KR20060098890A - 하향 링크의 다중 사용자 ｍｉｍｏ ｍｃ-ｃｄｍａ 시스템에서 데이터 수신 방법 및 그 장치 - Google Patents

하향 링크의 다중 사용자 ｍｉｍｏ ｍｃ-ｃｄｍａ 시스템에서 데이터 수신 방법 및 그 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 하향 링크의 다중 사용자 MIMO MC-CDMA 시스템에서 데이터 수신 방법 및 그 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 무선 이동 통신 시스템에서 보다 고속의 데이터 전송을 위한 차세대 방법으로 대두하고 있는 다중 송수신 안테나를 채용한 다중 반송파 대역 확산 (MIMO MC-CDMA) 시스템을 위한 보다 향상된 수신기 설계를 위한 방법을 다루고 있다. 특히, 다른 사용자의 코드 정보를 모르는 하향 링크 상황에서 기존의 일반적인 MIMO 수신 방법인 V-BLAST 방법이 갖는 문제점을 개선하기 위한 새로운 수신기 구조에 대해서 다루고 있다.
이를 위하여, 본 발명은, 하향 링크의 다중 사용자 MIMO MC-CDMA 시스템에서 데이터를 수신하는 장치에 있어서, 모든 송신 안테나로부터 신호를 병렬적으로 수신하여, 상기 수신된 신호에 대하여 널링 벡터를 계산하고 상기 널링 벡터를 이용하여 수신 신호를 널링하는 널링 수행부와; 상기 널링 수행부에서 널링이 수행된 신호에 대해, 다수의 단계를 거쳐 간섭을 제거하는 간섭 제거부를 구비하는 것을 특징으로 한다.
병렬 널링, 병렬 부분 간섭 제거

Description

하향 링크의 다중 사용자 ＭＩＭＯ ＭＣ-ＣＤＭＡ 시스템에서 데이터 수신 방법 및 그 장치{Method for receiving data for downlink multiuser multiple input multiple output multicarrier-code division multiple access system and apparatus thereof}
도 1은 일반적인 MIMO MC-CDMA 시스템의 구성도.
도 2는 본 발명에 따른 수신장치의 구성도.
도 3은 본 발명을 단일 사용자 환경에 적용하여 시뮬레이션한 결과를 나타내는 도면.
도 4는 본 발명을 다중 사용자 환경에 적용하여 시뮬레이션한 결과를 나타내는 도면.
본 발명은 하향 링크의 다중 사용자 MIMO MC-CDMA(Multiple Input Multiple Output MultiCarrier-Code Division Multiple Access) 시스템에서 데이터 수신 방 법 및 그 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 무선 이동 통신 시스템에서 보다 고속의 데이터 전송을 위한 차세대 방법으로 대두하고 있는 다중 송수신 안테나를 채용한 다중 반송파 대역 확산(MIMO MC-CDMA) 시스템을 위한 보다 향상된 수신기 설계를 위한 방법을 다루고 있다. 특히, 다른 사용자의 코드 정보를 모르는 하향 링크 상황에서 기존의 일반적인 MIMO 수신 방법인 V-BLAST(Vertical-Bell LAb layered Space Time) 방법이 갖는 문제점을 개선하기 위한 새로운 수신기 구조에 대해서 다루고 있다.
대역확산 다중접속(CDMA) 방식의 경우 효과적으로 다수의 사용자를 수용할 수 있는 접속 방식으로 지금까지 여러 상용 무선 이동 통신 시스템에 적용되어 운용되어 오고 있다. 하지만, 고속 데이터 전송 시 다중 경로 페이딩에 의한 칩간 간섭의 증가에 의해 별도의 간섭 제거기 등이 필요하게 되고 이는 시스템 용량에 제한을 초래하게 된다. 이러한 문제를 해결해 주기 위한 방법 중에 하나인 직교주파수분할다중(OFDM : Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) 전송방법은 최대지연 확산 보다 긴 보호구간(Guard Interval : GI)을 사용하여 주파수 선택적인 페이딩 채널 환경에서 고속의 데이터 전송에 따른 다중 경로 페이딩 신호에 의한 신호의 왜곡 문제를 효과적으로 해결해줄 수 있는 방법이다.
따라서, 보다 향상된 시스템 성능을 얻기 위한 방법으로 CDMA와 OFDM을 결합한 MC-CDMA 시스템에 대한 연구가 진행되어 오고 있다.
이와 함께, 다중 송수신(MIMO) 안테나를 이용한 공간 영역에서의 신호처리를 통해 주파수 이용 효율을 획기적으로 증가시킬 수 있는 방법에 대한 많은 연구가 진행되고 있는데, 이러한 MIMO 시스템에 대한 수신 방법으로는 직렬 간섭 제거 방식(Serial Interference Cancellation : SIC)에 기반한 V-BLAST 방법이 널리 사용되고 있다.
최근 들어, 4세대 통신으로 대별되는 차세대 이동통신 시스템에서 요구하는 주파수 이용 효율과 시스템 용량을 만족시켜주기 위한 방법으로, 위에서 설명한 MIMO 전송 방식과 다중 반송파를 이용한 대역 확산 다중 접속 방식(MC-CMDA)을 결합한 MIMO MC-CDMA 시스템이 유력한 후보 중의 하나로 대두되고 있다.
MC-CDMA 시스템의 블록도는 도 1과 같고, 이의 동작을 간략히 살펴보면 다음과 같다. 먼저 송신단에서는 입력 신호를 확산 코드로 확산시킨 후, 각각의 칩 신호를 다중 반송파(subcarrier) 매핑시킨다. 모두 N c 개의 부반송파에 매핑된 칩 신호들은 역 고속 퓨리에 변환(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)에 의해 시간영역의 신호로 바뀐 뒤에 보호구간(GI)을 붙여서 채널을 통과한 후에 수신된다.
수신단에서는 각각의 수신 안테나별로 수신된 신호에 대해서 보호구간을 제거한 후에 이를 고속 퓨리에 변환(FFT : Fast Fourier Transform)을 통해 주파수 영역의 신호로 바꾸어 N c 개 각각의 부반송파에 매핑되어 전송된 칩 신호에 대해서를 역확산 과정을 거쳐서 신호를 검출해 낸다.
지금까지 설명한 내용에 대한 신호 모델을 살펴보면, 수학식 1과 수학식 2와 같다.
Figure 112005012374185-PAT00001
여기서 y j 는 수신단에 수신된 신호, H j 는 채널 이득, x j 는 송신단에서 송신한 신호, n j 는 채널 잡음이다.
Figure 112005012374185-PAT00002
여기서,
Figure 112005012374185-PAT00003
는
Figure 112005012374185-PAT00004
번째 송신 안테나에서
Figure 112005012374185-PAT00005
개의 확산 코드로 확산 및 다 중화되어 전송되는 송신 신호이고,
Figure 112005012374185-PAT00006
는
Figure 112005012374185-PAT00007
번째 송신 안테나에서
Figure 112005012374185-PAT00008
번째 확산 코드로 확산되어 부반송파
Figure 112005012374185-PAT00009
에 매핑되어 송신되는 신호이고, c k 는 길이가 SF인 확산 코드를 나타낸다. 위 식에서 사용된
Figure 112005012374185-PAT00010
는
Figure 112005012374185-PAT00011
보다 크지 않은 최소 정수를 얻는 연산이고, mod(x,y)는 x/y에 대한 모듈로 연산으로 이는 각각의 입력 신호와 이를 확산한 칩 신호를 해당하는 부반송파에 매핑해주는 역할을 한다.
앞으로 다중 사용자 환경에서는 첫번째 사용자에게 전체
Figure 112005012374185-PAT00012
개의 코드 중에서
Figure 112005012374185-PAT00013
개의 확산 코드를 할당하고, 나머지 사용자들에게 남는 코드를 할당한다고 가정한다.
지금까지 살펴본 바와 같이, 수신단에서 FFT를 거친 후에 얻게 되는 각각의 부반송파에 대한 신호는 단일 반송파 MIMO 신호와 같고, 따라서 각 부반송파 별로 MIMO 수신 알고리즘인 V-BLAST를 적용하게 된다. 따라서, 앞으로는 표기의 편의를 위해서 부반송파 인덱스
Figure 112005012374185-PAT00014
는 생략한다. 이제 기존의 V-BLAST 알고리즘을 살펴보면 수학식 3과 같다.
Figure 112005012374185-PAT00015
여기서 (Gi)j는 Gi 의 j번째 row 이고, Q(x)는 양자화 과정을 나타낸다.
하향 MIMO MC-CDMA 시스템에 대한 V-BLAST 수신기는 단일 사용자 경우에 있어서는 어느 정도 만족할 만한 성능을 보이는 것으로 알려져 있지만, 다중 사용자 경우에 있어서는 매우 급격한 성능 저하를 보이는 것으로 알려져 있다. 이에 대한 원인을 살펴보면 다음과 같다.
설명의 편의상 두 명의 사용자가 있는 다중 사용자 환경을 가정하고, 첫번째 사용자에 대한 수신 성능을 살펴본다. 이러한 다중 사용자 환경에서의 하향 MIMO MC-CDMA 시스템에 대해서 수신단에서 V-BLAST 방법을 적용함에 있어서 문제가 되는 부분은, 첫번째 사용자가 알지 못하는 확산코드에 의한 신호는 검출해 낼 수가 없기 때문에 이러한 신호는 제거를 해 줄 수가 없고, 이러한 간섭 신호 성분이 직렬 간섭 제거 방식에서는 구조적으로 과도한 에러를 발생시키게 되므로 결과적으로 수신기의 급격한 성능 저하를 가져온다.
이러한 상황을 앞서 살펴본 수신 신호 식을 통해서 살펴보면 다음과 같다. 본 발명에서는 설명의 편의상 안테나 순서대로 널링(Nulling)을 한다고 가정한다. 앞서 살펴본 V-BLAST 알고리즘을 CDMA 신호에 적용시켰을 때, 안테나에 i에 대한 널링과 간섭 제거 과정을 살펴보면 수학식 4와 같다.
Figure 112005012374185-PAT00016
여기서 z i 는 안테나 i에 대하여 널링 후 얻어지는 수신 신호이고, y '는 간섭을 제거한 신호이다. 그리고
Figure 112005012374185-PAT00017
는 안테나 i에 대한 널링 벡터이고, DEC k (x)는 신호 x에 대한 k번째 확산 신호에 의한 역확산 및 신호검출 과정을 나타낸다. 이 과정을 통해서 얻어진
Figure 112005012374185-PAT00018
개의 신호성분에 대해서 제거를 해주게 된 다.
이와 같은 신호 모델을 이용하여, V-BLAST 수신기의 문제점을 살펴보면 다음과 같다.
전체 수신 신호에 대해서 송신 안테나 1을 제외한 다른 안테나 송신신호 성분을 w 1로 널링한 후에 얻어지는 수신 신호 z 1은 수학식 5와 같다.
Figure 112005012374185-PAT00019
여기서
Figure 112005012374185-PAT00020
는 안테나 i에 대한 널링 벡터 w i 와 송신 안테나 j의 채널 벡터 h j 간의 내적을 의미한다. 안테나 1에 대해서 구한 널링 벡터에 대해서, 널링이 완벽히 이루어졌다고 한다면,
Figure 112005012374185-PAT00021
으로 가정할 수 있다.
하지만, 일반적으로 널링 벡터가 널링시키려고 하는 채널 벡터와 완벽한 직교성을 갖지는 못하기 때문에 널링 과정에서
Figure 112005012374185-PAT00022
인 조건을 만족시키지 못하는 상황에서는 여전히 위에서 살펴본 간섭 성분 I 2가 존재하게 된다.
안테나 1에 대해서 널링을 한 후에 얻어지는 z 1 신호에 대해 역확산과 양자화를 거쳐서 검출된 신호에 대한 간섭 제거 과정은 수학식 6과 같다.
Figure 112005012374185-PAT00023
여기서, y '는 간섭이 제거된 후의 신호이고,
Figure 112005012374185-PAT00024
는 안테나 1의 신호에 대한 검출 에러로 안테나 2로 전파되는 에러 성분이다.
계속해서, 안테나 2에 대한 널링 과정을 살펴보면 수학식 7과 같다.
Figure 112005012374185-PAT00025
여기서
Figure 112005012374185-PAT00026
는 안테나 신호 1에 대한 간섭 제거를 한 후에 채널 행렬 H에서 송신 안테나 1에 대한 채널 백터를 제거하고 남는 채널 행렬에 대해서 새로이 구한 널링 벡터이다. 그리고,
Figure 112005012374185-PAT00027
는 안테나 2에 대해 새로이 구한 널링 벡터
Figure 112005012374185-PAT00028
와 채널 벡터 h j 간의 내적을 의미한다. 안테나 2에 대해서 구한 널링 벡터에 대해서,
Figure 112005012374185-PAT00029
이라고 가정할 수 있지만,
Figure 112005012374185-PAT00030
은 채널 백터 h 1를 고려하지 않고 구한 널링 벡터이므로 일반적으로
Figure 112005012374185-PAT00031
이라고는 할 수가 없다. 위 식에서 에러 성분 E를 살펴보면, 안테나 1의 신호 검출 시의 에러와 첫번째 사용자 가 알지 못하는 확산 코드에 의한 간섭 성분이
Figure 112005012374185-PAT00032
에 의해 곱해져 있으므로 이 값은 안테나 2의 신호 검출에 있어서 매우 큰 간섭 성분으로 작용하게 된다. 이와 같이 직렬 간섭 제거 방법에 기반한 V-BLAST의 경우, 연속적으로 널링과 간섭 제거를 해 나갈수록 에러성분 E에는 알지 못하는 코드에 의한 간섭 신호가 누적되게 되고, 이는 전체 수신 성능 저하를 야기하게 된다.
본 발명은 MIMO MC-CDMA 시스템의 수신기에서 다단계 병렬 널링 방법을 제공하고자 한다.
본 발명은 MIMO MC-CDMA 시스템의 수신기에서 부분 병렬 간섭 제거 방법을 제공하고자 한다.
본 발명은 MIMO MC-CDMA 시스템의 수신기에서 부분 병렬 간섭 제거 시 최적의 부분 간섭 제거 가중치를 결정하는 방법을 제공하고자 한다.
본 발명은 다단계 병렬 널링 방법과 부분 병렬 간섭 제거 방법을 이용하여 신호를 검출하는 수신장치를 제공하고자 한다.
이를 위하여, 본 발명은, 하향 링크의 다중 사용자 MIMO MC-CDMA 시스템에서 데이터를 수신하는 장치에 있어서, 모든 송신 안테나로부터 신호를 병렬적으로 수 신하여, 상기 수신된 신호에 대하여 널링 벡터를 계산하고 상기 널링 벡터를 이용하여 수신 신호를 널링하는 널링 수행부와; 상기 널링 수행부에서 널링이 수행된 신호에 대해, 다수의 단계를 거쳐 간섭을 제거하는 간섭 제거부를 구비하는 것을 특징으로 한다.
그리고, 본 발명은 하향 링크의 다중 사용자 MIMO MC-CDMA 시스템에서 데이터를 수신하는 방법에 있어서, 모든 송신 안테나로부터 신호를 병렬적으로 수신하여, 상기 수신된 신호에 대하여 널링 벡터를 계산하고 상기 널링 벡터를 이용하여 수신 신호를 널링하는 과정과; 상기 널링 수행부에서 널링이 수행된 신호에 대해, 다수의 단계를 거쳐 간섭을 제거하는 간섭 제거 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하, 본 발명의 바라직한 실시 예를 설명한다. 설명의 편의를 위해 이하에서는 송신 안테나 1에 대한 동작만 설명하나, 나머지 안테나들에 대해서는 당업자에 의해 용이하게 적용될 수 있다.
도 2는 본 발명에 따른 수신기는 도 1과 같은 종래의 수신기에서, Chip Level V-BLAST or MPN-PPIC 블럭을 새로 제안한 것으로, MN-PPIC(MMSE Nulling-Partial Parallel Interference Cancellation) 수신기라 칭한다.
본 발명에 따른 MN-PPIC 수신기는 FFT를 거쳐 수신되는 신호에 대해서 널링을 수행하는 널링 수행부(21)와 널링 후 각 단계별로 간섭을 제거하는 PPIC부들(22, 23)를 구비한다.
널링 수행부(21)는 병렬적으로 동시에 모든 송신 안테나에 대한 널링 벡터를 구하여 널링을 수행한다.
PPIC는
Figure 112005012374185-PAT00033
번째 단계까지 수행되는데, 각 단계별 PPIC부는 간섭 제거 가중치를 구하여 간섭을 제거한다.
이하에서 널링 과정과 간섭 제거 과정을 수식을 통하여 보다 상세하게 설명한다.
먼저 최초의 수신 신호에 대해서 널링을 수행하는 과정은 앞서 살펴본 V-BLAST의 경우와 같이 수학식 8처럼 수행한다. 하지만, 본 발명에서는 이러한 널링을 널링 수행부(21)에서 동시에 모든 송신 안테나에 대해서 수행한다.
Figure 112005012374185-PAT00034
여기서 I 2은 다른 송신 안테나로부터의 간섭 신호 성분을 나타낸다.
이상과 같이 널링을 거친 송신 안테나 1의 수신 신호에 대해서 수학식 9와 같은 과정을 거쳐서 신호를 검출해 낸다.
Figure 112005012374185-PAT00035
여기서 윗첨자 (0)는 널링 만으로 검출해낸 신호를 나타낸다.
일단 이상과 같은 과정을 거쳐서 모든 송신 안테나에 대한 신호
Figure 112005012374185-PAT00036
를 얻을 수 있다. 이 신호들을 이용하여 첫번째 PPIC부(22)는 수학식 10과 같이 다단계로 병렬적으로 간섭 신호를 제거해 줄 수 있다.
Figure 112005012374185-PAT00037
수학식 10을 살펴보면, 전단에서 구한 다른 송신 안테나로부터의 신호
Figure 112005012374185-PAT00038
를 이용하여 간섭 신호를 병렬적으로 제거해 주고 있다. 이때,
Figure 112005012374185-PAT00039
는 이러한 간섭 신호를 어느 정도나 제거해 줄 지를 결정해 주는 가중치이다. 이 값은 대체적으로 0에서 1사이의 값을 갖는데, 이러한 병렬 간섭 제거 방법의 성능에 큰 영향을 끼치는 것으로 알려져 있다.
다단계에 걸쳐 위의 연산을 반복해 나가게 되면, 각각의 송신 안테나로부터의 신호 검출 시에 간섭 신호성분 E 에 의한 영향을 점점 더 줄여 나갈 수 있고, 이를 통해 전체적인 수신기 성능을 향상시킬 수 있다.
다음으로 본 발명에서 제안한 수신기에 적용할 수 있는 최적의 간섭 제거 가중치를 결정하는 방법에 대해서 살펴본다. 이를 위해 먼저, QPSK(Quadrature Phase-Shift Keying)에 대한 에러 확률 모델링을 다음과 같이 정의한다. 송신 안테나
Figure 112005012374185-PAT00040
로 부터의 QPSK 변조된 송신신호를
Figure 112005012374185-PAT00041
라 할 때,
Figure 112005012374185-PAT00042
는
Figure 112005012374185-PAT00043
번째 PPIC(Partial Parallel Interference Cancellation : 부분 병렬 간섭 제거) 단계 후의
Figure 112005012374185-PAT00044
에 대한 추정 값을 나타낸다. 이 때,
Figure 112005012374185-PAT00045
와
Figure 112005012374185-PAT00046
사이의 관계는 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005012374185-PAT00047
여기서, 랜덤 변수
Figure 112005012374185-PAT00048
은 신호 검출 시의 에러를 나타내는 성분으로, QPSK에 대해서 수학식 12와 같은 통계적 특성을 갖는다.
Figure 112005012374185-PAT00049
그리고 수학식 12로부터
Figure 112005012374185-PAT00050
에 대한 통계값을 구하면 수학식 13과 같다.
Figure 112005012374185-PAT00051
상기화 같은 에러 확률 분포를 이용하여, 최적의 간섭 제거 가중치츨 구하는 알고리즘에 대하여 살펴본다.
안테나
Figure 112005012374185-PAT00052
의 신호 검출 시, 간섭 신호로 작용하는 각각의 송신 안테나로부터의 간섭 신호 추정치에 대해서 서로 다른 간섭 제거 가중치를 적용해서, 전체 L단계의 연산 중에서
Figure 112005012374185-PAT00053
번째 단계의 PPIC후의 신호를 살펴보면 수학식 14와 같다.
Figure 112005012374185-PAT00054
위 식에서
Figure 112005012374185-PAT00055
는
Figure 112005012374185-PAT00056
번째 PPIC 단계에서 안테나
Figure 112005012374185-PAT00057
의 신호 검출 시, 안테나
Figure 112005012374185-PAT00058
에 의한 간섭신호 성분에 대한 간섭 제거 가중치를 나타낸다.
수학식 14에
Figure 112005012374185-PAT00059
에 대한 식을 대입하면,
Figure 112005012374185-PAT00060
은 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005012374185-PAT00061
이 경우, 안테나
Figure 112005012374185-PAT00062
의 신호 검출 시 간섭으로 작용하는 간섭 신호 성분은 수학식 16과 같다.
Figure 112005012374185-PAT00063
이러한 간섭 신호 성분은 central limit theorem에 의해,
Figure 112005012374185-PAT00064
와 K가 충분히 크다면,
Figure 112005012374185-PAT00065
번째 PPIC 단계에서의 안테나 신호
Figure 112005012374185-PAT00066
에 대한 간섭신호 성분
Figure 112005012374185-PAT00067
은 평균이 0인 가우시안 랜덤 변수의 분포를 가정할 수 있다. 따라서, 이를 송신 안테나
Figure 112005012374185-PAT00068
에 대해서 살펴보면, 수학식 17과 같다.
Figure 112005012374185-PAT00069
그리고 표기 편의상 수학식 18과 같이 변수를 치환한다.
Figure 112005012374185-PAT00070
따라서, 이와 같이 구한 분산 값으로부터 신호 검출 에러
Figure 112005012374185-PAT00071
의 평균은 수학식 19와 같이 구할 수 있다.
Figure 112005012374185-PAT00072
그러면, 송신 안테나
Figure 112005012374185-PAT00073
에 대한 신호 검출시의 간섭 신호 성분에 대한 분산
Figure 112005012374185-PAT00074
은 수학식 20과 같이 구할 수 있다.
Figure 112005012374185-PAT00075
L번째 단계의 PPIC 후의, 평균 에러 확률을 수학식 21과 같이 정의할 수 있 다.
Figure 112005012374185-PAT00076
일반적으로 각 stage별로 평균 에러 확률 P av 를 최소화하는 것이 최적이지만, 이 계산은 수식적으로 그리 용이하지 못하다. 따라서, 앞서 구한 간섭 신호에 대한 분산을 최소화시키는 간섭 제거 가중치를 구하도록 한다. 이를 위해, 다음과 같은 비용함수(Cost Function)를 생각한다. 이는 간섭 신호와 간섭 신호 추정값 사이의 MSE(Mean Square Error)로 정의한다. 최적의 간섭 제거 가중치를 구하기 위한 비용함수를 간섭 신호와 전단계에서의 간섭 신호 추정치 간의 MSE로 수학식 22와 같이 정의한다.
Figure 112005012374185-PAT00077
송신 안테나
Figure 112005012374185-PAT00078
의 substream을 검출하기 위한 비용함수를 최소화하는 간섭 제거 가중치
Figure 112005012374185-PAT00079
는 수학식 23과 같이 정의한다.
Figure 112005012374185-PAT00080
앞서 정의한 비용함수를 최소로 만드는 각각의 간섭 제거 가중치를 구하기 위해, 수학식 24와 같이 비용함수에 대한 각각의 가중치에 대한 편미분을 구한다.
Figure 112005012374185-PAT00081
에 대한 최적화 과정을 살펴보면 다음과 같다.
Figure 112005012374185-PAT00082
따라서, 최적의 간섭 제거 가중치
Figure 112005012374185-PAT00083
는 수학식 24의
Figure 112005012374185-PAT00084
을 0으로 만드는
Figure 112005012374185-PAT00085
값이다. 즉,
Figure 112005012374185-PAT00086
는 수학식 25와 수학식 26에 의해 구할 수 있다.
Figure 112005012374185-PAT00087
Figure 112005012374185-PAT00088
다른 송신 안테나에 대한 간섭 제거 가중치도 앞에서 설명한 유도 과정을 거쳐서 독립적인 방식으로 구할 수 있다.
도 3과 도 4는 각각 단일 사용자와 다중 사용자 환경에 대한 실험 결과를 보여준다. 실험에서는 단일 사용자의 경우 28개의 코드를 할당했고, 다중 사용자의 경우 두 명의 사용자에 대해서 각각 14개의 코드를 할당했다. 이는 길이가 32 인 Walsh 코드를 사용했을 경우에, 최소의 control channel을 제외한 full loading의 경우이다.
1 PPIC는 본 발명에 따라 1번 PPIC를 수행한 것이고, 2 PPIC는 본 발명에 따라 2번 PPIC를 수행한 것이다. 그리고 (Opt.)는 최적의 간섭 제거 가중치를 사용한 경우이고, (0.4)는 0.4의 간섭 제거 가중치를 사용한 경우이다. 0.4는 실험에 의해 구해진 값이다.
도시된 바와 같이 도 3의 단일 사용자의 경우에는, 다단계 연산을 통해 본 발명에서 제안한 방법이 종래의 V-BLAST보다 성능이 나은 것을 알 수 있다.
그리고 도 4의 다중 사용자의 경우 V-BLAST는 error floor를 나타내지만, 본 발명의 경우에는 이러한 성능 저하를 보이지 않으며 향상된 성능을 보임을 알 수 있다.
본 발명은 다른 송신 안테나로부터의 신호를 병렬적으로 수신하고, 다른 송신 안테나로부터의 간섭 신호를 제거함으로써 수신 성능이 매우 나쁜 다중 사용자 환경에서의 하향 MIMO MC-CDMA 시스템에 대해서 매우 우수한 수신 성능을 얻는 효과가 있다.
또한 본 발명은 단일 사용자 환경에 대해서도 다단계 연산을 통하여 더 나은 성능을 얻을 수 있다.

Claims (6)

  1. 하향 링크의 다중 사용자 MIMO MC-CDMA 시스템에서 데이터를 수신하는 장치에 있어서,
    모든 송신 안테나로부터 신호를 병렬적으로 수신하여, 상기 수신된 신호에 대하여 널링 벡터를 계산하고 상기 널링 벡터를 이용하여 수신 신호를 널링하는 널링 수행부와;
    상기 널링 수행부에서 널링이 수행된 신호에 대해, 다수의 단계를 거쳐 간섭을 제거하는 간섭 제거부를 구비하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 간섭 제거부에서
    Figure 112005012374185-PAT00089
    번째 단계의 간섭 제거된 후의 신호는 하기 수학식 27과 같은 것을 특징으로 하는 데이터 수신장치.
    Figure 112005012374185-PAT00090
    여기서서
    Figure 112005012374185-PAT00091
    는
    Figure 112005012374185-PAT00092
    번째 간섭 제거 단계에서 안테나
    Figure 112005012374185-PAT00093
    의 신호 검출 시, 안테나
    Figure 112005012374185-PAT00094
    에 의한 간섭신호 성분에 대한 간섭 제거 가중치,
    Figure 112005012374185-PAT00095
    는 신호 검출 에러이다.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 간섭 제거 가중치는, 하기 수학식 28에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
    Figure 112005012374185-PAT00096
    여기서,
    Figure 112005012374185-PAT00097
    는 최적의 간섭 제거 가중치이다.
  4. 하향 링크의 다중 사용자 MIMO MC-CDMA 시스템에서 데이터를 수신하는 방법에 있어서,
    모든 송신 안테나로부터 신호를 병렬적으로 수신하여, 상기 수신된 신호에 대하여 널링 벡터를 계산하고 상기 널링 벡터를 이용하여 수신 신호를 널링하는 과정과;
    상기 널링 수행부에서 널링이 수행된 신호에 대해, 다수의 단계를 거쳐 간섭을 제거하는 간섭 제거 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 간섭 제거 과정에서
    Figure 112005012374185-PAT00098
    번째 단계의 간섭 제거된 후의 신호는 하기 수학식 29와 같은 것을 특징으로 하는 데이터 수신방법.
    Figure 112005012374185-PAT00099
    여기서서
    Figure 112005012374185-PAT00100
    는
    Figure 112005012374185-PAT00101
    번째 간섭 제거 단계에서 안테나
    Figure 112005012374185-PAT00102
    의 신호 검출 시, 안테나
    Figure 112005012374185-PAT00103
    에 의한 간섭신호 성분에 대한 간섭 제거 가중치,
    Figure 112005012374185-PAT00104
    는 신호 검출 에러이다.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 간섭 제거 가중치는, 하기 수학식 30에 의해 계산되는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
    Figure 112005012374185-PAT00105
    여기서,
    Figure 112005012374185-PAT00106
    는 최적의 간섭 제거 가중치이다.
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