WO2010016589A1

WO2010016589A1 - 変調装置及び復調装置

Info

Publication number: WO2010016589A1
Application number: PCT/JP2009/064057
Authority: WO
Inventors: 仁志秋山; 信也小関; 福太郎奥山; 卓朗曽根; 裕之岩瀬
Original assignee: ヤマハ株式会社
Priority date: 2008-08-08
Filing date: 2009-08-07
Publication date: 2010-02-11
Also published as: EP2312763A1; US8942388B2; CN101933242A; EP2312763A4; US20110150240A1

Abstract

　変調装置は、所定の周期を有する拡散符号を発生する拡散符号発生部と、音響信号を入力する音響信号入力部と、データ符号に基づき、拡散符号を前記周期ごとに位相変調する第１の変調部と、位相変調された拡散符号に基づき生成され、所定の周波数よりも高い周波数領域に分布する変調信号を、音響信号と合成し、合成信号として出力する合成部とを備える。

Description

変調装置及び復調装置

　この発明は、主として音響を用いて符号を伝送するための変調装置及び復調装置に関する。

　空気等の媒質中を伝搬する音波を用いてデータを伝達する音響通信技術として、データ信号をスペクトル拡散して拡散信号化して放音する技術が提案されている（特許文献１参照）。拡散信号は人間にとって不快なノイズにとなるため、特許文献１の技術では、音響信号等とミキシングし、拡散信号の信号レベルをマスキングしきい値以下になるように制御している。

　また、他に音響を伝送媒体に利用する符号伝送技術としては、特許文献２、３に示すようなものがある。特許文献２の方式は、可聴音帯域の搬送波をベースバンド信号で変調し、この変調信号をマスカー音に聴こえにくくして伝送する方式である。特許文献３の方式は、振幅変調を用いて音響信号に電子透かし埋め込む方式である。

国際公開第０２／４５２８６号パンフレット日本国特開２００７－１０４５９８号公報日本国特開２００６－２５１６７６号公報

　音響通信、特に空気を媒質とする音響通信においては、マルチパス等による波形の崩れ、媒質の粘性による吸収減衰等により高信頼度の通信が困難であり、通信の信頼度を向上させるためには、拡散信号の信号レベルを大きくする必要があった。しかし、拡散信号の信号レベルを大きくすると、たとえ、拡散信号が音響信号とミキシングされていても、拡散信号が聴衆に聞こえてしまい、ノイズの発生および音響信号の音質の劣化を招くという問題点があった。

　この発明は、情報が付与された音響信号を、高音質を維持しながら伝達可能にする変調装置、復調装置及びオーディオ信号再生装置を提供することを目的とする。

　本発明の第１の態様は、
　所定の周期を有する第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生部と、
　音響信号を入力する音響信号入力部と、
　データ符号に基づき、前記第１の拡散符号を前記周期ごとに位相変調する第１の変調部と、
　位相変調された前記第１の拡散符号に基づき生成され、所定の周波数よりも高い周波数領域に分布する変調信号を、前記音響信号と合成し、合成信号として出力する合成部と、
　を備えたことを特徴とする変調装置である。

　本発明の第２の態様は、
　音響信号と、データ符号に基づき周期ごとに位相変調された当該周期を有する第１の拡散符号に基づき生成され、所定の周波数よりも高い周波数領域に分布する変調信号と、が合成された合成信号を入力する音響信号入力部と、
　前記合成信号の所定周波数以下の周波数成分をカットすることで、前記変調信号の成分を抽出するハイパスフィルタと、
　抽出された前記変調信号の成分の分析結果に基づき、前記音響信号に合成された前記データ符号を復号する符号判定部と
　を備えることを特徴とする復調装置である。

　本発明の第３の様態は
　互いに同期した異なる符号系列からなる複数の拡散符号が合成された音響信号を入力する音響信号入力部と、
　入力された前記音響信号から分離された拡散符号が、データ符号によって位相変調されていない参照用拡散符号を含む参照モードであるか、当該拡散符号が当該参照用拡散符号を含まない並列モードであるかを判定するモード判定部と、
　前記並列モード時に動作する第１の復調部と、
　前記参照モード時に動作する第２の復調部と、
　を備え、
　前記第１の復調部は、前記音響信号の前記複数の拡散符号に対する相関値を各々別々に検出し、それぞれの相関値のピークに基づいて前記データ符号を復調し、
　前記第２の復調部は、
　前記データ符号で位相変調されている拡散符号に対する前記音響符号の相関値である第１の相関値を検出する第１の相関検出部と、
　前記参照用拡散符号に対する前記音響信号の相関値である第２の相関値を検出する第２の相関検出部と、
　前記第１の相関値と前記第２の相関値とを加算して合成相関値を出力する加算部と、
　前記変調用拡散符号の１周期ごとに前記合成相関値のピーク値を検出するピーク検出部と、
　該ピーク値検出部が検出したピーク値の大きさに基づいて前記音響信号に合成された前記データ符号を復号する符号判定部と
　を備えることを特徴とする復調装置である。

　この発明によれば、音響信号の高音域に、位相変調された拡散符号に基づき生成された変調信号を重畳することにより、音質を悪化させることなく、可聴音と並行して、情報成分を伝搬させることができる。

この発明の実施形態１である音響通信システムの送信装置、受信装置の構成を示す図送信装置のデータ重畳部の構成を示す図拡散処理および差動符号化の波形例を示す図データ重畳部の各部のスペクトル例を示す図受信装置の復調部の構成を示す図ＨＰＦおよび遅延検波の出力波形例を示す図ＬＰＦおよび整合フィルタの出力波形例を示す図この発明の実施形態２である音響通信システムの構成図送信側の変調部の構成を示す図ＰＮ符号列発生部の構成を示す図ＰＮ符号の特性を示す図シンボルレート変換部の機能を説明する図帯域制限されたＰＮ符号の特性を示す図音響信号とＰＮ符号が合成された合成信号の周波数分布を示す図受信装置の復調部の構成を示す図整合フィルタの構成を示す図整合フィルタが出力する相関値の時間変化を示す図変調用ＰＮ符号と参照用ＰＮ符号が同位相のときの加算波形を示す図変調用ＰＮ符号と参照用ＰＮ符号が逆位相のときの加算波形を示す図ピーク値検出区間を説明する図検出されたピーク値列の例を示す図複合されたデータ符号列の例を示す図変調部の他の実施形態を示す図変調部のさらに他の実施形態を示す図復調部の他の実施形態を示す図この発明の実施形態３である音響通信システムの構成図受信装置の復調部の構成を示す図音響信号を含まず帯域制限されないＰＮ符号が入力されたとき、整合フィルタが出力する相関値の時間変化を示す図音響信号を含む信号が入力されたとき、整合フィルタが出力する相関値の時間変化を示す図変調部の他の実施形態を示す図この発明の実施形態４である音響通信システムの構成を示す図送信装置の各部で処理される信号の周波数スペクトルを示す図受信装置の各部で処理される信号の周波数スペクトルを示す図

　図面を参照してこの発明の実施形態である音響通信方式および音響通信システムについて説明する。

実施形態１
　≪音響通信システム≫
　図１は、本発明の実施形態１である音響通信システムの構成を示す図である。この音響通信システムは、送信装置１、受信装置２で構成される。

　送信装置１は、データ重畳部１０、アナログ回路部１１およびスピーカ１２を有している。データ重畳部１０はデータ符号Ｄを拡散処理してデジタル音響信号Ｓの高音域に重畳する回路部である。データ重畳部１０の構成および動作の詳細は後述する。

　アナログ回路部１１は、Ｄ／Ａコンバータおよびオーディオアンプを含み、データ重畳部１０から出力されたデジタルの合成信号をアナログ信号に変換し、増幅してスピーカ１２に供給する。スピーカ１２は、アナログ回路部１１から入力された合成信号を音響として放音する。放音された合成信号音は空間（空気中）を伝搬して受信装置２のマイク２２へ到達する。

　受信装置２は、マイク２２、アナログ回路部２３、復調部２１を有している。アナログ回路部２３は、マイク２２が収音した音響信号を増幅するアンプ、オーディオ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを有している。復調部２１は、収音した音響信号に含まれている拡散信号を検出し、その拡散信号に重畳されているデータ符号Ｄを復調する回路部である。復調部２１の構成および動作の詳細は後述する。

　≪データ重畳部≫
　図２（Ａ）は、送信装置１のデータ重畳部１０の構成例を示す図である。音響信号入力部３１から入力されたデジタル音響信号Ｓ（音楽、音声など）は、ＬＰＦ３２によって高域がカットされる。ＬＰＦ３２のカットオフ周波数は、聴感と変調信号に割り当てる帯域幅に基づいて決定される。カットオフ周波数を低くしすぎると音響信号Ｓの音質が劣化する。同時に、低いカットオフ周波数に合わせて変調信号の帯域周波数を下げると、変調信号が聴取者の聴感上耳に付きやすくなる（ラウドネスが大きくなる）。逆に、ＬＰＦ３２のカットオフ周波数を高くしすぎると、変調信号の帯域を広くすることができず、データ符号の伝送品質が低下する。したがって、ＬＰＦ３２のカットオフ周波数は、ＬＰＦ３２を通過させた音響信号の聴感評価および要求される変調信号の帯域幅等を考慮して決定される。

　ＬＰＦ３２で高域をカットされた音響信号はゲイン調整部３３によって利得が調整される。利得が調整された音響信号Ｓは加算器３４に入力される。なお、入力された音響信号が中低音帯域のみ周波数成分を有し、高音帯域に成分が存在しないような信号の場合には、ＬＰＦ３２は省略してもよい。

　データ符号Ｄはデータ符号入力部３５から入力される。拡散符号発生部３６は拡散符号を発生する。拡散符号としては、Ｍ系列等の一定の巡回周期を持つ擬似乱数符号列（PN符号）が用いられる。データ符号入力部３５から入力されるデータ符号Ｄは、１シンボル周期が拡散符号の１巡回周期と一致するように周期が調整される。

　乗算器３７は、データ符号Ｄと拡散符号ＰＮとを乗算する。この処理は一般的に拡散と呼ばれる処理である。この拡散処理により、データ符号Ｄの値（１／０）によって拡散符号ＰＮが巡回周期毎に位相変調されるとともに、データ符号Ｄの周波数スペクトルが拡散される。

　乗算器３７によりデータ符号Ｄで変調された拡散符号ＭＰＮは、差動符号化部３８によって差動符号ＤＭＰＮに変換される。差動符号化処理は、拡散符号の各チップの値をその絶対値から前チップからの変化を表す値に置き換える処理である。この差動符号化により、受信側（後で詳述）において、送信側に正確に同期したクロックが無くても、遅延検波を用いて高精度にシンボルを復調することができる。

　図２（Ｂ）は差動符号化部３８の例を示す図である。差動符号化部３８は、拡散符号ＭＰＮが一方の入力端子に入力されるＸＯＲ回路４５と、ＸＯＲ回路４５の出力を１チップ遅延してＸＯＲ回路４５の他方の入力端子に戻す１チップ遅延回路４６で構成されている。ＸＯＲ回路４５の出力を１チップ遅延してフィードバックすることにより、ＸＯＲ回路４５は、入力された拡散符号ＭＰＮとＸＯＲ回路４５の１クロック前の出力との比較結果を差動符号ＤＭＰＮとして出力する。すなわち、拡散符号ＭＰＮの各チップの絶対値が、差動符号ＤＭＰＮでは、直前の差動符号DMPNのチップとの位相変化の有無に置き換えられる。これにより、受信側において、連続する２チップを比較することにより拡散符号ＭＰＮを復元することができる。

　図３に、上記データ符号Ｄ、拡散符号ＰＮ，ＭＰＮ，ＤＭＰＮの波形例を示す。同図（Ａ）が拡散符号発生部３６が発生した拡散符号ＰＮである。同図（Ｂ）がデータ符号入力部３５によって入力されたデータ符号Ｄである。同図（Ｃ）がデータ符号Ｄで巡回周期ごとに位相変調された拡散符号ＭＰＮである。同図に示すデータ符号列Ｄは“１０”であるため、拡散符号ＭＰＮの１周期目は位相が正転、２周期目は位相が反転している。同図（Ｄ）は変調された拡散符号ＭＰＮを差動符号化した符号列（差動符号）ＤＭＰＮである。この符号列は、拡散符号ＭＰＮの各チップの値と直前のチップの差動符号ＤＭＰＮの値との比較結果（排他的論理和）による値である。なお、差動符号DMPNは、－１，１の２値信号に変換しておく。

　2値信号化された符号列である差動符号ＤＭＰＮは、アップサンプリング部３９に入力される。アップサンプリング部３９は、入力された符号列をアップサンプリングする。拡散符号発生部３６が発生した拡散符号ＰＮのチップレートとこのアップサンプリング部３９におけるアップサンプリング率により、送信（放音）される拡散符号のチップレートおよび帯域幅が決定される。

　図２（Ａ）にもどって、アップサンプリング処理された信号（差動符号DMPN）は、ＬＰＦ４０に入力される。ＬＰＦ４０は、ベースバンド信号の帯域を制限し、チップ間干渉を抑制しつつベースバンド信号の帯域を制限するフィルタでありナイキストフィルタと呼ばれるものである。ナイキストフィルタは、インパルス応答がシンボル・レートでリングする（０を通過する）特性を有するフィルタであり、一般的にコサイン・ロールオフ・フィルタと呼ばれるＦＩＲフィルタで構成される。フィルタの次数、ロールオフ率α等は、適用する条件等に応じて決定される。

　なお、この実施形態１では、受信側においてもLPF54でフィルタリングを行うため、このＬＰＦ４０と受信側のＬＰＦ５４で完全なナイキストフィルタとなるように、それぞれが、ルートレイズド・コサイン・ロールオフ・フィルタで構成される。

　ＬＰＦ４０によって帯域制限、波形整形された信号は乗算器４２においてキャリア（搬送波）信号と乗算され、高域へ周波数シフトされる。キャリア信号発生部４１が発生するキャリア信号の周波数は任意であるが、周波数シフトされた拡散符号の帯域がＬＰＦ３２のカットオフ周波数以上で、スピーカ、マイク等の音響機器の可動周波数帯域および信号圧縮を含むデジタル信号処理部（CODEC）の符号化周波数帯域の範囲に納まるように設定する。

　すなわち、キャリア信号の周波数を低くすると、変調信号成分が聴感上耳に付きやすくなるとともに、変調信号に音響信号が混入して伝送品質が悪化するおそれがある。また、キャリア信号の周波数を高くしすぎると、スピーカ、マイク等の高域特性の劣化やCODECの符号化周波数帯域から外れることによって波形が歪み伝送品質が低下する可能性があるとともに、変調信号帯域がナイキスト周波数を越えた場合には、折り返し歪みが混入するおそれがある。

　すなわち、拡散信号の帯域幅（チップレート）およびキャリア信号の周波数は、以下の条件を満たすようにする。アップサンプリング後の変調信号の帯域幅をｆＢＷ、サンプリング周波数をｆｓ、ＬＰＦ３２のカットオフ周波数をｆｃ、キャリア信号の周波数をｆａとすると、下式の条件を満たす必要がある。

　高域へ周波数シフトされた変調信号ＭＤＭＰＮはゲイン調整部４３によってゲイン調整される。ゲイン調整された変調信号MDMPNは加算器３４で音響信号Ｓと加算合成される。この合成信号が外部に出力される。ゲイン調整部４３のゲインは、適用する環境やシステムで許される放音音圧レベル、要求される伝播距離、聴感評価等に基づいて決定される。なお、ゲイン調整部４３のゲインを、ＬＰＦ３２から出力れる音響信号Ｓのレベルに応じて適応的に制御してもよい。例えば、音響信号Ｓのレベルが大きい場合には、マスキング効果が期待できるので変調信号ＭＤＭＰＮのレベルも上げて雑音に対して利得を上げ、音響信号Ｓのレベルが小さい場合には、音響信号Ｓの聴感が悪化しないように変調信号ＭＤＭＰＮのレベルを下げると言う制御をしてもよい。

　図４は、データ重畳部１０の各ブロックにおける周波数スペクトルの概要を例示する図である。同図（Ａ）は音響信号入力部３１に入力される音響信号Ｓの周波数スペクトルを示す図である。同図（Ｂ）は、ＬＰＦ３２によって高音域がカットされた音響信号Ｓの周波数スペクトルを示す図である。ＬＰＦ３２のカットオフ周波数ｆｃは、対象となる聴衆の聴覚特性に合わせて、たとえば十数ｋＨｚ程度に設定される。

　同図（Ｃ）は、ＬＰＦ（ナイキストフィルタ）４０から出力された（帯域制限された）差動符号ＤＭＰＮおよびキャリア信号（周波数ｆａの正弦波）の周波数スペクトルを示す図である。同図（Ｄ）はキャリア信号と差動符号ＤＭＰＮとを乗算した変調信号ＭＤＭＰＮを示す図である。この例は実数乗算した例であるため、キャリア信号の両側に帯域（側波帯）が形成されている。

　同図（Ｅ）が加算器３４から出力される合成信号である。この合成信号は、ゲイン調整部３３から出力された音響信号Ｓとゲイン調整部４３から出力された変調信号ＭＤＭＰＮとを加算合成した信号である。この合成信号がアナログ回路部１１でオーディオ信号に変換され、スピーカ１２から空間放音される。また、アナログ信号として有線や無線のオーディオ信号伝送路を通して伝送することも可能である。

　≪復調部≫
　図５は、受信装置２の復調部２１の構成例を示す図である。復調部２１には、マイク２２で収音され、アナログ回路部２３でＡ／Ｄ変換された合成信号が入力される。入力された合成信号は、ＨＰＦ５１に入力される。ＨＰＦ５１は合成信号から音響信号成分を除去し、キャリア信号で周波数シフトされた拡散信号成分ＭＤＭＰＮを取り出すためのフィルタである。ＨＰＦ５１のカットオフ周波数は、変調信号帯域の下限周波数（ｆａ－ｆＢＷ／２（図４（Ｅ）参照））に設定される。ＨＰＦ５１によって抽出された変調信号ＭＤＭＰＮは、遅延器５２および乗算器５３に入力される。遅延器５２の遅延時間は、送信側においてアップサンプリングされた拡散符号の１チップ分の時間に設定されている。たとえば、N倍にアップサンプリングされている場合には、遅延器５２の遅延量もNサンプル分となる。乗算器５３は、ＨＰＦ５３の１チップ分のサンプルと、遅延器５２の１チップ分のサンプルとを乗算する。この処理が上述した遅延検波処理である。この遅延検波処理によって、差動符号化された信号ＭＤＭＰＮが、元の拡散符号ＭＰＮを含む信号に変換される。

　図６（Ａ）にＨＰＦ５１の出力波形例、図６（Ｂ）に乗算器５３の出力波形例を示す。図６（Ａ）の波形では、キャリア信号の包絡線が、ＬＰＦ４０で帯域制限された（滑らかな波形に変形された）差動符号ＤＭＰＮの形状になっている。一方、図６（Ｂ）の波形では、キャリア信号の包絡線が、データ符号Ｄで変調された拡散符号ＭＰＮの形状になっている。

　なお、この図に示した遅延器５２、乗算器５３による遅延検波で復号された符号波形（復号符号波形）は、送信側の差動符号化部３８で差動符号化される前の符号波形と正負が反転している。正負が反転した信号として取り扱えば問題ないが、必要に応じてインバータ等を挿入してもよい。

　この遅延検波処理の特徴は、復調時にキャリア信号の再生を必要としない点である。このように、送信側に差動符号化、受信側に遅延検波を採用することにより、周波数変動に対して堅牢で、処理負荷も少ない通信システムを構築することが可能になる。

　乗算器５３の乗算出力は、ＬＰＦ５４に入力される。ＬＰＦ５４は、キャリア成分をフィルタリングしてベースバンド信号を抽出するとともに、余計な雑音をフィルタリングしてＳＮ比を向上させるためのフィルタであり、送信側で使用したＬＰＦ（ナイキストフィルタ）４０と同様の特性のものである。なお、上述したように、変調部のＬＰＦ４０とこのＬＰＦ５４とを合わせて完全なナイキストフィルタ特性となるようにそれぞれルート特性のフィルタとされている。

　図７（Ａ）はＬＰＦ５４の出力波形の一例を示す図である。なお、この出力波形と図６に示した波形とは切り出し箇所が異なっており、波形は一致しない。

　ＬＰＦ５４の出力は、整合フィルタ５５へ入力される。整合フィルタ５５は、送信側でデータ符号の拡散に使用した拡散符号ＰＮを係数に持つＦＩＲフィルタで構成される。係数に使用する拡散符号のチップレートは、送信側におけるアップサンプリング後のチップレートと同じである。すなわち、同じ拡散符号ＰＮの同じ符号が、整合フィルタ５５において、アップサンプリング率分繰り返すことになる。

　整合フィルタ５５（相関検出部）は、図７（Ａ）に示すＬＰＦ５４の出力波形と拡散符号ＰＮとの畳み込み演算を実行し、ＬＰＦ５４の出力波形と拡散符号ＰＮとの相関値を出力する。図７（Ｂ）は整合フィルタ５５の出力波形の一例を示す図である。伝送路で受けた妨害や雑音は、拡散符号とは相関が低いため、整合フィルタが出力する相関値に大きな影響を与えない。よって、拡散処理により、外乱に強い伝送が可能となる。

　相関値は、拡散符号ＰＮの周期で強い相関ピーク示し、そのピークの位相は、送信シンボルによって位相変調されているため、送信シンボルの１、－１に対応して、正のピーク、負のピークが現れる。整合フィルタ５５の出力は、ピーク検出部５６へ入力される。ピーク検出部５６は、拡散符号ＰＮの周期付近の大きなピークを検出し、相関ピークとする。検出された相関ピークは、符号判定部５７へ入力される。符号判定部５７は、ピーク位相からシンボルを復号し、これをデータ符号Ｄとして出力する。

　以上のような構成によって、聴感上少ない違和感で音響信号に符号変調信号を重畳し空間放音伝送しても、周波数変動や妨害に対して高い堅牢性を持つ音響伝送システムを、比較的軽い処理負荷で実現することが可能である。

　尚、上記実施形態１では、エラー訂正符号の付加等については記載していないが、送信装置側でエラー訂正やインターリーブ等を使用した場合には、受信装置側で、受信シンボルに対してそれらの処理を追加すればよい。

　なお、上記実施形態では、キャリア信号と差動符号ＤＭＰＮとの乗算を実数領域の演算で行っているが、ヒルベルト変換によりキャリア信号を複素数に変換し、複素領域での乗算で差動符号ＤＭＰＮの帯域シフトをしてもよい。その場合、シフト後の変調信号帯域は単側波帯となるので、上記［数１］に示した条件は下記［数２］に変化する。

　この実施形態１では、送信するデータ符号を拡散符号で拡散処理する。拡散符号は、たとえばＭ系列の擬似ノイズ符号等を用いればよい。拡散することにより、環境音や他の音響信号が存在し、ＳＮ比が悪い環境でも信頼度の高いデータ符号の伝送が可能になる。また、この拡散符号を差動符号化して差動符号列を生成する。差動符号化することにより、受信側で送信側と正確に同期したクロックが無くても、符号列の各チップの符号の反転の有無を用いて元の拡散符号を復調することが可能になる。さらに、この差動符号を変調により周波数シフトする。周波数シフトすることにより、差動符号の帯域を、ベースバンドから、音響として放音・伝送可能な周波数帯域にシフトする。また、差動符号を可聴帯域より高域にシフトすることにより、楽音などの音響信号とミキシングして放音することが可能になる。ミキシングする音響信号は適宜高音域をカットして変調信号と重ならないようにすればよい。

　また、一般的に、空気中を伝搬する音響（音波）を用いて情報を伝達する本発明のような方式では、送信装置（スピーカ）や受信装置（マイク）の移動によるドップラーシフトや、送信側と受信側のクロックのずれが生じうる。特に、音波は約３４０ｍ／秒と電波に比べて伝搬速度が極めて低速であるため、例えば、受信装置を所持した者が歩行したり、腕を振る程度の動作でも大きなドップラーシフトが生じることがある。
　しかし、本実施形態では、差動符号をアップサンプリングすることにより、受信側における同期ずれをアップサンプリングされた信号のチップ単位で細かく吸収することができ、差動符号１チップ分全体がずれてしまうことがなくなり、また、ドップラーシフトやクロックの偏差といった周波数偏移を高精度に吸収することが可能になる。

　以上のような手法により、変調処理及び復調処理の両方において、周波数領域の処理を必要としない時間領域のみの処理、少ない処理負荷で、ドップラーシフト等の周波数偏移や外乱に対して高耐性の堅牢な情報伝送が可能となる。
　更に、復調時に周波数偏移をリカバリーするためにキャリア信号を使用しないことから、復調装置においてPLL回路などが不要となり、復調装置の構成を簡易にすることができる。

　また、この実施形態１では、データ符号をホワイトノイズ的な拡散符号で拡散処理して伝送しているため、耳に付きやすい正弦波を使うシングルキャリア方式や、位相・振幅の不連続に変化することによるノイズを発生するマルチキャリア方式に比べて聴感上の違和感は大幅に軽減される。さらに、変調信号を人の聴覚感度が鈍くなる高域にシフトさせ、且つ、中低音域に音響信号をミキシングすることにより、聴感上の違和感はより改善される。
　この実施形態によれば、音響として送信されたデータ符号にドップラーシフトが発生して信号の周波数が変動しても、その影響を受けることなく安定した復調が可能になる。
　また、データ符号を音響信号とミキシングすることにより、空間放音した場合でも聴感上違和感の少ない情報の伝送が可能になる。

実施形態２
　図８はこの発明の実施形態２である音響通信システムの構成を示す図である。図８に示すように、この実施形態２の音響通信システムは、送信装置１０１、受信装置１０２で構成される。

　送信装置１０１は、変調部１１０、アナログ回路部１１１およびスピーカ１１２を有している。変調部１１０は本発明の変調装置に対応し、聴衆に聴かせるべき可聴音信号である音響信号１１３と送信すべきデータ符号１１４を入力し、図１４に示すような周波数分布のオーディオ信号を生成する。このオーディオ信号には、音響信号１１３、データ符号１１４で変調された変調用擬似雑音信号（変調用ＰＮ符号）および参照用擬似雑音信号（参照用ＰＮ符号）が含まれている。変調用ＰＮ符号および参照用ＰＮ符号は、同じ長さで且つ同じチップレートで開始・終了タイミングが同期したＰＮ符号である。　変調部１１０の構成および動作の詳細は後述する。変調部１１０は、ＤＳＰ等のデジタル信号処理装置で構成される。

　アナログ回路部１１１は、Ｄ／Ａコンバータおよびオーディオアンプを含み、変調部１１０から出力されたデジタルオーディオ信号をアナログ信号に変換し、増幅してスピーカ１１２に供給する。スピーカ１１２は、アナログ回路部１１１から出力されたオーディオ信号を音響として空気中に放音する。上述の変調用ＰＮ符号、参照用ＰＮ符号は、同一のアナログ回路部１１１、同一のスピーカ１１２および同一の伝搬経路を介して受信装置１０２のマイク１２２へ到達する。

　受信装置１０２は、マイク１２２、アナログ回路部１２３、復調部１２１を有している。アナログ回路部１２３は、マイク１２２が収音したオーディオ信号を増幅するアンプ、オーディオ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを有している。復調部１２１は、本発明の復調装置に対応するものであり、収音したオーディオ信号に含まれているＰＮ符号を検出して、そのＰＮ符号に重畳されているデータを復調する回路部である。復調部１２１の構成および動作の詳細は後述する。

　≪変調部の説明≫
　図９は変調部１１０の構成を示すブロック図である。変調部１１０は、音響信号１１３と２つのＰＮ符号を合成した合成信号を生成出力する機能部である。２つのＰＮ符号のうち一方（変調用ＰＮ符号ＰＮ１Ｍ）は、データ符号１１４で位相変調されており、もう一方のＰＮ符号（参照用ＰＮ符号ＰＮ２）は、ＰＮ１と同じ周期で且つPN１と同期したＰＮ符号であり、位相が常に正の信号である。

　音響信号１１３は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３５で高音域がカットされたのち加算器１３８に入力される。ＬＰＦ１３５のカットオフ周波数はたとえば１０ｋＨｚ程度に設定する。このＬＰＦ１３５のカットオフ周波数以上の周波数、且つスピーカ１１２が放音可能な周波数帯域をＰＮ符号用の周波数帯域として使用する。カットオフ周波数を低くしすぎるとＰＮ符号による聴感悪化が目立ってくるため、試聴実験等に基づき聴感を損なわない程度の周波数（たとえば１０ｋＨｚ）に決定する。音響信号１１３の周波数成分が低音域に集中し、ＰＮ符号用の周波数帯域に分布していない場合には、このＬＰＦ１３５は無くてもよい。

　第１のＰＮ符号発生部１３０は、Ｍ系列(Maximal length sequence) 多項式に基づき、所定周期のＰＮ(Pseudo Noise)符号（ＰＮ１）を発生させる機能部である。Ｍ系列のＰＮ符号は、たとえば「ＰＮ１＝ｘ＾１０＋ｘ＾７＋１」などの線形漸化式（Ｍ系列多項式）で発生される１ビット数列の拡散符号である。多項式の次数をｎとすると、２＾ｎ－１の周期のＰＮ符号を発生することができ、上の多項式で発生するＰＮ符号の周期は、２＾１０－１＝１０２３である。上の多項式のＰＮ符号は、図１０に示すような、シフトレジスタ列とＸＯＲ素子を用いた回路で発生することができる。このＰＮ符号ＰＮ１は、データ符号１１４の重畳用に用いられる。

　図１１（Ａ）、１１（Ｂ）、１１（Ｃ）はこのＰＮ符号の波形、自己相関特性および周波数特性を示す図である。図１１（Ａ）は、ＰＮ符号の波形を示す図である。Ｍ系列のＰＮ符号列は、０／１の２値の１ビット数列として生成されるが、第1のＰＮ符号発生部１３０は、これを－１／１の振幅のＰＮ符号として出力する。１ビットをデジタル音響信号の１サンプルに当てはめると、４４．１ｋＨｚのサンプリングレートの場合、周期が１０２３ビットのＰＮ符号列は、約２３ｍｓ周期のＰＮ符号となる。図１１（Ａ）は、１ビット／１サンプルのＰＮ符号の一部区間を示す図である。

　Ｍ系列のＰＮ符号は優れた自己相関特性を有し、図１１（Ｂ）に示すように、位相が一致したときの自己相関値は１であり、位相がずれた状態での自己相関値は常にほぼ０である。また、上のＰＮ符号は、約２３ｍｓの周期（４３Ｈｚの周波数）で繰り返すこと以外は、ホワイトノイズと同視できる特性である。このため、このＰＮ符号の周波数特性は、図１１（Ｃ）に示すように、４３～２２．０５ｋＨｚの全帯域にわたってほぼフラットである。

　なお、ＰＮ符号は、周期性を持つ擬似白色雑音であれば、Ｍ系列に限定されない。また、ＰＮ符号の巡回周期も２＾ｎ－１や１０２３に限定されるものではない。

　また、第２のＰＮ符号発生部１３１も、上述の第１のＰＮ符号発生部１３０とほぼ同様の構成でＰＮ符号（ＰＮ２）を発生する。ただし、ＰＮ符号列の生成に使用される多項式はＰＮ符号発生部１３０のものと周期が同じで、別の系列のものにする。例えば、「ＰＮ２＝ｘ＾１０＋ｘ＾８＋ｘ＾７＋ｘ＾２＋１」のような多項式を使用する。この多項式を用いた場合も、０／１の２値でＰＮ符号列が生成されるが、ＰＮ符号発生部３１は、ＰＮ符号ＰＮ２を－１／１の振幅の信号として生成する。このＰＮ符号ＰＮ２は、後述の受信側において参照用に用いられる拡散符号である。

　第２のＰＮ符号発生部１３１が発生するＰＮ符号ＰＮ２も、図１１（Ｂ）、図１１（Ｃ）に示すような自己相関特性、周波数特性を有する。なお、ＰＮ符号ＰＮ１、ＰＮ２は、全く波形が異なり相互相関値はほぼ０である。したがって、これら２つのＰＮ符号を合成して出力（放音）しても、受信側で分離が可能である。

　なお、ＰＮ符号ＰＮ２も、ＰＮ符号ＰＮ１と同様に、周期性を持つ擬似白色雑音であれば、Ｍ系列に限定されない。
　また、この実施形態２では、受信側で参照用として使用されるＰＮ符号ＰＮ２の周期（ビット数）を、データ符号で変調されるＰＮ符号ＰＮ１の周期と同じにしているが、ＰＮ２の周期をＰＮ１の周期の整数分の１の周期であってもよい。

　第１のＰＮ符号発生部１３０が発生した変調用のＰＮ符号ＰＮ１は、乗算器１３３に入力され、データ符号１１４によって変調される。

　送信されるデータ符号１１４は、２進数で表現されたビット列で構成される。このビット列は、誤り訂正やインターリーブ処理がされていてもよい。このデータ符号１１４は、シンボルレート変換部３２によって順次読み取られる。

　シンボルレート変換部１３２は、図１２に示すように、データ符号１１４の１ビットを１シンボルとし、その１シンボルをＰＮ符号の周期に合わせて拡張する。この実施形態２では、ＰＮ符号ＰＮ２の周期が１０２３サンプルであるため、読み取ったデータ符号が”1 ”の場合、”1 ”を１０２３サンプル連続させる。また、データ符号は０／１の２値であるが、ＰＮ符号の場合と同様に－１／１の２値に変換する。このようにシンボルレート変換部１３２で変換されたデータ符号は乗算器１３３に入力される。

　乗算器１３３は、第１のＰＮ符号発生部１３０が発生したＰＮ符号ＰＮ１と、シンボルレート変換部１３２でレート変換および－１／１の２値に変換されたデータ符号を乗算する。これにより、ＰＮ符号ＰＮ１が送信すべきデータ符号で変調される。ＰＮ符号ＰＮ１、データ符号が、ともに－１／１の２値データなので、データ符号が“１”であれば、ＰＮ符号はそのままの位相で出力され、データ符号が“－１”（ビットデータとしては“０”）であれば、ＰＮ符号は逆位相で出力される。このように、重畳されるデータ符号に応じて、ＰＮ符号ＰＮ１は、０°または１８０°に位相変調されることになる。

　受信側の装置は、このデータ符号によって変調されたＰＮ符号ＰＮ１Ｍを受信し、ＰＮ１Ｍのフレーム（ＰＮ符号の１周期）ごとの位相を検出することにより、重畳されているデータ符号の“０／１”を復調することができる。

　データ符号によって変調されたＰＮ符号（以下、変調用ＰＮ符号と呼ぶ）ＰＮ１Ｍは、加算器１３４に入力され、参照用のＰＮ符号（以下、参照用ＰＮ符号と呼ぶ）ＰＮ２と合成される。この合成されたＰＮ符号ＰＮＣ（合成拡散符号）は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１３６に入力され、そのカットオフ周波数以下に分布する音響(楽音)信号１１３が使用する周波数帯域の成分がカットされる。

　ＨＰＦ１３６は、音響信号１１３の周波数帯域とＰＮ符号ＰＮＣの周波数帯域とが重なり合わないように、ＰＮ符号ＰＮＣの低音域をカットする回路部である。カットオフ周波数は、上述したＬＰＦ１３５の出力と帯域が干渉しないように、たとえば１２ｋＨｚ程度に設定される。

　図１３（Ａ）は、カットオフ周波数１２ｋＨｚのＨＰＦで帯域制限されたＰＮ符号ＰＮ１の周波数特性を示す図である。このように、もともと図１１（Ｃ）に示す周波数特性を有していたＰＮ符号の周波数帯域を図１３（Ａ）のように制限すると、波形が崩れることにより、元の波形（図１１（Ａ）参照）に対する相関特性が、図１３（Ｂ）に示すように悪化し、受信側で位相の判定が困難になり、重畳されたデータ符号の復調に誤りが発生するおそれが生じる。

　しかし、本発明では、変調用ＰＮ符号ＰＮ１Ｍと一緒に、参照用ＰＮ符号ＰＮ２を変調信号として送信することにより、周波数帯域制限や伝送系の特性による波形の崩れを相殺してデータ符号の正確な復調を可能にしている。詳細は受信装置の説明においてする。

　図９にもどって、ゲイン制御部１３７は、重畳すべき音響信号１１３に対するＰＮ符号ＰＮＣの利得を調整する回路部である。利得は、実験等により聴感やＰＮ符号の送信品質等のバランスを考慮して適切な値に決定する。例えば、－５０ｄＢなどに設定する。

　加算器１３８は、ＬＰＦ１３５によって中低音域（１０ｋＨｚ以下）に帯域が制限された音響信号１１３とＨＰＦ１３６によって高音域（１２ｋＨｚ以上）に帯域が制限された合成ＰＮ符号ＰＮＣ（変調信号）とを加算して合成信号を出力する回路部である。

　図１４は、加算器１３８が出力した合成信号の周波数特性の例を示す図である。１２ｋＨｚ以上の成分がＰＮ符号であり、－５０ｄＢに利得が制限されている。一方、１０ｋＨｚ以下（カットオフ特性により１１ｋＨｚ付近までスペクトルが残っている）が、音響信号１１３の成分である。この合成信号が、アナログ回路部１１１で処理され、スピーカ１１２から放音される。

　放音された音声は、０～１０ｋＨｚの周波数成分が音響成分であるため、一般聴衆には、この音響成分が聞こえ、高音域にＰＮ符号が重畳されていることが意識されることはない。また、ＰＮ符号が音響成分の周波数帯域から分離された高音域に重畳されているため、音響信号の音質を劣化させることもない。

　一方、図８（Ｂ）に示した受信装置１０２は、この音声をマイク１２２で収音し、収音された音響信号から１２ｋＨｚ以上の成分のみを取り出してＰＮ符号（ＰＮ１Ｍ）に重畳されているデータ符号を復調する。

　≪復調部の説明≫
　図１５は受信装置１０２に設けられている復調部１２１の詳細構成を示す図である。復調部１２１には、マイク１２２で収音されアナログ回路部１２３でデジタル信号に変換された合成信号が入力される。合成信号は、変調用ＰＮ符号ＰＮ１Ｍ及び参照用ＰＮ符号ＰＮ２が合成された合成拡張信号が、音響信号１１３に合成された信号である。復調部１２１は、合成信号から変調用ＰＮ符号ＰＮ１Ｍ、参照用ＰＮ符号ＰＮ２を分離抽出して、それぞれ元のＰＮ符号列（ＰＮ１，ＰＮ２）との相関値（ピーク値）を求め、変調用ＰＮ符号ＰＮ１Ｍのピーク値の符号（正／負）が参照信号ＰＮ２の符号（正／負）と一致するか逆かに基づいてデータ符号を復調する。

　このため、復調部１２１は、ハイパスフィルタ１４１、整合フィルタ１４２，１４３、加算器１４４、同期検出部１４５、ピーク値検出部１４６および符号判定部１４７を備える。以下、これら各機能部の構成および機能について説明する。

　ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１４１は、受信した合成信号からＰＮ符号が含まれている高域周波数成分を抽出する機能部である。このフィルタのカットオフ周波数は、送信装置１の変調部１１０に使用されているＨＰＦ１３６と同じ（１２ｋＨｚ）でよい。

　ＨＰＦ１４１で取り出された合成信号の高域周波数成分のデジタル音響信号は、整合フィルタ１４２，１４３に入力される。整合フィルタ１４２，１４３は、入力されたデジタル音響信号とＰＮ符号列との相関値を検出するフィルタであり、ＦＩＲフィルタで構成される。

　図１６に整合フィルタ１４２(第１の相関検出部)の構成例を示す。この整合フィルタ１４２は、入力されたデジタル音響信号のなかから変調用PN符号ＰＮ１Ｍの成分を検出するフィルタである。整合フィルタ１４２は、１０２３段のＦＩＲフィルタであり、各段のフィルタ係数として、送信側のＰＮ符号発生部１３０が発生するPN符号ＰＮ１が設定されている。

　また、整合フィルタ１４３(第２の相関検出部)も整合フィルタ１４２と同一の構成であり、入力されたデジタル音響信号のなかから参照用PN符号ＰＮ２の成分を検出する。各段のフィルタ係数としてＰＮ符号発生部１３１が発生するPN符号ＰＮ２が設定される。
　なお、PN符号列は１／０のビット列であるが、整合フィルタ１４２、１４３のフィルタ係数は、ＰＮ符号と同様に１／－１に変換したものが設定される。

　整合フィルタ１４２は、入力されるデジタル音響信号のＰＮ符号列ＰＮ１に対する相関値を出力し、デジタル音響信号に含まれる変調用ＰＮ符号ＰＮ１Ｍの成分とフィルタ係数列であるＰＮ１とが同期したタイミングで大きい相関値（ピーク値）を出力する。デジタル音響信号に含まれる変調用ＰＮ符号ＰＮ１Ｍは、データ符号により位相変調されている。したがって、ＰＮ１Ｍの位相が正転（０°）の場合は、整合フィルタ１４２の出力は正の相関値ピークを出力し、ＰＮ１Ｍの位相が反転（１８０°）の場合には負の相関値ピークを出力する。

　一方、整合フィルタ１４３は、入力されるデジタル音響信号のＰＮ符号列ＰＮ２に対する相関値を出力し、デジタル音響信号に含まれる参照用ＰＮ符号ＰＮ２の成分とフィルタ係数列であるＰＮ２とが同期したタイミングで大きい相関値（ピーク値）を出力する。整合フィルタ１４３は、ＰＮ符号ＰＮ２は参照用ＰＮ符号であるため、常に正の相関値ピークを出力する。

　図１７（Ａ），１７（Ｂ）は、整合フィルタの出力波形の例を示す図である。図１７（Ａ）は、粗いスケールで複数周期の相関値波形を示した図であり、図１７（Ｂ）は、ピーク付近を時間軸に拡大した図である。このように、ＰＮ符号の周期ごとにピークが検出されるが、入力されるデジタル音響信号の波形が崩れているため、ピークが正のピークであるのか負のピークであるのかが判りにくくなっている。そこで、変調用ＰＮ符号の相関値と参照用ＰＮ符号の相関値を加算することによって、変調用ＰＮ符号のピーク値の正負を判定する。

　整合フィルタ１４２，１４３が出力した相関値は加算器１４４において加算される。加算されることにより、相関が強調または相殺（キャンセル）される。整合フィルタ１４３が出力する参照用ＰＮ符号のピーク値は常に正値である。一方、整合フィルタ１４２が出力する変調用ＰＮ符号のピーク値の極性は、重畳されているデータ符号の正負（１／－１）に応じて反転する。すなわち、データ符号が“１”の場合、ピーク値は正値であり、データ符号が“－１”の場合、ピーク値は負値である。したがって、データ符号が“１”の場合には、正値に正値が加算されるためピーク値が強調され、データ符号が“－１”の場合には、正値に負値が加算されるためピーク値が相殺されて小さい値になる。

　図１８は、データ符号が“１”の場合の、整合フィルタ１４２，１４３および加算器４４の出力波形の例を示す図である。図１９は、データ符号が“－１”の場合の、整合フィルタ１４２，１４３および加算器１４４の出力波形の例を示す図である。これらの図は、ピーク付近の一部波形を表している。

　図１８（Ａ）乃至１９（Ｃ）において、図１８（Ａ）、１９（Ａ）が整合フィルタ１４３の出力波形、図１８（Ｂ）、１９（Ｂ）が整合フィルタ１４２の出力波形、図１８（Ｃ）、１９（Ｃ）が加算器１４４の出力波形である。図１８（Ａ）乃至１９（Ｃ）において、整合フィルタ１４２、１４３の出力は、正負が不明であるがピークが到来したことを示す若干大きな相関値を出力している。図１８（Ｃ）に示す加算波形では、これらが合成されるとピークが強調されて大きなピーク値の振幅が発生している。一方、図１９の下段に示す加算波形では、上の２つの波形が合成されるとそれぞれがキャンセルされてピークが殆ど消滅している。このように、ピークタイミングに合成波形のピークが存在していればデータ符号が“１”、ピークタイミングに合成波形のピークが消滅していればデータ符号が“－１”であると判定することができ、図１８（Ｂ）、図１９（Ｂ）の波形から直接データ符号が“１”であるか“－１”であるかを判定することに比して遥かに信頼度の高いデータ復調が可能になる。

　整合フィルタ１４２，１４３および加算器１４４は全てのサンプルタイミングに相関値を出力している。この相関値列（波形）のなかのどの位置に、リファレンスと受信信号の同期点すなわちピークタイミングが存在するかを同期検出部１４５が検出する。

　同期検出部１４５は、整合フィルタ１４３から出力された相関値列（出力波形）を１フレーム（１０２３サンプル）分蓄積し、そのなかの正の最大値を検出して、その最大値のサンプルタイミングをピークタイミングであると判定する。このピークタイミングをピーク値検出部１４６に出力するとともに、そのときの最大値（ピーク値）をしきい値として符号判定部１４７に出力する。

　ピーク値検出部１４６は、同期検出部１４５から受け取ったピークタイミング情報に基づき、加算器１４４の出力波形から、ピークタイミングを含む所定のサンプル区間（ピーク値検出区間）を取り出して、そのなかからピーク値を検出する。ピークタイミングの１サンプルのみでなく、所定のサンプル区間からピーク値を検出することにより、送受信システム間のサンプリングクロックの位相ずれや周波数偏差を吸収することができる。

　図２０（Ａ）、２０（Ｂ）は、ピーク値検出部１４６のピーク値検出区間の決定方式を説明する図である。図２０（Ａ）は、１回の同期検出に基づいて複数回のピーク値検出を行う方式を示している。図２０（Ｂ）は、各フレームごとに同期検出を行う方式を示している。

　図２０（Ａ）において、あるタイミング（たとえば参照用ＰＮ符号の受信開始時）に参照用ＰＮ符号に基づいて、同期検出部１４５がピークタイミングを検出する。ピーク値検出部１４６は、同期検出部１４５が検出したピークタイミングから前後３０サンプル程度の区間をピーク値検出区間としてピーク値を検出し、符号判定部１４７に出力する。なお、ピーク値検出部１４６は、加算器１４４から入力した合成相関値を必要なサンプル数分バッファしている。こののち、ピークタイミングから１０２３サンプルをカウントしたタイミングを次のピークタイミングとしてその前後３０サンプルをピーク値検出区間として次のピーク値を検出する。この処理を繰り返し行う。

　図２０（Ｂ）において、この方式では、各フレームごとに同期検出部１４５がピークタイミングを検出してピーク値検出部１４６にピークタイミングを通知する。ピーク値検出部１４６は、同期検出部１４５から通知されたピークタイミングの前後３０サンプルをピーク値検出区間としてピーク値を検出し、符号判定部１４７に出力する。

　図２０（Ｂ）の各フレームごとにピークタイミングを検出する方式によれば、高精度にフレーム同期をとることができるが、処理部の処理負荷が大きくなる。図２０（Ａ）の１フレーム分のクロックをカウントして次のピークタイミングを推定する方式を採用しつつ、複数フレームに１度程度の間隔で同期検出部１４５がピークタイミングを検出するようにしてもよい。

　図２１は、ピーク値検出部１４６の出力値の例を示す図である。これは、０／１で交番するデータ符号で変調信号ＰＮ１Ｍが変調されていた場合の例を示している。変調用ＰＮ符号ＰＮ１Ｍの相関値と参照用ＰＮ符号ＰＮ２の相関値とを加算することにより、データ符号によるピーク値の相違が明瞭になっており、大きいピーク値（“１”）と、小さいピーク値（“０”）が交互に出力されている。

　符号判定部１４７は、この値を同期検出部１４５から入力されたリファレンス信号のピーク値をしきい値として２値化し、図２２に示すような１／０のデータ符号列を復調（復号）して出力する。

　≪変形例≫
　上記の実施形態２では、聴衆に聴かせる音響信号１１３の高音域にＰＮ符号を合成し、聴衆にＰＮ符号が聴こえないように、且つ、音響信号１１３の音質が低下しないようにしているが、ＰＮ符号（変調用ＰＮ符号、参照用ＰＮ符号）を音響信号１１３と合成することなくそのままで送受信してもよい。すなわち、上記実施形態２では、ＰＮ符号の周波数帯域をハイパスフィルタ１３６で１０ｋＨｚ以上に制限し、信号レベルをゲイン制御部１３７で－５０ｄＢに制限しているが、これらは無くてもよい。また、楽音等の可聴音響信号とミキシングして放音しているが、ＰＮ符号のみで放音してもよい。このように、周波数帯域制限、信号レベル制限をすることなく、ＰＮ符号のみで出力する場合の変調部の構成例を図２３に示しておく。

　また、変調用のＰＮ符号を複数重畳し、データ符号の伝送を多重化してもよい。この場合、図２４に示すように、ＰＮ符号発生部１３０、シンボルレート変換部１３２、乗算器１３３を複数組設け、各ＰＮ符号発生部１３０は、異なる符号系列のＰＮ符号を発生し、各シンボルレート変改部１３２には異なるデータ符号が入力されるようにすればよい。

　なお、図２４は、図２３に示した周波数帯域制限、信号レベル制限をすることなく、ＰＮ符号のみで出力する構成で、データ符号の伝送を多重化した場合の例を示しているが、図８に示した構成でデータ符号の伝送を多重化してもよい。

　また、受信装置１０２において、多重化された信号を受信して復調する場合、復調部１２１を図２５のように構成する。すなわち、整合フィルタ１４２、加算器１４４、ピーク値検出部１４６および符号判定部１４７を複数組設け、各整合フィルタ１４２のフィルタ係数として多重化された変調用ＰＮ符号のＰＮ符号列を設定する。

　上記実施形態２は、音響（音声）を空気中に放音して音響通信を行うシステムについて説明したが、音響を伝搬する媒質は空気に限定されない。たとえば、固体や液体を伝搬する音響通信に本発明を適用することも可能である。また、本発明は音響通信に限定されず、音響信号を電気信号として電気的または電磁的に伝搬させる有線通信・無線通信に適用することも可能である。さらに、音響信号をデジタルオーディオ信号化してストリーミング、ファイル転送する場合に適用することも可能である。

　また、上記実施形態では、可聴周波数帯域（サンプリングレート４４．１ｋＨｚ）のＰＮ符号を用いているが、より高い周波数帯域（超音波領域）のＰＮ符号を用いてもよい。

　この実施形態２では、変調用擬似雑音信号（変調用PN符号）と参照用擬似雑音信号（参照用PN符号）を同期させることにより、受信側で同期した相関値のピーク波形を得ることができる。参照用擬似雑音信号は常に正位相であるが、変調用擬似雑音信号はデータ符号によって位相変調されている。したがって、これらの相関値を加算することにより、データ符号の内容に応じた相関値のピーク値の強調／相殺が可能になる。また、データ符号を復調するためには、変調用擬似雑音信号と参照用擬似雑音信号の相関値ピーク波形の相対的位相情報のみ使用すればよいため、どのような再生装置、スピーカ、伝達経路を経たものであっても、その伝達特性を完全に無視することができ、ロバストな音響通信が可能となる。

　なお、この実施形態２は音響通信に限定されず、アナログ音響信号の有線・無線の伝達を用いた通信やデジタル音響信号のストリーミング、ファイル転送を用いた通信にも適用が可能である。

　また、音響信号等の可聴音声信号の高音域に擬似雑音信号を重畳することにより、聴感を悪化させずに、可聴音と並行して通信信号成分を伝搬させることができる。

実施形態３
　実施形態３の音響通信システムは、図８に示すシステムと同様のものが適応されるため、その全体の説明については省略する。図８の変調部１１０、復調部１２１を、実施形態３では、変調部２１０、復調部２２１と称し、以下説明する。
　図２６は本発明の実施形態３である音響通信システムの変調部２１０の構成を示す図である。この図において、図９に示した実施形態２の変調部１１０と同一構成の部分は同一番号を付して説明を省略する。

　≪変調部の説明≫
　実施形態３にかかる変調部２１０が生成するオーディオ信号には音響信号１１３、２つの擬似雑音信号（第１ＰＮ符号ＰＮ１、第２ＰＮ符号ＰＮ２）が含まれている。
　図２６は変調部２１０の構成を示すブロック図である。変調部２１０は、音響信号１１３と２つのＰＮ符号（拡散符号）を合成した合成信号を生成出力する機能部である。２つのＰＮ符号のうち一方（第１ＰＮ符号ＰＮ１）または両方がデータ符号１１４で変調される。音響信号１１３が無音（音量が所定値以下）のとき第１、第２のＰＮ符号の両方がデータ符号１１４で変調され（並列モード）、音響信号１１３が所定値以上の音量で放音しているとき第１ＰＮ符号ＰＮ１のみがデータ符号１１４で変調される（参照モード）。参照モードのとき、もう一方のＰＮ符号である第２ＰＮ符号ＰＮ２は、変調されずに位相が常に正の参照用信号として出力される。
　レベル検出器２３６は、入力された音響信号１１３のレベル（音量）を検出する機能部である。レベル検出器２３６は、音響信号１１３のレベルを所定のしきい値と比較し、その比較結果であるレベル検出信号（大／小）を出力する。レベル検出信号が「大」のとき変調部２１０は参照モードで動作し、レベル検出信号が「小」のとき変調部２１０は並列モードで動作する。レベル検出信号は、後述の切換器２３７、ハイパスフィルタ１３６、ゲイン調整器１３７に入力される。

　実施形態３にかかるローパスフィルタ（ＬＰＦ）１３５、第１のＰＮ符号発生部１３０及び第２のＰＮ符号発生部１３１は、実施形態２にかかるローパスフィルタ１３５、第１のＰＮ符号発生部１３０及び第２のＰＮ符号発生部１３１と同じ構成を有するので、その説明を省略する。

　ＰＮ符号発生部１３０が発生したＰＮ符号ＰＮ１は、乗算器１３３に入力され、データ符号１１４によって変調される。

　送信すべきデータ符号１１４は、２進数で表現されたビット列で構成される。このビット列は、誤り訂正やインターリーブ処理がされていてもよい。このデータ符号１１４は、シンボルレート変換部１３２によって順次読み取られる。

　シンボルレート変換部１３２は、図１２に示すように、データ符号１１４の１ビットを１シンボルとし、その１シンボルをＰＮ符号の周期に合わせて拡張する。この実施形態では、ＰＮ符号ＰＮ２の周期が１０２３サンプルであるため、読み取ったデータ符号が”1 ”の場合、”1 ”を１０２３サンプル分連続させる。また、データ符号は０／１の２値であるが、ＰＮ符号の場合と同様に－１／１の２値に変換する。このようにシンボルレート変換部１３２で変換されたデータ符号は乗算器１３３に入力される。

　乗算器１３３は、ＰＮ符号発生部１３０が発生したＰＮ符号ＰＮ１と、シンボルレート変換部１３２でレート変換および－１／１の２値に変換されたデータ符号を乗算する。これにより、ＰＮ符号ＰＮ１が送信すべきデータ符号で変調される。ＰＮ符号ＰＮ１、データ符号が、ともに－１／１の２値データなので、データ符号が“１”であれば、ＰＮ符号はそのままの位相で出力され、データが“－１”（ビットデータとしては“０”）であれば、ＰＮ符号は逆位相で出力される。このように、重畳されるデータ符号に応じて、ＰＮ符号ＰＮ１は、０°または１８０°に位相変調されることになる。

　受信側の装置は、このデータ符号によって変調されたＰＮ符号ＰＮ１Ｍを受信し、ＰＮ１Ｍのフレーム（ＰＮ符号の１周期）ごとの位相を検出することにより、重畳されているデータ符号の“０／１”を復調することができる。データ符号によって変調されたＰＮ符号ＰＮ１Ｍは、加算器１３４に入力される。

　ＰＮ符号発生部１３１が発生したＰＮ符号ＰＮ２は、切換器２３７の第１端子２３７ａに入力されるとともに、乗算器２３５に入力される。

　シンボルレート変換部２３４、乗算器２３５は、第１ＰＮ符号ＰＮ１のシンボルレート変換部１３２、乗算器１３３と同様の機能を有する。すなわち、シンボルレート変換部２３４は、図１２に示すように、データ符号１１４の１ビットを１シンボルとし、その１シンボルをＰＮ符号の周期に合わせて拡張する。シンボルレート変換部２３４で変換されたデータ符号は乗算器１３３に入力される。乗算器２３５は、ＰＮ符号発生部１３１が発生したＰＮ符号ＰＮ２と、シンボルレート変換部２３４でレート変換および－１／１の２値に変換されたデータ符号を乗算する。これにより、ＰＮ符号ＰＮ２が送信すべきデータ符号で変調される。

　乗算器２３５から出力される変調されたＰＮ符号ＰＮ２Ｍは切換器２３７の第２端子２３７ｂに入力される。　
　切換器２３７は、レベル検出器２３６から入力されるレベル検出信号に基づいて接続を切り換える。レベル検出信号が「大」すなわち音響信号１１３の信号レベルがしきい値よりも大きいとき接続を第１端子２３７ａ側に切り換え、レベル検出信号が「小」すなわち音響信号１１３のレベルがしきい値よりも小さいとき接続を第２端子２３７ｂ側に切り換える。
　これにより、音響信号１１３の信号レベルがしきい値よりも大きいとき、切換器２３７は変調されないＰＮ符号ＰＮ２を参照用ＰＮ符号として出力して変調器２１０を参照モードで動作させ、音響信号１１３のレベルがしきい値よりも小さいとき、切換器２３７は変調されたＰＮ符号ＰＮ２Ｍを出力して変調器２１０を並列モードで動作させる。
　すなわち、音響信号１１３のレベルが大きいときには、音響信号１１３がデータ伝送用のＰＮ符号に対してはノイズとなり、また、音響信号１１３の妨げにならないようにＰＮ符号の低域をカットすることにより波形が崩れるため、第２ＰＮ符号ＰＮ２を変調せずに参照用ＰＮ符号として用いる（参照モード）。一方、音響信号１１３のレベルが小さい（無音の）ときには、ノイズとなる音響信号がなく、また、音響成分がないので低域をカットする必要がないため良好な信号品質でＰＮ符号を送信することができるため、２つのＰＮ符号ＰＮ１，ＰＮ２の両方をデータで変調して倍の伝送レートを得るようにしている（並列モード）。
　なお、図２６ではレベル検出信号に基づいて切換器２３７の端子が切り換えられるように図示しているが、同時にシンボルレート変換部２３４によるデータの読み出しや乗算器２３５による変調も停止するものとする。

　切換器２３７から出力されたＰＮ符号ＰＮ２／ＰＮ２Ｍは、加算器１３４に入力され、第１のＰＮ符号ＰＮ１と合成される。この合成されたＰＮ符号ＰＮＣ（合成拡散符号）は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１３６に入力される。

　ＨＰＦ１３６は、合成拡散符号の低域成分をカットするフィルタである。ＨＰＦ１３６、レベル検出器２３６から入力されるレベル検出信号に基づいてカットオフ周波数を切り換える。レベル検出信号が「大」すなわち参照モードのときカットオフ周波数を高い周波数（第１の値）に切り換え、レベル検出信号が「小」すなわち並列モードのときカットオフ周波数を低い周波数（第２の値）に切り換える。ＨＰＦ１３６のカットオフ周波数は、たとえば、レベル検出信号が「大」のとき１２ｋＨｚ、レベル検出信号が「小」のとき０Ｈｚ（すなわちＨＰＦ１３６をスルーする）に設定される。なお、ＨＰＦ１３６をスルーする場合でもＨＰＦと同じ遅延量の遅延器を通過させて信号周期がずれないようにする。なお、カットオフ周波数はこの例に限定されない。

　ＨＰＦ１３６がスルーであれば、第１、第２のＰＮ符号ＰＮ１，２は、ほぼ図１１（Ａ）乃至１１（Ｃ）の波形を維持したまま出力される。一方、ＨＰＦ１３６のカットオフ周波数が１２ｋＨｚであると、第１、第２のＰＮ符号ＰＮ１，２の波形は大きく崩れる。
　図１３（Ａ）は、カットオフ周波数１２ｋＨｚのＨＰＦで帯域制限されたＰＮ符号ＰＮ１の周波数特性を示す図である。このように、もともと図１１（Ｃ）に示す周波数特性を有していたＰＮ符号の周波数帯域を図１３（Ａ）のように制限すると、波形が崩れることにより、元の波形（図１１（Ａ）参照）に対する相関特性が、図１３（Ｂ）に示すように悪化し、受信側で位相の判定が困難になり、重畳されたデータ符号の復調に誤りが発生するおそれが生じる。

　しかし、本発明では、参照モードでＨＰＦ１３６のカットオフ周波数を１２ｋＨｚに設定するとき、第２ＰＮ符号を変調しないで出力し、変調された第１ＰＮ符号（変調用ＰＮ符号）ＰＮ１Ｍの同期タイミングを求める参照用に用いることにより、周波数帯域制限や伝送系の特性による波形の崩れを相殺してデータ符号の正確な復調を可能にしている。詳細は受信装置の説明においてする。

　図２６にもどって、ゲイン制御部１３７は、音響信号１１３に対する合成ＰＮ符号ＰＮＣ（合成拡散符号）の利得を調整する回路部である。利得は、実験等により聴感やＰＮ符号の送信品質等のバランスを考慮して適切な値に決定され、レベル検出信号（大／小）により、その利得が変更される。レベル検出信号が「大」のとき－５０ｄＢ、レベル検出信号が「小」のとき－２０ｄＢなどに設定する。また、加算器１３８は、音響信号１１３と合成ＰＮ符号ＰＮＣ（合成拡散符号）とを加算して合成信号を出力する回路部である。

　図１４は、レベル検出信号が「大」すなわち参照モードのときの、加算器１３８が出力し合成信号の周波数特性の例を示す図である。１２ｋＨｚ以上の成分がＰＮ符号であり、－５０ｄＢに利得が制限されている。一方、１０ｋＨｚ以下（カットオフ特性により１１ｋＨｚ付近までスペクトルが残っている）が、音響信号１１３の成分である。この合成信号が、アナログ回路部１１で処理され、スピーカ１２から放音される。

　放音された音声は、０～１０ｋＨｚの周波数成分が音響成分であるため、一般聴衆には、この音響が聞こえ、高音域にＰＮ符号が重畳されていることが意識されることはない。また、ＰＮ符号が音響成分の周波数帯域から分離された高音域に重畳されているため、音響信号の音質を劣化させることもない。

　一方、レベル検出信号が「小」すなわち並列モードのとき、音響信号１１３の成分は殆ど現れない。また、ゲイン制御部１３７から入力されるＰＮ符号はＨＰＦ１３６をスルーして周波数帯域が制限されていないため、ＰＮ符号はほぼ全周波数帯域に分布する。

　≪復調部の説明≫
　図２７は受信装置１０２に設けられている復調部２２１の詳細構成を示す図である。復調部２２１には、マイク１２２で収音されアナログ回路部１２３でアナログ信号からデジタル信号に変換された合成信号が入力される。この合成信号は、第１のＰＮ符号及び第２のＰＮ符号が合成された合成拡張信号に、音響信号１１３が合成された信号である。

　復調部２２１は、合成信号から第１、第２のＰＮ符号を分離抽出して、これらのＰＮ符号が参照モードで送信されたものか並列モードで送信されたものかを検出する。参照モードの場合には、第２のＰＮ符号ＰＮ２を参照用ＰＮ符号として用いて第１のＰＮ符号ＰＮ１Ｍを復調し、並列モードの場合には、第１、第２のＰＮ符号ＰＮ１Ｍ，ＰＮ２Ｍからそれぞれデータ符号を復調する。
　データ符号の復調は、分離抽出したＰＮ符号と元のＰＮ符号列（ＰＮ１，ＰＮ２）との相関値（ピーク値）を求め、変調用PN符号ＰＮ１Ｍ（ＰＮ２Ｍ）のピーク値の符号（正／負）が参照用PN符号ＰＮ２の符号（正／負）と一致するか逆であるかに基づいてデータ符号を復調する。ＰＮ符号が並列モードか参照モードかは、第２のＰＮ符号をそのまま復調して同期をとることができたか否かで判定する。

　参照モード／並列モードを判定するため、整合フィルタ２５３、ピーク・同期検出部２５６および判定部２５７（モード判定部）を備える。整合フィルタ２５３は、入力されたデジタル音響信号とＰＮ符号列との相関値を検出するフィルタであり、ＦＩＲフィルタで構成される。図１６に整合フィルタ２５３の構成例を示す。この整合フィルタ２５３は、入力されたデジタル音響信号のなかから第２ＰＮ符号ＰＮ２の成分を検出するフィルタである。整合フィルタ２５３は、１０２３段のＦＩＲフィルタであり、各段のフィルタ係数として、送信側のＰＮ符号発生部１３１が発生する擬似雑音符号列ＰＮ２（例えば、「ＰＮ２＝ｘ＾１０＋ｘ＾８＋ｘ＾７＋ｘ＾２＋１」）が設定されている。

　ＰＮ符号が並列モード、すなわち、入力されたデジタル音響信号に音響成分が含まれておらず、且つ第２ＰＮ符号ＰＮ２が帯域制限されていなければ、整合フィルタ２５３は図２８（Ａ），２８（Ｂ）に示す相関波形を出力する。図２８（Ａ）は、粗いスケールで複数周期の相関値波形を示した図であり、図２８（Ｂ）は、ピーク付近を時間軸に拡大した図である。このように、ＰＮ符号の周期ごとに正側に大きなピークが検出される。

　一方、ＰＮ符号が参照モード、すなわち、入力されたデジタル音響信号に音響成分が含まれており、且つ第２ＰＮ符号ＰＮ２が帯域制限されている場合、整合フィルタ２５３は図２９に示すような相関波形を出力する。音響信号はＰＮ符号の同期においてはノイズとして作用するため、音響信号が含まれた信号では全く相関がとれず明確なピークが存在しない。

　ピーク・同期検出部２５６は、整合フィルタ２５３の相関値波形を入力してピークを求め、そのピークタイミングの情報を出力する。具体的には、整合フィルタ２５３から入力された相関値波形を１周期以上バッファに貯め、絶対値で１番大きな値と２番目に大きな値のタイミングを求める。判定部２５７は、この２つのピークの間隔がＰＮ符号列の１周期に一致しているか否かを判定する。ピーク間隔がＰＮ符号列の１周期に一致していれば、入力されたデジタル音響信号に音響成分が含まれておらずＰＮ符号が帯域制限されていない（並列モード）と考えられ、ピーク間隔が一致していない場合またはその間隔が不安定な場合には、入力されたデジタル音響信号に音響成分が含まれており、且つＰＮ符号が帯域制限されている（参照モード）と考えられる。
　判定部２５７は判定結果をセレクタ２５８に出力する。セレクタ２５８は、並列モードの場合には、データ復調を行う機能ブロックとして第１復調ブロック２５０を選択し、参照モードの場合には、データ復調を行う機能ブロックとして第２復調ブロック２６０を選択する。
　なお、整合フィルタ２５３、ピーク・同期検出部２５６は、第１復調ブロック２５０の一部としても用いられる。

　まず、参照モード時に用いられる第２復調ブロック２６０は、実施形態２の復調部１２１と同じ構成を有するので、その説明は省略する。

　次に並列モード時に用いられる第１復調ブロック２５０について説明する。並列モードでは、２つのＰＮ符号ＰＮ１、ＰＮ２の両方がデータ符号で変調されているため、第１復調ブロック２５０は、ＰＮ符号ＰＮ１およびＰＮ符号ＰＮ２から別々にデータを復調する。第１復調ブロック２５０は、モード検出にも用いられた整合フィルタ２５３、ピーク・同期検出部２５６のほか、遅延器２５１、整合フィルタ２５２、ピーク値検出部２５４および符号判定部２５５を備える。
　遅延器２５１は、ＨＰＦ１４１が挿入されている第２復調ブロック２６０と信号の同期を取るため入力信号を遅延させる回路部である。遅延器２５１から出力されたデジタル音響信号は、整合フィルタ２５２、整合フィルタ２５３に入力される。整合フィルタ２５２、２５３は、第２復調ブロック２５０の整合フィルタ１４２，１３２と同一構成且つ同一フィルタ係数のものである。

　整合フィルタ２５２，２５３が出力した相関値波形はピーク値検出部２５４に入力される。ピーク値検出部２５４は、ＰＮ符号列の同期タイミングのピーク値を検出する。同期タイミングは、第２ＰＮ符号に基づいて同期タイミングを検出しているピーク・同期検出部２５６から与えられる。ピーク値検出部２５４が検出したピーク値は、符号判定部２５５に入力される。

　第１復調ブロック２５０が動作する並列モード時は、ＰＮ符号が帯域制限されておらず、且つ音響信号が混じっていないため、整合フィルタ２５２，２５３が出力する相関値波形は、図２８に示すような明瞭なピークを有するものである。したがって、ピーク値検出部２５４が検出したピーク値も正負が明瞭なものである。
　符号判定部２５５は、ピーク値検出部２５４から入力されたＰＮ１Ｍ，ＰＮ２Ｍのピーク値に基づき、両ＰＮ符号に重畳されていたデータの符号を判定する。
　なお、データフレームの同期をとるフレーム同期部は、第１ＰＮ符号、第２ＰＮ符号へのデータの分配方式に合わせて、符号判定部２５５，１４７の後方またはセレクタ２５８の後方に設ければよい。

　以上の構成により、送信装置１０１が放音した音響信号に含まれる２つのＰＮ符号が参照モードで変調されている場合でも並列モードで変調されている場合でも、これを自動認識してデータを復調することができる。

　≪変形例≫
　上記の実施形態では、並列モードのとき第２ＰＮ符号をデータ符号で変調し、参照モードのときこの第２ＰＮ符号をそのまま出力するようにしているが、参照モード時に並列モード時の第２ＰＮ符号とは異なる符号系列の第３ＰＮ符号を出力するようにしてもよい。これにより、受信側で参照モード／並列モードの判定が容易になる。

　図３０は上記構成の変調部２１０の変形例を示す図である。この図において、図２６に示した第１の実施形態の変調部２１０と同一構成の部分は同一番号を付して説明を省略する。図３０において、この変調部２１０は、第３のＰＮ符号発生部２４５を備えている。このＰＮ符号発生部２４５も第１、第２のＰＮ符号発生部１３０，１３１と同じ符号長で異なる系列のＰＮ符号を発生する。
　第３のＰＮ符号発生部２４５は、切換器２３７の第１端子２３７ａに接続されている。これにより、切換器２３７が並列モードに切り換わったとき、第２のＰＮ符号に代えて第３のＰＮ符号が出力されるようになる。

　なお、受信側の復調部２２１は、図２７の構成で第１復調ブロックの整合フィルタ５３に設定するフィルタ係数を上記第３のＰＮ符号の符号系列とすればよい。

　上記実施形態において、レベル検出器２３６は、入力された音響信号１１３の音量レベルを計測して所定のしきい値以上であるか以下であるかを判定しているが、入力される音響信号がたとえばＭＩＤＩデータ等で合成されるものであれば、そのＭＩＤＩデータを入力し、そのデータによって合成される音響成分を予測してレベル検出信号を出力するようにしてもよい。ＭＩＤＩデータを予め入力することにより、音量レベルを先に検出しておくことができ、検出遅れがなくなる。

　この実施形態３おいて、音響信号が一定レベル以下の場合には、複数の擬似雑音信号をそれぞれデータ符号で変調して並列に高速にデータ符号を伝送する。一方、音響信号が一定レベル以上の場合には、１つの擬似雑音信号をデータ符号で変調せずに参照用擬似雑音信号として用いる。そして、変調用擬似雑音信号と参照用擬似雑音信号を同期させることにより、受信側で同期した相関値のピーク波形を得ることができる。参照用擬似雑音信号は常に正位相であるが、変調用擬似雑音信号はデータ符号によって位相変調されている。したがって、これらの相関値を加算することにより、データ符号の内容に応じた相関値のピーク値の強調／相殺が可能になる。また、データ符号を復調するためには、変調用擬似雑音信号と参照用擬似雑音信号の相関値ピーク波形の相対的位相情報のみ使用すればよいため、どのような再生装置、スピーカ、伝達経路を経たものであっても、その伝達特性を完全に無視することができ、ロバストな音響通信が可能となる。

　このように、この実施形態３では音響信号の音量レベルが大きいときには、第２擬似雑音信号を参照用擬似雑音信号とし、変調された第１擬似雑音信号と一緒に送信しているため、ロバストな通信が可能であり、これら擬似雑音信号の周波数帯域を制限することにより信号波形が崩れても通信の信頼性を維持することができる。そこで、擬似雑音信号の周波数帯域を高音域に制限して、聴衆に聞こえにくくすることができ、さらに、音響信号等の聴衆に心地よい音響信号をミキシングすることによって、擬似雑音信号を用いたデータ通信をマスクすることができ、且つ、擬似雑音信号の信号レベルを必要以上に大きくする必要がないため、音響信号の音質の低下を防ぐことができる。

　また、楽音信号等の音響信号の音量レベルが小さいときは、前記複数の擬似雑音信号を全てデータ伝送用に用いて並列にデータ伝送できるため、高速にデータを伝送することも可能である。

実施形態４
　図面を参照してこの発明の実施形態４である音響通信システムについて説明する。図３１は、音響通信システムの構成を示す図である。この音響通信システムは、送信装置３０１、受信装置３０２で構成されている。送信装置３０１と受信装置３０２とは伝送線路３０５で接続されている。この伝送線路３０５はデジタル伝送線であってもアナログ信号用の伝送テーブルであってもよい。

　送信装置３０１は、オーディオ信号である音響信号３３０にデータ符号３３１で変調されたデータ信号（変調信号）を重畳した合成信号を送信する装置である。受信装置３０２は、送信装置３０１が送信した合成信号を受信し、オーディオ信号とデータ信号とを分離してオーディオ信号はスピーカ３０３から放音し、データ信号から復調したデータ符号をデータ処理装置３０４に入力する装置である。したがって、受信装置３０２には、スピーカ３０３およびデータ処理装置３０４が接続されている。

　まず、送信装置３０１について説明する。図３２（Ａ）乃至３２（Ｄ）は、送信装置１の各部で処理される信号の周波数スペクトルを示す図である。送信装置１は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１１、データ変調部３１２、加算部３１３、送信部３１４を備えている。

　音響信号３３０は、図３２（Ａ）に示すように、超低音から略２０ｋＨｚまでの周波数スペクトルを有している。ＬＰＦ３１１は、このような音響信号３３０の高音域をカットするフィルタであり、一般のオーディオ用信号回路で処理可能な周波数帯域（たとえば２０ｋＨｚ以下）のうち、通常成人が殆ど聴き取り不可能な高音域（たとえば１３ｋＨｚ以上）をカットする。ＬＰＦ３１１によって高音域をカットされた音響信号の周波数スペクトルを図３２（Ｂ）に示す。

　データ変調部３１２は、データ符号３３１で拡散符号やキャリア信号を変調することにより、データ符号で変調されたデータ信号（変調信号）を生成する回路部である。データ変調部３１２は、上記高音域（１３ｋＨｚ～２０ｋＨｚ）の周波数帯域に分布するデータ信号を生成する。図３２（Ｃ）は、高音域に分布するデータ信号の周波数スペクトルを示している。

　加算部３１３は、上記高音高域がカットされた音響信号と高音帯域に分布するデータ信号とを加算合成して、図３２（Ｄ）に示すような周波数スペクトルの合成信号を生成する。送信部３１４は、この合成信号を伝送線路３０５に送出する。

　伝送線路３０５がアナログオーディオ信号用の伝送ケーブル（たとえばシールド線など）の場合、送信部３１４はアナログ増幅回路で構成される。伝送線路３０５がデジタルのオーディオ信号用の伝送ケーブル（たとえば光ファイバ線や同軸ケーブル）の場合、送信部３１４はデジタルオーディオ信号のローストリーミング回路で構成される。また、伝送線路３０５がＬＡＮケーブル（たとえばＥｔｈｅｒｎｅｔ(登録商標)ケーブル）の場合、送信部３１４は、パケットを送受するネットワーク回路で構成される。いずれにしても、上記のオーディオ信号の周波数帯域を処理可能な回路でよい。

　次に、受信装置３０２について説明する。図３３（Ａ）乃至３３（Ｃ）は、受信装置３０２の各部で処理される信号の周波数スペクトルを示す図である。受信装置３０２は、受信部３２０、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２１、高域拡張部３２２、オーディオアンプ３２３、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３２４、データ復調部３２５を備えている。

　受信部３２０は、伝送線路３０５を介して送信されてくる合成信号を受信する回路部である。この受信部３２０も送信部３１４と同様に伝送線路３０５の形式にあわせた形式の回路で構成される。受信部３２０が受信した合成信号は、図３３（Ａ）に示すような周波数スペクトルを有している。この合成信号は、ＬＰＦ３２１およびＨＰＦ３２４に入力される。ＬＰＦ３２１は、送信装置３０１のＬＰＦ３１１と同様の特性の（たとえば１３ｋＨｚ以下を通過させる）フィルタであり、受信部３２０が受信した合成信号のうち音響信号３３０が分布する帯域の信号成分のみを取り出す。図３３（Ｂ）にＬＰＦ３２１が取り出した信号成分の周波数スペクトルを示す。一方、ＨＰＦ３２４は、ＬＰＦ３１１，３２１と逆の特性の（たとえば１３ｋＨｚ以上を通過させる）フィルタであり、受信部３２０が受信した合成信号のうちデータ信号（変調信号）が分布する帯域（高音域）の信号成分のみを取り出す。図３３（Ｃ）にＨＰＦ３２４が取り出した信号成分の周波数スペクトルを示す。

　ＨＰＦ３２４が取り出した高音域の信号（図３３（Ｃ）参照）は、上記データ信号を含む信号であり、データ復調部３２５に入力される。データ復調部３２５は、入力されたデータ信号に対して、データ変調部３１２と逆の処理をしてデータ符号を復調する。たとえば、データ変調部３１２が、拡散符号を用いてデータ符号をスペクトラム拡散処理をしている場合、データ復調部３２５は、同じ拡散符号を用いて相互相関のピークを検出し、このピーク値に基づいてデータ符号を復調する。また、データ変調部３１２が、キャリア信号を位相変調している場合、データ復調部３２５は、直交復調回路等を用いてデータ符号を復調する。復調されたデータ符号は、外部装置であるデータ処理装置３０４に出力される。

　一方、ＬＰＦ３２１が取り出した音響信号成分（図３３（Ｂ）参照）は、高域拡張部３２２に入力される。高域拡張部３２２は、現存する中低音域の信号成分に基づいて、欠落している高音域の信号成分を補完する処理部である。

　この高域拡張部３２２の処理手法としては、たとえば、本出願人が日本国特許４２５４４７９号公報、日本国特開２００７－１７８６７５号公報等に開示している手法を用いればよい。これら公報に開示される手法は、現存する中音域の周波数成分を高音域に周波数シフトすることにより、現存する周波数成分に対して違和感の無い高音成分を付加する手法である。

　高域拡張部３２２で高音域が拡張された音響信号はオーディオアンプ３２３に入力される。オーディオアンプ３２３は、入力された音響信号を増幅してスピーカ３０３に入力する。これにより、スピーカ３０３からは高音域も中低音域と同様に豊かな音響成分が放音される。

　なお、フィルタ３１１，３２１，３２４のカットオフ周波数は上記に限定されない。また、データ変調部３１２の変調方式、データ復調部３２５の復調方式も上に例示した方式に限定されるものではない。また、高域拡張部３２２が行う高域拡張処理も上に例示した手法に限定されない。

　送信装置３０１内で行われる変調処理（変調信号の生成処理）、重畳処理（音響信号と変調信号の加算合成処理）は、実施形態１乃至３に記載された方法を用いることができる。また、受信装置３０２内で行われるデータ符号の復調処理は、実施形態１乃至３に記載された方法を用いることができる。

　また、上記実施形態では、送信装置３０１から受信装置３０２に向けて、有線の伝送線路５を介して合成信号を伝送される例を示したが、伝送線路３０５は無線であってもよい。また、１対１の伝送に限定されず、送信装置３０１がたとえば放送局で受信装置３０２が放送受信器であってもよい。

　また、送信装置３０１に代えて、合成信号が記録されたオーディオメディアを用いてもよい。すなわち、合成信号が記録されたオーディオメディアを受信装置（オーディオ信号再生装置）３０２にセットし、受信部（再生部）３２０がこのオーディオメディアを再生する構成にしてもよい。

　この音響通信システムは、例えば、自動演奏ピアノシステムに適用することができる。この場合、送信装置３０１を音響信号を放送する放送局、受信装置３０２を放送を受信する放送受信器、データ処理装置３０４を自動演奏ピアノとする。

　この自動演奏ピアノシステムは、以下のように動作する。送信装置３０１は、自動演奏データを重畳した楽曲を放送する。受信装置３０２は、この放送を受信して楽曲を再生・放音するとともに、この音響信号に重畳されている自動演奏データを復調してデータ処理装置３０４である自動演奏ピアノに入力する。そうすると、自動演奏ピアノ３０４は、再生されている楽曲に合わせて生の演奏音を発生する。このように、この音響通信システムによれば、音声放送以外のデータ伝送経路を持たなくても音響信号に合わせた自動演奏を実現することが可能になる。

　この発明によれば、オーディオ信号に重畳してデータ符号を伝送できるとともに、良好な音質でオーディオ信号を再生することが可能になる。

Claims

　所定の周期を有する第１の拡散符号を発生する第１の拡散符号発生部と、
　音響信号を入力する音響信号入力部と、
　データ符号に基づき、前記第１の拡散符号を前記周期ごとに位相変調する第１の変調部と、
　位相変調された前記第１の拡散符号に基づき生成され、所定の周波数よりも高い周波数領域に分布する変調信号を、前記音響信号と合成し、合成信号として出力する合成部と、
　を備えた変調装置。
　前記第１の変調部により位相変調された前記第１の拡散符号を差動符号に変換する変換部と、
　前記差動符号をキャリア信号と乗算することにより、前記差動符号を前記周波数領域にシフトする乗算部と、
　を備え、
　前記合成部は、シフトされた前記差動符号を前記変調信号として、前記音響信号と合成することを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
　前記変換部により変換された前記差動符号をアップサンプリングするアップサンプリング部をさらに備え、
　前記乗算部は、アップサンプリングされた差動符号を前記キャリア信号と乗算することを特徴とする請求項２に記載の変調装置。
　前記第１の拡散符号と同期し、前記第１の拡散符号とは異なる符号系列からなる第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生部と、
　前記合成部は、位相変調された前記第１の拡散符号と前記第２の拡散符号とが合成された合成拡散符号を、前記変調信号として、前記音響信号と合成する
　ことを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
　前記合成拡散符号のカットオフ周波数以下の周波数成分をカットするハイパスフィルタをさらに備え、
　前記合成部は、当該周波数成分がカットされた合成拡散符号を、前記変調信号として、前記音響信号と合成する
　ことを特徴とする請求項４に記載の変調装置。
　前記第１の拡散符号と同期し、前記第１の拡散符号とは異なる符号系列からなる第２の拡散符号を発生する第２の拡散符号発生部と、
　前記音響信号入力部に入力された前記音響信号の音量を検出するレベル検出部と、
　前記音響信号の音量が所定のしきい値以下のとき、前記データ符号に基づき、前記第２の拡散符号を前記周期ごとに位相変調して出力し、前記音響信号の音量が前記所定のしきい値以上のとき、前記第２の拡散符号をそのまま出力する第２の変調部と、
　前記第１の変調部から出力された第１の拡散符号と前記第２の変調部から出力された第２の拡散符号とが合成された合成拡散符号のカットオフ周波数以下の周波数成分をカットするハイパスフィルタであって、前記音響信号の音量が所定のしきい値以下のとき、当該カットオフ周波数を、第１の値に設定し、前記音響信号の音量が所定のしきい値以上のとき、当該カットオフ周波数を、前記第１の値よりも高い第２の値に設定するハイパスフィルタをさらに備え、
　前記合成部は、前記カットオフ周波数以下の前記周波数成分がカットされた合成拡散符号を、前記変調成分として、前記音響信号に合成する
　ことを特徴とする請求項１に記載の変調装置。
　前記データ符号は、２値のビット列からなる信号であり、
　前記第１の変調部は、前記データ符号の値に応じて前記第１の拡散符号の位相を０度又は１８０度回転させる請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の変調装置。
　前記第２の拡散符号は、前記第１の拡散符号と同じ周期を有する信号である請求項４乃至請求項６のいずれかに記載の変調装置。
　前記合成部が出力した前記合成信号を媒質中に放音する放音部をさらに備える請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の変調装置。
　音響信号と、データ符号に基づき周期ごとに位相変調された当該周期を有する第１の拡散符号に基づき生成され、所定の周波数よりも高い周波数領域に分布する変調信号と、が合成された合成信号を入力する音響信号入力部と、
　前記合成信号のカットオフ周波数以下の周波数成分をカットすることで、前記変調信号の成分を抽出するハイパスフィルタと、
　抽出された前記変調信号の成分の分析結果に基づき、前記音響信号に合成された前記データ符号を復号する符号判定部と
　を備えることを特徴とする復調装置。
　前記変調信号は、位相変調された前記第１の拡散符号から変換された差動符号をキャリア信号と乗算することにより得られた信号であり、
　前記復調装置は、
　当該変調信号を前記第１の拡散符号の１チップ分の遅延時間で遅延検波し、前記差動符号を復号符号波形に変換する遅延検波部と、
　前記復号符号波形と前記第１の拡散符号との相関値を検出する相関検出部、
　をさらに備え、
　前記符号判定部は、検出された前記相関値のピークの極性に基づき、前記データ符号を復号する
　ことを特徴とする請求項１０に記載の復調装置。
　前記変調信号には、位相変調された前記第１の拡散符号だけでなく、前記第１の拡散符号と同期し且つ前記第１の拡散符号とは異なる符号系列からなる第２の拡散符号が合成されており、
　前記復調装置は、
　位相変調前の前記第１の拡散符号に対する前記音響信号の相関値である第１の相関値を検出する第１の相関検出部と、
　前記第２の拡散符号に対する前記音響信号の相関値である第２の相関値を検出する第２の相関検出部と、
　前記第１の相関値と第２の相関値とを加算して合成相関値を出力する加算部と、
　前記第１の拡散符号の１周期ごとに前記合成相関値のピーク値を検出するピーク値検出部と、
　をさらに備え、
　前記符号判定部は、該ピーク値検出部が検出した前記合成相関値のピーク値の大きさに基づいて、前記データ符号を復号する
　ことを特徴とする請求項１０に記載の復調装置。
　互いに同期した異なる符号系列からなる複数の拡散符号が合成された音響信号を入力する音響信号入力部と、
　入力された前記音響信号から分離された拡散符号が、データ符号によって位相変調されていない参照用拡散符号を含む参照モードであるか、当該拡散符号が当該参照用拡散符号を含まない並列モードであるかを判定するモード判定部と、
　前記並列モード時に動作する第１の復調部と、
　前記参照モード時に動作する第２の復調部と、
　を備え、
　前記第１の復調部は、前記音響信号の前記複数の拡散符号に対する相関値を各々別々に検出し、それぞれの相関値のピークに基づいて前記データ符号を復調し、
　前記第２の復調部は、
　前記データ符号で位相変調されている拡散符号に対する前記音響符号の相関値である第１の相関値を検出する第１の相関検出部と、
　前記参照用拡散符号に対する前記音響信号の相関値である第２の相関値を検出する第２の相関検出部と、
　前記第１の相関値と前記第２の相関値とを加算して合成相関値を出力する加算部と、
　前記変調用拡散符号の１周期ごとに前記合成相関値のピーク値を検出するピーク検出部と、
　該ピーク値検出部が検出したピーク値の大きさに基づいて前記音響信号に合成された前記データ符号を復号する符号判定部と
　を備えることを特徴とする復調装置。
　前記モード判定部は、前記入力された音響信号が所定レベル以上であるか否かに基づき、前記参照モードか前記並列モードかを判定することを特徴とする請求項１３に記載の復調装置。
　媒質中を伝播する音響を収音し、前記音響信号入力部に前記音響信号として供給する収音部と
　をさらに備えることを特徴とする請求項１０乃至請求項１４のいずれかに記載の復調装置。
　請求項１０乃至請求項１４のいずれかに記載の復調装置を備えたオーディオ信号再生装置であり、
　前記合成信号の所定の周波数以上の周波数成分をカットし、前記音響信号を抽出するローパスフィルタと、
　抽出された前記音響信号に、前記所定の周波数以上の信号成分を補完する高域拡張部と
　を備えたことを特徴とするオーディオ信号再生装置。