WO2009122741A1 - 加速度センサ - Google Patents

加速度センサ Download PDF

Info

Publication number
WO2009122741A1
WO2009122741A1 PCT/JP2009/001526 JP2009001526W WO2009122741A1 WO 2009122741 A1 WO2009122741 A1 WO 2009122741A1 JP 2009001526 W JP2009001526 W JP 2009001526W WO 2009122741 A1 WO2009122741 A1 WO 2009122741A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
output
current
input terminal
input
Prior art date
Application number
PCT/JP2009/001526
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
服部勲
野添利幸
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Priority to JP2009532627A priority Critical patent/JP5304652B2/ja
Priority to EP09727029.2A priority patent/EP2131202A4/en
Priority to US12/594,862 priority patent/US8327708B2/en
Publication of WO2009122741A1 publication Critical patent/WO2009122741A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
    • G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
    • G01P15/08—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values
    • G01P15/125—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values by capacitive pick-up
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
    • G01P15/18—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration in two or more dimensions
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P21/00—Testing or calibrating of apparatus or devices covered by the preceding groups
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
    • G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
    • G01P15/08—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values
    • G01P2015/0805—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration
    • G01P2015/0808—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration for defining in-plane movement of the mass, i.e. movement of the mass in the plane of the substrate
    • G01P2015/0811—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration for defining in-plane movement of the mass, i.e. movement of the mass in the plane of the substrate for one single degree of freedom of movement of the mass
    • G01P2015/0817—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration for defining in-plane movement of the mass, i.e. movement of the mass in the plane of the substrate for one single degree of freedom of movement of the mass for pivoting movement of the mass, e.g. in-plane pendulum
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
    • G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
    • G01P15/08—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values
    • G01P2015/0805—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration
    • G01P2015/0822—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration for defining out-of-plane movement of the mass
    • G01P2015/084—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration for defining out-of-plane movement of the mass the mass being suspended at more than one of its sides, e.g. membrane-type suspension, so as to permit multi-axis movement of the mass
    • G01P2015/0842—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration for defining out-of-plane movement of the mass the mass being suspended at more than one of its sides, e.g. membrane-type suspension, so as to permit multi-axis movement of the mass the mass being of clover leaf shape
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
    • G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
    • G01P15/08—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values
    • G01P2015/0805—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration
    • G01P2015/0845—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration using a plurality of spring-mass systems being arranged on one common planar substrate, the systems not being mechanically coupled and the sensitive direction of each system being different
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
    • G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
    • G01P15/08—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values
    • G01P2015/0805—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration
    • G01P2015/0854—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration using a particular shape of the mass, e.g. annular
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
    • G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
    • G01P15/08—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values
    • G01P2015/0805—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration
    • G01P2015/0857—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration using a particular shape of the suspension spring

Definitions

  • the present invention relates to an acceleration sensor used in an automobile or the like.
  • FIG. 16 is an electric circuit diagram of a conventional acceleration sensor 501 described in Patent Document 1.
  • the acceleration sensor 501 outputs an acceleration signal based on a detection element 1 that changes an output value due to acceleration, a drive circuit 2 that inputs an AC bias voltage signal to the detection element 1, and an output value of the detection element 1.
  • the sensing element 1 has fixed electrodes 4A and 4B and movable electrodes 5A and 5B arranged between the fixed electrodes 4A and 4B, respectively. One end of each of the movable electrodes 5A and 5B is connected to the drive circuit 2.
  • the movable electrodes 5A and 5B When acceleration is applied to the sensing element 1 of the acceleration sensor 501, the movable electrodes 5A and 5B are caused to swing in a pendulum shape with one end thereof as a fulcrum, and the distance between the fixed electrode 4A and the movable electrode 5A and the fixed electrode 4B. The distance from the movable electrode 5B changes. Due to the change in the distance, the capacitance value generated between the movable electrode 5A and the fixed electrode 4A and the capacitance value generated between the movable electrode 5B and the fixed electrode 4B change, and detection is performed based on the change in the capacitance value.
  • the circuit 3 detects acceleration.
  • the detection circuit 3 includes operational amplifiers 6 and 7, a differential amplifier 8 that amplifies a difference between output values of the operational amplifiers 6 and 7, and a failure detection unit 12 connected to the output unit of the differential amplifier 8. Yes.
  • the operational amplifier 6 includes an input terminal 6A to which the output value of the fixed electrode 4A is input, and an input terminal 6B to which the reference voltage element 9A and the variable voltage element 10A are selectively connected.
  • the operational amplifier 7 includes an input terminal 7A to which the output value of the fixed electrode 4B is input, and a second input terminal 7B to which the reference voltage element 9B and the variable voltage element 10B are selectively connected.
  • a resistor 11A is connected between the input terminal 6A and the output terminal 6C of the operational amplifier 6.
  • the resistor 11B is connected between the input terminal 7A and the output terminal 7C of the operational amplifier 7.
  • variable voltage elements 10A and 10B are connected to the input terminals 6B and 7B, respectively, and the voltage values of the variable voltage elements 10A and 10B are set to predetermined voltage values, A state in which acceleration is applied to the detection element 1 in a pseudo manner is created, and a failure of the detection element 1 is detected.
  • the movable electrode 5B moves toward the fixed electrode 4B and is movable.
  • the electrode 5A moves away from the fixed electrode 4A.
  • the capacitance value generated between the fixed electrode 4A and the movable electrode 5A and the capacitance value generated between the fixed electrode 4B and the movable electrode 5B change, and currents are generated.
  • voltages are generated in the resistors 11A and 11B.
  • the voltage values of these voltages are input to the differential amplifier 8, and an output signal from the differential amplifier 8 is output to the failure detection unit 12.
  • the failure detection unit 12 determines that there is no failure when determining that the output signal of the differential amplifier 8 is within a predetermined voltage range, and determines that there is a failure when determining that the output signal is outside the predetermined voltage range. To do. For example, when the fixed electrode 4A fails, no current is generated from the fixed electrode 4A, and no voltage is generated in the resistor 11A. Therefore, the output signal from the differential amplifier 8 increases beyond the predetermined voltage range, and the failure detection unit 12 determines that the detection element 1 has a failure.
  • the acceleration sensor includes a drive circuit that outputs an AC bias voltage having a variable bias voltage, a detection element in which a capacitance value generated between the fixed electrode and the movable electrode changes due to applied acceleration, and a movable electrode of the detection element
  • a current-voltage converter that converts the output current into a voltage and outputs the voltage
  • an operational amplifier that outputs a voltage corresponding to the voltage output by the current-voltage converter
  • a synchronization that synchronously detects the voltage output by the operational amplifier
  • the failure detection unit outputs a failure detection signal when determining that the voltage output from the operational amplifier is not within a predetermined range when the AC bias voltage output from the drive circuit is set to a predetermined voltage.
  • This acceleration sensor can be miniaturized.
  • FIG. 1 is an electric circuit diagram of an acceleration sensor according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is an electric circuit diagram of another acceleration sensor according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is an electric circuit diagram of the acceleration sensor according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 shows the voltage in the operation of detecting the acceleration of the acceleration sensor in the second embodiment.
  • FIG. 5 shows a waveform in an operation of detecting a failure of the acceleration sensor in the second embodiment.
  • FIG. 6 is an electric circuit diagram of another acceleration sensor according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is an electric circuit diagram of the acceleration sensor according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is an exploded perspective view of the detection element of the acceleration sensor according to the third embodiment.
  • FIG. 9 shows the voltage in the operation of detecting the acceleration of the acceleration sensor in the third embodiment.
  • FIG. 10 shows the voltage in the operation of detecting the acceleration of the acceleration sensor in the third embodiment.
  • FIG. 11 shows waveforms in the operation of detecting a failure of the acceleration sensor in the third embodiment.
  • FIG. 12 is an electric circuit diagram of another acceleration sensor according to the third embodiment.
  • FIG. 13 is an electric circuit diagram of the acceleration sensor according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 shows voltages in the operation of detecting a failure of the acceleration sensor in the fourth embodiment.
  • FIG. 15 is an electric circuit diagram of another acceleration sensor according to the fourth embodiment.
  • FIG. 16 is an electric circuit diagram of a conventional acceleration sensor.
  • FIG. 1 is an electric circuit diagram of an acceleration sensor 1001 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the acceleration sensor 1001 includes a drive circuit 21 that outputs an AC bias voltage, a detection element 22 to which an AC bias voltage signal is input, a current-voltage converter 23 having an input terminal connected to the detection element 22, An operational amplifier 25 having an input terminal 25A connected to the output terminal of the voltage converter 23, a reference voltage element 24 connected to the input terminal 25B of the operational amplifier 25, and a synchronous demodulator coupled to the output terminal 25C of the operational amplifier 25 26 and a sensor output terminal 27 electrically connected to the synchronous demodulator 26.
  • a phase shifter 35 is connected between the output terminal 25 C of the operational amplifier 25 and the synchronous demodulator 26.
  • the drive circuit 21 has a variable voltage element 28, and the bias voltage of the AC bias voltage is variable.
  • the drive circuit 21 includes an oscillator 30, an operational amplifier 31 having an input terminal 31A that is an inverting input terminal to which an output from the oscillator 30 is input, a reference voltage element 32 that generates a reference voltage Vref, And a variable voltage element 28 for generating a variable voltage.
  • the reference voltage Vref is, for example, a virtual ground potential of 2.5V.
  • the reference voltage Vref from the reference voltage element 32 and the variable voltage from the variable voltage element 28 are selectively input to an input terminal 31B that is a non-inverting input terminal of the operational amplifier 31.
  • the output terminal of the operational amplifier 31 is electrically connected to the detection element 22.
  • the detection element 22 includes a fixed electrode 22A to which an AC bias voltage from the drive circuit 21 is input, and a movable electrode 22B disposed so as to face the fixed electrode 22A.
  • the movable electrode 22B is connected to the current-voltage converter 23.
  • the movable electrode 22B changes the capacitance value generated between the fixed electrode 22A and the movable electrode 22B by changing the distance from the fixed electrode 22A due to acceleration.
  • a failure detection unit 29 is connected to the output terminal of the operational amplifier 25.
  • the failure detection unit 29 determines that the amplitude of the AC voltage output from the operational amplifier 25 is not within the predetermined voltage range when the bias voltage value of the AC bias voltage output from the drive circuit 21 is set to a predetermined voltage value. Outputs a failure detection signal.
  • the failure detection unit 29 determines that the amplitude of the AC voltage output from the operational amplifier 25 is within a predetermined range when the bias voltage value of the AC bias voltage output from the drive circuit 21 is set to a predetermined voltage value. In the case, the failure detection signal is not output.
  • the operational amplifier 25 outputs a voltage corresponding to the voltage output from the current-voltage converter 23.
  • the detection element 22 when the detection element 22 is operating normally, when the bias voltage value of the AC bias voltage output from the drive circuit 21 is increased, the distance between the fixed electrode 22A and the movable electrode 22B increases accordingly. Shorter. As a result, the capacitance value between the fixed electrode 22A and the movable electrode 22B increases, and the amplitude of the AC voltage output from the operational amplifier 25 increases. When there is a failure in the detection element 22 and the movable electrode 22B does not move, the amplitude of the AC voltage output from the operational amplifier 25 is predetermined even if the bias voltage value of the AC bias voltage output from the drive circuit 21 is increased. The range is not reached.
  • a failure detection signal is output.
  • the failure detection unit 29 detects that the amplitude of the AC voltage output from the operational amplifier 25 has not reached the predetermined range.
  • a failure detection signal is output.
  • the failure detection unit 29 detects that the amplitude of the AC voltage output from the operational amplifier 25 has reached a predetermined range.
  • the acceleration sensor 1001 can detect a failure of the detection element 1 by changing only the voltage output from the drive circuit 21 including one variable voltage element 28. Since the variable voltage element 28 usually has a certain volume, the acceleration sensor 1001 does not need to include two or more variable voltage elements, and as a result, can be miniaturized.
  • FIG. 2 is an electric circuit diagram of another acceleration sensor 1001A in the first embodiment. 2, the same parts as those of the acceleration sensor 1001 shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the acceleration sensor 1001 shown in FIG. 1 is composed of an analog circuit.
  • the acceleration sensor 1001A includes an analog-to-digital (A / D) converter 142A, a digital operation unit 143A, and an interface unit 144A instead of the operational amplifier 25 and the synchronous demodulator 26 of the acceleration sensor 1001 shown in FIG.
  • the analog-digital converter 142A converts the voltage value output from the current-voltage converter 23 into a digital signal.
  • the digital operation unit 143A includes a digital synchronous demodulator that synchronously demodulates the output of the analog-digital converter 142A and a digital filter.
  • the interface unit 144A converts the signal output from the digital operation unit 143A into a signal in a desired digital output format.
  • the acceleration sensor 1001A illustrated in FIG. 2 is configured as a digital circuit and has the same effect as the acceleration sensor 1001.
  • FIG. 3 is an electric circuit diagram of the acceleration sensor 1002 according to Embodiment 2 of the present invention. 3, the same reference numerals are given to the same portions as those of the acceleration sensor 1001 in the first embodiment shown in FIG. 1, and the description thereof is omitted.
  • the detection element 122 includes a fixed electrode 22A and movable electrodes 33A, 33B, 33C, and 33D that face the fixed electrode 22A.
  • the movable electrodes 33A, 33B, 33C, 33D are connected to the input ends of the current-voltage converters 34A, 34B, 34C, 34D, respectively.
  • the output terminals of the current-voltage converters 34A, 34B, 34C, 34D are connected to the input terminal 25A of the operational amplifier 25.
  • the operational amplifier 25 functions as an adder that adds the voltages output from the current-voltage converters 34A, 34B, 34C, and 34D.
  • the operation for detecting the acceleration of the acceleration sensor 1002 will be described.
  • the input terminal 31B of the operational amplifier 31 is connected to the reference voltage element 32.
  • FIG. 4 shows voltages when the acceleration sensor 1002 detects acceleration.
  • the oscillator 30 outputs a voltage Vo that is a sinusoidal alternating current.
  • the voltage Vo is input to the input terminal 31A which is the inverting input terminal of the operational amplifier 31.
  • the operational amplifier 31 applies a voltage Vp obtained by inverting the voltage Vo, which is a sine wave, to the fixed electrode 22A of the detection element 122.
  • a sinusoidal current is output from the movable electrode 33A based on the capacitance value determined by the interval between the fixed electrode 22A of the detection element 122 and the movable electrode 33A and the voltage Vp. This current is converted into a voltage Vq by the current-voltage converter 34A and output.
  • the current-voltage converter 34A includes a reference voltage element 32A that generates a reference voltage Vref, an operational amplifier 134A having an inverting input terminal, a non-inverting input terminal, and an output terminal, and an output terminal and an inverting input terminal of the operational amplifier 134A. And a resistor 234A connected between them.
  • the movable electrode 33A is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 134A.
  • the reference voltage element 32A is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 134A.
  • the operational amplifier 134A outputs the voltage Vq from the output terminal.
  • a sine wave current is output from the movable electrode 33B based on the capacitance value determined by the interval between the fixed electrode 22A and the movable electrode 33B and the voltage Vp.
  • This current is converted into a voltage Vr by the current-voltage converter 34B and output.
  • the current-voltage converter 34B includes a reference voltage element 32B that generates a reference voltage Vref, an operational amplifier 134B having an inverting input terminal, a non-inverting input terminal, and an output terminal, and an output terminal and an inverting input terminal of the operational amplifier 134B. And a resistor 234B connected between the two.
  • the movable electrode 33B is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 134B.
  • the reference voltage element 32B is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 134B.
  • the operational amplifier 134B outputs the voltage Vr from the output terminal.
  • a sine wave current is output from the movable electrode 33C based on the capacitance value determined by the interval between the fixed electrode 22A and the movable electrode 33C and the voltage Vp. This current is converted into a voltage Vs by a current-voltage converter 34C and output.
  • the current-voltage converter 34C includes a reference voltage element 32C that generates a reference voltage Vref, an operational amplifier 134C having an inverting input terminal, a non-inverting input terminal, and an output terminal, and an output terminal and an inverting input terminal of the operational amplifier 134C. And a resistor 234C connected between them.
  • the movable electrode 33C is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 134C.
  • the reference voltage element 32C is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 134C.
  • the operational amplifier 134C outputs the voltage Vs from the output terminal.
  • a sine wave current is output from the movable electrode 33D based on the capacitance value determined by the interval between the fixed electrode 22A and the movable electrode 33D and the voltage Vp.
  • This current is converted into a voltage Vt by a current-voltage converter 34D and output.
  • the current-voltage converter 34D includes a reference voltage element 32D that generates a reference voltage Vref, an operational amplifier 134D having an inverting input terminal, a non-inverting input terminal, and an output terminal, and an output terminal and an inverting input terminal of the operational amplifier 134D. And a resistor 234D connected between them.
  • the movable electrode 33D is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 134D.
  • the reference voltage element 32D is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 134D.
  • the operational amplifier 134D outputs the voltage Vt from the output terminal.
  • the voltages Vq, Vr, Vs, and Vt are added and input to the input terminal 25A that is the inverting input terminal of the operational amplifier 25, and the operational amplifier 25 outputs the voltage Vu from the output terminal 25C.
  • the voltage Vu output from the operational amplifier 25 is input to the phase shifter 35 interposed between the operational amplifier 25 and the synchronous demodulator 26.
  • the phase shifter 35 combines the zero cross point at which the voltage Vp output from the drive circuit 21 intersects the reference voltage and the zero cross point at which the voltage Vu output from the operational amplifier 25 intersects the reference voltage Vref to match the phases of the voltages Vp and Vu.
  • the phase of the voltage Vu is shifted so as to match, and the voltage Vv is output to the synchronous demodulator 26.
  • the synchronous demodulator 26 synchronously detects the voltage Vv output from the phase shifter 35 using the voltage Vp output from the drive circuit 21 as a reference signal, inverts the negative side of the voltage Vv to the positive side, and outputs the voltage Vw Is output to the amplifier 36.
  • the amplifier 36 smoothes the voltage Vw output from the synchronous demodulator 26 and outputs the voltage Vx from the sensor output terminal 27.
  • the amplitude of the voltage Vu output from the operational amplifier 25 the amplitude of the voltage Vv output from the phase shifter 35, and the amplitude of the voltage Vw output from the synchronous demodulator 26 are output from the amplifier 36.
  • the voltage Vx decreases, and a change in acceleration can be detected from the decrease in the voltage Vx value.
  • An input end 31B of the operational amplifier 31 shown in FIG. FIG. 5 shows voltages when the acceleration sensor 1002 detects a failure.
  • the sine wave voltage Vo is input to an input terminal 31A which is an inverting input terminal of the operational amplifier 31, and the operational amplifier 31 outputs a voltage Vp obtained by inverting the voltage Vo.
  • the voltage Vp is applied to the fixed electrode 22A of the detection element 22. Capacities determined by the distance between the fixed electrode 22A and the movable electrode 33A, the distance between the fixed electrode 22A and the movable electrode 33B, the distance between the fixed electrode 22A and the movable electrode 33C, and the distance between the fixed electrode 22A and the movable electrode 33D.
  • a sinusoidal current is output from the movable electrodes 33A, 33B, 33C, and 33D of the detection element 22 based on the value and the voltage Vp. These currents are converted into voltages Vq, Vr, Vs, and Vt by voltage converters 34A, 34B, 34C, and 34D, respectively, and output to the input terminal 25A of the operational amplifier 25.
  • the operational amplifier 25 outputs the voltage Vu shown in FIG. 5 from the output terminal 25C.
  • the failure detection unit 29 detects a decrease in the amplitude of the voltage Vu and determines that the maximum value of the voltage Vu is within a predetermined range, it is determined that there is no failure, and no failure detection signal is output.
  • the detection element 122 has a failure, for example, when at least one of the movable electrodes 33A, 33B, 33C, and 33D has failed, the voltage Vu output from the operational amplifier 25 becomes small. If the failure detection unit 29 determines that the maximum value of the voltage Vu is not within the predetermined range, a failure detection signal is output.
  • the acceleration sensor 1002 can detect a failure of the detection element 122 by making only the voltage Vp output from the drive circuit 21 variable, and the number of movable voltage elements 33A to 33D can be detected. 28 is not required. Since the variable voltage element 28 has a certain volume, the acceleration sensor 1002 can be miniaturized.
  • FIG. 6 is an electric circuit diagram of another acceleration sensor 1002A according to the second embodiment.
  • the acceleration sensor 1002 shown in FIG. 3 is composed of an analog circuit.
  • the acceleration sensor 1002A includes an analog-digital converter 142B, a digital operation unit 143B, and an interface unit 144B instead of the operational amplifier 25 and the synchronous demodulator 26 of the acceleration sensor 1002 shown in FIG.
  • the analog-digital converter 142B converts a voltage obtained by adding the voltages Vq, Vr, Vs, Vt output from the current-voltage converters 34A, 34B, 34C, 34D into a digital signal.
  • the digital operation unit 143B includes a digital synchronous demodulator that synchronously demodulates the output of the analog-digital converter 142B and a digital filter.
  • the interface unit 144B converts the signal output from the digital operation unit 143B into a signal in a desired digital output format.
  • the acceleration sensor 1002A illustrated in FIG. 6 is configured as a digital circuit and has the same effect as the acceleration sensor 1002.
  • FIG. 7 is an electric circuit diagram of the acceleration sensor 1003 according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the acceleration sensor 1003 includes a detection element 42, a drive circuit 41 that generates an AC bias voltage having a variable bias voltage and applies the AC bias voltage to the fixed electrode 42A of the detection element 42, and movable electrodes 43A, 43B, 43C, Current-voltage converters 44A, 44B, 44C and 44D each having an input terminal connected to 43D, and differential amplifiers 45 and 48 are provided.
  • the differential amplifiers 45 and 48 are composed of operational amplifiers.
  • the output terminal of the current-voltage converters 44A and 44B is connected to the input terminal 45A which is the inverting input terminal of the differential amplifier 45.
  • Output terminals of current-voltage converters 44C and 44D are connected to an input terminal 45B which is a non-inverting input terminal of the differential amplifier 45.
  • a resistor 45D is connected between the input terminal 45A and the output terminal 45C of the differential amplifier 45.
  • a resistor 45E is connected between the input terminal 45B, which is a non-inverting input terminal of the differential amplifier 45, and the reference voltage element 46 that generates the reference voltage Vref.
  • the output terminal 45C of the differential amplifier 45 is connected to the input terminal 47A of the synchronous demodulator 47 via the phase shifter 58.
  • the reference voltage Vref is, for example, a virtual ground potential of 2.5V.
  • the drive circuit 41 is connected to the input terminal 47B of the synchronous demodulator 47.
  • the output end 47 ⁇ / b> C of the synchronous demodulator 47 is connected to the amplifier 60.
  • the amplifier 60 is connected to the sensor output terminal 51A.
  • the output terminal of the current-voltage converters 44A and 44D is connected to the input terminal 48A which is the inverting input terminal of the differential amplifier 48.
  • the output terminal of the current-voltage converters 44B and 44C is connected to the input terminal 48B which is a non-inverting input terminal of the differential amplifier 48.
  • a resistor 48D is connected between the input terminal 48A and the output terminal 48C of the differential amplifier 48.
  • a resistor 48E is connected between an input terminal 48B, which is a non-inverting input terminal of the differential amplifier 48, and a reference voltage element 49 that generates a reference voltage Vref.
  • the output terminal 48C of the differential amplifier 48 is connected to the input terminal 50A of the synchronous demodulator 50 through the phase shifter 59.
  • the drive circuit 41 is connected to the input terminal 50B of the synchronous demodulator 50.
  • the output end 50 ⁇ / b> C of the synchronous demodulator 50 is connected to the amplifier 61.
  • the amplifier 61 is
  • the drive circuit 41 has a variable voltage element 52 and makes the bias voltage of the AC bias voltage variable.
  • the drive circuit 41 includes an oscillator 53 that generates a sine wave voltage Va, an operational amplifier 54 that has an input terminal 54A that is an inverting input terminal to which the voltage Va output from the oscillator 53 is input, and a reference voltage.
  • a reference voltage element 55 that generates Vref and a variable voltage element 52 that generates a variable voltage are provided.
  • the reference voltage Vref from the reference voltage element 55 and the variable voltage from the variable voltage element 52 are selectively input to the input terminal 54B, which is a non-inverting input terminal of the operational amplifier 54.
  • the output terminal of the operational amplifier 54 is electrically connected to the fixed electrode 42A of the sensing element 42, and the operational amplifier 54 applies an AC bias voltage Vb to the fixed electrode 42A.
  • FIG. 8 is an exploded perspective view of the detection element 42.
  • the detection element 42 includes a support part 342, U-shaped arms 242A to 242D extending from the support part 342, weights 742A to 742D connected to the arms 242A to 242D, and the X direction from the support part 342, respectively.
  • 442A and 442B extending in opposite directions, a holding body 542 having a frame shape connected to the arms 442A and 442B, and a substrate 642 facing the weight portions 742A to 742D in the Z-axis direction.
  • Each of the arms 242A to 242D has a substantially U shape with portions parallel to each other extending in the Y-axis direction.
  • the weight portions 742A and 742B are arranged in the X-axis direction.
  • the weight portions 742C and 742D are arranged in the X-axis direction.
  • the weight portions 742A and 742D are arranged in the Y-axis direction.
  • the weight portions 742B and 742C are arranged in the Y-axis direction.
  • the movable electrodes 43A to 43D are provided on the weight portions 742A to 742D, respectively.
  • the movable electrodes 43A and 43B are arranged in the X-axis direction.
  • the movable electrodes 43C and 43D are arranged in the X-axis direction.
  • the movable electrodes 43A and 43D are arranged in the Y-axis direction.
  • the movable electrodes 43B and 43C are arranged in the Y-axis direction.
  • the movable electrodes 43A, 43B, 43C, and 43D face the fixed electrode 42A.
  • the movable electrodes 43A, 43B, 43C, and 43D are displaced due to the acceleration applied to the sensing element 42 to change the distance between the fixed electrode 42A and the fixed electrode 42A and the movable electrodes 43A, 43B, 43C, and 43D.
  • the capacitance value generated during the period is changed.
  • a failure detection unit 56 is connected to the output end 45C of the differential amplifier 45, and a failure detection unit 57 is connected to the output end 48C of the differential amplifier 48.
  • the failure detection unit 56 determines that the voltage output from the differential amplifier 45 is not within the predetermined range when the voltage Vb output from the drive circuit 41 is set to a predetermined voltage value
  • the failure detection unit 56 Outputs a fault detection signal.
  • the failure detection unit 57 determines that the voltage output from the differential amplifier 48 is not within the predetermined range when the voltage Vb output from the drive circuit 41 is set to a predetermined voltage value
  • failure detection is performed.
  • the unit 57 outputs a failure detection signal.
  • FIG. 9 shows the voltage of the acceleration sensor 1003 when acceleration in the Y-axis direction is applied to the detection element 42. From time t0 to t4, acceleration is not applied to the sensing element 42, and from time t4 to t7, acceleration in the Y-axis direction is applied.
  • the oscillator 53 of the drive circuit 41 shown in FIG. 7 outputs a sine wave voltage Va.
  • the voltage Va is input to an input terminal 54A which is an inverting input terminal of the operational amplifier 54, and the operational amplifier 54 outputs a voltage Vb obtained by inverting the voltage Va from the output terminal.
  • the voltage Vb When the voltage Vb is applied to the fixed electrode 42A of the sensing element 42, the voltage Vb is movable based on the capacitance value determined by the distance between each of the movable electrodes 43A to 43D and the fixed electrode 42A and the voltage Vb applied to the fixed electrode 42A.
  • Sinusoidal currents are output from the electrodes 43A, 43B, 43C, and 43D, respectively. These sine wave currents are converted to voltages Vc, Vd, Ve, and Vf by current-voltage converters 44A, 44B, 44C, and 44D.
  • the voltages Vc and Vd are added and input to the input terminal 45A of the differential amplifier 45.
  • the voltages Ve and Vf are added and input to the input terminal 45B of the differential amplifier 45.
  • the voltages Vc and Vf are added and input to the input terminal 48A of the differential amplifier 48.
  • the voltages Vd and Ve are added and input to the input terminal 48B of the differential amplifier 48.
  • the differential amplifiers 45 and 48 cancel the voltages Vc to Vf output from the current-voltage converters 44A to 44D, and the differential amplifier 45 is a reference generated by the reference voltage element 46.
  • the voltage Vref is output from the output terminal 45C, and the differential amplifier 48 outputs the reference voltage Vref generated by the reference voltage element 49 from the output terminal 48C.
  • the voltages Vg and Vi output from the differential amplifiers 45 and 48 are respectively input to phase shifters 58 and 59 connected between the differential amplifiers 45 and 48 and the synchronous demodulators 47 and 50.
  • the phase shifter 58 shifts the phase of the voltage Vg output from the differential amplifier 45 so that the synchronous demodulator 47 detects synchronously the voltage output from the differential amplifier 45 with reference to the voltage Vb.
  • the phase of the voltages Vb and Vg is matched by combining the zero cross point at which the voltage Vb output from 41 intersects the reference voltage Vref and the zero cross point at which the voltage Vg intersects the reference voltage Vref, and outputs the voltage Vi.
  • phase shifter 59 shifts the phase of the voltage Vh output from the differential amplifier 48 in order to synchronously detect the voltage output from the differential amplifier 48 by the synchronous demodulator 50 with reference to the voltage Vb.
  • the zero cross point where the voltage Vb output from the drive circuit 41 intersects the reference voltage Vref and the zero cross point where the voltage Vh intersects the reference voltage Vref are matched to match the phases of the voltages Vb and Vh, and the voltage Vj is output. .
  • phase shifter 58 is connected between the differential amplifier 45 and the synchronous demodulator 47, but is connected between the drive circuit 41 and the synchronous demodulator 47. Also good.
  • phase shifter 59 is connected between the differential amplifier 48 and the synchronous demodulator 50, but is connected between the drive circuit 41 and the synchronous demodulator 50. May be.
  • the voltages Vi and Vj output from the phase shifters 58 and 59 are input to the synchronous demodulators 47 and 50.
  • the synchronous demodulators 47 and 50 perform synchronous detection of the voltages Vi and Vj, respectively, with the voltage Vb as a reference, and output the voltages Vk and Vl, respectively.
  • the synchronous demodulator 47 inverts the negative side portion of the voltage Vi to the positive side to generate the voltage Vk.
  • the synchronous demodulator 50 inverts the negative side of the voltage Vj to the positive side to generate the voltage Vl.
  • the voltages Vk and Vl output from the synchronous demodulators 47 and 50 are input to the amplifiers 60 and 61, respectively.
  • the amplifiers 60 and 61 smooth the voltages Vk and Vl, respectively, and output the voltages Vm and Vn from the sensor output terminals 51A and 51B, respectively.
  • the voltages Vm and Vn output from the amplifiers 60 and 61 at the time t0 to t4 when no acceleration is applied are the reference voltage Vref (virtual ground).
  • the movable electrodes 43A and 43B When acceleration in the Y-axis direction is applied to the detection element 42 at time t4, the movable electrodes 43A and 43B are lifted and approach the fixed electrode 42A, and the distance between each of the movable electrodes 43A and 43B and the fixed electrode 42A is reduced. On the other hand, the movable electrodes 43C and 43D are moved away from the fixed electrode 42A, and the distance between each of the movable electrodes 43C and 43D and the fixed electrode 42A is increased.
  • the capacitance value between each of the movable electrodes 43A to 43D and the fixed electrode 42A changes, and the amplitudes of the voltages Vc and Vd output from the current-voltage converters 44A and 44B increase from the time point t4.
  • the amplitudes of the voltages Ve and Vf output from the current-voltage converters 44C and 44D become smaller from the time point t4.
  • the voltages Vc and Vd with increased amplitude are input to the input terminal 45A of the differential amplifier 45, and the voltages Ve and Vf with decreased amplitude are input to the input terminal 45B of the differential amplifier 45.
  • the voltage Vg output from the differential amplifier 45 becomes a sine wave from time t4.
  • the sinusoidal voltage Vg is output from the sensor output terminal 51A as the voltage Vm via the phase shifter 58, the synchronous demodulator 47, and the amplifier 60, and the voltage Vm becomes higher than the reference voltage Vref from time t4.
  • the voltage Vc having the increased amplitude and the voltage Vf having the decreased amplitude are input to the input terminal 48A of the differential amplifier 48, and the voltage Vd having the increased amplitude and the voltage Ve having the reduced amplitude are the differential amplifier 48.
  • the voltage Vh output from the differential amplifier 48 is the reference voltage Vref and does not change at time t4 to t7. Therefore, the voltage Vn output from the sensor output terminal 51B does not change from the time point t0 to t7.
  • FIG. 10 shows the voltage of the acceleration sensor 1003 when acceleration in the X-axis direction is applied to the sensing element 42. From time t0 to t4, acceleration is not applied to the sensing element 42, and from time t4 to t7, acceleration in the X-axis direction is applied.
  • the movable electrodes 43A and 43D When acceleration in the X-axis direction is applied to the detection element 42, the movable electrodes 43A and 43D are lifted and approach the fixed electrode 42A, and the distance between each of the movable electrodes 43A and 43D and the fixed electrode 42A is reduced. On the other hand, the movable electrodes 43A and 43D are moved away from the fixed electrode 42A, and the distance between the movable electrodes 43B and 43C and the fixed electrode 42A is reduced.
  • the voltages Vc and Vf with increased amplitude are input to the input terminal 48A of the differential amplifier 48, and the voltages Vd and Ve with decreased amplitude are input to the input terminal 48B of the differential amplifier 48.
  • the voltage Vh output from the differential amplifier 48 becomes a sine wave from time t4.
  • the sinusoidal voltage Vh becomes the voltage Vn via the phase shifter 59, the synchronous demodulator 50, and the amplifier 61, and the voltage Vn becomes higher than the reference voltage Vref from time t4.
  • the voltage Vc having the increased amplitude and the voltage Vd having the decreased amplitude are input to the input terminal 45A of the differential amplifier 45, and the voltage Vf having the increased amplitude and the voltage Ve having the decreased amplitude are input to the differential amplifier 45.
  • Input terminal 45B The voltage Vg output from the differential amplifier 45 is the reference voltage Vref even at time points t4 to t7 and does not change. Accordingly, the voltage Vm output from the sensor output terminal 51A does not change from the time point t0 to t7.
  • acceleration in the X-axis direction is applied to the detection element 42.
  • the direction in which the movable electrodes 43A to 43D are displaced is opposite to that described above, and the direction in which the voltage Vn is changed is opposite to the direction shown in FIG. Become.
  • FIG. 11 shows the voltage of the acceleration sensor 1003 when a failure is detected. It should be noted that acceleration is not applied to the detection element 42 when detecting a failure.
  • the oscillator 53 inputs a sine wave voltage Va to an input terminal 54 ⁇ / b> A which is an inverting input terminal of the operational amplifier 54. From time t0 to t4, the voltage Vz output from the variable voltage element 52 is the reference voltage Vref, and the operational amplifier 54 outputs a voltage Vb obtained by inverting the sine wave voltage Va from the oscillator 53 from the output end.
  • the movable electrodes 43A to 43D of the sensing element 42 When the voltage Vb is applied to the fixed electrode 42A of the sensing element 42, the movable electrodes 43A to 43D of the sensing element 42 based on the capacitance value determined by the distance between each of the movable electrodes 43A to 43D and the fixed electrode 42A and the voltage Vb. Outputs a sine wave current.
  • Current-voltage converters 44A to 44D convert sinusoidal currents from the movable electrodes 43A to 43D into voltages Vc to Vf, respectively.
  • the voltages Vc and Vd are added and inputted to the input terminal 45A of the differential amplifier 45, and the voltages Ve and Vf are added and inputted to the input terminal 45B of the differential amplifier 45.
  • the voltages Vc and Vf are added and input to the input terminal 48A of the differential amplifier 48, and the voltages Vd and Ve are added and input to the input terminal 48B of the differential amplifier 48.
  • the differential amplifiers 45 and 48 cancel each other out the changes in the amplitudes of the voltages Vc to Vf, so that the voltages Vg and Vh output from the differential amplifiers 45 and 48, respectively, at time points t4 to t7. Also, it remains within the predetermined range ⁇ V without changing from the time point t0 to t4.
  • the failure detection units 56 and 57 detect that the voltages Vg and Vh are within the predetermined range ⁇ V from time t4 to time t7, it is determined that there is no failure in the detection element 42 and no failure detection signal is output.
  • the differential amplifier 45 outputs the voltages Vc to Vf output from the current-voltage converters 44A to 44D. Since the amplitude of the voltage Vg does not fall within the predetermined range ⁇ V from time t0, the failure detection unit 56 can detect a failure and outputs a failure detection signal. Further, since the differential amplifier 48 does not cancel the voltages Vc to Vf output from the current-voltage converters 44A to 44D and the amplitude of the voltage Vh does not fall within a predetermined range ⁇ V from the time point t0, the failure detection unit 57 fails.
  • the acceleration sensor 1003 can be reduced in size.
  • the axis acceleration can be detected.
  • FIG. 12 is an electric circuit diagram of another acceleration sensor 1003A according to the third embodiment. 12, the same parts as those of the acceleration sensor 1003 shown in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the acceleration sensor 1003 shown in FIG. 7 is composed of an analog circuit.
  • the acceleration sensor 1003A includes an analog-digital converter 142C, a digital operation unit 143C, and an interface unit 144C instead of the differential amplifiers 45 and 48 and the synchronous demodulators 47 and 50 of the acceleration sensor 1003 shown in FIG.
  • the analog-digital converter 142C converts a voltage obtained by adding the voltages Vc, Vd, Ve, Vf output from the current-voltage converters 44A, 44B, 44C, 44D into a digital signal.
  • the digital operation unit 143C includes a digital synchronous demodulator that synchronously demodulates the output of the analog-digital converter 142B and a digital filter.
  • the interface unit 144C converts the signal output from the digital operation unit 143C into a signal having a desired digital output format.
  • the acceleration sensor 1003A illustrated in FIG. 12 is configured as a digital circuit and has the same effect as the acceleration sensor 1003.
  • the current-voltage converter may calculate the voltages Vc to Vf output from 44A to 44D by any of the analog-digital converter 142C, the digital operation unit 143C, and the interface unit 144C. However, since all of the voltages Vc to Vd need to be calculated by the analog-to-digital converter 142C in order for the failure detection units 57 and 58 to detect the failure, the above-described calculation for detecting the acceleration is: This is performed by the digital operation unit 143C or the interface unit 144C.
  • FIG. 13 is an electric circuit diagram of acceleration sensor 1004 according to Embodiment 4 of the present invention. 13, the same parts as those of the acceleration sensor 1003 according to the third embodiment shown in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the acceleration sensor 1004 according to the fourth embodiment includes failure detection units 128 and 129 instead of the failure detection units 56 and 57 of the acceleration sensor 1003 according to the third embodiment shown in FIG.
  • the failure detection units 128 and 129 are connected to the output terminals 45C and 48C of the differential amplifiers 45 and 48, respectively, similarly to the failure detection units 56 and 57 of the acceleration sensor 1003 according to Embodiment 3.
  • the acceleration sensor 1004 according to the fourth embodiment is similar to the acceleration sensor 1003 according to the third embodiment shown in FIGS. 9 and 10, and the acceleration in the X-axis direction and the Y-axis direction applied to the sensing element 42 shown in FIG. Can be detected.
  • FIG. 14 shows the voltage of the acceleration sensor 1004 when a failure is detected. It should be noted that acceleration is not applied to the detection element 42 when detecting a failure.
  • the oscillator 53 inputs a sine wave voltage Va to an input terminal 54 ⁇ / b> A which is an inverting input terminal of the operational amplifier 54. From time t0 to t4, the voltage Vz output from the variable voltage element 52 is the reference voltage Vref, and the operational amplifier 54 outputs a voltage Vb obtained by inverting the sine wave voltage Va from the oscillator 53 from the output end.
  • the movable electrodes 43A to 43D of the sensing element 42 When the voltage Vb is applied to the fixed electrode 42A of the sensing element 42, the movable electrodes 43A to 43D of the sensing element 42 based on the capacitance value determined by the distance between each of the movable electrodes 43A to 43D and the fixed electrode 42A and the voltage Vb. Outputs a sine wave current.
  • Current-voltage converters 44A to 44D convert sinusoidal currents from the movable electrodes 43A to 43D into voltages Vc to Vf, respectively.
  • the voltages Vc and Vd are added and inputted to the input terminal 45A of the differential amplifier 45, and the voltages Ve and Vf are added and inputted to the input terminal 45B of the differential amplifier 45.
  • the voltages Vc and Vf are added and input to the input terminal 48A of the differential amplifier 48, and the voltages Vd and Ve are added and input to the input terminal 48B of the differential amplifier 48.
  • the differential amplifiers 45 and 48 cancel each other out the changes in the amplitude of the voltages Vc to Vf, so that the voltages Vg and Vh output by the differential amplifiers 45 and 48 are within a predetermined range ⁇ V. It stops.
  • the failure detectors 56 and 57 detect that the voltages Vg and Vh are within the predetermined range ⁇ V, the failure detectors 56 and 57 determine that there is no failure in the detection element 42 and do not output a failure detection signal.
  • the differential amplifier 45 outputs the voltages Vc to Vf output from the current-voltage converters 44A to 44D. Since the amplitude of the voltage Vg does not fall within the predetermined range ⁇ V from time t0, the failure detection unit 56 can detect a failure and outputs a failure detection signal. Further, since the differential amplifier 48 does not cancel the voltages Vc to Vf output from the current-voltage converters 44A to 44D and the amplitude of the voltage Vh does not fall within a predetermined range ⁇ V from the time point t0, the failure detection unit 57 fails. Can be detected, and a failure detection signal is output. As described above, at least one of the failure detection units 56 and 57 can detect a failure of the detection element 42 and output a failure detection signal.
  • FIG. 15 is an electric circuit diagram of another acceleration sensor 1004A according to the fourth embodiment.
  • the acceleration sensor 1004 shown in FIG. 13 is composed of an analog circuit.
  • the acceleration sensor 1004A includes an analog-digital converter 142C, a digital operation unit 143C, and an interface unit 144C instead of the differential amplifiers 45 and 48 and the synchronous demodulators 47 and 50 of the acceleration sensor 1004 shown in FIG.
  • the analog-digital converter 142C converts a voltage obtained by adding the voltages Vc, Vd, Ve, Vf output from the current-voltage converters 44A, 44B, 44C, 44D into a digital signal.
  • the digital operation unit 143C includes a digital synchronous demodulator that synchronously demodulates the output of the analog-digital converter 142B and a digital filter.
  • the interface unit 144C converts the signal output from the digital operation unit 143C into a signal having a desired digital output format.
  • the acceleration sensor 1004A illustrated in FIG. 15 is configured as a digital circuit, and has the same effect as the acceleration sensor 1003.
  • the current-voltage converter may calculate the voltages Vc to Vf output from 44A to 44D by any of the analog-digital converter 142C, the digital operation unit 143C, and the interface unit 144C. However, in order for the failure detection units 128 and 129 to detect a failure, all the additions of the voltages Vc to Vd need to be calculated by the analog-to-digital converter 142C. This is performed by the digital operation unit 143C or the interface unit 144C.
  • the acceleration sensor according to the present invention can be miniaturized and is useful as an acceleration sensor in a moving body such as an automobile.

Abstract

　加速度センサは、可変のバイアス電圧を有する交流バイアス電圧を出力するドライブ回路と、加えられる加速度によって固定電極と可動電極との間に発生する容量値が変化する検知素子と、検知素子の可動電極から出力される電流を電圧に変換して出力する電流－電圧変換器と、電流－電圧変換器が出力する電圧に応じた電圧を出力する演算増幅器と、演算増幅器が出力する電圧を同期検波する同期復調器と、故障検知部とを備える。故障検知部は、ドライブ回路が出力する交流バイアス電圧を所定の電圧にした際に演算増幅器が出力する電圧が所定の範囲内に無いと判断した場合には、故障検知信号を出力する。この加速度センサは小型化することができる。

Description

加速度センサ
　本発明は、自動車等に用いられる加速度センサに関するものである。
　図１６は特許文献１に記載されている従来の加速度センサ５０１の電気回路図である。加速度センサ５０１は、加速度に起因して出力値を変化させる検知素子１と、検知素子１に交流バイアス電圧信号を入力するドライブ回路２と、検知素子１の出力値に基づいて加速度信号を出力する検出回路３とを備える。検知素子１は固定電極４Ａ，４Ｂと、この固定電極４Ａ，４Ｂ間にそれぞれ配置された可動電極５Ａ、５Ｂを有している。可動電極５Ａ、５Ｂのそれぞれの一端はドライブ回路２に接続されている。
　加速度センサ５０１の検知素子１に加速度が加わると、それに起因して可動電極５Ａ、５Ｂがそれらの一端を支点として振り子状に振られ、固定電極４Ａと可動電極５Ａとの距離及び固定電極４Ｂと可動電極５Ｂとの距離が変わる。これらの距離の変化により、可動電極５Ａと固定電極４Ａとの間に発生する容量値及び可動電極５Ｂと固定電極４Ｂとの間に発生する容量値が変化し、容量値の変化に基づいて検出回路３は加速度を検知する。
　検出回路３は、演算増幅器６、７と、演算増幅器６、７の出力値の差を増幅する差動増幅器８と、差動増幅器８の出力部に接続された故障検知部１２とを備えている。演算増幅器６は、固定電極４Ａの出力値が入力される入力端６Ａと、基準電圧素子９Ａと可変電圧素子１０Ａとが選択的に接続される入力端６Ｂとを備える。演算増幅器７は、固定電極４Ｂの出力値が入力される入力端７Ａと、基準電圧素子９Ｂと可変電圧素子１０Ｂとが選択的に接続される第２の入力端７Ｂとを備える。抵抗１１Ａが演算増幅器６の入力端６Ａと出力端６Ｃとの間に接続されている。抵抗１１Ｂが演算増幅器７の入力端７Ａと出力端７Ｃとの間に接続されている。
　検知素子１に加速度を加えない状態において、入力端６Ｂ、７Ｂにはそれぞれ可変電圧素子１０Ａ、１０Ｂが接続されるとともに、可変電圧素子１０Ａ、１０Ｂの電圧値を所定の電圧値にすることにより、擬似的に検知素子１に加速度を印加する状態を生み出し、検知素子１の故障を検知する。
　具体的には、例えば可変電圧素子１０Ａの電圧値を１．５Ｖ、可変電圧素子１０Ｂの電圧値を３．５Ｖに設定すると、可動電極５Ｂが固定電極４Ｂの方へ近づくよう移動するとともに、可動電極５Ａが固定電極４Ａから離れるよう移動する。そうすると、この固定電極４Ａと可動電極５Ａとの間において発生する容量値と、固定電極４Ｂと可動電極５Ｂとの間において発生する容量値とが変化し、それぞれ電流が発生する。これらの電流がそれぞれ抵抗１１Ａと抵抗１１Ｂとを流れることにより、抵抗１１Ａ，１１Ｂに電圧が発生する。これらの電圧の電圧値が差動増幅器８に入力され、差動増幅器８からの出力信号が故障検知部１２へと出力される。
　故障検知部１２は、差動増幅器８の出力信号が所定の電圧範囲内にあると判断した場合には故障なしと判断し、所定の電圧範囲外にあると判断した場合には故障有りと判断する。例えば固定電極４Ａが故障している場合、固定電極４Ａから電流が発生せず、抵抗１１Ａにおいて電圧は発生しない。したがって、差動増幅器８からの出力信号が所定の電圧範囲を超えて大きくなり、故障検知部１２により、検知素子１の故障有りと判断される。
　従来の加速度センサ５０１では、故障検知をするために少なくとも二つの可変電圧素子１０Ａ、１０Ｂを必要とするので、加速度センサ５０１の小型化は難しい。
特開２００７－２４８３２７号公報
　加速度センサは、可変のバイアス電圧を有する交流バイアス電圧を出力するドライブ回路と、加えられる加速度によって固定電極と可動電極との間に発生する容量値が変化する検知素子と、検知素子の可動電極から出力される電流を電圧に変換して出力する電流－電圧変換器と、電流－電圧変換器が出力する電圧に応じた電圧を出力する演算増幅器と、演算増幅器が出力する電圧を同期検波する同期復調器と、故障検知部とを備える。故障検知部は、ドライブ回路が出力する交流バイアス電圧を所定の電圧にした際に演算増幅器が出力する電圧が所定の範囲内に無いと判断した場合には、故障検知信号を出力する。
　この加速度センサは小型化することができる。
図１は本発明の実施の形態１における加速度センサの電気回路図である。 図２は実施の形態１における他の加速度センサの電気回路図である。 図３は本発明の実施の形態２における加速度センサの電気回路図である。 図４は実施の形態２における加速度センサの加速度を検知する動作での電圧を示す。 図５は実施の形態２における加速度センサの故障を検知する動作での波形を示す。 図６は実施の形態２における他の加速度センサの電気回路図である。 図７は本発明の実施の形態３における加速度センサの電気回路図である。 図８は実施の形態３における加速度センサの検知素子の分解斜視図である。 図９は実施の形態３における加速度センサの加速度を検知する動作での電圧を示す。 図１０は実施の形態３における加速度センサの加速度を検知する動作での電圧を示す。 図１１は実施の形態３における加速度センサの故障を検知する動作での波形を示す。 図１２は実施の形態３における他の加速度センサの電気回路図である。 図１３は本発明の実施の形態４における加速度センサの電気回路図である。 図１４は実施の形態４における加速度センサの故障を検知する動作での電圧を示す。 図１５は実施の形態４における他の加速度センサの電気回路図である。 図１６は従来の加速度センサの電気回路図である。
符号の説明
２１　　ドライブ回路
２２　　検知素子
２２Ａ　　固定電極
２２Ｂ　　可動電極（第１の可動電極）
２３　　電流－電圧変換器（第１の電流－電圧変換器）
２５　　演算増幅器（第１の演算増幅器）
２６　　同期復調器
２９　　故障検知部
３０　　発振器
３１　　演算増幅器（第２の演算増幅器）
３３Ａ　　可動電極（第１の可動電極）
３３Ｂ　　可動電極（第２の可動電極）
３４Ａ　　電流－電圧変換器（第１の電流－電圧変換器）
３４Ｂ　　電流－電圧変換器（第２の電流－電圧変換器）
４１　　ドライブ回路
４２　　検知素子
４２Ａ　　固定電極
４３Ａ　　可動電極（第１の可動電極）
４３Ｂ　　可動電極（第２の可動電極）
４３Ｃ　　可動電極（第３の可動電極）
４３Ｄ　　可動電極（第４の可動電極）
４４Ａ　　電流－電圧変換器（第１の電流－電圧変換器）
４４Ｂ　　電流－電圧変換器（第２の電流－電圧変換器）
４４Ｃ　　電流－電圧変換器（第３の電流－電圧変換器）
４４Ｄ　　電流－電圧変換器（第４の電流－電圧変換器）
４５　　差動増幅器（第１の差動増幅器）
４７　　同期復調器（第１の同期復調器）
４８　　差動増幅器（第２の差動増幅器）
５０　　同期復調器（第２の同期復調器）
５３　　発振器
５４　　演算増幅器
５６　　故障検知部（第１の故障検知部）
５７　　故障検知部（第２の故障検知部）
５８　　位相遷移器（第１の位相遷移器）
５９　　位相遷移器（第２の位相遷移器）
６０　　増幅器（第１の増幅器）
６１　　増幅器（第２の増幅器）
１２２　　検知素子
　（実施の形態１）
　図１は本発明の実施の形態１における加速度センサ１００１の電気回路図である。加速度センサ１００１は、交流バイアス電圧を出力するドライブ回路２１と、交流バイアス電圧信号が入力される検知素子２２と、検知素子２２に接続された入力端を有する電流－電圧変換器２３と、電流－電圧変換器２３の出力端に接続された入力端２５Ａを有する演算増幅器２５と、演算増幅器２５の入力端２５Ｂに接続された基準電圧素子２４、演算増幅器２５の出力端２５Ｃに結合する同期復調器２６と、同期復調器２６に電気的に接続されたセンサ出力端子２７とを備えている。演算増幅器２５の出力端２５Ｃと同期復調器２６との間には位相遷移器３５が接続されている。
　ドライブ回路２１は可変電圧素子２８を有し、交流バイアス電圧のバイアス電圧は可変である。具体的には、ドライブ回路２１は、発振器３０と、発振器３０からの出力が入力される反転入力端である入力端３１Ａを有する演算増幅器３１と、基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧素子３２と、可変電圧を発生する可変電圧素子２８とを有する。基準電圧Ｖｒｅｆは例えば２．５Ｖの仮想グランド電位である。基準電圧素子３２からの基準電圧Ｖｒｅｆと可変電圧素子２８からの可変電圧とは選択的に演算増幅器３１の非反転入力端である入力端３１Ｂに入力される。演算増幅器３１の出力端には検知素子２２に電気的に接続されている。可変電圧を変えることにより、ドライブ回路２１の出力する交流バイアス電圧のバイアス電圧を変えることができる。
　検知素子２２は、ドライブ回路２１からの交流バイアス電圧が入力される固定電極２２Ａ及び、固定電極２２Ａに対向するよう配置されている可動電極２２Ｂを有する。可動電極２２Ｂは電流－電圧変換器２３に接続されている。
　可動電極２２Ｂは、加速度に起因して固定電極２２Ａとの距離を変化させる構成とすることにより、固定電極２２Ａと可動電極２２Ｂとの間に発生する容量値を変化させる。
　演算増幅器２５の出力端には故障検知部２９が接続されている。故障検知部２９は、ドライブ回路２１が出力する交流バイアス電圧のバイアス電圧値を所定の電圧値にした際に演算増幅器２５の出力する交流電圧の振幅が所定の電圧範囲内に無いと判断した場合には、故障検知信号を出力する。また、故障検知部２９は、ドライブ回路２１が出力する交流バイアス電圧のバイアス電圧値を所定の電圧値にした際に演算増幅器２５の出力する交流電圧の振幅が所定の範囲内にあると判断した場合には、故障検知信号を出力しない。演算増幅器２５は電流－電圧変換器２３が出力する電圧に応じた電圧を出力する。
　具体的には、検知素子２２が正常に動作している場合には、ドライブ回路２１の出力する交流バイアス電圧のバイアス電圧値を高くすると、それに伴って固定電極２２Ａと可動電極２２Ｂとの距離が短くなる。これにより固定電極２２Ａと可動電極２２Ｂ間の容量値が高くなり、演算増幅器２５の出力する交流電圧の振幅が大きくなる。検知素子２２内に故障が有り、可動電極２２Ｂが可動しない場合には、ドライブ回路２１の出力する交流バイアス電圧のバイアス電圧値を高くしても演算増幅器２５の出力する交流電圧の振幅が所定の範囲に達しない。演算増幅器２５の出力する交流電圧の振幅が所定の範囲に達しなかったことを故障検知部２９が検知すると故障検知信号を出力する。検知素子２２内に故障が無く、可動電極２２Ｂが可動する場合には、ドライブ回路２１の出力する交流バイアス電圧のバイアス電圧値を高くすると演算増幅器２５の出力する交流電圧の振幅が所定の範囲に達する。演算増幅器２５の出力する交流電圧の振幅が所定の範囲に達したことを故障検知部２９が検知すると故障検知信号を出力しない。
　加速度センサ１００１では、１つの可変電圧素子２８を備えたドライブ回路２１の出力する電圧のみを可変とすることで、検知素子１の故障を検知することができる。可変電圧素子２８はある程度の体積を通常有するので、加速度センサ１００１は２つ以上の可変電圧素子を備える必要が無く、その結果として、小型化することができる。
　図２は実施の形態１における他の加速度センサ１００１Ａの電気回路図である。図２において、図１に示す加速度センサ１００１と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。図１に示す加速度センサ１００１はアナログ回路で構成されている。加速度センサ１００１Ａは図１に示す加速度センサ１００１の演算増幅器２５と同期復調器２６の代わりにアナログーデジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４２Ａと、デジタル演算部１４３Ａと、インターフェース部１４４Ａとを備える。アナログーデジタル変換器１４２Ａは電流―電圧変換器２３の出力する電圧値をデジタル信号に変換する。デジタル演算部１４３Ａはアナログーデジタル変換器１４２Ａの出力を同期復調するデジタル同期復調器とデジタルフィルタとを含む。インターフェース部１４４Ａはデジタル演算部１４３Ａから出力される信号を所望のデジタル出力形式の信号に変換する。このように、図２に示す加速度センサ１００１Ａはデジタル回路として構成され、加速度センサ１００１と同様の効果を有する。
　（実施の形態２）
　図３は本発明の実施の形態２における加速度センサ１００２の電気回路図である。図３において、図１に示す実施の形態１における加速度センサ１００１と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。検知素子１２２は、固定電極２２Ａと、固定電極２２Ａに対向する可動電極３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃ、３３Ｄとを有する。可動電極３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃ、３３Ｄは電流－電圧変換器３４Ａ、３４Ｂ、３４Ｃ、３４Ｄの入力端にそれぞれ接続されている。電流－電圧変換器３４Ａ、３４Ｂ、３４Ｃ、３４Ｄの出力端は演算増幅器２５の入力端２５Ａに接続されている。演算増幅器２５は電流－電圧変換器３４Ａ、３４Ｂ、３４Ｃ、３４Ｄが出力する電圧を加算する加算器として機能している。
　加速度センサ１００２の加速度を検知する動作について説明する。演算増幅器３１の入力端３１Ｂは基準電圧素子３２に接続されている。図４は加速度センサ１００２が加速度を検知する場合の電圧を示す。発振器３０は正弦波の交流である電圧Ｖｏを出力する。電圧Ｖｏは演算増幅器３１の反転入力端である入力端３１Ａに入力される。演算増幅器３１は、正弦波である電圧Ｖｏを反転させた電圧Ｖｐを検知素子１２２の固定電極２２Ａに印加する。
　検知素子１２２の固定電極２２Ａと可動電極３３Ａとの間隔で決定される容量値と電圧Ｖｐに基づき可動電極３３Ａから正弦波の電流が出力される。この電流は電流－電圧変換器３４Ａで電圧Ｖｑに変換されて出力される。電流－電圧変換器３４Ａは、基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧素子３２Ａと、反転入力端と非反転入力端と出力端とを有する演算増幅器１３４Ａと、演算増幅器１３４Ａの出力端と反転入力端との間に接続された抵抗２３４Ａとを有する。可動電極３３Ａは演算増幅器１３４Ａの反転入力端に接続されている。基準電圧素子３２Ａは演算増幅器１３４Ａの非反転入力端に接続されている。演算増幅器１３４Ａは出力端から電圧Ｖｑを出力する。
　同様に、固定電極２２Ａと可動電極３３Ｂとの間隔で決定される容量値と電圧Ｖｐに基づき可動電極３３Ｂから正弦波の電流が出力される。この電流は電流－電圧変換器３４Ｂで電圧Ｖｒに変換されて出力される。電流－電圧変換器３４Ｂは、基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧素子３２Ｂと、反転入力端と非反転入力端と出力端とを有する演算増幅器１３４Ｂと、演算増幅器１３４Ｂの出力端と反転入力端との間に接続された抵抗２３４Ｂとを有する。可動電極３３Ｂは演算増幅器１３４Ｂの反転入力端に接続されている。基準電圧素子３２Ｂは演算増幅器１３４Ｂの非反転入力端に接続されている。演算増幅器１３４Ｂは出力端から電圧Ｖｒを出力する。
　また、固定電極２２Ａと可動電極３３Ｃとの間隔で決定される容量値と電圧Ｖｐに基づき可動電極３３Ｃから正弦波の電流が出力される。この電流は電流－電圧変換器３４Ｃで電圧Ｖｓに変換されて出力される。電流－電圧変換器３４Ｃは、基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧素子３２Ｃと、反転入力端と非反転入力端と出力端とを有する演算増幅器１３４Ｃと、演算増幅器１３４Ｃの出力端と反転入力端との間に接続された抵抗２３４Ｃとを有する。可動電極３３Ｃは演算増幅器１３４Ｃの反転入力端に接続されている。基準電圧素子３２Ｃは演算増幅器１３４Ｃの非反転入力端に接続されている。演算増幅器１３４Ｃは出力端から電圧Ｖｓを出力する。
　また、固定電極２２Ａと可動電極３３Ｄとの間隔で決定される容量値と電圧Ｖｐに基づき可動電極３３Ｄから正弦波の電流が出力される。この電流は電流－電圧変換器３４Ｄで電圧Ｖｔに変換されて出力される。電流－電圧変換器３４Ｄは、基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧素子３２Ｄと、反転入力端と非反転入力端と出力端とを有する演算増幅器１３４Ｄと、演算増幅器１３４Ｄの出力端と反転入力端との間に接続された抵抗２３４Ｄとを有する。可動電極３３Ｄは演算増幅器１３４Ｄの反転入力端に接続されている。基準電圧素子３２Ｄは演算増幅器１３４Ｄの非反転入力端に接続されている。演算増幅器１３４Ｄは出力端から電圧Ｖｔを出力する。
　電圧Ｖｑ、Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔは演算増幅器２５の反転入力端である入力端２５Ａに加算されて入力され、演算増幅器２５は出力端２５Ｃから電圧Ｖｕを出力する。
　演算増幅器２５から出力された電圧Ｖｕが、演算増幅器２５と同期復調器２６との間に介在させた位相遷移器３５に入力される。位相遷移器３５は、ドライブ回路２１の出力する電圧Ｖｐが基準電圧と交差するゼロクロス点と演算増幅器２５の出力する電圧Ｖｕが基準電圧Ｖｒｅｆと交差するゼロクロス点とを合わせて電圧Ｖｐ、Ｖｕの位相を整合させるように、電圧Ｖｕの位相を遷移させて電圧Ｖｖを同期復調器２６に出力する。
　同期復調器２６はドライブ回路２１から出力された電圧Ｖｐを基準信号として位相遷移器３５から出力された電圧Ｖｖを同期検波し、電圧Ｖｖのマイナス側の部分をプラス側に反転して、電圧Ｖｗを増幅器３６に出力する。
　増幅器３６は同期復調器２６から出力された電圧Ｖｗを平滑化して、電圧Ｖｘをセンサ出力端子２７から出力する。
　図４に示すように、加速度が時点ｔ４において低下すると、図３に示す固定電極２２Ａと可動電極３３Ａとの間隔と、固定電極２２Ａと可動電極３３Ｂとの間隔と、固定電極２２Ａと可動電極３３Ｃとの間隔と、固定電極２２Ａと可動電極３３Ｄとの間隔が広がり、容量値が小さくなる。それに伴って、電流－電圧変換器３４Ａ、３４Ｂ、３４Ｃ、３４Ｄから出力される電圧Ｖｑ、Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの振幅は小さくなる。これに連動して、演算増幅器２５が出力する電圧Ｖｕの振幅と、位相遷移器３５の出力する電圧Ｖｖの振幅と、同期復調器２６の出力する電圧Ｖｗの振幅を、増幅器３６から出力される電圧Ｖｘが低下し、電圧Ｖｘ値の低下から加速度の変化を検知することができる。
　次に加速度センサ１００２が故障を検知する動作について説明する。図３に示す演算増幅器３１の入力端３１Ｂは可変電圧素子２８に接続される。図５は加速度センサ１００２が故障を検知する場合の電圧を示す。
　図３に示す発振器３０は正弦波の電圧Ｖｏを出力する。正弦波の電圧Ｖｏは演算増幅器３１の反転入力端である入力端３１Ａに入力され、演算増幅器３１は電圧Ｖｏを反転した電圧Ｖｐを出力する。
　電圧Ｖｐが検知素子２２の固定電極２２Ａに印加される。固定電極２２Ａと可動電極３３Ａとの間隔と固定電極２２Ａと可動電極３３Ｂとの間隔と固定電極２２Ａと可動電極３３Ｃとの間隔と固定電極２２Ａと可動電極３３Ｄとの間隔とでそれぞれ決定される容量値と電圧Ｖｐに基づき検知素子２２の可動電極３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃ、３３Ｄから正弦波の電流が出力される。これらの電流は電圧変換器３４Ａ、３４Ｂ、３４Ｃ、３４Ｄで電圧Ｖｑ、Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔにそれぞれ変換されて演算増幅器２５の入力端２５Ａに出力される。演算増幅器２５は図５に示す電圧Ｖｕを出力端２５Ｃから出力する。
　図５に示すように、時点ｔ４においてドライブ回路２１の可変電圧素子２８の電圧を低くすると、演算増幅器３１の出力端すなわちドライブ回路４１から出力される電圧Ｖｐの直流バイアス電圧が低くなる。これにより固定電極２２Ａと可動電極３３Ａとの間隔と固定電極２２Ａと可動電極３３Ｂとの間隔と固定電極２２Ａと可動電極３３Ｃとの間隔と固定電極２２Ａと可動電極３３Ｄとの間隔とが広がり、容量値が小さくなる。それに伴って、電流－電圧変換器３４Ａ、３４Ｂ、３４Ｃ、３４Ｄから出力される電圧Ｖｑ、Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの振幅は小さくなり、これに連動して、演算増幅器２５の出力する電圧Ｖｕの振幅が低下する。電圧Ｖｕの振幅の低下を故障検知部２９が検知し、電圧Ｖｕの最大値が所定の範囲内にあると判断すると故障はないものと判断し、故障検知信号を出力しない。
　一方、検知素子１２２に故障が有る場合、例えば可動電極３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃ、３３Ｄの内の少なくとも１つが故障している場合においては、演算増幅器２５から出力される電圧Ｖｕが小さくなる。電圧Ｖｕの最大値が上述の所定の範囲内に無いと故障検知部２９が判断した場合には、故障検知信号を出力する。
　このような構成により、加速度センサ１００２は、ドライブ回路２１の出力する電圧Ｖｐのみを可変とすることで、検知素子１２２の故障を検知することができ、可動電極３３Ａ～３３Ｄの数の可変電圧素子２８を必要としない。可変電圧素子２８はある程度の体積を有するので、加速度センサ１００２を小型化することができる。
　図６は実施の形態２における他の加速度センサ１００２Ａの電気回路図である。図６において、図３に示す加速度センサ１００２と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。図３に示す加速度センサ１００２はアナログ回路で構成されている。加速度センサ１００２Ａは図３に示す加速度センサ１００２の演算増幅器２５と同期復調器２６の代わりにアナログーデジタル変換器１４２Ｂと、デジタル演算部１４３Ｂと、インターフェース部１４４Ｂとを備える。アナログーデジタル変換器１４２Ｂは電流―電圧変換器３４Ａ、３４Ｂ、３４Ｃ、３４Ｄの出力する電圧Ｖｑ、Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを加算した電圧をデジタル信号に変換する。デジタル演算部１４３Ｂはアナログーデジタル変換器１４２Ｂの出力を同期復調するデジタル同期復調器とデジタルフィルタとを含む。インターフェース部１４４Ｂはデジタル演算部１４３Ｂから出力される信号を所望のデジタル出力形式の信号に変換する。このように、図６に示す加速度センサ１００２Ａはデジタル回路として構成され、加速度センサ１００２と同様の効果を有する。
　（実施の形態３）
　図７は本発明の実施の形態３における加速度センサ１００３の電気回路図である。加速度センサ１００３は、検知素子４２と、可変のバイアス電圧を有する交流バイアス電圧を発生して検知素子４２の固定電極４２Ａに印加するドライブ回路４１と、検知素子４２の可動電極４３Ａ、４３Ｂ、４３Ｃ、４３Ｄにそれぞれ接続された入力端を有する電流－電圧変換器４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄと、差動増幅器４５、４８を備える。差動増幅器４５、４８は演算増幅器で構成されている。
　差動増幅器４５の反転入力端である入力端４５Ａには電流－電圧変換器４４Ａ、４４Ｂの出力端が接続されている。差動増幅器４５の非反転入力端である入力端４５Ｂには電流－電圧変換器４４Ｃ、４４Ｄの出力端が接続されている。差動増幅器４５の入力端４５Ａと出力端４５Ｃとの間には抵抗４５Ｄが接続されている。差動増幅器４５の非反転入力端である入力端４５Ｂと基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧素子４６との間には抵抗４５Ｅが接続されている。差動増幅器４５の出力端４５Ｃは位相遷移器５８を介して同期復調器４７の入力端４７Ａに接続されている。基準電圧Ｖｒｅｆは例えば２．５Ｖの仮想グランド電位である。同期復調器４７の入力端４７Ｂはドライブ回路４１が接続されている。同期復調器４７の出力端４７Ｃは増幅器６０に接続されている。増幅器６０はセンサ出力端子５１Ａに接続されている。
　差動増幅器４８の反転入力端である入力端４８Ａには電流－電圧変換器４４Ａ、４４Ｄの出力端が接続されている。差動増幅器４８の非反転入力端である入力端４８Ｂには電流－電圧変換器４４Ｂ、４４Ｃの出力端が接続されている。差動増幅器４８の入力端４８Ａと出力端４８Ｃとの間には抵抗４８Ｄが接続されている。差動増幅器４８の非反転入力端である入力端４８Ｂと基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧素子４９との間には抵抗４８Ｅが接続されている。差動増幅器４８の出力端４８Ｃは位相遷移器５９を介して同期復調器５０の入力端５０Ａに接続されている。同期復調器５０の入力端５０Ｂはドライブ回路４１が接続されている。同期復調器５０の出力端５０Ｃは増幅器６１に接続されている。増幅器６１はセンサ出力端子５１Ｂに接続されている。
　ドライブ回路４１は可変電圧素子５２を有し、交流バイアス電圧のバイアス電圧を可変にしている。具体的には、ドライブ回路４１は、正弦波の電圧Ｖａを発生する発振器５３と、発振器５３の出力する電圧Ｖａが入力される反転入力端である入力端５４Ａを有する演算増幅器５４と、基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧素子５５と、可変電圧を発生する可変電圧素子５２とを備える。演算増幅器５４の非反転入力端である入力端５４Ｂには、基準電圧素子５５からの基準電圧Ｖｒｅｆと可変電圧素子５２からの可変電圧が選択的に入力される。演算増幅器５４の出力端には検知素子４２の固定電極４２Ａに電気的に接続されており、演算増幅器５４は交流バイアス電圧Ｖｂを固定電極４２Ａに印加する。
　図８は検知素子４２の分解斜視図である。図８において、互いに直角のＸ軸とＹ軸とＺ軸とを定義する。検知素子４２は、支持部３４２と、支持部３４２から延びるＵ字形状を有するアーム２４２Ａ～２４２Ｄと、アーム２４２Ａ～２４２Ｄにそれぞれ接続された錘部７４２Ａ～７４２Ｄと、支持部３４２からＸ軸の方向で互いに反対の方向に延びるアーム４４２Ａ、４４２Ｂと、アーム４４２Ａ、４４２Ｂに接続された枠形状を有する保持体５４２と、錘部７４２Ａ～７４２ＤにＺ軸の方向で対向する基板６４２を備える。アーム２４２Ａ～２４２Ｄは、Ｙ軸の方向に延びる互いに平行な部分を有して実質的にＵ字形状を有する。錘部７４２Ａ、７４２ＢはＸ軸の方向に配列されている。錘部７４２Ｃ、７４２ＤはＸ軸の方向に配列されている。錘部７４２Ａ、７４２ＤはＹ軸の方向に配列されている。錘部７４２Ｂ、７４２ＣはＹ軸の方向に配列されている。可動電極４３Ａ～４３Ｄは錘部７４２Ａ～７４２Ｄにそれぞれ設けられている。可動電極４３Ａ、４３ＢはＸ軸の方向に配列されている。可動電極４３Ｃ、４３ＤはＸ軸の方向に配列されている。可動電極４３Ａ、４３ＤはＹ軸の方向に配列されている。可動電極４３Ｂ、４３ＣはＹ軸の方向に配列されている。可動電極４３Ａ、４３Ｂ、４３Ｃ、４３Ｄは固定電極４２Ａに対向する。
　可動電極４３Ａ、４３Ｂ、４３Ｃ、４３Ｄは検知素子４２に加えられた加速度に起因して変位して、固定電極４２Ａとの距離を変化させ、固定電極４２Ａと可動電極４３Ａ、４３Ｂ、４３Ｃ、４３Ｄとの間に発生する容量値を変化させる。
　差動増幅器４５の出力端４５Ｃには故障検知部５６が接続されており、差動増幅器４８の出力端４８Ｃには故障検知部５７が接続されている。ドライブ回路４１から出力される電圧Ｖｂを所定の電圧値にした際に、差動増幅器４５の出力する電圧が所定の範囲内に無いと故障検知部５６が判断した場合には、故障検知部５６は故障検知信号を出力する。また、ドライブ回路４１から出力される電圧Ｖｂを所定の電圧値にした際に、差動増幅器４８の出力する電圧が所定の範囲内に無いと故障検知部５７が判断した場合には、故障検知部５７が故障検知信号を出力する。
　次に、加速度センサ１００３がＹ軸の方向の加速度を検知する動作について説明する。図７に示す演算増幅器５４の入力端５４Ｂは基準電圧素子５５に接続されている。図９は、Ｙ軸の方向の加速度が検知素子４２に加えられたときの加速度センサ１００３の電圧を示す。時点ｔ０～ｔ４では加速度が検知素子４２に加わっておらず、時点ｔ４～ｔ７でＹ軸の方向の加速度が加わっている。
　図７に示すドライブ回路４１の発振器５３は正弦波の電圧Ｖａを出力する。電圧Ｖａは演算増幅器５４の反転入力端である入力端５４Ａに入力され、演算増幅器５４は出力端から、電圧Ｖａを反転させた電圧Ｖｂを出力する。
　電圧Ｖｂが検知素子４２の固定電極４２Ａに印加されると、可動電極４３Ａ～４３Ｄのそれぞれと固定電極４２Ａとの間隔で決定される容量値と、固定電極４２Ａに印加される電圧Ｖｂに基づき可動電極４３Ａ、４３Ｂ、４３Ｃ、４３Ｄから正弦波の電流がそれぞれ出力される。これらの正弦波の電流は電流－電圧変換器４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄで電圧Ｖｃ、Ｖｄ、Ｖｅ、Ｖｆに変換される。
　電圧Ｖｃ、Ｖｄが加算されて差動増幅器４５の入力端４５Ａに入力される。電圧Ｖｅ、Ｖｆが加算されて差動増幅器４５の入力端４５Ｂに入力される。
　同時に、電圧Ｖｃ、Ｖｆが加算されて差動増幅器４８の入力端４８Ａに入力される。電圧Ｖｄ、Ｖｅが加算されて差動増幅器４８の入力端４８Ｂに入力される。
　加速度が加わっていない時点ｔ０～ｔ４では、差動増幅器４５、４８は電流－電圧変換器４４Ａ～４４Ｄの出力する電圧Ｖｃ～Ｖｆを相殺し、差動増幅器４５は基準電圧素子４６が発生する基準電圧Ｖｒｅｆを出力端４５Ｃから出力し、差動増幅器４８は基準電圧素子４９が発生する基準電圧Ｖｒｅｆを出力端４８Ｃから出力する。
　差動増幅器４５、４８がそれぞれ出力する電圧Ｖｇ、Ｖｉが、差動増幅器４５、４８と同期復調器４７、５０との間に接続された位相遷移器５８、５９にそれぞれ入力される。位相遷移器５８は、同期復調器４７が電圧Ｖｂを基準として差動増幅器４５から出力する電圧を同期検波するために、差動増幅器４５から出力される電圧Ｖｇの位相を遷移させて、ドライブ回路４１から出力される電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆと交差するゼロクロス点と電圧Ｖｇが基準電圧Ｖｒｅｆと交差するゼロクロス点とを合わせて電圧Ｖｂ、Ｖｇの位相を整合させ、電圧Ｖｉを出力する。同様に、位相遷移器５９は、同期復調器５０が電圧Ｖｂを基準として差動増幅器４８から出力する電圧を同期検波するために、差動増幅器４８から出力される電圧Ｖｈの位相を遷移させて、ドライブ回路４１から出力される電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆと交差するゼロクロス点と電圧Ｖｈが基準電圧Ｖｒｅｆと交差するゼロクロス点とを合わせて電圧Ｖｂ、Ｖｈの位相を整合させ、電圧Ｖｊを出力する。
　なお、図７に示す加速度センサ１００３では位相遷移器５８は差動増幅器４５と同期復調器４７との間に接続されているが、ドライブ回路４１と同期復調器４７との間に接続されていてもよい。同様に、図７に示す加速度センサ１００３では位相遷移器５９は差動増幅器４８と同期復調器５０との間に接続されているが、ドライブ回路４１と同期復調器５０との間に接続されていてもよい。
　位相遷移器５８、５９から出力された電圧Ｖｉ、Ｖｊが同期復調器４７、５０に入力される。同期復調器４７、５０は、上述の通り電圧Ｖｂを基準にしてそれぞれ電圧Ｖｉ、Ｖｊの同期検波を行い、電圧Ｖｋ、Ｖｌをそれぞれ出力する。具体的には、同期復調器４７は電圧Ｖｉのマイナス側の部分をプラス側に反転して電圧Ｖｋを発生する。同期復調器５０は電圧Ｖｊのマイナス側の部分をプラス側に反転して電圧Ｖｌを発生する。
　同期復調器４７、５０から出力される電圧Ｖｋ、Ｖｌは増幅器６０、６１にそれぞれ入力される。増幅器６０、６１は、電圧Ｖｋ、Ｖｌをそれぞれ平滑化して電圧Ｖｍ、Ｖｎをそれぞれセンサ出力端子５１Ａ、５１Ｂから出力する。図９に示すように、加速度が加えられていない時点ｔ０～ｔ４では増幅器６０、６１から出力される電圧Ｖｍ、Ｖｎは基準電圧Ｖｒｅｆ（仮想グランド）である。
　時点ｔ４においてＹ軸方向の加速度が検知素子４２に加わると、可動電極４３Ａ、４３Ｂが浮き上がって固定電極４２Ａに近づき、可動電極４３Ａ、４３Ｂのそれぞれと固定電極４２Ａとの間隔が狭くなる。一方、可動電極４３Ｃ、４３Ｄは固定電極４２Ａから遠ざかり、可動電極４３Ｃ、４３Ｄのそれぞれと固定電極４２Ａとの間隔は広くなる。
　これらの間隔の変化により、可動電極４３Ａ～４３Ｄのそれぞれと固定電極４２Ａ間の容量値が変化し、電流－電圧変換器４４Ａ、４４Ｂが出力する電圧Ｖｃ、Ｖｄの振幅が時点ｔ４から大きくなる。一方、電流－電圧変換器４４Ｃ、４４Ｄが出力する電圧Ｖｅ、Ｖｆの振幅は時点ｔ４から小さくなる。
　振幅が大きくなった電圧Ｖｃ、Ｖｄが差動増幅器４５の入力端４５Ａに入力され、振幅が小さくなった電圧Ｖｅ、Ｖｆが差動増幅器４５の入力端４５Ｂに入力されている。差動増幅器４５が出力する電圧Ｖｇは時点ｔ４から正弦波となる。正弦波の電圧Ｖｇは位相遷移器５８、同期復調器４７、増幅器６０を経由して電圧Ｖｍとしてセンサ出力端子５１Ａから出力され、電圧Ｖｍは時点ｔ４から基準電圧Ｖｒｅｆより高くなる。
　一方、振幅が大きくなった電圧Ｖｃと振幅が小さくなった電圧Ｖｆは差動増幅器４８の入力端４８Ａに入力され、振幅が大きくなった電圧Ｖｄと振幅が小さくなった電圧Ｖｅが差動増幅器４８の入力端４８Ｂに入力される。差動増幅器４８が出力する電圧Ｖｈは時点ｔ４～ｔ７でも基準電圧Ｖｒｅｆであり変化しない。したがって、センサ出力端子５１Ｂから出力される電圧Ｖｎも時点ｔ０～ｔ７で変化しない。
　センサ出力端子５１Ａ、５１Ｂから出力される電圧Ｖｍ、Ｖｎから、Ｙ軸の方向の加速度が検知素子４２に加わったことを検知することができる。この加速度と反対の方向の加速度が検知素子４２に加わった場合には、可動電極４３Ａ～４３Ｄの変位する方向は上述と逆になり、電圧Ｖｍが変化する方向が図９に示す方向と逆になる。
　次に、加速度センサ１００３がＸ軸の方向の加速度を検知する動作について説明する。図７に示す演算増幅器５４の入力端５４Ｂは基準電圧素子５５に接続されている。図１０は、Ｘ軸の方向の加速度が検知素子４２に加えられたときの加速度センサ１００３の電圧を示す。時点ｔ０～ｔ４では加速度が検知素子４２に加わっておらず、時点ｔ４～ｔ７でＸ軸の方向の加速度が加わっている。Ｘ軸の方向の加速度が検知素子４２に加わると、可動電極４３Ａ、４３Ｄが浮き上がって固定電極４２Ａに近づき、可動電極４３Ａ、４３Ｄのそれぞれと固定電極４２Ａとの間隔が狭くなる。一方、可動電極４３Ａ、４３Ｄは固定電極４２Ａから遠ざかり、可動電極４３Ｂ、４３Ｃと固定電極４２Ａとの間隔は狭くなる。
　これらの間隔の変化により、可動電極４３Ａ～４３Ｄのそれぞれと固定電極４２Ａ間の容量値が変化し、電流－電圧変換器４４Ａ、４４Ｄが出力する電圧Ｖｃ、Ｖｆの振幅は時点ｔ４から大きくなり、電流－電圧変換器４４Ｂ、４４Ｃが出力する電圧Ｖｄ、Ｖｅの振幅は時点ｔ４から小さくなる。
　振幅が大きくなった電圧Ｖｃ、Ｖｆが差動増幅器４８の入力端４８Ａに入力され、振幅が小さくなった電圧Ｖｄ、Ｖｅが差動増幅器４８の入力端４８Ｂに入力されている。差動増幅器４８が出力する電圧Ｖｈは時点ｔ４から正弦波となる。正弦波の電圧Ｖｈは、位相遷移器５９、同期復調器５０、増幅器６１を経由して電圧Ｖｎとなり、電圧Ｖｎは時点ｔ４から基準電圧Ｖｒｅｆより高くなる。
　一方、振幅が大きくなった電圧Ｖｃと振幅が小さくなった電圧Ｖｄが差動増幅器４５の入力端４５Ａに入力され、振幅が大きくなった電圧Ｖｆと振幅が小さくなった電圧Ｖｅが差動増幅器４５の入力端４５Ｂに入力されている。差動増幅器４５が出力する電圧Ｖｇは時点ｔ４～ｔ７でも基準電圧Ｖｒｅｆであり変化しない。したがって、センサ出力端子５１Ａから出力される電圧Ｖｍも時点ｔ０～ｔ７で変化しない。
　センサ出力端子５１Ａ、５１Ｂから出力される電圧Ｖｍ、Ｖｎから、Ｘ軸の方向の加速度が検知素子４２に加わったことを検知することができる。この加速度と反対の方向の加速度が検知素子４２に加わった場合には、可動電極４３Ａ～４３Ｄの変位する方向は上述と逆になり、電圧Ｖｎが変化する方向が図９に示す方向と逆になる。
　次に、故障を検知する際の加速度センサ１００３の動作について説明する。なお、故障を検知する際には、演算増幅器５４の入力端５４Ｂは可変電圧素子５２に接続される。図１１は、故障を検知するときの加速度センサ１００３の電圧を示す。なお、故障を検知する際には、加速度は検知素子４２に加えられていない。
　発振器５３は正弦波の電圧Ｖａを演算増幅器５４の反転入力端である入力端５４Ａに入力される。時点ｔ０～ｔ４では、可変電圧素子５２が出力する電圧Ｖｚは基準電圧Ｖｒｅｆであり、演算増幅器５４は出力端から、発振器５３からの正弦波の電圧Ｖａを反転させた電圧Ｖｂを出力する。
　電圧Ｖｂが検知素子４２の固定電極４２Ａに印加されると、可動電極４３Ａ～４３Ｄのそれぞれと固定電極４２Ａの間隔で決定される容量値と、電圧Ｖｂに基づき検知素子４２の可動電極４３Ａ～４３Ｄから正弦波の電流が出力される。電流－電圧変換器４４Ａ～４４Ｄは可動電極４３Ａ～４３Ｄからの正弦波の電流を電圧Ｖｃ～Ｖｆにそれぞれ変換する。
　電圧Ｖｃ、Ｖｄが加算されて差動増幅器４５の入力端４５Ａに入力され、電圧Ｖｅ、Ｖｆが加算されて差動増幅器４５の入力端４５Ｂに入力される。
　同時に、電圧Ｖｃ、Ｖｆが加算されて差動増幅器４８の入力端４８Ａに入力され、電圧Ｖｄ、Ｖｅが加算されて差動増幅器４８の入力端４８Ｂに入力される。
　時点ｔ４においてドライブ回路４１の可変電圧素子５２の電圧Ｖｚを高くすると、可動電極４３Ａ～４３Ｄのそれぞれと固定電極４２Ａとの間隔が狭まり、可動電極４３Ａ～４３Ｄのそれぞれと固定電極４２Ａ間の容量値が大きくなる。それに伴って、電流－電圧変換器４４Ａ～４４Ｄから出力される電圧Ｖｃ～Ｖｆの振幅が大きくなる。
　検知素子４２に故障が無い場合、差動増幅器４５、４８は電圧Ｖｃ～Ｖｆの振幅の変化を互いに相殺するので、差動増幅器４５、４８がそれぞれ出力する電圧Ｖｇ、Ｖｈは時点ｔ４～ｔ７においても時点ｔ０～ｔ４から変化せずに所定の範囲ΔＶ内におさまる。故障検知部５６、５７は電圧Ｖｇ、Ｖｈは時点ｔ４～ｔ７において所定の範囲ΔＶ内におさまっていることを検知すると、検知素子４２に故障はないものと判断し、故障検知信号を出力しない。
　一方、検知素子４２に故障が有る場合、例えば可動電極４３Ａ～４３Ｄのうちの少なくとも１つが故障している場合では、差動増幅器４５は電流－電圧変換器４４Ａ～４４Ｄが出力する電圧Ｖｃ～Ｖｆを相殺せず、時点ｔ０から電圧Ｖｇの振幅が所定の範囲ΔＶにおさまらないので、故障検知部５６は故障を検知することができ、故障検知信号を出力する。また、差動増幅器４８は電流－電圧変換器４４Ａ～４４Ｄが出力する電圧Ｖｃ～Ｖｆを相殺せず、時点ｔ０から電圧Ｖｈの振幅が所定の範囲ΔＶにおさまらないので、故障検知部５７は故障を検知することができ、故障検知信号を出力する。さらに、ドライブ回路４１の可変電圧素子５２の電圧Ｖｚを高くする時点ｔ４で、差動増幅器４５、４８の出力する電圧Ｖｇ、Ｖｈの振幅が大きくなり、故障検知部５６、５７はより容易に故障を検知することができる。
　このように、加速度センサ１００３はある程度の体積を有する可変電圧素子２８の故障検知を目的として２つ以上設ける必要が無く、その結果として小型化することができ、さらに、Ｘ軸とＹ軸の２軸の加速度の検知することができる。
　図１２は実施の形態３における他の加速度センサ１００３Ａの電気回路図である。図１２において、図７に示す加速度センサ１００３と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。図７に示す加速度センサ１００３はアナログ回路で構成されている。加速度センサ１００３Ａは図７に示す加速度センサ１００３の差動増幅器４５、４８と同期復調器４７、５０の代わりにアナログーデジタル変換器１４２Ｃと、デジタル演算部１４３Ｃと、インターフェース部１４４Ｃとを備える。アナログーデジタル変換器１４２Ｃは電流―電圧変換器４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄの出力する電圧Ｖｃ、Ｖｄ、Ｖｅ、Ｖｆを加算した電圧をデジタル信号に変換する。デジタル演算部１４３Ｃはアナログーデジタル変換器１４２Ｂの出力を同期復調するデジタル同期復調器とデジタルフィルタとを含む。インターフェース部１４４Ｃはデジタル演算部１４３Ｃから出力される信号を所望のデジタル出力形式の信号に変換する。このように、図１２に示す加速度センサ１００３Ａはデジタル回路として構成され、加速度センサ１００３と同様の効果を有する。なお、電流―電圧変換器は４４Ａ～４４Ｄの出力する電圧Ｖｃ～Ｖｆの演算は、アナログーデジタル変換器１４２Ｃ、デジタル演算部１４３Ｃ、インターフェース部１４４Ｃのいずれで行っても良い。ただし、故障検知部５７、５８が故障を検知するためには電圧Ｖｃ～Ｖｄの全ての加算をアナログーデジタル変換器１４２Ｃで演算する必要があるので、上述した加速度を検出するための演算は、デジタル演算部１４３Ｃまたはインターフェース部１４４Ｃで行う。
　（実施の形態４）
　図１３は、本発明の実施の形態４における加速度センサ１００４の電気回路図である。図１３において、図７に示す実施の形態３による加速度センサ１００３と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。実施の形態４による加速度センサ１００４は、図７に示す実施の形態３による加速度センサ１００３の故障検知部５６、５７の代わりに故障検知部１２８、１２９を備える。故障検知部１２８、１２９は実施の形態３による加速度センサ１００３の故障検知部５６、５７と同様に、差動増幅器４５、４８の出力端４５Ｃ、４８Ｃにそれぞれ接続されている。
　実施の形態４における加速度センサ１００４は、図９と図１０に示す実施の形態３による加速度センサ１００３と同様に図８に示す検知素子４２に加えられたＸ軸の方向の加速度とＹ軸の方向の加速度とを検出することができる。
　次に加速度センサ１００４が故障を検知する動作について説明する。図１４は、故障を検知するときの加速度センサ１００４の電圧を示す。なお、故障を検知する際には、加速度は検知素子４２に加えられていない。
　発振器５３は正弦波の電圧Ｖａを演算増幅器５４の反転入力端である入力端５４Ａに入力される。時点ｔ０～ｔ４では、可変電圧素子５２が出力する電圧Ｖｚは基準電圧Ｖｒｅｆであり、演算増幅器５４は出力端から、発振器５３からの正弦波の電圧Ｖａを反転させた電圧Ｖｂを出力する。
　電圧Ｖｂが検知素子４２の固定電極４２Ａに印加されると、可動電極４３Ａ～４３Ｄのそれぞれと固定電極４２Ａの間隔で決定される容量値と、電圧Ｖｂに基づき検知素子４２の可動電極４３Ａ～４３Ｄから正弦波の電流が出力される。電流－電圧変換器４４Ａ～４４Ｄは可動電極４３Ａ～４３Ｄからの正弦波の電流を電圧Ｖｃ～Ｖｆにそれぞれ変換する。
　電圧Ｖｃ、Ｖｄが加算されて差動増幅器４５の入力端４５Ａに入力され、電圧Ｖｅ、Ｖｆが加算されて差動増幅器４５の入力端４５Ｂに入力される。
　同時に、電圧Ｖｃ、Ｖｆが加算されて差動増幅器４８の入力端４８Ａに入力され、電圧Ｖｄ、Ｖｅが加算されて差動増幅器４８の入力端４８Ｂに入力される。
　検知素子４２に故障が無い場合、差動増幅器４５、４８は電圧Ｖｃ～Ｖｆの振幅の変化を互いに相殺するので、差動増幅器４５、４８がそれぞれ出力する電圧Ｖｇ、Ｖｈは所定の範囲ΔＶ内におさまる。故障検知部５６、５７は電圧Ｖｇ、Ｖｈが所定の範囲ΔＶ内におさまっていることを検知すると、検知素子４２に故障はないものと判断し、故障検知信号を出力しない。
　一方、検知素子４２に故障が有る場合、例えば可動電極４３Ａ～４３Ｄのうちの少なくとも１つが故障している場合では、差動増幅器４５は電流－電圧変換器４４Ａ～４４Ｄが出力する電圧Ｖｃ～Ｖｆを相殺せず、時点ｔ０から電圧Ｖｇの振幅が所定の範囲ΔＶにおさまらないので、故障検知部５６は故障を検知することができ、故障検知信号を出力する。また、差動増幅器４８は電流－電圧変換器４４Ａ～４４Ｄが出力する電圧Ｖｃ～Ｖｆを相殺せず、時点ｔ０から電圧Ｖｈの振幅が所定の範囲ΔＶにおさまらないので、故障検知部５７は故障を検知することができ、故障検知信号を出力する。このように、故障検知部５６、５７の少なくとも１つは検知素子４２の故障を検知して、故障検知信号を出力することができる。
　図１５は実施の形態４における他の加速度センサ１００４Ａの電気回路図である。図１５において、図１３に示す加速度センサ１００４と同じ部分には同じ参照番号を付し、その説明を省略する。図１３に示す加速度センサ１００４はアナログ回路で構成されている。加速度センサ１００４Ａは図１３に示す加速度センサ１００４の差動増幅器４５、４８と同期復調器４７、５０の代わりにアナログーデジタル変換器１４２Ｃと、デジタル演算部１４３Ｃと、インターフェース部１４４Ｃとを備える。アナログーデジタル変換器１４２Ｃは電流―電圧変換器４４Ａ、４４Ｂ、４４Ｃ、４４Ｄの出力する電圧Ｖｃ、Ｖｄ、Ｖｅ、Ｖｆを加算した電圧をデジタル信号に変換する。デジタル演算部１４３Ｃはアナログーデジタル変換器１４２Ｂの出力を同期復調するデジタル同期復調器とデジタルフィルタとを含む。インターフェース部１４４Ｃはデジタル演算部１４３Ｃから出力される信号を所望のデジタル出力形式の信号に変換する。このように、図１５に示す加速度センサ１００４Ａはデジタル回路として構成され、加速度センサ１００３と同様の効果を有する。なお、電流―電圧変換器は４４Ａ～４４Ｄの出力する電圧Ｖｃ～Ｖｆの演算は、アナログーデジタル変換器１４２Ｃ、デジタル演算部１４３Ｃ、インターフェース部１４４Ｃのいずれで行っても良い。ただし、故障検知部１２８、１２９が故障を検知するためには電圧Ｖｃ～Ｖｄの全ての加算をアナログーデジタル変換器１４２Ｃで演算する必要があるので、上述した加速度を検出するための演算は、デジタル演算部１４３Ｃまたはインターフェース部１４４Ｃで行う。
　本発明による加速度センサは小型化することができ、自動車等の移動体における加速度センサとして有用である。

Claims (8)

  1. 可変のバイアス電圧を有する交流バイアス電圧を出力するドライブ回路と、
    　　　前記交流バイアス電圧が印加される固定電極と、
    　　　前記固定電極に対向する第１の可動電極と、
    を有し、加えられる加速度によって前記固定電極と前記第１の可動電極との間に発生する容量値が変化する検知素子と、
    前記検知素子の前記第１の可動電極から出力される電流を電圧に変換して前記変換された電圧を出力する第１の電流－電圧変換器と、
    　　　前記第１の電流－電圧変換器が出力する前記電圧が入力される第１の入力端と、
    　　　前記入力された電圧に応じた電圧を出力する出力端と、
    を有する第１の演算増幅器と、
    前記第１の演算増幅器が出力する前記電圧を同期検波する同期復調器と、
    前記ドライブ回路が出力する前記交流バイアス電圧を所定の電圧にした際に前記第１の演算増幅器が出力する前記電圧が所定の範囲内に無いと判断した場合には、故障検知信号を出力する故障検知部と、
    を備えた加速度センサ。
  2. 前記ドライブ回路は、
    　　　交流電圧を発生する発振器と、
    　　　　　　　前記発振器が発生した交流電圧が入力される第１の入力端と、
    　　　　　　　基準電圧と可変電圧とが選択的に入力される第２の入力端と、
    　　　　　　　前記検知素子の前記固定電極に接続された出力端と、
    　　　を有する第２の演算増幅器と、
    を含む、請求項１に記載の加速度センサ。
  3. 前記第１の演算増幅器は基準電圧が印加される第２の入力端をさらに有する、請求項１に記載の加速度センサ。
  4. 第２の電流－電圧変換器をさらに備え、
    前記検知素子は前記固定電極に対向する第２の可動電極をさらに有して、前記加速度によって前記固定電極と前記第２の可動電極との間に発生する容量値が変化し、
    前記第２の電流－電圧変換器は、前記検知素子の前記第２の可動電極から出力される電流を電圧に変換して前記変換された電圧を前記第１の演算増幅器の前記第１の入力端に出力し、
    前記第１の演算増幅器は、前記第１の電流－電圧変換器が出力する前記電圧と前記第２の電流－電圧変換器が出力する前記電圧とを加算して前記出力端から出力する、請求項１に記載の加速度センサ。
  5. 可変のバイアス電圧を有する交流バイアス電圧を出力するドライブ回路と、
    　　　前記交流バイアス電圧が印加される固定電極と、
    　　　前記固定電極に対向する第１の可動電極と、
    　　　前記固定電極に対向する第２の可動電極と、
    　　　前記固定電極に対向する第３の可動電極と、
    　　　前記固定電極に対向する第４の可動電極と、
    を有し、加えられる加速度によって前記第１の可動電極と前記第２の可動電極と前記第３の可動電極と前記第４の可動電極のそれぞれと前記固定電極との間に発生する容量値が変化する検知素子と、
    前記検知素子の前記第１の可動電極から流れる電流を電圧に変換して前記変換された電圧を出力する第１の電流－電圧変換器と、
    前記検知素子の前記第２の可動電極から流れる電流を電圧に変換して前記変換された電圧を出力する第２の電流－電圧変換器と、
    前記検知素子の前記第３の可動電極から流れる電流を電圧に変換して前記変換された電圧を出力する第３の電流－電圧変換器と、
    前記検知素子の前記第４の可動電極から流れる電流を電圧に変換して前記変換された電圧を出力する第４の電流－電圧変換器と、
    　　　前記第１の電流－電圧変換器が出力する前記電圧と前記第２の電流－電圧変換器が出力する前記電圧とが加算されて入力される第１の入力端と、
    　　　前記第３の電流－電圧変換器が出力する前記電圧と前記第４の電流－電圧変換器が出力する前記電圧とが加算されて入力される第２の入力端と、
    　　　前記第１の入力端に入力された電圧と前記第２の入力端に入力された電圧との差の電圧を出力する出力端と、
    を有する第１の差動増幅器と、
    　　　前記第１の電流－電圧変換器が出力する前記電圧と前記第４の電流－電圧変換器が出力する前記電圧とが加算されて入力される第１の入力端と、
    　　　前記第２の電流－電圧変換器が出力する前記電圧と前記第３の電流－電圧変換器が出力する前記電圧とが加算されて入力される第２の入力端と、
    　　　前記第１の入力端に入力された電圧と前記第２の入力端に入力された電圧との差の電圧を出力する出力端と、
    を有する第２の差動増幅器と、
    前記ドライブ回路が出力する前記交流バイアス電圧を所定の電圧にした際に前記第１の差動増幅器の前記出力端から出力される前記電圧が所定の範囲内に無いと判断した場合は、故障検知信号を出力する第１の故障検知部と、
    前記ドライブ回路が出力する前記交流バイアス電圧を前記所定の電圧にした際に前記第２の差動増幅器の前記出力端から出力される前記電圧が所定の範囲内に無いと判断した場合は、故障検知信号を出力する第２の故障検知部と、
    を備えた加速度センサ。
  6. 前記ドライブ回路は、
    　　　交流電圧を発生する発振器と、
    　　　　　　　前記発振器が発生した交流電圧が入力される第１の入力端と、
    　　　　　　　基準電圧と可変電圧とが選択的に入力される第２の入力端と、
    　　　　　　　前記検知素子の前記固定電極に接続された出力端と、
    　　　を有する演算増幅器と、
    を含む、請求項５に記載の加速度センサ。
  7. 前記第１の差動増幅器の前記出力端から出力された前記電圧を同期検波する第１の同期復調器と、
    前記第２の差動増幅器の前記出力端から出力された前記電圧を同期検波する第２の同期復調器と、
    をさらに備えた、請求項５に記載の加速度センサ。
  8. 前記第１の差動増幅器が出力する前記電圧の位相と前記ドライブ回路が出力する前記交流バイアス電圧の位相とを整合させる第１の位相遷移器と、
    前記第１の同期復調器で同期検波された電圧を平滑化する第１の増幅器と、
    前記第２の差動増幅器が出力する前記電圧の位相と前記ドライブ回路が出力する前記交流バイアス電圧の位相とを整合させる第２の位相遷移器と、
    前記第２の同期復調器で同期検波された電圧を平滑化する第２の増幅器と、
    をさらに備え、
    前記第１の同期復調器は前記ドライブ回路から出力される前記交流バイアス電圧を基準にして前記第１の差動増幅器の前記出力端から出力された前記電圧を同期検波し、
    前記第２の同期復調器は前記ドライブ回路から出力される前記交流バイアス電圧を基準にして前記第２の差動増幅器の前記出力端から出力された前記電圧を同期検波する、請求項７に記載の加速度センサ。
PCT/JP2009/001526 2008-04-04 2009-04-01 加速度センサ WO2009122741A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009532627A JP5304652B2 (ja) 2008-04-04 2009-04-01 加速度センサ
EP09727029.2A EP2131202A4 (en) 2008-04-04 2009-04-01 ACCELERATION SENSOR
US12/594,862 US8327708B2 (en) 2008-04-04 2009-04-01 Acceleration sensor

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008097917 2008-04-04
JP2008097918 2008-04-04
JP2008-097918 2008-04-04
JP2008-097917 2008-04-04

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2009122741A1 true WO2009122741A1 (ja) 2009-10-08

Family

ID=41135141

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2009/001526 WO2009122741A1 (ja) 2008-04-04 2009-04-01 加速度センサ

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8327708B2 (ja)
EP (1) EP2131202A4 (ja)
JP (1) JP5304652B2 (ja)
WO (1) WO2009122741A1 (ja)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012020739A1 (ja) * 2010-08-11 2012-02-16 日立オートモティブシステムズ株式会社 慣性センサ
FR2976724B1 (fr) * 2011-06-16 2013-07-12 Nanotec Solution Dispositif pour generer une difference de tension alternative entre des potentiels de reference de systemes electroniques.
EP3491500B1 (en) 2016-07-29 2023-11-29 Apple Inc. Touch sensor panel with multi-power domain chip configuration
US10990221B2 (en) 2017-09-29 2021-04-27 Apple Inc. Multi-power domain touch sensing
WO2019067268A1 (en) 2017-09-29 2019-04-04 Apple Inc. MULTIMODAL TOUCH CONTROL DEVICE
US11016616B2 (en) 2018-09-28 2021-05-25 Apple Inc. Multi-domain touch sensing with touch and display circuitry operable in guarded power domain
CN109596860B (zh) * 2018-11-05 2020-12-08 中国电子产品可靠性与环境试验研究所（（工业和信息化部电子第五研究所）（中国赛宝实验室）） 加速度计故障诊断方法、装置、电路和计算机设备
US11079428B2 (en) 2019-12-13 2021-08-03 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company Ltd. Test circuit and method

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004061280A (ja) * 2002-07-29 2004-02-26 Wacoh Corp 容量素子を用いた力センサおよび加速度センサならびにその製造方法
JP2004347530A (ja) * 2003-05-23 2004-12-09 Alps Electric Co Ltd 静電容量式センサ
JP2007248327A (ja) * 2006-03-17 2007-09-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 加速度センサ

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05322921A (ja) * 1992-05-19 1993-12-07 Hitachi Ltd 加速度センサ及びこれを用いたエアバッグシステム
JPH10104267A (ja) * 1996-09-27 1998-04-24 Hitachi Ltd 加速度センサの自己診断方法
JPH11118827A (ja) 1997-10-14 1999-04-30 Denso Corp 容量式物理量検出装置
JPH11258092A (ja) * 1998-03-13 1999-09-24 Omron Corp 物理量測定装置
JP4178658B2 (ja) 1998-06-30 2008-11-12 株式会社デンソー 容量式物理量検出装置
JP2001221810A (ja) 2000-02-08 2001-08-17 Japan Aviation Electronics Industry Ltd 加速度センサの診断回路
JP4645013B2 (ja) * 2003-10-03 2011-03-09 パナソニック株式会社 加速度センサ及びそれを用いた複合センサ
JP2007285936A (ja) * 2006-04-18 2007-11-01 Toyota Motor Corp 力学量検出装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004061280A (ja) * 2002-07-29 2004-02-26 Wacoh Corp 容量素子を用いた力センサおよび加速度センサならびにその製造方法
JP2004347530A (ja) * 2003-05-23 2004-12-09 Alps Electric Co Ltd 静電容量式センサ
JP2007248327A (ja) * 2006-03-17 2007-09-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 加速度センサ

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2131202A4 *

Also Published As

Publication number Publication date
JP5304652B2 (ja) 2013-10-02
US20120125102A1 (en) 2012-05-24
JPWO2009122741A1 (ja) 2011-07-28
EP2131202A4 (en) 2014-07-30
EP2131202A1 (en) 2009-12-09
US8327708B2 (en) 2012-12-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5304652B2 (ja) 加速度センサ
EP3410129B1 (en) Sensor device and method for continuous fault monitoring of sensor device
JP3139305B2 (ja) 容量型加速度センサ
JP6461993B2 (ja) 加速度計
JP4971490B2 (ja) 機械式センサとこれを含む機械式レートジャイロスコープとその操作方法
JP2008102091A (ja) 容量型検出回路
WO2015200850A2 (en) System and methods for determining rotation from nonlinear periodic signals
US6630834B2 (en) Apparatus and method for measuring change in capacitance
US20190257655A1 (en) Composite sensor
US20160084871A1 (en) Dual-functional resonant magnetic field sensor
JP2011107086A (ja) 静電容量検出回路、圧力検出装置、加速度検出装置、および、マイクロフォン用トランスデューサ
JP4752417B2 (ja) センサ装置
JP6531279B2 (ja) 加速度センサ
US6357296B1 (en) Vibratory sensor with virtual node/antinode correction of secondary harmonics
RU2344374C1 (ru) Электродная структура для микромеханического гироскопа и микромеханический гироскоп с этой структурой (варианты)
JP4405189B2 (ja) ３軸加速度センサ
US20050235751A1 (en) Dual-axis accelerometer
US7194376B2 (en) Circuit and method of processing multiple-axis sensor output signals
US20120136632A1 (en) Sensor and method for operating a sensor
Yeh et al. Modelling and compensation of quadrature error for silicon MEMS microgyroscope
RU2625440C2 (ru) Детектор элементов каркаса со схемой регулирования
JP3265807B2 (ja) 容量型センサ
JP2009244049A (ja) Ｃｖ変換器
RU2714870C1 (ru) Микромеханический гироскоп
JP5125011B2 (ja) 容量型検出回路

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2009532627

Country of ref document: JP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 12594862

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2009727029

Country of ref document: EP

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 09727029

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE