WO2011010446A1 - 角速度センサ - Google Patents

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WO2011010446A1
WO2011010446A1 PCT/JP2010/004646 JP2010004646W WO2011010446A1 WO 2011010446 A1 WO2011010446 A1 WO 2011010446A1 JP 2010004646 W JP2010004646 W JP 2010004646W WO 2011010446 A1 WO2011010446 A1 WO 2011010446A1
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WO
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signal
output
circuit
charge
sense electrode
Prior art date
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PCT/JP2010/004646
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English (en)
French (fr)
Inventor
村上英之
川井孝士
鍋谷公志
小川壮彦
Original Assignee
パナソニック株式会社
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Priority claimed from JP2009236383A external-priority patent/JP5370064B2/ja
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
    • G01C19/5607—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces using vibrating tuning forks
    • G01C19/5614—Signal processing

Definitions

  • the present invention relates to an angular velocity sensor used for attitude control of a moving body such as an aircraft or a vehicle, a navigation system, or the like.
  • FIG. 11 is a circuit block diagram of a conventional angular velocity sensor 5001 described in Patent Document 1.
  • FIG. 12 is a block diagram of the drive circuit 6 and the failure detection circuit 7 of the angular velocity sensor 5001.
  • a quartz crystal vibrator 1 made of an H-shaped piezoelectric body is composed of a pair of drive units 2 and a pair of detection units 3 disposed on opposite sides of the pair of drive units 2.
  • a sensing electrode is provided in the detection unit 3.
  • a drive electrode 4 is provided on one side of the drive unit 2, and a drive detection electrode 5 is provided on the other side of the drive unit 2.
  • the drive circuit 6 is electrically connected to the drive electrode 4 and the drive detection electrode 5 in the vibrator 1 and controls the vibrator 1 to vibrate with a constant amplitude.
  • the failure detection circuit 7 includes a window comparator 8 and a BIT logic circuit 9 that monitors the output signal of the window comparator 8.
  • the detection circuit 10 amplifies the electric charge output from the detection unit 3 in the vibrator 1 and converts it into a voltage, and outputs it as an output signal from the input / output terminal 11 to the outside.
  • the vibrator 1 When an AC voltage is applied to the drive electrode 4 of the vibrator 1, the vibrator 1 resonates, and a charge corresponding to the vibration amplitude of the vibrator 1 is generated on the drive detection electrode 5 of the vibrator 1. This electric charge is amplified and adjusted by the drive circuit 6 and then input to the drive electrode 4 to vibrate the vibrator 1 with a constant amplitude.
  • the angular velocity ⁇ When the angular velocity ⁇ is applied to the vibrating vibrator 1, charges are generated in the sense electrodes provided in the pair of detection units 3. The electric charge generated in the sense electrode is converted into an output voltage by the detection circuit 10 and input to the external device such as a computer from the input / output terminal 11 as an angular velocity signal, and the angular velocity is detected.
  • the circuit pattern around the sense electrode may break due to prolonged use.
  • the conventional angular velocity sensor 5001 outputs a signal not corresponding to the angular velocity.
  • FIGS. 13 and 14 are a side view and a cross-sectional view of another conventional angular velocity sensor 5002 described in Patent Document 2, respectively.
  • FIG. 15 is a circuit block diagram of the angular velocity sensor 5002.
  • the vibrator 101 made of a piezoelectric single crystal includes a vibrating body 102, a vibrating body 103 provided in parallel with the vibrating body 102, and a connecting portion 104 that connects the vibrating body 102 and the vibrating body 103.
  • the vibration body 102 is provided with four drive electrodes 105.
  • the vibrating body 103 is provided with two detection electrodes 106.
  • the drive detection circuit 107 includes a power supply 108, an offset adjustment circuit 109, a drive circuit 110, a synchronous detection circuit 111, and a differential amplifier circuit 112.
  • the vibrator 101 When an AC voltage is applied from the drive circuit 110 to the drive electrode 105 of the vibrating body 102, the vibrator 101 resonates and vibrates, and the vibration is transmitted to the second vibrating body 103 via the connection portion 104.
  • an angular velocity is added to the vibrating vibrator 101, an output signal corresponding to the angular velocity is output from the detection electrode 106 provided on the vibrating body 103.
  • This output signal is supplied to the synchronous detection circuit 111 via the phase adjustment circuit.
  • the synchronous detection circuit 111 synchronously detects this output signal using the drive signal output from the drive circuit 110 as a reference signal, and supplies the output signal to the differential amplifier circuit 112 via a smoothing circuit.
  • the offset adjustment circuit 109 receives the voltage of the power supply 108 and outputs an offset voltage.
  • the differential amplifier circuit 112 amplifies the difference between the offset voltage and the voltage output from the smoothing circuit, and outputs an output 191 and an output 192. Then, the angular velocity is detected from the
  • FIG. 16 shows the waveforms of the drive signal applied to the drive electrode 105 and the detection signal output from the detection electrode 106.
  • a signal is generated.
  • the detection signal includes an electrostatic leak L101 due to a capacitance between the drive electrode 105 and the detection electrode 106, and a total leak L102 of the mechanical leak and the electromechanical coupling leak.
  • 17A and 17B are a cross-sectional view and a side view of the vibrator 101, respectively.
  • the base of the vibrating body 103 of the vibrator 101 is cut to reduce mechanical leakage and electromechanical coupling leakage. As a result, the mass balance of the vibrator 101 is changed, and unnecessary signals generated from the angular velocity sensor 5002 are removed.
  • the vibrator 101 When the vibrator 101 becomes smaller along with the downsizing of the angular velocity sensor 5002, the vibrator 101 may be damaged when the base of the vibrating body 103 is cut. In this case, unnecessary signals generated from the angular velocity sensor 5002 are removed. Can not do it.
  • JP 2002-174521 A Japanese Patent Laid-Open No. 10-73437
  • the angular velocity sensor includes a vibrating body, first and second sense electrodes that generate charges according to the angular velocity applied to the vibrating body, and first and second DAs that output charges of at least two levels.
  • a conversion unit ; first and second integration circuits for integrating charge generated at the first and second sense electrodes and charge output from the first and second DA conversion units; and first and second A comparison unit that compares output signals from the integration circuit, and first and second DA switching units that switch the levels of the output signals from the first and second DA conversion units based on the comparison result of the comparison unit, respectively
  • the first disconnection detection switch connected between the first sense electrode and the first integration circuit, and the first disconnection detection switch between the first sense electrode and the first integration circuit.
  • a first voltage source for injecting electric charge, a second sense electrode, and a second integrating circuit
  • a second voltage source for injecting electric charge between the second sense electrode and the second integration circuit via the second disconnection detection switch.
  • This angular velocity sensor operates stably even when the surrounding environment changes, and has high reliability.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an angular velocity sensor according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 shows the waveform of the timing signal of the angular velocity sensor in the first embodiment.
  • FIG. 3 shows signals of the angular velocity sensor in the first embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the angular velocity sensor according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 shows an angular velocity sensor signal in the second embodiment.
  • FIG. 6 shows an angular velocity sensor signal according to the second embodiment.
  • FIG. 7 shows a cancel signal of the angular velocity sensor in the second embodiment.
  • FIG. 8A shows another cancel signal of the angular velocity sensor in the second embodiment.
  • FIG. 8B shows still another cancel signal of the angular velocity sensor according to the second exemplary embodiment.
  • FIG. 9 shows still another cancel signal of the angular velocity sensor in the second embodiment.
  • FIG. 10 shows still another cancel signal of the angular velocity sensor in the second embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit block diagram of a conventional angular velocity sensor.
  • 12 is a block diagram of a drive circuit and a failure detection circuit of the angular velocity sensor shown in FIG.
  • FIG. 13 is a side view of another conventional angular velocity sensor.
  • 14 is a cross-sectional view of the angular velocity sensor shown in FIG.
  • FIG. 15 is a circuit block diagram of the angular velocity sensor shown in FIG.
  • FIG. 16 shows an unnecessary signal in the angular velocity sensor shown in FIG. 17A is a cross-sectional view of the angular velocity sensor shown in FIG.
  • FIG. 17B is a side view of the angular velocity sensor shown in FIG.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of angular velocity sensor 1001 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the sensor element 30 includes a vibrating body 31, a drive electrode 32 having a piezoelectric body for vibrating the vibrating body 31, a monitor electrode 33 having a piezoelectric body that generates a charge in response to vibration of the vibrating body 31, and a sensor element Sense electrodes 34 and 35 having piezoelectric bodies that generate charges when an angular velocity is applied to 30.
  • the sense electrodes 34 and 35 generate charges having opposite polarities.
  • the charge amplifier 36 amplifies the charge output from the monitor electrode 33 at a predetermined magnification and converts it into a voltage.
  • the band pass filter (BPF) 37 removes a noise component of the voltage output from the charge amplifier 36 and outputs a monitor signal.
  • the automatic gain control (AGC) circuit 38 has a half-wave rectifying and smoothing circuit, and half-wave rectifies and smoothes the voltage output from the bandpass filter 37 to generate a direct current (DC) voltage. Based on the DC voltage, the AGC circuit 38 amplifies or attenuates the voltage output from the bandpass filter 37 and outputs the amplified voltage.
  • the drive circuit 39 outputs a drive signal to the drive electrode 32 of the sensor element 30 based on the voltage output from the AGC circuit 38.
  • the charge amplifier 36, the band pass filter 37, the AGC circuit 38 and the drive circuit 39 constitute a drive circuit 40.
  • the PLL circuit 41 multiplies the frequency of the voltage output from the band pass filter 37 of the drive circuit 40, and temporally integrates and reduces the phase noise of the voltage for output.
  • the timing generation circuit 42 multiplies the frequency of the voltage output from the PLL circuit 41 to generate and output timing signals ⁇ 1 and ⁇ 2.
  • the PLL circuit 41 and the timing generation circuit 42 constitute a timing control circuit 43.
  • FIG. 2 shows waveforms of the timing signals ⁇ 1 and ⁇ 2.
  • the timing signals ⁇ 1 and ⁇ 2 are opposite in phase and have two values, a high level and a low level.
  • the timing signal ⁇ 2 is at a high level and the timing signal ⁇ 1 is at a low level.
  • the timing signal ⁇ 2 is at a low level and the timing signal ⁇ 1 is at a high level.
  • the timing signals ⁇ 1 and ⁇ 2 alternately and continuously define the periods P1 and P2.
  • the DA switching unit 47 selectively outputs the reference voltages V49 and V50 by switching with a predetermined signal.
  • the DA output unit 51 includes a capacitor 52, a switch 53 connected between the end 52A of the capacitor 52 and the ground, and a switch 54 connected between the end 52B of the capacitor 52 and the ground. .
  • the voltage output from the DA switching unit 47 is input to the end 52 ⁇ / b> A of the capacitor 52.
  • the switches 53 and 54 are turned ON in the period P2 to discharge the capacitor 52.
  • the DA switching unit 47 and the DA output unit 51 constitute a DA conversion unit 48.
  • the DA converter 48 discharges the electric charge of the capacitor 52 during the period P1, and inputs and outputs electric charges according to the reference voltage output from the DA switching part 47.
  • the switch 55 outputs an output signal that is a current from the sense electrode 34 in the period P1.
  • a signal output from the switch 55 is input to the integration circuit 56.
  • the integrating circuit 56 includes an operational amplifier 57 and a capacitor 58 connected between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 57.
  • the DA switching unit 59 selectively outputs the reference voltages V60 and V61 by switching with a predetermined signal.
  • the DA output unit 62 includes a capacitor 63, a switch 64A connected between the end 63A of the capacitor 63 and the ground, and a switch 64B connected between the end 63B of the capacitor 63 and the ground. .
  • the voltage output from the DA switching unit 59 is input to the end 63 ⁇ / b> A of the capacitor 63.
  • the switches 64A and 64B are turned on in the period P2 to discharge the capacitor 63.
  • the DA switching unit 59 and the DA output unit 62 constitute a DA conversion unit 66.
  • the DA converter 66 discharges the electric charge of the capacitor 63 during the period P2, and inputs and outputs electric charges according to the reference voltage output from the DA switching part 59.
  • the switch 65 outputs an output signal that is a current from the sense electrode 35 in the period P1.
  • a signal output from the switch 65 is input to the integration circuit 67.
  • the integrating circuit 67 includes an operational amplifier 68 and a capacitor 69 connected between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 68.
  • the comparison unit 70 includes a comparator 71 and a D-type flip-flop 72.
  • the comparator 71 compares the signal output from the integrating circuit 56 with the signal output from the integrating circuit 67 and outputs a 1-bit digital signal consisting of 1 bit to the D-type flip-flop 72.
  • the D-type flip-flop 72 latches the 1-bit digital signal and outputs a latch signal at the start of the period P1.
  • the latch signal is input to the DA switching unit 47 of the DA conversion unit 48 to switch the reference voltages V49 and V50, and is input to the DA switching unit 59 of the DA conversion unit 66 to switch the reference voltages V60 and V61.
  • the DA converters 48 and 66, the integrating circuits 56 and 67, and the comparator 70 constitute a ⁇ modulator 73.
  • the ⁇ modulator 73 performs ⁇ modulation on the electric charges output from the sense electrodes 34 and 35 of the sensor element 30, converts it into a 1-bit digital signal, and outputs it.
  • the 1-bit digital signal output from the flip-flop 72 is input to the correction calculation unit 74, and the correction calculation of the 1-bit digital signal with a predetermined correction value is realized by replacement processing.
  • the correction calculation unit 74 sets the multivalues “0”, “5”, and “ ⁇ 5”. Replace with each bit digital signal and output.
  • the digital signal output from the correction calculation unit 74 is input to the digital filter 75, and filtering processing for removing noise components is performed.
  • the correction calculation unit 74 and the digital filter 75 constitute a calculation unit 76.
  • the calculation unit 76 latches the 1-bit digital signal according to the timing signal ⁇ 1, performs correction calculation and filtering processing, and outputs a multi-bit digital signal.
  • the timing control circuit 43, the ⁇ modulator 73, and the calculation unit 76 constitute a sense circuit.
  • the voltage source 77 injects a charge corresponding to the value “2” between the sense electrode 34 and the integration circuit 56 via the disconnection detection switch 78.
  • the voltage source 79 injects a charge corresponding to the value “ ⁇ 2” between the sense electrode 35 and the integration circuit 67 via the disconnection detection switch 80.
  • the charges injected from the voltage sources 77 and 79 have opposite polarities and have substantially the same absolute value.
  • FIG. 3 shows the waveform of the signal of the angular velocity sensor 1001.
  • the vibrating body 31 vibrates at the resonance frequency, and a charge is generated in the monitor electrode 33.
  • the electric charge generated at the monitor electrode 33 is input to the charge amplifier 36 of the drive circuit 40 and converted into a sinusoidal output voltage.
  • the band pass filter 37 extracts only the component of the resonance frequency of the vibrating body 31 from the output voltage of the charge amplifier 36, removes the noise component, and outputs a signal S37 having a sine waveform shown in FIG.
  • the AGC circuit 38 having a half-wave rectifying / smoothing circuit converts the signal S37 into a direct current (DC) signal.
  • the AGC circuit 38 inputs a signal that attenuates the output signal of the bandpass filter 37 to the drive circuit 39 when the DC signal is large, and increases the output signal of the bandpass filter 37 when the DC signal is small. Such a signal is input to the drive circuit 39. As a result, the drive circuit 39 is controlled so that the vibrating body 31 vibrates with a constant amplitude.
  • the PLL circuit 41 generates a signal obtained by multiplying the frequency of the signal S37, and the timing generation circuit 42 generates timing signals ⁇ 1 and ⁇ 2 shown in FIGS. 2 and 3 based on the signal.
  • Timing signals [Phi] 1 and [Phi] 2 are input to the [Sigma] [Delta] modulator 73 and the correction calculator 74 to determine the switch switching timing and the latch timing of the latch circuit.
  • the signals S34 and S35 which are the currents shown in FIG. Since the signals S34 and S35 are generated by the Coriolis force F, they have a sine waveform whose phase is shifted by 90 degrees with respect to the signal S37 generated at the monitor electrode 33. As shown in FIG. 3, the signals S34 and S35 have sinusoidal waveforms that are opposite to each other, and have a relationship between a positive signal and a negative signal.
  • Timing signals ⁇ 1 and ⁇ 2 define periods P1 and P2 that are repeated alternately and continuously.
  • the ⁇ modulator 73 performs ⁇ modulation on the signals S34 and S35 output from the sense electrodes 34 and 35 by the timing signals ⁇ 1 and ⁇ 2, and converts them into a 1-bit digital signal.
  • ⁇ modulator 73 in the periods P1 and P2 will be described below.
  • a predetermined angular velocity is applied to the sensor element 30 around the central axis of the sensor element 30, the sensor element 30 rotates, and the maximum current signal S34 corresponding to the value “8” from the sense electrodes 34, 35. , S35 occurs.
  • the switch 55 is turned on, and the voltage due to the electric charge corresponding to the value “8” generated at the sense electrode 34 is held in the capacitor 58 in the integrating circuit 56.
  • the voltage due to the charge held in the capacitor 58 is input to the inverting input terminal 71 ⁇ / b> A of the comparator 71 of the comparison unit 70.
  • the voltage due to the electric charge corresponding to the value “ ⁇ 8” generated at the sense electrode 35 is held in the capacitor 69 of the integrating circuit 67.
  • the voltage held in the capacitor 69 is input to the non-inverting input terminal 71B of the comparator 71.
  • a 1-bit digital signal “1” is input from the comparator 71 to the flip-flop 72 as a comparison result, and is latched by the flip-flop 72 at the start of the period P2.
  • the switches 53 and 54 of the DA output unit 51 are turned on, and the electric charge held in the capacitor 52 is discharged.
  • the switches 64A and 64B in the DA output unit 62 are turned on, and the electric charge held in the capacitor 63 is discharged.
  • the digital signal “1” latched by the flip-flop 72 is input to the DA switching unit 47 of the DA conversion unit 48 in the next period P1, and switched to the reference voltage V50 that generates charge corresponding to the value “ ⁇ 10”. .
  • the digital signal “1” latched by the flip-flop 72 is input to the DA switching unit 59 of the DA conversion unit 66 in the period P1, and switched to the reference voltage V60 that generates charges corresponding to the value “10”. .
  • a charge corresponding to the charge corresponding to the value “ ⁇ 10” from the reference voltage V50 is stored in the capacitor 52 of the DA output unit 51 and input to the integration circuit 56, and the capacitor 63 of the DA output unit 62
  • the charge corresponding to the charge corresponding to the value “10” from the reference voltage V 60 is stored in the integration circuit 67.
  • the switch 55 is turned ON during the period P 1, and the charge corresponding to the charge corresponding to the value “8” generated by the sense electrode 34 of the sensor element 30 is output to the integrating circuit 56. Further, the switch 65 is turned on, and the charge corresponding to the charge corresponding to the value “8” is input from the sense electrode 35 to the integration circuit 67.
  • the sum of the charge amount Q34 of the signal S34 shown in FIG. 3 and the charge amount output from the DA converter 48 is integrated into the capacitor 58 of the integration circuit 56, and the charge corresponding to the value “6” is obtained.
  • the output signal is held.
  • the sum of the charge amount Q35 of the signal S35 and the charge amount output from the DA conversion unit 66 is integrated into the capacitor 69 of the integration circuit 67, and an output signal consisting of a charge corresponding to the value “ ⁇ 6”. Is retained.
  • the comparator 71 outputs the result of comparing the output signals of the integrating circuits 56 and 67 to the flip-flop 72 as a 1-bit digital signal.
  • the comparison unit 70 outputs a 1-bit digital signal of “1” until the voltage held in the integration circuits 56 and 67 becomes a charge corresponding to the value “0”. Thereafter, when the voltage held in the integration circuit 56 becomes a charge corresponding to the value “ ⁇ 2” and the voltage held in the integration circuit 67 becomes a charge corresponding to the value “2”, the comparator 71 sets “ ⁇ 1 "digital signal is output.
  • the flip-flop 72 outputs an output signal having the value “ ⁇ 1” to the DA switching units 47 and 59, and the voltage of the charge corresponding to the value “10” is output from the reference voltage V49 of the DA converting unit 48.
  • the charged charge is held in the capacitor 52, and the voltage of the charge corresponding to the value “10” is output from the reference voltage 61 of the DA converter 66, and the corresponding charge is held in the capacitor 63.
  • a charge voltage corresponding to the value “16” is held in the integration circuit 56 and a charge voltage corresponding to the value “ ⁇ 16” is held in the integration circuit 67.
  • the output voltages of the integration circuits 56 and 67 change by the amount of charge corresponding to the value “2”, and the comparator 71 outputs the 1-bit digital signal having the value “1” nine times, and then the value “ ⁇ 1”.
  • 1-bit digital signal is output once.
  • an output signal having a value of “0.8” is output and detected as an angular velocity signal.
  • FIG. 3 shows unnecessary signals U34 and U35 generated in the sense electrodes 34 and 35, respectively, in phase with the monitor signal.
  • the unnecessary signal U34 is 90 degrees behind the output signal S34 generated in the sense electrode 34. .
  • the phase of the unnecessary signal U35 is delayed by 90 degrees from the output signal S35 generated at the sense electrode 35. Therefore, when the unnecessary signals U34 and U35 are integrated by the integrating circuits 56 and 67 in the period P1, respectively, the value becomes “0”, and the unnecessary signals U34 and U35 are cancelled.
  • the disconnection detection switch 78 when the disconnection detection switch 78 is turned ON in the period P2, the charge Q77 corresponding to the value “2” is input from the voltage source 77 to the sense electrode.
  • the disconnection detection switch 80 when the disconnection detection switch 80 is turned ON in the period P2, the charge Q79 corresponding to the value “ ⁇ 2” is input from the voltage source 79 to the sense electrode 35.
  • the charge corresponding to the value “2” is held in the capacitor 58 of the integration circuit 56, and the charge corresponding to the value “ ⁇ 2” is held in the capacitor 69 of the integration circuit 67.
  • the comparator 71 outputs a 1-bit digital signal corresponding to the value “4” as a comparison result, and the flip-flop 72 latches the 1-bit digital signal.
  • the circuit pattern around at least one of the sense electrodes 34 and 35 is disconnected, the charge stored in the sense electrode 34 or the sense electrode 35 decreases. As a result, the value of the output signal output from the comparison unit 70 is reduced, so that the disconnection of the circuit pattern around the sense electrodes 34 and 35 can be detected. As a result, when the circuit pattern around the sense electrodes 34 and 35 is disconnected, an output signal that does not correspond to the angular velocity is not continuously output, and the angular velocity sensor 1001 with improved reliability is obtained.
  • the charges injected from the voltage sources 77 and 79 have opposite polarities to each other and have substantially the same absolute value. Therefore, when the circuit pattern around one of the sense electrodes 34 and 35 is disconnected, the value of the output signal output from the comparison unit 70 is approximately halved, and the disconnection can be reliably identified.
  • the absolute value of the sum of the charge generated at the sense electrode 34 and the charge injected from the voltage source 77 due to the Coriolis force caused by the angular velocity applied to the sensor element 30 is the absolute value of the charge injected from the DA converter 48. Smaller than. Also, the absolute value of the sum of the charge generated at the sense electrode 35 and the charge injected from the voltage source 79 due to the Coriolis force due to the angular velocity applied to the sensor element 30 is the sum of the charge injected from the DA converter 66. Less than absolute value.
  • the sum of the charges output from the sense electrodes 34 and 35 and the voltage sources 77 and 79 does not saturate the charges output from the DA converters 48 and 66, so that the ⁇ modulator 73 operates reliably. Can continue to.
  • the sense electrodes 34 and 35 are provided on the vibrating body 31 and generate charges according to the angular velocity applied to the vibrating body 31.
  • the drive circuit 40 vibrates the vibrating body 31 at a predetermined drive frequency.
  • the DA converter 48 outputs charges of at least two levels and reference voltages V49 and V50.
  • the DA converter 66 outputs charges of at least two levels and reference voltages V60 and 61.
  • the integrating circuit 56 integrates the charge generated at the sense electrode 34 and the charge output from the DA converter 48.
  • the integrating circuit 67 integrates the charge generated at the sense electrode 35 and the charge output from the DA converter 66.
  • the comparison unit 70 compares the output signal from the integration circuit 56 with the output signal from the integration circuit 67.
  • the DA switching unit 47 switches the level of the output signal from the DA conversion unit 48 based on the comparison result of the comparison unit 70.
  • the DA switching unit 59 switches the level of the output signal from the DA conversion unit 48 based on the comparison result of the comparison unit 70.
  • the disconnection detection switch 78 is connected between the sense electrode 34 and the integration circuit 56.
  • the voltage source 77 injects electric charge between the sense electrode 34 and the integration circuit 56 via the disconnection detection switch 78.
  • the disconnection detection switch 80 is connected between the sense electrode 35 and the integration circuit 67.
  • the voltage source 79 injects electric charges between the sense electrode 35 and the integration circuit 67 via the disconnection detection switch 80.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of angular velocity sensor 1002 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the sensor element 130 includes a vibrating body 131, a drive electrode 132 having a piezoelectric body for vibrating the vibrating body 131, a monitor electrode 133 having a piezoelectric body that generates an electric charge according to the vibration state of the vibrating body 131, and a sensor.
  • Sense electrodes 134 and 135 having piezoelectric bodies that generate charges when an angular velocity is applied to the element 130 are provided.
  • the sense electrodes 134 and 135 generate charges having opposite polarities.
  • the charge amplifier 136 amplifies the charge output from the monitor electrode 133 at a predetermined magnification and converts it into a voltage.
  • a bandpass filter (BPF) 137 removes a noise component of the voltage output from the charge amplifier 136 and outputs a monitor signal.
  • the automatic gain control (AGC) circuit 138 has a half-wave rectifying and smoothing circuit, and half-wave rectifies and smoothes the voltage output from the bandpass filter 137 to generate a direct current (DC) signal. Based on the DC signal, the AGC circuit 138 amplifies or attenuates the voltage output from the bandpass filter 137 and outputs the amplified voltage.
  • the drive circuit 139 outputs a drive signal to the drive electrode 132 of the sensor element 130 based on the voltage output from the AGC circuit 138.
  • a drive circuit 140 is configured by the charge amplifier 136, the band pass filter 137, the AGC circuit 138, and the drive circuit 139.
  • the PLL circuit 141 multiplies the frequency of the voltage output from the bandpass filter 137 of the drive circuit 140, and integrates and reduces the phase noise of the voltage in time to output it.
  • the timing generation circuit 142 multiplies the frequency of the voltage output from the PLL circuit 141 to generate and output timing signals ⁇ 101 and ⁇ 102.
  • the PLL circuit 141 and the timing generation circuit 142 constitute a timing control circuit 143.
  • FIG. 5 shows waveforms of the timing signals ⁇ 101 and ⁇ 102.
  • the timing signals ⁇ 101 and ⁇ 102 are signals having opposite phases, and have two values of a high level and a low level.
  • the timing signal ⁇ 102 is at a high level and the timing signal ⁇ 101 is at a low level.
  • the timing signal ⁇ 102 is at a low level and the timing signal ⁇ 101 is at a high level.
  • the timing signals ⁇ 101 and ⁇ 102 alternately and continuously define the periods P101 and P102.
  • the DA switching unit 147 selectively outputs the reference voltages V149 and V150 by switching with predetermined signals.
  • the DA output unit 151 includes a capacitor 152, a switch 153 connected between the end 152A of the capacitor 152 and the ground, and 154 connected between the end 152B of the capacitor 152 and the ground.
  • the voltage output from the DA switching unit 147 is input to the end 152A of the capacitor 152.
  • the switches 153 and 154 are turned on in the period P102 to discharge the capacitor 152.
  • the DA switching unit 147 and the DA output unit 151 constitute a DA conversion unit 148.
  • the DA conversion unit 148 discharges the electric charge of the capacitor 152 in the period P101 and inputs / outputs electric charge according to the reference voltage output from the DA switching unit 147.
  • the switch 155 outputs an output signal which is a current from the sense electrode 134 in the period P101.
  • the integration circuit 156 receives a signal output from the switch 155, and includes an operational amplifier 157 and a capacitor 158 connected between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 157.
  • the DA switching unit 159 selectively outputs the reference voltages V160 and V161 by switching with predetermined signals.
  • the DA output unit 162 includes a capacitor 163, a switch 164A connected to the end 163A of the capacitor 163, and a switch 164B connected to the end 163B of the capacitor 163.
  • the voltage output from the DA switching unit 159 is input to the end 163A of the capacitor 163.
  • the switches 164A and 164B are turned ON in the period 102 to discharge the capacitor 163.
  • the DA switching unit 159 and the DA output unit 162 constitute a DA conversion unit 166.
  • the DA conversion unit 166 discharges the capacitor 163 in the period P102 and inputs / outputs a charge corresponding to the reference voltage output from the DA switching unit 159.
  • the switch 165 outputs an output signal which is a current from the sense electrode 135 in the period P101.
  • the output of the second switch 165 is input to the integrating circuit 167, and includes an operational amplifier 168 and a capacitor 169 connected between the output terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 168.
  • the comparison unit 170 includes a comparator 171 and a D-type flip-flop 172.
  • the comparator 171 compares the signal output from the integration circuit 156 with the signal output from the integration circuit 167 and outputs a 1-bit digital signal consisting of 1 bit to the D-type flip-flop 172.
  • the D-type flip-flop 172 latches the 1-bit digital signal and outputs a latch signal at the start of the period P101.
  • the latch signal is input to the DA switching unit 147 of the DA conversion unit 148 to switch the reference voltages V149 and V150, and is input to the DA switching unit 159 of the DA conversion unit 166 to switch the reference voltages V160 and V161.
  • the DA converters 148 and 166, the integration circuits 156 and 167, and the comparison unit 170 constitute a processing circuit 173 that is a ⁇ modulator.
  • the processing circuit 173 detects the electric charge output from the sense electrodes 134 and 135 of the sensor element 130 by ⁇ modulation, converts it into a 1-bit digital signal, and outputs it.
  • the 1-bit signal output from the flip-flop 172 is input to the correction calculation unit 174, and the correction calculation of the 1-bit digital signal with a predetermined correction value is realized by replacement processing.
  • the correction calculation unit 64 multi-bits the values “0”, “5”, and “ ⁇ 5”. Replace with digital signals and output.
  • a digital signal output from the correction calculation unit 174 is input to the digital filter 175, and filtering processing is performed to remove noise components.
  • the correction calculation unit 174 and the digital filter 175 constitute a calculation unit 176.
  • the calculation unit 176 latches the 1-bit digital signal according to the timing signal S101, performs correction calculation and filtering processing, and outputs a multi-bit digital signal.
  • the timing control circuit 143, the processing circuit 173, and the arithmetic unit 176 constitute a sense circuit.
  • the cancel signal output circuit 177 injects a cancel signal C134 between the sense electrode 134 and the integration circuit 156, and injects a cancel signal C135 between the sense electrode 135 and the integration circuit 167.
  • the sense electrode 134 generates an unnecessary signal U134 due to the mass imbalance of the sensor element 130.
  • the sense electrode 135 generates an unnecessary signal U135 due to the mass imbalance of the sensor element 130.
  • the cancel signal C134 is a square wave having a polarity opposite to that of the unnecessary signal U134 and the same charge amount.
  • the cancel signal C135 is a square wave having a polarity opposite to that of the unnecessary signal U135 and the same charge amount.
  • the vibrating body 131 vibrates at the resonance frequency, and an electric charge is generated at the monitor electrode 133.
  • the charges generated on the monitor electrode 133 are input to the charge amplifier 136 of the drive circuit 140 and converted into a sine waveform output voltage.
  • the band pass filter 137 extracts only the resonance frequency component of the vibrator 131 from the output voltage of the charge amplifier 136, removes the noise component, and outputs a signal S137 having a sine waveform shown in FIG.
  • An AGC circuit 138 having a half-wave rectifying and smoothing circuit converts the signal S137 into a direct current (DC) signal.
  • the AGC circuit 138 inputs a signal that attenuates the output signal of the bandpass filter 137 to the drive circuit 139 when the DC signal is large, and amplifies the output signal of the bandpass filter 137 when the DC signal is small. Such a signal is input to the drive circuit 139. Thereby, the drive circuit 139 is controlled so that the vibrating body 131 vibrates with a constant amplitude.
  • the PLL circuit 141 generates a signal obtained by multiplying the frequency of the signal S137, and based on the signal, the timing generation circuit 142 generates timing signals S101 and S102 shown in FIG.
  • the timing signals ⁇ 101 and ⁇ 102 are input to the processing circuit 173 and the correction calculation unit 174, and determine the switch switching timing and the latch timing of the latch circuit.
  • the sensor element 130 having the mass m When the sensor element 130 having the mass m is bent and vibrated with a charge corresponding to the velocity value V in the driving direction D131 shown in FIG. 4, the sensor element 130 rotates at an angular velocity ⁇ around the longitudinal center axis of the vibrating body 131.
  • the following Coriolis force F is generated in the element 130.
  • the operation of the processing circuit 173 which is a ⁇ modulator in this case will be described below.
  • the timing signals ⁇ 101 and ⁇ 102 define periods P101 and P102 that are alternately and continuously repeated.
  • the processing circuit 173 performs ⁇ modulation on the positive polarity signal or the negative polarity signal output from the sense electrodes 134 and 135 based on the timing signals S101 and S102, and converts it into a 1-bit digital signal.
  • a predetermined angular velocity is applied to the sensor element 130 around the central axis of the sensor element 130 to rotate the sensor element 130, and the maximum current signal S134 corresponding to the value “8” from the sense electrodes 134 and 135. , S135 occurs.
  • the voltage due to the electric charge corresponding to the value “8” generated from the sense electrode 134 is held in the capacitor 158 of the integrating circuit 156.
  • the voltage held in the capacitor 158 is input to the inverting input terminal 171A of the comparator 171.
  • the charge generated from the sense electrode 135 is held in the capacitor 169 of the integration circuit 167.
  • the voltage due to the electric charge corresponding to the value “ ⁇ 8” held in the capacitor 169 is input to the non-inverting input terminal 171B of the comparator 171.
  • the 1-bit digital signal “1” is input from the comparator 171 to the flip-flop 172 as a comparison result, and is latched by the flip-flop 172 at the start of the period P102.
  • the switches 153 and 154 are turned on, and the electric charge held in the capacitor 152 is discharged.
  • the switches 164A and 164B are turned ON in the period P102, and the electric charge held in the capacitor 163 is discharged.
  • the digital signal “1” latched by the flip-flop 172 is input to the DA switching unit 147 in the next period P101, and is switched to the reference voltage V150 that generates a charge corresponding to the value “ ⁇ 10”.
  • the digital signal “1” latched by the flip-flop 172 is input to the DA switching unit 159 in the period P101, and is switched to the reference voltage V160 that generates a charge corresponding to the value “10”.
  • a charge corresponding to the charge corresponding to the value “ ⁇ 10” from the reference voltage V150 is stored in the capacitor 152 of the DA output unit 151 and input to the integration circuit 156, and the capacitor 163 of the DA output unit 162
  • the charge corresponding to the charge corresponding to the value “10” from the reference voltage V160 is stored in the integration circuit 167.
  • the switch 155 is turned ON, and the charge corresponding to the charge corresponding to the value “8” generated from the sense electrode 134 is output to the integrating circuit 156.
  • the switch 165 is turned on, and the charge corresponding to the charge corresponding to the value “8” is input from the sense electrode 135 to the integration circuit 167.
  • the sum of the charge amount Q134 of the signal S134 and the charge amount output from the DA converter 148 shown in FIG. 5 is integrated into the capacitor 158 of the integration circuit 156, and the charge corresponding to the value “6” is obtained.
  • the output signal is held.
  • the sum of the charge amount Q135 of the signal S135 shown in FIG. 5 and the charge amount output from the DA converter 166 is integrated into the capacitor 169 of the integration circuit 167, and an output consisting of the charge corresponding to the value “ ⁇ 6” is output.
  • the signal is retained.
  • the comparator 171 outputs the result of comparing the output signals of the integrating circuits 156 and 167 to the flip-flop 172 as a 1-bit digital signal.
  • the comparison unit 70 outputs the 1-bit digital signal “1” until the voltage held in the integration circuits 156 and 167 reaches a charge corresponding to the value “0”. Thereafter, when the voltage held in the integration circuit 156 becomes a charge corresponding to the value “ ⁇ 2” and the voltage held in the integration circuit 167 becomes a charge corresponding to the value “2”, the comparator 171 sets the “ ⁇ 1 "digital signal is output.
  • the flip-flop 172 outputs an output signal having the value “ ⁇ 1” to the DA switching units 147 and 159, and the voltage of the charge corresponding to the value “10” is output from the reference voltage V149 of the DA conversion unit 148.
  • a voltage corresponding to the value “10” is output from the reference voltage V 161 of the DA converter 166, and the corresponding charge is held in the capacitor 163.
  • the charge voltage corresponding to the value “16” is held in the integration circuit 156 and the charge voltage corresponding to the value “ ⁇ 16” is held in the integration circuit 167.
  • the output voltages of the integration circuit 156 and the integration circuit 167 change by the amount of charge corresponding to the value “2”, and the comparator 171 outputs the 1-bit digital signal “1” nine times.
  • -1 "1-bit digital signal is output once.
  • an output signal having a value of “0.8” is output and detected as an angular velocity signal.
  • FIG. 5 shows unnecessary signals U134 and U135 that are generated in the sense electrodes 134 and 135, respectively, and have the same phase as the monitor signal.
  • the phase of the unnecessary signal U134 is delayed by 90 degrees from the output signal S134 generated at the sense electrode 134.
  • the unnecessary signal U135 is 90 degrees behind the output signal S135 generated from the sense electrode 135. Therefore, when the unnecessary signals U134 and 135 are integrated by the integrating circuits 156 and 167, respectively, the value becomes “0”, and the unnecessary signals U134 and U135 are almost canceled.
  • FIG. 6 shows a timing signal P101, a signal S137 having a phase shifted due to a variation in phase characteristics, and an unnecessary signal U134 (U135).
  • the integration interval of the period P101 is changed from the ideal interval T101 to the interval T102. In this state, the area on the negative side of the unnecessary signal U134 (U135) becomes larger than that on the positive side, and even if the unnecessary signal U134 (U135) is integrated, all cannot be canceled.
  • the vibrating body 131 when the vibrating body 131 is downsized with the downsizing of the angular velocity sensor 1002, the vibrating body 131 cannot be ground to correct the mass balance, and it is difficult to reliably remove the unnecessary signals U134 and 135 only by integration. It is.
  • the cancel signal output circuit 177 injects a cancel signal C134 between the sense electrode 134 and the processing circuit 173, and the cancel signal C135 is inserted between the sense electrode 135 and the processing circuit 173. inject.
  • Cancel signals C134 and C135 are square waves having the same amplitude and opposite phase as unnecessary signals U134 and 135, respectively.
  • the square wave widths T134 and 135 of the unnecessary signals U134 and U135 are formed by the area A101 formed by the sine wave of the unnecessary signals U134 and U135 having the frequency f and the square wave of the cancel signals C134 and 135.
  • the widths T134 and 135 of the cancel signals C134 and C135 are set to (2 / ⁇ ) times the half cycle (1 / (2 ⁇ f)) of the unnecessary signals U134 and U135, ie, about 64%.
  • the cancel signals C134 and C135 which are square waves of opposite phases also have substantially the same charge Since it fluctuates, the unnecessary signals U134 and U135 can be reliably removed by integration in the period P101 in the integration circuits 156 and 167.
  • the square wave amplitudes of the cancel signals C134 and C135 can be defined from the amount of drift from the zero point of the output signal generated in a state where no angular velocity is applied.
  • the cancel signal output circuit 177 is composed of a DA conversion circuit that outputs cancel signals C134 and C135 that are square waves synchronized with the drive frequency of the sensor element 130, and unnecessary signals U134 and U135 generated at the sense electrodes 134 and 135, respectively. Cancel. Therefore, the operating frequency of the DA converter can be lowered, and the unnecessary signals U134 and U135 can be reduced with a DA converter with a small current consumption.
  • the total amount of charges output from the DA converter can be adjusted with high accuracy.
  • the width of the square wave signal is about 64% of the half cycle of the unnecessary signals U134 and U135, and the total amount of charges output from the cancel signal output circuit 177 is adjusted by adjusting the amplitude of the square wave signal. Can do.
  • FIG. 8A shows another cancel signal C 1134 that is output from the cancel signal output circuit 177 between the sense electrode 134 and the processing circuit 173.
  • the cancel signal output circuit 177 does not input a cancel signal between the sense electrode 135 and the processing circuit 173.
  • the cancel signal C1134 has an amplitude twice that of the cancel signal C134 shown in FIG.
  • the cancel signal output circuit 177 includes a DA conversion circuit that outputs a cancel signal C1134 that is a square wave synchronized with the drive frequency of the sensor element 130 (vibrating body 131), and is an unnecessary signal generated by the sense electrodes 134 and 135. Cancel U134 and U135. Therefore, the operating frequency of the DA converter can be lowered, and the unnecessary signals U134 and U135 can be reduced with a DA converter with a small current consumption.
  • FIG. 8B shows another cancel signal C1135 input from the cancel signal output circuit 177 between the sense electrode 135 and the processing circuit 173.
  • the cancel signal output circuit 177 does not input a cancel signal between the sense electrode 135 and the processing circuit 173.
  • the cancel signal C1135 has an amplitude twice that of the cancel signal C135 shown in FIG.
  • the comparison unit 170 compares the signals output from the integration circuits 156 and 167, the influence of the phase shift of the unnecessary signals U134 and U135 can be eliminated.
  • the cancel signal C1135 is injected only between the sense electrode 135 and the processing circuit 173, and the cancel signal is not injected between the sense electrode 134 and the processing circuit 173, the circuit scale can be reduced.
  • the cancel signal output circuit 177 includes a DA converter circuit that outputs a cancel signal C1135 that is a square wave synchronized with the drive frequency of the sensor element 130 (vibrating body 131), and is an unnecessary signal generated by the sense electrodes 134 and 135. Cancel U134 and U135. Therefore, the operating frequency of the DA converter can be lowered, and the unnecessary signals U134 and U135 can be reduced with a DA converter with a small current consumption.
  • FIG. 9 shows still another cancel signal C2134 injected between the sense electrode 134 and the processing circuit 173 from the cancel signal output circuit 177, and yet another cancel signal injected between the sense electrode 135 and the processing circuit 173.
  • C2135 Cancel signals C2134 and C2135 have a sine waveform having the same amplitude and phase as unnecessary signals U134 and U135. Thereby, the unnecessary signals U134 and U135 can be canceled by the integration circuits 156 and 167 with the cancel signals C2134 and C2135, respectively, with high accuracy.
  • FIG. 10 shows still another cancel signal C3134 injected between the sense electrode 134 and the processing circuit 173 from the cancel signal output circuit 177.
  • the cancel signal C3134 corresponds to the difference between the unnecessary signal U134 generated at the sense electrode 134 and the unnecessary signal U135 generated at the sense electrode 135, and has a sine waveform having the driving frequency of the sensor element 130. In this case, no cancel signal is injected between the sense electrode 135 and the processing circuit 173 from the cancel signal output circuit 177.
  • the comparator 170 compares the signals output from the integrating circuits 156 and 167, the influence of the phase shift of the unnecessary signals U134 and U135 can be eliminated with high accuracy.
  • the cancel signal C3134 is injected only between the sense electrode 135 and the processing circuit 173, and the cancel signal is not injected between the sense electrode 135 and the processing circuit 173, the circuit scale can be reduced.
  • FIG. 10 shows still another cancel signal C3135 injected between the sense electrode 135 and the processing circuit 173 from the cancel signal output circuit 177.
  • the cancel signal C3135 corresponds to the difference between the unnecessary signal U134 generated at the sense electrode 134 and the unnecessary signal U135 generated at the sense electrode 135, and has a sine waveform having the driving frequency of the sensor element 130. In this case, no cancel signal is injected between the sense electrode 134 and the processing circuit 173 from the cancel signal output circuit 177.
  • the comparator 170 compares the signals output from the integrating circuits 156 and 167, the influence of the phase shift of the unnecessary signals U134 and U135 can be eliminated with high accuracy.
  • the cancel signal C3135 is injected only between the sense electrode 135 and the processing circuit 173, and the cancel signal is not injected between the sense electrode 134 and the processing circuit 173, the circuit scale can be reduced.
  • the sense electrode 134 is provided on the vibrating body 131, generates electric charges according to the angular velocity applied to the vibrating body 131, and generates an unnecessary signal U134.
  • the sense electrode 135 is provided on the vibrating body 131 and generates electric charges according to the angular velocity and generates an unnecessary signal U135.
  • the drive circuit 140 vibrates the vibrating body 131 at a predetermined driving frequency.
  • the processing circuit 173 detects signals output from the sense electrodes 134 and 135.
  • the cancel signal output circuit 177 injects a cancel signal C134 having the same charge amount as that of the unnecessary signal U134 between the sense electrode 134 and the processing circuit 173, and canceling the same signal amount having the same polarity as that of the unnecessary signal U135.
  • the operation is such that the signal C135 is injected between the sense electrode 135 and the processing circuit 173.
  • the processing circuit 173 includes DA conversion units 148 and 166, integration circuits 156 and 167, a comparison unit 170, and DA switching units 147 and 157.
  • the DA converter 148 outputs charges of at least two levels and reference voltages V149 and V150.
  • the DA converter 166 outputs charges of at least two levels and reference voltages V160 and V161.
  • the integration circuit 156 integrates the charge generated at the sense electrode 134 and the charge output from the DA converter 148.
  • the integration circuit 167 integrates the charge generated at the sense electrode 135 and the charge output from the DA converter 166.
  • the comparison unit 170 compares the output signal from the first integration circuit 156 with the output signal from the integration circuit 167.
  • the DA switching unit 147 switches the level of the output signal from the DA conversion unit 148 based on the comparison result of the comparison unit 170.
  • the DA switching unit 159 switches the level of the output signal from the DA conversion unit 166 based on the comparison result of the comparison unit 170.
  • the angular velocity sensor according to the present invention does not continue to output an output signal that does not correspond to the angular velocity when the circuit pattern around the sense electrode is disconnected, and provides an angular velocity sensor with improved reliability.
  • it is useful as an angular velocity sensor using a digital circuit used for attitude control of a moving body such as an aircraft or a vehicle, a navigation system, or the like.
  • the angular velocity sensor according to the present invention provides an angular velocity sensor capable of reliably removing unnecessary signals generated due to the unbalance of the mass of the vibrator even when the vibrator is downsized with the miniaturization of the angular velocity sensor.
  • the present invention is useful as an angular velocity sensor used in attitude control, navigation systems, and the like of moving bodies such as aircraft and vehicles.

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Abstract

　角速度センサは、振動体と、振動体に加えられた角速度に応じて電荷を発生する第１と第２のセンス電極と、少なくとも２つのレベルの量の電荷を出力する第１と第２のＤＡ変換部と、第１と第２のセンス電極で発生した電荷と第１と第２のＤＡ変換部から出力される電荷をそれぞれ積分する第１と第２の積分回路と、第１と第２の積分回路からの出力信号を比較する比較部と、比較部の比較結果に基づきに第１と第２のＤＡ変換部からの出力信号のレベルをそれぞれ切り替える第１と第２のＤＡ切替部と、第１のセンス電極と第１の積分回路との間に接続された第１の断線検知スイッチと、第１のセンス電極と第１の積分回路との間に第１の断線検知スイッチを介して電荷を注入する第１の電圧源と、第２のセンス電極と第２の積分回路との間に接続された第２の断線検知スイッチと、第２のセンス電極と第２の積分回路との間に第２の断線検知スイッチを介して電荷を注入する第２の電圧源とを備える。この角速度センサは、周囲の環境が変化しても安定して動作し、高い信頼性を有する。

Description

角速度センサ
　本発明は、航空機、車両などの移動体の姿勢制御やナビゲーションシステム等に用いられる角速度センサに関する。
　図１１は特許文献１に記載されている従来の角速度センサ５００１の回路ブロック図である。図１２は角速度センサ５００１の駆動回路６および故障検出回路７のブロック図である。
　Ｈ字型の圧電体からなる水晶製の振動子１は一対の駆動部２と、一対の駆動部２の反対側に配設された一対の検知部３とにより構成されている。検知部３にセンス電極が設けられている。
　駆動部２の一方に駆動用電極４が設けられ、駆動部２の他方には駆動検出用電極５が設けられている。駆動回路６は振動子１における駆動用電極４および駆動検出用電極５に電気的に接続されており、振動子１を一定の振幅で振動させるように制御している。故障検出回路７は、ウインドウコンパレータ８と、ウインドウコンパレータ８の出力信号をモニタするＢＩＴ論理回路９とにより構成されている。検出回路１０は振動子１における検知部３から出力される電荷を増幅して電圧に変換し、出力信号として入出力端子１１から外部に出力している。
　従来の角速度センサ５００１について、次にその動作を説明する。
　振動子１の駆動用電極４に交流電圧を加えると振動子１が共振し、振動子１の駆動検出用電極５に、振動子１の振動振幅に応じた電荷が発生する。この電荷を駆動回路６により増幅、調整した後、駆動用電極４に入力することにより、振動子１を一定の振幅で振動させる。振動している振動子１に角速度ωが加わると、一対の検知部３に設けたセンス電極に電荷が発生する。そしてこのセンス電極に発生する電荷は検出回路１０により出力電圧に変換されて、入出力端子１１より角速度の信号としてコンピュータ等の外部機器に入力され、角速度が検出される。
　長時間の使用によりセンス電極の周りの回路パターンが断線する場合がある。この場合には、従来の角速度センサ５００１は角速度に対応しない信号を出力する。
　図１３と図１４はそれぞれ特許文献２に記載されている他の従来の角速度センサ５００２の側面図、断面図である。図１５は角速度センサ５００２の回路ブロック図である。
　圧電単結晶からなる振動子１０１は振動体１０２と、振動体１０２と並設された振動体１０３と、振動体１０２と振動体１０３とを接続する接続部１０４とで構成されている。振動体１０２には、４つの駆動電極１０５が設けられている。振動体１０３には２つの検出電極１０６が設けられている。駆動検出回路１０７は、電源１０８と、オフセット調整回路１０９と、駆動回路１１０と、同期検波回路１１１と、差動増幅回路１１２とで構成されている。
　従来の角速度センサ５００２について、次にその動作を説明する。
　駆動回路１１０から振動体１０２の駆動電極１０５に交流電圧を加えると振動子１０１が共振して振動し、その振動が、接続部１０４を介して第２の振動体１０３に伝わる。振動している振動子１０１に角速度が付加されると、振動体１０３に設けられた検出電極１０６から角速度に応じた出力信号が出力される。位相調整回路を介してこの出力信号を同期検波回路１１１に供給する。同期検波回路１１１は、駆動回路１１０が出力する駆動信号を基準信号としてこの出力信号を同期検波し、平滑化回路を介して差動増幅回路１１２に供給する。オフセット調整回路１０９は電源１０８の電圧を受けてオフセット電圧を出力する。差動増幅回路１１２は、オフセット電圧と平滑化回路が出力する電圧との差を増幅して出力１９１と出力１９２とを出力する。そして、出力１９１と出力１９２との電位差で角速度を検出する。
　図１６は駆動電極１０５に加えられた駆動信号と、検出電極１０６から出力された検出信号の波形を示す。振動子１０１の質量バランスの不釣合いによる機械漏れおよび、駆動電極１０５や検出電極１０６の位置ズレにより電気機械結合漏れが発生すると、振動子１０１の角速度が加えられていない場合でも検出電極１０６から不要信号が発生する。具体的には、検出信号は駆動電極１０５から検出電極１０６間の静電容量による静電漏れＬ１０１と上記の機械漏れおよび電気機械結合漏れの合計の漏れＬ１０２とを含む。
　図１７Ａと図１７Ｂはそれぞれ振動子１０１の断面図と側面図である。従来の角速度センサ５００２では、機械漏れおよび電気機械結合漏れを低減させるために振動子１０１の振動体１０３の根元を削る。これにより振動子１０１の質量バランスを変化させて、角速度センサ５００２から発生する不要信号を除去する。
　角速度センサ５００２の小型化に伴い振動子１０１が小型になると、振動体１０３の根元を削る際に振動子１０１が破損する場合があり、この場合には、角速度センサ５００２から発生する不要信号を除去することができない。
特開２００２－１７４５２１号公報 特開平１０－７３４３７号公報
　角速度センサは、振動体と、振動体に加えられた角速度に応じて電荷を発生する第１と第２のセンス電極と、少なくとも２つのレベルの量の電荷を出力する第１と第２のＤＡ変換部と、第１と第２のセンス電極で発生した電荷と第１と第２のＤＡ変換部から出力される電荷をそれぞれ積分する第１と第２の積分回路と、第１と第２の積分回路からの出力信号を比較する比較部と、比較部の比較結果に基づきに第１と第２のＤＡ変換部からの出力信号のレベルをそれぞれ切り替える第１と第２のＤＡ切替部と、第１のセンス電極と第１の積分回路との間に接続された第１の断線検知スイッチと、第１のセンス電極と第１の積分回路との間に第１の断線検知スイッチを介して電荷を注入する第１の電圧源と、第２のセンス電極と第２の積分回路との間に接続された第２の断線検知スイッチと、第２のセンス電極と第２の積分回路との間に第２の断線検知スイッチを介して電荷を注入する第２の電圧源とを備える。
　この角速度センサは、周囲の環境が変化しても安定して動作し、高い信頼性を有する。
図１は本発明の実施の形態１における角速度センサの回路図である。 図２は実施の形態１における角速度センサのタイミング信号の波形を示す。 図３は実施の形態１における角速度センサの信号を示す。 図４は本発明の実施の形態２における角速度センサの回路図である。 図５は実施の形態２における角速度センサの信号を示す。 図６は実施の形態２における角速度センサの信号を示す。 図７は実施の形態２における角速度センサのキャンセル信号を示す。 図８Ａは実施の形態２における角速度センサの他のキャンセル信号を示す。 図８Ｂは実施の形態２における角速度センサのさらに他のキャンセル信号を示す。 図９は実施の形態２における角速度センサのさらに他のキャンセル信号を示す。 図１０は実施の形態２における角速度センサのさらに他のキャンセル信号を示す。 図１１は従来の角速度センサの回路ブロック図である。 図１２は図１１に示す角速度センサの駆動回路および故障検出回路のブロック図である。 図１３は他の従来の角速度センサの側面図である。 図１４は図１３に示す角速度センサの断面図である。 図１５は図１３に示す角速度センサの回路ブロック図である。 図１６は図１３に示す角速度センサにおける不要信号を示す。 図１７Ａは図１３に示す角速度センサの断面図である。 図１７Ｂは図１３に示す角速度センサの側面図である。
　（実施の形態１）
　図１は本発明の実施の形態１における角速度センサ１００１の回路図である。
　センサ素子３０は、振動体３１と、振動体３１を振動させるための圧電体を有する駆動電極３２と、振動体３１の振動に応じて電荷を発生する圧電体を有するモニタ電極３３と、センサ素子３０に角速度が印加されると電荷を発生する圧電体を有するセンス電極３４、３５とを備える。センス電極３４、３５は互いに逆極性の電荷を発生する。電荷増幅器３６にはモニタ電極３３が出力する電荷を所定の倍率で増幅して電圧に変換する。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３７は、電荷増幅器３６が出力する電圧のノイズ成分を除去してモニタ信号を出力する。自動利得制御（ＡＧＣ）回路３８は半波整流平滑回路を有し、バンドパスフィルタ３７の出力する電圧を半波整流して平滑して直流（ＤＣ）電圧を生成する。ＡＧＣ回路３８はこのＤＣ電圧に基づいて、バンドパスフィルタ３７が出力する電圧を増幅あるいは減衰させて出力する。駆動回路３９は、ＡＧＣ回路３８が出力する電圧に基づいてセンサ素子３０の駆動電極３２に駆動信号を出力する。電荷増幅器３６、バンドパスフィルタ３７、ＡＧＣ回路３８および駆動回路３９によりドライブ回路４０を構成している。
　ＰＬＬ回路４１はドライブ回路４０のバンドパスフィルタ３７が出力する電圧の周波数を逓倍し、その電圧の位相ノイズを時間的に積分し低減して出力する。タイミング生成回路４２はＰＬＬ回路４１から出力される電圧の周波数を逓倍して、タイミング信号Φ１、Φ２を生成して出力する。ＰＬＬ回路４１とタイミング生成回路４２はタイミング制御回路４３を構成している。
　図２はタイミング信号Φ１、Φ２の波形を示す。タイミング信号Φ１、Φ２は互いに逆相の信号であり、ハイレベルとローレベルの２つの値を有する。期間Ｐ２ではタイミング信号Φ２がハイレベルでありかつタイミング信号Φ１がローレベルである。期間Ｐ１ではタイミング信号Φ２がローレベルでありかつタイミング信号Φ１がハイレベルである。タイミング信号Φ１、Φ２は期間Ｐ１、Ｐ２を交互に連続的に規定する。
　ＤＡ切替部４７は、基準電圧Ｖ４９、Ｖ５０を所定の信号により切り替えて選択的に出力する。ＤＡ出力部５１は、コンデンサ５２と、コンデンサ５２の端５２Ａとグランドとの間に接続されたスイッチ５３と、コンデンサ５２の端５２Ｂとグランドとの間に接続されたスイッチ５４とにより構成されている。コンデンサ５２の端５２ＡにはＤＡ切替部４７が出力する電圧が入力される。スイッチ５３、５４は期間Ｐ２でＯＮして、コンデンサ５２の電荷を放電する。ＤＡ切替部４７とＤＡ出力部５１はＤＡ変換部４８を構成する。ＤＡ変換部４８は期間Ｐ１にコンデンサ５２の電荷を放電するとともに、ＤＡ切替部４７が出力する基準電圧に応じた電荷を入出力する。スイッチ５５は期間Ｐ１にセンス電極３４から電流である出力信号を出力する。積分回路５６にはスイッチ５５が出力する信号が入力される。積分回路５６は、演算増幅器５７と、演算増幅器５７の出力端と反転入力端との間に接続されるコンデンサ５８とにより構成されている。
　ＤＡ切替部５９は、基準電圧Ｖ６０、Ｖ６１を所定の信号により切り替えて選択的に出力する。ＤＡ出力部６２は、コンデンサ６３と、コンデンサ６３の端６３Ａとグランドとの間に接続されたスイッチ６４Ａと、コンデンサ６３の端６３Ｂとグランドとの間に接続されたスイッチ６４Ｂとにより構成されている。コンデンサ６３の端６３ＡにはＤＡ切替部５９の出力する電圧が入力される。スイッチ６４Ａ、６４Ｂは期間Ｐ２で導通して、コンデンサ６３の電荷を放電する。ＤＡ切替部５９とＤＡ出力部６２とでＤＡ変換部６６を構成する。ＤＡ変換部６６は期間Ｐ２にコンデンサ６３の電荷を放電するとともに、ＤＡ切替部５９が出力する基準電圧に応じた電荷を入出力する。スイッチ６５は期間Ｐ１にセンス電極３５から電流である出力信号を出力する。積分回路６７にはスイッチ６５が出力する信号が入力される。積分回路６７は、演算増幅器６８と、演算増幅器６８の出力端と反転入力端との間に接続されたコンデンサ６９とにより構成されている。
　比較部７０は、比較器７１と、Ｄ型フリップフロップ７２とにより構成されている。比較器７１は積分回路５６が出力する信号と積分回路６７が出力する信号とを比較して、１ビットからなる１ビットデジタル信号をＤ型フリップフロップ７２に出力する。Ｄ型フリップフロップ７２は期間Ｐ１の開始時に上記の１ビットデジタル信号をラッチしてラッチ信号を出力する。ラッチ信号は、ＤＡ変換部４８のＤＡ切替部４７に入力されて基準電圧Ｖ４９、Ｖ５０を切り替えるとともに、ＤＡ変換部６６のＤＡ切替部５９に入力されて基準電圧Ｖ６０、Ｖ６１を切り替える。ＤＡ変換部４８、６６と積分回路５６、６７および比較部７０によりΣΔ変調器７３を構成している。ΣΔ変調器７３は、センサ素子３０のセンス電極３４、３５より出力される電荷をΣΔ変調し、１ビットデジタル信号に変換して出力する。
　補正演算部７４にはフリップフロップ７２が出力する１ビットデジタル信号が入力され、所定の補正値による１ビットデジタル信号の補正演算を置換処理により実現する。補正値が「５」である場合に、値「０」「１」「－１」の１ビットデジタル信号が入力されると補正演算部７４は値「０」「５」「－５」のマルチビットデジタル信号にそれぞれ置き換えて出力する。デジタルフィルタ７５には補正演算部７４より出力されるデジタル信号が入力され、ノイズ成分を除去するフィルタリング処理を行う。補正演算部７４およびデジタルフィルタ７５により演算部７６を構成している。演算部７６は、タイミング信号Φ１に応じて１ビットデジタル信号をラッチして、補正演算、フィルタリング処理を行い、マルチビットデジタル信号を出力している。タイミング制御回路４３とΣΔ変調器７３および演算部７６によりセンス回路を構成している。電圧源７７は、センス電極３４と積分回路５６との間に、断線検知スイッチ７８を介して値「２」に相当する電荷を注入している。電圧源７９は、センス電極３５と積分回路６７との間に、断線検知スイッチ８０を介して値「－２」に相当する電荷を注入している。すなわち、電圧源７７、７９から注入する電荷は互いに逆極性で、絶対値が略同一である。
　実施の形態１における角速度センサ１００１について、次にその動作を説明する。図３は角速度センサ１００１の信号の波形を示す。
　センサ素子３０の駆動電極３２に交流電圧を加えると振動体３１が共振周波数で振動し、モニタ電極３３に電荷が発生する。モニタ電極３３に発生した電荷はドライブ回路４０の電荷増幅器３６に入力され、正弦波形の出力電圧に変換される。バンドパスフィルタ３７は電荷増幅器３６の出力電圧のうちの振動体３１の共振周波数の成分のみを抽出し、ノイズ成分を除去して図３に示す正弦波形を有する信号Ｓ３７を出力する。半波整流平滑回路を有するＡＧＣ回路３８は信号Ｓ３７を直流（ＤＣ）信号に変換する。ＡＧＣ回路３８は、このＤＣ信号が大きい場合にはバンドパスフィルタ３７の出力信号を減衰させるような信号を駆動回路３９に入力し、ＤＣ信号が小さい場合にはバンドパスフィルタ３７の出力信号を大きくさせるような信号を駆動回路３９に入力する。これにより振動体３１が一定振幅で振動するように駆動回路３９は制御される。タイミング制御回路４３では、ＰＬＬ回路４１は信号Ｓ３７の周波数を逓倍した信号を発生し、その信号をもとにタイミング生成回路４２は図２と図３に示すタイミング信号Φ１、Φ２を発生する。タイミング信号Φ１、Φ２はΣΔ変調器７３および補正演算部７４に入力され、スイッチの切替タイミングおよびラッチ回路のラッチタイミングを定める。
　質量ｍを有するセンサ素子３０が図１に示す駆動方向Ｄ３１に速度値Ｖに相当する電荷で屈曲振動している状態において、振動体３１の長手方向の中心軸周りに角速度ωで回転すると、センサ素子３０に以下で示すコリオリ力Ｆが発生する。
　Ｆ＝２×ｍ×Ｖ×ω
　コリオリ力Ｆによりセンス電極３４、３５に、図３に示す電流である信号Ｓ３４、Ｓ３５がそれぞれ発生する。信号Ｓ３４、Ｓ３５はコリオリ力Ｆにより発生するので、モニタ電極３３に発生する信号Ｓ３７に対して位相が９０度シフトしている正弦波形を有する。図３に示すように、信号Ｓ３４、Ｓ３５は互いに逆相の正弦波形を有し、正極性信号と負極性信号の関係にある。
　この場合におけるΣΔ変調器７３の動作を以下に説明する。タイミング信号Φ１、Φ２は、連続して交互に繰り返される期間Ｐ１、Ｐ２を規定する。ΣΔ変調器７３はタイミング信号Φ１、Φ２によりセンス電極３４、３５から出力される信号Ｓ３４、Ｓ３５をΣΔ変調して１ビットデジタル信号に変換する。
　期間Ｐ１、Ｐ２でのΣΔ変調器７３の動作を以下に説明する。以下の説明では、センサ素子３０の中心軸を中心に所定の角速度がセンサ素子３０に付与されてセンサ素子３０が回転し、センス電極３４、３５から値「８」に相当する最大電流の信号Ｓ３４、Ｓ３５がそれぞれ発生する。
　期間Ｐ１ではスイッチ５５が導通して、センス電極３４で発生する値「８」に相当する電荷による電圧が積分回路５６におけるコンデンサ５８に保持される。コンデンサ５８に保持されている電荷による電圧は比較部７０の比較器７１の反転入力端子７１Ａに入力される。同様に、センス電極３５で発生する値「－８」に相当する電荷による電圧が積分回路６７のコンデンサ６９に保持される。コンデンサ６９に保持されている電圧は比較器７１の非反転入力端子７１Ｂに入力される。これにより、比較器７１から比較結果として１ビットデジタル信号「１」がフリップフロップ７２に入力され、期間Ｐ２の開始時にフリップフロップ７２にラッチされる。期間Ｐ２でＤＡ出力部５１のスイッチ５３、５４がＯＮになり、コンデンサ５２に保持されている電荷が放電される。同様に、期間Ｐ２でＤＡ出力部６２におけるスイッチ６４Ａ、６４ＢがＯＮになり、コンデンサ６３に保持されている電荷が放電される。フリップフロップ７２でラッチされたデジタル信号「１」が、次の期間Ｐ１にＤＡ変換部４８のＤＡ切替部４７に入力され、値「－１０」に相当する電荷を発生する基準電圧Ｖ５０に切り替えられる。同様に、フリップフロップ７２でラッチされたデジタル信号「１」が、期間Ｐ１にＤＡ変換部６６のＤＡ切替部５９に入力され、値「１０」に相当する電荷を発生する基準電圧Ｖ６０に切り替えられる。これにより、ＤＡ出力部５１のコンデンサ５２に、基準電圧Ｖ５０からの値「－１０」に相当する電荷に対応する電荷が蓄えられて積分回路５６に入力されるとともに、ＤＡ出力部６２のコンデンサ６３に基準電圧Ｖ６０からの値「１０」に相当する電荷に対応する電荷が蓄えられて積分回路６７に入力される。それとともに、期間Ｐ１ではスイッチ５５がＯＮになり、センサ素子３０のセンス電極３４が発生する値「８」に相当する電荷に対応する電荷が積分回路５６に出力される。さらに、スイッチ６５がＯＮになり、センス電極３５から値「８」に相当する電荷に対応する電荷が積分回路６７に入力される。
　これにより期間Ｐ２では、積分回路５６のコンデンサ５８に、図３に示す信号Ｓ３４の電荷量Ｑ３４とＤＡ変換部４８より出力される電荷量の総和が積分されて値「６」に相当する電荷からなる出力信号が保持される。同様に、期間Ｐ２では積分回路６７のコンデンサ６９に、信号Ｓ３５の電荷量Ｑ３５とＤＡ変換部６６より出力される電荷量の総和が積分されて値「－６」に相当する電荷からなる出力信号が保持される。比較器７１は積分回路５６、６７の出力信号を比較した結果をフリップフロップ７２に１ビットデジタル信号として出力する。期間Ｐ１、Ｐ２での上記の動作を繰り返す度に、積分回路５６に保持される電圧は値「２」に相当する電荷の分だけ低下し、一方、積分回路６７に保持される電圧は値「２」に相当する電荷の分だけ増加する。その結果、積分回路５６、６７に保持される電圧が値「０」に相当する電荷になるまでは比較部７０は「１」の１ビットデジタル信号を出力する。その後、積分回路５６に保持される電圧が値「－２」に相当する電荷になるとともに、積分回路６７に保持される電圧が値「２」に相当する電荷になると、比較器７１は「－１」の１ビットデジタル信号を出力する。これにより、フリップフロップ７２は値「－１」の出力信号をＤＡ切替部４７、５９に出力し、ＤＡ変換部４８の基準電圧Ｖ４９から値「１０」に相当する電荷の電圧が出力されて対応した電荷がコンデンサ５２に保持されるとともに、ＤＡ変換部６６の基準電圧６１から値「１０」に相当する電荷の電圧が出力されて対応する電荷がコンデンサ６３に保持される。これにより、積分回路５６に値「１６」に相当する電荷の電圧が保持されるとともに、積分回路６７に値「－１６」に相当する電荷の電圧が保持される。以後、積分回路５６、６７の出力電圧が値「２」に相当する電荷の分づつ変化して、比較器７１は値「１」の１ビットデジタル信号を９回出力した後、値「－１」の１ビットデジタル信号を１回出力する。１ビットデジタル信号をマルチビット化することにより値「０．８」の出力信号が出力されて、角速度の信号として検出される。
　図３は、センス電極３４、３５でそれぞれ発生する、モニタ信号と同相の不要信号Ｕ３４、Ｕ３５を示す、不要信号Ｕ３４は、センス電極３４で発生する出力信号Ｓ３４よりも位相が９０度遅れている。不要信号Ｕ３５は、センス電極３５で発生する出力信号Ｓ３５よりも、位相が９０度遅れている。したがって、不要信号Ｕ３４、Ｕ３５を期間Ｐ１において積分回路５６、６７によりそれぞれ積分すると値「０」となり、不要信号Ｕ３４、Ｕ３５はキャンセルされる。
　実施の形態１における角速度センサ１００１のセンス電極３４、３５の周辺の回路の断線を検知する動作について説明する。ここでは、センサ素子３０には角速度は加えられていない。
　図３に示すように、断線検知スイッチ７８が期間Ｐ２でＯＮになると、電圧源７７から値「２」に相当する電荷Ｑ７７がセンス電極３４に入力される。同様に、断線検知スイッチ８０が期間Ｐ２でＯＮになると、電圧源７９から値「－２」に相当する電荷Ｑ７９がセンス電極３５に入力される。次の期間Ｐ１で、積分回路５６のコンデンサ５８に値「２」に相当する電荷が保持されるとともに、積分回路６７のコンデンサ６９に値「－２」に相当する電荷が保持される。その結果、比較器７１は比較結果として値「４」に相当する１ビットデジタル信号を出力し、フリップフロップ７２はその１ビットデジタル信号をラッチする。
　センス電極３４の周辺の回路パターンが断線する場合には、図３に示す電荷Ｑ７７が電圧源７７からセンス電極３４に入力されなくなる。したがって、比較器７１からは、積分回路６７のコンデンサ６９に蓄えられた電荷を比較結果として値「２」に相当する１ビットデジタル信号が出力されてフリップフロップ７２にラッチされる。センス電極３５の周辺の回路パターンが断線する場合には、図３に示す電荷Ｑ７９が電圧源７９からセンス電極３４に入力されなくなる。したがって、比較器７１からは、積分回路５６のコンデンサ５８に蓄えられた電荷を比較結果として値「２」に相当する１ビットデジタル信号が出力されてフリップフロップ７２にラッチされる。センス電極３４、３５の双方の周辺の回路パターンが断線する場合には、図３に示す電荷Ｑ７７、７９が電圧源７７、７９からセンス電極３４、３５にそれぞれ入力されなくなる。したがって、比較器７１からは、比較結果として値「０」に相当する１ビットデジタル信号が出力されてフリップフロップ７２にラッチされる。このように、断線検知スイッチ７８、８０をＯＮにした状態で、フリップフロップ７２から出力させるデジタル信号からなる出力値を監視することにより、センス電極３４、３５の周りの回路パターンの断線を検知することができる。
　このように、センス電極３４、３５の少なくとも一方の周辺の回路パターンが断線した場合、センス電極３４またはセンス電極３５に蓄えられる電荷が減少する。これにより、比較部７０から出力される出力信号の値が小さくなるので、センス電極３４、３５の周りの回路パターンの断線を検出することができる。その結果、センス電極３４、３５の周囲の回路パターンが断線した場合に、角速度に対応しない出力信号を出力し続けてしまうということはなく、信頼性の向上した角速度センサ１００１が得られる。
　また、電圧源７７、７９から注入する電荷は、互いに逆極性で、絶対値が略同一である。これにより、センス電極３４、３５のいずれか一方の周辺の回路パターンが断線した場合、比較部７０から出力される出力信号の値は約半分になり、断線を確実に特定することができる。
　センサ素子３０に加えられた角速度に起因するコリオリ力によりセンス電極３４で発生する電荷と電圧源７７から注入される電荷との和の絶対値が、ＤＡ変換部４８から注入される電荷の絶対値より小さい。また、センサ素子３０に加えられた角速度に起因するコリオリ力によりセンス電極３５で発生する電荷と電圧源７９から注入される電荷との和の絶対値が、ＤＡ変換部６６から注入される電荷の絶対値より小さい。これにより、センス電極３４、３５、電圧源７７、７９から出力される電荷の総和により、ＤＡ変換部４８、６６より出力される電荷を飽和させることがなくなるので、ΣΔ変調器７３を確実に動作させ続けることができる。
　このように、センス電極３４、３５は振動体３１に設けられ、振動体３１に加えられた角速度に応じて電荷を発生する。ドライブ回路４０は、振動体３１を所定の駆動周波数で振動させる。ＤＡ変換部４８は少なくとも２つのレベルの量の電荷、基準電圧Ｖ４９、Ｖ５０を出力する。ＤＡ変換部６６は少なくとも２つのレベルの量の電荷、基準電圧Ｖ６０、６１を出力する。積分回路５６はセンス電極３４で発生した電荷とＤＡ変換部４８から出力される電荷を積分する。積分回路６７は、センス電極３５で発生した電荷とＤＡ変換部６６とから出力される電荷を積分する。比較部７０は積分回路５６からの出力信号と積分回路６７からの出力信号とを比較する。ＤＡ切替部４７は、比較部７０の比較結果に基づきにＤＡ変換部４８からの出力信号のレベルを切り替える。ＤＡ切替部５９は、比較部７０の比較結果に基づきにＤＡ変換部４８からの出力信号のレベルを切り替える。断線検知スイッチ７８は、センス電極３４と積分回路５６との間に接続されている。電圧源７７は、センス電極３４と積分回路５６との間に断線検知スイッチ７８を介して電荷を注入する。断線検知スイッチ８０は、センス電極３５と積分回路６７との間に接続されている。電圧源７９は、センス電極３５と積分回路６７との間に断線検知スイッチ８０を介して電荷を注入する。
　（実施の形態２）
　図４は本発明の実施の形態２における角速度センサ１００２の回路図である。
　センサ素子１３０は、振動体１３１と、振動体１３１を振動させるための圧電体を有する駆動電極１３２と、振動体１３１の振動状態に応じて電荷を発生する圧電体を有するモニタ電極１３３と、センサ素子１３０に角速度が印加されると電荷を発生する圧電体を有するセンス電極１３４、１３５とを設けている。センス電極１３４、１３５は互いに逆極性の電荷を発生する。電荷増幅器１３６にはモニタ電極１３３が出力する電荷を所定の倍率で増幅して電圧に変換する。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３７は電荷増幅器１３６が出力する電圧のノイズ成分を除去してモニタ信号を出力する。自動利得制御（ＡＧＣ）回路１３８は半波整流平滑回路を有し、バンドパスフィルタ１３７の出力する電圧を半波整流して平滑して直流（ＤＣ）信号を生成する。ＡＧＣ回路１３８はこのＤＣ信号に基づいて、バンドパスフィルタ１３７の出力する電圧を増幅あるいは減衰させて出力する。駆動回路１３９は、ＡＧＣ回路１３８が出力する電圧に基づいてセンサ素子１３０の駆動電極１３２に駆動信号を出力する。電荷増幅器１３６、バンドパスフィルタ１３７、ＡＧＣ回路１３８および駆動回路１３９によりドライブ回路１４０を構成している。
　ＰＬＬ回路１４１はドライブ回路１４０のバンドパスフィルタ１３７が出力する電圧の周波数を逓倍し、その電圧の位相ノイズを時間的に積分し低減して出力する。タイミング生成回路１４２はＰＬＬ回路１４１から出力される電圧の周波数を逓倍して、タイミング信号Φ１０１、Φ１０２を生成して出力する。ＰＬＬ回路１４１とタイミング生成回路１４２とでタイミング制御回路１４３を構成している。
　図５はタイミング信号Φ１０１、Φ１０２の波形を示す。タイミング信号Φ１０１、Φ１０２は互いに逆相の信号であり、ハイレベルとローレベルの２つの値を有する。期間Ｐ１０２ではタイミング信号Φ１０２がハイレベルでありかつタイミング信号Φ１０１がローレベルである。期間Ｐ１０１ではタイミング信号Φ１０２がローレベルでありかつタイミング信号Φ１０１がハイレベルである。タイミング信号Φ１０１、Φ１０２は期間Ｐ１０１、Ｐ１０２を交互に連続的に規定する。
　ＤＡ切替部１４７は、基準電圧Ｖ１４９、Ｖ１５０を所定の信号により切り替えて選択的に出力する。ＤＡ出力部１５１は、コンデンサ１５２と、コンデンサ１５２の端１５２Ａとグランドとの間に接続されたスイッチ１５３と、コンデンサ１５２の端１５２Ｂとグランドとの間に接続された１５４とにより構成されている。コンデンサ１５２の端１５２ＡにはＤＡ切替部１４７が出力する電圧が入力される。スイッチ１５３、１５４は期間Ｐ１０２でＯＮしてコンデンサ１５２の電荷を放電する。ＤＡ切替部１４７とＤＡ出力部１５１とでＤＡ変換部１４８を構成する。ＤＡ変換部１４８は期間Ｐ１０１でコンデンサ１５２の電荷を放電するとともに、ＤＡ切替部１４７が出力する基準電圧に応じた電荷を入出力するものである。スイッチ１５５は期間Ｐ１０１でセンス電極１３４から、電流である出力信号を出力する。積分回路１５６にはスイッチ１５５が出力する信号が入力され、演算増幅器１５７と、演算増幅器１５７の出力端と反転入力端との間に接続されたコンデンサ１５８とにより構成されている。
　ＤＡ切替部１５９は、基準電圧Ｖ１６０、Ｖ１６１を所定の信号により切り替えて選択的に出力する。ＤＡ出力部１６２は、コンデンサ１６３と、コンデンサ１６３の端１６３Ａに接続されたスイッチ１６４Ａと、コンデンサ１６３の端１６３Ｂに接続されたスイッチ１６４Ｂとにより構成されている。コンデンサ１６３の端１６３ＡにはＤＡ切替部１５９の出力する電圧が入力される。スイッチ１６４Ａ、１６４Ｂは、期間１０２でＯＮしてコンデンサ１６３の電荷を放電する。ＤＡ切替部１５９とＤＡ出力部１６２とでＤＡ変換部１６６を構成する。ＤＡ変換部１６６は期間Ｐ１０２でコンデンサ１６３の電荷を放電するとともに、ＤＡ切替部１５９が出力する基準電圧に応じた電荷を入出力する。スイッチ１６５は期間Ｐ１０１にセンス電極１３５から、電流である出力信号を出力する。積分回路１６７には前記第２のスイッチ１６５の出力が入力され、演算増幅器１６８と、演算増幅器１６８の出力端と非反転入力端との間に接続されたコンデンサ１６９とにより構成されている。
　比較部１７０は、比較器１７１と、Ｄ型フリップフロップ１７２とにより構成されている。比較器１７１は、積分回路１５６が出力する信号と積分回路１６７が出力する信号とを比較して、１ビットからなる１ビットデジタル信号をＤ型フリップフロップ１７２に出力する。Ｄ型フリップフロップ１７２は期間Ｐ１０１の開始時に上記の１ビットデジタル信号をラッチしてラッチ信号を出力する。ラッチ信号は、ＤＡ変換部１４８のＤＡ切替部１４７に入力されて基準電圧Ｖ１４９、Ｖ１５０を切り替えるとともに、ＤＡ変換部１６６のＤＡ切替部１５９に入力されて基準電圧Ｖ１６０、Ｖ１６１を切り替える。ＤＡ変換部１４８、１６６と積分回路１５６、１６７および比較部１７０によりΣΔ変調器である処理回路１７３を構成している。処理回路１７３は、センサ素子１３０のセンス電極１３４、１３５より出力される電荷をΣΔ変調して検波し、１ビットデジタル信号に変換して出力する。
　補正演算部１７４にはフリップフロップ１７２が出力する１ビット信号が入力され、所定の補正値による１ビットデジタル信号の補正演算を置換処理により実現する。補正値が“５”である場合に、値１０」「１」「－１」の１ビット差分信号が入力されると補正演算部６４は値「０」「５」「－５」のマルチビットデジタル信号にそれぞれ置き換えて出力する。デジタルフィルタ１７５には前記補正演算部１７４より出力されるデジタル信号が入力され、ノイズ成分を除去するフィルタリング処理を行う。補正演算部１７４およびデジタルフィルタ１７５により演算部１７６を構成している。演算部１７６は、タイミング信号Ｓ１０１に応じて１ビットデジタル信号をラッチして、補正演算、フィルタリング処理を行い、マルチビットデジタル信号を出力している。タイミング制御回路１４３と処理回路１７３および演算部１７６によりセンス回路を構成している。
　キャンセル信号出力回路１７７は、センス電極１３４と積分回路１５６との間にキャンセル信号Ｃ１３４を注入するとともに、センス電極１３５と積分回路１６７との間にキャンセル信号Ｃ１３５を注入している。センス電極１３４は、センサ素子１３０の質量アンバランスにより不要信号Ｕ１３４を発生する。センス電極１３５は、センサ素子１３０の質量アンバランスにより不要信号Ｕ１３５を発生する。キャンセル信号Ｃ１３４は不要信号Ｕ１３４と逆極性でかつ同一電荷量の方形波からなる。キャンセル信号Ｃ１３５は、不要信号Ｕ１３５と逆極性でかつ同一電荷量の方形波からなる。
　実施の形態２における角速度センサ１００２について、次にその動作を説明する。
　センサ素子１３０の駆動電極１３２に交流電圧を加えると、振動体１３１が共振周波数で振動し、モニタ電極１３３に電荷が発生する。モニタ電極１３３に発生した電荷はドライブ回路１４０の電荷増幅器１３６に入力され、正弦波形の出力電圧に変換される。バンドパスフィルタ１３７は電荷増幅器１３６の出力電圧のうち振動体１３１の共振周波数の成分のみを抽出し、ノイズ成分を除去して図５に示す正弦波形を有する信号Ｓ１３７を出力する。半波整流平滑回路を有するＡＧＣ回路１３８は信号Ｓ１３７を直流（ＤＣ）信号に変換する。ＡＧＣ回路１３８はこのＤＣ信号が大きい場合にはバンドパスフィルタ１３７の出力信号を減衰させるような信号を駆動回路１３９に入力し、ＤＣ信号が小さい場合にはバンドパスフィルタ１３７の出力信号を増幅させるような信号を駆動回路１３９に入力する。これにより、振動体１３１が一定振幅で振動するように駆動回路１３９は制御される。タイミング制御回路１４３では、ＰＬＬ回路１４１は信号Ｓ１３７の周波数を逓倍した信号を発生し、その信号をもとにタイミング生成回路１４２は図５に示すタイミング信号Ｓ１０１、Ｓ１０２を発生する。タイミング信号Φ１０１、Φ１０２は処理回路１７３および補正演算部１７４に入力され、スイッチの切替タイミングおよびラッチ回路のラッチタイミングを定める。
　質量ｍを有するセンサ素子１３０が図４に示す駆動方向Ｄ１３１に速度値Ｖに相当する電荷で屈曲振動している状態において、振動体１３１の長手方向の中心軸周りに角速度ωで回転すると、センサ素子１３０に以下に示すコリオリ力Ｆが発生する。
　Ｆ＝２×ｍ×Ｖ×ω
　コリオリ力Ｆによりセンス電極１３４、１３５に、図５に示す電流である信号Ｓ１３４、Ｓ１３５がそれぞれ発生する。信号Ｓ１３４、Ｓ１３５はコリオリ力Ｆにより発生するので、モニタ電極１３３に発生する信号Ｓ１３７より位相が９０度シフトしている正弦波形を有する。図５に示すように、信号Ｓ１３４、Ｓ１３５は正極性信号と負極性信号の関係にある。
　この場合におけるΣΔ変調器である処理回路１７３の動作を以下に説明する。タイミング信号Φ１０１、Φ１０２は、連続して交互に繰り返される期間Ｐ１０１、Ｐ１０２を規定する。処理回路１７３はタイミング信号Ｓ１０１、Ｓ１０２によりセンス電極１３４、１３５から出力される正極性信号または負極性信号をΣΔ変調して１ビットデジタル信号に変換する。
　期間Ｐ１０１、Ｐ１０２での処理回路１７３の動作を以下に説明する。以下の説明では、センサ素子１３０の中心軸を中心に所定の角速度がセンサ素子１３０に付与されてセンサ素子１３０が回転し、センス電極１３４、１３５から値「８」に相当する最大電流の信号Ｓ１３４、Ｓ１３５がそれぞれ発生する。
　まず、期間Ｐ１０１では、センス電極１３４から発生する値「８」に相当する電荷による電圧が積分回路１５６のコンデンサ１５８に保持される。コンデンサ１５８に保持されている電圧が比較器１７１の反転入力端子１７１Ａに入力される。同様に、センス電極１３５から発生する電荷が積分回路１６７のコンデンサ１６９に保持される。コンデンサ１６９に保持されている値「－８」に相当する電荷による電圧は比較器１７１の非反転入力端子１７１Ｂに入力される。これにより、比較器１７１から比較結果として１ビットデジタル信号「１」がフリップフロップ１７２に入力され、期間Ｐ１０２の開始時に、フリップフロップ１７２にラッチされる。期間Ｐ１０２で、スイッチ１５３、１５４がＯＮになり、コンデンサ１５２に保持されている電荷が放電される。同様に、期間Ｐ１０２でスイッチ１６４Ａ、１６４ＢがＯＮになり、コンデンサ１６３に保持されている電荷が放電される。フリップフロップ１７２でラッチされたデジタル信号「１」が、次の期間Ｐ１０１にＤＡ切替部１４７に入力され、値「－１０」に相当する電荷を発生する基準電圧Ｖ１５０に切り替えられる。同様に、フリップフロップ１７２でラッチされたデジタル信号「１」が、期間Ｐ１０１にＤＡ切替部１５９に入力され、値「１０」に相当する電荷を発生する基準電圧Ｖ１６０に切り替えられる。これにより、ＤＡ出力部１５１のコンデンサ１５２に、基準電圧Ｖ１５０からの値「－１０」に相当する電荷に対応する電荷が蓄えられて積分回路１５６に入力されるとともに、ＤＡ出力部１６２のコンデンサ１６３に基準電圧Ｖ１６０からの値「１０」に相当する電荷に対応する電荷が蓄えられて積分回路１６７に入力される。それとともに、期間Ｐ１０１ではスイッチ１５５がＯＮになり、センス電極１３４より発生する値「８」に相当する電荷に対応する電荷が積分回路１５６に出力される。さらに、期間Ｐ１０１では、スイッチ１６５がＯＮになり、センス電極１３５から値「８」に相当する電荷に対応する電荷が積分回路１６７に入力される。
　これにより期間Ｐ１０２では、積分回路１５６のコンデンサ１５８に、図５に示す信号Ｓ１３４の電荷量Ｑ１３４とＤＡ変換部１４８より出力される電荷量の総和が積分されて値「６」に相当する電荷からなる出力信号が保持される。同様に、積分回路１６７のコンデンサ１６９に、図５に示す信号Ｓ１３５の電荷量Ｑ１３５とＤＡ変換部１６６より出力される電荷量の総和が積分されて値「－６」に相当する電荷からなる出力信号が保持される。比較器１７１は積分回路１５６、１６７の出力信号を比較した結果をフリップフロップ１７２に１ビットデジタル信号として出力する。期間Ｐ１０１、Ｐ１０２での上記の動作を繰り返す度に、積分回路１５６に保持される電圧は値「２」に相当する電荷の分ずつ低下し、一方、積分回路１６７に保持される電圧は値「２」に相当する電荷の分ずつ増加する。その結果、積分回路１５６、１６７で保持される電圧が値「０」に相当する電荷になるまでは、比較部７０は１ビットデジタル信号「１」を出力する。その後、積分回路１５６に保持される電圧が値「－２」に相当する電荷になるとともに、積分回路１６７に保持される電圧が値「２」に相当する電荷になると、比較器１７１は「－１」の１ビットデジタル信号を出力する。これにより、フリップフロップ１７２は値「－１」の出力信号をＤＡ切替部１４７、１５９に出力し、ＤＡ変換部１４８の基準電圧Ｖ１４９から値「１０」に相当する電荷の電圧が出力され、対応した電荷がコンデンサ１５２に保持されるとともに、ＤＡ変換部１６６の基準電圧Ｖ１６１から値「１０」に相当する電荷の電圧が出力され、対応する電荷がコンデンサ１６３に保持される。これにより、積分回路１５６に値「１６」に相当する電荷の電圧が保持されるとともに、積分回路１６７に値「－１６」に相当する電荷の電圧が保持される。以後、積分回路１５６、積分回路１６７の出力電圧が値「２」に相当する電荷の分づつ変化して、比較器１７１は「１」の１ビットデジタル信号を９回出力し、その後、値「－１」の１ビットデジタル信号を１回出力する。１ビットデジタル信号をマルチビット化することにより値「０．８」の出力信号が出力されて、角速度の信号として検出される。
　図５は、センス電極１３４、１３５でそれぞれ発生する、モニタ信号と同相の不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５を示す。不要信号Ｕ１３４は、センス電極１３４で発生する出力信号Ｓ１３４よりも、位相が９０度遅れている。不要信号Ｕ１３５は、センス電極１３５から発生する出力信号Ｓ１３５よりも位相が９０度遅れている。したがって、不要信号Ｕ１３４、１３５を積分回路１５６、１６７によりそれぞれ積分すると値「０」となり、不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５はほとんどキャンセルされる。
　実際には、積分回路１５６、１６７のコンデンサ１５８、１６９の容量および回路パターンの抵抗値で定まる時定数により位相特性に変動が生じる。図６はタイミング信号Ｐ１０１と、位相特性の変動によりずれている位相を有する信号Ｓ１３７と不要信号Ｕ１３４（Ｕ１３５）を示す。期間Ｐ１０１の積分区間が、理想的な区間Ｔ１０１から区間Ｔ１０２に変更されてしまう。この状態では不要信号Ｕ１３４（Ｕ１３５）の負側の面積が正側より大きくなり、不要信号Ｕ１３４（Ｕ１３５）を積分しても全てはキャンセルすることができない。
　また、角速度センサ１００２の小型化に伴い振動体１３１が小型になると振動体１３１を研削して質量バランスを修正することができず、積分のみでは不要信号Ｕ１３４、１３５を確実に除去することは困難である。
　実施の形態２における角速度センサ１００２においては、キャンセル信号出力回路１７７はキャンセル信号Ｃ１３４をセンス電極１３４と処理回路１７３との間に注入し、キャンセル信号Ｃ１３５をセンス電極１３５と処理回路１７３との間に注入する。キャンセル信号Ｃ１３４、Ｃ１３５は不要信号Ｕ１３４、１３５とそれぞれ同じ振幅と逆の位相を有する方形波である。不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５の方形波の幅Ｔ１３４、１３５は、図７に示すように、周波数ｆを有する不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５の正弦波が形成する面積Ａ１０１とキャンセル信号Ｃ１３４、１３５の方形波が形成する面積Ｂ１０１が半周期（＝１／（２×ｆ））で等しくなるように定められる。図７に示すように、キャンセル信号Ｃ１３４、Ｃ１３５の幅Ｔ１３４、１３５を不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５の半周期（１／（２×ｆ））の（２／π）倍すなわち約６４％に設定する。
　積分回路１５６、１６７のコンデンサ１５８、１６９の容量および回路パターンの抵抗値で定まる時定数により位相特性に変動が生じても、逆相の方形波であるキャンセル信号Ｃ１３４、Ｃ１３５でも略同一の電荷が変動するので、積分回路１５６、１６７での期間Ｐ１０１での積分により不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５を確実に除去することができる。
　キャンセル信号Ｃ１３４、Ｃ１３５の方形波の振幅は、角速度を付与しない状態に発生する出力信号のゼロ点からのドリフト量から規定することができる。
　キャンセル信号出力回路１７７は、センサ素子１３０の駆動周波数と同期した方形波であるキャンセル信号Ｃ１３４、Ｃ１３５を出力するＤＡ変換回路で構成されており、センス電極１３４、１３５で発生する不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５をキャンセルする。したがって、このＤＡ変換器の動作周波数を低くすることができ、消費電流の小さいＤＡ変換器で不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５を低減することができる。
　また、キャンセル信号出力回路１７７が出力する方形波であるキャンセル信号Ｃ１３４、Ｃ１３５の時間軸方向を調整することにより、ＤＡ変換器から出力される電荷量の総和を高精度に調整することができる。また、方形波信号の幅は不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５の半周期の約６４％であり、方形波信号の振幅を調整することにより、キャンセル信号出力回路１７７が出力する電荷量の総和を調整することができる。
　実施の形態２における角速度センサ１００２では、図７に示すように、キャンセル信号出力回路１７７からセンス電極１３４と処理回路１７３との間とセンス電極１３５と処理回路１７３との間とにキャンセル信号Ｃ１３４、Ｃ１３５を入力する。図８Ａはキャンセル信号出力回路１７７からセンス電極１３４と処理回路１７３との間に出力される他のキャンセル信号Ｃ１１３４を示す。この場合には、キャンセル信号出力回路１７７はセンス電極１３５と処理回路１７３との間にはキャンセル信号を入力しない。キャンセル信号Ｃ１１３４は図７に示すキャンセル信号Ｃ１３４の２倍の振幅を有する。これにより、比較部１７０で積分回路１５６、１６７の出力する信号を比較する際に、不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５の位相ずれの影響を無くすことができる。また、センス電極１３４と処理回路１７３との間のみにキャンセル信号Ｃ１１３４を注入し、センス電極１３５と処理回路１７３との間にはキャンセル信号を注入しないので、回路規模を小さくすることができる。キャンセル信号出力回路１７７は、センサ素子１３０（振動体１３１）の駆動周波数と同期した方形波であるキャンセル信号Ｃ１１３４を出力するＤＡ変換回路で構成されており、センス電極１３４、１３５で発生する不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５をキャンセルする。したがって、このＤＡ変換器の動作周波数を低くすることができ、消費電流の小さいＤＡ変換器で不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５を低減することができる。
　図８Ｂはキャンセル信号出力回路１７７からセンス電極１３５と処理回路１７３との間に入力される他のキャンセル信号Ｃ１１３５を示す。この場合には、キャンセル信号出力回路１７７はセンス電極１３５と処理回路１７３との間にはキャンセル信号を入力しない。キャンセル信号Ｃ１１３５は図７に示すキャンセル信号Ｃ１３５の２倍の振幅を有する。これにより、比較部１７０で積分回路１５６、１６７の出力する信号を比較する際に、不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５の位相ずれの影響を無くすことができる。また、センス電極１３５と処理回路１７３との間のみにキャンセル信号Ｃ１１３５を注入し、センス電極１３４と処理回路１７３との間にはキャンセル信号を注入しないので、回路規模を小さくすることができる。キャンセル信号出力回路１７７は、センサ素子１３０（振動体１３１）の駆動周波数と同期した方形波であるキャンセル信号Ｃ１１３５を出力するＤＡ変換回路で構成されており、センス電極１３４、１３５で発生する不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５をキャンセルする。したがって、このＤＡ変換器の動作周波数を低くすることができ、消費電流の小さいＤＡ変換器で不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５を低減することができる。
　図９はキャンセル信号出力回路１７７からセンス電極１３４と処理回路１７３との間に注入されるさらに他のキャンセル信号Ｃ２１３４と、センス電極１３５と処理回路１７３との間に注入されるさらに他のキャンセル信号Ｃ２１３５とを示す。キャンセル信号Ｃ２１３４、Ｃ２１３５は不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５と同じ振幅と同じ位相を有する正弦波形を有する。これにより、積分回路１５６、１６７で不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５をキャンセル信号Ｃ２１３４、Ｃ２１３５でそれぞれ高精度でキャンセルすることができる。
　図１０はキャンセル信号出力回路１７７からセンス電極１３４と処理回路１７３との間に注入されるさらに他のキャンセル信号Ｃ３１３４を示す。キャンセル信号Ｃ３１３４はセンス電極１３４で発生する不要信号Ｕ１３４とセンス電極１３５で発生する不要信号Ｕ１３５との差に相当し、センサ素子１３０の駆動周波数を有する正弦波形を有する。この場合にはキャンセル信号出力回路１７７からセンス電極１３５と処理回路１７３との間にはキャンセル信号を注入しない。これにより、比較部１７０で積分回路１５６、１６７の出力する信号を比較する際に、不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５の位相ずれの影響を高精度に無くすことができる。また、センス電極１３５と処理回路１７３との間のみにキャンセル信号Ｃ３１３４を注入し、センス電極１３５と処理回路１７３との間にはキャンセル信号を注入しないので、回路規模を小さくすることができる。
　図１０はキャンセル信号出力回路１７７からセンス電極１３５と処理回路１７３との間に注入されるさらに他のキャンセル信号Ｃ３１３５を示す。キャンセル信号Ｃ３１３５はセンス電極１３４で発生する不要信号Ｕ１３４とセンス電極１３５で発生する不要信号Ｕ１３５との差に相当し、センサ素子１３０の駆動周波数を有する正弦波形を有する。この場合にはキャンセル信号出力回路１７７からセンス電極１３４と処理回路１７３との間にはキャンセル信号を注入しない。これにより、比較部１７０で積分回路１５６、１６７の出力する信号を比較する際に、不要信号Ｕ１３４、Ｕ１３５の位相ずれの影響を高精度に無くすことができる。また、センス電極１３５と処理回路１７３との間のみにキャンセル信号Ｃ３１３５を注入し、センス電極１３４と処理回路１７３との間にはキャンセル信号を注入しないので、回路規模を小さくすることができる。
　このように、センス電極１３４は振動体１３１に設けられ、振動体１３１に加えられた角速度に応じて電荷を発生し、かつ不要信号Ｕ１３４を発生する。センス電極１３５は振動体１３１に設けられ、角速度に応じて電荷を発生しかつ不要信号Ｕ１３５を発生する。ドライブ回路１４０は振動体１３１を所定の駆動周波数で振動させる。処理回路１７３は、センス電極１３４、１３５から出力される信号を検波する。キャンセル信号出力回路１７７は、不要信号Ｕ１３４と逆極性でかつ同一電荷量のキャンセル信号Ｃ１３４をセンス電極１３４と処理回路１７３との間に注入し、不要信号Ｕ１３５と逆極性でかつ同一電荷量のキャンセル信号Ｃ１３５をセンス電極１３５と処理回路１７３との間に注入するように動作する。
　処理回路１７３は、ＤＡ変換部１４８、１６６と積分回路１５６、１６７と比較部１７０とＤＡ切替部１４７、１５７とを有する。ＤＡ変換部１４８は、少なくとも２つのレベルの量の電荷、基準電圧Ｖ１４９、Ｖ１５０を出力する。ＤＡ変換部１６６は、少なくとも２つのレベルの量の電荷、基準電圧Ｖ１６０、Ｖ１６１を出力する。積分回路１５６は、センス電極１３４で発生する電荷とＤＡ変換部１４８から出力される電荷を積分する。積分回路１６７は、センス電極１３５で発生する電荷とＤＡ変換部１６６から出力される電荷を積分する。比較部１７０は、第１の積分回路１５６からの出力信号と積分回路１６７からの出力信号を比較する。ＤＡ切替部１４７は、比較部１７０の比較結果に基づいてＤＡ変換部１４８からの出力信号のレベルを切り替える。ＤＡ切替部１５９は、比較部１７０の比較結果に基づいてＤＡ変換部１６６からの出力信号のレベルを切り替える。
　本発明に係る角速度センサは、センス電極の周りの回路パターンが断線した場合に、角速度に対応しない出力信号を出力し続けてしまうということはなく、信頼性の向上した角速度センサを提供することができるという効果を有するものであり、特に、航空機、車両などの移動体の姿勢制御やナビゲーションシステム等に用いられるデジタル回路を用いた角速度センサとして有用なものである。
　本発明に係る角速度センサは、角速度センサの小型化に伴い、振動子が小型になっても、振動子の質量のアンバランスにより発生する不要信号を確実に除去することが可能な角速度センサを提供することができるという効果を有するものであり、特に、航空機、車両などの移動体の姿勢制御やナビゲーションシステム等に用いられる角速度センサとして有用なものである。
３１　　振動体
３４　　センス電極（第１のセンス電極）
３５　　センス電極（第２のセンス電極）
４０　　ドライブ回路
４３　　タイミング制御回路
４７　　ＤＡ切替部（第１のＤＡ切替部）
４８　　ＤＡ変換部（第１のＤＡ変換部）
５６　　積分回路（第１の積分回路）
５９　　ＤＡ切替部（第２のＤＡ切替部）
６６　　ＤＡ変換部（第２のＤＡ変換部）
６７　　積分回路（第２の積分回路）
７０　　比較部
７８　　断線検知スイッチ（第１の断線検知スイッチ）
８０　　断線検知スイッチ（第２の断線検知スイッチ）
１３１　　振動体
１３４　　センス電極（第１のセンス電極）
１３５　　センス電極（第２のセンス電極）
１４７　　ＤＡ切替部（第１のＤＡ切替部）
１４８　　ＤＡ変換部（第１のＤＡ変換部）
１５６　　積分回路（第１の積分回路）
１５９　　ＤＡ切替部（第２のＤＡ切替部）
１６６　　ＤＡ変換部（第２のＤＡ変換部）
１６７　　積分回路（第２の積分回路）
１７０　　比較部
１７３　　処理回路
１７７　　キャンセル信号出力回路

Claims (14)

  1. 振動体と、
    前記振動体に設けられ、前記振動体に加えられた角速度に応じて電荷を発生する第１のセンス電極と、
    前記振動体に設けられ、前記角速度に応じて電荷を発生する第２のセンス電極と、
    前記振動体を所定の駆動周波数で振動させるドライブ回路と、
    少なくとも２つのレベルの量の電荷を出力する第１のＤＡ変換部と、
    少なくとも２つのレベルの量の電荷を出力する第２のＤＡ変換部と、
    前記第１のセンス電極で発生した前記電荷と前記第１のＤＡ変換部から出力される電荷を積分する第１の積分回路と、
    前記第２のセンス電極で発生した前記電荷と第２のＤＡ変換部とから出力される電荷を積分する第２の積分回路と、
    前記第１の積分回路からの出力信号と第２の積分回路からの出力信号とを比較する比較部と、
    前記比較部の比較結果に基づきに前記第１のＤＡ変換部からの出力信号のレベルを切り替える第１のＤＡ切替部と、
    前記比較部の比較結果に基づきに前記第２のＤＡ変換部からの出力信号のレベルを切り替える第２のＤＡ切替部と、
    前記第１のセンス電極と前記第１の積分回路との間に接続された第１の断線検知スイッチと、
    前記第１のセンス電極と前記第１の積分回路との間に前記第１の断線検知スイッチを介して電荷を注入する第１の電圧源と、
    前記第２のセンス電極と前記第２の積分回路との間に接続された第２の断線検知スイッチと、
    前記第２のセンス電極と前記第２の積分回路との間に前記第２の断線検知スイッチを介して電荷を注入する第２の電圧源と、
    を備えた角速度センサ。
  2. 前記第１の電圧源で注入された前記と前記第２の電圧源から注入された前記電荷は互いに逆極性で、絶対値が略同一である、請求項１記載の角速度センサ。
  3. 前記第１のセンス電極で発生する前記電荷と前記第１の電圧源から注入された前記電荷との和の絶対値は、前記第１のＤＡ変換部から注入された前記電荷の絶対値より小さく、
    前記第２のセンス電極で発生する前記電荷と前記第２の電圧源から注入された前記電荷との和の絶対値が、前記第２のＤＡ変換部から注入される前記電荷の絶対値より小さい、請求項１記載の角速度センサ。
  4. 振動体と、
    前記振動体に設けられ、前記振動体に加えられた角速度に応じて電荷を発生し、かつ第１の不要信号を発生する第１のセンス電極と、
    前記振動体に設けられ、前記角速度に応じて電荷を発生しかつ第２の不要信号を発生する第２のセンス電極と、
    前記振動体を所定の駆動周波数で振動させるドライブ回路と、
    前記第１のセンス電極および前記第２のセンス電極から出力される信号を検波する処理回路と、
    　　　前記第１の不要信号と逆極性でかつ同一電荷量の第１のキャンセル信号を前記第１のセンス電極と前記処理回路との間に注入し、
    　　　前記第２の不要信号と逆極性でかつ同一電荷量の第２のキャンセル信号を前記第２のセンス電極と前記処理回路との間に注入する、
    ように動作するキャンセル信号出力回路と、
    を備えた角速度センサ。
  5. 前記キャンセル信号出力回路は、前記振動体の駆動周波数を有する正弦波信号を出力するＤＡ変換回路で構成されている、請求項４記載の角速度センサ。
  6. 前記キャンセル信号出力回路は、前記振動体の駆動周波数を有する方形波信号を出力するＤＡ変換回路で構成されている、請求項４に記載の角速度センサ。
  7. 前記キャンセル信号出力回路は前記方形波信号の時間軸方向を調整することにより、出力する電荷量の総和を調整する、請求項６に記載の角速度センサ。
  8. 前記方形波信号の幅は前記第１と第２の不要信号の半周期の約６４％であり、前記方形波信号の振幅を調整することにより、出力する電荷量の総和を調整する、請求項６記載の角速度センサ。
  9. 前記処理回路は、
    　　　少なくとも２つのレベルの量の電荷を出力する第１のＤＡ変換部と、
    　　　少なくとも２つのレベルの量の電荷を出力する第２のＤＡ変換部と、
    　　　前記第１のセンス電極で発生する前記電荷と前記第１のＤＡ変換部から出力される前記電荷を積分する第１の積分回路と、
    　　　前記第２のセンス電極で発生する前記電荷と前記第２のＤＡ変換部から出力される前記電荷を積分する第２の積分回路と、
    　　　前記第１の積分回路からの出力信号と前記第２の積分回路からの出力信号を比較する比較部と、
    　　　前記比較部の比較結果に基づいて前記第１のＤＡ変換部からの出力信号のレベルを切り替える第１のＤＡ切替部と、
    　　　前記比較部の比較結果に基づいて前記第２のＤＡ変換部からの出力信号のレベルを切り替える第２のＤＡ切替部と、
    を有する、請求項４に記載の角速度センサ。
  10. 振動体と、
    前記振動体に設けられ、前記振動体に加えられた角速度に応じて電荷を発生し、かつ第１の不要信号を発生する第１のセンス電極と、
    前記振動体に設けられ、前記角速度に応じて電荷を発生しかつ第２の不要信号を発生する第２のセンス電極と、
    前記振動体を所定の駆動周波数で振動させるドライブ回路と、
    前記第１のセンス電極と前記第２のセンス電極から出力される信号を検波する処理回路と、
    前記第１の不要信号と前記第２の不要信号との差と逆極性でかつ同一電荷量のキャンセル信号を前記第１のセンス電極と前記処理回路との間に注入するキャンセル信号出力回路と、
    を備えた角速度センサ。
  11. 前記キャンセル信号出力回路は、前記振動体の駆動周波数を有する正弦波信号を出力するＤＡ変換回路で構成されている、請求項１０記載の角速度センサ。
  12. 前記キャンセル信号出力回路は、前記振動体の駆動周波数を有する方形波信号を出力するＤＡ変換回路で構成されている、請求項１０に記載の角速度センサ。
  13. 前記キャンセル信号出力回路は前記方形波信号の時間軸方向を調整することにより、出力する電荷量の総和を調整する、請求項１２に記載の角速度センサ。
  14. 前記処理回路は、
    　　　少なくとも２つのレベルの量の電荷を出力する第１のＤＡ変換部と、
    　　　少なくとも２つのレベルの量の電荷を出力する第２のＤＡ変換部と、
    　　　前記第１のセンス電極で発生する前記電荷と前記第１のＤＡ変換部から出力される前記電荷を積分する第１の積分回路と、
    　　　前記第２のセンス電極で発生する電荷と前記第２のＤＡ変換部とから出力される前記電荷を積分する第２の積分回路と、
    　　　前記第１の積分回路からの出力信号と第２の積分回路からの出力信号を比較する比較部と、
    　　　前記比較部の比較結果に基づいて前記第１のＤＡ変換部からの出力信号のレベルを切り替える第１のＤＡ切替部と、
    　　　前記比較部の比較結果に基づいて前記第２のＤＡ変換部からの出力信号のレベルを切り替える第２のＤＡ切替部と、
    を有する、請求項１０に記載の角速度センサ。
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