CN101375536B - 多载波码分多址系统、发射器以及接收器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了多载波码分多址MC-CDMA的发射器及接收器，该发射器以及接收器采用一种新型扩展码使延迟波只影响某一特定的用户。本发明还提供了一种MC-CDMA系统，包括发射器，用于在一频域内将传输信号与一正弦信号相乘，并将其分割并扩展至多个正交的子载波，进而复用该多个子载波，其中，所述正弦信号振幅为r并且正交，以使用户间的频率周期各不相同；以及一接收器，用于接收来自所述发射器的传输信号，再在一频域内将所述传输信号与一正弦信号相乘，以将所述传输信号解扩，其中，该正弦信号振幅为r并且正交，以使不同用户间的频率周期不同。

Description

多载波码分多址系统、发射器以及接收器

发明背景

发明领域

本发明是有关基于多载波码分多址方法(以下称为“MC-CDMA”)的可用于MC-CDMA系统的发射器和接收器。

相关技术说明

在移动无线通信领域，作为一项在频率选择性衰减环境中超高速的无线接入技术，融合了OFDM方法和CDMA方法的MC-CDMA系统成为焦点。该系统用于传输信号，在一频域内，将一传输信号和一与每一用户对应的码序列相乘，然后将其分割并扩展至多个子载波(参见《Application of OFDMModulation Method》，Wataru Matsumoto和Hideki Ochiai著，Triceps公司出版，2001年)。

包括发射器和接收器的传统的系统配置如图4所示。

请参图4，d^(k)代表用户k的数据。此时，该数据为数字数据。每一QPSK调解部接收2比特的数据并以一个符号的形式将其输出。每一复制部在频率轴上以一定扩展率复制数据。L为扩展率。复制的次数与扩展码的数量是相对应的。C_m，k代表第k个用户的第m个子载波的扩展码。所用的扩展码为图1所示Walsh扩展码。C_m，k表示图1中第m行、第k列处的扩展码。每一复用部复用用户的扩展信号。导频符插入部在复用部发出的信号中插入一导频符以检查解调处的传输路径的状况。通常情况下，当传输数据被还原为原始数据时，即使进行了发射方操作的反向操作，因为延迟与衰减现象的存在，传输数据也无法被还原成原始数据。为解决这一问题，插入一个已知的导频符，接收方在收到的导频符的基础上估算出传输路径的状况。接收方可利用估算得到的信息(比如传输路径的延迟谱和频率响应)对接收到的信息进行解调。IFFT(快速傅立叶逆变换)部执行快速傅立叶逆变换，把频谱转化成时间信号。保护间隔增加部测量延迟波并阻止前一符号在解调方执行FFT(快速傅立叶变换)时进入采样。由于保护间隔的存在，当延迟发生时，信号的尾部出现在信号的首部。此时，认为信号已经由于延迟发生了循环转换。在接收方，保护间隔增加部去除接收到的数据中的保护间隔，然后执行FFT以把时间信号转换为频谱。接收器从频谱中分离出用于估算的导频符。传输路径估算部基于分离出的导频符和接收导频符(reception pilot symbol)估算出传输路径的频率响应h_m。接着，权重因数计算部对扩展码C_m，k和频率响应值值h_m进行加权运算，以获得第k个用户和第m个子载波的权重因数G_k，m，然后把输入QPSK调制部的一个符号转化成2比特数据。

在这样的MC-CDMA系统中，Walsh码被用作扩展码。但使用此种扩展码，当其受到延迟波的影响时，用户的扩展码将失去正交性。该影响会波及多个用户，误码率进一步恶化。为解决该问题，有人提议采用回复正交组合(ORC)方法，该方法在解调时使用权重因数进行合成，以及最小均方误差组合(MMSEC)方法。这些提议也被证实为有效的方法(参见：N.Yee，and JP.Linnartz，″Controlled Equalization of MulticarrierCDMA In Indoor Rician Fading Channel″，Proc.IEEE VTC，94，pp.1665-1669，1994；A.Chouly，A.Brajal，and S.Jourdan，“Orthogonalmulticarrier techniques applied to direct sequence spread spectrumCDMA systems，”Proc.IEEE GLOBECOM，′93，pp1723-1728，Sep.1999；and S.Hara and R.Prasad，″Design and Performance of MulticarrierCDMA systems in Frequency-Selective Rayleigh Fading Channels″，IEEETrans.Veh.Technol.，Vol.48，pp1584-1595，Sep.1999)。

然而即使在这些方法中，当复用数量增加，要完全保持正交状态是不可能的，而且，BER性能由于信道间干扰严重恶化。

发明概述

本发明的一个目的是提供MC-CDMA发射器和接收器，二者都使用一种新型正交扩展码，使得延迟波仅仅影响一个特定的用户。

为解决上述问题，发射器将传输信号的真实部分(real partcomponent)与虚拟部分(imaginary part component)在一频域内与一正弦信号相乘，将其分割并扩展至多个正交子载波，然后复用(multiplex)这些子载波并进行传输；其中，该正弦信号的振幅为r且为正交，以使不同用户的频率周期不同。

在接收方面，接收器从上述发射器接收传输信号，将传输信号与一正弦信号相乘，以将上述传输信号解扩，其中，该正弦信号的振幅为r且正交，从而使用户间的频率周期不同。

对于扩展码，一个扩展码就一延迟波的延迟时间与另一个扩展码是一致的。

这样，延迟波仅影响与该延迟时间对应的用户。当复用数量较少时，通过改变数据排列可消除信道间干扰。当复用数量较大时，可以运用viterbi算法进行似然估算。

在本发明的结构中，在发射器方，通过傅立叶逆变换如IFFT(InverseFast Fourier Transform)实现扩展和复用；在接收方，通过傅立叶变换如FFT(Fast Fourier Transform)实现解扩。

这样一来，原来在传输方分别进行的扩展和复用操作可通过FFT一次性完成。在接收方，当使用传统的技术时，为提取数据，接收信号必须与每一个扩展码相对应。但是，在本发明中，接收数据可以由FFT一次性提取。这简化了程序。

进一步的，扩展和复用通过傅立叶逆变换完成，然后利用相位掩模改变子载波的相位。相应地，在接收方，每一子载波的相位由相位掩模重新设定，然后通过傅立叶变换进行解扩。

通过傅立叶逆变换实现扩展和复用，经过傅立叶逆变换，得到的数据不是扩展数据，仅仅是该数据的排列发生了变化而已。另一方面，如果子载波被相位掩模改变了相位，并被傅立叶逆变换，信号就在传输时被及时扩展。在接收方，子载波的相位由已知的相位掩模重新设定，传输信号还原成其原来状态。

本发明的MC-CDMA系统包括：一发射器，用于将传输信号与一正弦信号在一频域内相乘，以将其分割并扩展至多个正交的子载波并复用该多个子载波，所述正弦信号振幅为r并且正交，从而用户间的频率周期各不相同；以及一接收器，用于接收所述来自发射器的传输信号，将传输信号与一正弦信号在一频域内相乘，以将该传输信号解扩，其中，所述正弦信号振幅为r并且正交，从而使不同用户间的频率周期不同。延迟波仅影响与该延迟时间对应的用户。当复用数量较小时，信道间干扰可通过变化数据排列被消除。在复用数量较大时，可通过viterbi算法进行最大似然的估算。

以下为本发明较优实施例以及附图，从中还可以获得本发明的其他目标、特征以及优点。

附图的简要说明

图1为传统MC-CDMA系统使用的Walsh码的表格；

图2为本发明MC-CDMA系统使用的一组正交扩展码的表格；

图3为一实施例中正交扩展码的真实部分和虚拟部分；

图4为传统MC-CDMA系统的发射器的示意图；

图5为本发明一实施例中MC-CDMA系统的发射器和接收器的示意图；

图6为实施例中扩展码和延迟之间关系的示意图；

图7为实施例中数据排列方法的示意图；

图8为在静态环境中传统BER性能与Eb/N₀的关系的示意图；

图9为本发明静态环境中BER性能与Eb/N₀的关系的示意图；

图10为本发明静态环境中另一BER性能与Eb/N₀的关系的示意图；

图11为本发明静态环境中又一BER性能与Eb/N₀的关系的示意图；

图12为本发明衰减环境中传统BER性能与Eb/N₀的关系的示意图；

图13为本发明衰减环境中BER性能与Eb/N₀的关系的示意图；

图14为本发明衰减环境中BER性能与Eb/N₀的关系的示意图；以及

图15为所需Eb/N₀与DUR的关系示意图。

较佳实施例

下面结合附图对本发明的一实施例进行说明。

图5为本发明一实施例中包括发射器和接收器的MC-CDMA系统的示意图。图2为本实施例中使用的一组正交扩展码的表格。图3展示了正交扩展码的相位和振幅。

当扩展率L＝32时，如图3所示，基于某一正交关系如正弦波或余弦波(以下统称为“正弦波”)产生一组正交扩展码，这也是本实施例的特征之一。该组正交扩展码是以此特征为基础产生的。假设每一子载波的频率间隔为Δf，则第m个子载波的频率F_m为mΔf，即Fm＝mΔf(m＝0，1，......L-1)。用户k(k＝0，1，.......k-1；其中k为用户数量)的扩展码序列可表示为：

(方程式一)

$C^{\left(k\right)}\left(f_m\right)=c^{\left(0\right)}\left(f_m\right)e^{j2\mathrm{\π}\frac{m\·k}{L}}$

假设c⁽⁰⁾(F_m)＝1，则有，

(方程式二)

$C^{\left(k\right)}\left(f_m\right)=e^{j2\mathrm{\π}\frac{m\·k}{L}}$

该方程式表达了扩展码序列。

上述正交扩展码组内各正交扩展码之间的相关度为0，用户间的相关度也为0。因此可获得用户间的正交性。

传统系统中的Walsh码是一个由(-1，1)组成的二进制的数据序列。以该码扩展信号是指将以扩展率被复制在频率轴上的数据排列并移相(0，π)。在此种情形下，信号的相位发生了变化，但振幅保持不变。相应地，其频谱呈矩形。因此，当用本发明的正交码扩展该信号后，由于该信号的真实部分和虚拟部分为正弦信号，所以信号的相位发生了变化。但，当用Walsh编码扩展时，由于信号的振幅是固定的，所以频谱呈矩形。

在如图4所示的传统的MC-CDMA系统的发射器的设置中，以扩展率复制数据，接着，将该数据乘以对应用户的扩展码，然后，复用所有用户的扩展数据。当采用本发明的正交码时，复用的(multiplexed)子载波信号可用以下方程式表达：

(方程式3)

$S\left(f_m\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}^{\left(k\right)}\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{m\·k}{L}\right)$

在上述方程式中，d(k)代表用户k的数据。当离散时间信号为Vs(t)，离散频谱为Vs(f)时，该方程式相当于一离散傅立叶逆变换(“IDFT”)方程式。

(方程式4)

$v_s\left(t\right)=\underset{f=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{V}_s\left(f\right)\exp \left(j2\mathrm{\πft}\right)$

因此，通过使用本发明正交码进行扩展与复用子载波的过程可以IDFT或者IFFT替换，其中，IFFT为IDFT的快速方法。图4所示的传统的MC-CDMA系统中的发射器中由虚线方框中的部分可用IFFT替代。使用扩展/复用方法仍存在一个问题，如使用该方法，在发送信号(transmission)时需要连续进行两次IFFT。

离散傅立叶变换(“DFT”)可用以下方程式表示：

(方程式5)

$V_s\left(f\right)=\underset{t=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{v}_s\left(t\right)\exp (-j2\mathrm{\πft})$

如果f＝-f’，则方程式5成为：

(方程式6)

$V_s\left(f\right)=\underset{t=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{v}_s\left(t\right)\exp (-j2\mathrm{\πft})$

由以上可知，IDFT和DFT的区别在于计算结果的符号是相反的。因此，如果作为IDFT的快速方法的IFFT进行了两次，所获得MC-CDMA信号中，用户的数据仅仅改变了时间顺序。该信号不产生扩展效果。

为解决该问题，由IFFT替代扩展/复用方法。在进行IFFT前以相位掩模将子载波的相位随机化。该相位掩模具有固定的振幅与随机的相位，并且必须是发射器和接收器所已知的。该相位掩模可以用于区别相邻单元的编码。当使用该相位掩模时，该MC-CDMA信号在发送时被及时扩展。图5展示了采用了上述扩展/复用方法以及上述相位掩模的MC-CDMA系统的发射器和接收器的设置。

图5中，d^(k)代表用户k的数据。该数据是由一连续的数据序列被分割成块而获得的数字数据。

QPSK调制器接收2比特的数据并将其转换成单一符号的形式输出。

本发明的发射器与传统的系统中的(如图4所示)不同，图4所示传统发射器以虚线包围的部分在本发明的发射器中以IFFT部和移相部替代。当使用本发明的扩展码时，以上述扩展率来复制数据，并与该扩展码相乘以复用(multiplex)这些数据的过程由IFFT替代。IFFT把频谱转换成时间信号。该操作是将负载于不同频率的波上的数据叠加，这就相当于用上述扩展码扩展信号的操作。

移相部以一随意值(arbitrary value)通过相位掩模改变经过IFFT处理的子载波的振幅/相位，。相位掩模的振幅是固定的，相位是随机的，将其与每个子载波相乘。如此，子载波的相位被改变，接着进行第二次IFFT操作。该IFFT把从移相部输出的信号从频域转化到时域。与传统的方法相同，导频符插入部向输出信号中插入导频符用于检查解调处的传输路径的状况。

与传统方法相同，设置一保护间隔增加部来测量延迟波。当在解调处执行FFT时，保护间隔增加部阻止前一符号进入采样。由于保护间隔的存在，当延迟发生时，一信号的尾部出现在该信号首部。由此，可认为该信号由于延迟发生了循环转换。

另一方面，接收器接收来自发射器的信号。保护间隔除去部除去保护间隔，FFT把位于上述时域内的信号转化为上述频域内的代表上述频谱的信号。导频符除去部提取出导频符以用于延迟估算，并利用一已知传输导频符和接收导频符获得一关联性进而获得ρ_kk和αρ_kk。将除去导频符的频谱与传输方使用的相位掩模相乘，使之回复原始状态。然后，进行下一次FFT操作以进行解扩处理。所获的导频符被作为临时决定符(temporary determination symbol)。然后，利用ρ_kk和αρ_kk进行基于viterbi算法的最大似然估算，以获得用户k的解调数据d_r ^(k)。

现对上述的正交扩展码之间的关系进行说明。上述正交扩展码的最大特征之一是将由延迟波引起的信道间干扰限制于特定用户的扩展码。如果存在延迟波，并且该延迟波的振幅为α、延迟时间为M个采样长度(Msamples)，其在该频率范围内的信道特征为：

(方程式7)

$h_m={\mathrm{\αe}}^{-j2\mathrm{\π}\frac{m\·M}{L}}$

分给用户K+M的编码C^(k+M)的延迟波的组成部分(component)的变化如下：

(方程式8)

${\mathrm{\αC}}^{(k+M)}\·h_m=e^{j2\mathrm{\π}\frac{m\·(k+M)}{L}}\·{\mathrm{\αe}}^{-j2\mathrm{\π}\frac{m\·M}{L}}={\mathrm{\αe}}^{j2\mathrm{\π}\frac{m\·k}{L}}={\mathrm{\αC}}^{\left(k\right)}$

图6展示了延迟波的延迟时间为一个采样长度时，用户3和用户2之间的扩展码的关系。如图所示，用户3的扩展码的延迟波的组成部分的波型(pattern)和用户2的扩展码的波型相同。这适用于所有的扩展码。用户K+1的扩展码的延迟波的组成部分的波型与用户K的扩展码的波型相同。如果延迟波的延迟时间为M个采样长度，用户K+M的扩展码的延迟波的组成部分的波型和用户K的扩展码的波型相同。

以下对采用本发明正交扩展码时，由延迟波造成的信道间干扰的检测进行说明。

在MC-CDMA复用环境中，通过关联接收信号R和扩展码C^(k)获得一符号，因此，用户K的解调符号d_r ^(k)可表示为：

(方程式9)

$d_r^{\left(k\right)}=\underset{m=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{RC}}^{{\left(k\right)}^{*}}=d^{\left(k\right)}{\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{kk}}+Z_n$

在该方程式中，L是扩展率，ρ_kk是扩展码C^(k)的一个自相关值(autocorrelation value)，Z_n是高斯噪声。这是一个延迟波的影响不存在时的解调符号。当信号受到延迟波(其振幅为α，延迟时间为M个采样长度)干扰的影响时，若使用本发明的正交扩展码时，影响用户K的解调符号d_r ^(k)的扩展码仅为用户K+M的扩展码。解调符号d_r ^(k)可表示为以下方程式10：

(方程式10)

$d_r^{\left(k\right)}=d^{\left(k\right)}{\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{kk}}+d^{(k+M)}{\mathrm{\α\ρ}}_{\mathrm{kk}}+Z_n$

若使用传统的Walsh码，当信号受到一个延迟波的影响时将与多个扩展码相干扰。若使用如方程式10所表示的正交扩展码，受到延迟波影响的扩展码仅限于特定的某一个。以下将对利用上述扩展码的特征的两种方法进行说明。一种方法是当用户较少时的扩展码的选择方法，第二种方法是当用户较多时的利用viterbi算法的多用户估算法。

推荐方法一

先说明用户较少时的扩展码选择方法。通过使用上述正交扩展码，由延迟波组成部分引起的干扰仅存在于基于该延迟时间的那个扩展码。也就是说，通过选择扩展码以减少延迟波干扰带来的影响，延迟波的影响降低了。假设n为自然数，k’＝nk(k＝1，2，...，L-1)，上述正交扩展码序列可用以下方程式表示：

(方程式11)

$C^{\left(k^{\′}\right)}\left(f_m\right)=e^{j2\mathrm{\π}\frac{m\·k^{\′}}{L}}$

在该方程式中，信号受到延迟时间为nk个采样长度的延迟波的干扰的影响。同时连接的用户的数量降到L/n。当扩展/复用操作被IFFT操作所替代时，如果用户的数据重新排列以使每n点出现一个IFFT点，那么可以采取等同的措施。

图7展示了解调时信道间的干扰，此时延迟时间M为1个采样长度，其中，M＝1，n＝1和n＝2。

推荐方法2

以下对当用户量较大时采用的利用viterbi算法的多用户估算方法进行说明。

在方程式10中，如果解调符号d_r ^(k)为时间序列，同时ρ_kk和αρ_kk为一个脉冲响应，方程式10可被看成用于表示符号间干扰。对应地，一基于viterbi算法的最大似然序列估算方法是可行的。

如果解调符号(d_r ^(O)，d_r ⁽¹⁾，...，d_r ^(k)，...，d_r ^(K-1))为时序，那么d_r ^(k+M)到d_r ^(k)符号的变化局限于实际传送符号d^(k+M)和d^(k)组合的数量，解调符号由实际传送符号、ρ_kk以及αρ_kk利用方程式10而获得。

假设M(延迟时间)＝1个采样长度，并且调制方法为QPSK。在状态00(σ_n+1＝d^(k+1)＝00)下，如果用户k的解调符号为00(d^(k)＝00)，若00→1+j，d^(k+1)＝d^(k)＝-1+j。因此，(-1+j)ρ_kk+(-1+j)αρ_kk是个调解符。

这样，获得viterbi算法中的临时状态；接着依序执行公制计算以决定一个可行的路径，并获得被发送的数据序列。在执行公制计算时，有必要让接收方知道首符。同步连接用户的数量减少一个。

实施例一

以下对计算机模拟进行说明。模拟参数如表一所示。

表一

在传输方，排列经过QPSK调制部初步调制的各用户数据，接着执行IFFT操作以代替扩展/复用操作，然后利用相位掩模设置子载波的相位，再插入对所有的用户相同的导频符。然后，执行IFFT操作以产生MC-CDMA时间信号，并把保护间隔插入MC-CDMA信号。在接收方，除去保护间隔，FFT操作把接收信号在到频率轴上分割。重新设定由相位掩模设定的子载波的相位，然后执行FFT操作以替代解扩操作，进而产生合成的解调符。该符用作临时决定符。从导频符获得延迟状况。并进行多次同步加法(synchronous addition)来获得ρ_kk和αρ_kk的值。在静态环境中，如每个用户的数据排列在发送时发生变化，临时决定符直接作为一个接收符。在衰减环境中，延迟波的影响是可以忽略的。通过使用ρ_kk矫正直波的相位旋转，可以获得接收符。在用户数量较多的情况下，可利用临时决定符、ρ_kk和αρ_kk来进行基于viterbi算法的最大似然多用户检测。输出的符号作为一估算接收符。在这些情况中的BER性能与Eb/N₀(信息解调后每比特的信号功率与噪音功率谱密度的比率)的关系由模拟计算获得。

图8展示了在使用传统的MMSEC解调方法时在静态环境下的BER性能与Eb/N₀的关系。获得这些特性的模拟是基于这样一个假设：决定MMSEC权重因数的噪音的变量是已知的。图9展示了使用上述扩展/复用方法时的BER性能与Eb/N₀关系。这种情况下，基于延迟时间，用户将受到直接影响。相应地，如果在解调处不采取特别措施，BER性能与Eb/N₀的关系将显著恶化。尽管用户增加，影响的水平保持不变。图10展示了采用本发明的方法时，用户数量较少的情况下，数据排列发生变化的情况下的BER性能与Eb/N₀的关系。从其特性可以看出，延迟波的影响被全部消除。图11展示了在用户数量较多，执行基于viterbi算法的最大似然多用户检测的情况下的BER性能与Eb/N₀的关系。如图所示，采用本发明的方法，即使用户数量增多，BER特性仍只有很小的恶化。可以肯定的是，与基于MMSEC的解调方法相比，采用本发明的方法后，当采用最大复用数量，获得BER＝10^-3时，Eb/No比率改进了约6dB。

图12展示了在衰减环境中采用基于传统MMSEC的解调方法时的BER性能与Eb/No的关系。在该模拟中，噪音的变量在接收器处是已知的。图13展示了采用本发明的方法，在用户数量较少的情况下，数据排列发生变化的情况下，BER与Eb/No的关系。从其特性曲线可以看出，延迟波的影响被消除，且延迟波并未引起多样性效应。图14展示了在用户数量较多，并执行基于viterbi算法的最大似然多用户检测的情况下的BER性能与Eb/N₀的关系。如图所示，与在前一静态环境下一样，如果采用本发明的的方法，即使用户数量增加，BER性能也很少恶化。进而，在衰减环境下多样性效应是存在的，但可以肯定的是，在最大复用数量下可获得BER＝10^-3的Eb/No比率与采用MMSEC方法时相比改进了多达9dB。

图15展示了当复用数量为16，作为超前波和延迟波功率比率的DUR和使BER等于10^-3的Eb/N₀率之间的关系。从中可以看出，在基于MMSEC解调的传统方法中，在静态环境下，延迟波功率的增强会使得性能降低；但在本发明的方法中，性能的好坏并不依赖于DUR。

虽然以上结合了较优的实施例描述的发明，但本发明并不局限于上述实施例。相反，本发明应包括符合所附权利要求的精神和范围的各种修改及调整。以下权利要求的范围应做最宽的解释以涵盖所有这些修改及相应的结构与功能。

Claims (7)

1.一采用多载波码分多址方法的MC-CDMA系统，包括：

一发射器，用于在一频域内将每个用户的传输信号与对应于该用户的一正弦信号相乘，并将每个用户的传输信号与对应于该用户的正弦信号相乘的乘积分割并扩展至多个正交的子载波进而复用该多个子载波，其中，对应于不同用户的正弦信号振幅为r并且正交，以使用户间的频率周期各不相同；以及

一接收器，用于接收来自所述发射器的传输信号，再在一频域内将其中每个用户的传输信号与对应于该用户的一正弦信号相乘，以将所述传输信号解扩，其中，对应于不同用户的正弦信号振幅为r并且正交，以使不同用户间的频率周期不同；

其中，扩展操作和复用操作共同通过IFFT部实现。

2.一MC-CDMA发射器，通过扩展传输信号传送一传输信号，其中，该发射器将其中每个用户的传输信号与对应于该用户的一正弦信号在一频域内相乘，并将每个用户的传输信号与对应于该用户的正弦信号相乘的乘积分割并扩展至多个正交的子载波进而复用该多个子载波，其中，对应于不同用户的正弦信号的振幅为r并且正交，以使用户间的频率周期各不相同，其中，扩展操作和复用操作共同通过IFFT部实现。

3.如权利要求2所述的MC-CDMA发射器，其中，各个正弦信号分别包括扩展码，其中一个扩展码与另一扩展码在一延迟波的延迟时间上是一致的。

4.如权利要求2所述的MC-CDMA发射器，其中，扩展操作和复用操作共同通过傅立叶逆变换实现，然后利用相位掩模改变子载波的相位。

5.一MC-CDMA接收器，用于接收经如权利要求1所述的发射器扩展的传输信号，其中，该接收器将其中每个用户的传输信号与对应于该用户的一正弦信号在一频域内相乘，进而使所述传输信号被解扩，其中，对应于不同用户的正弦信号振幅为r并且正交，以使不同用户间的频率周期不同，其中，解扩通过FFT模块实现。

6.如权利要求5所述的MC-CDMA接收器，其中，各个正弦信号分别包括扩展码，其中一个扩展码与另一扩展码在一延迟波的延迟时间上是一致的。

7.如权利要求5所述的MC-CDMA接收器，其中，利用相位掩模重新设置各子载波的相位，然后通过傅立叶变换实现解扩。

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