KR20080077697A - Ｍｃ－ｃｄｍａ 시스템, 송신기 및 수신기 - Google Patents

Abstract

지연파에 의한 영향이 특정 사용자에게만 나타나도록 허용하는 신규한 직교 확산 코드를 사용하는 MC-CDMA 송신기 및 MC-CDMA 수신기가 제공된다. MC-CDMA 시스템은: 주파수 영역에서, 송신 신호에, 진폭이 r이고 주파수 주기들이 사용자들 간에 상이하여 직교하는 정현파 신호를 곱하여, 확산되고 직교 서브캐리어들로 분할되도록 하고, 그 서브캐리어들을 다중화하는 송신기; 및 주파수 영역에서, 진폭이 r이고 주파수 주기들이 사용자들 간에 상이하여 직교하는 정현파 신호가 그 송신 신호에 의해 곱해지고, 그 결과가 역으로 확산되는 방식으로, 그 송신기로부터 송신 신호를 수신하는 수신기를 포함한다.

MC-CDMA 시스템, 주파수 영역, 서브캐리어, 푸리에 변환, 지연파

Description

ＭＣ－ＣＤＭＡ 시스템, 송신기 및 수신기{MC-CDMA SYSTEM, TRANSMITTER AND RECEIVER}

본 발명의 배경

본 발명의 분야

본 발명은 다중 캐리어 CDMA (이하 MC-CDMA라 지칭함) 방법에 기초한 MC-CDMA 시스템을 위해 사용되는 송신기 및 수신기에 관한 것이다.

관련 기술의 설명

이동 무선 통신에서, 주파수 선택성 페이딩 환경 (frequency selectivity fading environment) 하에서의 초고속 무선 액세스 기술로서, OFDM 방법과 CDMA 방법을 병합하여 초래한 MC-CDMA 시스템에 주의가 집중된다. 이 시스템은, 송신 신호를 송신하기 위해, 송신 신호가 주파수 영역에서 각각의 사용자 고유의 코드 시퀀스에 의해 곱해져서, 확산되고 복수의 서브캐리어들로 분할되는 시스템이다 (Wataru Matsumoto 및 Hideki Ochiai 에 의해 쓰여진 "Application of OFDM Modulation Method", Triceps Corporation, 2001, 참조).

이 시스템의 송신기 및 수신기를 포함하는 종래 구성이 도 4에 도시된다.

도 4에서, d^(k)는 사용자 k의 데이터를 표현한다. 이 시점에서, 데이터는 디지털 데이터이다. 각각의 QPSK 변조부는 2비트의 데이터를 수신하고 그 데이 터를 하나의 심볼의 형태로 출력한다. 각각의 복사부는 확산률 (spreading ratio) 에 의해 데이터를 주파수 축 상에 복사한다. L은 확산률을 표현한다. 복사 동작은 확산 코드들의 수에 대응하는 횟수 수행된다. C_{m ,k}는 k번째 사용자의 m번째 서브캐리어의 확산 코드를 표현한다. 사용되는 확산 코드는 도 1에 도시된 월시 확산 코드 (Walsh spreading code) 이다. C_{m ,k}는 도 1의 m행 및 k열의 확산 코드를 표시한다. 각각의 다중화부는 사용자들의 확산된 신호를 다중화한다. 파일럿 심볼 삽입부는, 복조 측의 전파 경로의 상황을 조사하기 위한 파일럿 심볼을 다중화부로부터의 출력 신호에 삽입한다. 일반적으로, 송신 데이터가 그 원래의 데이터로 복원될 때, 데이터가 지연 및 페이딩 현상을 겪었으므로, 송신 측의 프로세스가 역으로 실행되더라도, 데이터는 원래의 데이터로 복원되지 않는다. 이에 대처하기 위해, 알려진 파일럿 심볼이 삽입되고, 수신 측은 수신된 파일럿 심볼에 기초하여 전파 경로의 상황을 추정한다. 그리고, 수신 측은 그 추정된 정보 (전파 경로의 지연 프로파일 및 주파수 응답) 를 사용함으로써 수신 데이터를 복조한다. IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 부는 주파수 스펙트럼을 시간 신호로 변환하기 위해 IFFT를 수행한다. 보호 구간 (guard interval) 부가부는 지연파에 대한 대책을 얻기 위해 제공되고, 복조 측이 FFT (Fast Fourier Transform) 를 수행할 때 이전의 심볼이 샘플에 진입하는 것을 방지한다. 보호 구간의 제공으로, 지연이 발생하는 경우에, 신호의 트레일링 (trailing) 부분이 신호의 리딩 (leading) 부분에 위치된다. 이로부터, 신호가 지연에 의해 순환적으로 (cyclically) 시프트되었음이 인지된다. 수신 측에서, 보호 구간 부가부는, 수신 데이터로부터 보호 구간을 제거하고, 시간 신호를 주파수 스펙트럼으로 변환하기 위해 FFT 프로세스를 실행한다. 수신기는 그 스펙트럼으로부터 추정을 위한 파일럿 심볼을 추출하고, 전파 경로 추정부는 추출된 파일럿 심볼 및 수신 파일럿 심볼에 기초하여, 전파 경로의 주파수 응답 h_m을 추정한다. 그 후, 가중 인자 계산부는 확산 코드 C_{m ,k} 및 주파수 응답 h_m에 가중치를 부여하여, k번째 사용자, 및 m번째 서브캐리어의 가중 인자 G_{k ,m}을 획득하고, QPSK 변조부의 입력인 하나의 심볼을 2비트 데이터로 변환한다.

그렇게 구성된 MC-CDMA 시스템에서, 월시 코드가 확산 코드를 위해 사용된다. 그러나, 그러한 확산 신호가 사용되는 경우에, 지연파의 영향을 받는 경우, 사용자들의 확산 코드들은 그들의 직교성을 잃는다. 그 영향은 복수의 사용자들에 미치고, 오류율 특성이 열화된다. 이에 대처하기 위해, 복조 시에 합성을 위해 가중 인자를 사용하는 직교화합성 (Orthogonality Restoring Combining; ORC) 방법, 및 최소 평균 자승 오차 합성 (Minimum Mean Square Error Combining; MMSEC) 방법이 제안된다. 이들 제안들은 대책을 위해 유효함이 확인되었다 (N. Yee 및 JP. Linnartz에 의한, "Controlled Equalization of Multicarrier CDMA In Indoor Rician Fading Channel", "Proc. IEEE VTC '94, pp.1665 - 1669, 1994; A. Chouly, A. Brajal, 및 S. Jourdan에 의한, "Orthogonal multicarrier techniques applied to direct sequence spread spectrum CDMA systems", Proc. IEEE GLOBECOM, '93, pp1723 - 1728, 1999년 9월; 및 S. Hara 및 R. Prasad에 의한, "Design and Performance of Multicarrier CDMA systems in Frequency-Selective Rayleigh Fading Channels", IEEE Trans. Veh. Technol., Vol. 48, pp1584 - 1595, 1999년 9월, 참조).

그러나, 또한, 그러한 방법들에서, 다중수 (multiplex number) 가 증가하는 경우에, 완전하게 직교성을 유지하는 것이 불가능하고, BER 특성이 채널간 간섭에 의해 열화된다.

본 발명의 요약

따라서, 본 발명의 목적은, 지연파의 영향이 특정 사용자에게만 나타나도록 하는 신규한 직교 확산 코드들을 각각 사용하는, MC-CDMA 송신기 및 MC-CDMA 수신기를 제공하는 것이다.

상기 문제점들을 해소하기 위해, 주파수 영역에서, 진폭이 r이고 주파수 주기들이 사용자들 간에 상이하여 직교하는 정현파 신호에, 송신 신호의 실수 성분 및 허수 성분을 곱하여, 확산되고 직교 서브캐리어들로 분할되도록 하고, 그에 의해 그 서브캐리어들을 다중화하며, 그 다중화된 하나를 송신한다.

또한 수신 측에서, 수신기는, 주파수 영역에서, 진폭이 r이고 주파수 주기들이 사용자들 간에 상이하여 직교하는 정현파 신호가 수신 신호에 의해 곱해지고, 그 결과가 역으로 확산되는 방식으로, 송신기로부터 송신 신호를 수신한다.

확산 코드에 대해, 확산 코드는 지연파의 지연 시간에 대해서 다른 확산 코드와 일치 (coincident) 한다.

그렇게 함으로써, 지연파는 그 지연 시간에 대응하는 사용자에게만 영향을 미친다. 다중수가 작은 경우에, 채널간 간섭이 데이터 배열을 변경함으로써 제거된다. 또한 다중수가 큰 경우에, 비터비 알고리즘 (viterbi algorithm) 을 사용함으로써 우도 추정을 행하는 것이 가능하다.

이렇게 구성된 본 발명에서, 송신기 측에서, 확산 프로세스 및 다중화 프로세스가 IFFT와 같은 역 푸리에 변환을 사용함으로써 수행된다. 수신 측에서, 역확산 프로세스가 FFT와 같은 푸리에 변환을 사용함으로써 수행된다.

그렇게 함으로써, 송신 측에서 개별적으로 수행되는 확산 프로세스 및 다중화 프로세스가 FFT에 의해 일괄로 처리될 수 있다. 수신 측에서, 종래 기술이 사용되는 경우에, 데이터를 추출하기 위해, 수신 신호가 각각의 확산 코드와 상관해야만 한다. 그러나, 본 발명에서, 수신 데이터는 FFT에 의해 일괄로 추출될 수 있다. 이는 프로세스를 간략화한다.

또한, 확산 프로세스 및 다중화 프로세스가 역 푸리에 변환을 사용함으로써 수행되고, 그 후 서브캐리어들이 위상 마스크 (phase mask) 를 사용함으로써 위상 시프트된다. 이와 관련하여, 또한 수신 측에서, 서브캐리어들 각각의 위상이 위상 마스크를 사용함으로써 재설정되고, 그 후 그 결과가 푸리에 변환에 의해 역으로 확산된다.

확산 프로세스 및 다중화 프로세스가 역 푸리에 변환을 사용함으로써 수행되고, 그 후 역 푸리에 변환되는 경우에, 그 결과 데이터는 단순히 데이터의 순서가 변화된, 확산되지 않은 데이터이다. 한편, 서브캐리어들이 위상 마스크를 사용 함으로써 위상 시프트되고, 역 푸리에 변환되는 경우에, 송신 시의 신호가 시간으로 확산된다. 그리고, 수신 측에서, 서브캐리어들의 위상들이 알려진 위상 마스크에 의해 재설정되는 경우에, 송신 신호는 그 원래의 상태로 복원된다.

본 발명의 MC-CDMA 시스템은: 주파수 영역에서, 송신 신호에, 진폭이 r이고 주파수 주기들이 사용자들 간에 상이하여 직교하는 정현파 신호를 곱하여, 확산되고 직교 서브캐리어들로 분할되도록 하고, 그 서브캐리어들을 다중화하는 송신기; 및 주파수 영역에서, 진폭이 r이고 주파수 주기들이 사용자들 간에 상이하여 직교하는 정현파 신호가 송신 신호에 의해 곱해지고, 그 결과가 역확산되는 방식으로, 송신기로부터 송신 신호를 수신하는 수신기를 포함한다. 지연파는 그 지연 시간에 대응하는 사용자에게만 영향을 미친다. 다중수가 작은 경우에서, 채널간 간섭이 데이터 배열을 변경함으로써 제거된다. 또한 다중수가 큰 경우에서, 비터비 알고리즘을 사용함으로써, 최우도 (maximum likelihood) 추정을 행하는 것이 가능하다.

본 발명의 또 다른 목적, 특징, 및 이점은 (첨부 도면에 관련하여) 바람직한 실시형태들의 이하 설명으로부터 명백하게 될 것이다.

도면의 간단한 설명

도 1은 종래 MC-CDMA 시스템에서 사용되는 월시 코드를 도시하는 테이블이다.

도 2는 본 발명에 따른 MC-CDMA 시스템을 위해 사용되는 직교 확산 코드의 그룹을 도시하는 테이블이다.

도 3은 실시형태에서의 직교 확산 코드의 실수 성분 및 허수 성분을 도시한다.

도 4는 종래 MC-CDMA 시스템의 송신기를 도시하는 다이어그램이다.

도 5는 본 발명의 일 실시형태인, MC-CDMA 시스템의 송신기 및 수신기의 구성을 도시하는 블록도이다.

도 6은 실시형태에서의 확산 코드와 지연 간의 관계를 도시하는 다이어그램이다.

도 7은 실시형태에서의 데이터 배열 방법을 도시하는 다이어그램이다.

도 8은 정적 환경에서의 종래 Eb/N₀ 대 BER 성능을 도시하는 그래프이다.

도 9는 본 발명에 따른 정적 환경에서의 Eb/N₀ 대 BER 성능을 도시하는 그래프이다.

도 10은 본 발명에 따른 정적 환경에서의 다른 Eb/N₀ 대 BER 성능을 도시하는 그래프이다.

도 11은 본 발명에 따른 정적 환경에서의 또 다른 Eb/N₀ 대 BER 성능을 도시하는 그래프이다.

도 12는 본 발명에 따른 페이딩 환경에서의 종래 Eb/N₀ 대 BER 성능을 도시하는 그래프이다.

도 13은 본 발명에 따른 페이딩 환경에서의 Eb/N₀ 대 BER 성능을 도시하는 그래프이다.

도 14는 본 발명에 따른 페이딩 환경에서의 Eb/N₀ 대 BER 성능을 도시하는 그래프이다.

도 15는 요구되는 DUR 대 Eb/N₀를 도시하는 그래프이다.

바람직한 실시형태들의 설명

본 발명의 일 실시형태가 첨부 도면들에 관련하여 이하 설명될 것이다.

도 5는 본 발명의 일 실시형태인, MC-CDMA 송신기 및 MC-CDMA 수신기를 포함하는 MC-CDMA 시스템의 구성을 도시한다. 도 2는 그 실시형태에서 사용되는 직교 확산 코드의 그룹을 도시하는 테이블이다. 도 3은 직교 확산 코드들의 위상 및 진폭을 도시한다.

확산률 L이 32, L = 32인 경우에, 도 3에 도시된 바와 같이, 본 실시형태의 특징 중 하나인, 직교 확산 코드의 그룹이 사인파 또는 코사인파 (이하 정현파라 지칭됨) 와 같은 직교 관계에 기초하여 생성된다. 직교 확산 코드 그룹은 이 성질에 기초하여 생성된다. 각각의 서브캐리어의 주파수 간격이 △f 이고, m번째 서브캐리어의 주파수 F_m 은 m△f, F_m = m△f (m=0,1,...,L-1) 이라고 가정하면, 사용자 k (k=0,1,...,k-1 : k = 사용자의 수) 의 확산 코드 시퀀스는 다음 식에 의해 나타내어 진다.

(식 1)

c⁽⁰⁾(f_m) = 1 이라고 가정하면,

(식 2)

를 얻는다.

이 식은 확산 코드 시퀀스를 나타낸다. 제안된 직교 확산 코드 그룹의 상관은 0이고, 사용자들 간의 상관은 0이다. 따라서, 사용자들 간의 직교성이 획득될 수 있다.

종래 시스템의 월시 코드는 (-1, 1) 의 이진 시리즈이다. 이 코드를 사용하여 신호를 확산시키는 것은, 확산률 만큼 복사된 데이터를 주파수 축 상에 배열하고, 그 데이터를 (0,

) 만큼 위상 시프트하는 것을 의미한다. 이 경우에, 신호의 위상은 변화되지만, 진폭은 일정하게 유지된다. 따라서, 그 스펙트럼은 사각형 형상을 갖는다. 이에 대하여, 제안된 직교 코드에 의해 신호가 확산될 때, 신호의 실수 성분 및 허수 성분이 정현파 신호들이므로 신호의 위상이 변화된다. 그러나, 신호의 진폭이 일정하므로 월시 코드를 사용하여 확산된 경우와 같이 그 스펙트럼은 사각형이다.

도 4에 도시된 종래 MC-CDMA 시스템의 송신기의 구성에서, 데이터가 확산률 만큼 복사되고, 그 데이터는 사용자들 고유의 확산 코드들에 의해 곱해지고, 그 후 모든 사용자들의 확산 데이터가 다중화된다. 제안된 직교 코드가 사용되는 경우에, 다중화된 서브캐리어 신호가 다음 식에 의해 나타내어 진다.

(식 3)

상기 식에서, d(k) 는 사용자 k의 데이터를 표현한다. 이 식은 이산 시간 신호가 V_s(t) 이고 이산 주파수 스펙트럼이 V_s(f) 인 경우에 역 이산 푸리에 변환 (IDFT) 식과 동일하다.

(식 4)

따라서, 제안된 직교 코드를 사용하여 서브캐리어들을 확산 및 다중화하는 프로세스는 IDFT, 및 IDFT의 고속 프로세스인 IFFT로 대체될 수도 있다. 종래 MC-CDMA 시스템을 도시하는 도 4에서, 송신기 측의 점선으로 둘러싸인 블록이 IFFT로 대체된다. 그 확산/다중화 방법이 사용되는 경우에 문제점이 존재한다. 이 방법이 사용되는 경우에, 송신 시에 IFFT가 연속 2회 수행된다.

이산 푸리에 변환은 다음 식으로 나타내어 진다.

(식 5)

f = -f' 인 경우에, 식 5는 다음 식이 된다.

(식 6)

보이는 바와 같이, IDFT와 DFT 간의 차이는 계산 결과의 부호가 반전된다는 사실이다. 따라서, IDFT의 고속 프로세스인 IFFT가 2회 수행되는 경우에, 사용자 데이터가 단순히 시간순으로 변화된 MC-CDMA 신호가 획득된다. 그러한 신호는 확산 효과를 산출하지 못한다.

이에 대처하기 위해, IFFT가 확산/다중화 프로세스를 대신하여 실행된다. 그 후, IFFT가 수행되기 전에, 위상 마스크에 의해 서브캐리어들의 위상들이 랜덤화된다. 위상 마스크는 일정한 진폭 및 랜덤 위상을 갖고, 송신기 및 수신기에 알려져 있어야만 한다. 이 위상 마스크는 인접한 셀들과 구별하기 위한 코드로서 사용될 수도 있다. 위상 마스크가 사용되는 경우에, 송신 시의 MC-CDMA 신호가 또한 시간으로 확산된다. 제안된 확산/다중화 방법 및 위상 마스크를 사용하는, MC-CDMA 시스템의 송신기 및 수신기의 구성이 도 5에 도시된다.

도 5에서, d^(k)는 사용자 k의 데이터를 표시한다. 그 데이터는 시리얼 데 이터 시퀀스를 블록들로 분할하여 형성된 디지털 데이터이다.

QPSK 변조부는 2비트 데이터를 수신하고 그 데이터를 단일 심볼의 형태로 출력한다.

설명 중인 송신기는, 도 4의 송신기의 점선에 의해 둘러싸인 부분이 IFFT 부 및 위상 시프트부로 대체되는 점에서 종래 시스템 (도 4) 의 송신기와 상이하다. 제안된 확산 코드가 사용되는 경우에, 데이터를 확산률 만큼 복사하고, 그 데이터를 다중화하기 위해 데이터에 확산 코드를 곱하는 프로세스가 IFFT 프로세스로 대체된다. IFFT는 스펙트럼을 시간 신호로 변환한다. 이 동작은 상이한 주파수를 갖는 파에 데이터를 중첩하고 그 파들을 합하기 위한 것이다. 이는 제안된 확산 코드에 의해 신호를 확산하는 프로세스와 동일하다.

위상 시프트 처리부는, IFFT에 의해 처리된 서브캐리어의 진폭/위상 정보를 위상 마스크 수단에 의해 임의의 값만큼 시프트시킨다. 그 위상 마스크는 진폭이 일정하고 위상이 랜덤값으로 설정되며, 각각의 서브캐리어에 의해 곱해진다. 이러한 방식으로, 서브캐리어들의 위상들이 변화되고, 그 후 제 2 IFFT가 수행된다. 다음 IFFT는, 위상 시프트 처리부로부터 출력된 신호를 주파수 영역으로부터 시간 영역으로 변환한다. 파일럿 심볼 삽입부는, 종래와 동일하게, 복조 측의 전파 경로의 상황을 조사하기 위한 파일럿 심볼을 출력 신호에 삽입한다.

보호 구간 부가부는, 종래와 동일하게, 지연파 대책을 위해 제공된다. FFT가 복조 측에서 수행되는 경우에, 보호 구간 부가부는 이전의 심볼이 샘플에 진입하는 것을 방지한다. 보호 구간의 제공으로, 지연이 발생한 경우에, 신호의 트레일링 부분이 신호의 리딩 부분에 위치된다. 이로부터, 신호가 지연에 의해 순환적으로 시프트되었음이 인지된다.

한편, 수신기는 송신기로부터 오는 신호를 수신한다. 보호 구간 제거부는, 보호 구간을 제거하고, FFT는 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 스펙트럼을 표현하는 신호로 변환한다. 파일럿 심볼 제거부는 지연 추정을 위한 파일럿 심볼을 추출하고, 알려진 송신 파일럿 심볼 및 수신 파일럿 심볼을 사용하여 상관을 획득하여 그에 의해 ρ_kk 및 αρ_kk 를 획득한다. 파일럿 심볼이 제거된 스펙트럼은 송신 측에서 사용되는 위상 마스크에 의해 곱해지고, 그에 의해 그 스펙트럼은 원래의 상태로 복원된다. 또한, 다음 FFT는 역확산을 처리한다. 그렇게 획득된 파일럿 심볼은 임시 판정 심볼로서 사용된다. 비터비 알고리즘에 기초한 최우도 추정이 ρ_kk 및 αρ_kk 를 사용하여 수행되고, 그에 의해 사용자 k의 복조된 데이터 d_r ^(k) 를 획득한다.

제안된 직교 확산 코드와 지연파 간의 관계에 관한 설명이 주어진다. 제안된 직교 확산 코드의 최대 특징은 지연파로부터 기인하는 채널간 간섭이 특정 사용자의 확산 코드에만 한정된다는 것이다. 지연파가 존재하고, 일 지연파의 크기가 α이고 지연 시간이 M 샘플인 경우에, 주파수 영역에서의 채널 특성은 다음과 같이 주어진다.

(식 7)

사용자 k+M 에 할당된 코드 C^(k+M)의 지연파 성분은 다음 식에 의해 나타내어 진다.

(식 8)

일 샘플의 지연 시간을 갖는 지연파가 존재하는 경우에, 사용자 2와 사용자 3의 확산 코드들 간의 관계는 예로서 도 6에 도시된다. 도면에서 보이는 바와 같이, 사용자 3의 확산 코드의 지연파 성분은 사용자 2의 확산 코드 패턴과 동일한 패턴을 갖는다. 이는 모든 코드에 대해 공통이다. 사용자 k+1의 확산 코드의 지연파 성분은 사용자 k의 확산 코드 패턴과 동일한 패턴을 갖는다. 지연파의 지연 시간이 M 샘플인 경우에, 사용자 k+M의 확산 코드의 지연파 성분은 사용자 k의 확산 코드 패턴과 동일한 패턴을 갖는다.

이 제안된 직교 확산 코드 그룹이 사용되는 경우에 지연파에 의해 야기되는 채널간 간섭을 위해 취해진 대책에 관한 설명이 주어진다.

MC-CDMA 다중화 환경에서, 하나의 심볼은 수신 신호 R을 확산 코드 C^(k)와 상 관시킴으로써 합성되고, 따라서 사용자 k의 복조 심볼 d_r ^(k)는 다음 식과 같이 주어진다.

(식 9)

이 식에서, L은 확산 인자이고, ρ_kk는 확산 코드 C^(k)의 자기상관값이며, Z_n은 가우시안 잡음이다. 이는 지연파에 의한 영향이 존재하지 않는 경우의 복조 심볼이다. 신호가 (크기가 α, 지연 시간이 M 샘플인) 지연파에 의한 간섭에 의해 영향을 받는 경우에, 제안된 직교 확산 코드가 사용되는 경우의 사용자 k의 복조 심볼 d_r ^(k)에 영향을 미치는 확산 코드는 오직 사용자 k+M의 코드일 뿐이다. 복조 심볼 d_r ^(k)는 다음 식과 같이 주어진다.

(식 10)

종래 월시 코드가 사용되는 경우에, 신호는 일 지연파에 의해 영향을 받아서 복수의 확산 코드들을 간섭하게 된다. 식 10에 의해 나타내어 지는 성질을 갖는 제안된 직교 확산 코드를 사용하여, 지연파에 의해 영향을 받는 확산 코드는 특 정한 것으로 한정된다. 이러한 성질을 사용하는 2개의 방법들이 설명될 것이다. 제 1 방법은 사용자들의 수가 적은 경우의 확산 코드 선택 방법이고, 제 2 방법은 사용자들의 수가 많은 경우의, 비터비 알고리즘을 사용하는 다중 사용자 추정 방법이다.

<제안 방법 1>

사용자들의 수가 적은 경우에 확산 코드를 선택하는 방법이 먼저 설명될 것이다. 제안된 직교 확산 코드를 사용함으로써, 지연파 성분에 의한 간섭이 지연 시간에 기초한 확산 코드에만 나타난다. 즉, 지연파에 의해 영향을 덜 받도록 확산 코드를 선택함으로써, 지연파 영향이 줄어들게 된다. n = 자연수, k' = nk (k = 1,2,...,L-1) 라고 가정하면, 제안된 직교 확산 코드 시퀀스는 다음 식과 같이 나타내어 진다.

(식 11)

이 경우에서, 신호는 nk 샘플의 지연을 갖는 지연파에 의한 간섭에 의해 영향을 받는다. 동시 접속 사용자의 수는 L/n 로 감소한다. 확산/다중화 프로세스가 IFFT로 대체될 때, IFFT 포인트가 매 n 포인트에서 얻어지도록 사용자들의 데이터가 재배열되는 경우에 동시 대책이 얻어질 수도 있다.

도 7은 지연 시간 M이 1 샘플, 즉 M = 1, 그리고 n = 1 및 n = 2인 경우의, 복조 시의 채널간 간섭을 도시한다.

<제안 방법 2>

사용자들의 수가 많은 경우의, 비터비 알고리즘을 사용하는 다중 사용자 추정 방법이 설명될 것이다.

식 10에서, 복조 심볼 d_r ^(k)가 시간 순차적인 경우에, ρ_kk 및 αρ_kk가 임펄스 응답이고, 식 10은 심볼간 간섭을 나타낸다고 고려될 수도 있다. 따라서, 비터비 알고리즘에 기초한 최우도 시퀀스 추정 방법과 같은 방법이 이용 가능하다.

복조 심볼 (d_r ⁽⁰⁾,d_r ⁽¹⁾,...,d_r ^(k),...,d_r ^(k-1)) 이 시간 순차적인 경우에, d_r ^(k+M) 내지 d_r ^(k)의 심볼의 변화는 식 10을 사용하여 ρ_kk 및 αρ_kk를 획득함으로써 실제 전송 심볼들 d^(k+M) 및 d^(k)의 조합의 수로 한정된다.

M (지연 시간) = 1 샘플이고, 변조 방법이 QPSK라고 가정한다. 상태 00 (σ_n+1 = d^(k+1) = 00) 에서, 사용자 k의 복조 심볼이 00 (d^(k) = 00) 인 경우에, 00 → 1+j이면, d^(k+1) = d^(k) = -1+j이다. 따라서, (-1 + j)ρ_kk + (-1 +j)αρ_kk가 복조 심볼이다.

이러한 방식으로, 비터비 알고리즘의 천이 상태가 획득되고, 메트릭 계산이 순차적으로 수행되어 생존 경로 (surviving path) 를 결정하고, 송신된 데이터 시퀀스가 획득된다. 메트릭 계산의 수행 시, 선두의 심볼이 수신 측에 알려져 있 어야만 한다. 동시 접속 사용자들의 수가 1만큼 감소된다.

실시형태 1

다음으로 컴퓨터 시뮬레이션이 설명될 것이다. 시뮬레이션 제원이 테이블 1에 먼저 도시된다.

(테이블 1)

	종래 방법 (MMSEC)	제안 방법 1	제안 방법 2
1차 변조	QSPK
확산	통상 방법	IFFT	IFFT
서브캐리어 수	32
확산률	32
최대 다중수	32	16	31
보호 구간 길이	심볼 길이의 15%
전파 모델	2파 레일리 모델 (지연 시간: 1 샘플 DUR: 4dB)
심볼 동기	완전 동기
전파 경로 추정	파일럿 심볼에 의해

송신 측에서, QPSK 변조부들에 의해 1차 변조되는 각각의 사용자의 데이터가 배열되고, IFFT 프로세스가 확산/다중화 프로세스를 대신하여 실행되며, 서브캐리어들의 위상들이 위상 마스크에 의해 설정되고, 모든 사용자들에 공통인 파일럿 심볼이 삽입된다. 그 후, MC-CDMA 시간 신호를 생성하기 위해 IFFT가 수행되고, 보호 구간이 MC-CDMA 시간 신호에 삽입된다. 수신 측에서, 보호 구간이 제거되고, FFT는 수신 신호를 주파수 축 상에 분할한다. 위상 마스크에 의해 설정되었던 서브캐리어들의 위상들이 재설정되고, FFT가 역확산을 대신하여 수행되고, 그에 의해 합성된 복조 심볼을 생성한다. 이는 임시 판정 심볼로서 사용된다. 파일럿 심볼로부터 지연 프로파일이 획득된다. ρ_kk 및 αρ_kk의 값을 획득하기 위해, 동기 가산이 수회 수행된다. 정적 환경 (static environment) 에서 사용자들의 수가 적은 경우에는, 송신 시 각각의 사용자의 데이터 배열이 변화되고, 임시 판정 심볼은 바로 수신 심볼이 된다. 또한, 페이딩 환경에서, 지연파에 의한 영향은 무시 가능하다. 그러나, ρ_kk를 사용하여 직접파의 위상 회전만을 보정함으로써 수신 심볼이 획득된다. 사용자들의 수가 많은 경우에, 비터비 알고리즘에 기초한 최우도 다중 사용자 검출이 임시 판정 심볼, 및 ρ_kk 및 αρ_kk를 사용함으로써 수행된다. 심볼 출력은 추정 수신 심볼로서 사용된다. 그 경우들에서의 Eb/N₀ (정보 복조 후의 비트당 신호 전력 대 잡음 전력 스펙트럼 밀도의 비) 대 BER 성능은 시뮬레이션에 의해 계산되었다.

종래 MMSEC 복조 방법이 사용되는 경우에 정적 환경의 Eb/N₀ 대 BER 성능이 도 8에 도시된다. 그 특성을 획득하기 위한 시뮬레이션은, MMSEC의 가중 인자를 결정하기 위해 사용된 잡음의 변화가 알려져 있다는 가정에 기초한다. 제안된 확산/다중화 방법을 사용하는 경우의 Eb/N₀ 대 BER 성능이 도 9에 도시된다. 이 경우에서, 지연 시간에 기초한 사용자들이 직접 영향을 받는다. 따라서, 복조 측에서 어떤 특별한 대책이 취해지지 않는 한, Eb/N₀ 대 BER 성능이 상당히 열화된다. 사용자들의 수가 증가되더라도 영향의 정도는 변하지 않는다. 제안 방법에서, 소수의 사용자들의 상황 하에서 데이터 배열이 변화되는 경우의 Eb/N₀ 대 BER 성능이 도 10에 도시된다. 특성으로부터 보이는 바와 같이, 지연파에 의한 영향이 완전히 제거된다. 비터비 알고리즘에 기초한 최우도 다중 사용자 검출이 다수의 사용자들의 상황 하에서 수행되는 경우의 Eb/N₀ 대 BER 성능이 도 11에 도시된다. 도면은 제안 방법이 사용되는 경우에, 사용자들의 수가 증가하는 경우에도 BER 특성이 조금 열화되는 것을 도시한다. 최대 다중수가 존재하는 경우에 BER = 10^-3이 달성되는 Eb/N₀ 비가 MMSEC 기반 복조 방법에 비하여 약 6dB 개선되었음이 확인된다.

페이딩 환경에서 종래 MMSEC 기반 복조 방법이 사용되는 경우의 Eb/N₀ 대 BER 성능이 도 12에 도시된다. 이 시뮬레이션에서도, 잡음 변화가 수신 측에 알려져 있다. 제안 방법에서, 소수의 사용자들의 상황 하에서 데이터 배열이 변화되는 경우의 Eb/N₀ 대 BER 성능이 도 13에 도시된다. 그 특성은 지연파에 의한 영향이 제거되고, 지연파에 의한 다이버시티 효과가 존재하지 않음을 보여준다. 비터비 알고리즘에 기초한 최우도 다중 사용자 검출이 다수의 사용자들의 상황 하에서 수행되는 경우의 Eb/N₀ 대 BER 성능이 도 14에 도시된다. 도면은 제안 방법이 사용되는 경우에, 이전의 정적 환경에서와 같이, 사용자들의 수가 증가하는 경우에도 BER 성능이 조금 열화되는 것을 도시한다. 또한, 페이딩 환경에서 다이버시티 효과가 존재하므로, 최대 다중수에서 BER = 10^-3이 달성되는 Eb/N₀ 비가 MMSEC 방법에 비하여 약 9dB 만큼 대폭 개선되었음이 확인된다.

각각의 방법에서 다중수가 16인 경우에서 BER = 10^-3이 달성되는 Eb/N₀ 비와, 선행파와 지연파의 전력비로서의 DUR 간의 관계가 도 15에 도시된다. 보이는 바와 같이, 종래 방법의 MMSEC 기반 복조에서는, 정적 환경에서 지연파의 전력의 증가에 의해 그 성능이 열화되지만, 제안 방법에서는 그 특성이 DUR에 의존하지 않는다.

본 발명이 현재 바람직한 실시형태라 고려되는 실시형태에 관련하여 설명되었지만, 본 발명이 개시된 실시형태들에 한정되는 것이 아님을 이해해야 한다. 반대로, 본 발명은 첨부된 청구범위의 사상 및 범위 내에 포함되는 다양한 변경 및 균등한 구성을 커버하도록 의도된다. 첨부된 청구범위의 범위는 모든 그러한 변경, 및 균등한 구조 및 기능을 포함하도록, 가장 넓은 해석이 주어진다.

Claims (9)

1. 다중 캐리어 CDMA 방법을 사용하는 MC-CDMA 시스템으로서,

   주파수 영역에서, 송신 신호에, 진폭이 r이고 주파수 주기들이 사용자들 간에 상이하여 직교하는 정현파 신호를 곱하여, 확산되고 직교 서브캐리어들로 분할되도록 하고, 상기 서브캐리어들을 다중화하는 송신기; 및

   주파수 영역에서, 진폭이 r이고 주파수 주기들이 사용자들 간에 상이하여 직교하는 정현파 신호가 상기 송신 신호에 의해 곱해지고, 그 결과가 역으로 확산되는 방식으로, 상기 송신기로부터 송신 신호를 수신하는 수신기를 포함하는, MC-CDMA 시스템.
2. 송신 신호를 역확산하여 송신하는 MC-CDMA 송신기로서,

   상기 송신기는, 주파수 영역에서, 송신 신호에, 진폭이 r이고 주파수 주기들이 사용자들 간에 상이하여 직교하는 정현파 신호를 곱하여, 확산되고 직교 서브캐리어들로 분할되도록 하고, 상기 서브캐리어들을 다중화하는, MC-CDMA 송신기.
3. 제 1 항에서 정의된 MC-CDMA 수신기에 의해 확산된 송신 신호를 수신하는 MC-CDMA 수신기로서,

   상기 수신기는, 주파수 영역에서, 진폭이 r이고 주파수 주기들이 사용자들 간에 상이하여 직교하는 정현파 신호가 수신 신호에 의해 곱해지고, 그 결과가 역 으로 확산되는 방식으로, 상기 송신 신호를 수신하는, MC-CDMA 수신기.
4. 제 2 항에 있어서,

   확산 코드가 지연파의 지연 시간에 대해서 다른 확산 코드와 일치 (coincident) 하는, MC-CDMA 송신기.
5. 제 3 항에 있어서,

   확산 코드가 지연파의 지연 시간에 대해서 다른 확산 코드와 일치하는, MC-CDMA 수신기.
6. 제 2 항에 있어서,

   확산 프로세스 및 다중화 프로세스가 역 푸리에 변환 (inverse Fourier transform) 을 사용함으로써 수행되는, MC-CDMA 송신기.
7. 제 3 항에 있어서,

   역확산이 푸리에 변환 (Fourier transform) 을 사용함으로써 수행되는, MC-CDMA 수신기.
8. 제 2 항에 있어서,

   확산 프로세스 및 다중화 프로세스가 역 푸리에 변환을 사용함으로써 수행되 고, 그 후 상기 서브캐리어들이 위상 마스크 (phase mask) 를 사용함으로써 위상 시프트되는, MC-CDMA 송신기.
9. 제 3 항에 있어서,

   서브캐리어들 각각의 위상이 위상 마스크를 사용함으로써 재설정되고, 그 후 그 결과가 푸리에 변환에 의해 역으로 확산되는, MC-CDMA 수신기.

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