JPWO2010104008A1 - 電流形インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】磁極位置検出器なしで力率を任意に設定可能に制御する電流形インバータ装置を提供する。【解決手段】電流形インバータと、電流形インバータから交流電力が供給されるモータと、モータの端子電圧を検出し、検出した端子電圧に基づいてモータの内部誘起電圧とモータに流れるモータ電流とを算出し、電流形インバータを制御する制御手段と、を備え、制御手段は、モータ電流に対する端子電圧の位相差θｃを算出し、内部誘起電圧に対するモータ電流の位相差θｘの値と、内部誘起電圧に対する端子電圧の位相差θｖを算出し、位相差θｘの設定値をθｙとしたときの、内部誘起電圧に対するモータ電流の位相差の誤差である調整角θαを、θα＝θｖ−θｙ−θｃなる条件式によって求める。【選択図】図１

Description

本発明は、磁極位置検出器なしで制御する制御手段を備えた電流形インバータ装置であって、力率改善に関するものである。

ＰＭモータは電気自動車等に利用されており、このＰＭモータを駆動するためのインバータの制御方式として、センサレス方式を要求されることが多い。このセンサレス方式の一つとして、ＰＭモータの内部誘起電圧から磁極位置を推定するアナログフィルタ方式が知られている（例えば、非特許文献１）。

その内部誘起電圧に基づいたセンサレス制御のインバータ装置（電流形インバータ装置）の構成例を図６に示す。このインバータ装置１０の構成は、図示しない直流電源、１２０°通流インバータ２、電圧検出器３、ＰＭモータ４、積分回路５、およびロジック変換回路６を備えている。なお、１２０°通流インバータ２に供給される前記直流電源の電圧および電流をそれぞれＶｄｃ、Ｉｄｃとする。

積分回路５は、電圧検出器３により検出されたＰＭモータ４の端子電圧ＶからＰＭモータ４の内部誘起電圧ｅを算出すると共に、端子電圧Ｖを積分することにより、磁極位置情報に変換するものである。

ロジック変換回路６は、前記積分回路５の出力を入力とし、論理回路を用いてＰＭモータ４の内部誘起電圧ｅと同期した１２０°通電パターンの電流を１２０°通流インバータ２に対して生成させるものである。

図６に示すような制御ループを構築した方式では、高負荷時にはＰＭモータ４のインダクタンスの影響で内部誘起電圧位相とは異なる位相情報を検出してしまう。このインダクタンスの影響による位相誤差がある状態で力率の制御を行うと、検出誤差が発生していることで所望の力率からの低下を招き、結果として運転効率が悪化する。

そこで、図７に示すインバータ装置１のように積分回路５とロジック変換回路６との間に遅延処理回路７を設けることで、力率を改善できる手法が紹介されている（例えば、非特許文献２）。

遅延処理回路７は、ロジック変換回路６で生成される１２０°通電パターンの電流位相を所定量遅延させるものである。

電気学会論文誌Ｄ，Ｖｏｌ．１２５(２００５)，Ｎｏ．９ ｐｐ８５４−８６１。 電気学会産業応用部門大会講演論文集，Ｖｏｌ．２００５ Ｎｏ．１ ｐｐ３７５−３７８。

非特許文献２に記載のものは、上記のような検出誤差に対して遅延処理による調整を行うことで磁極位置の検出誤差修正を行い、モータ効率および力率の改善を行っている。しかし、力率を任意に調整することができないという問題があった。

本発明は、前記課題に基づいてなされたものであり、磁極位置検出器なしで力率を任意に設定可能に制御する電流形インバータ装置を提供することにある。

本発明は、前記課題の解決を図るために、直流電力を交流電力に変換する電流形インバータと、前記電流形インバータから交流電力が供給されるモータと、前記モータの端子電圧を検出し、前記検出した端子電圧、前記モータの巻き線を流れるモータ電流および前記モータの巻き線インピ−ダンスに基づいて前記モータの内部誘起電圧を算出し、前記端子電圧を積分し磁極位置情報に変換すると共に、前記内部誘起電圧と同期した通電パターンの電流を生成し、磁極位置検出器なしで前記電流形インバータを制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記電流形インバータの直流側の電圧値と電流値とを含む関数として表される、前記モータ電流に対する前記端子電圧の位相差θｃを算出し、
前記内部誘起電圧に対する前記モータ電流の位相差θｘの値と、前記モータの巻き線インピーダンスの値と、前記モータ電流の値と、を含む関数として表される、前記内部誘起電圧に対する前記端子電圧の位相差θｖを算出し、前記位相差θｘの設定値をθｙとしたときの、前記内部誘起電圧に対する前記モータ電流の位相差の誤差である調整角θαを、θα＝θｖ−θｙ−θｃなる条件式によって求めることを特徴とする。

上記構成によれば、位相差θｙを設定して調整角θαを算出し、算出された調整角θαにより内部誘起電圧に対するモータ電流の位相差を適正な値にし、前記設定した位相差θｙ、すなわちモータの内部誘起電圧とモータ電流の力率ｃｏｓθｙとなるように調整することができる。このため、制御の冗長性を拡大でき、負荷状況に応じた最適なモータ制御を実現できるようになる。

また、前記巻き線インピーダンスの抵抗値を零としたことを特徴とする。

また、前記位相差θｙの値を零としたことを特徴とする。

また、前記モータ電流は、前記電流形インバータの直流側の電流値を含む関数から求めることを特徴とする。

上記構成によれば、前記各条件を付加することにより、前記調整角θαを求める条件式に含まれる未知変数を定数とすることができ、演算の省力化が可能となり、計算負荷を低減することができる。

また、前記電流形インバータの直流側の電流値と前記モータの角速度とに基づいて作成した位相調整時間テーブルを備え、前記制御手段は、前記位相調整時間テーブルを参照して前記調整角θαを求めることを特徴とする。

上記構成によれば、テーブルを用いて調整角θαが選択されることで、計算負荷を低減することが可能となる。

請求項１の発明によれば、位相差θｙを設定して調整角θαを算出し、算出された調整角θαにより内部誘起電圧に対するモータ電流の位相差を適正な値にし、前記設定した位相差θｙ、すなわちモータの内部誘起電圧とモータ電流の力率ｃｏｓθｙとなるように調整することができる。このため、制御の冗長性を拡大でき、負荷状況に応じた最適なモータ制御を実現できるようになる。

請求項２〜４の発明によれば、前記各条件を付加することにより、前記調整角θαを求める条件式に含まれる未知変数を定数とすることができ、演算の省力化が可能となり、計算負荷を低減することができる。

請求項５の発明によれば、テーブルを用いて調整角θαが選択されることで、計算負荷を低減することが可能となる。

本実施の形態における、内部誘起電圧、端子電圧およびモータ電流のベクトル図。 ＰＭモータの１相分の等価回路図。 本実施の形態における、スイッチング電流とモータ電流の位相差を示す波形図。 位相差θｃの式の導出に関する説明図。 実施例５における、位相調整時間のオフラインテーブルの説明図。 従来のセンサレス制御（電流形）のインバータ装置の構成図。 センサレス制御（電流形）のインバータ装置の構成図。

以下、本発明の実施の形態における電流形インバータ装置を図面等に基づいて詳細に説明する。この場合、装置構成は図７と同じであるためその説明は省略する。なお、制御手段は、電圧検出器３、積分回路５、ロジック変換回路６、および遅延処理回路７が相当する。

本実施例では、ベクトル図等を用いて、位相差の調整角を表す式を導出する。

図１は、前述した、ＰＭモータ４の内部誘起電圧ｅ、電圧検出器３で検出したＰＭモータ４の端子電圧Ｖ、および図示しない電流検出器で検出したＰＭモータ４の巻線を流れるモータ電流Ｉのベクトル図である。内部誘起電圧ｅと端子電圧Ｖとの位相差がθｖ、内部誘起電圧ｅとモータ電流Ｉとの位相差がθｘ、端子電圧Ｖとモータ電流Ｉとの位相差がθｃである。この場合、ｃｏｓθｘが内部誘起電圧ｅとモータ電流Ｉとの力率となる。

図２を用いてさらに説明する。図２はＰＭモータ４の１相分についての等価回路図である。モータ巻き線インピーダンスＺと内部誘起電圧ｅとが直列に接続されており、モータ端子からモータの巻き線を介して中性点までモータ電流Ｉが流れ、モータ端子から中性点までの電位差が端子電圧Ｖである。
＜位相差θｖの導出＞

端子電圧Ｖは、モータ電流Ｉ、内部誘起電圧ｅ、およびモータ巻き線インピーダンスＺを用いて、

となる。モータ電流Ｉは内部誘起電圧ｅを基準に考えると、

となる。モータ巻き線インピーダンスＺは、ＲをＰＭモータ４の巻き線抵抗、ＬをＰＭモータ４の巻き線インダクタンス、ωをＰＭモータ４の角速度とすると

となる。

式(１)に式(２)および(３)を代入し、内部誘起電圧ｅをＰＭモータ４の起電力定数ｋを用いてｅ＝ｋωとすると、式(１)は、

となる。さらに式（４）を展開して位相差θｖを求めると、

となる。また、１２０°通流インバータ２のスイッチングの電流とモータ電流Ｉには、ＰＭモータ４の巻き線インダクタンスの影響から位相差が生じる。図３がその状態を表した波形図である。モータ電流Ｉは矩形波状のスイッチング電流Ｉ^swよりも位相が遅れるが、この場合の位相差は前記θｃとなる。
＜位相差θｃの導出＞

位相差θｃは次にようにして導出することができる。ＰＭモータ４の各相の端子電圧ｖは、巻き線インダクタンスＬでのモータ電流ｄｉの時間変化量として

と表され、式(６)を変形すると

となる。１２０°通流インバータ２の各相のスイッチング時の転流時間をｔｃとすると式（７）の端子電圧ｖおよびモータ電流ｄｉは、１２０°通流インバータ２に入力される電圧Ｖｄｃおよび電流Ｉｄｃにそれぞれ相当し、巻き線インダクタンスＬは２相分が相当する。

このように、巻き線インダクタンスＬが２相分に相当することについて、図４を用いて説明する。

図４は、図７の１２０°通流インバータ２、およびＰＭモータ４の接続を簡略化して示している。なお、１２０°通流インバータ２は、スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ、ＦＥＴなど）およびダイオードの並列体を３相ブリッジ接続して構成されている。

図４において、１２０°通流インバータ２のＵ１とＶ２とのスイッチング素子がＯＮのときにはＰＭモータ４のＵ相とＶ相との巻き線に電流が流れるので、インダクタンスは２Ｌとなる。
以上より、式（７）は

となり、モータ角速度ωより、転流角度θｃと転流時間ｔｃは、

となるから、θｃは、

となる。

＜調整角θαの導出＞
図１より
θｘ＝θｖ−θｃ・・・（１１）
となる。
ここで、位相差θｘの誤差である遅延角をθαとして調整角を定義する。そして、位相差θｘは、位相差θｃが調整角θαにより調整された結果として、位相差θｙになったとすると、式（１１）は、
θｙ＝θｖ−（θｃ＋θα）・・・（１２）
となり、調整角θαは、
θα＝θｖ−θｙ−θｃ・・・（１３）
となる。式（１３）は、式（５）および（１０）を代入すると、

となる。式（１４）の演算は、図７においては図示されない演算装置により行われる。

式（１４）による効果は以下の通りである。

内部誘起電圧ｅとモータ電流Ｉの位相差の所望値をθｙと設定する。この場合、位相差θｘと位相差θｙの差は式（１４）によって算出される。したがって、調整角θαにより内部誘起電圧ｅとモータ電流Ｉの位相差を調整することで、所望の位相差θｙとすることができる。すなわち、位相の調整を行わなければ、力率ｃｏｓθｙに設定しても巻き線インダクタンスＬ分の位相誤差が生じて実際の力率は設定したｃｏｓθｙにならないが、調整角θαによって実際の力率を設定した力率ｃｏｓθｙそのものにすることができる。

１２０°通流インバータ２は電流形インバータであり、調整角θαの演算が式（５）、（１０）および（１４）のみとシンプルであり、演算負荷が軽く、高速な力率調整制御が可能となる。

式（１４）を計算させる場合、式（１４）には三角関数が多く含まれているため演算負荷が重く、処理が間に合わない可能性がある。巻き線抵抗Ｒは数ｍΩと小さいことが考えられるため、Ｒ＝０として無視すると、式（１４）は式（１５）のように簡略化できる。

このように演算を省力化することで、計算負荷を低減することができる。

式（１４）により力率を任意に設定可能であるが、多くの場合力率を“１”に設定することが多いと考えられるため、θｙの値を零とし、ｃｏｓθｙ＝１、ｓｉｎθｙ＝０とすると式（１４）は式（１６）のように簡略化できる。

このように演算を省力化することで、計算負荷を低減することができる。

式（１４）のモータ電流Ｉは、ＰＭモータ４の巻線を流れる電流を検出するのではなく、図７の１２０°通流インバータ２の直流側電流Ｉｄｃから求めている。これについて以下に説明する。

インバータ装置１は、１２０°通電のため、電流波形は図３のスイッチング電流Ｉ^swのような矩形波状になる。電流の立ち上がりの時間を無視し、電流波形を矩形波として近似すると電流の１周期に対する通電デューティは２／３（＝１２０°×２÷３６０°）となる。一方、モータ電流Ｉのピーク値は入力される直流電流Ｉｄｃに相当する。したがってモータ電流Ｉの実効値は式（１７）のように近似できる。

また、式（１４）は、式(１７)を代入すると式(１８)のように表すことができる。

このように演算を省力化することで、計算負荷を低減することができる。

なお、式（１５）および（１６）についても式（１７）を代入して同様に直流電流Ｉｄｃを用いて表すことができる。

本実施例では、オフラインテーブルを用いて演算時間の節約を行えるようにしている。

調整角θαを算出する際に、モータ電流Ｉの波形を取得している場合は、式（１４）〜（１６）を用い、取得していない場合は式（１８）を用いることとする。

式（１４）〜（１６）および（１８）において、直流電流Ｉｄｃ（式（１８）以外ではモータ電流Ｉも含む）、ＰＭモータ４の角速度ω、および力率ｃｏｓθｙを入力変数とすると、これらの入力変数に基づいて調整角θαが決定される４（式（１８）の場合は３）次元テーブルを、あらかじめオフラインにて準備し、作成したテーブルを（ＣＰＵであれば）メモリ領域にセットしておくことで、インバータ駆動時には演算時間をかけることなく必要な調整角θαを得ることができる。

他の手法としては、実施例３のようにｃｏｓθｙを固定値とし、実施例４のようにモータ電流Ｉを直流電流Ｉｄｃで表わした場合は、上記の最大４次元ではなく、直流電流Ｉｄｃおよびモータ角速度ωの２次元テーブルで十分であり、更に演算時間（テーブル参照時間を含む）を節約することができる。

２次元テーブルの具体例を、図５のオフラインテーブルを用いて説明する。

オンライン上で入力変数とするものは、直流電流Ｉｄｃ、およびモータ角速度ωとする。所望力率ｃｏｓθｙはオフラインで決定しておく。図５のオフラインテーブルは、太枠内が上記の２変数に対応した位相調整時間であり、この位相調整時間は調整角θαに相当するものである。作成されたオフラインテーブルは、図示しない演算装置のメモリに格納される。１２０°通流インバータ２の動作中には、上記２変数に応じてオフラインテーブルを参照し位相調整時間を選択して遅延処理回路７にセットする。なお、太枠内の数値は参考値であり、これらの値に限定されるものではない。また、位相調整時間の単位は適宜設定すればよい。

また、実施例１または２を適用した場合でも、上記の手法を拡張、すなわちテーブルの次元数を増すことで実現可能である。

実施例１〜４では調整角θαの算出の際に生じる演算負荷を、本実施例ではテーブルを参照して調整角θαが選択されることで、演算装置の負荷を低減することができる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

１，１０…インバータ装置
２…１２０°通流インバータ
３…電圧検出器
４…ＰＭモータ
５…積分回路
６…ロジック変換回路
７…遅延処理回路

Claims (5)

1. 直流電力を交流電力に変換する電流形インバータと、
   前記電流形インバータから交流電力が供給されるモータと、
   前記モータの端子電圧を検出し、前記検出した端子電圧、前記モータの巻き線を流れるモータ電流および前記モータの巻き線インピ−ダンスに基づいて前記モータの内部誘起電圧を算出し、前記端子電圧を積分し磁極位置情報に変換すると共に、前記内部誘起電圧と同期した通電パターンの電流を生成し、磁極位置検出器なしで前記電流形インバータを制御する制御手段と、を備え、
   前記制御手段は、
   前記電流形インバータの直流側の電圧値と電流値とを含む関数として表される、前記モータ電流に対する前記端子電圧の位相差θｃを算出し、
   前記内部誘起電圧に対する前記モータ電流の位相差θｘの値と、前記モータの巻き線インピーダンスの値と、前記モータ電流の値と、を含む関数として表される、前記内部誘起電圧に対する前記端子電圧の位相差θｖを算出し、
   前記位相差θｘの設定値をθｙとしたときの、前記内部誘起電圧に対する前記モータ電流の位相差の誤差である調整角θαを、θα＝θｖ−θｙ−θｃなる条件式によって求めることを特徴とする電流形インバータ装置。
2. 前記巻き線インピーダンスの抵抗値を零としたことを特徴とする請求項１に記載の電流形インバータ装置。
3. 前記位相差θｙの値を零としたことを特徴とする請求項１に記載の電流形インバータ装置。
4. 前記モータ電流は、前記電流形インバータの直流側の電流値を含む関数から求めることを特徴とする請求項１に記載の電流形インバータ装置。
5. 前記電流形インバータの直流側の電流値と前記モータの角速度とに基づいて作成した位相調整時間テーブルを備え、前記制御手段は、前記位相調整時間テーブルを参照して前記調整角θαを求めることを特徴とする請求項１に記載の電流形インバータ装置。

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