JP2014174156A - 誘電特性測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】４０ＧＨｚを超えるミリ波帯においてもＴＭ_０表面波の影響を無くし、通常のＭＳＬ半波長共振器の共振特性からＭＳＬ用誘電体基板や誘電体シートのＭＳＬモードとして用いた時の誘電特性（比誘電率εｒ、誘電損失ｔａｎδ）を決定するための測定装置を提供する。
【解決手段】入出力部を導波管にし、フィンライン・テーパーリッジでマイクロストリップラインモードに変換しており、マイクロストリップライン部はカットオフ導波管の中に収納される構造であり、マイクロストリップライン半波長共振器１の共振特性をＴＭ_０表面波を抑圧した状態で測定した後、誘電体シート２１を乗せ、もう一度共振特性を測定し、２回の共振特性の変化から誘電体シートの誘電特性を決定する。
【選択図】図７

Description

この発明は、マイクロストリップラインをＴＥＭ（Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ）波が伝搬する場合において、その伝送媒体である銅張誘電体積層基板や誘電体シートの誘電特性（比誘電率ε_ｒや誘電損失ｔａｎδ）をマイクロ波、ミリ帯で測定する技術に関する。

携帯電話やスマートフォンの高速化、放送衛星や通信衛星の大容量化、各種レーダー通信の高速化、衝突防止用レーダーや農業機器への応用など、２１世紀における電波の使用状況はマイクロ波、ミリ波領域まで拡大してきている。これらの高周波数帯でマイクロストリップラインやコプレーナーラインなどのＴＥＭ波を用いる平面構造のデバイスが、大量生産性ならびに低コスト性から主流技術として期待されている。これらのデバイスの設計精度を上げ、生産性を高めるためには、これらの伝送媒体に用いる銅張誘電体積層基板や誘電体シートの誘電特性（比誘電率ε_ｒや誘電損失ｔａｎδ）をマイクロ波、ミリ帯で精度良く把握する技術が求められている。

しかしながら、周波数が高くなると、マイクロストリップラインの主伝送モードであるＴＥＭ波と誘電体表面を伝送するされる表面波との結合が生じる。特に４０ＧＨｚ程度を超えると、この傾向は顕著で、ＴＭ_０表面波が伝送線路導体の存在しない単なる誘電体表面を伝搬するようになり、その表面波がＴＥＭ波と結合し、前項で述べた誘電体基板などの誘電特性を精度良く測定することが不可能になる。このように、特にミリ波帯でのマイクロストリップラインなどの伝送媒体に用いる銅張誘電体積層基板や誘電体シートの誘電特性（比誘電率ε_ｒや誘電損失ｔａｎδ）を精度良く把握する技術が解決されていない。

前項で示したＴＭ_０表面波の影響を具体的に説明する。マイクロストリップライン（ＭＳＬ）構造で、基板の誘電率や基板に貼り付けた薄い誘電体シートの誘電率の測定など、電界が基板の接地板にほぼ垂直になる場合（ＭＳＬモード）の誘電体の誘電特性は、２０ＧＨｚ以下の周波数帯では、一般に、図１（ａ）に示すように、ＭＳＬ構造の入出力端子間にＭＳＬ半波長共振器を配置し、共振器のの両側のギャップにより入出力線路に結合させ、その共振特性を測定することによって求められている。
しかしミリ波帯では、図１（ｂ）に示す伝送特性（ＳパラメータＳ_２１）の電磁界シミュレーションで示されているように、入出力部でＴＭ_０表面波モードを励振し、ＭＳＬ共振器の共振特性がマスクされている。通常の測定系統では図１（ａ）に示すＭＳＬ入出力端子の外側にそれぞれ同軸コネクタを接続することになる。この同軸コネクタからＭＳＬへのモード変換でも非整合が生じ、ＴＭ_０表面波モードの励振を助長することになる。
実験ではさらに顕著なＴＭ_０表面波モードの影響が観測され、ＭＳＬ共振器の共振特性は完全にマスクされてしまう。

ＴＭ_０表面波モードの影響を確認するため、図２（ａ）に示すように、入出力のＭＳＬ線路間に挿入されているＭＳＬ共振器を除いて、伝送特性の電磁界シミュレーションを行った結果を図２（ｂ）に示す。導体の有無に関わらずＴＭ_０表面波が誘電体表面を伝搬していることが分かる。図１（ｂ）と図２（ｂ）を比較すると、Ｓ_２１のベースラインが誘電体基板表面を伝搬するＴＭ_０表面波のエネルギーで抑えられており、ＭＳＬ共振器の伝送特性がマスクされていることが分かる。
また、高周波数になるほどＴＭ_０表面波の励振が大きくなっていることは、理屈どおりである。以上が、４０ＧＨｚを超える周波数領域でＭＳＬモードとしての基板の誘電特性（電界が基板の接地面に垂直な場合の誘電特性）の測定が十分なされていない主な理由である。

「０００４」と「０００５」での考察に示した通り、マイクロ波帯の高周波領域およびミリ波帯では、通常の構造でのＭＳＬ共振器を用いた共振器法による誘電体シートや銅張誘電体積層基板の誘電特性の測定において、表面波の影響が深刻になり、測定不能または大きな誤差を含む測定となる。

先行研究として、小林禧夫元埼玉大学教授等によるマイクロ波、ミリ波帯での銅張誘電体積層基板の誘電特性の測定法に関する成果がある。［１］、［２］
この論文では、誘電体基板平面方向の比誘電率ε_ｒと誘電損失ｔａｎδの測定法として、空洞共振器法と遮断円筒導波管法が、また、基板に垂直方向の比誘電率ε_ｒと誘電損失ｔａｎδの測定法として、ストリップ線路構造（トリプレート構造）の平衡形円板共振器法が提案されている。しかし後者の、特にｔａｎδの測定について、基板の半径方向への放射の影響で４０ＧＨｚを超える周波数帯で大きな誤差が発生している。

本特許は、マイクロストリップライン（ＭＳＬ）構造のままで、銅張誘電体積層基板等のＭＳＬ伝送に用いられる誘電体基板の基板に垂直方向の比誘電率ε_ｒと誘電損失ｔａｎδの測定法を提案している。単なるＭＳＬ構造では「０００４」と「０００５」に示したようにＴＭ_０表面波の影響大きく受けるので、本特許では表面波を励振しない構造を提案することで測定精度を上げている。

小林禧夫；「銅張誘電体積層基板のマイクロ波評価技術」、信学論（Ｃ）、Ｖｏｌ．Ｊ８９−Ｃ、Ｎｏ．５、２００６年５月、ｐｐ．２１０−２１６． 小林禧夫；「銅張りプリント配線基板のマイクロ波／ミリ波特性と実測例」ＲＦワールドＮｏ．１２、ｐｐ．５７−６７．

４０ＧＨｚを超えるミリ波帯で表面波の影響を受けずに銅張誘電体積層基板や誘電体シートの誘電特性を測定するには、入出力が同軸コネクタでマイクロストリップライン（ＭＳＬ）を励振する通常の構造では、同軸コネクタとＭＳＬ接続部で非整合を生じやすく、「０００５」で述べたＴＭ_０表面波をさらに励振させやすくなり、精度の高い測定は不可能となる。

一般に、銅張誘電体積層基板等のＴＥＭ波（Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｗａｖｅ）の伝送を行う場合、誘電体基板の基板に垂直方向の比誘電率ε_ｒと誘電損失ｔａｎδの測定には、ＭＳＬ構造の半波長共振器などの共振特性を測定して、その共振周波数と負荷Ｑ値や無負荷Ｑ値の測定値から求める方法が用いられている。しかしながら、ＴＭ_０表面波が発生するミリ波帯では、表面波に対する何らかの対策を施さないと明確な共振特性を得ることができない。特に誘電損失ｔａｎδの測定は不可能になる。

本発明は上記「００１０」に示した表面波の励振を抑圧したＭＳＬ伝送の構造を提案し、「００１１」に示したＭＳＬ構造の半波長共振器などの共振特性を、４０ＧＨｚを超えるミリ波帯においても表面波の影響を受けずに測定可能な共振器構造と測定法を提案し、この課題に答えようとするものである。

以上述べてきた本提案の目的をまとめると、ＴＭ_０表面波の影響を無くし、通常のＭＳＬ半波長共振器の共振特性からＭＳＬ用誘電体基板や誘電体シートのＭＳＬモードとして用いた時の誘電特性（比誘電率ε_ｒ、誘電損失ｔａｎδ）をマイクロ波帯およびミリ波帯で決定するための測定法を、以下に示すように、確立することである。
▲１▼ ＴＭ_０表面波をカットオフにし伝搬できないようにする。
▲２▼ ＴＭ_０表面波の励振を大きく助長する同軸コネクタを入出力部から除く。
▲３▼ 測定対象周波数は２０〜１１０ＧＨｚ程度とし、入出力部は導波管とし、フィ ンラインを用いたテーパーリッジにより導波管モードをＭＳＬモードに変換す ることにより、非整合の主因となる同軸／ＭＳＬ変換を入出力部から除く。
▲４▼ ＭＳＬ共振器の伝送特性Ｓ_２１を導波管系で測定し、誘電特性を決定する。

課題を解決するための手段１

同軸コネクタから銅張誘電体積層基板等にＴＥＭ波を励振すると、「０００５」、「００１０」に述べたように、表面波をともに励振することになるので、入出力を導波管とし、導波管から直接ＭＳＬへ変換する。提案している導波管／ＭＳＬ変換器は、銅張誘電体積層基板を、導波管のＨ面中央で割った分割導波管で挟み込んだフィンライン構造としている。

本発明で提案する変換器は、図３（ａ）に示すように例えばＷＲ−１５またはＷＲ−１０の導波管をＨ面の中央で分割し、図３（ｂ）に示すような銅張誘電体積層基板を挟み込む構造である。理想的には分割をしていない導波管内にＥ面の幅に等しい銅張誘電体積層基板を挿入する構造とすべきであるが、現実にはそのような構造でＨ面の管壁において基板を固定し、接地の条件を満足させることは困難である。このため基板を挟み込む構造を採用したが、単に基板を挟み込むだけではＨ面管壁の中央に基板の誘電体層の幅の間隙が生じ、有限のリアクタンス成分をもち高周波的にも接地されない。そこで図３（ｂ）および（ｃ）のように、基板の誘電体層の導波管壁面位置付近にビアホールの列を設け、間隙を壁面完全接地の条件に近づけた。

変換器の構造は入出力対称とし、導波管系で導波管／ＭＳＬ変換器２個分の伝送特性の測定を行えるようにしている。図３（ｂ）の基板表面の導体Ａと裏面の導体Ｂは、（１）から（３）にかけて導波管からＭＳＬへの変換を行っている。（１）から（２）の部分ではＡは導波管Ｅ面の上端から、Ｂは下端から伸びているため、各導体に入射するＴＥ_１０モードの電界の向きはＡとＢでは逆となり、流れる電流は互いに逆相である。従って、（１）から（２）のテーパ上の伝送は平衡モードとなる。この部分の金属パターンがｃｏｓ^２の曲線のテーパリッジガイドになるように設計することにより、導波管の高いインピーダンスをＭＳＬの５０Ωに向けて徐々に下げている。テーパの形状を図２（ｂ）におけるＰ１からＰ２を例にとって説明する。テーパ長をＬ、導波管Ｅ面の幅をｂ、ＭＳＬの幅をＷ、図の右方向をｘ、上方向をｙ、Ｐ１の座標を｛０，（ｂ＋Ｗ）／２｝、Ｐ２の座標を（Ｌ，０）とすると、Ｐ１からＰ２へのテーパの形状はｙ＝（ｂ＋Ｗ）／２ｃｏｓ^２｛（πｘ）／（２Ｌ）｝となる。他のテーパはこれと対称である。Ｌは長いほど導波管とＭＳＬの整合を良くするが、ある程度の長さで飽和し始め、際限なく伸ばすと変換器の大形化や、損失の増大を招くことになる。そこで、導波管／ＭＳＬ変換器（１個分）のＳ_２１として−１ｄＢ以上が得られる最短のＬをシミュレーションで求めた。ＷＲ−１５導波管に対応するＶ帯ではＬ＝１７ｍｍ，ＷＲ−１０導波管に対応するＷ帯ではＬ＝１３ｍｍでＳ_２１＞−１ｄＢとなったので、これらのテーパ長を採用した。

図３（ｂ）において（１）から（２）はリッジガイドで構成される平衡回路であるが、（２）から（３）は導体ＡをＭＳＬの中心導体、導体Ｂを接地板とするＭＳＬであり、不平衡回路である。そこで（２）の箇所には導体Ａ、Ｂともに金属板のない誘電体スロットを設けた。これは誘電体層の比誘電率を考慮して、使用周波数帯でほぼλ／４線路となり，線路の先端はＥ面の管壁で短絡されている。故に接地電流を開放にし、不平衡回路に平衡電流が流れない。このようにして、平衡モードから不平衡モードへの変換をスムーズに行っている。

銅張誘電体積層基板を、導波管のＨ面中央で割った分割導波管で挟み込んだフィンライン構造の導波管／ＭＳＬ／導波管変換器の断面図を図３（ｃ）に示した。銅張誘電体積層基板が導波管Ｈ面の中央に挿入され、ビアホールで両側に接地されていることが分かる。また、その外観を［図４］に示す。

以上の構造により、導波管モードからＭＳＬモードへ低損失で広帯域な変換が可能となる。この変換の様子を図５に示す。図５（ａ）は導波管のＨ面の中央部のＥ面電界分布で、図５（ｂ）はＥ面の中央部のＨ面電界分布である。また図５（ｃ）は入力導波管部、図５（ｄ）はＭＳＬ部中央における電界分布のベクトル表示である。図４（ａ）及び（ｂ）は左端から右端に向かって伝送モードが変換されながら伝搬していく様子を示している。図の左端の入力導波管においては図５（ｃ）に示したようなＴＥ_１０モードの電界分布であり、これがリッジガイド上ではＴＥ_１０ハイブリッドモードに変換されここでエネルギーがテーパ状のリッジガイドにより徐々に絞られ、ＭＳＬ上では図５（ｄ）に示したＴＥＭモードに変換されている。その後は逆にＴＥＭモード→ＴＥ_１０ハイブリッドモード→ＴＥ_１０モードへと変換されていく。これが本提案の変換器における正規の伝送経路である。

銅張誘電体積層基板で構成されたフィンラインにおいて、導波管からのインピーダンス整合のための入出力部のテーパー線路に挟まれた中央部のＭＳＬ部にＭＳＬ半波長共振器を構成する。

図３（ｂ）に示したフィンライン用銅張誘電体積層基板の中央部のＭＳＬ部分にギャップ結合型ＭＳＬ半波長共振器を構成する。
一例として、図６に示すように、ＷＲ−１５を用いたフィンラインパターンに、１段のＭＳＬ半波長共振器を疎結合で配置した。
誘電体シートの誘電特性測定のために、図６に示すように導波管のＨ面中央部に挟み込まれた銅張誘電体積層基板上に作成されたＭＳＬ半波長共振器の上部にそれと密着するように誘電体シートを配置する。測定用試料と誘電体基板との密着を確実なものにするため、測定用試料の上部に発泡スチロールを挿入している。
誘電体シートの試料がある場合とない場合のＭＳＬ半波長共振器の共振特性を測定することにより、共振周波数のズレから誘電体シートの比誘電率を、また共振特性のＱ値のズレから誘電体シートの誘電損失ｔａｎδが測定できる。

誘電体シートがある場合とない場合のＭＳＬ半波長共振器の共振特性を測定するための構成を図７に示す。

誘電体シートの比誘電率を決定するには、まず、誘電体シートがない場合についてフィンライン用銅張誘電体積層基板の比誘電率ε_ｒを決定しなければならない。
これを通常の同軸入出力のＭＳＬ共振器で測定しようとすると、図１および図２に示したようにＴＭ_０表面波の励振のため明確な共振特性が得られない。
図６に示すＷＲ−１５導波管を用いたフィンライン構造で、ＭＳＬ部に構成されたＭＳＬ半波長共振器の長さ１を１＝１．３、１．４、１．５、１．６、１．７ｍｍにした場合の共振特性を電磁界シミュレーションで求めた結果を図８に示した。また、測定値を図９に示した。図８、９の結果は図１、２とは異なりＴＭ_０表面波の励振もなく明確な共振特性が観測されている。

「００２３」でＴＭ_０表面波の励振を避けることができた理由を説明する。図３、４から分かるようにＭＳＬの中心導体はフィンラインを構成する導波管のＥ面の中央に配置され、ＭＳＬが構成されている部分ではＨ面の中央にＭＳＬの接地板が挿入されている構造となっている。
従って、本来の導波管モードはＨ面の中央に挿入されたＭＳＬの接地板によりカットオフになっており、フィンラインテーパーによってＭＳＬモードに変換されたものだけが伝搬することになる。
ここで、ＭＳＬモードであるＴＥＭ波にとっては、Ｅ面を横幅とする導波管をケースとしたＴＥＭ波以外では理想的なカットオフ伝送路になる。従って、ＴＭ_０表面波を万一励振したとしてもカットオフになり伝搬しない。
従って、カットオフ導波管の中にＭＳＬ半波長共振器を設置したことになり、理想的な共振特性が得られることになる。

本発明では、銅張誘電体積層基板および誘電体シートの誘電特性（比誘電率ε_ｒと誘電損失ｔａｎδ）を決定しようとするものである。
まず銅張誘電体積層基板の誘電特性を決定する。このときのＭＳＬの断面構造を図１０に示す。誘電体基板の比誘電率はε_１で誘電損失はｔａｎδ_１とする。この構造を基準にして誘電体シートの誘電特性も後述のように決定するので、図１０の構造をＲｅｆｅｒｅｎｃｅ系（添え字ｒで表す）と呼ぶことにする。
図１０を真上から見た図（平面図）を図１１に示す。ＭＳＬの５０Ω線路を入力（Ｉ／Ｐ ｐｏｒｔ）と出力（Ｏ／Ｐ ｐｏｒｔ）に配置し、その間に１／２管内波長（λｇ）のＭＳＬ共振器をギャップを介して電界結合させる。
図１１における入力から出力への伝送特性（Ｓパラメータ表示のＳ_２１）を測定し、以下に示す各種のＱ値を測定する。
１／Ｑ_Ｌｒ＝１／Ｑ_０ｒ＋１／Ｑ_ｅｒ ▲１▼
１／Ｑ_０ｒ＝１／Ｑ_ｃ＋１／Ｑ_ｄｒ＋１／Ｑ_ｒａｄ． ▲２▼
Ｑ_Ｌｒ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ系負荷Ｑ値
Ｑ_０ｒ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ系無負荷Ｑ値
Ｑ_ｅｒ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ系外部Ｑ値
Ｑ_ｃ：導体損に基づく無負荷Ｑ値
Ｑ_ｄｒ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ系ｔａｎδ_１に基づく無負荷Ｑ値
Ｑ_ｒａｄ．：放射損に基づく無負荷Ｑ値
ここで、図１０、図１１で示されているＭＳＬ半波長共振器は図６の構造に収納されているので、ＭＳＬモード以外はカットオフになっている。従って、放射は極めて小さく▲２▼式の中のＱ_ｒａｄ．は大きく、１／Ｑ_ｒａｄ．の項は省略できる。
▲１▼、▲２▼式より▲３▼式が得られる。
１／Ｑ_ｄｒ＝１／Ｑ_Ｌｒ−（１／Ｑ_ｃ＋１／Ｑ_ｅｒ） ▲３▼
▲３▼式において、Ｑ_Ｌｒは測定により決定する。また、ＱｃとＱｅｒは測定周波数での電気導電率と図１０、１１の構造を与えて電磁界シミュレーションにより決定できる。その結果、銅張誘電体積層基板の誘電損失ｔａｎδ_１を▲４▼式のように決定できる。
ｔａｎδ_１＝１／Ｑ_ｄｒ ▲４▼

銅張誘電体積層基板の比誘電率ε_１は以下のように決定できる。図１０の構造におけるＭＳＬの管内波長λｇ_１は▲５▼式で表される。▲５▼式のｆ（ ）は（ ）内のアイテムの関数であることを示している。また、ＭＳＬ半波長共振器の共振周波数ｆ_ｒ１は▲６▼式で表される。
λｇ_１＝ｆ（Ｅ_０ε_１、図１０、図１１の構造） ▲５▼
ｆ_ｒ１＝Ｃ／λｇ_１ ▲６▼
ε_０：真空中の誘電率
ε_１：図１０、１１の構造に示す銅張誘電体積層基板の比誘電率
Ｃ：光速（＝３×１０^８ ｍ／ｓ）
ｆ_ｒ１：図１０、図１１に示すＭＳＬ半波長共振器の共振周波数
ｆ_ｒ１の測定結果と▲５▼、▲６▼式を用いた電磁界シミュレーションによりε_１を決定できる。

次に誘電体シートの誘電特性を決定する。このときのＭＳＬの断面構造を図１２に示す。図１０の構造の銅張誘電体積層基板の上部に誘電体シートを設置している。誘電体シートの比誘電率をε_２で誘電損失はｔａｎδ_２とする。図１２の構造をＭｅａｓｕｒｅｄ系（添え字ｍで表す）と呼ぶことにする。
図１２における入力から出力への伝送特性（Ｓパラメータ表示のＳ_２１）を測定し、以下に示す各種のＱ値を測定する。
１／Ｑ_Ｌｍ＝１／Ｑ_０ｍ＋１／Ｑ_ｅｍ ▲７▼
１／Ｑ_０ｍ＝１／Ｑ_ｃ＋１／Ｑ_ｄｍ＋１／Ｑ_ｒａｄ． ▲８▼
Ｑ_Ｌｍ：Ｍｅａｓｕｒｅｄ系負荷Ｑ値
Ｑ_０ｍ：Ｍｅａｓｕｒｅｄ系無負荷Ｑ値
Ｑ_ｅｍ：Ｍｅａｓｕｒｅｄ系外部Ｑ値
Ｑ_ｄｍ：Ｍｅａｓｕｒｅｄ系ｔａｎδ_１、ｔａｎδ_２に基づく無負荷Ｑ値
図１２の構造でも、放射は極めて小さく▲８▼式の中のＱ_ｒａｄ．は大きく、１／Ｑ_ｒａｄ．の項は省略できる。▲７▼、▲８▼式より▲９▼式が得られる。
１／Ｑ_ｄｍ＝１／Ｑ_Ｌｍ−（１／Ｑ_ｃ＋１／Ｑ_ｅｍ） ▲９▼
１／Ｑ_Ｌｍは測定により、１／Ｑ_ｃ＋１／Ｑ_ｅｍは測定周波数での電気導電率と図１２の構造を与えて電磁界シミュレーションにより決定できるので、Ｑ_ｄｍを決定できる。また、Ｑ_ｄｍは図１２に示すように、銅張誘電体積層基板（ε_１）の上部に誘電体シート（ε_２）を設置している場合の総合の誘電損失に基づくＱ値を表している。従って、Ｑ_ｄｍは▲１０▼式で表される。
１／Ｑ_ｄｍ＝１／Ｑ_ｄｒ＋１／Ｑ_ｄｓ ▲１０▼
Ｑ_ｄｒ：Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ系ｔａｎδ_１に基づく無負荷Ｑ値（銅張誘電体積層 基板に基づくもの）
Ｑ_ｄｓ：Ｍｅａｓｕｒｅｄ系ｔａｎδ_２に基づく無負荷Ｑ値（誘電体シートに基 づくもの）
従って、ｔａｎδ_２は▲１１▼式のように求められる。
ｔａｎδ_２＝１／Ｑ_ｄｓ＝１／Ｑ_ｄｍ−１／Ｑ_ｄｒ ▲１１▼
Ｑ_ｄｒは［００２５］の方法で決定できるので、誘電体シートのｔａｎδ_２は測定値Ｑ_ｄｍを用い、電磁界シミュレーションにより決定できる。

誘電体シートの比誘電率ε_２は以下のように決定できる。図１２の構造におけるＭＳＬの管内波長λｇ_２は▲１２▼式で表される。▲１２▼式のｆ（ ）は（ ）内のアイテムの関数であることを示している。また、ＭＳＬ半波長共振器の共振周波数ｆ_ｒ２は▲１３▼式で表される。
λｇ_２＝ｆ（ε_０ε_２、図１２の構造） ▲１２▼
ｆ_ｒ２＝Ｃ／λｇ_２ ▲１３▼
ε_０：真空中の誘電率
ε_２：図１２の構造に示す誘電体シートの比誘電率
Ｃ：光速（＝３×１０^８ｍ／ｓ）
ｆ_ｒ２：図１２に示すＭＳＬ半波長共振器の共振周波数
ｆ_ｒ２の測定結果と▲１２▼、▲１３▼式を用いたコンピュータシミュレーションによりε_２を決定できる。

本発明の方法を用いて、一例として銅張誘電体積層基板（Ｒｏｇｅｒｓ ５８８０）の６５〜７５ＧＨｚでの誘電特性（比誘電率ε_ｒ、誘電損失ｔａｎδ）を測定し、図１３に示した。比誘電率についてはメーカーでの１０ＧＨｚでのカタログ値２．２より少し小さくなり２．１となり、また誘電損失は１０ＧＨｚでの値である９×１０^−４より少し劣化して９．５×１０^−４と測定されている。

発明の効果

解決手段に示した方法により、マイクロ波、ミリ波でよく使われている銅張誘電体積層基板や誘電体シートなどのＴＥＭ波の伝搬にかかわり、電界が基板またはシート面に垂直な関係のときの誘電体基板や誘電体シートの誘電特性（比誘電率や誘電損失）を精度良く測定することができる。特に４０ＧＨｚを超えるミリ波帯では、ＴＭ_０表面波の励振により誘電特性の精度の高い測定は不可能であった。本発明の方法を用いると、２０ＧＨｚ〜１１０ＧＨｚでＴＭ_０表面波の励振を完全に抑圧し、精度の高い測定を可能としている。

：「無限幅基板上の入出力ＭＳＬ構造のＭＳＬ共振器とＳパラメータ伝送特性Ｓ_２１のシミュレーション値−ＴＭ_０表面波の影響１」；構成 ：「無限幅基板上の入出力ＭＳＬ構造のＭＳＬ共振器とＳパラメータ伝送特性Ｓ_２１のシミュレーション値−ＴＭ_０表面波の影響１」；伝送特性のシミュレーション結果 ：「無限幅基板上の入出力ＭＳＬ構造のＭＳＬ共振器がない場合のＳパラメータ伝送特性Ｓ_２１のシミュレーション値−ＴＭ_０表面波の影響２」；構成 ：「無限幅基板上の入出力ＭＳＬ構造のＭＳＬ共振器がない場合のＳパラメータ伝送特性Ｓ_２１のシミュレーション値−ＴＭ_０表面波の影響２」；伝送特性のシミュレーション結果 ：「フィンライン構造による導波管／ＭＳＬ／導波管変換器」；構造図 ：「フィンライン構造による導波管／ＭＳＬ／導波管変換器」；フィンライン用銅張誘電体積層基板 ：「フィンライン構造による導波管／ＭＳＬ／導波管変換器」；ＭＳＬ部における断面図 ：「フィンライン構造による導波管／ＭＳＬ／導波管変換器の外観」 ：「変換器内の電界分布」；Ｅ面電界分布とＨ面電界分布 ：「変換器内の電界分布」；入力導波管部断面の電界分布 ：「変換器内の電界分布」；ＭＳＬ部中央の電界分布 ：「誘電体シートの誘電特性測定のための導波管内の誘電体シートとフィンライン用銅張誘電体積層基板の配置」（ＷＲ−１５導波管使用の場合） ：「ＭＳＬ誘電体基板および誘電体シートの誘電特性測定の構成」 ：「フィンライン構造のＭＳＬ部に構成された共振器の共振特性シミュレーション値」 ：「フィンライン構造のＭＳＬ部に構成された共振器の共振特性測定値」 ：「マイクロストリップライン共振器の断面図（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ 系）」 ：「マイクロストリップライン共振器の平面図と構造図（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ 系）」 ：「マイクロストリップライン共振器の上部に誘電体シートを装荷した構造の断面図（Ｍｅａｓｕｒｅｄ 系）」 ：「銅張誘電体積層基板（Ｒｏｇｅｒｓ ５８８０）の６５〜７５ＧＨｚでの誘電特性（比誘電率ε_ｒ、誘電損失ｔａｎδ）についての本発明の方法による測定結果」

１：マイクロストリップライン半波長共振器
２：銅張誘電体積層基板
３：誘電体基板
４：分割導波管（ＷＲ−１５またはＷＲ−１０）
５：ビアホール（φ＝０．２５ｍｍ）
６：導体Ａ（表面）
７：導体Ｂ（裏面）
８：マイクロストリップライン部（０．３６ｍｍ幅、６ｍｍ長）
９：導波管Ｅ面の幅：ｂ
１０：フィンラインテーパー長：Ｌ
ＷＲ−１５の場合：１７ｍｍ
ＷＲ−１０の場合：８ｍｍ
１１：導波管入出力部間の長さ：４０ｍｍ
１２：マイクロストリップラインの接地面
１３：フィンラインの接地方法：ビアホール部を両側から締め付け銅張誘電体積層基板と 導波管の接地を完全にとる。
１４：基板の端はオープン
１５：マイクロストリップラインの中心導体
１６：Ｅ面電界分布
１７：Ｈ面電界分布
１８：入力導波管部
１９：出力導波管部
２０：発泡スチロール
２１：誘電体シート
２２：測定対象の誘電体シートおよび発泡スチロール
２３：ＷＲ−１５導波管

銅張誘電体積層基板や誘電体シートの誘電特性を精度良く測定するために、図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）および図４に示すように入出力部が導波管で、フィンラインテーパーによりＭＳＬモードに変換している。こうすることにより、ＴＭ_０表面波の励振を完全に抑え、ＭＳＬ部でＴＥＭ波のみの励振を可能とさせ測定精度を高めている。
銅張誘電体積層基板の誘電特性の測定には図６、図７、図１０および図１１の実施形態を、誘電体シートの誘電特性の測定には図６、図７および図１２の実施形態が適している。

実施形態の効果

４０ＧＨｚを超えるミリ波帯では、ＭＳＬ線路の励振で通常行われている同軸コネクタを介してＭＳＬ基板に接続する方法を用いると、必ずＴＭ_０表面波の励振がなされる。従って、表面波の伝搬により、シャープな共振特性を得ることができなくなる。本発明の実施形態を用いれば、表面波を抑圧し精度の高い測定を２０〜１１０ＧＨｚで可能とする。

他の実施形態

用語の説明

マイクロストリップライン（ＭＳＬ）：マイクロ波、ミリ波帯で用いられる伝送線路で、中心導体と接地板で誘電体基板を挟んだ構造になっている。
ＴＭ_０表面波 ：ＴＭ_０表面波は、Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｗａｖｅのことで、波の進行方向の電界成分を持たない電磁波で、カットオフ周波数をもち、直流を含む低周波では伝搬しない。表面波は誘電体などの表面にトラップされて伝搬する電磁波で、表面から離れるに従って指数関数的に減衰する。ＭＳＬ線路の中心導体の有無に関わらず伝搬するので、銅張誘電体積層基板に構成した半波長共振器の共振特性を図１、図２に示したようにマスクしてしまう。
ＴＥＭ波 ： ＴＥＭ波はＴｒａｎｓｖｅｒｓｅ Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｗａｖｅのことで、波の進行方向に電界成分も磁界成分も持たない電磁波で、ＭＳＬの主伝送モードであり、カットオフ周波数は無い。カットオフ導波管の中にＭＳＬ共振器を構成し、カットオフ特性を有するＴＭ_０表面波をカットオフにして完全に抑圧し、カットオフ周波数の無いＴＥＭ波を用いて鮮明な共振特性を得ている。
Ｓ_２１ ： ポート１から２への伝送特性を表わすＳパラメータ。
フィンライン： 導波管をＨ面の中央で分割し、その間にＥ面に平行に、導体薄板で両面を裏打ちされた誘電体薄板を挟み込んだ構造である。ただし上記の銅張誘電体積層基板は種々の機能デバイス（フィルタのようなパッシブデバイスや能動素子を装荷したアクティブデバイス）のマウントが可能なようにエッチングによりパターンが構成されている。今回のアプリケーションではテーパーリッジとＭＳＬ線路である。
テーパーリッジ：インピーダンスを徐々に変化させ（線幅を変化）電磁波を反射が少なくスムーズに伝送させる形状にしている。ここでは導波管の高いインピーダンスを図３に示すようにリッジ構造により徐々に下げＭＳＬの５０Ωに整合させている。
ビアホール：図３に示すようにフィンラインを構成する場合、銅張誘電体積層基板を導波管のＨ面の中央に挟み込むことになるが、誘電体薄板の両側の電位が高周波でも等電位になるように、ビアホール（小さな貫通孔列）を設けている。
銅張誘電体積層基板：低損失な誘電体薄板の両側に銅箔を積層させた基板で、銅箔をエッチング処理などにより任意のパターンに成形することにより、マイクロストリップラインやストリップラインデバイスを作製するのに用いられる。
誘電特性：誘電体としての基本的な特性のことで、本発明では特に比誘電率ε_ｒと誘電損失ｔａｎδのことを意味する。
比誘電率ε_ｒ：真空の誘電率をε_０とすると、誘電体の誘電率εはε＝ε_０ε_ｒで表される。
誘電損失ｔａｎδ：誘電体の複素誘電率の実数部をε_１虚数部をε_２とすると、複素誘電率εはε＝ε_１−ｊε_２＝ε_１（１−ｊｔａｎδ）と表すことができる。すなわち、誘電損失ｔａｎδは誘電体の損失項を表すことになる。
無負荷Ｑ値Ｑ_０：共振器単体に蓄えられるリアクティブエネルギーと抵抗分に消費される電力損失の比のことで、この発明の例では、電力損失として導体損失と誘電体損失を考えている。
負荷Ｑ値Ｑ_Ｌ：共振器入出力部に接続される電源インピーダンスや負荷の影響も考慮したリアクティブエネルギーと抵抗分に消費される電力損失の比のことで、当然Ｑ_ＬはＱ_０より小さくなる。
外部Ｑ値Ｑ_ｅ：共振器と入出力部との結合の強さを表し、Ｑ_ｅが大きいほど結合は小さくなる。またＱ_０、Ｑ_Ｌ、Ｑ_ｅは
１／Ｑ_Ｌ＝１／Ｑ_０＋１／Ｑ_ｅで関係付けられている。

Claims (2)

1. 入出力部を導波管とし、その導波管内部に基本波がカットオフになる領域を設け、そのカットオフ領域にマイクロストリップライン型共振器を配置することによりＴＭ_０表面波の励振を抑圧して、その共振特性を測定した後、該マイクロストリップラインの伝送線路上に、これから測定するための誘電体シートを乗せ、もう一度共振特性を測定し、２回の共振特性の変化から誘電体シートの誘電特性（比誘電率ε_ｒ、誘電損失ｔａｎδ）を決定する測定装置。
2. 入出力部の導波管とマイクロストリップライン型共振器を配置したマイクロストリップライン部の接続にテーパーリッジ型フィンラインで構成した導波管／マイクロストリップライン変換器を用いた請求項１の測定装置。