WO2010104008A1 - 電流形インバータ装置 - Google Patents

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    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/26—Power factor control [PFC]

Definitions

  • the present invention relates to a current source inverter device having control means for controlling without a magnetic pole position detector, and relates to power factor improvement.
  • Non-Patent Document 1 An analog filter system that estimates the magnetic pole position from the internal induced voltage of the PM motor is known (for example, Non-Patent Document 1).
  • FIG. 6 shows a configuration example of a sensorless control inverter device (current source inverter device) based on the internal induced voltage.
  • the configuration of the inverter device 10 includes a DC power source (not shown), a 120 ° conduction inverter 2, a voltage detector 3, a PM motor 4, an integration circuit 5, and a logic conversion circuit 6. Note that the voltage and current of the DC power source supplied to the 120 ° conduction inverter 2 are Vdc and Idc, respectively.
  • the integration circuit 5 calculates the internal induced voltage e of the PM motor 4 from the terminal voltage V of the PM motor 4 detected by the voltage detector 3, and converts the terminal voltage V into magnetic pole position information by integrating the terminal voltage V. It is.
  • the logic conversion circuit 6 receives the output of the integration circuit 5 as an input, and causes the 120 ° conduction inverter 2 to generate a current having a 120 ° conduction pattern synchronized with the internal induced voltage e of the PM motor 4 using the logic circuit. Is.
  • phase information different from the internal induced voltage phase is detected due to the influence of the inductance of the PM motor 4 at high load. If the power factor is controlled in a state where there is a phase error due to the influence of the inductance, a detection error occurs, causing a drop from the desired power factor, resulting in a deterioration in operating efficiency.
  • the delay processing circuit 7 delays the current phase of the 120 ° energization pattern generated by the logic conversion circuit 6 by a predetermined amount.
  • the non-patent document 2 corrects the detection error of the magnetic pole position by adjusting the detection error as described above by delay processing, thereby improving the motor efficiency and the power factor.
  • the power factor cannot be adjusted arbitrarily.
  • the present invention has been made based on the above-described problems, and provides a current source inverter device that controls a power factor so that it can be arbitrarily set without a magnetic pole position detector.
  • the present invention detects a current source inverter that converts DC power into AC power, a motor that is supplied with AC power from the current source inverter, a terminal voltage of the motor, Calculate the internal induced voltage of the motor based on the detected terminal voltage, the motor current flowing through the motor winding and the winding impedance of the motor, integrate the terminal voltage and convert it into magnetic pole position information, Control means for generating a current of an energization pattern synchronized with the internal induced voltage and controlling the current source inverter without a magnetic pole position detector, and the control means is a voltage value on the DC side of the current source inverter.
  • phase difference ⁇ c of the terminal voltage with respect to the motor current which is expressed as a function including a current value
  • the terminal voltage with respect to the internal induced voltage expressed as a function including a value of the phase difference ⁇ x of the motor current with respect to the internal induced voltage, a value of winding impedance of the motor, and a value of the motor current.
  • the phase difference ⁇ y is set to calculate the adjustment angle ⁇
  • the phase angle of the motor current with respect to the internal induced voltage is set to an appropriate value by the calculated adjustment angle ⁇
  • the set phase difference ⁇ y that is, Adjustment can be made so that the internal induced voltage of the motor and the power factor cos ⁇ y of the motor current are obtained. For this reason, control redundancy can be expanded, and optimal motor control according to the load situation can be realized.
  • the resistance value of the winding impedance is set to zero.
  • the value of the phase difference ⁇ y is set to zero.
  • the motor current is obtained from a function including a current value on a DC side of the current source inverter.
  • an unknown variable included in the conditional expression for obtaining the adjustment angle ⁇ can be set as a constant, which makes it possible to save calculation and reduce calculation load. Can do.
  • phase adjustment time table created based on the current value on the DC side of the current source inverter and the angular velocity of the motor is provided, and the control means obtains the adjustment angle ⁇ with reference to the phase adjustment time table. It is characterized by that.
  • the calculation load can be reduced by selecting the adjustment angle ⁇ using the table.
  • the adjustment angle ⁇ is calculated by setting the phase difference ⁇ y, the phase difference of the motor current with respect to the internal induced voltage is set to an appropriate value by the calculated adjustment angle ⁇ , and the set phase difference is set.
  • the adjustment can be made so that ⁇ y, that is, the internal induced voltage of the motor and the power factor cos ⁇ y of the motor current are obtained. For this reason, control redundancy can be expanded, and optimal motor control according to the load situation can be realized.
  • an unknown variable included in the conditional expression for obtaining the adjustment angle ⁇ can be set as a constant, which makes it possible to save calculation and The load can be reduced.
  • the calculation load can be reduced by selecting the adjustment angle ⁇ using the table.
  • FIG. 1 The vector diagram of an internal induced voltage, a terminal voltage, and a motor current in this Embodiment.
  • the wave form diagram which shows the phase difference of the switching current and motor current in this Embodiment.
  • FIG. The block diagram of the inverter apparatus of the conventional sensorless control (current type).
  • the control means corresponds to the voltage detector 3, the integration circuit 5, the logic conversion circuit 6, and the delay processing circuit 7.
  • a formula representing the adjustment angle of the phase difference is derived using a vector diagram or the like.
  • FIG. 1 shows the internal induced voltage e of the PM motor 4, the terminal voltage V of the PM motor 4 detected by the voltage detector 3, and the motor current flowing through the winding of the PM motor 4 detected by a current detector (not shown). It is a vector diagram of I.
  • the phase difference between the internal induced voltage e and the terminal voltage V is ⁇ v
  • the phase difference between the internal induced voltage e and the motor current I is ⁇ x
  • the phase difference between the terminal voltage V and the motor current I is ⁇ c.
  • cos ⁇ x is the power factor between the internally induced voltage e and the motor current I.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram for one phase of the PM motor 4.
  • the motor winding impedance Z and the internal induced voltage e are connected in series, the motor current I flows from the motor terminal through the motor winding to the neutral point, and the potential difference from the motor terminal to the neutral point is the terminal.
  • the terminal voltage V is determined by using the motor current I, the internal induced voltage e, and the motor winding impedance Z. It becomes.
  • the motor winding impedance Z is defined as follows: R is the winding resistance of the PM motor 4, L is the winding inductance of the PM motor 4, and ⁇ is the angular velocity of the PM motor 4. It becomes.
  • FIG. 3 is a waveform diagram showing the state.
  • the phase of the motor current I lags behind that of the rectangular wave-shaped switching current Isw .
  • the phase difference is ⁇ c.
  • the phase difference ⁇ c can be derived as follows.
  • the terminal voltage v of each phase of the PM motor 4 is expressed as a time change amount of the motor current di at the winding inductance L.
  • transforming equation (6) It becomes.
  • the terminal voltage v and the motor current di in Expression (7) are changed to the voltage Vdc and the current Idc inputted to the 120 ° conduction inverter 2.
  • the winding inductance L corresponds to two phases.
  • winding inductance L corresponds to two phases
  • FIG. 4 shows a simplified connection of the 120 ° conduction inverter 2 and the PM motor 4 of FIG.
  • the 120 ° conduction inverter 2 is configured by connecting a parallel element of a switching element (for example, IGBT, FET, etc.) and a diode in a three-phase bridge.
  • a switching element for example, IGBT, FET, etc.
  • ⁇ x ⁇ v ⁇ c (11) It becomes.
  • a desired value of the phase difference between the internal induced voltage e and the motor current I is set to ⁇ y.
  • the difference between the phase difference ⁇ x and the phase difference ⁇ y is calculated by Expression (14). Therefore, the desired phase difference ⁇ y can be obtained by adjusting the phase difference between the internal induced voltage e and the motor current I by the adjustment angle ⁇ . That is, if the phase is not adjusted, a phase error corresponding to the winding inductance L occurs even if the power factor is set to cos ⁇ y, and the actual power factor does not become the set cos ⁇ y, but the actual power factor is set by the adjustment angle ⁇ .
  • the set power factor cos ⁇ y itself can be obtained.
  • the 120 ° conduction inverter 2 is a current source inverter, and the calculation of the adjustment angle ⁇ is simple with only formulas (5), (10) and (14), the calculation load is light, and high-speed power factor adjustment control is possible. It becomes.
  • the motor current I in the equation (14) is obtained from the DC side current Idc of the 120 ° conduction inverter 2 in FIG. 7 instead of detecting the current flowing through the winding of the PM motor 4. This will be described below.
  • the current waveform is a rectangular wave like the switching current I sw in FIG.
  • the peak value of the motor current I corresponds to the input DC current Idc. Therefore, the effective value of the motor current I can be approximated as shown in Expression (17).
  • Expression (14) can be expressed as Expression (18) when Expression (17) is substituted.
  • Expressions (15) and (16) can also be expressed using DC current Idc by substituting Expression (17).
  • calculation time can be saved by using an offline table.
  • On-line input variables are DC current Idc and motor angular velocity ⁇ .
  • the desired power factor cos ⁇ y is determined offline.
  • the inside of the thick frame is the phase adjustment time corresponding to the above two variables, and this phase adjustment time corresponds to the adjustment angle ⁇ .
  • the created offline table is stored in a memory of an arithmetic device (not shown).
  • the phase adjustment time is selected by referring to the offline table in accordance with the above two variables and set in the delay processing circuit 7.
  • the numerical value in a thick frame is a reference value, and is not limited to these values.
  • the unit of the phase adjustment time may be set as appropriate.
  • the calculation load generated when calculating the adjustment angle ⁇ is selected.
  • the adjustment angle ⁇ is selected with reference to a table, so that the load on the calculation device can be reduced.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

【課題】磁極位置検出器なしで力率を任意に設定可能に制御する電流形インバータ装置を提供する。 【解決手段】電流形インバータと、電流形インバータから交流電力が供給されるモータと、モータの端子電圧を検出し、検出した端子電圧に基づいてモータの内部誘起電圧とモータに流れるモータ電流とを算出し、電流形インバータを制御する制御手段と、を備え、制御手段は、モータ電流に対する端子電圧の位相差θｃを算出し、内部誘起電圧に対するモータ電流の位相差θｘの値と、内部誘起電圧に対する端子電圧の位相差θｖを算出し、位相差θｘの設定値をθｙとしたときの、内部誘起電圧に対するモータ電流の位相差の誤差である調整角θαを、θα＝θｖ－θｙ－θｃなる条件式によって求める。

Description

電流形インバータ装置
本発明は、磁極位置検出器なしで制御する制御手段を備えた電流形インバータ装置であって、力率改善に関するものである。
ＰＭモータは電気自動車等に利用されており、このＰＭモータを駆動するためのインバータの制御方式として、センサレス方式を要求されることが多い。このセンサレス方式の一つとして、ＰＭモータの内部誘起電圧から磁極位置を推定するアナログフィルタ方式が知られている（例えば、非特許文献１）。
その内部誘起電圧に基づいたセンサレス制御のインバータ装置（電流形インバータ装置）の構成例を図６に示す。このインバータ装置１０の構成は、図示しない直流電源、１２０°通流インバータ２、電圧検出器３、ＰＭモータ４、積分回路５、およびロジック変換回路６を備えている。なお、１２０°通流インバータ２に供給される前記直流電源の電圧および電流をそれぞれＶｄｃ、Ｉｄｃとする。
積分回路５は、電圧検出器３により検出されたＰＭモータ４の端子電圧ＶからＰＭモータ４の内部誘起電圧ｅを算出すると共に、端子電圧Ｖを積分することにより、磁極位置情報に変換するものである。
ロジック変換回路６は、前記積分回路５の出力を入力とし、論理回路を用いてＰＭモータ４の内部誘起電圧ｅと同期した１２０°通電パターンの電流を１２０°通流インバータ２に対して生成させるものである。
図６に示すような制御ループを構築した方式では、高負荷時にはＰＭモータ４のインダクタンスの影響で内部誘起電圧位相とは異なる位相情報を検出してしまう。このインダクタンスの影響による位相誤差がある状態で力率の制御を行うと、検出誤差が発生していることで所望の力率からの低下を招き、結果として運転効率が悪化する。
そこで、図７に示すインバータ装置１のように積分回路５とロジック変換回路６との間に遅延処理回路７を設けることで、力率を改善できる手法が紹介されている（例えば、非特許文献２）。
遅延処理回路７は、ロジック変換回路６で生成される１２０°通電パターンの電流位相を所定量遅延させるものである。
電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１２５(２００５)，Ｎｏ．９　ｐｐ８５４－８６１。 電気学会産業応用部門大会講演論文集，Ｖｏｌ．２００５　Ｎｏ．１　ｐｐ３７５－３７８。
非特許文献２に記載のものは、上記のような検出誤差に対して遅延処理による調整を行うことで磁極位置の検出誤差修正を行い、モータ効率および力率の改善を行っている。しかし、力率を任意に調整することができないという問題があった。
本発明は、前記課題に基づいてなされたものであり、磁極位置検出器なしで力率を任意に設定可能に制御する電流形インバータ装置を提供することにある。
本発明は、前記課題の解決を図るために、直流電力を交流電力に変換する電流形インバータと、前記電流形インバータから交流電力が供給されるモータと、前記モータの端子電圧を検出し、前記検出した端子電圧、前記モータの巻き線を流れるモータ電流および前記モータの巻き線インピ－ダンスに基づいて前記モータの内部誘起電圧を算出し、前記端子電圧を積分し磁極位置情報に変換すると共に、前記内部誘起電圧と同期した通電パターンの電流を生成し、磁極位置検出器なしで前記電流形インバータを制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記電流形インバータの直流側の電圧値と電流値とを含む関数として表される、前記モータ電流に対する前記端子電圧の位相差θｃを算出し、
前記内部誘起電圧に対する前記モータ電流の位相差θｘの値と、前記モータの巻き線インピーダンスの値と、前記モータ電流の値と、を含む関数として表される、前記内部誘起電圧に対する前記端子電圧の位相差θｖを算出し、前記位相差θｘの設定値をθｙとしたときの、前記内部誘起電圧に対する前記モータ電流の位相差の誤差である調整角θαを、θα＝θｖ－θｙ－θｃなる条件式によって求めることを特徴とする。
上記構成によれば、位相差θｙを設定して調整角θαを算出し、算出された調整角θαにより内部誘起電圧に対するモータ電流の位相差を適正な値にし、前記設定した位相差θｙ、すなわちモータの内部誘起電圧とモータ電流の力率ｃｏｓθｙとなるように調整することができる。このため、制御の冗長性を拡大でき、負荷状況に応じた最適なモータ制御を実現できるようになる。
また、前記巻き線インピーダンスの抵抗値を零としたことを特徴とする。
また、前記位相差θｙの値を零としたことを特徴とする。
また、前記モータ電流は、前記電流形インバータの直流側の電流値を含む関数から求めることを特徴とする。
上記構成によれば、前記各条件を付加することにより、前記調整角θαを求める条件式に含まれる未知変数を定数とすることができ、演算の省力化が可能となり、計算負荷を低減することができる。
また、前記電流形インバータの直流側の電流値と前記モータの角速度とに基づいて作成した位相調整時間テーブルを備え、前記制御手段は、前記位相調整時間テーブルを参照して前記調整角θαを求めることを特徴とする。
上記構成によれば、テーブルを用いて調整角θαが選択されることで、計算負荷を低減することが可能となる。
請求項１の発明によれば、位相差θｙを設定して調整角θαを算出し、算出された調整角θαにより内部誘起電圧に対するモータ電流の位相差を適正な値にし、前記設定した位相差θｙ、すなわちモータの内部誘起電圧とモータ電流の力率ｃｏｓθｙとなるように調整することができる。このため、制御の冗長性を拡大でき、負荷状況に応じた最適なモータ制御を実現できるようになる。
請求項２～４の発明によれば、前記各条件を付加することにより、前記調整角θαを求める条件式に含まれる未知変数を定数とすることができ、演算の省力化が可能となり、計算負荷を低減することができる。
請求項５の発明によれば、テーブルを用いて調整角θαが選択されることで、計算負荷を低減することが可能となる。
本実施の形態における、内部誘起電圧、端子電圧およびモータ電流のベクトル図。 ＰＭモータの１相分の等価回路図。 本実施の形態における、スイッチング電流とモータ電流の位相差を示す波形図。 位相差θｃの式の導出に関する説明図。 実施例５における、位相調整時間のオフラインテーブルの説明図。 従来のセンサレス制御（電流形）のインバータ装置の構成図。 センサレス制御（電流形）のインバータ装置の構成図。
以下、本発明の実施の形態における電流形インバータ装置を図面等に基づいて詳細に説明する。この場合、装置構成は図７と同じであるためその説明は省略する。なお、制御手段は、電圧検出器３、積分回路５、ロジック変換回路６、および遅延処理回路７が相当する。
本実施例では、ベクトル図等を用いて、位相差の調整角を表す式を導出する。
図１は、前述した、ＰＭモータ４の内部誘起電圧ｅ、電圧検出器３で検出したＰＭモータ４の端子電圧Ｖ、および図示しない電流検出器で検出したＰＭモータ４の巻線を流れるモータ電流Ｉのベクトル図である。内部誘起電圧ｅと端子電圧Ｖとの位相差がθｖ、内部誘起電圧ｅとモータ電流Ｉとの位相差がθｘ、端子電圧Ｖとモータ電流Ｉとの位相差がθｃである。この場合、ｃｏｓθｘが内部誘起電圧ｅとモータ電流Ｉとの力率となる。
図２を用いてさらに説明する。図２はＰＭモータ４の１相分についての等価回路図である。モータ巻き線インピーダンスＺと内部誘起電圧ｅとが直列に接続されており、モータ端子からモータの巻き線を介して中性点までモータ電流Ｉが流れ、モータ端子から中性点までの電位差が端子電圧Ｖである。
＜位相差θｖの導出＞
端子電圧Ｖは、モータ電流Ｉ、内部誘起電圧ｅ、およびモータ巻き線インピーダンスＺを用いて、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 となる。モータ電流Ｉは内部誘起電圧ｅを基準に考えると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 となる。モータ巻き線インピーダンスＺは、ＲをＰＭモータ４の巻き線抵抗、ＬをＰＭモータ４の巻き線インダクタンス、ωをＰＭモータ４の角速度とすると
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 となる。
式(１)に式(２)および(３)を代入し、内部誘起電圧ｅをＰＭモータ４の起電力定数ｋを用いてｅ＝ｋωとすると、式(１)は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 となる。さらに式（４）を展開して位相差θｖを求めると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 となる。また、１２０°通流インバータ２のスイッチングの電流とモータ電流Ｉには、ＰＭモータ４の巻き線インダクタンスの影響から位相差が生じる。図３がその状態を表した波形図である。モータ電流Ｉは矩形波状のスイッチング電流Ｉswよりも位相が遅れるが、この場合の位相差は前記θｃとなる。
＜位相差θｃの導出＞
位相差θｃは次にようにして導出することができる。ＰＭモータ４の各相の端子電圧ｖは、巻き線インダクタンスＬでのモータ電流ｄｉの時間変化量として
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 と表され、式(６)を変形すると
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 となる。１２０°通流インバータ２の各相のスイッチング時の転流時間をｔｃとすると式（７）の端子電圧ｖおよびモータ電流ｄｉは、１２０°通流インバータ２に入力される電圧Ｖｄｃおよび電流Ｉｄｃにそれぞれ相当し、巻き線インダクタンスＬは２相分が相当する。
このように、巻き線インダクタンスＬが２相分に相当することについて、図４を用いて説明する。
図４は、図７の１２０°通流インバータ２、およびＰＭモータ４の接続を簡略化して示している。なお、１２０°通流インバータ２は、スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ、ＦＥＴなど）およびダイオードの並列体を３相ブリッジ接続して構成されている。
図４において、１２０°通流インバータ２のＵ１とＶ２とのスイッチング素子がＯＮのときにはＰＭモータ４のＵ相とＶ相との巻き線に電流が流れるので、インダクタンスは２Ｌとなる。
以上より、式（７）は
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 となり、モータ角速度ωより、転流角度θｃと転流時間ｔｃは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 となるから、θｃは、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 となる。
＜調整角θαの導出＞
図１より
θｘ＝θｖ－θｃ・・・（１１）
となる。
ここで、位相差θｘの誤差である遅延角をθαとして調整角を定義する。そして、位相差θｘは、位相差θｃが調整角θαにより調整された結果として、位相差θｙになったとすると、式（１１）は、
θｙ＝θｖ－（θｃ＋θα）・・・（１２）
となり、調整角θαは、
θα＝θｖ－θｙ－θｃ・・・（１３）
となる。式（１３）は、式（５）および（１０）を代入すると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 となる。式（１４）の演算は、図７においては図示されない演算装置により行われる。
式（１４）による効果は以下の通りである。
内部誘起電圧ｅとモータ電流Ｉの位相差の所望値をθｙと設定する。この場合、位相差θｘと位相差θｙの差は式（１４）によって算出される。したがって、調整角θαにより内部誘起電圧ｅとモータ電流Ｉの位相差を調整することで、所望の位相差θｙとすることができる。すなわち、位相の調整を行わなければ、力率ｃｏｓθｙに設定しても巻き線インダクタンスＬ分の位相誤差が生じて実際の力率は設定したｃｏｓθｙにならないが、調整角θαによって実際の力率を設定した力率ｃｏｓθｙそのものにすることができる。
１２０°通流インバータ２は電流形インバータであり、調整角θαの演算が式（５）、（１０）および（１４）のみとシンプルであり、演算負荷が軽く、高速な力率調整制御が可能となる。
式（１４）を計算させる場合、式（１４）には三角関数が多く含まれているため演算負荷が重く、処理が間に合わない可能性がある。巻き線抵抗Ｒは数ｍΩと小さいことが考えられるため、Ｒ＝０として無視すると、式（１４）は式（１５）のように簡略化できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
このように演算を省力化することで、計算負荷を低減することができる。
式（１４）により力率を任意に設定可能であるが、多くの場合力率を“１”に設定することが多いと考えられるため、θｙの値を零とし、ｃｏｓθｙ＝１、ｓｉｎθｙ＝０とすると式（１４）は式（１６）のように簡略化できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
このように演算を省力化することで、計算負荷を低減することができる。
式（１４）のモータ電流Ｉは、ＰＭモータ４の巻線を流れる電流を検出するのではなく、図７の１２０°通流インバータ２の直流側電流Ｉｄｃから求めている。これについて以下に説明する。
インバータ装置１は、１２０°通電のため、電流波形は図３のスイッチング電流Ｉswのような矩形波状になる。電流の立ち上がりの時間を無視し、電流波形を矩形波として近似すると電流の１周期に対する通電デューティは２／３（＝１２０°×２÷３６０°）となる。一方、モータ電流Ｉのピーク値は入力される直流電流Ｉｄｃに相当する。したがってモータ電流Ｉの実効値は式（１７）のように近似できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
また、式（１４）は、式(１７)を代入すると式(１８)のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
このように演算を省力化することで、計算負荷を低減することができる。
なお、式（１５）および（１６）についても式（１７）を代入して同様に直流電流Ｉｄｃを用いて表すことができる。
本実施例では、オフラインテーブルを用いて演算時間の節約を行えるようにしている。
調整角θαを算出する際に、モータ電流Ｉの波形を取得している場合は、式（１４）～（１６）を用い、取得していない場合は式（１８）を用いることとする。
式（１４）～（１６）および（１８）において、直流電流Ｉｄｃ（式（１８）以外ではモータ電流Ｉも含む）、ＰＭモータ４の角速度ω、および力率ｃｏｓθｙを入力変数とすると、これらの入力変数に基づいて調整角θαが決定される４（式（１８）の場合は３）次元テーブルを、あらかじめオフラインにて準備し、作成したテーブルを（ＣＰＵであれば）メモリ領域にセットしておくことで、インバータ駆動時には演算時間をかけることなく必要な調整角θαを得ることができる。
他の手法としては、実施例３のようにｃｏｓθｙを固定値とし、実施例４のようにモータ電流Ｉを直流電流Ｉｄｃで表わした場合は、上記の最大４次元ではなく、直流電流Ｉｄｃおよびモータ角速度ωの２次元テーブルで十分であり、更に演算時間（テーブル参照時間を含む）を節約することができる。
２次元テーブルの具体例を、図５のオフラインテーブルを用いて説明する。
オンライン上で入力変数とするものは、直流電流Ｉｄｃ、およびモータ角速度ωとする。所望力率ｃｏｓθｙはオフラインで決定しておく。図５のオフラインテーブルは、太枠内が上記の２変数に対応した位相調整時間であり、この位相調整時間は調整角θαに相当するものである。作成されたオフラインテーブルは、図示しない演算装置のメモリに格納される。１２０°通流インバータ２の動作中には、上記２変数に応じてオフラインテーブルを参照し位相調整時間を選択して遅延処理回路７にセットする。なお、太枠内の数値は参考値であり、これらの値に限定されるものではない。また、位相調整時間の単位は適宜設定すればよい。
また、実施例１または２を適用した場合でも、上記の手法を拡張、すなわちテーブルの次元数を増すことで実現可能である。
実施例１～４では調整角θαの算出の際に生じる演算負荷を、本実施例ではテーブルを参照して調整角θαが選択されることで、演算装置の負荷を低減することができる。
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
１，１０…インバータ装置
　２…１２０°通流インバータ
　３…電圧検出器
　４…ＰＭモータ
　５…積分回路
　６…ロジック変換回路
　７…遅延処理回路

Claims (5)

  1. 　直流電力を交流電力に変換する電流形インバータと、
    　前記電流形インバータから交流電力が供給されるモータと、
    　前記モータの端子電圧を検出し、前記検出した端子電圧、前記モータの巻き線を流れるモータ電流および前記モータの巻き線インピ－ダンスに基づいて前記モータの内部誘起電圧を算出し、前記端子電圧を積分し磁極位置情報に変換すると共に、前記内部誘起電圧と同期した通電パターンの電流を生成し、磁極位置検出器なしで前記電流形インバータを制御する制御手段と、を備え、
    　前記制御手段は、
    前記電流形インバータの直流側の電圧値と電流値とを含む関数として表される、前記モータ電流に対する前記端子電圧の位相差θｃを算出し、
    前記内部誘起電圧に対する前記モータ電流の位相差θｘの値と、前記モータの巻き線インピーダンスの値と、前記モータ電流の値と、を含む関数として表される、前記内部誘起電圧に対する前記端子電圧の位相差θｖを算出し、
    前記位相差θｘの設定値をθｙとしたときの、前記内部誘起電圧に対する前記モータ電流の位相差の誤差である調整角θαを、θα＝θｖ－θｙ－θｃなる条件式によって求めることを特徴とする電流形インバータ装置。
  2. 　前記巻き線インピーダンスの抵抗値を零としたことを特徴とする請求項１に記載の電流形インバータ装置。
  3. 　前記位相差θｙの値を零としたことを特徴とする請求項１に記載の電流形インバータ装置。
  4. 　前記モータ電流は、前記電流形インバータの直流側の電流値を含む関数から求めることを特徴とする請求項１に記載の電流形インバータ装置。
  5. 　前記電流形インバータの直流側の電流値と前記モータの角速度とに基づいて作成した位相調整時間テーブルを備え、前記制御手段は、前記位相調整時間テーブルを参照して前記調整角θαを求めることを特徴とする請求項１に記載の電流形インバータ装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012151990A (ja) * 2011-01-19 2012-08-09 Meidensha Corp インバータの制御方法
WO2013069747A1 (ja) * 2011-11-10 2013-05-16 三菱重工オートモーティブサーマルシステムズ株式会社 モータ駆動装置

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6429453B2 (ja) * 2013-11-26 2018-11-28 キヤノン株式会社 モータ制御装置及び画像形成装置
JP6497408B2 (ja) * 2017-04-14 2019-04-10 株式会社明電舎 電気慣性制御装置

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10285982A (ja) * 1997-04-04 1998-10-23 Toshiba Corp インバータ装置
JP2005207362A (ja) * 2004-01-26 2005-08-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電動圧縮機の駆動装置
JP2008295280A (ja) * 2007-04-27 2008-12-04 Meidensha Corp モータ駆動装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100264916B1 (ko) * 1997-08-05 2000-09-01 설승기 고주파 신호를 이용한 유도 전동기의 자속 기준 제어 방법
JP3411878B2 (ja) 2000-03-06 2003-06-03 株式会社日立製作所 同期モータの回転子位置推定方法、位置センサレス制御方法及び制御装置
JP4121718B2 (ja) * 2001-05-18 2008-07-23 松下電器産業株式会社 インバータ装置
JP4230276B2 (ja) * 2003-05-19 2009-02-25 本田技研工業株式会社 ブラシレスｄｃモータの制御装置
US7034499B2 (en) 2003-10-03 2006-04-25 Rt Patent Company, Inc. Electromagnetic motor
JP4708992B2 (ja) * 2005-12-12 2011-06-22 日立オートモティブシステムズ株式会社 位置検出装置及びこれを用いた同期モータ駆動装置
WO2008136212A1 (ja) * 2007-04-27 2008-11-13 Meidensha Corporation モータ駆動装置
JP5358081B2 (ja) * 2007-10-26 2013-12-04 株式会社日立製作所 モータ制御装置及びモータ装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10285982A (ja) * 1997-04-04 1998-10-23 Toshiba Corp インバータ装置
JP2005207362A (ja) * 2004-01-26 2005-08-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電動圧縮機の駆動装置
JP2008295280A (ja) * 2007-04-27 2008-12-04 Meidensha Corp モータ駆動装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012151990A (ja) * 2011-01-19 2012-08-09 Meidensha Corp インバータの制御方法
WO2013069747A1 (ja) * 2011-11-10 2013-05-16 三菱重工オートモーティブサーマルシステムズ株式会社 モータ駆動装置
JP2013106375A (ja) * 2011-11-10 2013-05-30 Mitsubishi Heavy Ind Ltd モータ駆動装置
US9450523B2 (en) 2011-11-10 2016-09-20 Mitsubishi Heavy Industries Automotive Thermal Systems Co., Ltd. Motor drive apparatus

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