WO2008053886A1 - Structure de connexion de guide d'onde - Google Patents

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WO2008053886A1
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conductor
connection structure
conductor pattern
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Inventor
Takuya Suzuki
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Mitsubishi Electric Corporation
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/04—Fixed joints
    • H01P1/042—Hollow waveguide joints
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/12—Hollow waveguides
    • H01P3/121—Hollow waveguides integrated in a substrate

Definitions

  • the present invention relates to a connection structure between a hollow waveguide formed in the stacking direction of a multilayer dielectric substrate and a waveguide formed on a metal substrate.
  • a waveguide (through hole) for transmitting electromagnetic waves provided on an organic dielectric substrate (connection member) and a waveguide provided on a metal waveguide substrate are provided.
  • the conductor of the through-hole and the metal waveguide substrate are electrically connected and kept at the same potential in order to prevent reflection, passage loss, and leakage of electromagnetic waves at the connection (for example, patent literature 1).
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-267814 (paragraph “0028”, FIG. 1)
  • Patent Document 2 U.S. Pat.No. 3,155,923
  • the present invention has been made in view of the above, and warps a multilayer dielectric substrate and a metal substrate. Even when there is a gap between the multilayer dielectric substrate and the metal substrate, low-loss waveguide connection characteristics with low signal leakage at the waveguide connection surface are obtained, and the waveguide is misaligned.
  • the objective is to obtain a waveguide connection structure that can prevent deterioration of connection characteristics due to high-order mode resonance that occurs occasionally.
  • the present invention provides a hollow first waveguide formed in the stacking direction of a multilayer dielectric substrate and a second conductor formed on a metal substrate.
  • the first E surface end of the waveguide or Raryakue / 4 a rectangular conductors pattern having an end portion of the pattern at the position of (lambda free-space wavelength of the signal wave), and the end portion of the conductor pattern the A conductor opening formed at a predetermined position on the conductor pattern between the end faces of the first waveguide and having a length longer than the long side of the first waveguide and less than about ⁇ .
  • the metal substrate as used in the invention of the present application refers to a part of the surface of a non-metallic substrate such as a ceramic organic substrate (for example, a waveguide surface and a waveguide), in addition to a substrate made entirely of metal.
  • connection part (Surrounding surface of connection part) or the whole surface is covered with a metal film, or a conductive substrate is formed, or multiple substrates are joined together to form an RF (Radio Frequency) circuit such as a feed circuit or slot antenna
  • RF Radio Frequency
  • plate-like functional components for example, waveguide plates, planar antennas, power distribution / combiners, etc.
  • the parallel plate mode transmitted between the multilayer dielectric substrate and the metal substrate is suppressed by the domain wall (open in the standing wave) formed by the conductor pattern edge in addition to the choke structure. Therefore, the E-face end of the waveguide is short-circuited, so that a low-loss waveguide connection characteristic with little signal leakage is obtained on the waveguide connection surface, and the waveguide position is shifted. It is possible to prevent connection characteristic deterioration due to higher-order mode resonance, which has sometimes occurred in the past, and to obtain good connection characteristics regardless of the contact or non-contact state of the waveguide portion.
  • Ma Compared to choke structures that require relatively large dimensions in the high frequency band such as the millimeter wave band, it is possible to reduce the size and weight of the choke structure. No need for machining.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view showing a waveguide connection structure according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a plan view showing a land shape according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing reflection characteristics when a simulation is performed using the choke structure of the present embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram showing pass characteristics when a simulation is performed using the choke structure of the present embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing higher-order mode conversion in a discontinuous portion of a transmission line.
  • FIG. 6 is a plan view showing a conventional choke structure.
  • FIG. 7 is a plan view showing high-order mode resonance in a conventional choke structure.
  • FIG. 8 is a diagram showing reflection characteristics when a simulation is performed using a conventional choke structure.
  • FIG. 9 is a diagram showing pass characteristics when a simulation is performed using a conventional choke structure.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view showing a waveguide connection structure according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a plan view of the conductor pattern portion (land portion) viewed in plan.
  • Fig. 1 corresponds to the AA 'section of Fig. 2.
  • the waveguide connection structure of this embodiment is applied to, for example, millimeter wave or microwave radar such as FM / CW radar.
  • a hollow waveguide 2 having a substantially rectangular cross section is formed in the substrate stacking direction of the multilayer dielectric substrate 1, and the waveguide 2 (opening of the waveguide 2) is formed on the metal substrate 3.
  • a hollow waveguide 4 having a substantially square cross section is formed so as to face the portion.
  • the metal substrate (conductive substrate) 3 may be a single plate, or one or a plurality of other metal substrates (conductive substrate) may be joined to form a metal substrate integrally.
  • the waveguides 2 and 4 transmit electromagnetic waves input from the surface layer side of the multilayer dielectric substrate 1 or electromagnetic waves input from the surface layer of the metal substrate 3 (lower side in FIG. 1).
  • the multilayer dielectric substrate 1 and the metal substrate 3 are illustrated as being separated from each other, but the multilayer dielectric substrate 1 is positioned at two locations on the metal substrate 3 by positioning pins (not illustrated).
  • the metal substrate 3 is abutted and fixed by screws (not shown). Then, by this positioning and fixing, both the substrates 1 and 3 are fixed so that the central axis of the waveguide 2 of the multilayer dielectric substrate 1 and the central axis of the waveguide hole 4 of the metal substrate 3 coincide. .
  • the two substrates 1 and 3 are brought into close contact with each other by the fastening force of the screws.
  • the hole dimensions of waveguide 2 and waveguide 4 are almost the same.
  • the positioning pin is provided so that the positional deviation between the waveguides 2 and 4 can be suppressed to 0.2 mm or less, for example, about 0.1 mm.
  • a conductor layer 5 is formed on the inner peripheral wall of the waveguide 2.
  • the conductor layer 5 is formed of a surface ground conductor 6 formed on the front surface side of the multilayer dielectric substrate 1 and the back surface of the multilayer dielectric substrate 1.
  • Conductor pattern part (land part) formed on the side (waveguide connection end face side that is in contact with the metal substrate 3) Connected to 7.
  • the surface ground conductor 6 is composed of a conductor pattern.
  • a rectangular land portion 7 as a conductor layer is formed around the waveguide 2 (the opening of the waveguide 2).
  • the dielectric 12 of the multilayer dielectric substrate 1 is exposed around the land.
  • the surface of the exposed portion of the dielectric 12 may be covered with a glass coat or a solder resistor.
  • the land portion 7 is separated from the land portion 7 by a predetermined distance (a sufficient distance not to be connected to the land portion 7 at a high frequency, for example, larger than / 4), and is not connected to the land portion 7.
  • a pattern is formed and connected to the inner layer circuit of the multilayer dielectric substrate 1 and the mounted electrical components and external electrical circuit!
  • the rectangular land portion 7 is the end of the pattern.
  • Position of the waveguide 2 is approximately ⁇ / 4 from the E-plane end (longitudinal end) of the waveguide 2 and is approximately less than / 4 from the ridge end (short-side end) (the ridge side of the opening 8) Less than about ⁇ / 8 from the end).
  • the opening 8 is formed.
  • ⁇ / 4 which is just the choke size at the signal frequency, roughly / 8 or more and less than ⁇ / 4.
  • ⁇ / 6 is preferred! /.
  • the width of the opening 8 is preferably less than ⁇ g / 4, and the length of the opening 8 is preferably longer than the length in the longitudinal direction of the waveguide 2 and less than approximately.
  • the opening 8 is connected to a short-circuited dielectric waveguide 9 having a length of about g / 4 in the stacking direction of the multilayer dielectric substrate 1.
  • the tip short-circuited dielectric waveguide 9 includes an inner layer ground conductor 10 located at a depth of about g / 4 in the stacking direction and an opening portion in the multilayer dielectric substrate 1.
  • 8 is composed of a plurality of ground vias (ground through-holes) 11 disposed around the periphery of the inner ground conductor 10 and a plurality of ground vias 11 and a dielectric disposed inside the plurality of ground vias 11. It functions as a dielectric transmission line with a short-circuited surface on the conductor surface of the ground conductor 10).
  • the interval between each ground via 11 is lg / 4 or less.
  • the land portion 7, the opening 8, and the tip short-circuited dielectric waveguide 9 constitute a choke structure.
  • the choke structure of the present embodiment a short circuit occurs at the tip of the tip short-circuited dielectric waveguide 9, and the opening 8 that is separated from this tip by ⁇ g / 4 is open. Further, since the opening 8 and the E-plane end of the waveguide 2 are separated from each other by about ⁇ / 8 or more and less than ⁇ / 4, the end surface of the waveguide 2 goes from open to short circuit. Therefore, the end face of the waveguide 2 is ideally short-circuited at a frequency slightly higher than the signal frequency. Further, according to the choke structure of the present embodiment, the end portion of the land portion 7 forms a domain wall with respect to the waveguide formed by the waveguide gap and becomes open in a standing wave. At the end of the waveguide, which is ⁇ / 4 away from the land edge, a short circuit occurs in the signal frequency band. In summary, according to the choke structure of the present embodiment, good connection characteristics can be obtained in a slightly higher frequency band than the signal band.
  • the choke structure of the present embodiment it is approximately ⁇ / 8 or more from the end face of the waveguide 2 that is not located at the position of ⁇ / 4 from the end face of the waveguide as in the conventional choke groove.
  • the choke groove is formed by the opening 8 and the short-circuited dielectric waveguide 9 at a position separated by less than ⁇ / 4. Resonance occurs at high frequencies, but good connection characteristics can be obtained because there is no characteristic degradation due to resonance near the signal band.
  • the choke groove when only the end portion of the land portion 7 is in contact with the metal substrate 3, the choke groove has the best effect in the region higher than the signal band. Characteristics can be obtained, and generally good characteristics can also be obtained near the signal band due to the choke effect.
  • the metal substrate 3 and the land portion 7 are in contact with each other and the conductor opening 8 is blocked, the metal plate 3 and the land portion 7 are physically contacted at a position about ⁇ / 8 from the end surface of the waveguide to maintain the same potential In general, good characteristics can be obtained.
  • FIG. 3 shows typical reflection characteristics of the choke structure of the present embodiment
  • FIG. 4 shows the pass characteristics.
  • the X mark indicates the characteristics when the two waveguides are not misaligned
  • the O mark indicates the characteristics when the two waveguides are misaligned.
  • the positional deviation As shown in FIG. 3 and FIG. 4, according to the choke structure of the present embodiment, the positional deviation. If this occurs, the reflection and pass characteristics are degraded slightly higher than the signal band near the fundamental frequency f of the millimeter-wave high-frequency signal propagating through the waveguide due to higher-order mode resonance.
  • Patent Document 2 a conventional choke groove as shown in Patent Document 2 will be examined as a comparative example.
  • a short side is formed at a position of approximately ⁇ / 4 from the long side end face of the waveguide, on one contact surface side of two waveguide carriers each having a waveguide to be opposed to each other.
  • a choke groove having a depth of about / 4 is formed at a position very close to the end face.
  • Patent Document 2 describes a rectangular choke groove surrounding the periphery of a waveguide.
  • a circular choke groove having a depth of approximately / 4 is formed at a position of ⁇ / 4 from the long side end face of the waveguide with the waveguide at the center. is there.
  • the long-side end face of the waveguide is short-circuited in a standing wave manner in the signal frequency band, so that leakage waves are generated from the gap between the two waveguide carriers. Good reflection and transmission characteristics can be obtained.
  • the choke effect described above can be obtained only when the two opposing waveguides are ideally not misaligned.
  • the signal propagating in the fundamental mode is converted into a plurality of higher-order modes in the discontinuous part, and then reconverted into the fundamental mode to propagate. To do.
  • the discontinuous part (gap)
  • most of the signal converted into the higher-order mode is reconverted to become the basic mode and propagates through the transmission path again.
  • the reconverted fundamental mode signal is lost by the power loss in the higher-order mode and appears as a deterioration in transmission characteristics.
  • FIG. 6 and FIG. 7 show the circumference of the waveguide 20 and the end face of the long side of the waveguide 20.
  • the basic mode is a force that indicates a choke structure in which a choke groove 21 having a depth of approximately ⁇ / 4 is formed at a position of approximately ⁇ / 4 and very close to the short-side end face of the waveguide 20.
  • a standing wave is formed only on the long side, and the choke operates as a virtual short circuit at the end of the long side of the waveguide (see Fig. 6). Since the size of the waveguide in the included gap is oversized compared to the waveguide, higher order modes propagate when discontinuities occur.
  • the distance between the choke groove ends (short-circuit points) on the side and the short side is approximately 5 ⁇ / 4 near the choke design frequency band, respectively.
  • resonance corresponding to the second harmonic of the signal band is generated, so the ⁇ 202 mode resonance inevitably occurs in the very vicinity of the signal band, and reflection and power loss occur.
  • FIG. 8 and FIG. 9 show typical reflection characteristics and transmission characteristics of the conventional choke structure.
  • the X mark indicates the characteristics when the two waveguides are not misaligned
  • the ⁇ mark indicates the characteristics when the two waveguides are misaligned.
  • Fig. 8 and Fig. 9 when the position is shifted, high-order mode resonance causes a signal band near frequency f.
  • the transmission and reflection characteristics are rapidly deteriorated.
  • the present embodiment is superior to the conventional choke structure as in Patent Document 2. It can be seen that the choke structure by can provide good connection characteristics regardless of the position of the waveguide or the contact or non-contact state of the waveguide portion.
  • the domain wall formed by the end portion of the land portion 7 suppresses the parallel plate mode transmitted between the multilayer dielectric substrate and the metal substrate, and Since the E-plane end of the waveguide is short-circuited in a frequency band very close to the band, low-loss waveguide connection characteristics with little signal leakage can be obtained on the waveguide connection surface. It is possible to prevent deterioration of connection characteristics due to higher-order mode resonance, which has occurred in the past when the tube is displaced, and to obtain good connection characteristics regardless of the contact or non-contact state of the waveguide portion.
  • the waveguide connection structure according to the present invention is a connection structure between a dielectric substrate having a waveguide for transmitting electromagnetic waves and a metal substrate having a waveguide.

Landscapes

  • Waveguide Connection Structure (AREA)
  • Optical Couplings Of Light Guides (AREA)
  • Optical Integrated Circuits (AREA)

Description

明 細 書
導波管の接続構造
技術分野
[0001] この発明は、多層誘電体基板の積層方向に形成した中空導波管と金属基板に形 成した導波管の接続構造に関するものである。
背景技術
[0002] 従来の導波管の接続構造では、有機誘電体基板 (接続部材）に設けられた電磁波 の伝送する導波管（貫通孔）と金属導波管基板に設けられた導波管の接続構造にお いて、接続部での電磁波の反射、通過損失、漏洩を防止するために、貫通孔の導体 と金属導波管基板を電気的に接続し、同電位に保つようにしている（例えば特許文 献 1)。
[0003] このような特許文献 1に示される従来の導波管の接続構造にあっては、有機誘電体 基板の反りなどによって貫通孔の導体層と導波管基板の間に隙間が生じる。この結 果、金属導体間に平行平板モードの漏洩波が発生し、接続部における、電磁波の反 射、通過損失が劣化するという問題がある。
[0004] 上記した接続特性劣化を改善するための従来のチョーク構造として、導波管 E面端 力、ら λ /4離れた位置に、 λ /4の深さの溝を形成し、チョーク溝の先端短絡点から 定在波的に導波管 Ε面を短絡する構造が多く採用されている（例えば、特許文献 2)
[0005] 特許文献 1 :特開 2001— 267814号公報（段落「0028」、図 1)
特許文献 2 :米国特許第 3155923号明細書
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0006] しかし、特許文献 2に示される従来のチョーク構造では、接続する導波管の位置ず れが発生した場合に、高次モードの共振が発生し、チョーク寸法の信号帯域中心で 接続特性が劣化してしまう問題がある。
[0007] 本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、多層誘電体基板と金属基板に反り などがあり、多層誘電体基板と金属基板に隙間が生じた場合でも、導波管の接続面 において信号漏れの少ない、低損失な導波管接続特性が得られるとともに、導波管 の位置ずれ時に発生する高次モード共振による接続特性劣化を防止することができ る導波管の接続構造を得ることを目的とする。
課題を解決するための手段
[0008] 上述した課題を解決し、 目的を達成するために、本発明は、多層誘電体基板の積 層方向に形成した中空の第 1の導波管と金属基板に形成した第 2の導波管とを接続 する導波管の接続構造にお!/、て、前記金属基板に対向する前記多層誘電体基板の 誘電体表面であって前記第 1の導波管の周囲に形成され、第 1の導波管の E面端か ら略え /4 ( λ :信号波の自由空間波長）の位置にパターンの端部を有する矩形の導 体パターンと、該導体パターンの端部と前記第 1の導波管の Ε面端の間の導体バタ ーン上の所定位置に形成され、前記第 1の導波管の長辺より長ぐかつ略 λ未満の 長さを有する導体開口部と、前記導体開口部に接続され、多層誘電体基板の積層 方向に形成された略 λ g/4 ( λ g：信号波の基板内実効波長）の長さを有する先端 短絡の誘電体伝送路とを有するチョーク構造を備えることを特徴とする。なお、本願 発明でいうところの金属基板とは、基板全体が金属で構成されたものの他に、セラミツ クゃ有機基板などの非金属基材の一部表面 (例えば導波管表面および導波管接続 部の周囲表面)もしくは全表面を金属膜で覆って導電性の基板が形成されたものや 、複数の基板が一体的に接合されて給電回路やスロットアンテナ等の RF (Radio Fr equency)回路を構成する板状の機能部品（例えば、導波管板、平面アンテナ、電力 分配'合成器等）のものも含むものである。
発明の効果
[0009] この発明によれば、チョーク構造に加えて導体パターン端により形成する磁壁（定 在波的にはオープン）によって多層誘電体基板と金属基板との間に伝う平行平板モ ードを抑圧して導波管の E面端を短絡する構成となっているため、導波管の接続面 において信号漏れの少ない、低損失な導波管接続特性が得られ、導波管の位置ず れ時に従来発生していた高次モード共振による接続特性劣化を防止することができ 、さらに導波管部分の接触、非接触の状態によらず、良好な接続特性が得られる。ま た、ミリ波帯などの高周波帯で比較的大きな寸法を要したチョーク構造に比べて小型 化、軽量化が可能となり、従来、金属導波管側に形成していたチョーク溝などの高精 度な機械加工が不要となる。
図面の簡単な説明
[0010] [図 1]図 1は、本発明の実施の形態による導波管の接続構造を示す断面図である。
[図 2]図 2は、実施の形態によるランド形状を示す平面図である。
[図 3]図 3は、本実施の形態のチョーク構造によってシミュレーションを行った場合の 反射特性を示す図である。
[図 4]図 4は、本実施の形態のチョーク構造によってシミュレーションを行った場合の 通過特性を示す図である。
[図 5]図 5は、伝送線路の不連続部における高次モード変換を示す図である。
[図 6]図 6は、従来のチョーク構造を示す平面図である。
[図 7]図 7は、従来のチョーク構造における高次モードの共振を示す平面図である。
[図 8]図 8は、従来のチョーク構造によってシミュレーションを行った場合の反射特性 を示す図である。
[図 9]図 9は、従来のチョーク構造によってシミュレーションを行った場合の通過特性 を示す図である。
符号の説明
[0011] 1 多層誘電体基板
2 導波管
3 金属基板
4 導波管
5 導体層
6 表層接地導体
7 導体パターン (ランド部）
8 開口部
9 先端短絡誘電体導波管 (誘電体伝送路）
10 内層接地導体 12 誘電体
発明を実施するための最良の形態
[0012] 以下に、本発明にかかる導波管の接続構造の実施の形態を図面に基づいて詳細 に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
[0013] 図 1および図 2に従って、この発明の実施の形態について説明する。図 1は本実施 の形態にかかる導波管接続構造を示す断面図である。図 2は、導体パターン部 (ラン ド部）を平面視した平面図である。図 1は図 2の A-A'部断面に対応している。この実 施の形態の導波管接続構造は、例えば、 FM/CWレーダなどのミリ波あるいはマイ クロ波レーダなどに適用される。
[0014] 多層誘電体基板 1の基板積層方向には、断面が略方形状の中空の導波管 2が形 成され、また金属基板 3には、導波管 2 (導波管 2の開口部）に対向するように断面が 略方形状の中空の導波管 4が形成されている。金属基板（導電性基板） 3は 1枚板で も良ぐ或いは他の 1つもしくは複数の金属基板（導電性基板）が接合されて一体的 に金属基板を構成しても良い。
[0015] これら導波管 2および 4によって多層誘電体基板 1の表面層側から入力される電磁 波あるいは金属基板 3の表面層（図 1の下側）から入力される電磁波を伝送する。図 1 では、多層誘電体基板 1および金属基板 3は離間しているように図示されているが、 多層誘電体基板 1は、図示しない位置決めピンによって金属基板 3上に 2箇所で位 置決めされ、図示しないねじによって金属基板 3上に当接固定されている。そして、こ の位置決め固定により、多層誘電体基板 1の導波管 2の中心軸と、金属基板 3の導 波管穴 4の中心軸が一致するように、両基板 1 , 3が固定される。また、ねじの締結力 によって、両基板 1 , 3が密着する。なお、導波管 2と導波管 4の穴寸法はほぼ同じで ある。また、位置決めピンは、導波管 2および 4間の位置ずれが 0. 2mm以下、例え ば 0. 1mm程度に抑えられるように設けられている。
[0016] 導波管 2の内周壁には、導体層 5が形成され、この導体層 5は、多層誘電体基板 1 の表面側に形成された表層接地導体 6および多層誘電体基板 1の裏面側（金属基 板 3と当接する側である導波管接続端面側）に形成された導体パターン部 (ランド部） 7に接続されている。表層接地導体 6は導体パターンで構成される。
[0017] 多層誘電体基板 1の金属基板 3と対向する面すなわち導波管接続端面側には、図
2にも示すように、導波管 2 (導波管 2の開口部）の周囲に導体層である矩形形状のラ ンド部 7が形成されている。ランド部の周囲には、多層誘電体基板 1の誘電体 12が露 出している。この誘電体 12の露出部の表面は、ガラスコートやはんだレジスタで被覆 されていても良い。また、ランド部 7の周辺に、ランド部 7とは所定の距離 (ランド部 7と 高周波的に接続しない十分な距離、例えばえ /4より大きく）離間してランド部 7とは 非接続に導体パターンが形成され、多層誘電体基板 1の内層回路および搭載電気 部品や外部電気回路に接続されて!/、ても良レ、。
[0018] 導波管 2を伝搬する高周波信号の自由空間波長を λ、誘電体での実効波長すな わち基板内実効波長をえ gとすると、矩形のランド部 7は、そのパターンの端部位置 、導波管 2の E面端 (長手側端部)から略 λ /4、 Η面端 (短手側端部)から略え/ 4未満となる寸法（開口部 8の Η面側端から略 λ /8未満）を有する。
[0019] 矩形のランド部 7において、導波管 2の Ε面端（導波管 2の開口部の Ε面端)から所 定の距離 t離間した両側には、誘電体が露出された導体の開口部 8が形成されてい る。開口部 8の導波管 E面端からの距離 tとしては、信号周波数でちょうどチョーク寸 法となる λ /4よりも短い、略え /8以上で λ /4未満の範囲を選び、例えば、製造 誤差や寸法公差を考慮して λ /6程度が好まし!/、。開口部 8の幅としては λ g/4未 満が好ましぐまた開口部 8の長さとしては、導波管 2の長手方向の長さより長ぐかつ 略え未満の長さが好ましい。
[0020] この開口部 8には、多層誘電体基板 1の積層方向に、略え g/4の長さを有する先 端短絡誘電体導波管 9が接続されている。この先端短絡誘電体導波管 9は、多層誘 電体基板 1の内部において、開口部 8の形成位置力 積層方向に略え g/4の深さ 位置にある内層接地導体 10と、開口部 8の周囲に配設された複数のグランドビア（グ ランドスルーホール） 11と、これら内層接地導体 10および複数のグランドビア 11の内 部に配される誘電体によって構成されており、先端（内層接地導体 10の導体表面） に短絡面を有する誘電体伝送路として機能する。各グランドビア 11間の間隔は、 l g /4以下とする。 [0021] このように、この実施の形態においては、ランド部 7、開口部 8および先端短絡誘電 体導波管 9によってチョーク構造を構成している。
[0022] このようなチョーク構造において、導波管接続部位で多層誘電体基板 1と金属基板
3とが離間して隙間が発生して!/、る導体非接触時にっレ、て考える。本チョーク構造に よれば、先端短絡誘電体導波管 9の先端で短絡であり、この先端部から λ g/4だけ 離れた開口部 8では開放となる。また開口部 8から導波管 2の E面端までは略 λ /8 以上で λ /4未満だけ離れているため、導波管 2の Ε面端は開放から短絡に向かう 状態となる。したがって、導波管 2の Ε面端は、信号周波数よりやや高めの周波数で 理想短絡となる。また、本実施の形態のチョーク構造によれば、ランド部 7の端部は、 導波管隙間によって形成される導波管に対して磁壁を形成して定在波的には開放と なるため、このランド端から λ /4離れた導波管 Ε面端では短絡となって信号周波数 帯で短絡になる。以上をまとめると、本実施形態のチョーク構造によれば、信号帯域 からやや高めの周波数帯で良好な接続特性が得られる。
[0023] また、本実施の形態のチョーク構造では、従来のチョーク溝のように導波管の Ε面 端から λ /4の位置ではなぐ導波管 2の Ε面端から略 λ /8以上で λ /4未満だけ 離れた位置に、開口部 8および先端短絡誘電体導波管 9によるチョーク溝が形成さ れているため、導波管位置ずれが発生した場合には、信号帯域よりやや高域で共振 が発生するが、信号帯域付近は共振による特性劣化がないため、良好な接続特性 が得られる。
[0024] また、本実施の形態のチョーク構造にお!/、て、ランド部 7の端部のみが金属基板 3 に接触した場合は、チョーク溝の効果により、信号帯域より高域で最良の特性が得ら れ、信号帯域付近もチョーク効果により概ね良好な特性が得られる。また、金属基板 3とランド部 7が接触し、導体開口 8が塞がった場合は、導波管 Ε面端から λ /8程度 の位置で物理的に接触して、同電位が保たれるため、概ね良好な特性が得られる。
[0025] 図 3は本実施の形態のチョーク構造の代表的な反射特性を示すもので、図 4は同 通過特性を示すものである。図 3および図 4において、 X印は 2つの導波管の位置ズ レがない場合の特性、〇印が 2つの導波管が位置ズレしている場合の特性を示して いる。図 3および図 4に示すように、本実施の形態のチョーク構造によれば、位置ズレ が発生している場合は、高次モード共振によって、導波管を伝搬するミリ波帯高周波 信号の基本周波数 f 付近の信号帯域よりやや高域で反射、通過特性が劣化してい
0
るが、信号帯域付近は共振による特性劣化がないため、良好な反射、通過特性が得 られている。
[0026] つぎに、比較例として、特許文献 2に示されるような従来のチョーク溝について検討 する。この種のチョーク構造では、対向すべき導波管が夫々形成された 2つの導波管 キャリアの一方の当たり面側に、導波管の長辺端面から略 λ /4の位置に、短辺端 面からごく近い位置に、略え /4の深さを有するチョーク溝を形成する。特許文献 2で は、導波管周囲を囲む矩形形状のチョーク溝が記載されている。また、他の従来例と して、導波管を中心とし、導波管の長辺端面から λ /4の位置に、略え /4の深さを 有する円形のチョーク溝を形成するものもある。
[0027] 上記のような導波管チョーク構造により、信号周波数帯域において定在波的に導 波管の長辺端面が短絡されることにより、 2つの導波管キャリア間の隙間から漏洩波 を抑え、良好な反射，通過特性が得られる。
[0028] しかしながら、上記のチョーク効果は、対向する 2つの導波管が理想的に位置ズレ のない場合にのみ得られるものである。一般に、不連続部を含む伝送線路において は、図 5に示すように、基本モードで伝搬する信号が、不連続部において複数の高 次モードに変換され、さらに基本モードに再変換されて、伝搬する。この際、不連続 部（隙間）で高次モードに変換された信号は、その不連続部において、電力損失が なければ、そのほとんどが再変換されて、基本モードになり、再び伝送路を伝搬する 力 不連続部での電力損失があった場合は、再変換された基本モードの信号は、高 次モードでの電力損失分だけ損なわれ、伝送特性の劣化として現れる。上記の対向 する 2つの導波管が互いに、位置ズレを起こした場合は、位置ズレによる伝送線路の 不連続部において、非対称の電磁界モードが発生し、さらに、チョーク寸法により信 号帯域の 2倍に近い周波数帯域で高次モードの共振が発生するため、ちょうど信号 帯域付近で電力が損なわれ、急峻な反射、通過、アイソレーション特性の劣化が生じ てしまう。
[0029] すなわち、図 6および図 7は、導波管 20の周囲であって、導波管 20の長辺端面か ら略 λ /4の位置および導波管 20の短辺端面の極く近くに、略 λ /4の深さを有す るチョーク溝 21を形成したチョーク構造を示すものである力 基本モードに対しては、 長辺側のみ定在波が形成され、導波管長辺端面において仮想短絡となるチョークの 動作をする（図 6参照）が、同時に 2倍の周波数帯に対しては、チョークを含めた隙間 部分の導波路の寸法が導波管に比べてオーバーサイズとなるため、不連続が発生し た場合は高次モードが伝搬する。特許文献 2に示されるような信号周波数に対して λ /4の長さで構成した従来のチョーク溝の場合は、長辺側と短辺側の双方のチョーク の短絡 (電壁）によって、上記の定在波ができるため、高次モードの共振が発生する（ 図 7参照）。上記隙間部分の導波路のサイズは、図 7に示すように、長辺側チョーク間 力 λ以上、短辺側のチョーク間が λ以上となって!/、るため、 ΤΕ20以上の高次 モードでは共振が発生する。そして、高次モードの共振により電力損失 (熱拡散、隣 接する導波管への漏洩)分だけ、基本モードの伝送特性が劣化することになる。
[0030] このように特許文献 2のような従来のチョーク構造では、辺および短辺側のチョーク 溝端 (短絡点）間の距離がそれぞれチョーク設計周波数帯付近で、 え〜 5 λ /4とな つているため、信号帯域の 2倍波に相当する共振が発生するため、信号帯域のごく 近傍で必然的に ΤΕ202モードの共振が起き、反射，電力損失が発生する。
[0031] 図 8および図 9は上記従来のチョーク構造の代表的な反射特性および通過特性を 示すものである。 X印は 2つの導波管が位置ズレがない場合の特性、〇印が 2つの 導波管が位置ズレしている場合の特性を示している。図 8および図 9に示すように、 位置ズレしている場合は、高次モード共振によって周波数 f 付近の信号帯域付近で
0
、通過、反射特性が急峻に劣化している。
[0032] また、特許文献 2のチョーク構造で十分な電気特性を得るためには、当たり面の面 粗度、平坦度の要求が厳しぐ非常に精度の高い機械加工が必要となり、高価な加 工費がかかってしまう。特に、伝送線路の通過損失を低減するために、ミリ波帯（30G Hz〜300GHz)では導波管が用いられるが、回路の小型化を図るために上記チョー ク構造は機械加工の限界値となる数 mm程度の寸法となり、より微細な加工精度が要 求されることになる。
[0033] 以上説明したように、特許文献 2のような従来のチョーク構造に比し、本実施の形態 によるチョーク構造は、導波管の位置ずれや導波管部分の接触、非接触の状態によ らず、良好な接続特性が得られることがわかる。
[0034] このように本実施の形態では、チョーク効果に加えてランド部 7の端部により形成す る磁壁によって多層誘電体基板と金属基板との間に伝う平行平板モードを抑圧し、 かつ信号帯域にごく近い周波数帯域で導波管の E面端を短絡する構成となっている ため、導波管の接続面において信号漏れの少ない、低損失な導波管接続特性が得 られ、導波管の位置ずれ時に従来発生していた高次モード共振による接続特性劣 化を防止することができ、さらに導波管部分の接触、非接触の状態によらず、良好な 接続特性が得られる。また、ミリ波帯などの高周波帯で比較的大きな寸法を要したチ ヨーク構造に比べて小型化、軽量化が可能となり、従来、金属導波管側に形成して いたチョーク溝などの高精度な機械加工が不要となる。
産業上の利用可能性
[0035] 以上のように、本発明にかかる導波管の接続構造は、電磁波を伝送するために導 波管を形成した誘電体基板と、導波管を形成した金属基板との接続構造に有用であ

Claims

請求の範囲
[1] 多層誘電体基板の積層方向に形成した中空の第 1の導波管と金属基板に形成し た第 2の導波管とを接続する導波管の接続構造において、
前記金属基板に対向する前記多層誘電体基板の誘電体表面であって前記第 1の 導波管の周囲に形成され、第 1の導波管の E面端力 略 λ /4 ( λ：信号波の自由空 間波長）の位置にパターンの端部する矩形の導体パターンと、
該導体パターンの端部と前記第 1の導波管の Ε面端の間の導体パターン上の所定 位置に形成され、前記第 1の導波管の長辺より長ぐかつ略 λ未満の長さを有する導 体開口部と、
前記導体開口部に接続され、多層誘電体基板の積層方向に形成された略 λ g/4 ( λ g：信号波の基板内実効波長）の長さを有する先端短絡の誘電体伝送路と、 を有するチョーク構造を備えることを特徴とする導波管の接続構造。
[2] 前記導体開口部は、第 1の導波管の E面端から略え /8以上で λ /4未満の位置 に形成され、第 1の導波管の長辺より長ぐかつ略 λ未満の長さを有し、略 λ g/4未 満の幅を有することを特徴とする請求項 1に記載の導波管の接続構造。
[3] 前記導体パターンは、第 1の導波管の H面端から略え /4未満の位置に導波管 H 面側のパターンの端部を有することを特徴とする請求項 1に記載の導波管の接続構
Λ &。
[4] 前記誘電体伝送路は、内層接地導体と、複数のグランドスルーホールと、これら内 層接地導体および複数のグランドスルーホールの内部の誘電体とを有して構成され ることを特徴とする請求項 1に記載の導波管の接続構造。
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