作用効果が得られる。すなわち、コモンインピーダンスと位相特性を合致させ、インピーダンスの大きさの比を調整することにより、対象物に流す電流の大きさを抑制することができる。また、キャンセル効果の周波数帯域を広げながらも、磁気結合する媒体を小型化することができる。

電流抑制装置の第１構成例を模式的に示す接続図である。 電流抑制装置の原理を説明する図である。 電流抑制装置の原理を説明する図である。 インピーダンス整合器の等価回路を示す回路図である。 大きさと位相の周波数特性を示すグラフ図である。 対象物（電動機）の等価回路を示す回路図である。 モータコモン電流の周波数スペクトラムのグラフ図である。 電流抑制装置の第２構成例を模式的に示す接続図である。 電流抑制装置の第３構成例を模式的に示す接続図である。 電流抑制装置の第４構成例を模式的に示す接続図である。 電流抑制装置の第５構成例を模式的に示す接続図である。 電流抑制装置の第６構成例を模式的に示す接続図である。 電流抑制装置の第７構成例を模式的に示す接続図である。 電流抑制装置の第８構成例を模式的に示す接続図である。 電流抑制装置の第９構成例を模式的に示す接続図である。 電流抑制装置の第１０構成例を模式的に示す接続図である。 電流抑制装置の第１１構成例を模式的に示す接続図である。 電流抑制装置の第１２構成例を模式的に示す接続図である。 複数の電流抑制装置を組み合わせる例を示す接続図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。

〔実施の形態１〕
実施の形態１は、インバータと電動機（モータ）との間に電流抑制装置を介在させる例であって、図１〜図８を参照しながら説明する。図１および図８には、電流抑制装置の構成例を模式的に示す。具体的には、接続図を図１（Ａ）に示し、コモンモードトランスの構成例を図１（Ｂ）に示す。図２，図３には、電流抑制装置の原理を図示する。図４には、インピーダンス整合器の等価回路を回路図で示す。図５には、大きさと位相の周波数特性をグラフ図で示す。図６には、対象物（電動機）の等価回路を回路図で示す。図７には、モータコモン電流の周波数スペクトラムのグラフ図を示す。

図１（Ａ）に示す電流抑制装置２０は、二相の電動機３０に対応して構成され、インバータ１０と電動機３０との間を接続する線路Ｋｕ，Ｋｖの途中に介在させる。線路Ｋｕ，Ｋｖにはコモンモード電流が流れる。電流抑制装置２０の具体的な構成例については後述する。インバータ１０は、直流電源Ｅ１（バッテリ）の直流電圧を入力し、電動機３０の回転制御を行うための電圧波形（例えばパルス幅変調波形等）に変換して出力する。ここで、直流電源Ｅ１は「電源」に相当し、インバータ１０は「電力変換器」に相当し、電動機３０は「対象物」に相当する。

図１（Ａ）では、インバータ１０内に備えるスイッチング素子（例えばＩＧＢＴやパワートランジスタ等の半導体素子を含む。）の作動を制御する制御装置は図示を省略している。制御装置の図示省略は、実施の形態２以降も同様とする。

インバータ１０は、浮遊容量Ｃｘおよびヒートシンク４０を通じて接地する（基準点Ｐｓ）。浮遊容量Ｃｘは、インバータ１０内に備えるスイッチング素子の例えばＩＧＢＴモジュールの絶縁基板容量である。ヒートシンク４０はインバータ１０を冷却する機能を有する。

電動機３０は二相電動機であって、インダクタＬｕｍ，Ｌｖｍおよび浮遊容量Ｃｍを有しており、その筐体を接地する（基準点Ｐｓ）。インダクタＬｕｍ，Ｌｖｍについて、各一方端はそれぞれ線路Ｋｕ，Ｋｖに接続し、各他方端は浮遊容量Ｃｍの一方端とともにスター結線する。浮遊容量Ｃｍは、電動機３０の筐体と巻線間の容量である。

電流抑制装置２０は、電圧検出器２１，コモンモードトランス２２，電流増幅器２３，インピーダンス整合器２４などを有する。電圧検出器２１は線路Ｋｕ，Ｋｖの電圧を検出する機能を有し、具体的にはキャパシタＣｕ，Ｃｖを有する。キャパシタＣｕ，Ｃｖについて、各一方端はそれぞれ線路Ｋｕ，Ｋｖに接続し、各他方端はスター結線したうえで電流増幅器２３の入力端に接続する。当該電流増幅器２３の入力端と基準点Ｐｓ（あるいは接地）との電位差を「Ｖｉ」とする。電流増幅器２３は電流を増幅し、インダクタＬｚを通じてインピーダンス整合器２４に流す。

コモンモードトランス２２は線路Ｋｕ，Ｋｖの途中に介在され、図１（Ａ）および図１（Ｂ）に示すようにインダクタＬｕ，Ｌｖ，Ｌｚを有する。インダクタＬｕ，ＬｖとインダクタＬｚとは磁気結合されている。言い換えれば、インダクタＬｕ，Ｌｖ，Ｌｚはそれぞれ相互に磁気結合する。図１（Ｂ）に示す例は、一のコアＸｃを共用することにより磁気結合する例である。インダクタＬｕ、インダクタＬｖおよびインダクタＬｚを新たにコアＸｃに巻き付ける構成としてもよく、既にインダクタＬｕおよびインダクタＬｖが巻き付けられたコアＸｃに対してインダクタＬｚを追加して巻き付ける構成としてもよい。

図１（Ａ）に戻り、インダクタＬｚは、電流増幅器２３（出力端）とインピーダンス整合器２４との間に接続される。電流増幅器２３の出力端と基準点Ｐｓ（あるいは接地）との電位差を「Ｖｏ」とする。インピーダンス整合器２４は、電動機３０と基準点Ｐｓとの間に生じるコモンインピーダンスと整合するように構成される。なお、インピーダンス整合器２４の具体的な構成例については後述する。

ここで、図１（Ａ）の接続図における等価回路について、図２，図３を参照しながら説明する。まず、図１（Ａ）の接続図にかかる等価回路は図２（Ａ）のようになる。この等価回路は、コモンモード電圧源５０，絶縁基板容量インピーダンス５１，電流増幅器５２，コモンモードトランス５３，インピーダンス整合器５４，電流経路インピーダンス５５などを有する。コモンモードトランス５３はコモンモードトランス２２に相当し、磁気結合するインダクタＬａ，Ｌｂを有する。インピーダンス整合器５４はインピーダンス整合器２４に相当する。電流経路インピーダンス５５は、電流が流れる経路、すなわち電動機３０および線路Ｋｕ，Ｋｖ等（以下では単に「コモンモード電流経路」と呼ぶ。）のインピーダンスである。

上述した図２（Ａ）の等価回路において、電流増幅器５２の増幅率が十分大きければ当該電流増幅器５２を無視できるので、図２（Ｂ）に示す等価回路になる。また、コモンモードトランス５３を構成するインダクタＬａとインダクタＬｂとについて、励磁インダクタンスＬｃと漏れインダクタンスＬｄ，Ｌｅとに分離すると、図２（Ｃ）に示す等価回路になる。さらに、漏れインダクタンスＬｄ，Ｌｅが小さければ当該漏れインダクタンスＬｄ，Ｌｅを無視できるので、図２（Ｄ）に示す等価回路のように簡略化できる。

ここで、インピーダンス整合器５４のインピーダンス「Ｚ」と、電流経路インピーダンス５５のインピーダンス「Ｚｍ」との位相が合致している場合は、図２（Ｄ）に示す等価回路から電動機３０に流れる電流Ｉ_{com_Z}は次の式（１）で表される。当該式（１）によれば、励磁インダクタンスＬｃによって回路インピーダンスが増加し、電流経路の分流によって電動機３０に流れるコモンモード電流を抑制していることが分かる。なお、電圧検出器２１によって検出される電圧を「Ｖcom」とし、絶縁基板容量インピーダンス５１のインピーダンスを「Ｚｃ」とし、コモンモードトランスの励磁インダクタのインピーダンスを「Ｚch」とする。

また、抑制要素のない場合の等価回路を図３に示す。この等価回路は、コモンモード電圧源５０，絶縁基板容量インピーダンス５１，電流経路インピーダンス５５などを有する。図２（Ｄ）と比べると、抑制要素としての電流増幅器５２，コモンモードトランス５３，インピーダンス整合器５４が無い。図３に示す等価回路から電動機３０に流れる電流Ｉ_comは次の式（２）で表される。

上述した式（１）および式（２）によれば、電動機３０に流れる電流の抑制効果は、次の式（３）で表される。

次に、図１（Ａ）に示すインピーダンス整合器２４の構成例について、図４を参照しながら説明する。図４に示す回路例は、抵抗器Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２、インダクタＬ１０，Ｌ１１、キャパシタＣ１０，Ｃ１１を有する。両端子間には、インダクタＬ１０，抵抗器Ｒ１１，キャパシタＣ１０を直列接続する。抵抗器Ｒ１１およびキャパシタＣ１０の直列接続に対して、インダクタＬ１１，抵抗器Ｒ１２，キャパシタＣ１１の直列接続を並列に接続する。さらに、インダクタＬ１１に対して抵抗器Ｒ１０を並列に接続する。各素子の設定例を括弧内に図示する。括弧内の数値は後述する図６の各素子の値に対して１／１０の値である。この１／１０は、請求項６，７に示す「１／ａ」のａに１０を当てはめた例である。ａはインダクタ，抵抗器，キャパシタを用いて回路構成できる回路に対し、任意の数値を適用できるので、１／１０に限らず、１／２、１／５、１／１００等に対応した数値を設定できる。

図５には、電流経路インピーダンス５５とインピーダンス整合器５４の周波数特性を示す。具体的には、大きさの周波数特性を図５（Ａ）に示し、位相の周波数特性を図５（Ｂ）に示す。図中には、電流経路インピーダンス５５の特性を実線で示し、インピーダンス整合器５４の特性を破線で示す。電流経路インピーダンス５５は、線路Ｋｕ，Ｋｖ等の配線を含むインピーダンスである。よって低周波領域では、電動機３０の浮遊容量Ｃｍが支配的であるためにキャパシタと同様な特性が表れる。また高周波領域では、巻線インダクタおよび配線インダクタと直列・並列共振を起こし、４．５[MHz]付近で極小になる特性が表れる。

図６には、電流経路インピーダンス５５の周波数特性を実現するための等価回路を示す。図６に示す等価回路は、抵抗器Ｒ２０，Ｒ２１，Ｒ２２、インダクタＬ２０，Ｌ２１、キャパシタＣ２０，Ｃ２１を有する。この等価回路は周波数特性を同位相とするため、図４に示した等価回路と同様である。言い換えれば、図４に示した等価回路を設定する際の基準となる。具体的には、両端子間にインダクタＬ２０，抵抗器Ｒ２１，キャパシタＣ２０を直列接続する。抵抗器Ｒ２１およびキャパシタＣ２０の直列接続に対して、インダクタＬ２１，抵抗器Ｒ２２，キャパシタＣ２１の直列接続を並列に接続する。さらに、インダクタＬ２１に対して抵抗器Ｒ２０を並列に接続する。なお、等価回路を同定するにあたって、直列・並列共振周波数及びインピーダンス値を用いた。各素子について、符号とともに、同定した数値の一例を括弧内に図示する。

図１（Ａ）において、上述した電流経路インピーダンス５５の等価回路と同等の特性を有する電動機３０と、インピーダンス整合器５４の等価回路と同等の回路構成を有するインピーダンス整合器２４とを用いると仮定する。この仮定の下で電動機３０を作動させたとき、線路Ｋｕ，Ｋｖを流れる電流（コモンモード電流）の周波数特性（スペクトラム波形）は図７に実線で示すように変化する。なお図７では、高周波電流を抑制する要素を有しない場合の周波数特性（一点鎖線）、特許文献１に記載されたアクティブコモンモードキャンセラを用いた場合の周波数特性（破線）を併せて示す。

図７に示す周波数特性によれば、５００[KHz]の周波数帯域で抑制効果が高くなっている。この抑制効果は、コモンモード電流経路とインピーダンス整合器２４の位相を高周波域まで合致させたことで、電流の分流効果を得たことに起因する。なお、２[MHz]以上の周波数帯域で抑制効果が低くなっているのは、電流増幅器２３の周波数特性が要因である。したがって、電流増幅器２３の周波数特性を高周波帯域に拡大するように改善すれば、２[MHz]以上の周波数帯域でも抑制効果が得られる。

次に、コモンモードトランス２２の断面積について説明する。コモンモードトランス２２は磁気飽和が生じないようにするには、電圧時間積ＥＴが式｛ＥＴ≦ｎｓＢ｝を満足する必要がある。ただし、コモンモードトランス２２に印加する電圧を「Ｅ」、印加する時間を「Ｔ」、巻数を「ｎ」、断面積を「Ｓ」、飽和磁束密度を「Ｂ」とする。

特許文献１に記載されたアクティブコモンモードキャンセラでは、コモンモード電圧をスイッチング周期の期間中は保持するため、当該特許文献１の図１（Ａ）に示すキャパシタ（Ｃ１）に大きなキャパシタンスのものを用いている。そのため、特許文献１のコモンモードトランス（１１）にかかる電圧時間積ＥＴは大きくなる。このように電圧時間積ＥＴが大きくなると、上記の式を満足させるために巻数と断面積を増やす必要がある。コモンモードトランスを小型化するには、断面積を小さくし、巻数を増加する必要がある。ところが、負荷電流が大きいアプリケーションでは線径を大きくしなければならず、かえって大型化するだけでなく、巻線間容量が増加するためにコモンチョークの高周波特性が悪化する。したがって、コモンモード電流の抑制効果が低下するという問題がある。

これに対して、インピーダンス整合器２４に用いるキャパシタ（すなわち図４に示すキャパシタＣ１０，Ｃ１１）は、コモンモード電流経路の等価回路（すなわち図６に示すキャパシタＣ２０，Ｃ２１）の１０倍程度に過ぎず、特許文献１の図１（Ａ）に示すキャパシタ（Ｃ１）よりは小さい。よって、インピーダンス整合器２４とコモンモード電流経路とに流れる電流により、それぞれの経路のキャパシタが充電される。電圧を保持するためコモンモードトランス２２に印加される電圧は、コモン電圧からキャパシタの電圧を引いた電圧となる。よって、従来技術（特許文献１）と比較してコモンモードトランス２２にかかる電圧時間積ＥＴは小さくなり、巻数と断面積を減らすことができるため、コモンモードトランス２２を小型化することが可能となる。

上述した形態では、二相（例えばＵ相，Ｖ相）の電動機３０に対応して二相の電流抑制装置２０を構成したが（図１を参照）、三相以上の電動機３０に対応する相数の電流抑制装置２０を構成してもよい。例えば、三相（例えばＵ相，Ｖ相，Ｗ相）の電動機３０に対応して三相で構成した電流抑制装置２０の構成例を図８に示す。具体的には、接続図を図８（Ａ）に示し、コモンモードトランスの構成例を図８（Ｂ）に示す。なお、インバータ１０もまた当然に電動機３０に対応する相数となる。

図８（Ａ）に示す電流抑制装置２０は、図１に示す電流抑制装置２０と比べて、Ｗ相に関する要素が増えている。具体的には、線路Ｋｗ、電圧検出器２１内のキャパシタＣｗ、コモンモードトランス２２内のインダクタＬｗ、電動機３０内のインダクタＬｗｍである。線路Ｋｗには線路Ｋｕ，Ｋｖと同様にコモンモード電流が流れる。キャパシタＣｗはキャパシタＣｕ，Ｃｖと同様に構成され、一方端を線路Ｋｗに接続し、他方端をキャパシタＣｕ，Ｃｖとスター結線したうえで電流増幅器２３の入力端に接続する。インダクタＬｗは線路Ｋｗの途中に介在され、インダクタＬｕ，Ｌｖ，Ｌｚと相互に磁気結合されている。インダクタＬｗｍは、一方端を線路Ｋｗに接続し、他方端をインダクタＬｕｍ，Ｌｖｍおよび浮遊容量Ｃｍの一方端とともにスター結線する。

図８（Ｂ）に示す例は、一のコアＸｃを共用することにより磁気結合する例である。インダクタＬｕ，Ｌｖ，ＬｗおよびインダクタＬｚを新たにコアＸｃに巻き付ける構成としてもよく、既にインダクタＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが巻き付けられたコアＸｃに対してインダクタＬｚを追加して巻き付ける構成としてもよい。

図８のように構成した電流抑制装置２０は、Ｗ相の要素が増えたに過ぎないので、図１のように構成した電流抑制装置２０と同様の作用効果を得ることができる。四相以上の電動機３０に対応する相数の電流抑制装置２０を構成する場合も同様である。

上述した実施の形態１によれば、以下に示す各効果を得ることができる。

請求項１に対応し、直流電源Ｅ１と電動機３０とを接続する線路Ｋｕ（第１線路）の途中に介在させるインダクタＬｕ（第１インダクタ）と、直流電源Ｅ１と電動機３０とを接続する線路Ｋｖ（第２線路）の途中に介在させてインダクタＬｕと磁気結合するインダクタＬｖ（第２インダクタ）と、一方端に直流電源Ｅ１を接続し、インダクタＬｕおよびインダクタＬｖの双方と磁気結合するインダクタＬｚ（第３インダクタ）と、インダクタＬｚの他方端と基準点Ｐｓとの間に接続し、電動機３０のインピーダンスと位相特性が合致する２端子回路網（図４を参照）とを備える構成とした（図１（Ａ），図２，図８（Ａ）を参照）。

この構成によれば、インバータ１０から線路Ｋｕおよび線路Ｋｖを経て電動機３０に流れる電流（コモンモード電流）の一部は、インダクタＬｕおよびインダクタＬｖと磁気結合するインダクタＬｚを経て２端子回路網に流れる。特に、電動機３０と２端子回路網とのインピーダンス比（例えば１：１等）を調整することにより、電動機３０に流す電流の大きさを抑制することができる。すなわち、コモンインピーダンスとインピーダンス整合器との位相特性が合致している周波数帯域においては、コモンチョークのみと同等に電流を抑制するのに必要なインダクタＬｚのインダクタンスは小さくて済む。よって、巻数が減るためにインダクタＬｚは小型化でき、線間容量が減少するため抑制効果の向上が実現できる。また、インピーダンスに用いるキャパシタは、特許文献１の図１（Ａ）に示すキャパシタ（Ｃ１）より小さく、コモンモードトランスにかかる電圧時間積ＥＴは小さくなり、巻数と断面積を減らすことができるため、コモンモードトランス２２を小型化することが可能となる。

請求項２に対応し、基準点Ｐｓは電動機３０のインピーダンスを特定する際に基準となる接続点とした（図１（Ａ），図８（Ａ）を参照）。この構成によれば、基準点Ｐｓと電動機３０との間のインピーダンス「Ｚｍ」が特定され（図５を参照）、当該特定されたインピーダンス「Ｚｍ」と整合する２端子回路網を接続することができる（図４を参照）。したがって、電動機３０に流れる電流の大きさを確実に抑制することができるので、キャンセル効果の周波数帯域を広げながらも、磁気結合する媒体を小型化することができる。

請求項３に対応し、直流電源Ｅ１とインダクタＬｚの一方端との間に介在させ、電動機３０に印加される電圧値（コモンモード電圧）を検出する電圧検出器２１を備える構成とした（図１（Ａ），図８（Ａ）を参照）。この構成によれば、インダクタＬｚを経て２端子回路網に流す電流の大きさを適切に設定できる。

請求項４，５に対応し、電圧検出器２１は、線路Ｋｕに一方端を接続するキャパシタＣｕ（第１回路素子）と、線路Ｋｖに一方端を接続するキャパシタＣｖ（第２回路素子）とを有し、キャパシタＣｕ（第１回路素子）およびキャパシタＣｖ（第２回路素子）の各他方端を接続してスター結線する構成とした（図１（Ａ），図８（Ａ）を参照）。この構成によれば、簡単な回路で電圧検出器２１を実現できるので、コストを低く抑えることができる。なお、上記の例では、キャパシタＣｕを第１回路素子とし、キャパシタＣｖを第２回路素子としたが、キャパシタＣｕ，Ｃｖのうちで一のキャパシタを第１回路素子とし、他の一のキャパシタを第２回路素子としても同様である。

請求項６に対応し、インピーダンス整合器２４は、電動機３０のインピーダンスに対して、周波数特性が同位相で大きさが１／ａとなるようにインピーダンスＺを設定する構成とした（図４，図６を参照）。この構成によれば、電動機３０を流れる電流はインピーダンス整合器２４に流れる電流の１／ａになるので、キャンセル効果の周波数帯域を確実に広げられ、磁気結合する媒体を小型化することができる。

請求項７に対応し、インピーダンス整合器２４は、電動機３０と基準点Ｐｓとの間のインピーダンスがインダクタＬ２０，Ｌ２１、キャパシタＣ２０，Ｃ２１および抵抗器（抵抗器Ｒ２０，Ｒ２１，Ｒ２２）の組み合わせからなる等価回路で表されるので（図６を参照）、インダクタのインダクタンスを１／ａ倍し、キャパシタのキャパシタンスをａ倍し、抵抗器の抵抗値を１／ａ倍にした回路で構成した（図４を参照）。この構成によれば、電流経路と同位相で大きさが１／ａの周波数特性が得られる。ａの数値を大きく設定することで、キャンセル効果の周波数帯域を広げることができる。

請求項８に対応し、インダクタＬｕ、インダクタＬｖおよびインダクタＬｚは、一のコアＸｃを共用することにより磁気結合する構成とした（図１（Ｂ）を参照）。この構成によれば、必要なコアの数を抑えて、コストを低く抑えることができる。

コモンモード電流を抑制するためにコモンチョークを用いるアプリケーションにおいては、コモンチョークに追加巻線（上述したインダクタＬｚに対応する巻線）を配置し、追加巻線の一方端にコモンモード電圧を入力し、他方端にインピーダンス整合器２４の一方端を接続し、インピーダンス整合器２４の他方端を基準点Ｐｓ（コモンモード電流を抑制する経路に並列接続として作用する箇所）に接続することで、同じコモンチョークを用いた場合においてコモンモード電流の抑制効果を向上させることができる。したがって、コモンチョークのみと同等のコモンモード電流の抑制効果を得るのに励磁インダクタンスは小さくてすむ。よって、巻数が減るためコモンチョークは小型化、線間容量が減少するため抑制効果の向上が実現できる。

〔実施の形態２〕
実施の形態２は、実施の形態１と同様にインバータと電動機との間に電流抑制装置を介在させる例であって、図９を参照しながら説明する。なお図示および説明を簡単にするために、実施の形態２では実施の形態１と異なる点について説明し、実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図９には、図１に示すインバータ１０に代えて、ハーフブリッジインバータ１０ａを用いたモータ駆動回路を示す。

ハーフブリッジインバータ１０ａは、キャパシタＣａｕ，Ｃａｖ、スイッチング素子Ｑａｕ，Ｑａｖなどを有する。キャパシタＣａｕ，Ｃａｖの直列接続は、直流電源Ｅ１のプラス極とマイナス極に接続する。スイッチング素子Ｑａｕのコレクタ端子を直流電源Ｅ１のプラス極に接続し、スイッチング素子Ｑａｕのエミッタ端子をスイッチング素子Ｑａｖコレクタ端子に接続し、スイッチング素子Ｑａｖのエミッタ端子を直流電源Ｅ１のマイナス極に接続する。キャパシタＣａｕ，Ｃａｖ間の接続点は線路Ｋｕに接続し、スイッチング素子Ｑａｕのエミッタ端子とスイッチング素子Ｑａｖコレクタ端子との間の接続点は線路Ｋｖに接続する。なお、スイッチング素子Ｑａｕ，Ｑａｖには、それぞれ還流ダイオードが並列接続される。スイッチング素子Ｑａｕのコレクタ端子と接地との間には絶縁基板容量Ｃｘ１が生じ、スイッチング素子Ｑａｖのエミッタ端子と接地との間には絶縁基板容量Ｃｘ２が生じている。

電動機３０ａに流れるコモンモード電流を抑制するため、コモンモードトランス２２ａにインダクタＬｚを備える。インダクタＬｚの一方端には電圧検出器２１ａによって検出するコモンモード電圧を電流増幅器２３を介して入力し、他方端にはインピーダンス整合器２４の一方端を接続する。インピーダンス整合器２４の他方端を基準点Ｐｓに接続する。この構成によれば、実施の形態１で示す三相のインバータ１０と同様に、コモンモード電流が浮遊容量Ｃｍとインピーダンス整合器２４のインピーダンス比で分流するため、電動機３０ａに流れるコモンモード電流が抑制される。したがって、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態３〕
実施の形態３は、実施の形態１，２と同様にインバータと電動機との間に電流抑制装置を介在させる例であって、図１０を参照しながら説明する。なお図示および説明を簡単にするために、実施の形態３では実施の形態１，２と異なる点について説明し、実施の形態１，２で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図１０には、フルブリッジインバータを用いたモータ駆動回路の構成例を示す。実施の形態３では、図９に示すハーフブリッジインバータ１０ａに代えて、フルブリッジインバータ１０ｂを用いたモータ駆動回路を示す。その他は、実施の形態２と同様の構成である。フルブリッジインバータ１０ｂは、Ｕ相のスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｖ相のスイッチング素子Ｑｖａ，Ｑｖｂなどを有する。スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｖａは上アームに相当し、スイッチング素子Ｑｕｂ，Ｑｖｂは下アームに相当する。各スイッチング素子にはそれぞれ還流ダイオードが並列接続される。Ｕ相のスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂと、Ｖ相のスイッチング素子Ｑｖａ，Ｑｖｂとは、いずれも実施の形態２に示すハーフブリッジインバータ１０ａのスイッチング素子Ｑａｕ，Ｑａｖと同様に接続する。スイッチング素子Ｑｕａのエミッタ端子とスイッチング素子Ｑｕｂのコレクタ端子との間の接続点は線路Ｋｕに接続し、スイッチング素子Ｑｖａのエミッタ端子とスイッチング素子Ｑｖｂのコレクタ端子との間の接続点は線路Ｋｖに接続する。スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｖａのコレクタ端子と接地との間には絶縁基板容量Ｃｘ４が生じ、スイッチング素子Ｑｕｂ，Ｑｖｂのエミッタ端子と接地との間には絶縁基板容量Ｃｘ３が生じている。

電動機３０ａに流れるコモンモード電流を抑制するため、コモンモードトランス２２ａにインダクタＬｚを備える。インダクタＬｚの一方端には電圧検出器２１ａによって検出するコモンモード電圧を電流増幅器２３を介して入力し、他方端にはインピーダンス整合器２４の一方端を接続する。インピーダンス整合器２４の他方端を基準点Ｐｓに接続する。この構成によれば、実施の形態２で示す単相のハーフブリッジインバータ１０ａと同様に、コモンモード電流が浮遊容量Ｃｍとインピーダンス整合器２４のインピーダンス比で分流するため、電動機３０ａに流れるコモンモード電流が抑制される。したがって、実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態４〕
実施の形態４は、電源とインバータとの間に電流抑制装置を介在させる例であって、図１１を参照しながら説明する。なお図示および説明を簡単にするために、実施の形態４では実施の形態１〜３と異なる点について説明し、実施の形態１〜３で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図１１には、フルブリッジインバータを用いたモータ駆動回路の構成例を示す。実施の形態４では、実施の形態３で備えた電流抑制装置２０ａに代えて、電流抑制装置２０ｂを備える。この電流抑制装置２０ｂは、直流電源Ｅ１とフルブリッジインバータ１０ｂとの間に接続する。電流抑制装置２０ｂは、電圧検出器２１ｂ，コモンモードトランス２２ｂ，電流増幅器２３，インピーダンス整合器２４などを有する。電圧検出器２１ｂは、実施の形態２，３に示す電圧検出器２１ａと同様の構成である。コモンモードトランス２２ｂは、実施の形態２，３に示すコモンモードトランス２２ａと同様の構成である。

実施の形態４が実施の形態２，３と異なるのは、電圧検出器２１ｂとコモンモードトランス２２ｂとの接続位置を入れ替えた点である。すなわち、電圧検出器２１ｂをフルブリッジインバータ１０ｂに近い側（図面右側）に接続し、コモンモードトランス２２ｂを直流電源Ｅ１に近い側（図面左側）に接続する。よって、実施の形態４では直流電源Ｅ１が「対象物」となる。なお、直流電源Ｅ１のプラス極と接地との間にはバッテリ浮遊容量Ｃｘ５が生じ、直流電源Ｅ１のマイナス極と接地との間にはバッテリ浮遊容量Ｃｘ６が生じている。

例えば電動機３０ａとフルブリッジインバータ１０ｂとを一体化する等のように、電動機３０ａとフルブリッジインバータ１０ｂとの距離が近い場合は、電動機３０ａに流れるコモンモード電流から放射される電磁界は少なくなる。このため、相対的に直流電源Ｅ１とフルブリッジインバータ１０ｂとの間を流れるコモンモード電流が問題となる可能性がある。そこで、上述した構成とすれば、コモンモード電流は浮遊容量Ｃｍとインピーダンス整合器２４のインピーダンス比で分流される。このため、例えば電動機３０ａの回生時に直流電源Ｅ１に流れ込むコモンモード電流が抑制される。したがって、実施の形態１〜３と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態５〕
実施の形態５は、実施の形態１と同様にインバータと電動機との間に電流抑制装置を介在させる例であって、図１２を参照しながら説明する。なお図示および説明を簡単にするために、実施の形態５では実施の形態１と異なる点について説明し、実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図１２には、三相系統を電源とした三相インバータを用いたモータ駆動回路の構成例を示す。実施の形態５では、電力の供給を受ける電源として交流電源Ｅ２（三相電力系統）を用いる。供給される交流電力を直流電力に変換する必要があるために整流平滑回路６０を備え、三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の電動機３０に対応するために三相のインバータ１０ｃを備える。整流平滑回路６０は、Ｕ相のダイオードＤｕａ，Ｄｕｂ、Ｖ相のダイオードＤｖａ，Ｄｖｂ、Ｗ相のダイオードＤｗａ，Ｄｗｂ、平滑用のキャパシタＣｄなどを有する。インバータ１０ｃは、Ｕ相のスイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｕｂ、Ｖ相のスイッチング素子Ｑｖａ，Ｑｖｂ、Ｗ相のスイッチング素子Ｑｗａ，Ｑｗｂなどを有する。

これらのスイッチング素子は、実施の形態３に示すフルブリッジインバータ１０ｂと同様に構成する。スイッチング素子Ｑｕａ，Ｑｖａ，Ｑｗａは上アームに相当し、スイッチング素子Ｑｕｂ，Ｑｖｂ，Ｑｗｂは下アームに相当する。各スイッチング素子にはそれぞれ還流ダイオードが並列接続される。スイッチング素子Ｑｕａのエミッタ端子とスイッチング素子Ｑｕｂのコレクタ端子との間の接続点は線路Ｋｕに接続し、スイッチング素子Ｑｖａのエミッタ端子とスイッチング素子Ｑｖｂのコレクタ端子との間の接続点は線路Ｋｖに接続し、スイッチング素子Ｑｗａのエミッタ端子とスイッチング素子Ｑｗｂのコレクタ端子との間の接続点は線路Ｋｗに接続する。

電動機３０に流れるコモンモード電流を抑制するため、コモンモードトランス２２ａにインダクタＬｚを備える。インダクタＬｚの一方端には電圧検出器２１ａによって検出するコモンモード電圧を電流増幅器２３を介して入力し、他方端にはインピーダンス整合器２４の一方端を接続する。インピーダンス整合器２４の他方端を基準点Ｐｓに接続する。この構成によれば、実施の形態１で示す三相のインバータ１０と同様に、コモンモード電流が浮遊容量Ｃｍとインピーダンス整合器２４のインピーダンス比で分流するため、電動機３０ａに流れるコモンモード電流が抑制される。したがって、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態６〕
実施の形態６は、インバータと系統との間に電流抑制装置を介在させる例であって、図１３を参照しながら説明する。なお図示および説明を簡単にするために、実施の形態６では実施の形態３と異なる点について説明し、実施の形態３で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図１３には系統連系インバータの構成例を示す。実施の形態６では、電力の供給を受ける電源として直流電源Ｅ３を用いる点は実施の形態１と同じであるが、太陽光発電装置や燃料電池等を用いる点で異なる。昇圧回路６１（コンバータ）は、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４、インダクタＬ５、ダイオードＤ５、平滑用のキャパシタＣｅなどを有する。この昇圧回路６１は、フルブリッジインバータ１０ｂからみれば「電源」に相当する。言い換えれば、直流電源Ｅ３と昇圧回路６１とを合わせて「電源」とみることができる。

また、電動機３０ａに代えて、「対象物」として交流電源Ｅ４（単相電力系統）を適用する。交流電源Ｅ４との系統連系を行うため、電流抑制装置２０ａと交流電源Ｅ４との間に、Ｙコンデンサ６２およびローパスフィルタ６３を介在させる。Ｙコンデンサ６２は、キャパシタＣ４，Ｃ５を有する。キャパシタＣ４は線路Ｋｕと基準点Ｐｓとの間に接続し、キャパシタＣ５は線路Ｋｖと基準点Ｐｓとの間に接続する。ローパスフィルタ６３は、インダクタＬ６とキャパシタＣ６とを有するＬＣ回路である。

上述した構成におけるフルブリッジインバータ１０ｂの出力線（すなわち線路Ｋｕ，Ｋｖ）を流れるコモンモード電流は、通常ではコモンチョークおよびＹコンデンサ６２を用いて高周波を抑制する。こうした抑制効果を向上させるにはＹコンデンサ６２を大きくすればよいが、ノーマル電流が増えてしまう背反がある。そこで、コモンチョークに追加巻線（すなわちインダクタＬｚ）を配置したコモンモードトランス２２ａを用いる。

インダクタＬｚの一方端には電圧検出器２１ａによって検出するコモンモード電圧を電流増幅器２３を介して入力し、他方端にはインピーダンス整合器２４の一方端を接続する。インピーダンス整合器２４の他方端を基準点Ｐｓに接続する。この構成によれば、線路Ｋｕ，Ｋｖを流れるコモンモード電流は、交流電源Ｅ４側のコモン電流インピーダンス（Ｙコンデンサ６２含む）と、インピーダンス整合器２４のインピーダンスとの比で分流する。こうして交流電源Ｅ４に流れるコモンモード電流を抑制することができるので、実施の形態３と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態７〕
実施の形態７は、系統の相互間に電流抑制装置を介在させる例であって、図１４を参照しながら説明する。なお図示および説明を簡単にするために、実施の形態７では実施の形態５と異なる点について説明し、実施の形態５で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図１４には無停電電源装置の構成例を示す。実施の形態７では、実施の形態５の交流電源Ｅ２（三相電力系統）に代えて、電力の供給を受ける電源として交流電源Ｅ５（単相電力系統）を用いる。そのため、整流平滑回路６０ａでは、整流平滑回路６０に備えるＷ相のダイオードＤｗａ，Ｄｗｂが無くなっている。なお、この構成では交流電源Ｅ４が「対象物」に相当する。

線路Ｋｕ，Ｋｖから交流電源Ｅ４に向かって流れるコモンモード電流を抑制するため、コモンモードトランス２２ａにインダクタＬｚを備える。インダクタＬｚの一方端には電圧検出器２１ａによって検出するコモンモード電圧を電流増幅器２３を介して入力し、他方端にはインピーダンス整合器２４の一方端を接続する。インピーダンス整合器２４の他方端を基準点Ｐｓに接続する。この構成によれば、コモンモード電流が交流電源Ｅ４側のコモン電流インピーダンスと、インピーダンス整合器２４のインピーダンスとの比で分流する。こうして交流電源Ｅ４に流れるコモンモード電流を抑制することができるので、実施の形態５と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態８〕
実施の形態８は、インバータと電動機との間に電流抑制装置を介在させる例であって、図１５を参照しながら説明する。なお図示および説明を簡単にするために、実施の形態８では実施の形態５と異なる点について説明し、実施の形態５で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図１５にはマトリクスコンバータを用いたモータ駆動回路の構成例を示す。実施の形態８では、交流電源Ｅ２と電流抑制装置２０との間にローパスフィルタ６４およびマトリクスコンバータ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗを接続した点で実施の形態５と異なる。ローパスフィルタ６４は、インダクタＬ７ｕ，Ｌ７ｖ，Ｌ７ｗとキャパシタＣ７ｕ，Ｃ７ｖ，Ｃ７ｗとを有するＬＣ回路である。マトリクスコンバータ１０ｕは、交流電源Ｅ２からローパスフィルタ６４を介して供給される三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の電力を受けて、電動機３０の回転制御を行うためのＵ相電圧波形（例えばパルス幅変調波形等）に変換して線路Ｋｕに出力する。同様にして、マトリクスコンバータ１０ｖ，１０ｗはそれぞれ交流電源Ｅ２からローパスフィルタ６４を介して供給される三相の電力を受けて、電動機３０の回転制御を行うためのＶ相電圧波形，Ｗ相電圧波形に変換して線路Ｋｖ，Ｋｗに出力する。

電動機３０に流れるコモンモード電流を抑制するため、コモンモードトランス２２にインダクタＬｚを備える。インダクタＬｚの一方端には電圧検出器２１によって検出するコモンモード電圧を電流増幅器２３を介して入力し、他方端にはインピーダンス整合器２４の一方端を接続する。インピーダンス整合器２４の他方端を基準点Ｐｓに接続する。この構成によれば、実施の形態１で示す三相のインバータ１０と同様に、コモンモード電流が浮遊容量Ｃｍとインピーダンス整合器２４のインピーダンス比で分流するため、電動機３０ａに流れるコモンモード電流が抑制される。したがって、実施の形態５と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態９〕
実施の形態９は、インバータと負荷との間に電流抑制装置を介在させる例であって、図１６を参照しながら説明する。なお図示および説明を簡単にするために、実施の形態９では実施の形態１と異なる点について説明し、実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図１６には差動通信回路の構成例を示す。実施の形態９では差動通信を行うために、実施の形態１〜８で示したインバータ１０，ハーフブリッジインバータ１０ａ，フルブリッジインバータ１０ｂ等のインバータ（図示せず）と、電流抑制装置２０ｃとの間にＮＯＴ回路７０を備える。電流抑制装置２０ｃは、実施の形態４に示す電流抑制装置２０ｂと比べて電流増幅器２３が無い点で相違するのみである。よって、電圧検出器２１ｃ（キャパシタＣｕ，Ｃｖ）をスター結線した接続点（すなわち線路Ｋｕ，Ｋｖの検出電圧）を、コモンモードトランス２２ｃ（インダクタＬｚ）の一方端に接続する。なお、負荷３１と接地との間には浮遊容量Ｃｚが生じている。

ＮＯＴ回路７０を経て線路Ｋｕ，Ｋｖから負荷３１に向かって流れるコモンモード電流を抑制するため、コモンモードトランス２２ｃにインダクタＬｚを備える。インダクタＬｚの一方端には電圧検出器２１ｃによって検出するコモンモード電圧を入力し、他方端にはインピーダンス整合器２４の一方端を接続する。インピーダンス整合器２４の他方端を基準点Ｐｓに接続する。この構成によれば、コモンモード電流が負荷３１側のコモン電流インピーダンス（浮遊容量Ｃｚを含む）と、インピーダンス整合器２４のインピーダンスとの比で分流する。こうして負荷３１に流れるコモンモード電流を抑制することができるので、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

〔実施の形態１０〕
実施の形態１０は、電源と負荷との間に電流抑制装置を介在させる例であって、図１７，図１８を参照しながら説明する。なお図示および説明を簡単にするために、実施の形態１０では実施の形態４と異なる点について説明し、実施の形態４で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図１７には電源に直流電源Ｅ１を用いたアプリケーションを示し、図１８は電源に交流電源Ｅ２を用いたアプリケーションを示す。実施の形態１０では、実施の形態４と比べて、フルブリッジインバータ１０ｂを無くした点と、電動機３０ａに代えて負荷３２，３３を接続した点とが相違する。図１７，図１８に示すアプリケーションでは、負荷３２，３３から電源（図１７では直流電源Ｅ１であり、図１８では交流電源Ｅ２である。以下この形態において同じ。）に向かって電流（コモンモード電流）が恒常的（一時的であってもよい）に流れる状態を仮定する。したがって、電源は「対象物」に相当する。

線路Ｋｕ，Ｋｖから電源に向かって流れるコモンモード電流を抑制するため、コモンモードトランス２２ｂにインダクタＬｚを備える。インダクタＬｚの一方端には電圧検出器２１ｂによって検出するコモンモード電圧を入力し、他方端にはインピーダンス整合器２４の一方端を接続する。インピーダンス整合器２４の他方端を基準点Ｐｓに接続する。この構成によれば、コモンモード電流が電源側のコモン電流インピーダンスと、インピーダンス整合器２４のインピーダンスとの比で分流する。こうして電源に流れるコモンモード電流を抑制することができる。

上述した実施の形態１０によれば、請求項９に対応し、負荷３２，３３と電源（直流電源Ｅ１または交流電源Ｅ２；対象物）とを接続する線路Ｋｕ（第１線路）の途中に介在させるインダクタＬｕ（第１インダクタ）と、負荷３２，３３と電源とを接続する線路Ｋｖ（第２線路）の途中に介在させてインダクタＬｕと磁気結合するインダクタＬｖ（第２インダクタ）と、一方端を負荷３２，３３に接続し、インダクタＬｕおよびインダクタＬｖの双方と磁気結合するインダクタＬｚ（第３インダクタ）と、インダクタＬｚの他方端と基準点Ｐｓとの間に接続し、電動機３０のインピーダンスと位相特性が合致する２端子回路網（図４を参照）とを備える構成とした（図１７，図１８を参照）。この構成によれば、負荷３２，３３からコモンモード電流が流れても、コモンインピーダンスと位相特性を合致させ、インピーダンスの大きさの比を調整することにより、直流電源Ｅ１または交流電源Ｅ２に流す電流の大きさを抑制することができる。また、キャンセル効果の周波数帯域を広げながらも、磁気結合する媒体を小型化することができる。なお、本形態では負荷３２，３３に起因してコモンモード電流が発生する例を示したが、当該コモンモード電流の発生源となる他の要素（例えば電力変換器や、系統などの電力源等）についても同様に適用することができる。

〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について実施の形態１〜１０に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。

実施の形態１〜１０では、電力変換回路としてスイッチング素子を備えたインバータを適用した（図１，図９〜図１５を参照）。この形態に代えて、スイッチング素子を備えたコンバータを適用してもよく、スイッチング素子を備えた他の回路や装置を適用してもよい。いずれを適用するにせよ、スイッチング素子の作動時に生じる電圧によって対象物等の浮遊容量を経路としたコモンモード電流が対象物に流れるのを抑えることができる。従って、実施の形態１〜１０と同様の作用効果を得ることができる。

実施の形態１〜１０では、対象物として電動機，負荷，電源を適用した（図１，図９〜図１５を参照）。この形態に代えて、電力変換器によって制御される電力（特に電圧）によって作動（単に供給を含む）する他の対象物を適用してもよい。他の対象物としては、電動機を除く回転機（例えば発電機や発電電動機等），制御装置（例えばＥＣＵ等），計測装置などが該当する。いずれの対象物にせよ、コモンモード電流の一部をインピーダンス整合器に分流することによって対象物に流れるのを抑えることができる。従って、実施の形態１〜１０と同様の作用効果を得ることができる。

実施の形態１〜１０では、第１インダクタ，第２インダクタおよび第３インダクタとして、インダクタからなるインダクタＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗ，Ｌｚを適用した（図１，図８〜図１８を参照）。この形態に代えて、磁気結合が可能な他の回路素子（例えば巻線やトランス等）を適用してもよい。巻線やトランス等でも確実に磁気結合できるので、実施の形態１〜１０と同様の作用効果を得ることができる。

実施の形態１〜１０では、第１回路素子および第２回路素子として、キャパシタＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗを適用した（図１，図８〜図１８を参照）。この形態に代えて、電圧検出を可能とするだけの高い抵抗値（例えば数[ＭΩ]以上）を有する抵抗器を適用してもよい。抵抗器を適用しても線路Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗの電圧を検出できるので、実施の形態１〜１０と同様の作用効果を得ることができる。

実施の形態１〜１０では、線路の相数（本数）として三相または単相を適用した（図１，図９〜図１５を参照）。この形態に代えて、接続しようとする対象物の相数（例えば四相や六相等）に合わせた相数を適用してもよい。単に相数が相違するだけであるので、実施の形態１〜１０と同様の作用効果を得ることができる。

実施の形態１では、インピーダンス整合器２４の回路例を図４に示し、対象物（電動機３０）にかかる等価回路の回路例を図６に示した。これらの回路例は実施の形態２〜１０にも適用するが、他の回路で構成してもよい。ただし、インピーダンス整合器２４は対象物のインピーダンスと整合する必要がある。回路素子は、図４，図６に示した抵抗器，インダクタ，キャパシタに示した回路素子に限られず、他の回路素子のみで構成してもよく、これらを混在して構成してもよい。他の回路素子としては、トランス，オペアンプ，水晶振動子，半導体素子（トランジスタやＩＣ等）などが該当する。他の回路素子を用いた場合でも、コモンモード電流の一部をインピーダンス整合器に分流することによって対象物に流れるのを抑えることができる。従って、実施の形態１〜１０と同様の作用効果を得ることができる。

実施の形態１，２，３，５，８はインバータと電動機との間に電流抑制装置を介在させる構成とし（図１，図９，図１０，図１２，図１５を参照）、実施の形態４は電源とインバータとの間に電流抑制装置を介在させる構成とし（図１１を参照）、実施の形態６はインバータと系統との間に電流抑制装置を介在させる構成とし（図１３を参照）、実施の形態７は系統の相互間に電流抑制装置を介在させる構成とし（図１４を参照）、実施の形態９はインバータと負荷との間に電流抑制装置を介在させる構成とし（図１６を参照）、実施の形態１０は電源と負荷との間に電流抑制装置を介在させる構成とした（図１７，図１８を参照）。これらうち二以上の形態を任意に選択して組み合わせる構成としてもよい。例えば図１９に示す接続例では、直流電源Ｅ１と発電電動機３０ｂとの間に電流抑制装置２０ａおよび電流抑制装置２０ｂを介在させている。電流抑制装置２０ａと電流抑制装置２０ｂとの間にはフルブリッジインバータ１０ｂを接続している。この構成によれば、発電電動機３０ｂを「対象物」とした場合でも、直流電源Ｅ１を「対象物」とした場合でも、いずれもコモンモード電流の一部をインピーダンス整合器２４に分流することによって対象物に流れるのを抑えることができる。他の組み合わせでも同様である。従って、実施の形態１〜１０と同様の作用効果を得ることができる。

１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ インバータ（電力変換回路）
２０，２０ａ，２０ｂ 電流抑制装置
２１，２１ａ，２１ｂ 電圧検出器
２２，２２ａ，２２ｂ，５３ コモンモードトランス（インダクタ）
２３，５２ 電流増幅器
２４，５４ インピーダンス整合器
３０，３０ａ 電動機（対象物）
３０ｂ 発電電動機（対象物）
３１，３２，３３ 負荷
４０ ヒートシンク
５０ コモンモード電圧源
５１ 絶縁基板容量インピーダンス
５５ 電流経路インピーダンス
６０，６０ａ 整流平滑回路
６１ 昇圧回路（コンバータ）
Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ キャパシタ（回路素子）
Ｅ１，Ｅ３ 直流電源（対象物）
Ｅ２，Ｅ４ 交流電源（対象物）
Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗ 線路
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ，Ｌｚ インダクタ

Claims (9)

1. 電力変換器と対象物との間に接続され、前記電力変換器に備えるスイッチング素子の作動に起因するコモンモード電流を抑制する電流抑制装置において、
   前記電力変換器と前記対象物とを接続する第１線路の途中に介在させる第１インダクタと、
   前記電力変換器と前記対象物とを接続する第２線路の途中に介在させ、前記第１インダクタと磁気結合する第２インダクタと、
   一方端を前記電力変換器に接続し、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタの双方と磁気結合する第３インダクタと、
   前記第３インダクタの他方端と基準点との間に接続し、前記対象物と前記基準点との間のコモンインピーダンスと位相特性が合致する２端子回路網と、
   を有することを特徴とする電流抑制装置。
2. 前記基準点は、前記コモンインピーダンスを特定する際に基準となる接続点であることを特徴とする請求項１に記載の電流抑制装置。
3. 前記電力変換器と前記第３インダクタの一方端との間に介在させ、前記対象物に印加される電圧値を検出する電圧検出器を有することを特徴とする請求項１または２に記載の電流抑制装置。
4. 前記電圧検出器は、前記第１線路に一方端を接続する第１回路素子と、前記第２線路に一方端を接続する第２回路素子とを有し、
   前記第１回路素子および前記第２回路素子の各他方端を接続してスター結線することを特徴とする請求項３に記載の電流抑制装置。
5. 前記第１回路素子および前記第２回路素子には、キャパシタまたは抵抗器を用いることを特徴とする請求項４に記載の電流抑制装置。
6. 電力変換器と対象物との間に接続され、前記電力変換器に備えるスイッチング素子の作動に起因するコモンモード電流を抑制する電流抑制装置において、
   前記電力変換器と前記対象物とを接続する第１線路の途中に介在させる第１インダクタと、
   前記電力変換器と前記対象物とを接続する第２線路の途中に介在させ、前記第１インダクタと磁気結合する第２インダクタと、
   一方端を前記電力変換器に接続し、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタの双方と磁気結合する第３インダクタと、
   前記第３インダクタの他方端と基準点との間に接続し、前記対象物と前記基準点との間のコモンインピーダンスと整合させるインピーダンス整合器とを有し、
   前記インピーダンス整合器は、前記コモンインピーダンスに対して、周波数特性が同位相で大きさが１／ａ（ａは任意の数値）となるようにインピーダンスを設定することを特徴とする電流抑制装置。
7. 前記インピーダンス整合器は、前記対象物と前記基準点との間のコモンインピーダンスがインダクタ、キャパシタおよび抵抗器の組み合わせからなる等価回路で表されるとき、前記インダクタのインダクタンスを１／ａ倍し、前記キャパシタのキャパシタンスをａ倍し、前記抵抗器の抵抗値を１／ａ倍にした回路で構成することを特徴とする請求項６に記載の電流抑制装置。
8. 前記第１インダクタ、前記第２インダクタおよび前記第３インダクタは、一のコアを共用することにより磁気結合することを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の電流抑制装置。
9. 対象物と負荷との間に接続され、前記負荷に起因するコモンモード電流を抑制する電流抑制装置において、
   前記対象物と前記負荷とを接続する第１線路の途中に介在させる第１インダクタと、
   前記対象物と前記負荷とを接続する第２線路の途中に介在させ、前記第１インダクタと磁気結合する第２インダクタと、
   一方端を前記負荷に接続し、前記第１インダクタおよび前記第２インダクタの双方と磁気結合する第３インダクタと、
   前記第３インダクタの他方端と基準点との間に接続し、前記対象物と前記基準点との間のコモンインピーダンスと位相特性が合致する２端子回路網と、
   を有することを特徴とする電流抑制装置。

Images