JP2017034500A

JP2017034500A - 無線通信システム

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Publication number: JP2017034500A
Application number: JP2015153334A
Authority: JP
Inventors: 和彦府川; Kazuhiko Fukawa; 鈴木　博; Hiroshi Suzuki; 博鈴木; 辰徳小原; Tatsunori Obara; 聡須山; Satoshi Suyama; アナスベンジャブール; Benjebbour Anass; 奥村　幸彦; Yukihiko Okumura; 幸彦奥村
Original assignee: NTT Docomo Inc; Tokyo Institute of Technology NUC
Current assignee: NTT Docomo Inc; Tokyo Institute of Technology NUC
Priority date: 2015-08-03
Filing date: 2015-08-03
Publication date: 2017-02-09
Anticipated expiration: 2035-08-03
Also published as: JP6701545B2

Abstract

【課題】非直交多元接続が採用される構成において、信号を適切に多重化する。
【解決手段】基地局装置ＢＳは、第１ビット系列に基づいて第１変調信号を生成する第１変調部１２と、第２ビット系列に基づいて第２変調信号を生成する第２変調部１４と、第１変調信号に対する第１重み係数Ｇ_１と、第２変調信号に対する第２重み係数Ｇ_２と、第２変調信号に対する位相回転角θとを特定する信号制御部１６と、第１変調信号に第１重み係数Ｇ_１を乗算する第１乗算器１８と、第２変調信号に第２重み係数Ｇ_２を乗算する第２乗算器２０と、第２変調信号を位相回転角θだけ位相回転させる位相器２２と、第１変調信号と第２変調信号とを多重して多重化変調信号を出力する加算器２４と、多重化変調信号に対しＯＦＤＭ変調を施してＯＦＤＭ変調信号を出力するＯＦＤＭ変調部２８と、ＯＦＤＭ変調信号をアップコンバートし無線信号として送信する無線送信部３０とを備える。
【選択図】図４

Description

本発明は、無線通信システムに関する。

近年、携帯電話端末（特に、スマートフォン）の技術的進歩と社会的普及により、移動体通信システムにおける通信トラヒックが増大している。そのため、周波数の更なる有効利用が求められている。

移動体通信システム、例えば、3GPPにおいて標準化されたLong Term Evolution（LTE）では、基地局とユーザ装置（移動局）との間において、複数の信号が互いに干渉しない直交信号を用いた直交多元接続が広く用いられている。一方、移動体通信システムのキャパシティを更に増大させるため、非直交信号を用いた非直交多元接続（Non Orthogonal Multiple Access，ＮＯＭＡ）が提案されている（例えば、非特許文献１）。

非直交多元接続において、非線形信号処理による信号分離（シリアル干渉キャンセラ（Successive Interference Canceller，ＳＩＣ））の適用が検討されている。例えば、下りリンクの場合、基地局装置が複数のユーザ装置宛てに非直交信号を同時送信する。各ユーザ装置は、受信した非直交信号の中から、自装置よりもパスロスの大きい（例えば、セル端の）ユーザ装置への信号を信号処理により除去してから復調する。

D. Tse and P. Viswanath, Fundamentals of Wireless Communication, Cambridge University Press, May 2005.

しかしながら、シリアル干渉キャンセラを用いる非直交多元接続において、基地局装置からそれぞれのユーザ装置までの距離同士が近い場合には（すなわち、信号多重を行う際に用いられる重み係数の比が１に近い場合には）、伝送の誤り率を示す平均ＢＥＲ特性が劣化するという問題がある。以上の問題は、信号多重を行うことによりＩＱ平面上のシンボル点間の距離が低減することに起因する。

以上の事情を考慮して、本発明は、非直交多元接続が採用される構成において、信号を適切に多重化することを目的とする。

本発明の無線通信システムは、複数のユーザ装置と、非直交多元接続によって前記複数のユーザ装置と下り無線通信を行う基地局装置とを備える無線通信システムであって、前記基地局装置は、第１ユーザ装置宛てのビット系列である第１ビット系列に基づいて第１変調信号を生成する第１変調部と、第２ユーザ装置宛てのビット系列である第２ビット系列に基づいて第２変調信号を生成する第２変調部と、前記第１変調信号に対する第１重み係数と、前記第２変調信号に対する第２重み係数と、前記第２変調信号に対する位相回転角とを特定する信号制御部と、前記第１変調信号に前記第１重み係数を乗算する第１乗算器と、前記第２変調信号に前記第２重み係数を乗算する第２乗算器と、前記第２変調信号を前記位相回転角だけ位相回転させる位相器と、前記第１重み係数が乗算された第１変調信号と、前記第２重み係数が乗算され前記位相回転角だけ位相回転された第２変調信号とを多重して多重化変調信号を出力する加算器と、前記多重化変調信号に対しＯＦＤＭ変調を施してＯＦＤＭ変調信号を出力するＯＦＤＭ変調部と、前記ＯＦＤＭ変調信号をアップコンバートし無線信号として送信する無線送信部とを備える。

本発明によれば、非直交多元接続が採用される構成において、第１ユーザ装置宛ての第１変調信号と第２ユーザ装置宛ての第２変調信号とを多重化する際に第２変調信号を位相回転させる。結果として、ＩＱ平面上の隣接する信号点間の距離が増大するので、信号検出の精度が向上する。

実施形態に係る無線通信システムのモデルを示す図である。第１ユーザ装置におけるＳＩＣ処理を示す説明図である。第２ユーザ装置におけるＳＩＣ処理を示す説明図である。実施形態の多重化変調信号をＩＱ平面上に表現した図である。実施形態の多重化変調信号をＩＱ平面上に表現した図である。実施形態の基地局装置（送信機）の構成を示すブロック図である。実施形態のユーザ装置（受信機）の構成を示すブロック図である。実施形態に係るシミュレーションの条件を示す表である。シミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーション結果を示すグラフである。シミュレーション結果を示すグラフである。

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を詳細に説明する。

１．実施形態
１（１）．無線通信システムのモデル
図１は、本発明の実施形態に係る無線通信システムＣＳのモデルを示す図である。本無線通信システムＣＳのモデルにおいては、１つの基地局装置ＢＳと２つのユーザ装置ＵＥ（ＵＥ_１，ＵＥ_２）とが存在する。図１に示すように、本モデルでは、第１ユーザ装置ＵＥ_１の方が第２ユーザ装置ＵＥ_２よりも基地局装置ＢＳから遠い（基地局装置ＢＳからの距離が大きい）と想定する。基地局装置ＢＳのアンテナ数は１であり、各ユーザ装置ＵＥのアンテナ数も１である。

基地局装置ＢＳはマルチユーザ伝送を実行する。すなわち、基地局装置ＢＳにおいて、第１ユーザ装置ＵＥ_１宛ての信号と第２ユーザ装置ＵＥ_２宛ての信号とが多重化されて送信される。変調方式には、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，ＯＦＤＭ）が採用される。

基地局装置ＢＳから多重化された送信信号Ｓ（ｉ，ｎ）が送信される（ｉはＯＦＤＭのシンボル番号を示し、ｎはＯＦＤＭのサブキャリア番号を示す。以下同様である）。第１ユーザ装置ＵＥ_１は、第１受信信号Ｙ_１（ｉ，ｎ）＝Ｈ_１（ｎ）・Ｓ（ｉ，ｎ）＋Ｎ_１（ｉ，ｎ）を受信する。同様に、第２ユーザ装置ＵＥ_２は、第２受信信号Ｙ_２（ｉ，ｎ）＝Ｈ_２（ｎ）・Ｓ（ｉ，ｎ）＋Ｎ_２（ｉ，ｎ）を受信する。

以上の式において、Ｈ_ｌ（ｎ）は、第ｌユーザ装置ＵＥ_ｌに対応する周波数応答であり、基地局装置ＢＳと第ｌユーザ装置ＵＥ_ｌとの間の経路特性（経路長等）に応じて変動する。Ｎ_ｌ（ｉ，ｎ）は、第ｌユーザ装置ＵＥ_ｌに対応する雑音である。

１（２）．従来の信号多重手法および信号検出手法
基地局装置ＢＳが各ユーザ装置ＵＥへ送信する従来手法による多重化された無線信号（多重化変調信号）Ｓ（ｉ，ｎ）は、以下の式（１）で示される。
Ｓ（ｉ，ｎ）＝Ｇ_１・Ｓ_１（ｉ，ｎ）＋Ｇ_２・Ｓ_２（ｉ，ｎ） ……（１）

以上の式（１）において、Ｇ_ｌは、第_ｌユーザ装置ＵＥ_ｌに対応する重み係数であり、性の実数を取る（Ｇ_ｌ＞０）。基地局装置ＢＳは、より遠くに位置する（よりパスロスが大きい）ユーザ装置ＵＥに対し、より大きな電力で無線信号を送信する。すなわち、より遠くに位置する第１ユーザ装置ＵＥ_１に対応する第１重み係数Ｇ_１の方が、第２ユーザ装置ＵＥ_２に対応する第２重み係数Ｇ_２よりも大きい（Ｇ_１＞Ｇ_２）。

Ｓ_ｌ（ｉ，ｎ）は、第ｌユーザ装置ＵＥ_ｌに対応する変調信号である。信号電力Ｅ［｜Ｓ_ｌ（ｉ，ｎ）｜^２］＝１であり、Ｓ_ｌ（ｉ，ｎ）の送信電力は｜Ｇ_ｌ｜^２である。なお、Ｅ［・］はアンサンブル平均を示す。

各ユーザ装置ＵＥ_ｌは、基地局装置ＢＳからそのユーザ装置ＵＥまでの空間を伝搬した受信信号Ｙ_ｌ（ｉ，ｎ）を受信する。各ユーザ装置ＵＥ_ｌは、シリアル干渉キャンセラ（ＳＩＣ）を用いて信号検出を実行する。より具体的には以下の通りである。

図２は、第１ユーザ装置ＵＥ_１におけるＳＩＣ処理を示す説明図である。第１受信信号Ｙ_１（＝Ｇ_１・Ｈ_１（ｎ）・Ｓ_１（ｉ，ｎ）＋Ｇ_２・Ｈ_１（ｎ）・Ｓ_２（ｉ，ｎ）＋Ｎ_１（ｉ，ｎ））に対し、１／Ｇ_１・Ｈ_１（ｎ）が乗算された後に量子化Ｑが実行されることにより、第１ユーザ装置ＵＥ_１の推定信号成分
が推定される。

図３は、第２ユーザ装置ＵＥ_２におけるＳＩＣ処理を示す説明図である。第２受信信号Ｙ_２（＝Ｇ_１・Ｈ_２（ｎ）・Ｓ_１（ｉ，ｎ）＋Ｇ_２・Ｈ_２（ｎ）・Ｓ_２（ｉ，ｎ）＋Ｎ_２（ｉ，ｎ））に対し、まず、１／Ｇ_１・Ｈ_２（ｎ）が乗算された後に量子化Ｑが実行されることにより、第１ユーザ装置ＵＥ_１の推定信号成分（干渉レプリカ）
が推定される。そして、第２受信信号Ｙ_２から、第１ユーザ装置ＵＥ_１に対応する成分
が減算された信号に対し、１／Ｇ_２・Ｈ_２（ｎ）が乗算された後に量子化Ｑが実行されることにより、第２ユーザ装置ＵＥ_２に対応する推定信号成分
が推定される。

以上のＳＩＣを用いた信号検出において、重み係数Ｇ_１とＧ_２との差分が小さい場合には、信号検出の精度が低下し、伝送誤り率が劣化する可能性がある。

１（３）−１．本実施形態の信号多重手法
本実施形態の新しい信号多重手法（位相回転多重手法）においては、信号を多重化する際に位相回転を加えることにより、信号検出の精度を向上させる。

本実施形態の基地局装置ＢＳは、以下の式（２）のように信号を多重化する。以下の式（２）において、θは位相回転角を示す。
Ｓ（ｉ，ｎ）＝Ｇ_１・Ｓ_１（ｉ，ｎ）＋Ｇ_２・ｅ^ｊθ・Ｓ_２（ｉ，ｎ） ……（２）
すなわち、基地局装置ＢＳは、第１ユーザ装置ＵＥ_１に対する第１変調信号Ｓ_１（ｉ，ｎ）と、第２ユーザ装置ＵＥ_２に対する、位相回転角θだけ位相回転した第２変調信号Ｓ_２（ｉ，ｎ）とを多重する。

図４は、本実施形態の位相回転多重手法による多重化変調信号Ｓ（ｉ，ｎ）をＩＱ平面上に表現した図である。図中の４つの小円上に位置する１６個の点は、ＱＰＳＫ変調された第１変調信号Ｓ_１（ｉ，ｎ）の４つの候補点（図中の大円に内接する正方形の頂点）に対し、ＱＰＳＫ変調された第２変調信号Ｓ_２（ｉ，ｎ）の４つの候補点をそれぞれ多重した点、すなわち、多重化変調信号Ｓ（ｉ，ｎ）の候補点（信号点）である。

信号点ＳＰは、１６個の候補点のうち実際の１つの信号を例示した点である。第１ユーザ装置ＵＥ_１に対する第１変調信号Ｓ_１（ｉ，ｎ）に対応する中間点ＭＰに、第２ユーザ装置ＵＥ_２に対する第２変調信号Ｓ_２（ｉ，ｎ）を位相回転角θだけ位相回転して加算した点が信号点ＳＰである。

信号多重を行う際に位相回転を加えることにより、隣接する信号点間の距離が増大する。結果として、信号検出の精度が向上し、伝送誤り率が改善されるので、平均ＢＥＲ特性が向上する。

隣接する信号点間の距離が最大である場合に、信号検出の精度が最も向上する。そこで、隣接する信号点間の距離を最大化する位相回転角θ（最適位相回転角θ_Ｏ）を求める。以下、計算を簡単にするため、重み係数をＧ_２＝１．０，Ｇ_１≧１と仮定して最適位相回転角θ_Ｏを求める。

図５を参照して、ある小円上の点Ａと、点Ａが位置する小円に隣接する小円上の点Ｂ及び点Ｃとの関係を検討する。図５のＩＱ平面上において、点ＡのＩＱ座標を（ａ_１，ａ_２）、点ＢのＩＱ座標を（ｂ_１，ｂ_２）、点ＣのＩＱ座標を（ｃ_１，ｃ_２）とする。

点Ａ、点Ｂ及び点Ｃの各座標は以下のように表される。
θ＝π／２における信号点（小円に内接する正方形）は、θ＝０における信号点（小円に内接する正方形）と一致するため、θの範囲を０≦θ≦π／２とする。

である場合に、隣接信号点間の距離が最大化される。上式における左辺は以下の式（３）、右辺は以下の式（４）で表される。

を充たす最適位相回転角θ_Ｏは、以上の式（３）及び式（４）から
を充たす値であると結論付けられる。

ここで、Ｇ_２＝１であるから、小円に内接する正方形の１辺の長さの２乗は２である。以上の正方形の１辺の長さの２乗よりも
が大きくなるようにＧ_１が設定されると、点Ａと点Ｂ間の距離及び点Ａと点Ｃ間の距離よりも、点Ａと点Ｄ間の距離が小さくなる（すなわち、小円に内接する正方形の隣り合う頂点が隣接点となる）。小円に内接する正方形の１辺の長さは位相回転を行っても変化しないから、以上のような場合は位相回転による信号検出の精度向上の効果が得られないと考えられる。

すなわち、位相回転による信号検出の精度向上の効果が得られる限界は、
の場合である。この場合を充たすＧ_１及びθは、
と求められる。したがって、重み係数Ｇ_１が
の範囲にある場合において、本実施形態の位相回転による信号検出の精度向上の効果（平均ＢＥＲ特性の改善）が実現される。

１（３）−２．本実施形態の信号検出手法
本実施形態の各ユーザ装置ＵＥ_ｌは、準最適検出であるＳＩＣに代えて、誤り率を最小化する最適検出の一種である最尤検出（Maximum Likelihood Detection，ＭＬＤ）を用いて信号検出を実行する。より具体的には以下の通りである。

ユーザ装置ＵＥ_ｌは、全ての送信シンボル候補について受信信号の推定値を生成し、その推定値と受信信号との距離に基づくメトリックＢＲ_ｌ（ｉ，ｎ）を算定する。
ＢＲ_ｌ（ｉ，ｎ）＝｜Ｙ_ｌ（ｉ，ｎ）−Ｈ_ｌ（ｎ）［Ｇ_１・Ｓ_１（ｉ，ｎ）＋Ｇ_２・ｅ^ｊθ・Ｓ_２（ｉ，ｎ）］｜^２ ……（５）

次いで、ユーザ装置ＵＥ_ｌは、以上の式（５）にて算定されるメトリックＢＲ_ｌ（ｉ，ｎ）を最小にする信号候補
を総当たり的に探索し、探索された信号候補を判定信号として取得する。

１（４）．各要素の構成
１（４）−１．基地局装置（送信機）の構成
図６は、本実施形態の基地局装置ＢＳ（送信機）の構成を示すブロック図である。基地局装置ＢＳは、第１変調部１２と第２変調部１４と信号制御部１６と第１乗算器１８と第２乗算器２０と位相器２２と加算器２４と制御信号生成部２６とＯＦＤＭ変調部２８と無線送信部３０とを備える。

第１変調部１２は、第１ユーザ装置ＵＥ_１宛てのビット系列（第１ビット系列）に基づいて各サブキャリアの第１変調信号Ｓ_１（ｉ，ｎ）を生成する。第２変調部１４は、第２ユーザ装置ＵＥ_２宛てのビット系列（第２ビット系列）に基づいて各サブキャリアの第２変調信号Ｓ_２（ｉ，ｎ）を生成する。

信号制御部１６は、各ユーザ装置ＵＥから報告されるフィードバック情報に基づいて、第１変調信号に対する第１重み係数Ｇ_１と、第２変調信号に対する第２重み係数Ｇ_２と、第２変調信号に対する位相回転角θとを特定する。例えば、信号制御部１６は、第１ユーザ装置ＵＥ_１における受信電力に関する情報（第１受信電力情報）と、第２ユーザ装置ＵＥ_２における受信電力に関する情報（第２受信電力情報）とに基づいて、第１重み係数Ｇ_１、第２重み係数Ｇ_２、及び位相回転角θを特定する。特定された第１重み係数Ｇ_１、第２重み係数Ｇ_２、及び位相回転角θは、それぞれ、第１乗算器１８、第２乗算器２０、及び位相器２２に入力される。

第１乗算器１８は、第１変調信号Ｓ_１（ｉ，ｎ）に第１重み係数Ｇ_１を乗算する。第１乗算器１８の出力（Ｇ_１・Ｓ_１（ｉ，ｎ））は加算器２４に向けられる。第２乗算器２０は、第２変調信号Ｓ_２（ｉ，ｎ）に第２重み係数Ｇ_２を乗算する。第２乗算器２０の出力（Ｇ_２・Ｓ_２（ｉ，ｎ））は位相器２２に向けられる。位相器２２は、第２変調信号Ｇ_２・Ｓ_２（ｉ，ｎ）を位相回転角θだけ位相回転させる。位相器２２の出力（Ｇ_２・ｅ^ｊθ・Ｓ_２（ｉ，ｎ））は加算器２４に向けられる。なお、位相器２２は、第２乗算器２０の前段に配置されてもよい。

加算器２４は、第１変調信号Ｇ_１・Ｓ_１（ｉ，ｎ）と、第２変調信号Ｇ_２・ｅ^ｊθ・Ｓ_２（ｉ，ｎ）とを加算（多重）して多重化変調信号Ｓ（ｉ，ｎ）をＯＦＤＭ変調部２８へ出力する。制御信号生成部２６は、第１重み係数Ｇ_１と第２重み係数Ｇ_２と位相回転角θとを示す多重化制御信号を生成し、ＯＦＤＭ変調部２８へ出力する。

ＯＦＤＭ変調部２８は、多重化変調信号Ｓ（ｉ，ｎ）と多重化制御信号とを多重してＯＦＤＭ変調を施し、ＯＦＤＭ変調信号を出力する。以上のＯＦＤＭ変調においては、ＩＦＦＴ処理とガードインターバルの付加とが行われる。多重化制御信号の多重化は、周波数多重でも時間多重でもよい。無線送信部３０は、ＯＦＤＭ変調信号をＲＦ周波数へアップコンバートし、無線信号として送信する。

１（４）−２．ユーザ装置（受信機）の構成
図７は、本実施形態のユーザ装置ＵＥ（受信機）の構成を示すブロック図である。ユーザ装置ＵＥは、無線受信部４２とＯＦＤＭ復調部４４と制御信号抽出部４６とチャネル推定部４８と検出部５０とを備える。

無線受信部４２は、基地局装置ＢＳから送信された無線信号を受信してダウンコンバートし、受信ベースバンド信号として出力する。ＯＦＤＭ復調部４４は、受信ベースバンド信号にＯＦＤＭ復調を施し、サブキャリア信号（多重化復調信号）を出力する。以上のＯＦＤＭ復調においては、ガードインターバルの除去とＦＦＴ処理とが行われる。

制御信号抽出部４６は、ＯＦＤＭ復調部４４から出力されたサブキャリア信号（多重化復調信号）に基づいて、第１重み係数Ｇ_１、第２重み係数Ｇ_２、及び位相回転角θを抽出する。チャネル推定部４８は、受信ベースバンド信号に基づいてチャネル推定を実行する。

検出部５０は、ＯＦＤＭ復調部４４からのサブキャリア信号（多重化復調信号）、制御信号抽出部４６からの第１重み係数Ｇ_１、第２重み係数Ｇ_２、及び位相回転角θ、並びにチャネル推定部４８からのチャネル推定結果に基づいて、前述のＭＬＤによるマルチユーザ検出を実行し、ビット系列を検出する。

１（５）．シミュレーション結果
本実施形態の信号多重手法及び信号検出手法の特性を検証するため、計算機によるシミュレーションを実行した。図８は、本シミュレーションの条件を示す表である。本シミュレーションにおいては、第１ユーザ装置ＵＥ_１に対する信号成分のＥ_ｂ／Ｎ_０と第２ユーザ装置ＵＥ_２に対する信号成分のＥ_ｂ／Ｎ_０とが等しくなるように第１重み係数Ｇ_１及び第２重み係数Ｇ_２が制御された。

図９は、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）特性を示す図である。横軸がＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）を示し、縦軸が（相補累積分布関数，Complementary Cumulative Distribution Function）を示す。実線が位相回転多重を行わない場合のＰＡＰＲのＣＣＤＦを示し、破線が位相回転多重を行った場合のＰＡＰＲのＣＣＤＦを示す。図９では、実線と破線がほぼ重なっている。すなわち、本シミュレーションにおいては、位相回転多重によるＰＡＰＲの増大は観察されなかった。原因は、振幅値の大きい多重信号が全てのサブキャリアで出現する確率が低いためと考えられる。

図１０は、ＡＷＧＮ（加法性ホワイトガウスノイズ，Additive White Gaussian Noise）チャネルにおける位相回転多重の効果を示す図である。横軸が位相回転角θを示し、縦軸が符号誤り率（ＢＥＲ）を示す。破線がＳＩＣを用いて信号検出を行った結果を示し、実線がＭＬＤを用いて信号検出を行った結果を示す。（Ｇ_１，Ｇ_２）＝（１．１，１．０）の場合、ＳＩＣによる信号検出を行ったときと比較して、ＭＬＤによる信号検出を行ったときは位相回転によりＢＥＲ特性に改善が見られた。

図１１から図１４は、ＡＷＧＮチャネルにおける位相回転多重の効果を示す図である。横軸がＥ_ｂ／Ｎ_０（単位：ｄＢ）を示し、縦軸が符号誤り率（ＢＥＲ）を示す。図１１及び図１３は、位相回転を行っていない対照群（θ＝０）の結果を示している。

（Ｇ_１，Ｇ_２）＝（１．１，１．０）の場合において（図１２）、θ＝π／６の位相回転を加えＭＬＤによる信号検出を行った場合、ＢＥＲ特性に顕著な改善が見られた。また、（Ｇ_１，Ｇ_２）＝（２．０，１．０）の場合において（図１４）、θ＝π／１２の位相回転を加えＭＬＤによる信号検出を行った場合、ＢＥＲ特性にある程度の改善が見られた。

図１５は、２パスレイリーフェージングチャネルにおける位相回転多重の効果を示す図である。横軸が位相回転角θを示し、縦軸が平均符号誤り率（ＢＥＲ）を示す。破線がＳＩＣを用いて信号検出を行った結果を示し、実線がＭＬＤを用いて信号検出を行った結果を示す。（Ｇ_１，Ｇ_２）＝（１．１，１．０）の場合、ＳＩＣによる信号検出を行ったときと比較して、ＭＬＤによる信号検出を行ったときは位相回転によりＢＥＲ特性に改善が見られた。

図１６から図１９は、２パスレイリーフェージングチャネルにおける位相回転多重の効果を示す図である。横軸がＥ_ｂ／Ｎ_０（単位：ｄＢ）を示し、縦軸が符号誤り率（ＢＥＲ）を示す。図１６及び図１８は、位相回転を行っていない対照群（θ＝０）の結果を示している。

（Ｇ_１，Ｇ_２）＝（１．１，１．０）の場合において（図１７）、θ＝π／６の位相回転を加えＭＬＤによる信号検出を行った場合、ＢＥＲ特性に顕著な改善が見られた。一方、（Ｇ_１，Ｇ_２）＝（２．０，１．０）の場合において（図１９）、θ＝π／１２の位相回転を加えＭＬＤによる信号検出を行った場合、ＢＥＲ特性に改善は見られなかった。

１（６）．本実施形態の効果
以上の本実施形態の構成によれば、第１ユーザ装置宛ての第１変調信号と第２ユーザ装置宛ての第２変調信号とを多重化する際に第２変調信号を位相回転させる。結果として、ＩＱ平面上の隣接する信号点間の距離が増大するので、信号検出の精度が向上する。また、信号検出を行う際に最尤検出（ＭＬＤ）を用いることにより、信号検出の精度をより向上させることが可能である。

２．変形例
以上の実施形態は多様に変形される。具体的な変形の態様を以下に例示する。以上の実施の形態および以下の例示から任意に選択された２以上の態様は、相互に矛盾しない限り適宜に併合され得る。

２（１）．変形例１
以上の実施形態の構成では、送信側で位相回転多重が行われ、受信側で最尤検出による信号検出（ビット系列の検出）が行われる。しかしながら、送信側で位相回転多重が行われ、受信側でＳＩＣによる信号検出が行われてもよい。

２（２）．変形例２
以上の実施形態の構成では、変調方式としてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）が採用されるが、他の任意の変調方式（例えば、６４ＱＡＭや２５６ＱＡＭ）が採用されてもよい。

２（３）．変形例３
以上の実施形態では、２ユーザ（２つのユーザ装置ＵＥ）に対する変調信号の位相回転多重について説明される。しかしながら、以上の位相回転多重は、３以上のユーザ（３つ以上のユーザ装置ＵＥ）に対する変調信号にも適用可能である。

１２……第１変調部、１４……第２変調部、１６……信号制御部、１８……第１乗算器、２０……第２乗算器、２２……位相器、２４……加算器、２６……制御信号生成部、２８……ＯＦＤＭ変調部、３０……無線送信部、４２……無線受信部、４４……ＯＦＤＭ復調部、４６……制御信号抽出部、４８……チャネル推定部、５０……検出部、ＢＳ……基地局装置、ＣＳ……無線通信システム、ＵＥ……ユーザ装置。

Claims

複数のユーザ装置と、
非直交多元接続によって前記複数のユーザ装置と下り無線通信を行う基地局装置とを備える無線通信システムであって、
前記基地局装置は、
第１ユーザ装置宛てのビット系列である第１ビット系列に基づいて第１変調信号を生成する第１変調部と、
第２ユーザ装置宛てのビット系列である第２ビット系列に基づいて第２変調信号を生成する第２変調部と、
前記第１変調信号に対する第１重み係数と、前記第２変調信号に対する第２重み係数と、前記第２変調信号に対する位相回転角とを特定する信号制御部と、
前記第１変調信号に前記第１重み係数を乗算する第１乗算器と、
前記第２変調信号に前記第２重み係数を乗算する第２乗算器と、
前記第２変調信号を前記位相回転角だけ位相回転させる位相器と、
前記第１重み係数が乗算された第１変調信号と、前記第２重み係数が乗算され前記位相回転角だけ位相回転された第２変調信号とを多重して多重化変調信号を出力する加算器と、
前記多重化変調信号に対しＯＦＤＭ変調を施してＯＦＤＭ変調信号を出力するＯＦＤＭ変調部と、
前記ＯＦＤＭ変調信号をアップコンバートし無線信号として送信する無線送信部とを備える
無線通信システム。
前記信号制御部は、
前記第１ユーザ装置における受信電力に関する第１受信電力情報と、前記第２ユーザ装置における受信電力に関する第２受信電力情報とに基づいて、前記第１重み係数と前記第２重み係数と前記位相回転角とを特定する
請求項１の無線通信システム。
前記基地局装置は、さらに
前記信号制御部により特定された前記第１重み係数と前記第２重み係数と前記位相回転角とを示す多重化制御信号を生成し、前記ＯＦＤＭ変調部に対して前記多重化制御信号を出力する制御信号生成部を備え、
前記ＯＦＤＭ変調部は、
前記多重化変調信号と前記多重化制御信号とを多重してＯＦＤＭ変調を施し、前記ＯＦＤＭ変調信号を出力する
請求項１または２の無線通信システム。
前記複数のユーザ装置の各々は、
前記無線信号を受信してダウンコンバートし受信ベースバンド信号を出力する無線受信部と、
前記受信ベースバンド信号に対しＯＦＤＭ復調を施して多重化復調信号を出力するＯＦＤＭ復調部と、
前記多重化復調信号に基づいて、前記第１重み係数、前記第２重み係数、及び前記位相回転角を抽出する制御信号抽出部と、
前記受信ベースバンド信号に基づいてチャネル推定を実行するチャネル推定部と、
前記多重化復調信号、前記第１重み係数、前記第２重み係数、及び前記位相回転角、並びに前記チャネル推定の結果に基づいて、ビット系列を検出する検出部とを備える
請求項３の無線通信システム。
前記検出部は、最尤検出を用いて前記ビット系列を検出する
請求項４の無線通信システム。