WO2008001506A1 - Circuit de réduction du bruit d'un transformateur piézoélectrique d'un gradateur de lumière - Google Patents

Circuit de réduction du bruit d'un transformateur piézoélectrique d'un gradateur de lumière Download PDF

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WO2008001506A1
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WO
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circuit
output
piezoelectric transformer
full bridge
voltage
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PCT/JP2007/000721
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French (fr)
Inventor
Seiji Namiki
Yasuhiro Yokote
Minoru Yamada
Akira Mizutani
Atsushi Shimbo
Original Assignee
Tamura Corporation
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Publication date
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2827—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using specially adapted components in the load circuit, e.g. feed-back transformers, piezoelectric transformers; using specially adapted load circuit configurations

Definitions

  • the present invention relates to lighting of a discharge tube (for example, a cold cathode fluorescent tube) used as a backlight of a liquid crystal display device, etc.
  • a discharge tube for example, a cold cathode fluorescent tube
  • the present invention relates to a noise reduction circuit of a piezoelectric transformer in a dimming circuit, When the discharge tube is lit, the piezoelectric transformer is driven all the way and the current is set to ⁇ 0 '' during the dimming off period, so that the vibration noise caused by phase discontinuity is reduced. is there.
  • burst dimming that repeatedly turns on and off using a piezoelectric transformer is conventionally known.
  • the piezoelectric transformer uses vibrations due to the piezoelectric effect, so that its repetition frequency and its harmonics are generated. This vibration may be transmitted to the circuit board on which the piezoelectric transformer is mounted, producing an audible sound.
  • the frequency of sound generated by this vibration is the same as the repetition frequency of turning on and off, or its harmonic component.
  • the repetition frequency of turning on and off is generally several tens to one hundred hertz, and therefore, several tens to several hundred hertz sounds are generated. In this frequency range, human ears are sensitive and may cause harsh noise.
  • FIG. 5 shows the operation of the circuits of these patent documents.
  • FIG. 5 (a) shows the time when the power for driving the piezoelectric transformer is time-divided
  • FIG. 5 (b) shows the piezoelectric transformer at that time. This represents the envelope of the vibration amplitude.
  • the power on the vertical axis in Fig. 5 (a) is the effective power.
  • a large amount of power here, high power
  • a small non-zero power referred to as low power
  • m and n be the time intervals of high power and low power, respectively.
  • the sum of m and n is repeated.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2 00 _5 8 2 8 9
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 2 00 0 _ 2 2 3 2 9 7
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 supply a small electric power to the cold cathode fluorescent tube even in the dimming off period.
  • This has the disadvantage of causing uneven brightness on LCDs and other devices.
  • a phenomenon occurs in which only both ends of the fluorescent tube are lit, and it is difficult to control the dimming level uniformly over the entire screen.
  • the output V F O from the full bridge circuit 2 is output to the piezoelectric transformer 4 through the low-pass filter 3, and is supplied to the discharge tube such as the output I O force of the piezoelectric transformer 4 ⁇ backlight. That is, the piezoelectric transformer 4 converts an electrical signal into mechanical vibration and further converts it into an electrical signal.
  • the AC voltage (approximately sine wave) from the low-pass filter is boosted and converted to a high voltage, and the discharge tube, which is the load, is lit.
  • the low-pass filter 3 attenuates the harmonic component of the output waveform of the full bridge circuit 2, whereby the fundamental wave component of the full bridge circuit 2 can be applied to the piezoelectric transformer 4.
  • the piezoelectric transformer 4 is ideally driven by a sine wave, and the harmonic component is converted to heat or reflected to the input side, so the low-pass filter 3 must attenuate the harmonic component.
  • the full bridge circuit 2 is provided with a full bridge drive circuit 5 which is an interface circuit for driving the full bridge circuit 2.
  • the full bridge drive circuit 5 drives each FET of the full bridge under the conditions of a voltage controlled oscillator 9 and a duty variable circuit 6 described later, and makes the output voltage from the full bridge circuit 2 variable.
  • the duty variable circuit 6 connected to the full bridge drive circuit 5 outputs a duty signal proportional to the output V d of the trapezoidal wave generator 10 to the full bridge drive circuit 5.
  • a current-to-voltage conversion circuit 7 that converts a load current obtained from the output side of the piezoelectric transformer 4 into a voltage, an integrator 8 with a built-in reference voltage, and voltage control Type oscillator 9 is connected.
  • the current-to-voltage conversion circuit 7 detects the current IO flowing through the load (cold cathode tube) and converts it into a voltage value, thereby creating a DC voltage VIV proportional to the load current. Feedback to integrator 8 as current information. [0014] The integrator 8 integrates the voltage difference value VIV of the load current IO and the built-in reference voltage difference with time. Therefore, if VIV is less than the reference voltage, the integrator output
  • V i n t varies with time.
  • V I V reference voltage
  • the output current I O from the piezoelectric transformer 4 is detected by the current-voltage conversion circuit 7, the output V I V is integrated by the integrator 8, and the output
  • the operating frequency of the full bridge circuit 2 is driven by driving the voltage controlled oscillator 9 based on V int and feeding back the output OSC to the full bridge circuit 2 via the duty variable circuit 6 and the full bridge drive circuit 5.
  • the duty variable circuit 6 is supplied with a rectangular wave V dm which is a dimming signal of the discharge tube via a trapezoidal wave generator 10, and the output signal Vd from the trapezoidal wave generator 10 is high. Period (period during which output current is output; the same applies hereinafter) The duty variable circuit 6 is driven. That is, the output of the trapezoidal wave generator 10 is Input to variable circuit 6 to gently vary the duty of the full bridge. This is to reduce the noise during dimming, and to smooth the rise and fall of the output current due to dimming. When the output current rises due to dimming and the fall is steep, noise increases.
  • the dimming signal V dm determines the dimming degree of the discharge tube by controlling the duty of the full bridge circuit 2 according to the length of the high period.
  • This dimming signal V dm is input as a G A T E signal to the integrator 8 via the rising delay circuit 11, and the integrator 8 is operated only during the high period of the G A T E signal.
  • the integrator 8 stops the operation when the G A T E signal is Low, and holds the output immediately before the stop.
  • the rising delay circuit 11 outputs a signal of Low that is delayed for a certain period at the head of the dimming signal during the High period of the dimming signal.
  • This fixed period is the transient response of the rise of the output current and the soft star period due to the variable duty circuit 6, and the output current shows an unstable value, so the operation of the integrator 8 is prohibited.
  • Rise delay circuit 1 1 inputs to G A T E terminal of integrator 8.
  • Rise delay circuit 1 Controls so that integrator 8 does not integrate the unstable part of the output current by the delay of 1.
  • the rise delay circuit 11 outputs the Low signal even when the dimming signal is Low, so the region where the output becomes 0 by dimming is not integrated. If the region where the output current becomes 0 due to dimming is also integrated, the output of the integrator rises and the drive frequency of the piezoelectric transformer 4 approaches the resonance frequency, so the output current at the dimming signal high level increases. Not only will the dimming function be impaired, but the life of the cold-cathode tube will be reduced and destroyed.
  • the dimming of the inverter is performed by intermittently outputting an output current having a piezoelectric transformer drive frequency (inverter output frequency) at a low frequency (in this case, 1550 Hz).
  • the light quantity of the discharge tube is adjusted by changing the on-duty.
  • the waveform of the output current in this case is the same condition as when amplitude modulation was performed at 1550 Hz. However, since the rising and falling parts of the waveform are steep, amplitude modulation is also applied to harmonics of 150 Hz. As a result, the noise spectrum is expressed by a frequency corresponding to a carrier wave of 52 kHz and a frequency called a sideband generated at intervals of 1550 Hz.
  • the noise represented by this spectrum is considered to occur at the moment when the current rises and falls due to dimming. If there is no frequency point that resonates in the system from the source piezoelectric transformer to the human ear, the sideband in the audible band is attenuated, so it falls within the noise level corresponding to the attenuation. On the other hand, if there is a frequency point that resonates in the system from the source to the ear, sidebands are amplified at that frequency and the noise level increases. Assuming that there is a frequency point that resonates at 7 kHz, the sideband corresponding to the 7 kHz frequency is amplified, and a 7 kHz sound wave is amplified each time dimming is turned on and off. Will occur.
  • the mechanism of noise generation is similar to the situation where a hammer is hit with a 7 kHz tuning fork in accordance with the on / off timing of dimming.
  • the strength of the hammer can be regarded as a sideband level corresponding to a frequency of 7 kHz, and the resonance frequency of the tuning fork corresponds to the resonance frequency of the system.
  • the number of hammer hits corresponds to the number of times dimming is turned on and off.
  • the duty of the full bridge output is reduced to 0 when the duty of the full bridge is reduced to a certain level (about 30%).
  • a method is also conceivable. When this method is used, the output current waveform becomes discontinuous at the moment when the duty of the full bridge output becomes zero. This discontinuity is
  • Waveform disturbance leading to an increase in audible sidebands and increased dimming noise.
  • the piezoelectric transformer 4 vibrates at 52 kHz during its operation.
  • the full-bridge output duty becomes zero, the piezoelectric transformer 4 vibrates at its own resonance frequency, for example, 50 kHZ.
  • the timing of this change occurs at the timing of switching from driving to OV regardless of the phase of the driving frequency, resulting in phase discontinuity.
  • smoothing the dimming waveform reduces noise, but reduces the on-time and turns on the discharge tube in a state where the current does not flow sufficiently (unstable), resulting in stable dimming. Otherwise, uneven brightness occurs or the range of light control is limited.
  • the present invention has been proposed in order to solve the above-described problems of the prior art, and its purpose is to reduce vibration noise caused by turning on and off the piezoelectric transformer, and at the same time, discharge.
  • An object of the present invention is to provide a dimming noise reduction circuit for a piezoelectric transformer that can prevent luminance unevenness in a liquid crystal display using a tube. Means for solving the problem
  • the invention of claim 1 includes a full bridge circuit that operates in response to an output voltage from an input voltage source, and a piezoelectric transformer to which an output from the full bridge circuit is supplied.
  • the dimming noise reduction circuit of the piezoelectric transformer in which the output current of the piezoelectric transformer is supplied to the discharge tube the following configurations (1) to (4) are employed.
  • the full bridge circuit is configured with a fixed duty, and a full bridge drive circuit that operates by feeding back a current flowing through a load is connected to the full bridge circuit.
  • the peak value control circuit controls the peak value of the output voltage so that the rising waveform and falling waveform of the output voltage of the full bridge circuit are represented by a cosine curve.
  • the full-bridge driving circuit detects a current flowing through the load and converts it into a voltage value, and the current-to-voltage conversion circuit obtains the current-to-voltage conversion circuit. Is connected to an integrator that compares the measured load current with the built-in reference voltage, and a voltage-controlled oscillator whose oscillation frequency is determined by the output of this integrator, and the output from this voltage-controlled oscillator is used as a full-bridge drive circuit.
  • the operating frequency of the full bridge circuit can be controlled by feeding back to the full bridge circuit via the.
  • the integrator is provided with a rise delay circuit that inhibits the operation of the integrator in order to ensure a transient response of the rise of the output current and a soft star period of the chobbing circuit by the duty variable circuit. Yes.
  • the piezoelectric transformer is driven over the entire range of the on-period and the off-period, and at the same time, the current supply to the piezoelectric transformer is stopped during the off-period, thereby dimming due to phase discontinuity. It is possible to reduce both noise generation and luminance unevenness caused by driving the piezoelectric transformer throughout the on / off period.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a time chart showing an output waveform of each part in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a time chart showing details of the operation of the peak value control circuit according to the present invention.
  • FIG. 4 Time chart showing input voltage and vibration of piezoelectric transformer in conventional dimming circuit.
  • FIG. 5 is a time chart showing the input voltage and vibration of the piezoelectric transformer in the light control circuit described in Patent Document 1 and Patent Document 2.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a conventional dimming circuit by the applicant.
  • FIG. 7 is a time chart showing output waveforms of various parts in the light control circuit of FIG.
  • FIG. 8 is a graph showing resonance characteristics of the piezoelectric transformer in the light control circuit of FIG.
  • FIG. 9 is a time chart showing the waveform of the output voltage of the full bridge drive circuit in the dimming circuit of FIG. 6, and a graph showing the mechanism by which sidebands are generated in the audible band.
  • FIG. 10 Time chart explaining the problems that occur when the duty change of the full bridge circuit is moderated in the conventional dimming circuit.
  • the circuit of the present embodiment includes a throbbing circuit 21 that turns on / off the output from the input voltage source 1 at a constant period, and a full bridge circuit that operates in response to the output voltage Vb1 of the throbbing circuit 21.
  • the output voltage VFO of the full bridge circuit 2 is equipped with a low-pass filter 3 that removes harmonic components in the VFO, and the output from the low-pass filter 3 is supplied to the piezoelectric transformer 4, An output current Io is supplied to the discharge tube.
  • the full bridge circuit 3 of the present embodiment is controlled by the full bridge drive circuit 5 and switches the input voltage V B 1 from the chobbing circuit 21.
  • the drive frequency of each FET in the full bridge circuit 3 is determined by the voltage controlled oscillator 9.
  • the duty variable circuit 6 is connected to the chobbing circuit 21, the duty of the full bridge circuit 3 operates with a fixed duty.
  • the integrator 8 and the current-voltage conversion circuit 7 for driving the voltage controlled oscillator 9 have the same configuration as that of the prior art, and the voltage controlled oscillator 9 does not pass through the duty variable circuit 6. This is different from the prior art in that the switching frequency is supplied to the full bridge circuit 2 directly through the full bridge drive circuit 5.
  • the chobbing circuit 21 is a circuit intended to vary the input voltage of the full bridge circuit 3.
  • the output voltage V F O of the chopping circuit 2 1 is controlled by the output of the duty variable circuit 6. That is, in the prior art, the duty variable circuit 6 is connected to the full bridge drive circuit 5, but in the present embodiment, it is connected to the jogging circuit 21.
  • the duty variable circuit 6 is supplied with a dimming signal V dm via a peak value control circuit 22.
  • This peak value control circuit 22 controls the rising waveform and falling waveform of the output voltage of the chobbing circuit 21 at the time when the dimming signal Vdm rises and falls. That is, the output V d of the peak value control circuit 2 2 is input to the duty variable circuit 6, and the duty voltage of the chobbing circuit 2 is controlled to vary the output voltage of the chobbing circuit 2.
  • This peak value control circuit 22 determines the shape of the peak value that is most effective in reducing dimming noise.
  • the peak value control circuit 22 outputs a waveform such that the waveform of (1_cos OJ t) is formed at the rising and falling portions of the output voltage Vd.
  • the duty variable circuit 6 When the output voltage Vd from the peak value control circuit 22 increases, the duty variable circuit 6 outputs a rectangular wave with a long on-time.
  • an output voltage having a waveform of (1 _ cos OJ t) is output from the choking circuit 21 driven by the rectangular wave from the duty variable circuit 6 as described above.
  • the full bridge circuit 2 is driven.
  • the switch of the switching circuit 2 is turned on, and the output voltage of the switching circuit 2 increases (or decreases) in proportion to the ON duty of the variable duty circuit 6 To do.
  • the rising delay circuit 11 1 has a HI gh period (period during which the output current is output) of the dimming signal in the head part of the period, as in the conventional technique. Outputs a LOW signal that is delayed for a certain period. This fixed period is the transient response of the rising edge of the output current and the soft star period of the chobbing circuit 2 due to the variable duty circuit 6. The output current shows an unstable value, so the operation of the integrator 8 is prohibited. ing.
  • the full bridge circuit 2 since the full bridge circuit 2 has a fixed duty, a voltage with less harmonic components can be applied to the piezoelectric transformer 4 in the entire region. That is, as shown in Patent Document 1 and Patent Document 2, the full bridge circuit 2 can be driven for the entire period, and has an advantage that phase discontinuity due to on / off does not occur. Applicant ’s According to the experiment, it was confirmed that the sideband level of about 24 dB was reduced in the audible band by ensuring phase continuity.
  • the rise and fall of the dimming waveform is set to the waveform of (1_cos ⁇ t) in the peak value control circuit 22 2, so that the audible range of the sideband can be reduced.
  • the level can be reduced.
  • the dimming waveform rising and falling at a frequency of 500 Hz is set to the waveform of (1 _ cos OJ t) and the waveform with a charge / discharge curve.
  • the sideband level of about 36 dB was reduced in the audible band.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment.
  • the output waveform can be a trapezoidal wave or a waveform having a charge / discharge curve.
  • the combination of the jogging circuit 21 and a piezoelectric transformer that is always driven at a fixed duty reduces noise and eliminates uneven brightness due to current interruption during the off-period of the piezoelectric transformer. It exhibits an effect that cannot be expected from Patent Document 2.

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Description

明 細 書
圧電トランスの調光騒音低減回路
技術分野
[0001 ] 本発明は、 液晶表示装置などのバックライ トとして使用される放電管 （例 えば、 冷陰極蛍光管） の点灯■調光回路における圧電トランスの騒音低減回 路に関するものであって、 特に、 放電管の点灯時において圧電トランスを全 区間駆動すると共に調光オフ期間については電流を 「0」 とすることで、 位 相の不連続に起因する振動騒音を低減するように構成したものである。
背景技術
[0002] 冷陰極蛍光管の調光方式として、 圧電トランスを用いて点灯と消灯を繰り 返すバースト調光が従来から知られている。 このバースト調光を行う場合、 圧電トランスは圧電効果による振動を利用するため、 その繰り返し周波数や その高調波の振動が発生する。 この振動は圧電トランスを搭載している回路 基板などに伝わり可聴音が発生することがある。 この振動による発音の周波 数は点灯と消灯の繰り返し周波数と同一かあるいはその高調波成分などであ る。 この点灯と消灯の繰り返し周波数は数十から百へルツが一般的であり、 したがって数十〜数百へルツの音が発生する。 この周波数領域では人の耳は 感度が良いため、 耳障りな騒音となることがある。
[0003] すなわち、 従来のバースト調光は放電管の点灯と消灯を繰り返すために、 図 4 (a)のような電力 （実効電力で表示） が圧電トランスに印加される。 その ために圧電トランスは図 4 (b)のような包絡線をもつ振動をする。 つまり点 灯時は駆動周波数で振動するが、 消灯時には振動が停止する。 このように振 動を急激に開始したり停止すると、 図 4 (a)に示すように過渡的に大きな電力 が必要となるが、 それにより図 4 (b)に示すような過渡的な異常振動が発生し 、 これが発音源となると考えられていた。
[0004] このような観点から、 圧電トランスの調光騒音低減回路に関する提案が、 たとえば特許文献 1及び特許文献 2に示すように従来からなされている。 す なわち、 これらの従来技術は、 圧電トランスの振動を停止させることなくバ ースト調光を行うもので、 消灯にあたるサイクルでも圧電トランスの振動を 持続させながら、 バースト調光の周期にあわせて振動振幅の大小を繰り返す ことにより、 放電管には 2つの値の振幅を繰り返す電流を供給することがで さる。
[0005] 図 5はこれらの特許文献の回路の動作を示すもので、 図 5 (a)は、 圧電トラ ンスを駆動する電力を時分割したときを、 図 5 (b)はその時の圧電トランスの 振動振幅の包絡線を表わしたものである。 図 5 (a)の縦軸の電力は実効電力と した。 図 5 (a)において、 圧電トランスには大きな電力 （ここでは大電力とい う） と、 0でない小さな電力 （小電力という） が時分割で交互に加えられる 。 大電力と小電力の時間間隔をそれぞれ mと nとする。 mと nの和が繰り返 し周期となる。 そしてこの 2つの時間間隔の比 （時分割比 = n Z ( m + n ) ) を変えることにより、 あるいは 2つの電力の少なくとも 1つの電力を変え ることにより放電管の輝度を調整することができる。
特許文献 1 ：特開 2 0 0 0 _ 5 8 2 8 9号公報
特許文献 2：特開 2 0 0 0 _ 2 2 3 2 9 7号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0006] しかしながら、 前記特許文献 1や特許文献 2の発明は、 調光のオフ期間で あっても小電力を冷陰極蛍光管に供給することになるため、 この種の冷陰極 蛍光管を使用した液晶ディスプレイなどに輝度ムラが発生する不都合があつ た。 特に、 液晶テレビのような大画面では、 オフ期間であっても蛍光管の両 端のみが点灯する現象が生じ、 調光度を画面全体に均一に制御することが困 難であった。
[0007] この点を、 図 6に示す本出願人の提案に係る従来の調光回路及びその各部 の出力電圧または電流を示す図 7のタイムチャートによって具体的に説明す る。 なお、 この図 6に示す調光回路は、 本発明を説明するために本明細書に 記載したものであって、 本願の出願時点で公知のものではない。 [0008] 図 6の調光回路において、 入力電圧源 1の出力側に接続されたフルブリッ ジ回路 2には、 入力電圧源 1からの供給電圧 V I Nが入力電圧 V B 1 として そのまま印加され、 フルブリッジ回路 2はこの入力電圧 V B 1をスィッチン グする。
[0009] フルブリッジ回路 2からの出力 V F Oは、 ローパスフィルタ 3を介して圧 電トランス 4に出力され、 この圧電トランス 4の出力 I O力《バックライ 卜な どの放電管に供給される。 すなわち、 圧電トランス 4は、 電気信号を機械的 な振動に変換し、 さらに電気信号に変換する。 本回路では、 ローパスフィル タからの交流電圧 （大略正弦波） を昇圧し、 高電圧に変換して、 負荷である 放電管を点灯する。
[0010] 前記ローパスフィルタ 3は、 フルブリッジ回路 2の出力波形のうち高調波 成分を減衰するもので、 これによリ圧電トランス 4にはフルブリッジ回路 2 の基本波成分が印加できる。 なお、 圧電トランス 4は、 正弦波で駆動するの が理想で、 高調波成分は熱に変換されるか入力側へ反射するため、 このロー パスフィルタ 3により高調波成分を減衰する必要がある。
[001 1 ] 前記フルブリッジ回路 2には、 フルブリッジ回路 2を駆動するためのイン ターフェイス回路であるフルブリッジ駆動回路 5が設けられている。 このフ ルブリッジ駆動回路 5は、 後述する電圧制御型発振器 9とデューティ可変回 路 6の条件で、 フルブリッジの各 F E Tを駆動し、 フルブリッジ回路 2から の出力電圧を可変とする。 このフルブリッジ駆動回路 5に接続されたデュー ティ可変回路 6は、 台形波発生器 1 0の出力 V dに比例したデューティ信号 を、 フルブリッジ駆動回路 5に出力する。
[0012] このデューティ可変回路 6の入力側には、 圧電トランス 4の出力側から取 得した負荷電流を電圧に変換する電流一電圧変換回路 7、 基準電圧を内蔵し た積分器 8及び電圧制御型発振器 9が接続されている。
[0013] 電流一電圧変換回路 7は、 負荷 （冷陰極管） に流れる電流 I Oを検出して それを電圧値に変換することで、 負荷電流に比例した、 直流電圧 V I Vを作 りだし、 負荷電流の情報として積分器 8に帰還する。 [0014] 積分器 8は、 負荷電流 I Oの電圧換算値 V I Vと内蔵した基準電圧の差電 圧を時間で積分する。 従って、 V I Vが基準電圧に満たないと、 積分器出力
V i n tは、 時間とともに変化する。 V I V=基準電圧となると、 差電圧は 0となるので積分出力 V i n tは、 一定値を示し時間で変化せず、 V I V = 基準電圧となった時の V i n tを継続して出力する。 本回路では、 V I V< 基準電圧のとき、 積分器出力 V i n tは、 上昇する極性に設定してあるもの とする。 また、 インバータの電源投入により初期化され、 動作開始直後は、 V i n t =O vとなるものとする。
[0015] 電圧制御型発振器 9は、 積分器出力 V i n tによりその発振周波数が決定 する。 すなわち、 図 8に示すように、 V i n t =0のとき、 本発振器の周波 数は、 圧電トランスの共振周波数より十分高い周波数に設定する。 V i n t の値が、 上昇すると、 本発振器の周波数は、 その電圧上昇に対応して低周波 の方向へシフ卜する様な極性に設定する。 また、 本発振器は、 V i n tの電 圧の最大取りうる値において、 圧電トランスの共振周波数に十分近づく力、、 又はより低周波の周波数を出力できるように設定する。 従って、 V I V=積 分器に内蔵した基準電圧となったとき、 V i n t =C O n S t (時間で変化 しない） となり、 本発振器は、 一定の周波数で発振することになる。 この状 態が安定動作の状態である。
[0016] このように本回路においては、 圧電トランス 4からの出力電流 I Oを電流 —電圧変換回路 7で検出し、 その出力 V I Vを積分器 8で積分し、 その出力
V i n tに基づき電圧制御型発振器 9を駆動し、 その出力 OSCをデューテ ィ可変回路 6及びフルブリッジ駆動回路 5を介してフルブリッジ回路 2にフ イードバックすることで、 フルブリッジ回路 2の動作周波数を制御している
[0017] 前記デューティ可変回路 6には、 放電管の調光信号である矩形波 V dmが 台形波発生器 1 0を介して供給され、 台形波発生器 1 0からの出力信号 Vd の H i g h期間 （出力電流が出力している期間； 以下同様） 前記デューティ 可変回路 6が駆動される。 すなわち、 台形波発生器 1 0の出力は、 デュー亍 ィ可変回路 6に入力され、 フルブリッジのデューティをなだらかに可変する 。 これは、 調光時の騒音を低減する目的で、 調光による出力電流の立ち上が りや、 立ち下がりをなめらかにする。 なお、 調光による出力電流の立ち上が り、 立ち下がりが急峻な場合、 騒音が増大する。
[0018] —方、 調光信号 V d mは、 その H i g h期間の長短によりフルブリッジ回 路 2のデューティを制御して、 放電管の調光度合いを決定する。 この調光信 号 V d mは、 立ち上がり遅延回路 1 1を介して前記積分器 8に G A T E信号 として入力され、 この G A T E信号の H i g h期間だけ積分器 8が作動する 。 なお、 積分器 8は、 G A T E信号が L o w期間は動作を休止し、 休止直前 の出力を保持している。
[0019] すなわち、 立ち上がり遅延回路 1 1は、 調光信号の H i g h期間において 、 その期間の頭の部分の一定期間を遅延した L o wとする信号を出力する。 この一定期間は、 出力電流の立ち上がりの過渡応答や、 デューティ可変回路 6によるソフトスター卜の期間であり、 出力電流が不安定な値を示すため、 積分器 8の動作を禁止している。 立ち上がり遅延回路 1 1は、 積分器 8の G A T E端子に入力する。 立ち上がり遅延回路 1 1の遅延により、 出力電流の 不安定な部分を積分器 8が積分しないように制御する。
[0020] 同様に、 立ち上がり遅延回路 1 1は、 調光信号が L o wのときも L o w信 号を出力するので、 調光により出力が 0となった領域は積分されない。 もし 、 調光により出力電流 0となった領域も積分すると、 積分器の出力が上昇し 圧電トランス 4の駆動周波数が、 より共振周波数に近づく為、 調光信号 H i g h時の出力電流が増大し、 調光機能が損なわれるだけでなく、 冷陰極管の 寿命の低下や破壊を招く。
[0021 ] このような構成の図 6の調光回路においては、 台形波発生器 1 0を設ける ことにより、 フルブリッジ回路 2のデューティの立ち上がり、 立ち下がりの を滑らかなものとして、 出力電流 I Oの立ち上がり、 立ち下がりの波高値を なだらかに変化させ、 調光時の騒音を低減させるようにしている。 しカヽし、 実際には、 次のような問題点が有り、 騒音対策が十分とは言えなかった。 [0022] ( 1 ) 側帯波の影響
前記の調光回路において、 デューティが 0に近くなると、 高調波成分が増 大し調光騒音が増大し、 この高調波成分が、 圧電トランスの振動に影響を与 え、 調光騒音を増大すると考えられる。 より具体的には、 インバータの調光 は、 図 9の様に圧電トランスの駆動周波数 （インバータの出力周波数） を持 つ出力電流を低周波 （この場合 1 5 0 H z ) で断続し、 そのオン一デュー亍 ィを可変することで、 放電管の光量を調整する。
[0023] この場合の出力電流の波形は、 1 5 0 H zで振幅変調を受けたと同様の条 件となる。 ただし、 波形の立ち上がりや、 立ち下がりの部分は、 急峻で有る ため、 1 5 0 H zの高調波によっても振幅変調を受けることとなる。 その結 果、 騒音のスぺクトルは、 5 2 k H zの搬送波に相当する周波数と 1 5 0 H z間隔で発生する側帯波と呼ばれる周波数で表される。
[0024] このスぺクトルで表される騒音は、 調光による電流の立ち上がり、 立ち下 がりの瞬間に発生すると考えられる。 発生源の圧電トランスから、 人間の耳 までの系に共振する周波数ポイントがなければ、 可聴帯域の側帯波は減衰し ているため、 減衰に相当した騒音レベルで収まる。 一方、 発生源から耳まで の系に共振する周波数ポイントがあると、 その周波数で側帯波が増幅され、 騒音レベルも増大する。 今、 7 k H zで共振する周波数ポイントがあると仮 定すると、 7 k H zの周波数に相当する側帯波が増幅され、 調光のオン -ォ フの度に 7 K H Zの音波が増幅されて、 発生することになる。
[0025] この現状から、 騒音発生のメカニズムは、 「7 k H zの音叉を調光のオン ■オフのタイミングに合わせて、 ハンマーでたたいている状況」 に類似して いる。 ハンマーの強さは、 7 k H zの周波数に相当する側帯波のレベルにた とえることができ、 音叉の共振周波は、 系の共振周波数に相当する。 ハンマ 一をたたく回数は、 調光のオン■オフの回数に相当する。
[0026] ( 2 ) 調光波形の立ち下がりの乱れ…波形不連続に伴う騒音増大
前述の （1 ) の高調波の影響を避けるため、 フルブリッジのデューティが ある程度 （3 0 %位） に低減したときにフルブリッジ出力のデューティを 0 とする方法も考えられる。 この方法を採用した場合は、 フルブリッジ出力の デューティが 0となる瞬間に出力電流の波形が不連続となる。 この不連続は
、 波形の乱れとなり、 可聴帯域の側帯波の増大をまねき、 調光騒音を増大さ せる。
[0027] すなわち、 前記電圧制御型発振器 9の出力 O S Cによって制御されるフル プリッジ回路 2の駆動周波数を一例として 5 2 k H Zとした場合、 圧電トラ ンス 4はその動作中 5 2 k H Zで振動しているが、 フルブリッジ出力のデュ 一ティが 0となると、 圧電トランス 4は自己の共振周波数、 例えば 5 0 k H Zで振動することになる。 この変化のタイミングは、 駆動周波数の位相とは 無関係に駆動時から O Vへの切換タイミングで生じるため、 位相の不連続が 生じる。
[0028] ( 3 ) フルブリッジ回路のデューティの変化をなだらかに変化させた場合 前記 （1 ) のような側帯波の影響を排除するには、 例えば図 1 1に示すよ うに、 十分に立ち上がり及び立ち下がりの波形になだらかな状態を作り出し 、 出力電流の波高値の変化をなだらかにしないと、 調光騒音を低減できない 。 しかし、 この場合、 出力電流の平らな部分の時間が少なくなり、 管電流が 所定の値を確保できる時間が少なくなるため、 画面の輝度ムラが発生し、 調 光範囲の制約となる。
[0029] すなわち、 調光の波形をなめらかにすると騒音は低減されるものの、 オン 時間が少なくなり、 電流が十分流れない （安定しない） 状態で放電管を点灯 させることになり、 調光が安定せず、 輝度ムラが生じたり、 調光の範囲に限 度が生じる。
[0030] ( 4 ) 常時駆動の問題点
前記の特許文献 1や特許文献 2に記載の発明のように、 圧電トランスを常 時駆動することで、 駆動周波数と自己共振周波数の相違に起因する位相の不 連続を解消することも考えられる。 し力、し、 その場合には、 調光のオフ期間 であっても小電力を冷陰極蛍光管に供給することになるため、 この種の冷陰 極蛍光管を使用した液晶ディスプレイなどに輝度ムラが発生する不都合があ る。
[0031 ] 本発明は前記のような従来技術の問題点を解決するために提案されたもの であって、 その目的は、 圧電トランスのオン■オフに伴う振動騒音を低減す ると同時に、 放電管を利用した液晶ディスプレイなどにおける輝度ムラの防 止を可能とした圧電トランスの調光騒音低減回路を提供することにある。 課題を解決するための手段
[0032] 前記の目的を達成するために、 請求項 1の発明は、 入力電圧源からの出力 電圧を受けて作動するフルブリッジ回路と、 このフルブリッジ回路からの出 力が供給される圧電トランスとを備え、 この圧電トランスの出力電流が放電 管に供給される圧電トランスの調光騒音低減回路において、 次の構成（1 ) ~ ( 4) を採用したことを特徴とする。
(1 ) 前記フルブリッジ回路をそのデューティが固定のものから構成すると共 に、 このフルブリッジ回路には、 負荷に流れる電流をフィードバックして作 動するフルブリッジ駆動回路が接続する。
(2) 前記入力電圧源とフルブリッジ回路との間には、 入力電圧源からの出力 を一定の周期でオン■オフすると共にフルブリッジ回路の入力電圧を可変と するチヨッビング回路を設ける。
(3) チヨッビング回路には、 そのデューティを制御して出力電圧を可変とす るデューティ可変回路を接続する。
(4) デューティ可変回路には、 調光信号の立ち上がり、 立ち下がりの時点に おける、 フルブリッジ回路の出力電圧の立ち上がり波形、 立ち下がり波形を 制御する波高値制御回路を接続する。
[0033] また、 次のような構成も、 本発明の一態様である。
(a) 前記波高値制御回路が、 フルブリッジ回路の出力電圧の立ち上がり波形 、 立ち下がり波形がコサイン曲線によって表されるように、 その出力電圧の 波高値を制御するものである。
(b) 前記フルブリッジ駆動回路が、 負荷に流れる電流を検出してそれを電圧 値に変換する電流一電圧変換回路と、 この電流一電圧変換回路によって得ら れた負荷電流と内蔵した基準電圧を比較する積分器と、 この積分器出力によ つて発振周波数が決定される電圧制御型発振器とに接続され、 この電圧制御 型発振器からの出力をフルブリツジ駆動回路を介してフルブリッジ回路にフ イードバックすることで、 フルブリッジ回路の動作周波数を制御するもので める。
(c) 前記積分器に、 出力電流の立ち上がりの過渡応答及び前記デューティ可 変回路によるチヨッビング回路のソフトスター卜の期間を確保するために、 積分器の動作を禁止する立ち上がり遅延回路が設けられている。
発明の効果
[0034] 本発明によれば、 圧電トランスをそのオン期間及びオフ期間の全域にわた つて駆動すると同時に、 そのオフ期間は圧電トランスに対する電流の供給を 停止することで、 位相の不連続による調光騒音の発生と、 オン■オフ期間の 全域にわたって圧電トランスを駆動することに起因する輝度ムラの発生との 双方を低減することが可能になる。
[0035] また、 本発明の前記 (a) の態様によれば、 調光波形の立ち上がりと立ち下 がりを可聴帯域に落ちる側帯波のレベルを低減する構成とすることで、 調光 騒音の発生をより低減することができる。
図面の簡単な説明
[0036] [図 1 ]本発明の第 1実施形態の構成を示すブロック図。
[図 2]前記第 1実施形態における各部の出力波形を示すタイムチヤ一ト。
[図 3]本発明における波高値制御回路の動作の詳細を示すタイムチヤ一ト。
[図 4]従来の調光回路における圧電トランスの入力電圧及び振動を示すタイム チヤ一ト。
[図 5]特許文献 1及び特許文献 2に記載の調光回路における圧電トランスの入 力電圧及び振動を示すタイムチヤ一ト。
[図 6]本出願人による従来の調光回路の構成を示すブロック図。
[図 7]図 6の調光回路における各部の出力波形を示すタイムチヤ一ト。
[図 8]図 6の調光回路における圧電トランスの共振特性を示すグラフ。 [図 9]図 6の調光回路におけるフルブリッジ駆動回路の出力電圧の波形を示す タイムチャートと、 可聴帯に側帯波が発生するメカニズムを示すグラフ。
[図 10]従来の調光回路において、 フルブリッジ回路のデューティの変化をな だらかにした場合に発生する問題を説明するタイムチヤ一ト。
符号の説明
[0037] 1…入力電圧源
2…フルブリッジ回路
3…ローパスフィルタ
4…圧電トランス
5…フルブリッジ駆動回路
6…デューティ可変回路
7…電流一電圧変換回路
8…積分器
9…電圧制御型発振器
1 0…台形波発生器
1 1…立ち上がり遅延回路
2 1…チヨッビング回路
2 2…波高値制御回路
発明を実施するための最良の形態
[0038] ( 1 ) 第 1実施形態の構成
以下、 本発明の第 1実施形態を図 1の機能ブロック図及び図 2のタイムチ ヤー卜に従って具体的に説明する。 なお、 前記図 6に示した従来の調光回路 と同一の部分については、 同一の符号を付し、 説明を省略する。
[0039] 本実施形態の回路は、 入力電圧源 1からの出力を一定の周期でオン■オフ するチヨッビング回路 2 1、 このチヨッビング回路 2 1の出力電圧 V b 1を 受けて作動するフルブリッジ回路 2、 フルブリッジ回路 2の出力電圧 V F O 中の高調波成分を除去するローパスフィルタ 3を備えており、 このローパス フィルタ 3からの出力が圧電トランス 4に供給され、 この圧電トランス 4の 出力電流 I oが放電管に供給される。
[0040] 本実施形態のフルブリッジ回路 3は、 フルブリッジ駆動回路 5によって制 御され、 チヨッビング回路 2 1からの入力電圧 V B 1をスイッチングする。 フルブリッジ回路 3の各 F E Tの駆動周波数は、 電圧制御型発振器 9により 決定される。 また、 チヨッビング回路 2 1にデューティ可変回路 6が接続さ れているため、 フルブリッジ回路 3のデューティは固定で動作する。
[0041 ] この電圧制御型発振器 9を駆動する積分器 8及び電流一電圧変換回路 7は 、 前記従来技術と同様の構成であって、 電圧制御形発振器 9がデューティ可 変回路 6を介することなく、 直接フルブリッジ駆動回路 5を介してフルブリ ッジ回路 2にスイッチング周波数を供給する点が、 従来技術と異なる。
[0042] 前記チヨッビング回路 2 1は、 フルブリッジ回路 3の入力電圧を可変する ことを目的とする回路である。 チヨッビング回路 2 1の出力電圧 V F Oは、 デューティ可変回路 6の出力により制御する。 すなわち、 前記従来技術にお いては、 デューティ可変回路 6は、 フルブリッジ駆動回路 5に接続されてい たが、 本実施形態においては、 チヨッビング回路 2 1に接続されている。
[0043] 前記デューティ可変回路 6には、 波高値制御回路 2 2を介して調光信号 V d mが供給されている。 この波高値制御回路 2 2は、 調光信号 V d mの立ち 上がり、 立ち下がりの時点における、 チヨッビング回路 2 1の出力電圧の立 ち上がり波形、 立ち下がり波形を制御する。 すなわち、 波高値制御回路 2 2 の出力 V dは、 デューティ可変回路 6に入力され、 チヨッビング回路 2のデ ユーティを制御してチヨッビング回路 2の出力電圧を可変する。
[0044] この波高値制御回路 2 2は、 もっとも調光騒音を低減する効果のある波高 値の形を決定するものである。 本実施形態において、 この波高値制御回路 2 2は、 （1 _ c o s OJ t ) の波形が、 出力電圧 V dの立ち上がり及び立ち下 がり部分に形成されるような波形を出力する。
[0045] 従って、 図 3に示すように、 （ 1 _ c o s ω t ) の波形を有する出力電圧 V dが印加されたデューティ可変回路 6において、
(1 ) 波形の立ち上がり （立ち下がり） 開始時 t = 0 (2) 立ち上がり （立ち下がり） 完了時 t
Figure imgf000014_0001
(3) ON-d u t y = ( 1 - c o s ω t ) / 2
(4) ωを f =6U 27T、 ほぼ 500H z位
に設定した場合、 波高値制御回路 22からの出力電圧 Vdが増加するにつれ て、 デューティ可変回路 6からはォン時間の長い矩形波が出力される。
[0046] なお、 図 3に示すデューティ可変回路 6の出力波形は模式図であり、 実回 路においては、 50 k H z程度の高周波でオン■オフする。 従って、 波高値 制御回路の ωΖ27Γ (= f ) 力 500H zであれば、 オン■オフの回数は 、 50回となる。 図 3は、 表現の都合で、 オン■オフの回数を 1 0回で表現 したものである。
[0047] このようなデューティ可変回路 6からの矩形波により駆動されるチヨツビ ング回路 21からは、 図 3の V B 1に示すように、 （1 _ c o s OJ t ) の波 形を有する出力電圧が得られ、 これによつてフルブリッジ回路 2が駆動され る。 この場合、 デューティ可変回路 6の出力が、 オンのときチヨッビング回 路 2のスィッチがオンとなり、 チヨッビング回路 2の出力電圧は、 デューテ ィ可変回路 6の ON— d u t yに比例して上昇 （または下降） する。
[0048] 更に、 本実施形態において、 立ち上がり遅延回路 1 1は、 前記従来技術と 同様に、 調光信号の H I g h期間 （出力電流が出力している期間） において 、 その期間の頭の部分の一定期間を遅延した LOWとする信号を出力する。 この一定期間は、 出力電流の立ち上がりの過渡応答や、 デューティ可変回路 6によるチヨッビング回路 2のソフトスター卜の期間であり、 出力電流が不 安定な値を示すため、 積分器 8の動作を禁止している。
[0049] (2) 第 1実施形態の作用
前記のような構成を有する第 1実施形態において、 フルブリッジ回路 2は 固定デューティのため、 その全領域で高調波成分が少ない電圧を圧電トラン ス 4に印加することができる。 すなわち、 フルブリッジ回路 2としては、 前 記特許文献 1や特許文献 2に示すように、 全期間駆動することが可能になり 、 オン■オフに伴う位相の不連続が発生しない利点がある。 なお、 出願人の 実験によれば、 位相の連続性を確保することで、 可聴帯域において、 2 4 d B程度の側帯波のレベルが低下したことを確認することができた。
[0050] しかも、 チヨッビング回路 2 1によって、 調光信号のオフ期間は入力電圧 源 1からの電流をフルブリッジ回路 2に供給しないようにしたので、 圧電ト ランス 4としては、 全期間駆動されながらも、 調光オフ期間はその出力電流 I Oが 「0」 となり、 放電管に電流が供給されることがなくなる。 その結果 、 全期間駆動による位相の連続性を確保して騒音の低減を図ると同時に、 調 光オフ期間における放電管の点灯を解消して、 輝度ムラの発生を防止するこ とができる。
[0051 ] その上、 本実施形態は、 波高値制御回路 2 2において、 調光波形の立ち上 がりと立ち下がりを （ 1 _ c o s ω t ) の波形とすることで、 側帯波の可聴 域のレベルを低減させることができる。 なお、 出願人の実験によれば、 周波 数 5 0 0 H zにおいて調光波形の立ち上がりと立ち下がりを （1 _ c o s OJ t ) の波形としたときと、 充放電曲線を有する波形とを比較した場合、 可聴 帯域において、 3 6 d B程度の側帯波のレベルが低下したことを確認するこ とができた。 その結果、 本実施形態によれば、 前記の位相の連続性による効 果と合わせて、 7 0 d B程度の騒音の低減が可能になった。
[0052] ( 3 ) 他の実施形態
本発明は、 前記の実施の形態に限定されるものではなく、 例えば、 波高値 制御回路 2 2として、 その出力波形を台形波あるいは充放電曲線を有する波 形とすることも可能である。 その場合でも、 チヨッビング回路 2 1 と固定の デューティで常時駆動される圧電トランスとの組み合わせにより、 騒音の低 減と圧電トランスのオフ期間における電流の遮断による輝度ムラの解消とい う、 特許文献 1や特許文献 2からは期待し得ない作用効果を発揮するもので あ^ ο
[0053] なお、 波高値制御回路として、 台形波ゃ充放電曲線を有する波形を出力す るものを使用した場合には、 フルブリッジ回路 2の後段に設けるローバスフ ィルタ 3の特性に工夫を凝らすことにより、 側帯波の影響を低減させること が可能である。

Claims

請求の範囲
[1 ] 入力電圧源からの出力電圧を受けて作動するフルブリッジ回路と、 このフ ルブリッジ回路からの出力が供給される圧電トランスとを備え、 この圧電ト ランスの出力電流が放電管に供給される圧電トランスの調光騒音低減回路に おいて、
前記フルブリッジ回路をそのデューティが固定のものから構成すると共に 、 このフルブリッジ回路には、 負荷に流れる電流をフィードバックして作動 するフルブリッジ駆動回路が接続され、
前記入力電圧源とフルブリッジ回路との間には、 入力電圧源からの出力を 一定の周期でオン■オフすると共にフルブリッジ回路の入力電圧を可変とす るチヨッビング回路が設けられ、
このチヨッビング回路には、 そのデューティを制御して出力電圧を可変と するデューティ可変回路が接続され、
このデューティ可変回路には、 調光信号の立ち上がり、 立ち下がりの時点 における、 フルブリッジ回路の出力電圧の立ち上がり波形、 立ち下がり波形 を制御する波高値制御回路が接続されていることを特徴とする圧電トランス の調光騒音低減回路。
[2] 前記波高値制御回路が、 フルブリッジ回路の出力電圧の立ち上がり波形、 立ち下がり波形がコサイン曲線によって表されるように、 その出力電圧の波 高値を制御するものであることを特徴とする請求項 1に記載の圧電トランス の調光騒音低減回路。
[3] 前記フルブリッジ駆動回路が、 負荷に流れる電流を検出してそれを電圧値 に変換する電流一電圧変換回路と、 この電流一電圧変換回路によって得られ た負荷電流と内蔵した基準電圧を比較する積分器と、 この積分器出力によつ て発振周波数が決定される電圧制御型発振器とに接続され、 この電圧制御型 発振器からの出力をフルブリツジ駆動回路を介してフルブリッジ回路にフィ 一ドバックすることで、 フルブリッジ回路の動作周波数を制御するものであ ることを特徴とする請求項 1に記載の圧電トランスの調光騒音低減回路。 前記積分器に、 出力電流の立ち上がりの過渡応答及び前記デューティ可変 回路によるチヨッビング回路のソフトスタートの期間を確保するために、 積 分器の動作を禁止する立ち上がり遅延回路が設けられていることを特徴とす る請求項 3に記載の圧電トランスの調光騒音低減回路。
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