WO2007094448A1 - 物理量センサ - Google Patents

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WO2007094448A1
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physical quantity
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signal
amplification factor
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PCT/JP2007/052831
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Yoichi Nagata
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Citizen Holdings Co Ltd
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D3/00—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups
    • G01D3/02—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups with provision for altering or correcting the law of variation
    • G01D3/024—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups with provision for altering or correcting the law of variation for range change; Arrangements for substituting one sensing member by another

Definitions

  • the present invention relates to a physical quantity sensor, and more particularly to a configuration of an output level conversion circuit of the physical quantity sensor.
  • Patent Document 1 there is a method for changing the detection sensitivity (scale factor) of a physical quantity sensor in proportion to the change in the power supply voltage at which the physical quantity sensor operates.
  • this conventional physical quantity sensor as shown in FIG. 10, the output signal of the sensor element 1 detected by the detection circuit 2 is further amplified and output by the amplifier circuit 6.
  • an inverting amplifying circuit using an operational amplifier 4 in which the MOS element 7 is an input resistor and the resistance element 8 is a feedback resistor is used.
  • the detection sensitivity of the physical quantity sensor can be adjusted. The detection sensitivity changes in proportion.
  • This characteristic is called ratiometric, and is useful when the output signal of a physical quantity sensor is digitally processed outside the sensor. That is, a physical quantity is applied to the sensor by combining a physical quantity sensor with such output characteristics with a ratiometric A / D conversion circuit whose conversion resolution changes in proportion to the power supply voltage of the sensor. In this case, the output data after AZD conversion can be configured not to be affected by power supply voltage fluctuations.
  • Patent Document 1 JP 2004-53396 A (Pages 4-6, Fig. 1)
  • the amplification factor of the amplifier circuit 6 is determined by the resistance ratio of the MOS element 7 and the resistor element 8.
  • the resistance element 8 it is conceivable to use a polysilicon resistance that can be configured on a semiconductor chip or an external resistance element.
  • these elements have no correlation with the above-mentioned MOS element 7 in terms of electrical characteristics, if the absolute value error of the amplification factor of the amplifier circuit increases, it will be affected by changes in the ambient temperature. There was a problem that the amplification factor of the amplification circuit 6 changed greatly.
  • the resistance component of the MOS element 7 is non-linear, the amplification factor changes depending on the magnitude of the input signal to the amplifier circuit 6, and the linearity of the detection sensitivity of the physical quantity sensor deteriorates. It was.
  • the object of the present invention is to provide a physical quantity sensor that improves the above-described problems and has a higher detection sensitivity than that of the prior art.
  • the present invention provides an adjustment circuit that adjusts the signal level of the output signal of a sensor element, in which the amplification factor does not depend on circuit element characteristics or ambient temperature characteristics. is there.
  • the bias of the gate voltage of the conventional MOS element is used in order to change the detection sensitivity of the physical quantity sensor in proportion to the change of the power supply voltage in the amplification of the output signal of the sensor element.
  • an adjustment circuit that adjusts the signal level of the output signal of the sensor element is used.
  • this adjustment circuit apart from the amplification circuit that amplifies the signal level of the output signal, a reference amplification circuit for setting the amplification factor of the amplification circuit is prepared, and this reference amplification circuit amplifies the reference amplification circuit itself. A rate is set, and this gain is linked to the amplifier circuit.
  • the amplification factor of the amplification circuit By setting the amplification factor of the amplification circuit in conjunction with the amplification factor of the reference amplification circuit, fluctuations in the amplification factor due to circuit element characteristics can be suppressed. [0011] Further, in setting the amplification factor using the reference amplifier circuit, the amplification factor is obtained only by the change of the power supply voltage by removing the fluctuation factors such as the temperature change other than the change of the power supply voltage. As a result, fluctuations in the amplification factor caused by other than the change in the power supply voltage can be suppressed.
  • the physical quantity sensor of the present invention suppresses fluctuations in the amplification factor caused by circuit element characteristics and fluctuations in the amplification factor caused by other than the change in the power supply voltage, thereby reducing circuit element characteristics and
  • the detection sensitivity of a physical quantity sensor that is not affected by characteristics such as ambient temperature can be changed in proportion to the change in power supply voltage.
  • the adjustment circuit for a physical quantity sensor of the present invention includes a reference amplifier circuit in which the amplification factor changes according to the power supply voltage in addition to the amplification circuit that amplifies the output signal of the sensor element. Is linked to the gain of the reference amplifier circuit. By linking this amplification factor, the amplification factor determined by the reference amplifier circuit is set as the amplification factor of the amplifier circuit.
  • the reference amplification circuit of the present invention sets the amplification factor only by the change of the power supply voltage, excluding the fluctuation other than the change of the power supply voltage, such as the voltage fluctuation that fluctuates depending on the ambient temperature or the like.
  • the amplification factor set by the circuit is determined only by changes in the power supply voltage, and the effects of other fluctuations are suppressed.
  • the amplification factor of the amplifier circuit is set so that the ratio of the amplification factors becomes constant in conjunction with the reference amplifier circuit.
  • the amplification factor of the amplifier circuit is determined only by the change of the power supply voltage, and the influence of other fluctuations can be suppressed.
  • the amplification factor of the amplifier circuit can be automatically adjusted by adjusting the amplification factor of the reference amplifier circuit, so that the sensor detection sensitivity can be dynamically adjusted to a desired value. It is possible to realize a physical quantity sensor.
  • the amplification factor of the amplification circuit and the amplification factor of the reference amplification circuit are linked to each other so that the ambient temperature
  • the detection sensitivity of the physical quantity sensor can be changed in proportion to the change in the power supply voltage that is not affected by.
  • a more detailed configuration of the adjustment circuit of the present invention controls a reference signal generation circuit that outputs two types of reference signals and an amplification factor of the reference amplifier circuit. And a control circuit.
  • the reference signal generation circuit outputs a constant first reference signal that does not depend on the power supply voltage, and a second reference signal that changes according to the power supply voltage.
  • the reference amplifier circuit amplifies and outputs the input first reference signal.
  • the control circuit controls the amplification factor of the reference amplifier circuit so that the output of the reference amplifier circuit is equal to the second reference signal.
  • the control operation performed by the control circuit for example, when the output of the reference amplifier circuit is higher than the second reference signal, the amplification factor of the reference amplifier circuit is lowered, while the output of the reference amplifier circuit is the second reference signal.
  • the signal is lower than the signal, feedback control is performed to increase the amplification factor of the reference amplifier circuit. As a result, an amplification factor corresponding to the voltage change of the power supply voltage can be obtained.
  • the amplification factor of the amplification circuit is set so that the amplification factor ratio is constant in conjunction with the amplification factor of the reference amplification circuit, so the amplification factor of the reference amplification circuit is controlled according to the power supply voltage.
  • the amplification factor of the amplifier circuit can be controlled according to the power supply voltage.
  • the ratiometric characteristic that the detection sensitivity of the physical quantity sensor is proportional to the voltage of the power supply can be realized with high accuracy.
  • the amplifier circuit and the reference amplifier circuit may have the same configuration. According to this configuration, it is possible to realize a highly accurate physical quantity sensor that minimizes the manufacturing error of the adjustment circuit.
  • the present invention has a drive circuit that drives a sensor element, and controls the drive level at which the drive circuit drives the sensor element in the same direction as the voltage fluctuation that occurs in the reference signal generation circuit.
  • the output signal can be made highly accurate by offsetting the effects of voltage fluctuations in the generator circuit.
  • the drive level of the sensor element is determined based on the first reference signal output from the reference signal generation circuit.
  • the first reference signal output by the reference signal generation circuit is constant regardless of the power supply voltage, but in reality the voltage varies slightly due to fluctuations in the power supply voltage and ambient temperature.
  • the output signal of the sensor element and the amplification factor of the amplifier circuit increase or decrease in opposite directions, the influence of voltage fluctuation is offset and the detection level of the physical quantity sensor is made constant.
  • the relationship in which the output signal of the sensor element and the amplification factor of the amplifier circuit increase or decrease in the opposite direction can be obtained by controlling the amplification factor of the control circuit of the present invention described above, For example, when the drive level increases due to voltage fluctuation, the detection signal increases due to the increase of the drive level.
  • the increase in the voltage fluctuation of the first reference signal decreases the amplification factor of the amplification circuit and the reference amplification circuit, so the amplification factor of the increased detection signal becomes small, and the detection of the physical quantity sensor that can obtain the adjustment circuit power Sensitivity is constant.
  • an inverting amplifier or a non-inverting amplifier is configured by an operational amplifier (op-amp), and a resistance element connected to the operational amplifier is connected to an OTA (operational transconductance).
  • amplifier transconductance amplifier
  • a voltage-current converter circuit is used to make the resistance variable.
  • the resistor connected to this operational amplifier is composed of an equivalent resistor including a transconductance amplifier whose transconductance is variable, and the transconductance of this transconductance amplifier is controlled by the output signal of the control circuit to make the resistor variable.
  • the gain is controlled by making the resistance of the variable variable.
  • the inverting amplifier or the non-inverting amplifier is formed by appropriately connecting an input resistor or a feedback resistor to the operational amplifier.
  • the transconductance amplifier can be operated so as to have good linearity, and therefore the detection sensitivity of the physical quantity sensor can be output with high linearity. It is also suitable for processing AC signals output from sensor elements before detection.
  • an inverting amplifier or a non-inverting amplifier is configured by an operational amplifier (op amp), and an input resistor connected to the operational amplifier is a resistor such as a feedback resistor.
  • the element is composed of an equivalent resistance with a variable resistance value using a switched capacitor circuit.
  • the input resistance or feedback resistance of this operational amplifier that is! /, Is configured by configuring both the input resistance and the feedback resistance by a switched capacitor circuit, and opening the switch of this switched capacitor circuit.
  • the resistance is made variable by controlling the closing switching frequency by the output signal of the control circuit, and the amplification factor is controlled by making this resistance variable.
  • control circuit power also inputs a feedback signal to the linear VCO, and a linear VCO outputs a clock signal having a frequency f corresponding to the voltage of the feedback signal.
  • the switched capacitor circuit makes the resistance variable by opening and closing the switch based on the clock signal having the frequency f.
  • a low-pass filter function can be added by arranging a capacitor in parallel with the feedback resistor.
  • the third form of the amplifier circuit or the reference amplifier circuit is a form using OTA, which is configured by connecting a current-voltage converter circuit in series with a voltage-current converter circuit, and this voltage-current converter circuit is connected to a mutual conductance.
  • the transconductance amplifier is variable, and the transconductance of this transconductance amplifier is controlled by the output signal of the control circuit so that the conversion rate to voltage / current is variable.
  • the gain is controlled by converting the converted current into a voltage by a current-voltage conversion circuit.
  • connection order of the adjustment circuit and the detection circuit of the present invention may be configured such that the adjustment circuit is arranged at either the upstream side or the downstream side of the detection circuit.
  • the first arrangement form is a form in which a detection circuit is connected between the sensor element and the adjustment circuit.
  • the adjustment circuit converts the detection signal of the sensor element into a direct current by the detection circuit, and transmits this direct-current output signal. Adjust the issue level.
  • the second arrangement form is a form in which a detection circuit is connected to the downstream side of the adjustment circuit, and the adjustment circuit adjusts the signal level of the AC output of the sensor element.
  • the detection circuit converts the output signal level adjusted by the adjustment circuit into a direct current and outputs it.
  • the amplification factor of the amplifier circuit included in the adjustment circuit is changed according to the power supply voltage. Therefore, it is possible to provide a physical quantity sensor having a ratiometric characteristic with a stable and highly accurate sensor detection sensitivity.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a physical quantity sensor of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram for explaining a configuration form of a physical quantity sensor of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram for explaining a configuration form of a physical quantity sensor of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram for explaining a schematic configuration of an adjustment circuit of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram for explaining a schematic configuration of an amplifier circuit or a reference amplifier circuit of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram for explaining a schematic configuration of an amplifier circuit or a reference amplifier circuit according to the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram for explaining a schematic configuration of an amplifier circuit or a reference amplifier circuit according to the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram for explaining a schematic configuration of an amplifier circuit or a reference amplifier circuit according to the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram for explaining a drive mode of the sensor element of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a physical quantity sensor of the prior art.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the physical quantity sensor of the present invention
  • FIGS. 2 and 3 are block diagrams for explaining the configuration of the physical quantity sensor.
  • the physical quantity sensor of the present invention adjusts the output of the detection signal of the sensor element 10 and the sensor element 10, and the detection sensitivity of the physical quantity sensor is proportional to the change in the power supply voltage at which the physical quantity sensor operates.
  • an adjustment circuit 100 that changes the output and a detection circuit 20 that detects an AC signal and outputs a DC signal.
  • the connection order of the adjustment circuit 100 and the detection circuit 20 the first connection form in which the sensor element 10, the detection circuit 20A, and the adjustment circuit 100 are connected in this order, the sensor element 10, the adjustment circuit 100, and the detection circuit 20B.
  • the second connection form can be used.
  • FIG. 1 (a) is a diagram for explaining the first connection configuration
  • FIG. 1 (b) is a diagram for explaining the second connection configuration.
  • the physical quantity sensor is connected in the order of the sensor element 10, the detection circuit 20 A, and the adjustment circuit 100.
  • the detection circuit 20A includes an I-V conversion unit 20a that converts a current of a detection signal of the sensor element 10 into a voltage, a detection unit 20b that detects a voltage signal converted by the I-V conversion unit 20a, An LPF (low-pass filter) unit 20c that converts the detection signal obtained by detecting the necessary signal component by the detection unit 20b into a direct current is included.
  • the detection circuit 20A outputs an output signal obtained by converting the detection signal of the sensor element 10 into a direct current.
  • the adjustment circuit 100 can be configured with an analog circuit that performs signal processing on the DC signal.
  • the physical quantity sensor is connected in the order of the sensor element 10, the adjustment circuit 100, and the detection circuit 20B.
  • the IV converter 40 is connected between the sensor element 10 and the adjustment circuit 100, and the detection circuit 20B and the LPF circuit 45 are connected downstream of the adjustment circuit 100.
  • the IV conversion unit 40 converts the current of the detection signal of the sensor element 10 into a voltage
  • the detection circuit 20B detects a necessary signal component from the output of the adjustment circuit 100
  • the LPF (low-pass filter) circuit 45 detects the signal.
  • DC detection signal of circuit 20B has the same configuration as in FIG. 1A, and sets the amplification factors of the amplification circuit 60 and the reference amplification circuit 70 in conjunction with each other.
  • the detection sensitivity (output level) of the physical quantity sensor is increased in proportion to the power supply voltage, and the change in power supply voltage and the detection sensitivity of the physical quantity sensor It has a ratiometric characteristic that
  • the AC signal S4 is output from the I-V conversion unit 40, and therefore the adjustment circuit 100 can be configured by an analog circuit that performs signal processing of the AC signal.
  • reference numeral 10 denotes a sensor element, which has a drive unit 11 and a detection unit 12.
  • 20A is a detection circuit that amplifies and detects the sensor element output S1, which is the output of the detection unit 12.
  • 100 is an adjustment circuit, and 90 is a midpoint voltage generation circuit.
  • S2A is a detection output of the detection circuit 20A
  • S6 is an output of the physical quantity sensor obtained by level-converting the detection output S2A output from the detection circuit 20A by the adjustment circuit 100.
  • the circuit portion included in the physical quantity sensor that is, the detection circuit 20A, the adjustment circuit 100, and the drive circuit 80 operate with a voltage Vdd (for example, 5. OV) applied from the outside.
  • Vdd is the power supply voltage of the physical quantity sensor.
  • the sensor element 10 is a gyro vibrator that detects a rotational angular velocity, for example, configured by arranging a metal electrode on the surface of a piezoelectric material formed in a tuning fork shape.
  • the sensor element 10 is oscillated and driven by a drive circuit 80.
  • a weak AC signal appears as the sensor element output S1.
  • the drive circuit 80 has a function to keep the driving condition of the sensor element 10 constant, for example, a current value that can obtain a high-precision constant current source (not shown) force without being affected by fluctuations in the power supply voltage, A sensor element having a function of controlling oscillation so that the effective value of the excitation current of the sensor element 10 becomes equal is used.
  • the drive circuit 80 may be configured to use a constant voltage circuit that outputs a constant voltage without being affected by fluctuations in the power supply voltage and stabilize the excitation current of the sensor element 10 based on the constant voltage. .
  • the detection circuit 20A is a circuit that detects and amplifies the sensor element output S1 obtained from the sensor element 10 and outputs a DC signal. Detection output S2A from the detection circuit 20A Is output.
  • the configurations of the sensor element 10 and the detection circuit 20A are generally known circuits, and thus description thereof is omitted.
  • the adjustment circuit 100 is a signal level conversion circuit that adjusts the detection output S2A detected and amplified by the detection circuit 20A to a predetermined level, that is, the detection sensitivity of the physical quantity sensor, and outputs it as the physical quantity sensor output S6 to the outside. .
  • the midpoint voltage generation circuit 90 is a voltage source that outputs a voltage value of 1Z2 of the power supply voltage applied to the physical quantity sensor.
  • the midpoint voltage generation circuit 90 supplies a midpoint voltage Vm (for example, 2.5V when the power supply voltage Vdd is 5.0V) corresponding to the zero point level when the detection circuit 20A and the amplifier circuit 60 operate.
  • reference numeral 10 denotes a sensor element, which has a drive unit 11 and a detection unit 12 as in FIG. 40 is an I—V conversion circuit that converts the current of the output S1 of the sensor element 10 into a voltage, and 100 is an output level that is converted by the I—V conversion circuit 40.
  • 20B is a detection circuit for detecting the output S10 of the adjustment circuit 100, and 45 is an LPF circuit for converting the output of the detection circuit 20B to DC.
  • Reference numeral 90 denotes a midpoint voltage generation circuit.
  • S2B is the detection output of the detection circuit 20B
  • S6 is the output of the detection circuit 20B
  • the sensor output obtained by converting the S2B to DC by the LPF circuit 45 is level-converted by the adjustment circuit 100, and detected by the detection circuit 20B
  • the LPF circuit This is the physical quantity sensor output converted to DC at 45.
  • the circuit portion included in the physical quantity sensor that is, the detection circuit 20B, the adjustment circuit 100, and the drive circuit 80 operate with a voltage Vdd (for example, 5.0 V) applied from the outside.
  • Vdd is the power supply voltage of the physical quantity sensor.
  • the sensor element 10 the drive circuit 80, the adjustment circuit 100, the detection circuit 20B, and the midpoint voltage generation circuit 90 are the same as those described in FIG. 2, and thus the description thereof is omitted here.
  • the adjustment circuit 100 includes an amplification circuit 60 that amplifies the output signal, and a reference amplification circuit for setting the amplification factor of the amplification circuit 60. 70 and a control circuit 50 are provided.
  • the control circuit 50 inputs the feedback signal from the reference amplifier circuit 70 and sets the amplification factor.
  • the amplification factor is Set in proportion to the source voltage.
  • the adjustment circuit 100 of the present invention includes an amplification circuit 60 that adjusts the signal level of the output signal and a reference amplification circuit 70 for setting the amplification factor.
  • the amplification factor is adjusted by the reference amplification circuit 70.
  • the physical quantity sensor of the present invention suppresses fluctuations in amplification factor caused by fluctuations other than the power supply voltage due to fluctuations in amplification factor caused by circuit element characteristics, and circuit element characteristics and ambient temperature. It is possible to change the detection sensitivity of a physical quantity sensor that is not affected by such characteristics as the power supply voltage.
  • the configuration of the adjustment circuit 100 will be described with reference to FIG.
  • 30 is a reference signal generating circuit
  • 60 is an amplifier circuit
  • 70 is a reference amplifier circuit
  • 50 is a control circuit.
  • the adjustment circuit 100 is configured on the same semiconductor chip as the detection circuits 20A and 20B described above.
  • the reference signal generation circuit 30 includes a reference voltage source 31 that generates the first reference signal S31, and a reference resistor 32 that generates the second reference signal S32.
  • the reference voltage source 31 outputs a constant voltage, adds it to the midpoint voltage Vm, and generates a first reference signal S31 higher than the midpoint voltage Vm.
  • the reference resistor 32 is connected between the power supply voltage Vdd and the midpoint voltage Vm, and the reference signal S32 is generated by dividing the power supply voltage Vdd and the midpoint voltage Vm.
  • the first reference signal S31 is constant without depending on the power supply voltage.
  • the second reference signal S32 depends on the power supply voltage because it is generated by dividing the power supply voltage Vdd and the midpoint voltage Vm.
  • the voltage at the point 1Z2 of the resistance value of the reference resistor 32 is set as the second reference signal S32.
  • the output voltage value of the first reference signal S31 of the reference voltage source 31 is 1.25V, Constant regardless of source voltage Vdd and ambient temperature change.
  • the amplification circuit 60 is an amplification circuit whose amplification factor can be controlled by a signal input to the control signal terminal C.
  • the amplifier circuit 60 is a circuit that amplifies the signal obtained from the sensor element 10, and uses Sin as an input signal and Sout as an output signal.
  • the reference amplifier circuit 70 is for setting the amplification factor of the physical quantity sensor, and has the same configuration as the amplifier circuit 60. The same signal is applied to the control signal terminal C of the reference amplifier circuit 70 and the amplifier circuit 60, and the amplification factors of both amplifier circuits are linked so that the amplification factor ratio is constant.
  • the reference amplifier circuit 70 uses the first reference signal S 31 as an input signal, and outputs an output signal to one input terminal (negative input terminal) of the control circuit 50.
  • a control system 50 that is an amplifier circuit is used to configure a feedback system that sets the amplification factor of the reference amplifier circuit in accordance with the output of the reference amplifier circuit 70.
  • the control signal S5 which is a feedback signal output from the control circuit 50, is input to the control signal terminal C of the amplifier circuit 60 and the reference amplifier circuit 70.
  • the second reference signal S32 is a signal obtained by further dividing the midpoint voltage Vm, which is 1Z2 of the power supply voltage Vdd, into 1 and 2, and changes in proportion to the power supply voltage Vdd.
  • One first reference signal S31 is a constant voltage that does not depend on the power supply voltage Vdd.
  • the control circuit 50 operates so that the signal obtained by amplifying the first reference signal S31 by the reference amplifier circuit 70 and the second reference signal S32 are equal to each other. Varies in proportion to the source voltage Vdd. Further, since the same control signal S5 is input to the control signal terminal C of the amplifier circuit 60 and the reference amplifier circuit 70, the amplification factor of the amplifier circuit 60 and the amplification factor are set in conjunction with the reference amplifier circuit 70. The amplification factor of the amplifier circuit 60 also operates in proportion to the power supply voltage Vdd. [0072] In this example, in particular, the output voltage value of the reference voltage source 31 is set to 1.25 V, and the second reference signal S32 is selected to be 1/4 of the power supply voltage Vdd, so that the power supply voltage Vdd is 5.
  • the second reference signal S32 is 1.25V, which is equal to the first reference signal S31 when the midpoint voltage Vm is used as a reference, and the amplification factor of the reference amplifier circuit 70 is set to 1 by the control circuit 50. Control is performed to make it 0. Therefore, the amplification factor of the amplifier circuit 60 is 1.0.
  • Fig. 2 is used as an example.
  • the drive circuit 80 starts AC driving of the drive unit 11 of the sensor element 10 with a predetermined current value. As described above, since the drive current of the drive circuit 80 is not affected by the power supply voltage fluctuation, the drive unit 11 is always in a stable oscillation state.
  • the amplifier circuit 60 operates as an amplifier circuit having a predetermined amplification factor, and outputs an angular velocity signal obtained by amplifying the detection output S2A as a sensor output S6. Since the driving condition of the sensor element 10 is always constant, the signal of the detection output S2A is not affected by the power supply voltage Vdd, and the signal level is constant with respect to application of a certain rotational angular velocity.
  • the amplification factors of the amplifier circuit 60 and the reference amplifier circuit 70 change in conjunction with each other.
  • the amplification factors of both amplifier circuits change in proportion to the power supply voltage Vdd. Therefore, when the power supply voltage Vdd of the physical quantity sensor increases, the detection sensitivity of the physical quantity sensor increases in proportion to the change. As a result, the output signal level of the sensor output S6 output from the amplifier circuit 60 increases. That is, the physical quantity sensor can perform a level conversion operation so that the detection sensitivity has a ratiometric characteristic.
  • the amplification factor of the reference amplifier circuit 70 can be extremely improved including the temperature characteristics.
  • the amplification circuit 60 and the reference amplification circuit 70 are formed on the same semiconductor chip with the same configuration, so that the relative error of the amplification factor caused by the semiconductor manufacturing error can be minimized, so that the amplification factor of the reference amplification circuit 70 is reduced. It can be accurately reflected in the amplifier circuit 60. It is possible to achieve high accuracy in the detection sensitivity of these force physical quantity sensors.
  • an inverting amplifier circuit using a MOS element as an input resistor and a normal resistor element as a feedback resistor may be used as the amplifier circuit 60 and the reference amplifier circuit 70, as in Patent Document 1. You can also. In this case, as will be described later, the linearity is inferior to the case where OTA is used. Naturally, the difference in electrical characteristics between the MOS element and the resistance element and the manufacturing error are canceled out by the control circuit 50, so that the effect of eliminating the problem in the conventional technique is maintained.
  • a circuit that can digitally change the force amplification factor using the one that can continuously change the amplification factor may be used. In that case, an equivalent effect can be obtained by replacing the control circuit 50 with a logic circuit having the same function as described above.
  • configuration examples 60A to 60D of the amplifiers that constitute the amplifier circuit 60 and the reference amplifier circuit 70 will be described with reference to FIGS. Since the configuration of the reference amplifier circuit 70 can be the same as the configuration of the amplifier circuit 60, the amplifier circuit 60 will be described below, and the description of the reference amplifier circuit 70 will be omitted.
  • the configuration example 60A of the amplifier shown in FIG. 5 is a configuration example using OTA, which is configured by connecting a current-voltage conversion circuit in series to a voltage-current conversion circuit, and this voltage-current conversion circuit is
  • the transconductance amplifier has a variable mutual conductance, and the transconductance of the transconductance amplifier is controlled by the output signal of the control circuit so that the voltage force and the conversion ratio to current are variable.
  • the amplification factor is controlled by converting the current converted by the conversion circuit into a voltage by the current-voltage conversion circuit. I will do it.
  • the configuration example 60B of the amplifier shown in FIG. 6 is an inverted amplifier or non-inverted amplifier constituted by an operational amplifier (op amp), and a resistive element such as an input resistor and a feedback resistor connected to the operational amplifier is a switched capacitor circuit. It is configured by a variable resistor that constitutes an equivalent resistor using
  • the input resistor or feedback resistor of this operational amplifier that is! /, Is a switch capacitor circuit in which both the input resistor and the feedback resistor are configured, and switching of the switch of the switched capacitor circuit is switched.
  • the gain is controlled by controlling the gain by changing the input resistance. In the case of a non-inverting amplifier, no input resistance is used.
  • Examples of amplifier configurations 60C and 60D shown in FIG. 7 and FIG. 8 are configured as an inverting amplifier or a non-inverting amplifier by an operational amplifier (op amp), and resistance elements such as an input resistor and a feedback resistor connected to the operational amplifier.
  • op amp operational amplifier
  • resistance elements such as an input resistor and a feedback resistor connected to the operational amplifier.
  • Is composed of variable resistors that form equivalent resistors using OTA.
  • the input resistance or feedback resistance of this operational amplifier, or both the input resistance and feedback resistance are composed of transconductance amplifiers whose transconductance is variable, and the transconductance of this transconductance amplifier is the output signal of the control circuit.
  • the resistance is made variable by controlling the gain, and the gain is controlled by making the resistance variable. In the case of a non-inverting amplifier, no input resistance is used.
  • the amplifier circuit 60 A is preferably composed of a voltage / current converter circuit 64 and a current / voltage converter circuit 63.
  • the voltage-current conversion circuit 64 uses an OTA (operational transconductance amplifier) 69 that can accurately obtain a current proportional to the potential difference between the input terminals.
  • OTA operation transconductance amplifier
  • gm is a proportional coefficient called mutual conductance.
  • the voltage-current conversion circuit 64 in this example a circuit whose mutual conductance gm changes according to the voltage value applied to the control signal terminal C is used.
  • the amplification factor can be controlled by converting the current output obtained by the voltage-current conversion circuit 64 into a voltage signal again by the current-voltage conversion circuit 63 composed of the operational amplifier 61 and the feedback resistor 62.
  • an amplifier circuit can be configured with high linear characteristics.
  • FIG. 6 shows an example of an inverting amplifier circuit using an operational amplifier, which is a configuration example in which the amplification factor is changed by making the resistance value of the input resistor variable. Note that the signs of the inverting amplifier circuit and the non-inverting amplifier circuit are reversed, but the magnitude of the amplification factor is determined by the input resistance and feedback resistance connected to the operational amplifier (op amp), so the same applies to the non-inverting amplifier circuit. Can be configured. In addition, here, a configuration in which the amplification factor is changed by changing the resistance value of the input resistor is shown, but a configuration in which the amplification factor is changed by changing the resistance value of the feedback resistor can also be adopted.
  • an amplifier circuit 60B includes an operational amplifier (op amp) 61, an input resistor, and a feedback resistor.
  • the input resistance is controlled by ONZOFF switching by the frequency converter circuit (linear VCO) 65 that converts the voltage of the control signal S5 into frequency and the frequency f clock signal converted by this frequency converter circuit (linear VCO) 65.
  • the feedback resistor is composed of a resistor 62 and a capacitor 67 connected in parallel.
  • the capacitor 67 constitutes a low-pass filter.
  • the input resistance is formed by a variable resistance circuit composed of the switched capacitor circuit 66, and this variable resistance
  • the resistance value of the circuit is changed according to the signal obtained by converting the voltage signal of the control signal S5 into the frequency signal by the frequency converter circuit (linear VCO) 65, the direction of increase / decrease of the amplification factor and the direction of fluctuation of the control signal S5 Can be adjusted in the same direction.
  • the gain of the amplifier circuit 60B is increased by decreasing the resistance value of the variable resistor (switched capacitor circuit 66), and conversely, the control signal S5 decreases. In such a case, the gain of the amplifier circuit 60B is lowered by increasing the resistance value of the variable resistor (switched capacitor circuit 66).
  • the relationship between the resistance value and the amplification factor of the reference signal, the frequency signal, and the variable resistor is such that the control signal and the frequency signal have a positive increase characteristic, and the frequency signal and the resistance value increase in the opposite direction.
  • the resistance value and the amplification factor are in the relationship of increasing characteristics. For this reason, the control signal and the amplification factor have a positive increase characteristic.
  • the control signal increases, the amplification factor increases.
  • the amplification factor decreases. Therefore, the amplification factor of the amplifier circuit can have the same characteristics as the control signal.
  • the variable resistance circuit is configured by a switched capacitor circuit.
  • the switch capacitor circuit moves the charge by switching the connection state of the capacitor, and the gain is variable based on the pulse modulation signal.
  • the switch capacitor circuit 66 is composed of a switch having two contacts and a capacitor.
  • the switched capacitor circuit is composed of a switch and a capacitor 66c.
  • the capacitor 66c stores the voltage of the input signal Sin of the detection output. Is connected to the operational amplifier (op-amp) 61, the charge stored in the capacitor 66c is discharged to the inverting input terminal of the operational amplifier (op-amp) 61.
  • the switch can be configured by a transmission gate (transmission gate) using MOS elements, and the switch contact state can be switched according to the frequency signal of the frequency conversion circuit 65, and the capacitor can be connected according to the frequency signal.
  • the state changes.
  • the switch can be manufactured in the same semiconductor chip as the feedback resistor 62, the capacitor 66c that constitutes the switched capacitor circuit 66, and the capacitor 67 that is connected in parallel with the feedback resistor 62, and is configured on the same semiconductor chip. can do. As a result, the temperature characteristics of each element can be matched.
  • the switched capacitor circuit 66 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier (op-amp) 61, and the midpoint voltage Vm is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier (op-amp) 61.
  • connection state of the capacitor 66c is switched by switching the switch between the inverting input end side and the detection circuit side in accordance with the frequency signal of the frequency conversion circuit 65.
  • f the average switching frequency of the switch
  • Cs the capacitance of the capacitor 66c.
  • a switched capacitor circuit is equivalent to a resistance element and forms a variable resistance circuit.
  • the amplification factor of the amplifier circuit 60B is determined by the ratio of the feedback resistance and the input resistance. Therefore, in the configuration described above, the input resistor is configured by the switched capacitor circuit 66, and the equivalent resistance of the switched capacitor circuit 66 is changed according to the frequency of the control signal S5, whereby the amplification factor of the amplifier circuit 60B is controlled by the control signal S5. Can be variable in the same direction as the fluctuation characteristics of
  • the amplifier circuit 60B using the switched capacitor circuit can obtain high linearity by using a capacitor having no voltage dependency of the capacitance.
  • a capacitor in which the electrode is polysiliconized may be formed by, for example, a general two-layer polysilicon process.
  • the amplifier circuit shown in Fig. 6 is configured using an operational amplifier (op-amp).
  • the active circuit constituting the force amplifier circuit is not limited to the operational amplifier (op-amp), but other elements such as bipolar transistors and FETs. You can use!
  • the input resistance of the operational amplifier is a variable resistor.
  • the feedback resistor is a variable resistor, or both the input resistor and the feedback resistor are variable resistors. As a configuration to do.
  • Configuration Example 6 OC, 60D is an example of an inverting amplifier circuit using an operational amplifier, similarly to the configuration example 60B shown in FIG. 6, and is a configuration example in which the amplification factor is changed by making the resistance value of the input resistance variable.
  • a variable resistor is configured using OTA.
  • the variable resistor can be applied to an input resistor or a feedback resistor.
  • the configuration example shown in Fig. 7 shows an example in which the input resistance is configured by a variable resistor
  • the configuration example shown in Fig. 8 shows an example in which the feedback resistor is configured by a variable resistor.
  • the variable resistance is composed of a transconductance amplifier whose transconductance is variable, and the resistance is made variable by controlling the transconductance of the transconductance amplifier by the control signal of the control circuit. Thus, the amplification factor is controlled.
  • the output terminal of the transconductance amplifier 69 is connected to the input terminal side of the resistor 68, and one input terminal of the transconductance amplifier 69 (the + terminal in Fig. 7) ) To the output end of resistor 68.
  • Transconductance 69 the mutual conductance gm is controlled by the control signal S5.
  • the amplification factor of the amplifier 60C is determined by the ratio of the input resistance value determined by the resistor 68 and the transconductance amplifier 69 and the resistance value of the feedback resistor 62 of the operational amplifier 61. By making the input resistance variable, the amplification factor is obtained. Is variable.
  • the output terminal of 9 is connected to the output terminal side of the feedback resistor 62, and one input terminal (+ terminal side in FIG. 8) of the transconductance amplifier 69 is connected in parallel to the input terminal side of the feedback resistor 62.
  • the transconductance gm of the transconductance amplifier 69 is controlled by the control signal S5.
  • the amplification factor of the amplifier 60D is determined by the ratio of the input resistance value determined by the resistor 68 to the feedback resistance value determined by the feedback resistance 62 of the operational amplifier 61 and the transconductance amplifier 69, and the feedback resistance should be variable.
  • the amplification factor is variable.
  • the transconductance amplifier 69 in this case has different characteristics from the case of FIG.
  • the transconductance amplifier 69 shown in Fig. 7 uses the characteristic that the input resistance decreases when the voltage value of the control signal S5 is high, but Fig. 8 shows the case where the voltage value of the control signal S5 is high. This is an example using the characteristic of increasing the feedback resistance.
  • the transconductance amplifier can be operated so that the linearity of the transconductance amplifier is good, so that the detection sensitivity of the physical quantity sensor can be output with high linearity. Further, it is suitable for processing an AC signal output from a sensor element before detection.
  • the physical quantity sensor of the present invention controls the drive level of the drive circuit that drives the sensor element, thereby suppressing fluctuations in the output due to voltage fluctuations in the power supply voltage, and obtaining a highly accurate output.
  • the drive level control of the drive circuit cancels the influence of the voltage fluctuation generated in the reference signal generation circuit by controlling in the same direction as the voltage fluctuation generated in the reference signal generation circuit.
  • the drive level of the sensor element is determined based on the first reference signal output from the reference signal generation circuit.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining a configuration example of the drive level control.
  • the structure shown in Figure 9 In the circuit configuration shown in FIG. 2, the first reference signal S31 output from the reference voltage source 31 included in the reference signal generation circuit 30 is input to the drive circuit 80 as a control signal.
  • the drive circuit 80 determines a drive level based on the reference signal S31.
  • the first reference signal S31 is constant regardless of the power supply voltage, but actually the voltage varies slightly due to fluctuations in the power supply voltage and ambient temperature. Therefore, when the drive level of the drive circuit 80 is determined based on the first reference signal S31, the drive level varies in accordance with variations in the power supply voltage and ambient temperature. The voltage fluctuation of the drive level also appears as a fluctuation in the level of the detection signal S1.
  • the relationship between the detection signal of the sensor element 10 and the amplification factor of the amplification circuit 60 increases or decreases in the opposite direction. Is obtained.
  • the detection signal of the sensor element 10 is amplified by the amplifier circuit 60, the voltage fluctuation of the drive level and the amplification characteristic are in opposite directions, so the output signal of the sensor element and the amplification factor of the amplifier circuit are in opposite directions.
  • the relationship increases and decreases, and the detection level of the physical quantity sensor becomes constant by offsetting the effects of voltage fluctuations.
  • the detection signal of the sensor element 10 increases due to the increase of the drive level.
  • this increase in voltage fluctuation decreases the amplification factor of the amplification circuit 60 and the reference amplification circuit 70, and the amplification factor of the increased detection signal becomes small. Therefore, the detection sensitivity of the physical quantity sensor obtained from the adjustment circuit 100 is reduced. The output fluctuation due to the voltage fluctuation generated in the reference signal generation circuit is suppressed.
  • the physical quantity sensor according to the embodiment of the present invention has been described above. According to the present invention, it is possible to realize a physical quantity sensor having stable detection sensitivity that is hardly affected by manufacturing errors and temperature changes. In addition, the sensor detection output can be realized as a physical quantity sensor with high linearity.
  • the present invention can be applied to output signal level adjustment of a wide variety of physical quantity sensors such as angular velocity sensors represented by vibration gyros, magnetic sensors, and acceleration sensors.

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Abstract

外部から印加された物理量を電気信号に変換するセンサ素子と、このセンサ素子の出力信号を増幅および検波する検波回路と、電源を印加することにより前記検波回路からの出力信号を所定の信号に調整する調整回路とを有する物理量センサにおいて、前記調整回路に、前記検波回路からの出力信号を増幅する増幅回路と、前記増幅回路と増幅率が連動する参照増幅回路とを設ける。この構成により、調整回路に備えた増幅回路の増幅率を電源電圧に応じて変化させることができるので、その結果、センサ検出感度が安定かつ高精度なレシオメトリック特性を持つ物理量センサを実現できる。

Description

明 細 書
物理量センサ
技術分野
[0001] 本発明は、物理量センサに関し、特に物理量センサの出力レベル変換回路の構成 に関する。
背景技術
[0002] 現在では、さまざまな種類の物理量センサが利用されている。その中で特に、振動 ジャイロに代表される角速度センサのセンサ出力の補正については多くの提案がな されている。
[0003] 特許文献 1に示した従来技術にお!、ては、物理量センサの検出感度 (スケールファ クタ）を、物理量センサの動作する電源電圧の変化に対して比例して変化させるため の手法が提案されている。この従来の物理量センサにおいては、図 10に示すように 、検波回路 2によって検波したセンサ素子 1の出力信号を、さらに増幅回路 6によって 増幅出力する構成となっている。
[0004] 増幅回路 6としては、 MOS素子 7を入力抵抗とし、抵抗素子 8を帰還抵抗とした、ォ ぺアンプ 4による反転増幅回路を用いている。この MOS素子 7のゲート電圧を、物理 量センサの電源電圧に応じて変化する電圧でバイアスすることで、物理量センサの 検出感度が調整可能になっており、特に電源電圧の変化に対して物理量センサの 検出感度が比例して変化するようになって 、る。
[0005] この特性はレシオメトリックと呼ばれ、物理量センサの出力信号をセンサ外部でディ ジタル処理する場合などに有用な特性である。すなわち、このような出力特性を有す る物理量センサに、センサの電源電圧に比例して変換分解能が変化するレシオメトリ ック対応 A/D変換回路を組み合わせることによって、ある物理量をセンサに印加し た場合の AZD変換後の出力データが、電源電圧変動の影響を受けない構成とする ことができる。
特許文献 1 :特開 2004- 53396号公報 (第 4〜6頁、第 1図）
発明の開示 発明が解決しょうとする課題
[0006] 従来技術の特許文献 1の場合には、増幅回路 6の増幅率は MOS素子 7と抵抗素 子 8の抵抗比で決定する。抵抗素子 8として、半導体チップ上に構成可能なポリシリ コン抵抗や、外付けの抵抗素子を用いることが考えられる。しカゝしながら、これらの素 子は前述の MOS素子 7とは電気的特性に相関がないため、増幅回路の増幅率の絶 対値誤差が大きくなるば力りでなぐ周囲温度の変化によって増幅回路 6の増幅率が 大きく変化してしまうという問題があった。そのうえ MOS素子 7の抵抗成分は特性が 非線形であるため、増幅回路 6への入力信号の大きさによって増幅率が変化してしま い、物理量センサの検出感度の直線性が悪くなるという問題もあった。
[0007] 本発明は上記の問題点を改善し、従来技術に比べ、検出感度が高精度な物理量 センサを提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0008] 本発明は、上記目的を達成するために、センサ素子の出力信号の信号レベルを調 整する調整回路において、増幅率が回路素子特性や周囲温度の特性に依存しない 構成とするものである。
[0009] 上述した従来の増幅回路では、センサ素子の出力信号を増幅する際、電源電圧の 変化に対して物理量センサの検出感度を比例させて変化させる構成において、電源 電圧の変化分以外の要素によって増幅率が変化することがあり、これが物理量セン サの検出感度の精度を悪化する要因となって 、る。
[0010] 本発明の物理量センサは、センサ素子の出力信号の増幅において、電源電圧の 変化に対して物理量センサの検出感度を比例させて変化させるために、従来の MO S素子のゲート電圧のバイアス電圧を電源電圧に応じて変化させる構成に代えて、セ ンサ素子の出力信号の信号レベルを調整する調整回路を用いる。この調整回路で は、出力信号の信号レベルを増幅する増幅回路とは別に、増幅回路の増幅率を設 定するための参照増幅回路を用意し、この参照増幅回路によって参照増幅回路自 身の増幅率を設定するとともに、この増幅率を増幅回路に連動させる。増幅回路の 増幅率を参照増幅回路の増幅率と連動させて設定することによって、回路素子特性 に起因する増幅率の変動を抑制することができる。 [0011] また、参照増幅回路を用いた増幅率の設定において、電源電圧の変化分以外の 温度変化分等の変動要素を除くことによって、電源電圧の変化のみによって増幅率 を求める。これによつて、電源電圧の変化分以外に起因する増幅率の変動を抑制す ることがでさる。
[0012] これによつて、本発明の物理量センサは、回路素子特性に起因する増幅率の変動 、および電源電圧の変化分以外に起因する増幅率の変動を抑制して、回路素子特 性や周囲温度等の特性の影響を受けることなぐ物理量センサの検出感度を電源電 圧の変化に比例させて変化させることができる。
[0013] 本発明の物理量センサの調整回路は、センサ素子の出力信号を増幅する増幅回 路の他に、増幅率が電源電圧に応じて変化する参照増幅回路を用意し、増幅回路 の増幅率をこの参照増幅回路の増幅率に連動させる。この増幅率を連動させること で、参照増幅回路で定めた増幅率を増幅回路の増幅率として設定する。
[0014] 本発明の参照増幅回路は、周囲温度等によって変動する電圧変動分等、電源電 圧の変化以外の変動分を除いて、電源電圧の変化のみによって増幅率を設定する ため、参照増幅回路で設定される増幅率は電源電圧の変化のみによって定まり、そ の他の変動分による影響は抑制される。
[0015] そして、増幅回路の増幅率は、参照増幅回路と連動して増幅率の比が一定となる ように設定する。これにより、増幅回路の増幅率についても、増幅率は電源電圧の変 化のみによって定まり、その他の変動分による影響を抑制することができる。
[0016] また、この構成によれば、参照増幅回路の増幅率を調整することで、増幅回路の増 幅率を自動的に調整できるため、センサ検出感度を所望の値へ動的に調整可能な 物理量センサを実現することが可能となる。
[0017] また、増幅回路と参照増幅回路は、周囲温度の変化に対して同様の温度特性を有 するため、増幅回路の増幅率と参照増幅回路の増幅率を連動させることで、周囲温 度による影響を受けることなぐ電源電圧の変化に対して物理量センサの検出感度を 比例して変化させることができる。
[0018] また、本発明の調整回路のより詳細な構成は、上述した参照増幅回路に他に、 2種 類の参照信号を出力する参照信号生成回路と、参照増幅回路の増幅率を制御する 制御回路とを備える。
[0019] 参照信号生成回路は、電源電圧によらない一定の第 1の参照信号と、電源電圧に 応じて変化する第 2の参照信号とを出力する。
[0020] ここで、参照増幅回路は入力した第 1の参照信号を増幅して出力する。制御回路は 、参照増幅回路の出力と第 2の参照信号とが等しくなるように参照増幅回路の増幅率 を制御する。制御回路が行う制御動作としては、例えば、参照増幅回路の出力が第 2の参照信号よりも高い場合には参照増幅回路の増幅率を下げ、一方、参照増幅回 路の出力が第 2の参照信号よりも低い場合に参照増幅回路の増幅率を上げるように フィードバック制御を行う。これによつて、電源電圧の電圧変化に応じた増幅率を取 得することができる。
[0021] また、増幅回路の増幅率は、参照増幅回路の増幅率と連動して増幅率の比が一定 となるように設定するため、この参照増幅回路の増幅率を電源電圧に応じて制御す る制御することによって、同様に、増幅回路の増幅率についても電源電圧に応じて制 御することができる。
[0022] この構成によれば、物理量センサの検出感度が電源の電圧に比例するというレシ オメトリック特性を高精度に実現できる。
[0023] さらに、増幅回路と参照増幅回路とを同一の構成としてもよい。この構成によれば、 調整回路の製造誤差を最小限に抑えた、高精度な物理量センサを実現できる。
[0024] 本発明は、センサ素子を駆動する駆動回路を有し、この駆動回路がセンサ素子を 駆動する駆動レベルを、参照信号生成回路に生じる電圧変動と同じ方向に制御する ことで、参照信号生成回路に生じる電圧変動による影響を相殺して、出力信号を高 精度とすることができる。センサ素子の駆動レベルを参照信号生成回路に生じる電 圧変動と同じ方向に制御するために、センサ素子の駆動レベルを参照信号生成回 路が出力する第 1の参照信号に基づいて定める。参照信号生成回路が出力する第 1 の参照信号は電源電圧によらず一定であるが、実際は電源電圧の変動や周囲温度 の変化によって僅かに電圧が変動する。ここで、センサ素子の出力信号と増幅回路 の増幅率とを互いに逆方向に増減する関係とすることによって、電圧変動による影響 を相殺し、物理量センサの検出レベルを一定とする。 [0025] センサ素子の出力信号と増幅回路の増幅率との間にお 、て互 ヽに逆方向に増減 する関係は、上述した本発明の制御回路の増幅率の制御によって得ることができ、 例えば、電圧変動によって駆動レベルが増加した場合には、この駆動レベルの増加 によって検出信号が増加する。一方、この第 1の参照信号の電圧変動の増加は、増 幅回路および参照増幅回路の増幅率を減少させるため、増加した検出信号の増幅 率は小さくなり、調整回路力 得られる物理量センサの検出感度は一定となる。
[0026] 増幅回路および参照増幅回路は、何れか一方ある!/、は両方は複数の形態で実現 することができる。
[0027] 増幅回路あるいは参照増幅回路の第 1の形態は、演算増幅器 (オペアンプ）によつ て反転増幅器あるいは非反転増幅器を構成し、この演算増幅器に接続する抵抗素 子を、 OTA (operational transconductance amplifier (トランスコンダクタンスアンプ)： 電圧電流変換回路)を用いて抵抗値を可変とする等価抵抗によって構成するもので ある。この演算増幅器に接続する抵抗を相互コンダクタンスが可変であるトランスコン ダクタンスアンプを含む等価抵抗で構成し、このトランスコンダクタンスアンプの相互 コンダクタンスを制御回路の出力信号により制御することによって抵抗を可変とし、こ の抵抗を可変とすることによって増幅率を制御する。なお、反転増幅器あるいは非反 転増幅器は、演算増幅器に対して入力抵抗や帰還抵抗を適宜接続することで形成 される。
[0028] この OTAを用いた第 1の形態は、トランスコンダクタンスアンプは直線性が良好とな るように動作させることができるため、物理量センサの検出感度を高いリニアリティで 出力することができる。また、検波前のセンサ素子から出力された交流信号の処理に 適している。
[0029] 増幅回路あるいは参照増幅回路の第 2の形態は、演算増幅器 (オペアンプ）によつ て反転増幅器あるいは非反転増幅器を構成し、この演算増幅器に接続する入力抵 抗ゃ帰還抵抗等の抵抗素子をスィッチトキャパシタ回路を用いて抵抗値を可変とす る等価抵抗によって構成するものである。
[0030] この演算増幅器の入力抵抗又は帰還抵抗、ある!/、は、入力抵抗と帰還抵抗の両抵 抗をスィッチトキャパシタ回路で構成し、このスィッチトキャパシタ回路のスィッチの開 閉の切り替え周波数を前記制御回路の出力信号により制御することによって抵抗を 可変とし、この抵抗を可変とすることによって増幅率を制御する。
[0031] この形態では、制御回路力もフィードバック信号をリニア VCOに入力し、リニア VC Oによってフィードバック信号の電圧に対応した周波数 fのクロック信号が出力される 。スィッチトキャパシタ回路は、この周波数 fのクロック信号に基づいてスィッチを開閉 することによって抵抗を可変とする。
[0032] また、帰還抵抗と並列にコンデンサを配置することによって、ローパスフィルタの機 能を付加することができる。
[0033] このスィッチトキャパシタ回路を用いた第 2の形態によれば、直線性が良いうえに出 力オフセットが少ない増幅回路を構成することができる。また、検波、平滑化された直 流信号の処理に適して 、る。
[0034] 増幅回路あるいは参照増幅回路の第 3の形態は、 OTAを用いる形態であり、電圧 電流変換回路に電流電圧変換回路を直列に接続して構成し、この電圧電流変換回 路を相互コンダクタンスが可変であるトランスコンダクタンスアンプによって構成し、こ のトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを前記制御回路の出力信号によ り制御することによって電圧力 電流への変換率を可変とし、この電圧電流変換回路 で変換した電流を電流電圧変換回路によって電圧に変換することによって増幅率を 制御する。
[0035] また、本発明の調整回路と検波回路との接続順は、調整回路を検波回路に上流側 あるいは下流側の何れの位置に配置する構成とすることができる。
[0036] 第 1の配置形態は、センサ素子と調整回路との間に検波回路を接続する形態であ り、調整回路は、検波回路でセンサ素子の検出信号を直流化し、この直流出力の信 号レベルを調整する。
[0037] また、第 2の配置形態は、調整回路の下流側に検波回路を接続する形態であり、調 整回路は、センサ素子の交流出力の信号レベルを調整する。検波回路は、調整回 路によってレベル調整した出力信号を直流化して出力する。
発明の効果
[0038] 本発明によれば、調整回路に備えた増幅回路の増幅率を電源電圧に応じて変化 させることができ、センサ検出感度が安定かつ高精度なレシオメトリック特性を備えた 物理量センサを提供することが可能となる。
図面の簡単な説明
[0039] [図 1]本発明の物理量センサの全体構成を示すブロック図である。
[図 2]本発明の物理量センサの構成形態を説明するためのブロック図である。
[図 3]本発明の物理量センサの構成形態を説明するためのブロック図である。
[図 4]本発明の調整回路の概略構成を説明するためのブロック図である。
[図 5]本発明の増幅回路あるいは参照増幅回路の概略構成を説明するためのブロッ ク図である。
[図 6]本発明の増幅回路あるいは参照増幅回路の概略構成を説明するためのブロッ ク図である。
[図 7]本発明の増幅回路あるいは参照増幅回路の概略構成を説明するためのブロッ ク図である。
[図 8]本発明の増幅回路あるいは参照増幅回路の概略構成を説明するためのブロッ ク図である。
[図 9]本発明のセンサ素子の駆動形態を説明するためのブロック図である。
[図 10]従来技術の物理量センサを示す回路図である。
符号の説明
[0040] 10 センサ素子
11 駆動部
12 検出部
20A, 20B 検波回路
20a I— V変換咅
20b 検波部
20c ： LPF部
30 参照信号生成回路
31 基準電圧源
32 基準抵抗 40 I V変換部
45 LPF回路
50 制御回路
60、 60A〜60D 増幅回路
61 オペアンプ
62 帰還抵抗
63 電流 電圧変換回路
64 電圧 電流変換回路
65 リニア VCO
66 スィッチトキャパシタ回路
66c コンデンサ
67 コンデンサ
68 入力抵抗
69 トランスコンダクタンスアンプ
70 参照増幅回路
80 駆動回路
90 中点電圧生成回路
100 調整回路
S1 センサ素子出力
S2A、S2B 検波出力
S31 第 1の参照信号
S32 第 2の参照信号
S5 制御信号
S6 センサ出力
Vdd 電源電圧
Vm 中点電圧
発明を実施するための最良の形態
以下図 1〜3を用いて本発明の概略構成を説明し、図 4を用いて本発明の調整回 路の概略構成を説明し、図 5〜8を用いて本発明の増幅回路あるいは参照増幅回路 の概略構成を説明し、図 9を用いて本発明のセンサ素子の駆動形態を説明する。
[0042] まず、図 1〜図 3を用いて本発明の物理量センサの全体構成について説明する。
図 1は本発明の物理量センサの全体構成を示すブロック図であり、図 2,図 3は物理 量センサの構成形態を説明するためのブロック図である。
[0043] 本発明の物理量センサは、センサ素子 10と、センサ素子 10の検出信号の出カレ ベルを調整して、物理量センサの検出感度を物理量センサの動作する電源電圧の 変化に対して比例して変化させる調整回路 100と、交流信号を検波して直流信号を 出力する検波回路 20とを備える。この構成において、調整回路 100と検波回路 20の 接続順によつて、センサ素子 10、検波回路 20A、調整回路 100の順に接続する第 1 の接続形態と、センサ素子 10、調整回路 100、検波回路 20Bの順に接続する第 2の 接続形態とすることができる。
[0044] 図 1 (a)は第 1の接続形態を説明するための図であり、図 1 (b)は第 2の接続形態を 説明するための図である。
[0045] 図 1 (a)において、物理量センサは、センサ素子 10、検波回路 20A、調整回路 100 の順に接続される。なお、ここでは、検波回路 20Aは、センサ素子 10の検出信号の 電流を電圧に変換する I—V変換部 20aと、 I—V変換部 20aで変換した電圧信号を 検波する検波部 20bと、検波部 20bによって必要な信号成分を検波した検出信号を 直流化する LPF (ローパスフィルタ）部 20cとを含むものとする。この検波回路 20Aは 、センサ素子 10の検出信号を直流化した出力信号を出力する。
[0046] 図 1 (a)の構成によれば、検波回路 20Aから直流信号が出力されるため、調整回路 100は直流信号を信号処理するアナログ回路で構成することができる。
[0047] 一方、図 1 (b)において、物理量センサは、センサ素子 10、調整回路 100、検波回 路 20Bの順に接続される。なお、ここでは、センサ素子 10と調整回路 100との間に I —V変換部 40を接続し、調整回路 100の下流側に検波回路 20Bと LPF回路 45を接 続する。 I—V変換部 40はセンサ素子 10の検出信号の電流を電圧に変換し、検波回 路 20Bは調整回路 100の出力から必要な信号成分を検波し、 LPF (ローパスフィル タ）回路 45は検波回路 20Bの検波信号を直流化する。 [0048] なお、調整回路 100は、図 1 (a)と同様の構成とし、増幅回路 60と参照増幅回路 70 との増幅率を連動して設定する。この増幅率の設定において、増幅率を電源電圧に 比例して設定することによって、物理量センサの検出感度（出力レベル)を電源電圧 に比例して増加させ、電源電圧の変化と物理量センサの検出感度とを比例させるレ シォメトリック特性を備える。
[0049] 図 1 (b)の構成によれば、 I—V変換部 40から交流信号 S4が出力されるため、調整 回路 100は交流信号を信号処理するアナログ回路で構成することができる。
[0050] 次に、図 1 (a)に示す構成例について図 2を用いてより詳細に説明する。図 2におい て、 10はセンサ素子であり、駆動部 11と検出部 12とを有する。 20Aは検出部 12の 出力であるセンサ素子出力 S1を増幅及び検波する検波回路である。 100は調整回 路であり、 90は中点電圧生成回路である。
[0051] さらに、 S2Aは検波回路 20Aの検波出力、 S6は検波回路 20Aから出力される検 波出力 S2Aを調整回路 100でレベル変換した物理量センサの出力である。この構成 において、物理量センサが備える回路部分、すなわち検波回路 20Aと調整回路 100 と駆動回路 80とは、外部から印加する電圧 Vdd (例えば 5. OV)で動作する。 Vddは 物理量センサの電源電圧である。
[0052] センサ素子 10は、例えば音叉形状に形成した圧電材料の表面に金属電極を配し て構成した、回転角速度を検知するジャイロ振動子である。センサ素子 10は駆動回 路 80によって発振駆動され、このセンサ素子 10が振動中に回転角速度を受けると、 微弱な交流信号がセンサ素子出力 S1として現れる。
[0053] 駆動回路 80には、センサ素子 10の駆動条件を一定ィ匕する機能、例えば電源電圧 の変動の影響を受けな 、高精度の定電流源 (図示せず)力も得る電流値と、センサ素 子 10の励振電流の実効値とが等しくなるように発振制御する機能を有するものを用 いる。あるいは、駆動回路 80に、電源電圧の変動の影響を受けず一定の電圧を出 力する定電圧回路を用い、この一定電圧を基準にセンサ素子 10の励振電流を安定 化するような構成でもよい。
[0054] 検波回路 20Aは、センサ素子 10から得られたセンサ素子出力 S1を検波および増 幅し、直流化した信号を出力する回路である。検波回路 20Aからは検波出力 S2Aが 出力される。センサ素子 10及び検波回路 20Aの構成は、一般に知られている回路 であるので説明は省略する。
[0055] 調整回路 100は、検波回路 20Aによって検波および増幅された検波出力 S2Aを 所定のレベル、すなわち物理量センサの検出感度を調整して外部へ物理量センサ 出力 S6として出力する信号レベル変換回路である。
[0056] 中点電圧生成回路 90は物理量センサに印加する電源電圧の 1Z2の電圧値を出 力する電圧源である。中点電圧生成回路 90は検波回路 20Aや増幅回路 60が動作 する際の零点レベルに相当する中点電圧 Vm (例えば電源電圧 Vddが 5. 0Vの場合 は 2. 5V)を供給する。
[0057] 図 1 (b)に示す構成例について図 3を用いてより詳細に説明する。図 3において、 1 0はセンサ素子であり、図 2と同様に、駆動部 11と検出部 12とを有する。 40はセンサ 素子 10の出力 S1の電流を電圧に変換する I—V変換回路であり、 100は I— V変換 回路 40で電圧変換した出力 S4の出力レベルを電源電圧に応じてレベル調整する 調整回路であり、 20Bは調整回路 100の出力 S10を検波する検波回路であり、 45は 検波回路 20Bの出力を直流化する LPF回路である。また、 90は中点電圧生成回路 である。
[0058] さらに、 S2Bは検波回路 20Bの検波出力、 S6は検波回路 20Bの出力 S2Bを LPF 回路 45で直流化したセンサ出力を調整回路 100でレベル変換し、検波回路 20Bで 検波し、 LPF回路 45で直流化した物理量センサ出力である。この構成において、物 理量センサが備える回路部分、すなわち検波回路 20Bと調整回路 100と駆動回路 8 0とは、外部から印加する電圧 Vdd (例えば 5. 0V)で動作する。 Vddは物理量センサ の電源電圧である。
[0059] なお、センサ素子 10、駆動回路 80、調整回路 100、検波回路 20B、および中点電 圧生成回路 90は、図 2における説明と同様であるので、ここでの説明は省略する。
[0060] 図 2,図 3に示す本発明の物理量センサの構成において、調整回路 100は、この出 力信号を増幅する増幅回路 60と、増幅回路 60の増幅率を設定するための参照増幅 回路 70および制御回路 50を備える。制御回路 50は、参照増幅回路 70からフィード バック信号を入力して増幅率を設定する。この増幅率の設定において、増幅率を電 源電圧に比例して設定する。これによつて、物理量センサの検出感度（出力レベル） を電源電圧に比例して増加させ、電源電圧の変化と物理量センサの検出感度とを比 例させるレシオメトリック特性を備えることができる。
[0061] 本発明の調整回路 100は、出力信号の信号レベルを調整する増幅回路 60と、増 幅率を設定するための参照増幅回路 70とを用意し、この参照増幅回路 70によって 増幅率を設定するとともに、この増幅率を増幅回路 60に連動させて設定することによ つて、回路素子特性に起因する増幅率の変動を抑制する。
[0062] 参照増幅回路 70を用いた増幅率の設定において、電源電圧の変化分以外の温度 変化分等の変動要素は、制御回路 50によって除かれ、電源電圧の変化のみによつ て増幅率が設定される。これによつて、電源電圧に含まれる変動に起因する増幅率 の変動を抑制することができる。
[0063] これによつて、本発明の物理量センサは、回路素子特性に起因する増幅率の変動 、および電源電圧以外の変動に起因する増幅率の変動を抑制して、回路素子特性 や周囲温度等の特性の影響を受けることなぐ物理量センサの検出感度を電源電圧 の変化に比例させて変化させることができる。
[0064] 次に、図 4を用いて調整回路 100の構成について説明する。図中、 30は参照信号 生成回路、 60は増幅回路、 70は参照増幅回路、 50は制御回路である。調整回路 1 00は前述の検波回路 20A, 20Bと同一の半導体チップ上に構成する。
[0065] 参照信号生成回路 30は、第 1の参照信号 S31を生成する基準電圧源 31と、第 2の 参照信号 S32を生成する基準抵抗 32とを備える。基準電圧源 31は、一定電圧を出 力して中点電圧 Vmに上乗せし、中点電圧 Vmより高い第 1の参照信号 S 31を生成 する。一方、基準抵抗 32は電源電圧 Vddと中点電圧 Vmとの間に接続し、電源電圧 Vddと中点電圧 Vmとを分圧して参照信号 S32を生成する。
[0066] ここで、第 1の参照信号 S31は、電源電圧に依存せず一定である。一方、第 2の参 照信号 S32は、電源電圧 Vddと中点電圧 Vmとを分圧して生成するため、電源電圧 に依存する。
[0067] ここでは、例えば基準抵抗 32の抵抗値の 1Z2の点の電圧を第 2の参照信号 S32 とする。一方、基準電圧源 31の第 1の参照信号 S31の出力電圧値は 1. 25Vとし、電 源電圧 Vddや周囲温度変化によらず一定とする。
[0068] 増幅回路 60は、制御信号端子 Cへの信号入力によって増幅率が制御可能な増幅 回路である。この増幅回路 60の構成例については、後述する。増幅回路 60は、セン サ素子 10から得られた信号を増幅する回路であり、入力信号を Sinとし、出力信号と して Soutを出力する。また、参照増幅回路 70は物理量センサの増幅率を設定するた めのものであり、増幅回路 60と同一の構成のものを用いる。参照増幅回路 70と増幅 回路 60との制御信号端子 Cには同じ信号を印加し、両増幅回路の増幅率が連動し 、増幅率の比が一定となる構成とする。なお、参照増幅回路 70は、第 1の参照信号 S 31を入力信号とし、出力信号は制御回路 50の一方の入力端子 (負入力端）に出力 する。
[0069] さらに、増幅回路である制御回路 50を用いて、参照増幅回路 70の出力に応じて参 照増幅回路の増幅率を設定するフィードバック系を構成する。このフィードバック系に おいて、参照増幅回路 70の出力 S7が第 2の参照信号 S32より高ければ参照増幅回 路 70の増幅率を下げ、逆に参照増幅回路 70の出力 S7が第 2の参照信号 S32より 低ければ参照増幅回路 70の増幅率を上げるよう構成する。制御回路 50が出力する フィードバック信号である制御信号 S5は、増幅回路 60および参照増幅回路 70の制 御信号端子 Cへ入力する。この構成により、参照増幅回路 70の出力と、第 2の参照 信号 S32とを常に等しくすることができる。ここでは、制御回路 50は差動増幅器で構 成することができる。
[0070] 図 4に示す構成において、第 2の参照信号 S32は電源電圧 Vddの 1Z2である中点 電圧 Vmをさらに 1,2に分圧した信号であり、電源電圧 Vddに比例して変化する。 一方の第 1の参照信号 S31は電源電圧 Vddに依存しない一定電圧である。
[0071] 制御回路 50は、この第 1の参照信号 S31を参照増幅回路 70で増幅した信号と第 2 の参照信号 S32とが等しくなるよう動作することから、参照増幅回路 70の増幅率は電 源電圧 Vddに比例して変化する。また、増幅回路 60および参照増幅回路 70の制御 信号端子 Cには同じ制御信号 S5が入力しているため、増幅回路 60の増幅率と参照 増幅回路 70に増幅率とは連動して設定され、増幅回路 60の増幅率も電源電圧 Vdd に比例するよう動作する。 [0072] 本例では特に、基準電圧源 31の出力電圧値を 1. 25Vとし、第 2の参照信号 S32 を電源電圧 Vddの 1/4となるように選んだため、電源電圧 Vddが 5. OVの時には第 2の参照信号 S32が 1. 25Vとなって、中点電圧 Vmを基準とした場合の第 1の参照 信号 S31と等しくなり、制御回路 50によって参照増幅回路 70の増幅率を 1. 0とする ような制御が行われる。従って、増幅回路 60の増幅率も 1. 0となる。
[0073] 次に、本発明の物理量センサの動作について説明する。ここでは、図 2を例として 説明する。
[0074] 物理量センサに電源電圧 Vddを印加すると、駆動回路 80はセンサ素子 10の駆動 部 11を所定の電流値で交流駆動を開始する。前記のように駆動回路 80の駆動電流 は電源電圧変動の影響を受けないので、駆動部 11は常に安定した発振状態となる
[0075] この状態で物理量センサに回転角速度を印加すると、回転角速度に応じた振幅を 持つ交流信号がセンサ素子出力 S1に現れる。このセンサ素子出力 S1を検波回路 2 OAが検波し、所定の直流信号へと変換する。
[0076] 増幅回路 60は所定の増幅率を有する増幅回路として動作し、検波出力 S2Aを増 幅した角速度信号をセンサ出力 S6として出力する。センサ素子 10の駆動条件は常 に一定であるため、検波出力 S2Aの信号は電源電圧 Vddの影響を受けず、ある回 転角速度の印加に対して信号のレベルは一定となる。
[0077] しかしながら、前述のとおり、増幅回路 60および参照増幅回路 70の増幅率は連動 して変化する。両増幅回路の増幅率は電源電圧 Vddに比例して変化する。よって物 理量センサの電源電圧 Vddが増加すると、その変化に比例して物理量センサの検出 感度が増加する。この結果、増幅回路 60から出力されるセンサ出力 S6の出力信号 レベルが増加する。すなわち物理量センサは、検出感度がレシオメトリック特性となる ようにレベル変換動作することが可能となる。
[0078] 例として、物理量センサに同じ回転角速度を与えた場合であっても、電源電圧 Vdd を 5%増加させた場合は、センサ出力 S6は 5%信号レベルが増加する。また、上記と は逆に物理量センサの電源電圧 Vddを減少させた場合は、センサ出力 S6の信号レ ベルが電源電圧 Vddの減少に比例して低下する。 [0079] 本例にお 、て増幅率の精度は基準電圧源 31の絶対電圧値および温度特性によつ て決定するが、これは既によく知られた定電圧回路技術によって極めて高精度にトリ ミング可能であるため、参照増幅回路 70の増幅率は、温度特性も含めて極めて高精 度化が可能となる。さらに増幅回路 60および参照増幅回路 70とを同一半導体チップ 上に同一の構成で形成することにより、半導体製造誤差から生じる増幅率の相対誤 差を極小にできるため、参照増幅回路 70の増幅率を増幅回路 60へ正確に反映させ ることができる。これら力 物理量センサの検出感度の高精度化を実現することが可 能となる。
[0080] なお、用途によっては、特許文献 1と同様に、 MOS素子を入力抵抗とし、通常の抵 抗素子を帰還抵抗とした反転増幅回路を、増幅回路 60および参照増幅回路 70とし て用いることもできる。この場合は、後述するように OTAを用いた場合と比べて直線 性は劣るが、少ない回路素子数で半導体チップを小規模ィ匕できる効果がある。当然 ながら、 MOS素子と抵抗素子との電気的特性の相違や、製造誤差は制御回路 50に よって打ち消されるため、従来技術での問題を解消できるという効果は維持される。
[0081] なお、前述の実施形態における増幅回路 60および参照増幅回路 70としては、増 幅率を連続的に変化できるものを用いた力 増幅率をディジタル的に変化できるもの を用いてもよい。その場合は、制御回路 50を前記と同じ機能を持つ論理回路で置き 換えることにより同等の効果が得られる。
[0082] 次に、増幅回路 60および参照増幅回路 70を構成する増幅器の構成例 60A〜60 Dについて、図 5〜図 9を用いて説明する。なお、参照増幅回路 70の構成は増幅回 路 60の構成と同様とすることができるため、以下では、増幅回路 60について説明し、 参照増幅回路 70の説明は省略する。
[0083] ここで、図 5に示す増幅器の構成例 60Aは、 OTAを用いる構成例であり、電圧電 流変換回路に電流電圧変換回路を直列に接続して構成し、この電圧電流変換回路 をネ目互コンダクタンスが可変であるトランスコンダクタンスアンプによって構成し、このト ランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを前記制御回路の出力信号により制 御することによって電圧力も電流への変換率を可変とし、この電圧電流変換回路で 変換した電流を電流電圧変換回路によって電圧に変換することによって増幅率を制 御する。
[0084] 図 6に示す増幅器の構成例 60Bは、演算増幅器 (オペアンプ）によって反転増幅器 あるいは非反転増幅器を構成し、この演算増幅器に接続する入力抵抗や帰還抵抗 等の抵抗素子をスィッチトキャパシタ回路を用いた等価抵抗を構成する可変抵抗に よって構成するものである。
[0085] この演算増幅器の入力抵抗又は帰還抵抗、ある!/、は、入力抵抗と帰還抵抗の両抵 抗をスィッチトキャパシタ回路で構成し、このスィッチトキャパシタ回路のスィッチの開 閉の切り替えを前記制御回路の出力信号により制御することによって入力抵抗を可 変として増幅率を制御することによって増幅率を制御する。なお、非反転増幅器の場 合には、入力抵抗は用いられない。
[0086] 図 7,図 8に示す増幅器の構成例 60C, 60Dは、演算増幅器 (オペアンプ）によって 反転増幅器あるいは非反転増幅器を構成し、この演算増幅器に接続する入力抵抗 や帰還抵抗等の抵抗素子を OTAを用いた等価抵抗を構成する可変抵抗によって 構成するものである。この演算増幅器の入力抵抗又は帰還抵抗、あるいは、入力抵 抗と帰還抵抗の両抵抗を相互コンダクタンスが可変であるトランスコンダクタンスアン プで構成し、このトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを制御回路の出 力信号により制御することによって抵抗を可変とし、この抵抗を可変とすることによつ て増幅率を制御する。なお、非反転増幅器の場合には、入力抵抗は用いられない。
[0087] はじめに、増幅器の構成例 60Aにつ 、て説明する。
[0088] 増幅回路 60Aは、図 5に図示したように、電圧 電流変換回路 64と、電流 電圧 変換回路 63とで構成するとよい。電圧—電流変換回路 64には、入力端子間の電位 差に比例する電流が高精度で得られる OTA (オペレーショナルトランスコンダクタンス アンプ) 69を用いる。 OTAにおいては、入力端子間電圧を Vinと、出力端子から得ら れる電流 loutとの関係を
Iout=gm,Vin
と表すことができる。 gmは相互コンダクタンスと呼ばれる比例係数である。特に本例 における電圧-電流変換回路 64には、制御信号端子 Cへ印加する電圧値に応じて 、相互コンダクタンス gmが変化するものを用いる。 [0089] さらに、電圧 電流変換回路 64によって得られた電流出力を、オペアンプ 61と帰 還抵抗 62で構成した電流 電圧変換回路 63によって再び電圧信号に変換し直す ことで、増幅率を制御可能でかつ線形特性の高 、増幅回路を構成できる。
[0090] 次に、増幅器の構成例 60Bについて説明する。図 6はオペアンプを用いた反転増 幅回路の例であり、入力抵抗の抵抗値を可変とすることで増幅率を変える構成例で ある。なお、反転増幅回路および非反転増幅回路は、符号は逆であるが、増幅率の 大きさは演算増幅器 (オペアンプ）に接続される入力抵抗と帰還抵抗によって定まる ため、非反転増幅回路についても同様にして構成することができる。また、ここでは、 入力抵抗の抵抗値を変えることで増幅率を変える構成を示して ヽるが、帰還抵抗の 抵抗値を変えることで増幅率を変える構成とすることもできる。
[0091] 図 6において、増幅回路 60Bは演算増幅器 (オペアンプ） 61と入力抵抗および帰 還抵抗によって構成される。入力抵抗は、制御信号 S5の電圧を周波数に変換する 周波数変換器回路 (リニア VCO) 65と、この周波数変換器回路 (リニア VCO) 65で 変換された周波数 fのクロック信号によって ONZOFFの切り替え制御が行われるス イッチトキャパシタ回路 66とによって構成され、一方、帰還抵抗は抵抗 62とコンデン サ 67の並列接続で構成される。ここで、コンデンサ 67はローパスフィルタを構成して いる。
[0092] ここで、増幅回路 60Bの増幅率は（一帰還抵抗値 RfZ入力抵抗値 Rs)で定まるた め、入力抵抗をスィッチトキャパシタ回路 66からなる可変抵抗回路で形成し、この可 変抵抗回路の抵抗値を、制御信号 S5の電圧信号を周波数変換器回路 (リニア VCO ) 65で周波数信号に変換した信号によって変えることによって、増幅率の増減の方 向と制御信号 S5の変動の方向とを同じ方向に調整することができる。
[0093] 例えば、制御信号 S5が増加した場合には、可変抵抗 (スィッチトキャパシタ回路 66 )の抵抗値を減少させることで、増幅回路 60Bの増幅率を上げ、逆に、制御信号 S5 が減少した場合には、可変抵抗 (スィッチトキャパシタ回路 66)の抵抗値を増加させ ることで、増幅回路 60Bの増幅率を下げる。
[0094] この参照信号と周波数信号と可変抵抗との抵抗値と増幅率との関係は、制御信号 と周波数信号とは正の増加特性の関係にあり、周波数信号と抵抗値とは逆の増加特 性の関係にあり、抵抗値と増幅率とは逆の増加特性の関係にある。そのため、制御 信号と増幅率とは正の増加特性の関係となり、制御信号が増カロした場合には増幅率 は増加し、制御信号が減少した場合には増幅率は減少する。したがって、増幅回路 の増幅率を制御信号と同じ特性とすることができる。
[0095] 増幅回路 60Bは、可変抵抗回路をスィッチトキャパシタ回路により構成する。スイツ チトキャパシタ回路は、コンデンサの接続状態を切り替えることで電荷の移動を行うも のであり、パルス変調信号に基づいて増幅率を可変とする。ここでは、スィッチトキヤ パシタ回路 66は、 2接点を備えたスィッチとコンデンサによって構成される。
[0096] スィッチトキャパシタ回路は、スィッチとコンデンサ 66cで構成され、スィッチの接点 が検波回路側に接続される状態では、コンデンサ 66cは検波出力の入力信号 Sinの 電圧を蓄積し、次に、スィッチが演算増幅器 (オペアンプ) 61に接続される状態となる と、コンデンサ 66cに蓄えた電荷は演算増幅器 (オペアンプ) 61に反転入力端子に 放電される。
[0097] スィッチは MOS素子による伝達ゲート（トランスミッションゲート）で構成でき、スイツ チの接点状態は周波数変換回路 65の周波数信号に応じて切り替わるよう構成する ことができ、周波数信号に応じてコンデンサの接続状態が切り換わる。なお、スィッチ は、帰還抵抗 62、スィッチトキャパシタ回路 66を構成するコンデンサ 66cや帰還抵抗 62と並列接続されるコンデンサ 67と同様に、半導体プロセスで製造可能であり、同 一の半導体チップ上に構成することができる。これによつて、各素子の温度特性を合 わせることができる。演算増幅器 (オペアンプ） 61の反転入力端子にはスィッチトキヤ パシタ回路 66を接続し、演算増幅器 (オペアンプ) 61の非反転入力端子には中点電 圧 Vmを接続する。
[0098] このように、周波数変換回路 65の周波数信号に応じて、スィッチを反転入力端側と 検波回路側とで切り替えることでコンデンサ 66cの接続状態を切り換える。
[0099] スィッチが上記の切り替え動作を高速に行うことで、スィッチトキャパシタ回路 66は 、抵抗値が Re = lZ (f ' Cs)で表現できる抵抗素子と等価の動作をする。なお、ここ で、 fはスィッチの平均切り替え周波数、 Csはコンデンサ 66cの容量である。
[0100] スィッチトキャパシタ回路は抵抗素子と等価であり可変抵抗回路を形成することから 、増幅回路 60Bの増幅率は、帰還抵抗と入力抵抗の比で定まる。したがって、上記し た構成において、入力抵抗をスィッチトキャパシタ回路 66で構成し、このスィッチトキ ャパシタ回路 66の等価抵抗を制御信号 S5の周波数によって変えることによって、増 幅回路 60Bの増幅率を制御信号 S5の変動特性と同じ方向に可変とすることができる
[0101] なお、スィッチトキャパシタ回路を用いた増幅回路 60Bは、コンデンサに、容量の電 圧依存性のないコンデンサを用いることで、高いリニアリティを得ることができる。半導 体チップ上でこのような特性のコンデンサを実現するには、例えば一般的な 2層ポリ シリコンプロセスにより、電極をポリシリコン化したコンデンサを構成すればよい。
[0102] 図 6に示した増幅回路は演算増幅器 (オペアンプ)を用いた構成である力 増幅回 路を構成する能動回路は演算増幅器 (オペアンプ）に限らず、バイポーラトランジスタ や FET等の他の素子を用いてもよ!、。
[0103] ここでは、演算増幅器 (オペアンプ)の入力抵抗を可変抵抗とした例を示して 、るが 、帰還抵抗を可変抵抗とする構成、あるいは、入力抵抗および帰還抵抗の両抵抗を 可変抵抗とする構成としてもょ ヽ。
[0104] 次に、増幅器の構成例 60C、 60Dについて図 7、図 8を用いて説明する。構成例 6 OC, 60Dは、図 6に示す構成例 60Bと同様にオペアンプを用いて反転増幅回路の 例であり、入力抵抗の抵抗値を可変とすることで増幅率を変える構成例である。構成 例 60C, 60Dでは、 OTAを用いて可変抵抗を構成する。
[0105] 可変抵抗は、入力抵抗あるいは帰還抵抗に適用することができる。図 7に示す構成 例は入力抵抗を可変抵抗で構成した例を示し、図 8に示す構成例は帰還抵抗を可 変抵抗で構成した例を示している。可変抵抗は、相互コンダクタンスが可変であるトラ ンスコンダクタンスアンプで構成し、このトランスコンダクタンスアンプのネ目互コンダクタ ンスを制御回路の制御信号により制御することによって抵抗を可変とし、この抵抗を 可変とすることによって増幅率を制御する。
[0106] 図 7に示す構成例 60Cの入力抵抗において、トランスコンダクタンスアンプ 69の出 力端を抵抗 68の入力端子側に接続し、トランスコンダクタンスアンプ 69の一方の入 力端（図 7では +端子）を抵抗 68の出力端側に接続する。トランスコンダクタンスアン プ 69の相互コンダクタンス gmは制御信号 S5によって制御される。
[0107] 増幅器 60Cの増幅率は、抵抗 68とトランスコンダクタンスアンプ 69で定まる入力抵 抗値とオペアンプ 61の帰還抵抗 62の抵抗値との比で定まり、入力抵抗を可変とする ことで、増幅率を可変とする。
[0108] 一方、図 8に示す構成例 60Dの帰還抵抗において、トランスコンダクタンスアンプ 6
9の出力端を帰還抵抗 62の出力端側に接続し、トランスコンダクタンスアンプ 69の一 方の入力端（図 8では +端子側）を帰還抵抗 62の入力端側に並列接続する。トラン スコンダクタンスアンプ 69の相互コンダクタンス gmは制御信号 S5によって制御され る。
[0109] 増幅器 60Dの増幅率は、抵抗 68で定まる入力抵抗値と、オペアンプ 61の帰還抵 抗 62とトランスコンダクタンスアンプ 69で定まる帰還抵抗値との比で定まり、帰還抵 抗を可変とすることで、増幅率を可変とする。
[0110] ただし、この場合のトランスコンダクタンスアンプ 69は、図 7の場合とは特性が異なる 。図 7のトランスコンダクタンスアンプ 69は、制御信号 S5の電圧値が高い場合に入力 抵抗が下がる働きをする特性を用 、たものであるが、図 8は制御信号 S 5の電圧値が 高 ヽ場合に帰還抵抗が上がる働きをする特性を用いた例である。
[0111] この構成例では、トランスコンダクタンスアンプの直線性が良好となるように動作させ ることができるため、物理量センサの検出感度を高いリニアリティで出力することがで きる。また、検波前のセンサ素子から出力された交流信号の処理に適している。
[0112] 本発明の物理量センサは、センサ素子を駆動する駆動回路の駆動レベルを制御 することによって電源電圧の電圧変動による出力の変動を抑制し、高い精度の出力 を得ることができる。
[0113] この駆動回路の駆動レベル制御は、参照信号生成回路に生じる電圧変動と同じ方 向に制御することによって参照信号生成回路に生じる電圧変動による影響を相殺す るものであり、センサ素子の駆動レベルを参照信号生成回路に生じる電圧変動と同 じ方向に制御するために、センサ素子の駆動レベルを参照信号生成回路が出力す る第 1の参照信号に基づいて定める。
[0114] 図 9はこの駆動レベル制御の一構成例を説明するための図である。図 9に示す構 成は、前記した図 2に示す回路構成において、参照信号生成回路 30が備える基準 電圧源 31から出力される第 1の参照信号 S31を制御信号として駆動回路 80に入力 する。駆動回路 80は、参照信号 S31に基づいて駆動レベルを定める。
[0115] 第 1の参照信号 S31は電源電圧によらず一定であるが、実際は電源電圧の変動や 周囲温度の変化によって僅かに電圧変動する。したがって、駆動回路 80の駆動レべ ルを第 1の参照信号 S31に基づいて定めると、この駆動レベルは電源電圧の変動や 周囲温度の変化に応じて電圧変動する。そして、駆動レベルの電圧変動は、検出信 号 S1のレベルにも変動として現れる。
[0116] 一方、上述したように、本発明の制御回路 50の増幅率制御によって、センサ素子 1 0の検出信号と増幅回路 60の増幅率との間には互 、に逆方向に増減する関係が得 られている。センサ素子 10の検出信号を増幅回路 60で信号増幅すると、駆動レべ ルの電圧変動と増幅特性とが逆方向であるため、センサ素子の出力信号と増幅回路 の増幅率とが互いに逆方向に増減する関係となり、電圧変動による影響が相殺され て物理量センサの検出レベルが一定となる。
[0117] 例えば、電圧変動によって駆動レベルが増加した場合には、この駆動レベルの増 加によってセンサ素子 10の検出信号が増加する。一方、この電圧変動の増加は、増 幅回路 60および参照増幅回路 70の増幅率を減少させるため、増カロした検出信号の 増幅率は小さくなるため、調整回路 100から得られる物理量センサの検出感度は一 定となり、参照信号生成回路に生じる電圧変動による出力変動が抑制される。
[0118] 以上、本発明の実施形態による物理量センサについて説明した。本発明によれば 、製造誤差や温度変化の影響を受けにくい安定した検出感度を有する物理量セン サが実現できる。その上さらに、センサ検出出力が高い直線性を有する物理量セン サち実現でさる。
産業上の利用可能性
[0119] 本発明は、振動ジャイロを代表とする角速度センサや磁気センサ、加速度センサな どの幅広い種類の物理量センサの出力信号レベル調整に適用することが可能であ る。

Claims

請求の範囲
[1] 外部力 印加された物理量を電気信号に変換するセンサ素子と、
このセンサ素子の出力信号の信号レベルを調整する調整回路とを有する物理量セ ンサにおいて、
前記調整回路は、前記出力信号を増幅する増幅回路と、電源電圧に応じた増幅率 を設定する参照増幅回路とを備え、
前記増幅回路の増幅率を前記参照増幅回路の増幅率と連動させて、前記増幅回 路と前記参照増幅回路との増幅率の比を一定とすることによって、前記センサ素子の 出力信号の信号レベルを調整することを特徴とする物理量センサ。
[2] 請求項 1に記載の物理量センサにおいて、
前記調整回路は、電源電圧に応じて変化する第 2の参照信号と、電源電圧に応じ て変化することなく一定の第 1の参照信号とを出力する参照信号生成回路と、 前記参照増幅回路の増幅率を制御する制御回路とを備え、
前記参照増幅回路は前記第 1の参照信号を増幅し、
前記制御回路は、第 2の参照信号と前記参照増幅回路の出力とが等しくなるように 参照増幅回路の増幅率を制御し、この参照増幅回路の増幅率を制御することで前記 増幅回路の増幅率を電源電圧に応じて制御することを特徴とする物理量センサ。
[3] 請求項 2に記載の物理量センサにおいて、
前記制御回路は、参照増幅回路の出力が前記第 2の参照信号よりも高い場合に参 照増幅回路の増幅率を下げ、参照増幅回路の出力が前記第 2の参照信号よりも低 い場合に参照増幅回路の増幅率を上げるフィードバック制御を行うことを特徴とする 物理量センサ。
[4] 請求項 2または 3の何れか一つに記載の物理量センサにおいて、
前記センサ素子を駆動する駆動回路を有し、
当該駆動回路が前記センサ素子を駆動する駆動レベルを、前記参照信号生成回 路が出力する前記第 1の参照信号に基づいて定めることにより、
当該センサ素子の出力信号と前記増幅回路の増幅率との関係を互いに逆方向に 増減する関係とし、物理量センサの検出レベルを一定とすることを特徴とする物理量 センサ。
[5] 請求項 1から 4の何れか一つに記載の物理量センサにおいて、
前記増幅回路と前記参照増幅回路の少なくとも一方の回路は、演算増幅器に抵抗 素子を接続して構成し、
前記抵抗素子を、ネ目互コンダクタンスが可変であるトランスコンダクタンスアンプを含 む等価抵抗で構成し、このトランスコンダクタンスアンプの相互コンダクタンスを前記 制御回路の出力信号により制御することによって抵抗を可変とし、この抵抗を可変と することによって増幅率を制御することを特徴とする物理量センサ。
[6] 請求項 1から 4の何れか一つに記載の物理量センサにおいて、
前記増幅回路と前記参照増幅回路の少なくとも一方の回路は演算増幅器に抵抗 素子を接続して構成し、
前記抵抗素子を、スィッチトキャパシタ回路を含む等価抵抗で構成し、このスィッチ トキャパシタ回路のスィッチの開閉の切り替えを前記制御回路の出力信号により制御 することによって抵抗を可変として増幅率を制御することを特徴とする物理量センサ。
[7] 請求項 1から 4の何れか一つに記載の物理量センサにおいて、
前記増幅回路と前記参照増幅回路の少なくとも一方の回路は電圧電流変換回路と 電流電圧変換回路とを同順で直列に接続して構成し、
前記電圧電流変換回路は相互コンダクタンスが可変であるトランスコンダクタンスァ ンプにより構成し、このトランスコンダクタンスアンプのネ目互コンダクタンスを前記帘1』御 回路の出力信号により制御することによって電圧力 電流への変換率を可変とし、 この電圧電流変換回路で変換した電流を前記電流電圧変換回路によって電圧に 変換することによって増幅率を制御することを特徴とする物理量センサ。
[8] 請求項 1から 7の何れか一つに記載の物理量センサにおいて、
前記センサ素子と前記調整回路との間に検波回路を備え、
前記調整回路は、前記検波回路で直流化したセンサ素子の直流出力の信号レべ ルを調整することを特徴とする物理量センサ。
[9] 請求項 1から 7の何れか一つに記載の物理量センサにおいて、
前記調整回路の後に検波回路を備え、 前記調整回路はセンサ素子の交流出力の信号レベルを調整し、前記検波回路は レベル調整した出力信号を直流化して出力することを特徴とする物理量センサ。
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