WO2008023598A1 - Station de base, station mobile, et procédé de génération de canal pilote - Google Patents

Description

明 細 書

基地局、移動局及びパイロットチャネル生成方法

技術分野

[0001] 本発明は、基地局、移動局及びパイロットチャネル生成方法に関し、特に、 N (N≥ 4)のセクタを有する基地局においてパイロットチャネルを生成する技術に関する。 背景技術

[0002] 図 1は、移動通信システムにおいて使用される典型的なセクタ構成を示す図である 。 3つの指向性アンテナが 1つの基地局に配置され、 3つのセクタでセルを構成する。

[0003] このような複数のセクタを有する基地局と移動局との間で通信を行うために、パイ口 ットチャネルが伝送される。パイロットチャネルは、制御チャネルを復調するために使 用され、複数のユーザに共通に使用される。具体的には、ノ ィロットチャネルは、チヤ ネル推定、同期検波、受信信号品質の測定等に使用される (非特許文献 1参照)。

[0004] 基地局が複数のセクタで構成される場合に、パイロットチャネルにセクタ固有の直 交系列を用いることで、他セクタからの干渉を低減することができる。例えば、 2セクタ の場合には、セクタ # 1で { 1 , 1 }の直交系列を使用し、セクタ # 2で { 1 , 1 }の直交 系列を使用することにより、他セクタからの干渉を低減することができる。

非特許文献 1 :立川敬二 監修、「W— CDMA移動通信方式」、丸善株式会社、 pp. 100 - 101

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0005] 3GPP (The 3rd Generation Partnership Project)で検討されて!/、るパイロットチヤネ ルの伝送パターンを図 2に示す。パイロットチャネルは予め決められたパターンで無 線リソースに割り当てられ、例えば、第 1サブフレーム及び第 5サブフレームにおいて 6サブキャリア毎に割り当てられる（"P"の部分に割り当てられる）。

[0006] このパイロットチャネルに対して、セクタ毎に異なる位相回転量を有する位相回転系 列を適用することで、セクタ間の直交化が可能になる。例えば、図 1の 3セクタ構成で は、次の位相回転系列を用いる。 [0007] [数 1]

0 (セクタ #1 )

θ = 2 7T /3 (セクタ #2)

47Γ /3 (セクタ #3)

すなわち、セクタ # 1では 0の位相回転量を適用し、セクタ # 2では 2 π /3の位相 回転量を適用し、セクタ # 3では 4 π /3の位相回転量を適用する。このように位相回 転量を適用した場合、 3つのシンボルのパイロットチャネルを加算することで、他セク タの干渉を低減することが可能になる。これは 3の拡散率でパイロットチャネルを拡散 することに相当する。同様に、 6セクタ構成での直交化を実現するには、次の位相回 転系列を用いる。

[数 2]

0 (セクタ #1 )

Θ = 7Γ /3 (セクタ #2)

2 π /3 (セクタ #3)

7Γ (セクタ #4)

47Γ /3 (セクタ #5)

57Γ /3 (セクタ #6)

すなわち、セクタ数を Νとすると、各セクタに適用される位相回転量が隣接セクタの ものと比較して 2 π /Νの差になるように、位相回転量を配置した位相回転系列を用 いる。このような位相回転系列を各セクタでパイロットチャネルに適用することで、パイ ロットチャネルの直交化を実現することができる。し力、し、セクタ数の増加に伴って、直 交化するために必要なシンボル数が増大する（すなわち、拡散率が増大する）。

[0009] 図 3は、 3セクタの直交化に必要なシンボル数と 6セクタの直交化に必要なシンボル 数とを周波数軸上に示している。このように、 6セクタの直交化に必要なシンボル数は 、 3セクタの直交化に必要なシンボル数の 2倍になる。

[0010] セクタの増加に伴って、直交化するために必要なシンボル数が増加すると、周波数 選択性フェージングにより、図 2に示すようにシンボル間の振幅変動が増加する。こ の振幅変動が原因で、直交性が崩れてセクタ間干渉が生じることになる。

[0011] 本発明は、上記のような従来技術の問題に鑑みてなされたものであり、特にセクタ 数が 4以上になった場合に、周波数選択性フェージングの影響を低減し、ノ ィロット チャネルのセクタ間干渉を低減することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0012] 本発明の基地局は、

N (N≥4)のセクタ間で直交するパイロットチャネルを生成する基地局であって： 各セクタに適用される周波数領域の位相回転量が隣接セクタのものと比較して 2 π /Νより大きくなるように、周波数領域の位相回転量を配置した位相回転系列を生成 する系列生成部；及び

各セクタにおいて、前記位相回転系列の中から対応する周波数領域の位相回転 量を前記パイロットチャネルに適用する直交系列乗算部；

を有することを特徴の 1つとする。

[0013] また、本発明の移動局は、

Ν (Ν≥4)のセクタを有する基地局からパイロットチャネルを受信する移動局であつ て：

各セクタに適用される周波数領域の位相回転量が隣接セクタのものと比較して 2 π /Νより大きくなるように、周波数領域の位相回転量を配置した位相回転系列を用い て、チャネル推定を行うチャネル推定部；

を有することを特徴の 1つとする。

[0014] 更に、本発明のパイロットチャネル生成方法は、

Ν (Ν≥4)のセクタを有する基地局において、 Νのセクタ間で直交するパイロットチ ャネルを生成するパイロットチャネル生成方法であって：

各セクタに適用される周波数領域の位相回転量が隣接セクタのものと比較して 2 π /Νより大きくなるように、周波数領域の位相回転量を配置した位相回転系列を生成 各セクタにおいて、前記位相回転系列の中から対応する周波数領域の位相回転 量を前記パイロットチャネルに適用するステップ；

を有することを特徴の 1つとする。

発明の効果

[0015] 本発明の実施例によれば、基地局が 4以上のセクタから構成される場合に、周波数 選択性フェージングの影響を低減し、パイロットチャネルのセクタ間干渉を低減するこ と力 Sできる。

図面の簡単な説明

[0016] [図 1]移動通信システムにおいて使用される典型的なセクタ構成を示す図

[図 2]パイロットチャネルの伝送パターンを示す図

[図 3]3セクタの場合と 6セクタの場合とで必要なシンボル数を比較した図

[図 4A]本発明の第 1実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図

[図 4B]本発明の第 1実施例によるセクタ間直交化を示す図

[図 5A]本発明の第 2実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図

[図 5B]本発明の第 2実施例によるセクタ間直交化を示す図

[図 6A]本発明の第 3実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図

[図 6B]本発明の第 3実施例によるセクタ間直交化を示す図

[図 7A]本発明の第 4実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図

[図 7B]本発明の第 4実施例によるセクタ間直交化を示す図

[図 8A]本発明の第 5実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図

[図 8B]本発明の第 5実施例によるセクタ間直交化を示す図

[図 9]本発明の実施例に係る基地局の構成図

[図 10]本発明の実施例に係る移動局の構成図

[図 11]本発明の第 1実施例におけるセクタと位相回転量との関係を示す図

[図 12]4セクタの場合でのセクタ間直交化を実現するための位相関係を示す図

[図 13]5セクタの場合でのセクタ間直交化を実現するための位相関係を示す図

[図 14]ホットスポットセルが存在する場合でのセクタ間直交化を実現するための位相 関係を示す図

符号の説明

10 基地局

101 拡散'チャネル符号化部

103 インタリーブ処理部

105 データ変調部

107 時間/周波数マッピング部

109 パイロット多重部

111 系列生成部

113 直交系列乗算部

115 スクランブルコード乗算部

117 IFFT部

119 ガードインターバル揷入部

20 移動局

201 ガードインターバル除去部

203 FFT部

205 パイロット分離部

207 チャネル推定部

209 時間/周波数データ抽出部

211 データ復調部

213 ディンタリーブ処理部

215 逆拡散'チャネル復号部

発明を実施するための最良の形態

[0018] 本発明の実施例について、図面を参照して以下に説明する。以下の実施例では、 主に 6セクタ構成について説明する力 本発明はセクタ数 (N)が 4以上の場合に適 用可能である。

[0019] く第 1実施例〉

本発明の第 1実施例では、隣接セクタが 2又は 3のシンボル数 (拡散率）で直交する ように、各セクタへの位相回転量の割り当てを行うことについて説明する。

[0020] 図 4Aは、本発明の第 1実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図で ある。この伝送パターンにおいて、セクタ毎に異なる位相回転量を有する次の位相回 転系列を用いる。

[0021] [数 3]

0 (セクタ #1 )

Θ = 2兀/3 (セクタ #2)

4 π /3 (セクタ #3)

7Γ /3 (セクタ #4)

5 π /3 (セクタ #5)

7Γ (セクタ #6)

このように、各セクタに適用される位相回転量が隣接セクタのものと比較して 2 π / 6より大きくなるように割り当てる（この場合には 120° 以上になるように割り当てる）。 このようにすることで、基地局全体で直交化を計算するには 6のシンボル数が必要に なる力 隣接セクタとの間では、 2又は 3のシンボル数で直交化が実現できる。例えば 、セクタ # 1とセクタ # 2との位相回転量の差は 2 π /3であるため、 3のシンボル数で 直交化が実現できる。すなわち、セクタ # 1とセクタ # 2とのセクタ境界に存在する移 動局は、 6のシンボル数ではなぐ 3のシンボル数を用いてパイロットチャネルを検出 すること力 Sできる。また、セクタ # 1とセクタ # 6との位相回転量の差は πであるため、 2のシンボル数で直交化が実現できる。一方、セクタ # 1とセクタ # 4との位相回転量 の差は π /3であるため、直交化のためには 6のシンボル数が必要になる。し力、し、 セクタ # 1とセクタ # 4とは隣接していないため、干渉は無視することができる。このよ うに、基地局全体の拡散率は 6になる力 隣接セクタとの間では拡散率は 2又は 3に すること力 Sできる。このようにして、図 4Βに示す拡散率でセクタ間直交化が実現できる このように、全体の拡散率は大きくても、隣接セクタ間での拡散率を低減することが できるため、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。

[0023] く第 2実施例〉

本発明の第 2実施例では、周波数領域の位相回転量の割り当てと時間領域の位相 回転量の割り当てとを併用することにつ!/、て説明する。

[0024] 図 5Aは、本発明の第 2実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図で ある。この伝送パターンにおいて、セクタ毎に周波数領域の位相回転量と時間領域 の位相回転量とを有する次の位相回転系列を用レ、る。

[0025] [数 4]

(0, 0) (セクタ #1 )

( θ , φ ) = 人 (2 /3, 0) (セクタ #2)

(4 /3, 0) (セクタ #3)

(0, 兀） （セクタ #4)

(2 π /3_τ 7Γ ) (セクタ #5)

(4 /3, π ) (セクタ #6)

このように、時間領域で直交する位相回転量を更に用いることにより、周波数領域 の位相回転系列は 3セクタ用の位相回転系列を用いることが可能になる。

[0026] 更に、同じ周波数領域の位相回転量を有するセクタ（セクタ # 1とセクタ # 4)が相互 に隣接しないように位相回転量を定めてもよい。このようにすることで、通常では周波 数領域でシンボルを加算することにより、直交化の計算が可能になる。すなわち、セ クタ # 1とセクタ # 6との周波数領域の位相回転量の差は 4 π /3であるため、時間領 域を考慮しなくても 3のシンボル数で直交化が実現できる。同様に、セクタ # 1とセク タ # 5との位相回転量の差は 2 π /3であるため、時間領域を考慮しなくても 3のシン ボル数で直交化が実現できる。このようにして、図 5Βに示す拡散率でセクタ間直交 化が実現できる。

[0027] このように、時間領域の位相回転量を更に用いることにより、周波数選択性フェージ ングの影響を低減することができる。 [0028] く第 3実施例〉

本発明の第 3実施例では、各セクタが隣接セクタと同じ位相回転量を有さないよう に、各セクタへの位相回転量の割り当てを行うことにつ!/、て説明する。

[0029] 図 6Aは、本発明の第 3実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図で ある。この伝送パターンにおいて、各セクタが隣接セクタと同じ位相回転量を有さない 次の位相回転系列を用いる。

[0030] [数 5]

(セクタ #1 , #4)

Θ 兀ノ 3 (セクタ #2, #5)

π /3 (セクタ #3, #6)

このようにすることで、セクタ # 1とセクタ # 2との位相回転量の差は 2 π /3であるた め、 3のシンボル数で直交化が実現できる。また、セクタ # 1とセクタ # 6との位相回転 量の差は 4 π /3であるため、 3のシンボル数で直交化が実現できる。セクタ # 1とセ クタ # 4とは同じ位相回転量を用いる力 これらのセクタは隣接していないため、干渉 は無視することができる。このようにして、図 6Bに示す拡散率でセクタ間直交化が実 現できる。

[0031] このように、隣接セクタが同じ位相回転量を有さない位相回転系列を適用すること により、隣接セクタ間での拡散率を低減することができるため、周波数選択性フエ一 ジングの影響を低減することができる。

[0032] く第 4実施例〉

本発明の第 4実施例では、セクタをグループ化し、グループ毎に異なるスクランブル コードを用いることについて説明する。

[0033] 図 7Aは、本発明の第 4実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図で ある。この伝送パターンにおいて、次の位相回転系列を用いる。

[0034] [数 6] 0 (セクタ #1 , #4)

θ = 2丌/3 (セクタ#2，#5)

47Γ /3 (セクタ #3， #6)

ただし、セクタ # 1〜 # 3とセクタ # 4〜 # 6とをグループ化し、グループ毎に異なる スクランブルコードを乗算する。セクタ # 1〜 # 3にはスクランブルコード Αが乗算され 、セクタ # 4〜# 6には別のスクランブルコード Bが乗算される。このようにすることで、 セクタ # 1〜 # 3はセクタ # 4〜 # 6からの干渉を考慮する必要がなぐ 3のシンポノレ 数で直交化が実現できる。このようにして、図 7Bに示す拡散率でセクタ間直交化が 実現できる。

[0035] このように、セクタをグループ化してグループ毎に異なるスクランブルコードを乗算 することにより、周波数選択性フェージングの影響を低減することができる。

[0036] く第 5実施例〉

本発明の第 5実施例では、セクタをグループ化し、グループ毎に異なるリソースブロ ックにパイロットチャネルを多重することについて説明する。

[0037] 図 8Aは、本発明の第 5実施例に係るパイロットチャネルの伝送パターンを示す図で ある。セクタ # 1〜 # 3のパイロットチャネルは、 "P1"で示す無線リソースを使用し、セ クタ # 4〜 # 6のパイロットチャネルは、 "P1"とは異なる "P2"で示す無線リソースを使 用する。このようにセクタをグループ化し、グループ毎に異なる無線リソースにパイロッ トチャネルを割り当て、周波数多重することにより、セクタ # 1〜 # 3はセクタ # 4〜 # 6からの干渉を考慮する必要がなくなる。従って、セクタ # 1〜 # 3に対して次の位相 回転系列を用いることができる。

[0038] [数 7] (セクタ #1 )

兀/3 (セクタ #2)

7Γ /3 (セクタ #3)

このようにすることで、セクタ # 1〜 # 3はセクタ # 4〜 # 6からの干渉を考慮する必 要がなぐ 3のシンボル数で直交化が実現できる。このようにして、図 8Βに示すセクタ 間直交化が実現できる。

[0039] なお、上記の第 1実施例〜第 5実施例を組み合わせて使用することも可能である。

[0040] く基地局の構成例〉

上記の実施例を実現するための基地局 10の構成例を図 9に示す。基地局 10は、 拡散.チャネル符号化部 101と、インタリーブ処理部 103と、データ変調部 105と、時 間/周波数マッピング部 107と、パイロット多重部 109と、系列生成部 111と、直交系 列乗算部 113と、スクランブルコード乗算部 115と、 ？丁部117と、ガードインターバ ノレ揷入部 119とを有する。なお、系列生成部 111は、各セクタに対する位相回転系 歹 IJを生成する部分に相当するため、複数のセクタで共通して用いられる。他の構成 要素は図示のようにセクタ毎に存在する。

[0041] 拡散'チャネル符号化部 101は、送信されるデータチャネルのチャネル符号化を行 い、誤り訂正能力を高める。本実施例では OFDM方式で通信が行われ符号拡散は 行われない。し力、し、別の実施例では OFCDM方式で通信が行われ、拡散'チヤネ ル符号化部 101が送信されるデータチャネルを符号拡散し且つチャネル符号化も行 う。インタリーブ処理部 103は、チャネル符号化後の信号の時間方向及び/又は周 波数方向のシンボルの並び方を送受両側で既知の規則に従って変更する。データ 変調部 105は、送信される信号を適切な変調方式に従って信号点配置図（signal c onstellation)にマッピングする。例えば QPSK、 16QAM、 64QAM等様々な変調 方式が使用されてもよい。適応変調符号化（AMC : Adaptive Modulation and Coding)が行われる場合には、変調方式及びチャネル符号化率がその都度指定さ れる。時間/周波数マッピング部 107は、送信されるデータチャネルを時間方向及 び/又は周波数方向にどのようにマッピングする力、を決定する。パイロット多重部 10 9は、パイロットチャネル、制御チャネル及びデータチャネルを多重化し、出力する。 多重化は、時間方向、周波数方向又は時間及び周波数両方向になされてもよい。

[0042] 系列生成部 111は、第 1実施例〜第 5実施例で説明した位相回転系列を生成する 。また、第 4実施例のようにスクランブルコードを用いる場合には、セクタのグループ 毎にスクランブルコードを生成する。直交系列乗算部 113は、位相回転系列からセク タに対応する位相回転量をパイロットチャネルに適用する。スクランブルコード乗算部 115は、セクタに対応するスクランブルコードを乗算する。

[0043] IFFT^^117tt、送信する信号を高速逆フーリエ変換し、 OFDM方式の変調を行う 。これにより、有効シンボル部が形成される。ガードインターノ^レ揷入部 119は、有効 シンボル部の一部を抽出し、それを有効シンボル部の先頭又は末尾に付加すること で、送信シンボル (送信信号)を作成する。

[0044] く移動局の構成〉

上記の実施例を実現するための移動局 20の構成例を図 10に示す。移動局 20は、 ガードインターバル除去部 201と、 FFT部 203と、パイロット分離部 205と、チャネル 推定部 207と、時間/周波数データ抽出部 209と、データ復調部 211と、ディンタリ ーブ処理部 213と、逆拡散 ·チャネル復号部 215とを有する。

[0045] ガードインターバル除去部 201は、受信シンボル（受信信号)からガードインターバ ル部を除去し、有効シンボル部を抽出する。 FFT部 203は、信号を高速フーリエ変 換し、 OFDM方式の復調を行う。パイロット分離部 205は、 OFDM方式で復調され たサブキャリア毎の信号から、パイロットチャネルと他のチャネルとを分離する。

[0046] チャネル推定部 207は、位相回転系歹 IJとスクランブルコードとを用いてパイロットチ ャネルを抽出してチャネル推定を行い、チャネル補償のための制御信号をデータ復 調部 211等に与える。チャネル推定部 207で用いられる位相回転系列とスクランブル コードとは、基地局と同じものでなければならない。このため、移動局 20は位相回転 系列とスクランブルコードとをセルサーチ時に検出してもよぐ報知チャネルを介して 基地局から受信してもよい。 [0047] 時間/周波数データ抽出部 209は、送信側で決定されたマッピングの規則に従つ てデータチャネルを抽出し、出力する。データ復調部 211は、データチャネルに対し てチャネル補償を行い、復調を行う。復調方式は、送信側で行われた変調方式に合 わせて行われる。ディンタリーブ処理部 213は、送信側で行われたインタリーブに対 応して、シンボルの並び方を変更する。逆拡散 ·チャネル復号化部 215は、受信した データチャネルのチャネル復号化を行う。本実施例では OFDM方式で通信が行わ れ符号逆拡散は行われない。しかし、別の実施例では OFCDM方式で通信が行わ れ、逆拡散'チャネル復号化部 215が受信したデータチャネルを符号逆拡散し且つ チャネル復号化も行う。

[0048] なお、上記の第 1実施例〜第 5実施例では 6セクタ構成の場合について説明したが 、本発明の実施例は、セクタ数力 以上の場合に適用することができる。

[0049] 例えば、第 1実施例におけるセクタと位相回転量との関係を図 11に示す。前記のよ うに、セクタ # 1を基準にしたときのセクタ # 2の位相回転量は 2 π /3であり、セクタ # 1を基準にしたときのセクタ # 6の位相回転量は πである。従って、セクタ # 1とセク タ # 2との間では 3の拡散率でセクタ間直交化が実現でき、セクタ # 1とセクタ # 6との 間では 2の拡散率でセクタ間直交化が実現できる。

[0050] 4セクタの場合でのセクタ間直交化を実現するための位相関係を図 12に示す。この ような位相回転量を設定することで、セクタ # 1とセクタ # 2との間では 3の拡散率でセ クタ間直交化が実現でき、セクタ # 1とセクタ # 4との間では 2の拡散率でセクタ間直 交化が実現できる。同様に、 5セクタの場合にも、図 13の位相関係を設定することで 、セクタ間直交化が実現できる。この方法は、図 14に示すようなホットスポットセルが 基地局に存在する場合にも適用可能である。

[0051] 以上のように、本願発明の実施例によれば、基地局が 4以上のセクタから構成され る場合に、周波数選択性フェージングの影響を低減し、ノ ィロットチャネルのセクタ間 干渉を低減することが可能になる。

[0052] 本国際出願は 2006年 8月 22日に出願した日本国特許出願 2006— 225917号に 基づく優先権を主張するものであり、 2006— 225917号の全内容を本国際出願に 援用する。

Claims

請求の範囲

[1] N (N≥4)のセクタ間で直交するパイロットチャネルを生成する基地局であって： 各セクタに適用される周波数領域の位相回転量が隣接セクタのものと比較して 2 π

/Νより大きくなるように、周波数領域の位相回転量を配置した位相回転系列を生成 する系列生成部；及び

各セクタにおいて、前記位相回転系列の中から対応する周波数領域の位相回転 量を前記パイロットチャネルに適用する直交系列乗算部；

を有する基地局。

[2] 前記系列生成部は、前記周波数領域の位相回転量と時間領域の位相回転量とを 配置した位相回転系列を生成し、

前記直交系列乗算部は、各セクタにおいて、前記位相回転系列の中から対応する 時間領域の位相回転量を前記パイロットチャネルに更に適用する

ことを特徴とする請求項 1に記載の基地局。

[3] 前記系列生成部は、各セクタが隣接セクタと同じ位相回転量を有さないように前記 位相回転系列を生成する

ことを特徴とする請求項 1に記載の基地局。

[4] 前記系列生成部は、セクタをグループ化し、該グループ毎に異なるスクランブルコ ードを更に生成することを特徴とし、

前記スクランブルコードを乗算するスクランブルコード乗算部；

を更に有する請求項 1に記載の基地局。

[5] セクタをグループ化し、グループ毎に異なるリソースブロックにパイロットチャネルを 多重するパイロット多重部；

を更に有する請求項 1に記載の基地局。

[6] Ν (Ν≥4)のセクタを有する基地局からパイロットチャネルを受信する移動局であつ て：

各セクタに適用される周波数領域の位相回転量が隣接セクタのものと比較して 2 π /Νより大きくなるように、周波数領域の位相回転量を配置した位相回転系列を用い て、チャネル推定を行うチャネル推定部； を有する移動局。

N (N≥4)のセクタを有する基地局において、 Nのセクタ間で直交するパイロットチ ャネルを生成するパイロットチャネル生成方法であって：

各セクタに適用される周波数領域の位相回転量が隣接セクタのものと比較して 2 π /Νより大きくなるように、周波数領域の位相回転量を配置した位相回転系列を生成 各セクタにおいて、前記位相回転系列の中から対応する周波数領域の位相回転 量を前記パイロットチャネルに適用するステップ；

を有するパイロットチャネル生成方法。