JP2010081248A - 変調装置、復調装置、通信システムおよび通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高い信頼度且つ高速な音響通信システムを提供する。
【解決手段】複数のＰＮ信号を楽音信号とミキシングして放音する。楽音信号の音量レベルが小さいとき、複数のＰＮ信号のそれぞれをデータ信号で位相変調し、複数のＰＮ信号で並列・高速にデータを伝送する。一方、楽音信号の音量レベルが大きいとき、ＰＮ信号の一方をデータ信号によって変調された変調用ＰＮ信号、他方をデータ信号で変調しない参照用擬似雑音信号として送信し、受信側が、受信信号の変調用ＰＮ信号、参照用ＰＮ号に対する相関値をそれぞれ求めて加算し、この加算された相関値に基づいて前記データ信号を復調する。
【選択図】図２

Description

信頼性の高い音響通信を実現することができる変調装置、復調装置、通信システムおよび通信方法に関する。

空気等の媒質中を伝搬する音波を用いてデータを伝達する音響通信技術として、データ信号をスペクトル拡散して拡散信号化して放音する技術が提案されている（特許文献１参照）。拡散信号がだけが聴衆に目立って聴こえないように、特許文献１の技術では、放音される楽音信号等にミキシングすることによって、楽音にマスクされるかたちでデータを伝送している。

国際公開第０２／４５２８６号パンフレット

しかし、楽音信号にミキシングした場合には、楽音信号が拡散信号に対してはノイズして作用するため、受信側の相関波形が崩れてデータ復調の信頼度が低下してしまうという問題点があった。一方、楽音信号が所定レベル以下（無音）となるような時間帯には、楽音の余韻（時間的マスキング効果）を利用して高速にデータ伝送を行うことが望まれる。

この発明は、楽音信号とミキシングした場合でもデータ伝送の信頼度を低下させるこなく、且つ、楽音が無音の時間帯にはより高速に音響通信が可能な変調装置、復調装置、通信システムおよび通信方法を提供することを目的とする。

請求項１の発明は、所定の周期を有する第１擬似雑音信号を発生する第１擬似雑音信号発生部と、前記第１擬似雑音信号と同期し、異なる符号系列からなる第２擬似雑音信号を発生する第２擬似雑音信号発生部と、可聴周波数帯域の音響信号を入力する音響信号入力部と、入力された音響信号の音量を検出するレベル検出部と、データ信号に基づき、前記第１擬似雑音信号を前記周期ごとに位相変調して出力する第１変調部と、音響信号の音量が所定のしきい値以下のとき、データ信号に基づき、前記第２擬似雑音信号を前記周期ごとに位相変調して出力し、音響信号の音量が所定のしきい値以上のとき、前記第２擬似雑音信号をそのまま出力する第２変調部と、前記第１変調部から出力された第１擬似雑音号および前記第２変調部から出力された第２擬似雑音信号の低周波帯域を制限するハイパスフィルタであって、前記音響信号の音量が所定のしきい値以下のとき、そのカットオフ周波数を低く設定し、前記音響信号の音量が所定のしきい値以上のとき、そのカットオフ周波数を高く設定するものと、前記第１変調部から出力された第１擬似雑音信号、前記第２変調部から出力された第２擬似雑音信号および前記音響信号を合成して出力する合成部と、を備えた変調装置である。

この発明おいて、音響信号が一定レベル以下の場合には、複数の擬似雑音信号をそれぞれデータで変調して並列に高速にデータを伝送する。一方、音響信号が一定レベル以上の場合には、１つの擬似雑音信号をデータで変調せずに参照用擬似雑音信号として用いる。そして、変調用擬似雑音信号と参照用擬似雑音信号を同期させることにより、受信側で同期した相関値のピーク波形を得ることができる。参照用擬似雑音信号は常に正位相であるが、変調用擬似雑音信号はデータ信号によって位相変調されている。したがって、これらの相関値を加算することにより、データ信号の内容に応じた相関値のピーク値の強調／相殺が可能になる。また、データ信号を復調するためには、変調用擬似雑音信号と参照用擬似雑音信号の相関値ピーク波形の相対的位相情報のみ使用すればよいため、どのような再生装置、スピーカ、伝達経路を経たものであっても、その伝達特性を完全に無視することができ、ロバストな音響通信が可能となる。

このように、本発明では音響信号の音量レベルが大きいときには、第２擬似雑音信号を参照用擬似雑音信号とし、変調された第１擬似雑音信号と一緒に送信しているため、ロバストな通信が可能であり、これら擬似雑音信号の周波数帯域を制限することにより信号波形が崩れても通信の信頼性を維持することができる。そこで、擬似雑音信号の周波数帯域を高音域に制限して、聴衆に聞こえにくくすることができ、さらに、楽音信号等の聴衆に心地よい音声信号をミキシングすることによって、擬似雑音信号を用いたデータ通信をマスクすることができ、且つ、時宜雑音信号の信号レベルを必要以上に大きくする必要がないため、楽音信号の音質の低下を防ぐことができる。

なお、本発明は音響通信に限定されず、アナログ音声信号の有線・無線の伝達を用いた通信やデジタル音声信号のストリーミング、ファイル転送を用いた通信にも適用が可能である。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記第２擬似雑音信号は、前記第１変調用擬似雑音信号と同じ周期を有する信号であることを特徴とする。

このように、同期したタイミングにピーク値が出力されるためには、本請求項のよう、第２擬似雑音信号が第１擬似雑音信号と同じ巡回周期（サンプル数）を持つことが基本である。一方、第２擬似雑音信号の周期が第１擬似雑音信号の周期の整数分の１であってもよい。

請求項３の発明は、請求項１、２の発明において、前記第１擬似雑音信号発生部と前記第１変調部の組み合わせを複数備え、前記合成部は、複数の変調部が変調した複数の第１擬似雑音信号および前記第２擬似雑音信号を合成して出力することを特徴とする。なお前記複数の第１擬似雑音信号発生部は、それぞれ異なる符号系列の擬似雑音信号を発生する。

前記第１擬似雑音信号発生部と前記第１変調部の組み合わせを複数系列備えたことにより、複数のデータ信号を並行して伝送が可能になる。なお、参照用擬似雑音信号は上記複数の系列に共用すればよい。

請求項４の発明は、請求項１〜３の発明において、前記データ信号は、２値のビット列からなる信号であり、前記変調部は、データ値に応じて前記擬似雑音信号の位相を０度または１８０度回転させることを特徴とする。

請求項５の発明は、互いに同期した異なる符号系列からなる複数の擬似雑音信号が合された音声信号を入力する音声信号入力部と、入力された音声信号から分離された擬似雑音信号に、データ信号によって変調されていない擬似雑音信号である参照用擬似雑音信号を含む参照モードであるか、参照用擬似雑音信号を含まない並列モードであるかを判定するモード判定部と、前記並列モード時に動作する第１復調部と、前記参照モード時に動作する第２復調部と、を備え、
前記第１復調部は、入力された音声信号の前記複数の擬似雑音信号に対する相関値を各々別々に検出し、それぞれの相関値のピークに基づいてデータ信号を復調し、
前記第２復調部は、データ信号で変調されている擬似雑音信号に対する前記音声信号相関値である第１相関値を検出する第１相関検出部と、前記参照用擬似雑音信号に対する前記音声信号の相関値である第２相関値を検出する第２相関検出部と、前記第１相関値と第２相関値とを加算して合成相関値を出力する加算部と、前記変調用擬似雑音信号の１周期ごとに前記合成相関値のピーク値を検出するピーク検出部と、該ピーク値検出部が検出したピーク値の大きさに基づいて前記音声信号に重畳されていたデータ信号を復調する符号判定部と、を備えることを特徴とする復調装置である。

請求項６の発明は、請求項５の発明において、前記モード判定部は、前記入力された音声信号に所定レベル以上の可聴周波数帯域の音響信号が含まれているか否かに基づき、参照モードか並列モードかを判定することを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の変調装置と、該変調装置が出力した信号を媒質中に放音する放音部とを備えた送信装置と、媒質中を伝搬する音声信号を収音する収音部と、該収音部が収音した音声信号からデータ信号を復調する請求項５または請求項６に記載の復調装置とを備えた受信装置と、からなる通信システムである。

請求項８の発明は、入力された音響信号の音量レベルが小さいとき、送信側が、複数の擬似雑音信号のそれぞれをデータ信号で位相変調し、これら複数の擬似雑音信号および前記音響信号を合成した合成信号を送信し、受信側が、前記合成信号を受信し、前記複数の擬似雑音信号に対する相関値を求めてそのピークに基づいてデータを復調し、
入力された音響信号の音量レベルが大きいとき、送信側が、データ信号によって変調された変調用擬似雑音信号と、前記変調用擬似雑音信号と同期した異なる符号系列からなる参照用擬似雑音信号と、前記音響信号とを合成した合成信号を送信し、受信側が、前記合成信号を受信し、受信した合成信号の、前記変調用擬似雑音信号に対する相関値および記参照用擬似雑音信号に対する相関値をそれぞれ求めて加算し、この加算された相関値に基づいて前記データ信号を復調することを特徴とする通信方法である。

以上のようにこの発明によれば、複数の擬似雑音信号をデータ伝送用（変調用）、参照用として用いることにより、音声信号による擬似雑音信号を用いたデータ通信、特に音響通信において、信頼性の高い通信を実現することができる。

また、楽音信号等の音響信号の音量レベルが小さいときは、前記複数の擬似雑音信号を全てデータ伝送用に用いて並列にデータ伝送できるため、高速にデータを伝送することも可能である。

図面を参照して、この発明の実施形態である音響通信システムについて説明する。
図１はこの発明の実施形態である音響通信システムの構成を示す図である。同図に示すように、この実施形態の音響通信システムは、送信装置１、受信装置２で構成される。

送信装置１は、変調部１０、アナログ回路部１１およびスピーカ１２を有している。変調部１０は本発明の変調装置に対応し、聴衆に聴かせるべき可聴音信号である楽音信号１３と送信すべきデータ１４を入力し、図７に示すような周波数分布のオーディオ信号を生成する。このオーディオ信号には、楽音信号１３、２つの擬似雑音信号（第１ＰＮ信号ＰＮ１、第２ＰＮ信号ＰＮ２）が含まれている。第１ＰＮ信号ＰＮ１、第２ＰＮ信号ＰＮ２は、同じ長さ同じチップレートで開始・終了タイミングが同期したＰＮ信号である。
変調部１０の構成および動作の詳細は後述する。変調部１０は、ＤＳＰ等のデジタル信号処理装置で構成される。

アナログ回路部１１は、Ｄ／Ａコンバータおよびオーディオアンプを含み、変調部１０から出力されたデジタルオーディオ信号をアナログ信号に変換し、増幅してスピーカ１２に供給する。スピーカ１２は、アナログ回路部１１から出力されたオーディオ信号を音響として放音する。上述の楽音信号、第１第２のＰＮ信号は、同一のアナログ回路部１１同一のスピーカ１２および同一の伝搬経路を介して受信装置２のマイク２２へ到達する。

受信装置２は、マイク２２、アナログ回路部２３、復調部２１を有している。アナログ回路部２３は、マイク２２が収音したオーディオ信号を増幅するアンプ、オーディオ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを有している。復調部２１は、本発明の復調装置に対応するものであり、収音したオーディオ信号に含まれているＰＮ信号を検出して、そのＰＮ信号に重畳されているデータを復調する回路部である。復調部２１の構成および動作の詳細は後述する。

≪変調部の説明≫
図２は変調部１０の構成を示すブロック図である。変調部１０は、楽音信号１３と２つのＰＮ信号を合成した合成信号を生成出力する機能部である。２つのＰＮ信号のうち一方（第１ＰＮ信号ＰＮ１）または両方がデータ１４で変調される。楽音信号１３が無音（音量が所定値以下）のとき第１、第２のＰＮ信号の両方がデータ１４で変調され（並列モード）、楽音信号１３が所定値以上の音量で鳴っているとき第１ＰＮ信号ＰＮ１のみがデータ１４で変調される（参照モード）。参照モードのとき、もう一方のＰＮ信号である第２ＰＮ信号ＰＮ２は、変調されずに位相が常に正の参照用信号として出力される。
レベル検出器３６は、入力された音声信号１３のレベル（音量）を検出する機能部である。レベル検出器３６は、音声信号１３のレベルを所定のしきい値と比較し、その比較結果であるレベル検出信号（大／小）を出力する。レベル検出信号が「大」のとき変調部１０は参照モードで動作し、レベル検出信号が「小」のとき変調部１０は並列モードで動作する。レベル検出信号は、後述の切換器３７、ハイパスフィルタ３９、ゲイン調整器４０に入力される。

楽音信号１３は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４１で高音域をカットされたのち加算器４２に入力される。ＬＰＦ４１のカットオフ周波数はたとえば１０ｋＨｚ程度に設定する。このＬＰＦ４１のカットオフ周波数以上の周波数、且つスピーカ１２が放音可能な周波数帯域をＰＮ信号用の周波数帯域として使用する。カットオフ周波数を低くしすぎるとＮ信号による聴感悪化が目立ってくるため、試聴実験等に基づき聴感を損なわない程度の周波数（たとえば１０ｋＨｚ）に決定する。楽音信号１３の周波数成分が低音域に集中し、ＰＮ信号用の周波数帯域に分布していない場合には、このＬＰＦ４１は無くてもよい。

第１のＰＮ信号発生部３０は、Ｍ系列(Maximal length sequence) 多項式に基づき、所定周期のＰＮ(Psude Noise)信号（ＰＮ１）を発生させる機能部である。Ｍ系列のＰＮ信号は、たとえば「ＰＮ１＝ｘ＾１０＋ｘ＾７＋１」などの線形漸化式（Ｍ系列多項式）で発生される１ビット数列の信号である。多項式の次数をｎとすると、２＾ｎ−１の周期のＰＮ信号を発生することができ、上の多項式で発生するＰＮ信号の周期は、２＾１０−１＝１０２３である。上の多項式のＰＮ信号は、図３に示すような、シフトレジスタ列とＸＯＲ素子を用いた回路で発生することができる。このＰＮ信号ＰＮ１は、データ１４の重畳用に用いられる。

図４はこのＰＮ信号の波形、自己相関特性および周波数特性を示す図である。同図（Ａ）は、ＰＮ信号の波形を示す図である。Ｍ系列のＰＮ符号列は、０／１の２値の１ビット数列として生成されるが、ＰＮ信号発生部３０は、これを−１／１の振幅のＰＮ信号として出力する。１ビットをデジタル音声信号の１サンプルに当てはめると、４４．１ｋＨｚのサンプリングレートの場合、周期が１０２３ビットのＰＮ符号列は、約２３ｍｓ周期のＰＮ信号となる。図４（Ａ）は、１ビット／１サンプルのＰＮ信号の一部区間を示す図である。

Ｍ系列のＰＮ信号は優れた自己相関特性を有し、図４（Ｂ）に示すように、位相が一致したときの自己相関値は１であり、位相がずれた状態での自己相関値は常にほぼ０である。また、上のＰＮ信号は、約２３ｍｓの周期（４３Ｈｚの周波数）で繰り返すこと以外は、ホワイトノイズと同視できる特性である。このため、このＰＮ信号の周波数特性は、同図（Ｃ）に示すように、４３〜２２．０５ｋＨｚの全帯域にわたってほぼフラットである。

なお、ＰＮ信号は、周期性を持つ擬似白色雑音であれば、Ｍ系列に限定されない。また、ＰＮ信号の巡回周期も２＾ｎ−１や１０２３に限定されるものではない。

ＰＮ符号発生部３０が発生したＰＮ信号ＰＮ１は、乗算器３２に入力され、データ１４によって変調される。

送信されるデータ１４は、２進数で表現されたビット列で構成される。このビット列は、誤り訂正やインターリーブ処理がされていてもよい。このデータ１４は、シンボルレート変換部３１によって順次読み取られる。

シンボルレート変換部３１は、図５に示すように、データ１４の１ビットを１シンボルとし、その１シンボルをＰＮ符号の周期に合わせて拡張する。この実施形態では、ＰＮ信号ＰＮ２の周期が１０２３サンプルであるため、読み取ったデータコードが”1 ”の場合、”1 ”を１０２３サンプル連続させる。また、データコードは０／１の２値であるが、ＰＮ信号の場合と同様に−１／１の２値に変換する。このようにシンボルレート変換部３２で変換されたデータコードは乗算器３２に入力される。

乗算器３２は、ＰＮ符号発生部３０が発生したＰＮ信号ＰＮ１と、シンボルレート変換部３１でレート変換および−１／１の２値に変換されたデータコードを乗算する。これにより、ＰＮ信号ＰＮ１が送信すべきデータ符号で変調される。ＰＮ信号ＰＮ１、データコードが、ともに−１／１の２値データなので、データコードが“１”であれば、ＰＮ信号はそのままの位相で出力され、データが“−１”（ビットデータとしては“０”）であれば、ＰＮ信号は逆位相で出力される。このように、重畳されるデータコードに応じて、ＰＮ信号ＰＮ１は、０°または１８０°に位相変調されることになる。

受信側の装置は、このデータコードによって変調されたＰＮ信号ＰＮ１Ｍを受信し、ＰＮ１Ｍのフレーム（ＰＮ信号の１周期）ごとの位相を検出することにより、重畳されてるデータコードの“０／１”を復調することができる。データコードによって変調されたＰＮ信号ＰＮ１Ｍは、加算器３８に入力される。

一方、第２のＰＮ符号発生部３３は、上述の第１のＰＮ符号発生部３０とほぼ同様の構成でＰＮ信号（ＰＮ２）を発生する。ただし、ＰＮ符号列の生成に使用される多項式はＰＮ符号発生部３０のものと周期が同じで、別の系列のものにする。例えば、「ＰＮ２＝ｘ＾１０＋ｘ＾８＋ｘ＾７＋ｘ＾２＋１」のような多項式を使用する。この多項式を用いた場合も、０／１の２値でＰＮ符号列が生成されるが、ＰＮ信号発生部３３は、ＰＮ信号ＰＮ２を−１／１の振幅の信号として生成する。

ＰＮ信号発生部３３が発生するＰＮ信号ＰＮ２も、図４（Ｂ）、図４（Ｃ）に示すような自己相関特性、周波数特性を有する。なお、ＰＮ信号ＰＮ１、ＰＮ２は、全く波形が異なり相互相関値はほぼ０である。したがって、これら２つのＰＮ信号を合成して出力（放音）しても、受信側で分離が可能である。

なお、ＰＮ信号ＰＮ２も、ＰＮ信号ＰＮ１と同様に、周期性を持つ擬似白色雑音であれば、Ｍ系列に限定されない。

ＰＮ符号発生部３３が発生したＰＮ信号ＰＮ２は、切換器３７の第１端子３７ａに入力されるとともに、乗算器３５に入力される。

シンボルレート変換部３４、乗算器３５は、第１ＰＮ信号ＰＮ１のシンボルレート変換部３１、乗算器３２と同様の機能を有する。すなわち、シンボルレート変換部３４は、図５に示すように、データ１４の１ビットを１シンボルとし、その１シンボルをＰＮ符号の周期に合わせて拡張する。シンボルレート変換部３４で変換されたデータコードは乗算器３２に入力される。乗算器３５は、ＰＮ符号発生部３３が発生したＰＮ信号ＰＮ２と、シンボルレート変換部３４でレート変換および−１／１の２値に変換されたデータコードを乗算する。これにより、ＰＮ信号ＰＮ２が送信すべきデータ符号で変調される。

乗算器３５から出力される変調されたＰＮ信号ＰＮ２Ｍは切換器３７の第２端子３７ｂに入力される。
切換器３７は、レベル検出器３６から入力されるレベル検出信号に基づいて接続を切り換える。レベル検出信号が「大」すなわち楽音信号１３の信号レベルがしきい値よりも大きいとき接続を第１端子３７ａ側に切り換え、レベル検出信号が「小」すなわち音声信１３のレベルがしきい値よりも小さいとき接続を第２端子３７ｂ側に切り換える。
これにより、楽音信号１３の信号レベルがしきい値よりも大きいとき、切換器３７は調されないＰＮ信号ＰＮ２を参照信号として出力して変調器１０を参照モードで動作させ、音声信号１３のレベルがしきい値よりも小さいとき、切換器３７は変調されたＰＮ信号ＰＮ２Ｍを出力して変調器１０を並列モードで動作させる。
すなわち、楽音信号１３のレベルが大きいときには、楽音信号１３がデータ伝送用のＰＮ信号に対してはノイズとなり、また、楽音信号１３の妨げにならないようにＰＮ信号の低域をカットして波形が崩れるため、第２ＰＮ信号ＰＮ２を変調せずに参照信号として用いる（参照モード）。一方、楽音信号１３のレベルが小さい（無音の）ときには、ノイズとなる楽音信号がなく、また、楽音がないので低域をカットする必要がないため良好な信号品質でＰＮ信号を送信することができるため、２つのＰＮ信号ＰＮ１，ＰＮ２の両方をデータで変調して倍の伝送レートを得るようにしている（並列モード）。
なお、図２ではレベル検出信号に基づいて切換器３７の端子が切り換えられるように図示しているが、同時にシンボルレート変換部３４によるデータの読み出しや乗算器３５による変調も停止するものとする。

切換器３７から出力されたＰＮ信号ＰＮ２／ＰＮ２Ｍは、加算器３８に入力され、第のＰＮ信号ＰＮ１と合成される。この合成されたＰＮ信号ＰＮＣは、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）３９に入力される。

ＨＰＦ３９は、合成されたＰＮ信号の低域をカットするフィルタである。ＨＰＦ３９、レベル検出器３６から入力されるレベル検出信号に基づいてカットオフ周波数を切り換える。レベル検出信号が「大」すなわち参照モードのときカットオフ周波数を高い周波に切り換え、レベル検出信号が「小」すなわち並列モードのときカットオフ周波数を高い周波数に切り換える。ＨＰＦ３９のカットオフ周波数は、たとえば、レベル検出信号が「大」のとき１２ｋＨｚ、レベル検出信号が「小」のとき０Ｈｚ（すなわちＨＰＦ３９をスルーする）に設定される。なお、ＨＰＦ３９をスルーする場合でもＨＰＦと同じ遅延量の遅延器を通過させて信号周期がずれないようにする。なお、カットオフ周波数はこの例に限定されない。

ＨＰＦ３９がスルーであれば、第１、第２のＰＮ信号ＰＮ１，２は、ほぼ図４の波形を維持したまま出力される。一方、ＨＰＦ３９のカットオフ周波数が１２ｋＨｚであると、第１、第２のＰＮ信号ＰＮ１，２の波形は大きく崩れる。
図６（Ａ）は、カットオフ周波数１２ｋＨｚのＨＰＦで帯域制限されたＰＮ信号ＰＮ１の周波数特性を示す図である。このように、もともと図４（Ｃ）に示す周波数特性を有し

ていたＰＮ信号の周波数帯域を図６（Ａ）のように制限すると、波形が崩れることにより
、元の波形（図４（Ａ）参照）に対する相関特性が、図６（Ｂ）に示すように悪化し、受信側で位相の判定が困難になり、重畳されたデータコードの復調に誤りが発生するおそれが生じる。

しかし、本発明では、参照モードでＨＰＦ３９のカットオフ周波数を１２ｋＨｚに設定するとき、第２ＰＮ信号を変調しないで出力し、変調された第１ＰＮ信号（変調信号）ＰＮ１Ｍの同期タイミングを求める参照用に用いることにより、周波数帯域制限や伝送系の特性による波形の崩れを相殺してデータコードの正確な復調を可能にしている。詳細は受信装置の説明においてする。

図２にもどって、ゲイン制御部４０は、楽音信号１３に対する合成ＰＮ信号ＰＮＣの得を調整する回路部である。利得は、実験等により聴感やＰＮ信号の送信品質等のバランスを考慮して適切な値に決定され、レベル検出信号（大／小）により、その利得が変更される。レベル検出信号が「大」のとき−５０ｄＢ、レベル検出信号が「小」のとき−２０ｄＢなどに設定する。また、加算器４２は、音楽信号１３と合成ＰＮ信号ＰＮＣとを加算して合成信号を出力する回路部である。

図７は、レベル検出信号が「大」すなわち参照モードのときの、加算器４２が出力し合成信号の周波数特性の例を示す図である。１２ｋＨｚ以上の成分がＰＮ信号であり、−５０ｄＢに利得が制限されている。一方、１０ｋＨｚ以下（カットオフ特性により１１ｋＨｚ付近までスペクトルが残っている）が、楽音信号１３の成分である。この合成信号が、アナログ回路部１１で処理され、スピーカ１２から放音される。

放音された音声は、０〜１０ｋＨｚの周波数成分が楽音であるため、一般聴衆には、の楽音が聞こえ、高音域にＰＮ信号が重畳されていることが意識されることはない。また、ＰＮ信号が楽音の周波数帯域から分離された高音域に重畳されているため、楽音信号の音質を劣化させることもない。

一方、レベル検出信号が「小」すなわち並列モードのとき、楽音信号１３の成分は殆現れない。また、ゲイン制御部４０から入力されるＰＮ信号はＨＰＦ３９をスルーして周波数帯域が制限されていないため、ＰＮ信号はほぼ全周波数帯域に分布する。

≪復調部の説明≫
図８は受信装置２に設けられている復調部２１の詳細構成を示す図である。復調部２１には、マイク２２で収音されアナログ回路部２３でデジタル信号に変換された合成信号入力される。合成信号は、上述したように楽音信号１３、第１、第２のＰＮ信号が合成された信号である。

復調部２１は、合成信号から第１、第２のＰＮ信号を分離抽出して、これらのＰＮ信が参照モードで送信されたものか並列モードで送信されたものかを検出する。参照モードの場合には、第２のＰＮ信号ＰＮ２を参照信号として用いて第１のＰＮ信号ＰＮ１Ｍを復調し、並列モードの場合には、第１、第２のＰＮ信号ＰＮ１Ｍ，ＰＮ２Ｍからそれぞれデータを復調する。
データの復調は、分離抽出したＰＮ信号と元のＰＮ符号列（ＰＮ１，ＰＮ２）との相値（ピーク値）を求め、変調信号ＰＮ１Ｍ（ＰＮ２Ｍ）のピーク値の符号（正／負）が参照信号ＰＮ２の符号（正／負）と一致するか逆であるかに基づいてデータコードを復調する。ＰＮ信号が並列モードか参照モードかは、第２のＰＮ信号をそのまま復調して同期をとることができたか否かで判定する。

参照モード／並列モードを判定するため、整合フィルタ５３、ピーク・同期検出部５６および判定部５７を備える。整合フィルタ５３は、入力されたデジタル音声信号とＰＮ符号列との相関値を検出するフィルタであり、ＦＩＲフィルタで構成される。図９に整合フィルタ５３の構成例を示す。この整合フィルタ５３は、入力されたデジタル音声信号のなかから第２ＰＮ信号ＰＮ２の成分を検出するフィルタである。整合フィルタ５３は、１０２３段のＦＩＲフィルタであり、各段のフィルタ係数として、送信側のＰＮ信号発生部３３が発生する擬似雑音符号列ＰＮ２（例えば、「ＰＮ２＝ｘ＾１０＋ｘ＾８＋ｘ＾７＋ｘ＾２＋１」）が設定されている。

ＰＮ信号が並列モード、すなわち、入力されたデジタル音声信号に楽音信号が含まれておらず、且つ第２ＰＮ信号ＰＮ２が帯域制限されていなければ、整合フィルタ４３は図１０（Ａ），（Ｂ）に示す相関波形を出力する。同図（Ａ）は、粗いスケールで複数周期の相関値波形を示した図であり、同図（Ｂ）は、ピーク付近を時間軸に拡大した図である。このように、ＰＮ符号の周期ごとに正側に大きなピークが検出される。

一方、ＰＮ信号が参照モード、すなわち、入力されたデジタル音声信号に楽音信号が含まれており、且つ第２ＰＮ信号ＰＮ２が帯域制限されている場合、整合フィルタ４３は図１１に示すような相関波形を出力する。楽音信号はＰＮ符号の同期においてはノイズとして作用するため、楽音信号が含まれた信号では全く相関がとれず明確なピークが存在しない。

ピーク・同期検出部５６は、整合フィルタ５３の相関値波形を入力してピークを求め、そのピークタイミングの情報を出力する。具体的には、整合フィルタ５３から入力された相関値波形を１周期以上バッファに貯め、絶対値で１番大きな値と２番目に大きな値のタイミングを求める。判定部５７は、この２つのピークの間隔がＰＮ符号列の１周期に一しているか否かを判定する。ピーク間隔がＰＮ符号列の１周期に一致していれば、入力されたデジタル音声信号に楽音信号が含まれておらずＰＮ信号が帯域制限されていない（並列モード）と考えられ、ピーク間隔が一致していない場合またはその間隔が不安定な場合には、入力されたデジタル音声信号に楽音信号が含まれており、且つＰＮ信号が帯域制限されている（参照モード）と考えられる。
判定部５７は判定結果をセレクタ５８に出力する。セレクタ５８は、並列モードの場には、データ復調を行う機能ブロックとして第１復調ブロック５０を選択し、参照モードの場合には、データ復調を行う機能ブロックとして第２復調ブロック６０を選択する。
なお、整合フィルタ５３、ピーク・同期検出部５６は、第１復調ブロック５０の一部しても用いられる。

まず、参照モード時に用いられる第２復調ブロック６０について説明する。第２復調ロック６０は、ハイパスフィルタ６１、整合フィルタ６２，６３、加算器６４、同期検出部６５、ピーク値検出部６６および符号判定部６７を備える。

ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）６１は、受信した合成信号からＰＮ信号が含まれている高域周波数成分を抽出する機能部である。このフィルタのカットオフ周波数は、送信装置１の変調部１０に使用されているＨＰＦ３９のレベル検出信号「大」のときのカットオフ周波数（１２ｋＨｚ）と同じでよい。

ＨＰＦ６１で取り出された合成信号の高域周波数成分のデジタル音声信号は、整合フィルタ６２，６３に入力される。整合フィルタ６２，６３は、入力されたデジタル音声信号とＰＮ符号列との相関値を検出するフィルタであり、ＦＩＲフィルタで構成される。

図９に整合フィルタ６２の構成例を示す。この整合フィルタ６２は、入力されたデジタル音声信号のなかから変調されたＰＮ信号である変調信号ＰＮ１Ｍの成分を検出するフィルタである。整合フィルタ６２は、１０２３段のＦＩＲフィルタであり、各段のフィルタ係数として、送信側のＰＮ信号発生部３０が発生する擬似雑音符号列ＰＮ１が設定されている。

また、整合フィルタ６３も整合フィルタ６２と同一の構成であり、入力されたデジタル音声信号のなかから参照信号ＰＮ２の成分を検出する。各段のフィルタ係数としてＰＮ符号発生部３３が発生する擬似雑音符号列ＰＮ２が設定される。すなわち、整合フィルタ６３は整合フィルタ５３と同一の構成で設定されているフィルタ係数も同じである。
なお、擬似雑音符号列は１／０のビット列であるが、整合フィルタ６２、６３のフィルタ係数は、ＰＮ信号と同様に１／−１に変換したものが設定される。

整合フィルタ６２は、入力されるデジタル音声信号のＰＮ符号列ＰＮ１に対する相関値を出力し、デジタル音声信号に含まれる変調信号ＰＮ１Ｍの成分とフィルタ係数列であるＰＮ１とが同期したタイミングで大きい相関値（ピーク値）を出力する。デジタル音声信号に含まれる変調信号ＰＮ１Ｍは、データコードにより位相変調されている。したがって、ＰＮ１Ｍの位相が正転（０°）の場合は、整合フィルタ６２の出力は正の相関値ピークを出力し、ＰＮ１Ｍの位相が反転（１８０°）の場合には負の相関値ピークを出力する。

一方、整合フィルタ６３は、入力されるデジタル音声信号のＰＮ符号列ＰＮ２に対する相関値を出力し、デジタル音声信号に含まれる参照信号ＰＮ２の成分とフィルタ係数列であるＰＮ２とが同期したタイミングで大きい相関値（ピーク値）を出力する。整合フィルタ６３は、ＰＮ信号ＰＮ２は参照信号であるため、常に正の相関値ピークを出力する。

図１２（Ａ），（Ｂ）は、整合フィルタの出力波形の例を示す図である。同図（Ａ）は、粗いスケールで複数周期の相関値波形を示した図であり、同図（Ｂ）は、ピーク付近を時間軸に拡大した図である。このように、ＰＮ符号の周期ごとにピークが検出されるが、入力されるデジタル音声信号の波形が崩れているため、ピークが正のピークであるのか負のピークであるのかが判りにくくなっている。そこで、変調信号の相関値と参照信号の相関値を加算することによって、変調信号のピーク値の正負を判定する。

整合フィルタ６２，６３が出力した相関値は加算器６４において加算される。加算されることにより、相関が強調または相殺（キャンセル）される。整合フィルタ６３が出力する参照信号のピーク値は常に正値である。一方、整合フィルタ６２が出力する変調信号のピーク値の極性は、重畳されているデータコードの正負（１／−１）に応じて反転する。すなわち、データコードが“１”の場合、ピーク値は正値であり、データコードが“−１”の場合、ピーク値は負値である。したがって、データコードが“１”の場合には、正値に正値が加算されるためピーク値が強調され、データコードが“−１”の場合には、正値に負値が加算されるためピーク値が相殺されて小さい値になる。

図１３は、データコードが“１”の場合の、整合フィルタ６２，６３および加算器６４の出力波形の例を示す図である。図１４は、データコードが“−１”の場合の、整合フィルタ６２，６３および加算器６４の出力波形の例を示す図である。これらの図は、ピーク付近の一部波形を表している。

図１３、図１４において、上段（Ａ）が整合フィルタ６３の出力波形、中段（Ｂ）が整合フィルタ６２の出力波形、下段（Ｃ）が加算器６４の出力波形である。両図において、整合フィルタ６２，６３の出力は、正負が不明であるがピークが到来したことを示す若干大きな相関値を出力している。図１３の下段に示す加算波形では、これらが合成されるとピークが強調されて大きなピーク値の振幅が発生している。一方、図１４の下段に示す加算波形では、上の２つの波形が合成されるとそれぞれがキャンセルされてピークが殆ど消滅している。このように、ピークタイミングに合成波形のピークが存在していればデータコードが“１”、ピークタイミングに合成波形のピークが消滅していればデータコードが“−１”であると判定することができ、図１３（Ｂ）、図１４（Ｂ）の波形から直接データ符号が“１”であるか“−１”であるかを判定することに比して遥かに信頼度の高いデータ復調が可能になる。

整合フィルタ６２，６３および加算器６４は全てのサンプルタイミングに相関値を出力している。この相関値列（波形）のなかのどの位置に、リファレンスと受信信号の同期点すなわちピークタイミングが存在するかを同期検出部６５が検出する。

同期検出部６５は、整合フィルタ６２から出力された相関値列（出力波形）を１フレーム（１０２３サンプル）分蓄積し、そのなかの正の最大値を検出して、その最大値のサンプルタイミングをピークタイミングであると判定する。このピークタイミングをピーク値検出部６６に出力するとともに、そのときの最大値（ピーク値）をしきい値として符号判定部６７に出力する。

ピーク値検出部６６は、同期検出部６５から受け取ったピークタイミング情報に基づき、加算器６４の出力波形から、ピークタイミングを含む所定のサンプル区間（ピーク値検出区間）を取り出して、そのなかからピーク値を検出する。ピークタイミングの１サンプルのみでなく、所定のサンプル区間からピーク値を検出することにより、送受信システム間のサンプリングクロックの位相ずれや周波数偏差を吸収することができる。

図１５は、ピーク値検出部６６のピーク値検出区間の決定方式を説明する図である。図（Ａ）は、１回の同期検出に基づいて複数回のピーク値検出を行う方式を示している。同図（Ｂ）は、各フレームごとに同期検出を行う方式を示している。

同図（Ａ）において、あるタイミング（たとえば参照信号の受信開始時）に参照信号基づいて、同期検出部６５がピークタイミングを検出する。ピーク値検出部６６は、同期検出部６５が検出したピークタイミングから前後３０サンプル程度の区間をピーク値検出区間としてピーク値を検出し、符号判定部６７に出力する。なお、ピーク値検出部６６は、加算器６４から入力した合成相関値を必要なサンプル数バッファしている。こののち、ピークタイミングから１０２３サンプルをカウントしたタイミングを次のピークタイミングとしてその前後３０サンプルをピーク値検出区間として次のピーク値を検出する。この処理を繰り返し行う。

同図（Ｂ）において、この方式では、各フレームごとに同期検出部６５がピークタイミングを検出してピーク値検出部６６にピークタイミングを通知する。ピーク値検出部６６は、同期検出部６５から通知されたピークタイミングの前後３０サンプルをピーク値検出区間としてピーク値を検出し、符号判定部６７に出力する。

同図（Ｂ）の各フレームごとにピークタイミングを検出する方式によれば、高精度にフレーム同期をとることができるが、処理部の処理負荷が大きくなる。同図（Ａ）の１フレーム分のクロックをカウントして次のピークタイミングを推定する方式を採用しつつ、複数フレームに１度程度の間隔で同期検出部６５がピークタイミングを検出するようにしてもよい。

図１６は、ピーク値検出部６６の出力値の例を示す図である。これは、０／１で交番するデータコードで変調信号ＰＮ１Ｍが変調されていた場合の例を示している。変調信号ＰＮ１Ｍの相関値と参照信号ＰＮ２の相関値とを加算することにより、データコードによるピーク値の相違が明瞭になっており、大きいピーク値（“１”）と、小さいピーク値（“０”）が交互に出力されている。

符号判定部６７は、この値を同期検出部６５から入力されたリファレンス信号のピーク値をしきい値として２値化し、図１７は、に示すような１／０のデータ符号列を復調して出力する。

次に並列モード時に用いられる第１復調ブロック５０について説明する。並列モード、２つのＰＮ信号ＰＮ１、ＰＮ２の両方がデータコードで変調されているため、第１復調ブロック５０は、ＰＮ信号ＰＮ１およびＰＮ信号ＰＮ２から別々にデータを復調する。第１復調ブロック５０は、モード検出にも用いられた整合フィルタ５３、ピーク・同期検出部５６のほか、遅延器５１、整合フィルタ５２、ピーク値検出部５４および符号判定部５５を備える。
遅延器５１は、ＨＰＦ６１が挿入されている第２復調ブロック６０と信号の同期を取ため入力信号を遅延させる回路部である。遅延器５１から出力されたデジタル音声信号は、整合フィルタ５２、整合フィルタ５３に入力される。整合フィルタ５２、５３は、第２復調ブロック５０の整合フィルタ６２，６３と同一構成且つ同一フィルタ係数のものである。

整合フィルタ５２，５３が出力した相関値波形はピーク値検出部５４に入力される。ピーク値検出部５４は、ＰＮ符号列の同期タイミングのピーク値を検出する。同期タイミングは、第２ＰＮ符号に基づいて同期タイミングを検出しているピーク・同期検出部５６から与えられる。ピーク値検出部５４が検出したピーク値は、符号判定部５５に入力される。

第１復調ブロック５０が動作する並列モード時は、ＰＮ信号が帯域制限されておらず、且つ楽音信号が混じっていないため、整合フィルタ５２，５３が出力する相関値波形は、図１０に示すような明瞭なピークを有するものである。したがって、ピーク値検出部５４が検出したピーク値も正負が明瞭なものである。
符号判定部５５は、ピーク値検出部５４から入力されたＰＮ１Ｍ，ＰＮ２Ｍのピーク値に基づき、両ＰＮ信号に重畳されていたデータの符号を判定する。
なお、データフレームの同期をとるフレーム同期部は、第１ＰＮ符号、第２ＰＮ符号へのデータの分配方式に合わせて、符号判定部５５，６７の後方またはセレクタ５８の後方に設ければよい。

以上の構成により、送信装置１が放音した音響信号に含まれる２つのＰＮ信号が参照モードで変調されている場合でも並列モードで変調されている場合でも、これを自動認識してデータを復調することができる。

≪変形例≫
上記の実施形態では、並列モードのとき第２ＰＮ信号をデータで変調し、参照モードのときこの第２ＰＮ信号をそのまま出力するようにしているが、参照モード時に並列モード時の第２ＰＮ信号とは異なる符号系列の第３ＰＮ信号を出力するようにしてもよい。これにより、受信側で参照モード／並列モードの判定が容易になる。

図１８は上記構成の変調部１０の変形例を示す図である。この図において、図２に示した第１の実施形態の変調部１０と同一構成の部分は同一番号を付して説明を省略する。図１８において、この変調部１０は、第３のＰＮ信号発生部４５を備えている。このＰＮ信号発生部４５も第１、第２のＰＮ信号発生部３０，３３と同じ符号長で異なる系列のＰＮ信号を発生する。
第３のＰＮ信号発生部４５は、切換器３７の第１端子３７ａに接続されている。これにより、切換器３７が並列モードに切り換わったとき、第２のＰＮ信号に代えて第３のＰＮ信号が出力されるようになる。

なお、受信側の復調部２１は、図８の構成で第１復調ブロックの整合フィルタ５３に設定するフィルタ係数を上記第３のＰＮ信号の符号系列とすればよい。

≪尚書き≫
上記実施形態において、レベル検出器３６は、入力された楽音信号１３の音量レベルを計測して所定のしきい値以上であるか以下であるかを判定しているが、入力される楽音信号がたとえばＭＩＤＩデータ等で合成されるものであれば、そのＭＩＤＩデータを入力し、そのデータによって合成される楽音を予測してレベル検出信号を出力するようにしてもよい。ＭＩＤＩデータを予め入力することにより、音量レベルを先に検出しておくことができ、検出遅れがなくなる。

また、上記実施形態では、可聴周波数帯域（サンプリングレート４４．１ｋＨｚ）のＮ信号を用いているが、より高い周波数帯域（超音波領域）のＰＮ信号を用いてもよい。

この発明の実施形態である音響通信システムの構成図 送信側の変調部の構成を示す図 ＰＮ符号列発生部の構成を示す図 ＰＮ信号の特性を示す図 シンボルレート変換部の機能を説明する図 帯域制限されたＰＮ信号の特性を示す図 楽音信号とＰＮ信号が合成された合成信号の周波数分布を示す図 受信装置の復調部の構成を示す図 整合フィルタの構成を示す図 楽音信号を含まず帯域制限されないＰＮ信号が入力されたとき、整合フィルタが出力する相関値の時間変化を示す図 楽音信号を含む信号が入力されたとき、整合フィルタが出力する相関値の時間変化を示す図 楽音信号の周波数帯域がカットされた信号が入力されたとき、整合フィルタが出力する相関値の時間変化を示す図 変調信号と参照信号が同位相のときの加算波形を示す図 変調信号と参照信号が逆位相のときの加算波形を示す図 ピーク値検出区間を説明する図 検出されたピーク値列の例を示す図 複合されたデータコード列の例を示す図 変調部の他の実施形態を示す図

符号の説明

１ 送信装置
２ 受信装置
１０ 変調部
２１ 復調部
３６ レベル検出器
３７ 切換器

Claims (8)

1. 所定の周期を有する第１擬似雑音信号を発生する第１擬似雑音信号発生部と、
   前記第１擬似雑音信号と同期し、異なる符号系列からなる第２擬似雑音信号を発生する第２擬似雑音信号発生部と、
   可聴周波数帯域の音響信号を入力する音響信号入力部と、
   入力された音響信号の音量を検出するレベル検出部と、
   データ信号に基づき、前記第１擬似雑音信号を前記周期ごとに位相変調して出力する第１変調部と、
   音響信号の音量が所定のしきい値以下のとき、データ信号に基づき、前記第２擬似雑音信号を前記周期ごとに位相変調して出力し、音響信号の音量が所定のしきい値以上のとき、前記第２擬似雑音信号をそのまま出力する第２変調部と、
   前記第１変調部から出力された第１擬似雑音信号および前記第２変調部から出力され第２擬似雑音信号の低周波帯域を制限するハイパスフィルタであって、前記音響信号の音量が所定のしきい値以下のとき、そのカットオフ周波数を低く設定し、前記音響信号の音量が所定のしきい値以上のとき、そのカットオフ周波数を高く設定するものと、
   前記第１変調部から出力された第１擬似雑音信号、前記第２変調部から出力された第２擬似雑音信号および前記音響信号を合成して出力する合成部と、
   を備えた変調装置。
2. 前記第２擬似雑音信号は、前記第１擬似雑音信号と同じ周期を有する信号である請求項１に記載の変調装置。
3. 前記第１擬似雑音信号発生部と前記第１変調部の組み合わせを複数備え、
   前記合成部は、複数の第１変調部が変調した複数の第１擬似雑音信号、前記第２変調部から出力された第２擬似雑音信号および前記音響信号を合成して出力する請求項１または請求項２に記載の変調装置。
4. 前記データ信号は、２値のビット列からなる信号であり、
   前記変調部は、データ値に応じて前記擬似雑音信号の位相を０度または１８０度回転させる請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の変調装置。
5. 互いに同期した異なる符号系列からなる複数の擬似雑音信号が合成された音声信号を力する音声信号入力部と、
   入力された音声信号から分離された擬似雑音信号に、データ信号によって変調されてない擬似雑音信号である参照用擬似雑音信号を含む参照モードであるか、参照用擬似雑音信号を含まない並列モードであるかを判定するモード判定部と、
   前記並列モード時に動作する第１復調部と、前記参照モード時に動作する第２復調部と、
   を備え、
   前記第１復調部は、入力された音声信号の前記複数の擬似雑音信号に対する相関値を各々別々に検出し、それぞれの相関値のピークに基づいてデータ信号を復調し、
   前記第２復調部は、
   データ信号で変調されている擬似雑音信号に対する前記音声信号の相関値である第１関値を検出する第１相関検出部と、
   前記参照用擬似雑音信号に対する前記音声信号の相関値である第２相関値を検出する２相関検出部と、
   前記第１相関値と第２相関値とを加算して合成相関値を出力する加算部と、
   前記変調用擬似雑音信号の１周期ごとに前記合成相関値のピーク値を検出するピーク出部と、
   該ピーク値検出部が検出したピーク値の大きさに基づいて前記音声信号に重畳されてたデータ信号を復調する符号判定部と、
   を備えることを特徴とする復調装置。
6. 前記モード判定部は、前記入力された音声信号に所定レベル以上の可聴周波数帯域の音響信号が含まれているか否かに基づき、参照モードか並列モードかを判定する請求項５に記載の復調装置。
7. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の変調装置と、該変調装置が出力した信号を媒質中に放音する放音部と、を備えた送信装置と、
   媒質中を伝搬する音声信号を収音する収音部と、該収音部が収音した音声信号からデータ信号を復調する請求項５または請求項６に記載の復調装置と、を備えた受信装置と、
   からなる通信システム。
8. 入力された音響信号の音量レベルが小さいとき、
   送信側が、複数の擬似雑音信号のそれぞれをデータ信号で位相変調し、これら複数の擬似雑音信号および前記音響信号を合成した合成信号を送信し、
   受信側が、前記合成信号を受信し、前記複数の擬似雑音信号に対する相関値を求めてそのピークに基づいてデータを復調し、
   入力された音響信号の音量レベルが大きいとき、
   送信側が、データ信号によって変調された変調用擬似雑音信号と、前記変調用擬似雑音信号と同期した異なる符号系列からなる参照用擬似雑音信号と、前記音響信号とを合成した合成信号を送信し、
   受信側が、前記合成信号を受信し、受信した合成信号の、前記変調用擬似雑音信号にする相関値および前記参照用擬似雑音信号に対する相関値をそれぞれ求めて加算し、この加算された相関値に基づいて前記データ信号を復調する
   ことを特徴とする通信方法。

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