JP2017034500A - 無線通信システム - Google Patents

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Abstract

【課題】非直交多元接続が採用される構成において、信号を適切に多重化する。
【解決手段】基地局装置BSは、第1ビット系列に基づいて第1変調信号を生成する第1変調部12と、第2ビット系列に基づいて第2変調信号を生成する第2変調部14と、第1変調信号に対する第1重み係数Gと、第2変調信号に対する第2重み係数Gと、第2変調信号に対する位相回転角θとを特定する信号制御部16と、第1変調信号に第1重み係数Gを乗算する第1乗算器18と、第2変調信号に第2重み係数Gを乗算する第2乗算器20と、第2変調信号を位相回転角θだけ位相回転させる位相器22と、第1変調信号と第2変調信号とを多重して多重化変調信号を出力する加算器24と、多重化変調信号に対しOFDM変調を施してOFDM変調信号を出力するOFDM変調部28と、OFDM変調信号をアップコンバートし無線信号として送信する無線送信部30とを備える。
【選択図】図4

Description

本発明は、無線通信システムに関する。
近年、携帯電話端末(特に、スマートフォン)の技術的進歩と社会的普及により、移動体通信システムにおける通信トラヒックが増大している。そのため、周波数の更なる有効利用が求められている。
移動体通信システム、例えば、3GPPにおいて標準化されたLong Term Evolution(LTE)では、基地局とユーザ装置(移動局)との間において、複数の信号が互いに干渉しない直交信号を用いた直交多元接続が広く用いられている。一方、移動体通信システムのキャパシティを更に増大させるため、非直交信号を用いた非直交多元接続(Non Orthogonal Multiple Access,NOMA)が提案されている(例えば、非特許文献1)。
非直交多元接続において、非線形信号処理による信号分離(シリアル干渉キャンセラ(Successive Interference Canceller,SIC))の適用が検討されている。例えば、下りリンクの場合、基地局装置が複数のユーザ装置宛てに非直交信号を同時送信する。各ユーザ装置は、受信した非直交信号の中から、自装置よりもパスロスの大きい(例えば、セル端の)ユーザ装置への信号を信号処理により除去してから復調する。
D. Tse and P. Viswanath, Fundamentals of Wireless Communication, Cambridge University Press, May 2005.
しかしながら、シリアル干渉キャンセラを用いる非直交多元接続において、基地局装置からそれぞれのユーザ装置までの距離同士が近い場合には(すなわち、信号多重を行う際に用いられる重み係数の比が1に近い場合には)、伝送の誤り率を示す平均BER特性が劣化するという問題がある。以上の問題は、信号多重を行うことによりIQ平面上のシンボル点間の距離が低減することに起因する。
以上の事情を考慮して、本発明は、非直交多元接続が採用される構成において、信号を適切に多重化することを目的とする。
本発明の無線通信システムは、複数のユーザ装置と、非直交多元接続によって前記複数のユーザ装置と下り無線通信を行う基地局装置とを備える無線通信システムであって、前記基地局装置は、第1ユーザ装置宛てのビット系列である第1ビット系列に基づいて第1変調信号を生成する第1変調部と、第2ユーザ装置宛てのビット系列である第2ビット系列に基づいて第2変調信号を生成する第2変調部と、前記第1変調信号に対する第1重み係数と、前記第2変調信号に対する第2重み係数と、前記第2変調信号に対する位相回転角とを特定する信号制御部と、前記第1変調信号に前記第1重み係数を乗算する第1乗算器と、前記第2変調信号に前記第2重み係数を乗算する第2乗算器と、前記第2変調信号を前記位相回転角だけ位相回転させる位相器と、前記第1重み係数が乗算された第1変調信号と、前記第2重み係数が乗算され前記位相回転角だけ位相回転された第2変調信号とを多重して多重化変調信号を出力する加算器と、前記多重化変調信号に対しOFDM変調を施してOFDM変調信号を出力するOFDM変調部と、前記OFDM変調信号をアップコンバートし無線信号として送信する無線送信部とを備える。
本発明によれば、非直交多元接続が採用される構成において、第1ユーザ装置宛ての第1変調信号と第2ユーザ装置宛ての第2変調信号とを多重化する際に第2変調信号を位相回転させる。結果として、IQ平面上の隣接する信号点間の距離が増大するので、信号検出の精度が向上する。
実施形態に係る無線通信システムのモデルを示す図である。 第1ユーザ装置におけるSIC処理を示す説明図である。 第2ユーザ装置におけるSIC処理を示す説明図である。 実施形態の多重化変調信号をIQ平面上に表現した図である。 実施形態の多重化変調信号をIQ平面上に表現した図である。 実施形態の基地局装置(送信機)の構成を示すブロック図である。 実施形態のユーザ装置(受信機)の構成を示すブロック図である。 実施形態に係るシミュレーションの条件を示す表である。 シミュレーション結果を示すグラフである。 シミュレーション結果を示すグラフである。 シミュレーション結果を示すグラフである。 シミュレーション結果を示すグラフである。 シミュレーション結果を示すグラフである。 シミュレーション結果を示すグラフである。 シミュレーション結果を示すグラフである。 シミュレーション結果を示すグラフである。 シミュレーション結果を示すグラフである。 シミュレーション結果を示すグラフである。 シミュレーション結果を示すグラフである。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を詳細に説明する。
1. 実施形態
1(1). 無線通信システムのモデル
図1は、本発明の実施形態に係る無線通信システムCSのモデルを示す図である。本無線通信システムCSのモデルにおいては、1つの基地局装置BSと2つのユーザ装置UE(UE,UE)とが存在する。図1に示すように、本モデルでは、第1ユーザ装置UEの方が第2ユーザ装置UEよりも基地局装置BSから遠い(基地局装置BSからの距離が大きい)と想定する。基地局装置BSのアンテナ数は1であり、各ユーザ装置UEのアンテナ数も1である。
基地局装置BSはマルチユーザ伝送を実行する。すなわち、基地局装置BSにおいて、第1ユーザ装置UE宛ての信号と第2ユーザ装置UE宛ての信号とが多重化されて送信される。変調方式には、直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing,OFDM)が採用される。
基地局装置BSから多重化された送信信号S(i,n)が送信される(iはOFDMのシンボル番号を示し、nはOFDMのサブキャリア番号を示す。以下同様である)。第1ユーザ装置UEは、第1受信信号Y(i,n)=H(n)・S(i,n)+N(i,n)を受信する。同様に、第2ユーザ装置UEは、第2受信信号Y(i,n)=H(n)・S(i,n)+N(i,n)を受信する。
以上の式において、H(n)は、第lユーザ装置UEに対応する周波数応答であり、基地局装置BSと第lユーザ装置UEとの間の経路特性(経路長等)に応じて変動する。N(i,n)は、第lユーザ装置UEに対応する雑音である。
1(2). 従来の信号多重手法および信号検出手法
基地局装置BSが各ユーザ装置UEへ送信する従来手法による多重化された無線信号(多重化変調信号)S(i,n)は、以下の式(1)で示される。
S(i,n)=G・S(i,n)+G・S(i,n) ……(1)
以上の式(1)において、Gは、第ユーザ装置UEに対応する重み係数であり、性の実数を取る(G>0)。基地局装置BSは、より遠くに位置する(よりパスロスが大きい)ユーザ装置UEに対し、より大きな電力で無線信号を送信する。すなわち、より遠くに位置する第1ユーザ装置UEに対応する第1重み係数Gの方が、第2ユーザ装置UEに対応する第2重み係数Gよりも大きい(G>G)。
(i,n)は、第lユーザ装置UEに対応する変調信号である。信号電力E[|S(i,n)|]=1であり、S(i,n)の送信電力は|Gである。なお、E[・]はアンサンブル平均を示す。
各ユーザ装置UEは、基地局装置BSからそのユーザ装置UEまでの空間を伝搬した受信信号Y(i,n)を受信する。各ユーザ装置UEは、シリアル干渉キャンセラ(SIC)を用いて信号検出を実行する。より具体的には以下の通りである。
図2は、第1ユーザ装置UEにおけるSIC処理を示す説明図である。第1受信信号Y(=G・H(n)・S(i,n)+G・H(n)・S(i,n)+N(i,n))に対し、1/G・H(n)が乗算された後に量子化Qが実行されることにより、第1ユーザ装置UEの推定信号成分
が推定される。
図3は、第2ユーザ装置UEにおけるSIC処理を示す説明図である。第2受信信号Y(=G・H(n)・S(i,n)+G・H(n)・S(i,n)+N(i,n))に対し、まず、1/G・H(n)が乗算された後に量子化Qが実行されることにより、第1ユーザ装置UEの推定信号成分(干渉レプリカ)
が推定される。そして、第2受信信号Yから、第1ユーザ装置UEに対応する成分
が減算された信号に対し、1/G・H(n)が乗算された後に量子化Qが実行されることにより、第2ユーザ装置UEに対応する推定信号成分
が推定される。
以上のSICを用いた信号検出において、重み係数GとGとの差分が小さい場合には、信号検出の精度が低下し、伝送誤り率が劣化する可能性がある。
1(3)−1. 本実施形態の信号多重手法
本実施形態の新しい信号多重手法(位相回転多重手法)においては、信号を多重化する際に位相回転を加えることにより、信号検出の精度を向上させる。
本実施形態の基地局装置BSは、以下の式(2)のように信号を多重化する。以下の式(2)において、θは位相回転角を示す。
S(i,n)=G・S(i,n)+G・ejθ・S(i,n) ……(2)
すなわち、基地局装置BSは、第1ユーザ装置UEに対する第1変調信号S(i,n)と、第2ユーザ装置UEに対する、位相回転角θだけ位相回転した第2変調信号S(i,n)とを多重する。
図4は、本実施形態の位相回転多重手法による多重化変調信号S(i,n)をIQ平面上に表現した図である。図中の4つの小円上に位置する16個の点は、QPSK変調された第1変調信号S(i,n)の4つの候補点(図中の大円に内接する正方形の頂点)に対し、QPSK変調された第2変調信号S(i,n)の4つの候補点をそれぞれ多重した点、すなわち、多重化変調信号S(i,n)の候補点(信号点)である。
信号点SPは、16個の候補点のうち実際の1つの信号を例示した点である。第1ユーザ装置UEに対する第1変調信号S(i,n)に対応する中間点MPに、第2ユーザ装置UEに対する第2変調信号S(i,n)を位相回転角θだけ位相回転して加算した点が信号点SPである。
信号多重を行う際に位相回転を加えることにより、隣接する信号点間の距離が増大する。結果として、信号検出の精度が向上し、伝送誤り率が改善されるので、平均BER特性が向上する。
隣接する信号点間の距離が最大である場合に、信号検出の精度が最も向上する。そこで、隣接する信号点間の距離を最大化する位相回転角θ(最適位相回転角θ)を求める。以下、計算を簡単にするため、重み係数をG=1.0,G≧1と仮定して最適位相回転角θを求める。
図5を参照して、ある小円上の点Aと、点Aが位置する小円に隣接する小円上の点B及び点Cとの関係を検討する。図5のIQ平面上において、点AのIQ座標を(a,a)、点BのIQ座標を(b,b)、点CのIQ座標を(c,c)とする。
点A、点B及び点Cの各座標は以下のように表される。
θ=π/2における信号点(小円に内接する正方形)は、θ=0における信号点(小円に内接する正方形)と一致するため、θの範囲を0≦θ≦π/2とする。
である場合に、隣接信号点間の距離が最大化される。上式における左辺は以下の式(3)、右辺は以下の式(4)で表される。
を充たす最適位相回転角θは、以上の式(3)及び式(4)から
を充たす値であると結論付けられる。
ここで、G=1であるから、小円に内接する正方形の1辺の長さの2乗は2である。以上の正方形の1辺の長さの2乗よりも
が大きくなるようにGが設定されると、点Aと点B間の距離及び点Aと点C間の距離よりも、点Aと点D間の距離が小さくなる(すなわち、小円に内接する正方形の隣り合う頂点が隣接点となる)。小円に内接する正方形の1辺の長さは位相回転を行っても変化しないから、以上のような場合は位相回転による信号検出の精度向上の効果が得られないと考えられる。
すなわち、位相回転による信号検出の精度向上の効果が得られる限界は、
の場合である。この場合を充たすG及びθは、
と求められる。したがって、重み係数G
の範囲にある場合において、本実施形態の位相回転による信号検出の精度向上の効果(平均BER特性の改善)が実現される。
1(3)−2. 本実施形態の信号検出手法
本実施形態の各ユーザ装置UEは、準最適検出であるSICに代えて、誤り率を最小化する最適検出の一種である最尤検出(Maximum Likelihood Detection,MLD)を用いて信号検出を実行する。より具体的には以下の通りである。
ユーザ装置UEは、全ての送信シンボル候補について受信信号の推定値を生成し、その推定値と受信信号との距離に基づくメトリックBR(i,n)を算定する。
BR(i,n)=|Y(i,n)−H(n)[G・S(i,n)+G・ejθ・S(i,n)]| ……(5)
次いで、ユーザ装置UEは、以上の式(5)にて算定されるメトリックBR(i,n)を最小にする信号候補
を総当たり的に探索し、探索された信号候補を判定信号として取得する。
1(4). 各要素の構成
1(4)−1. 基地局装置(送信機)の構成
図6は、本実施形態の基地局装置BS(送信機)の構成を示すブロック図である。基地局装置BSは、第1変調部12と第2変調部14と信号制御部16と第1乗算器18と第2乗算器20と位相器22と加算器24と制御信号生成部26とOFDM変調部28と無線送信部30とを備える。
第1変調部12は、第1ユーザ装置UE宛てのビット系列(第1ビット系列)に基づいて各サブキャリアの第1変調信号S(i,n)を生成する。第2変調部14は、第2ユーザ装置UE宛てのビット系列(第2ビット系列)に基づいて各サブキャリアの第2変調信号S(i,n)を生成する。
信号制御部16は、各ユーザ装置UEから報告されるフィードバック情報に基づいて、第1変調信号に対する第1重み係数Gと、第2変調信号に対する第2重み係数Gと、第2変調信号に対する位相回転角θとを特定する。例えば、信号制御部16は、第1ユーザ装置UEにおける受信電力に関する情報(第1受信電力情報)と、第2ユーザ装置UEにおける受信電力に関する情報(第2受信電力情報)とに基づいて、第1重み係数G、第2重み係数G、及び位相回転角θを特定する。特定された第1重み係数G、第2重み係数G、及び位相回転角θは、それぞれ、第1乗算器18、第2乗算器20、及び位相器22に入力される。
第1乗算器18は、第1変調信号S(i,n)に第1重み係数Gを乗算する。第1乗算器18の出力(G・S(i,n))は加算器24に向けられる。第2乗算器20は、第2変調信号S(i,n)に第2重み係数Gを乗算する。第2乗算器20の出力(G・S(i,n))は位相器22に向けられる。位相器22は、第2変調信号G・S(i,n)を位相回転角θだけ位相回転させる。位相器22の出力(G・ejθ・S(i,n))は加算器24に向けられる。なお、位相器22は、第2乗算器20の前段に配置されてもよい。
加算器24は、第1変調信号G・S(i,n)と、第2変調信号G・ejθ・S(i,n)とを加算(多重)して多重化変調信号S(i,n)をOFDM変調部28へ出力する。制御信号生成部26は、第1重み係数Gと第2重み係数Gと位相回転角θとを示す多重化制御信号を生成し、OFDM変調部28へ出力する。
OFDM変調部28は、多重化変調信号S(i,n)と多重化制御信号とを多重してOFDM変調を施し、OFDM変調信号を出力する。以上のOFDM変調においては、IFFT処理とガードインターバルの付加とが行われる。多重化制御信号の多重化は、周波数多重でも時間多重でもよい。無線送信部30は、OFDM変調信号をRF周波数へアップコンバートし、無線信号として送信する。
1(4)−2. ユーザ装置(受信機)の構成
図7は、本実施形態のユーザ装置UE(受信機)の構成を示すブロック図である。ユーザ装置UEは、無線受信部42とOFDM復調部44と制御信号抽出部46とチャネル推定部48と検出部50とを備える。
無線受信部42は、基地局装置BSから送信された無線信号を受信してダウンコンバートし、受信ベースバンド信号として出力する。OFDM復調部44は、受信ベースバンド信号にOFDM復調を施し、サブキャリア信号(多重化復調信号)を出力する。以上のOFDM復調においては、ガードインターバルの除去とFFT処理とが行われる。
制御信号抽出部46は、OFDM復調部44から出力されたサブキャリア信号(多重化復調信号)に基づいて、第1重み係数G、第2重み係数G、及び位相回転角θを抽出する。チャネル推定部48は、受信ベースバンド信号に基づいてチャネル推定を実行する。
検出部50は、OFDM復調部44からのサブキャリア信号(多重化復調信号)、制御信号抽出部46からの第1重み係数G、第2重み係数G、及び位相回転角θ、並びにチャネル推定部48からのチャネル推定結果に基づいて、前述のMLDによるマルチユーザ検出を実行し、ビット系列を検出する。
1(5). シミュレーション結果
本実施形態の信号多重手法及び信号検出手法の特性を検証するため、計算機によるシミュレーションを実行した。図8は、本シミュレーションの条件を示す表である。本シミュレーションにおいては、第1ユーザ装置UEに対する信号成分のE/Nと第2ユーザ装置UEに対する信号成分のE/Nとが等しくなるように第1重み係数G及び第2重み係数Gが制御された。
図9は、PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)特性を示す図である。横軸がPAPR(単位:dB)を示し、縦軸が(相補累積分布関数,Complementary Cumulative Distribution Function)を示す。実線が位相回転多重を行わない場合のPAPRのCCDFを示し、破線が位相回転多重を行った場合のPAPRのCCDFを示す。図9では、実線と破線がほぼ重なっている。すなわち、本シミュレーションにおいては、位相回転多重によるPAPRの増大は観察されなかった。原因は、振幅値の大きい多重信号が全てのサブキャリアで出現する確率が低いためと考えられる。
図10は、AWGN(加法性ホワイトガウスノイズ,Additive White Gaussian Noise)チャネルにおける位相回転多重の効果を示す図である。横軸が位相回転角θを示し、縦軸が符号誤り率(BER)を示す。破線がSICを用いて信号検出を行った結果を示し、実線がMLDを用いて信号検出を行った結果を示す。(G,G)=(1.1,1.0)の場合、SICによる信号検出を行ったときと比較して、MLDによる信号検出を行ったときは位相回転によりBER特性に改善が見られた。
図11から図14は、AWGNチャネルにおける位相回転多重の効果を示す図である。横軸がE/N(単位:dB)を示し、縦軸が符号誤り率(BER)を示す。図11及び図13は、位相回転を行っていない対照群(θ=0)の結果を示している。
(G,G)=(1.1,1.0)の場合において(図12)、θ=π/6の位相回転を加えMLDによる信号検出を行った場合、BER特性に顕著な改善が見られた。また、(G,G)=(2.0,1.0)の場合において(図14)、θ=π/12の位相回転を加えMLDによる信号検出を行った場合、BER特性にある程度の改善が見られた。
図15は、2パスレイリーフェージングチャネルにおける位相回転多重の効果を示す図である。横軸が位相回転角θを示し、縦軸が平均符号誤り率(BER)を示す。破線がSICを用いて信号検出を行った結果を示し、実線がMLDを用いて信号検出を行った結果を示す。(G,G)=(1.1,1.0)の場合、SICによる信号検出を行ったときと比較して、MLDによる信号検出を行ったときは位相回転によりBER特性に改善が見られた。
図16から図19は、2パスレイリーフェージングチャネルにおける位相回転多重の効果を示す図である。横軸がE/N(単位:dB)を示し、縦軸が符号誤り率(BER)を示す。図16及び図18は、位相回転を行っていない対照群(θ=0)の結果を示している。
(G,G)=(1.1,1.0)の場合において(図17)、θ=π/6の位相回転を加えMLDによる信号検出を行った場合、BER特性に顕著な改善が見られた。一方、(G,G)=(2.0,1.0)の場合において(図19)、θ=π/12の位相回転を加えMLDによる信号検出を行った場合、BER特性に改善は見られなかった。
1(6). 本実施形態の効果
以上の本実施形態の構成によれば、第1ユーザ装置宛ての第1変調信号と第2ユーザ装置宛ての第2変調信号とを多重化する際に第2変調信号を位相回転させる。結果として、IQ平面上の隣接する信号点間の距離が増大するので、信号検出の精度が向上する。また、信号検出を行う際に最尤検出(MLD)を用いることにより、信号検出の精度をより向上させることが可能である。
2. 変形例
以上の実施形態は多様に変形される。具体的な変形の態様を以下に例示する。以上の実施の形態および以下の例示から任意に選択された2以上の態様は、相互に矛盾しない限り適宜に併合され得る。
2(1). 変形例1
以上の実施形態の構成では、送信側で位相回転多重が行われ、受信側で最尤検出による信号検出(ビット系列の検出)が行われる。しかしながら、送信側で位相回転多重が行われ、受信側でSICによる信号検出が行われてもよい。
2(2). 変形例2
以上の実施形態の構成では、変調方式としてQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)が採用されるが、他の任意の変調方式(例えば、64QAMや256QAM)が採用されてもよい。
2(3). 変形例3
以上の実施形態では、2ユーザ(2つのユーザ装置UE)に対する変調信号の位相回転多重について説明される。しかしながら、以上の位相回転多重は、3以上のユーザ(3つ以上のユーザ装置UE)に対する変調信号にも適用可能である。
12……第1変調部、14……第2変調部、16……信号制御部、18……第1乗算器、20……第2乗算器、22……位相器、24……加算器、26……制御信号生成部、28……OFDM変調部、30……無線送信部、42……無線受信部、44……OFDM復調部、46……制御信号抽出部、48……チャネル推定部、50……検出部、BS……基地局装置、CS……無線通信システム、UE……ユーザ装置。

Claims (5)

  1. 複数のユーザ装置と、
    非直交多元接続によって前記複数のユーザ装置と下り無線通信を行う基地局装置とを備える無線通信システムであって、
    前記基地局装置は、
    第1ユーザ装置宛てのビット系列である第1ビット系列に基づいて第1変調信号を生成する第1変調部と、
    第2ユーザ装置宛てのビット系列である第2ビット系列に基づいて第2変調信号を生成する第2変調部と、
    前記第1変調信号に対する第1重み係数と、前記第2変調信号に対する第2重み係数と、前記第2変調信号に対する位相回転角とを特定する信号制御部と、
    前記第1変調信号に前記第1重み係数を乗算する第1乗算器と、
    前記第2変調信号に前記第2重み係数を乗算する第2乗算器と、
    前記第2変調信号を前記位相回転角だけ位相回転させる位相器と、
    前記第1重み係数が乗算された第1変調信号と、前記第2重み係数が乗算され前記位相回転角だけ位相回転された第2変調信号とを多重して多重化変調信号を出力する加算器と、
    前記多重化変調信号に対しOFDM変調を施してOFDM変調信号を出力するOFDM変調部と、
    前記OFDM変調信号をアップコンバートし無線信号として送信する無線送信部とを備える
    無線通信システム。
  2. 前記信号制御部は、
    前記第1ユーザ装置における受信電力に関する第1受信電力情報と、前記第2ユーザ装置における受信電力に関する第2受信電力情報とに基づいて、前記第1重み係数と前記第2重み係数と前記位相回転角とを特定する
    請求項1の無線通信システム。
  3. 前記基地局装置は、さらに
    前記信号制御部により特定された前記第1重み係数と前記第2重み係数と前記位相回転角とを示す多重化制御信号を生成し、前記OFDM変調部に対して前記多重化制御信号を出力する制御信号生成部を備え、
    前記OFDM変調部は、
    前記多重化変調信号と前記多重化制御信号とを多重してOFDM変調を施し、前記OFDM変調信号を出力する
    請求項1または2の無線通信システム。
  4. 前記複数のユーザ装置の各々は、
    前記無線信号を受信してダウンコンバートし受信ベースバンド信号を出力する無線受信部と、
    前記受信ベースバンド信号に対しOFDM復調を施して多重化復調信号を出力するOFDM復調部と、
    前記多重化復調信号に基づいて、前記第1重み係数、前記第2重み係数、及び前記位相回転角を抽出する制御信号抽出部と、
    前記受信ベースバンド信号に基づいてチャネル推定を実行するチャネル推定部と、
    前記多重化復調信号、前記第1重み係数、前記第2重み係数、及び前記位相回転角、並びに前記チャネル推定の結果に基づいて、ビット系列を検出する検出部とを備える
    請求項3の無線通信システム。
  5. 前記検出部は、最尤検出を用いて前記ビット系列を検出する
    請求項4の無線通信システム。
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