JP2010147663A - 感度調整回路 - Google Patents

Abstract

【課題】感度調整量の線形性を確保しながら小規模な回路構成を実現することができる感度調整回路を提供する。
【解決手段】電圧供給回路１０１より電源電圧と電源電圧を分圧した電圧が出力され、電源電圧変動感度調整電圧を得ている。また、温度センサ１１１および基準電圧発生回路１１２より温度変動感度調整電圧を得ている。さらに、伝達関数が制御端子１０７、１０８の電位差に比例し、制御端子１０９、１１０の電位差に反比例する可変利得増幅回路１０４に、電源電圧変動感度調整電圧および温度変動感度調整電圧を与える回路構成にすることにより線形性を確保しながら小規模な回路構成を実現している。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電源電圧変動および温度変動に対してセンサの感度を調整する回路に係り、特に、感度調整量の線形性を確保しながら小規模な回路構成を実現することができる感度調整回路に関する。

従来、センサの感度調整回路に関する技術としては、例えば、特許文献１、２記載の技術が知られている。
図６は、特許文献１記載の電源電圧温度変動感度調整回路である。
特許文献１には、図６に示すように、温度センサ１と、温度センサ１の出力電圧をＡ―Ｄ変換するアナログディジタル変換器（以下、「ＡＤＣ」という。）７と、電源２と、電源２の電圧をＡ―Ｄ変換するＡＤＣ８と、ＡＤＣ７、８からのディジタル信号を信号処理するマイコン３と、マイコン３からのディジタル信号をＤ―Ａ変換するディジタルアナログ変換器（以下、「ＤＡＣ」という。）９と、感度調整を行う感度調整回路４とを備える電源電圧温度変動感度調整回路が開示されている。

感度調整回路４は、センサの出力信号を入力端子５から入力し、ＤＡＣ９からのアナログ信号に基づいて、入力したセンサの出力信号に対して感度調整を行い、感度調整後の信号を出力端子６から出力する。
図７は、特許文献２記載の温度変動感度調整回路である。
特許文献２には、図７に示すように、センサの出力信号を非反転入力端子１１から入力する演算増幅器１２と、演算増幅器１２の出力端子１３と反転入力端子との間に設けられた抵抗１４と、ＭＯＳトランジスタ１６と、演算増幅器１２の反転入力端子とＭＯＳトランジスタ１６との間に設けられた抵抗１５と、温度センサ１８と、温度センサ１８の出力電圧に基づいて調整電圧を生成する関数回路１７とを備える温度変動感度調整回路が開示されている。

センサの出力信号の感度は、関数回路１７で生成された調整電圧をＭＯＳトランジスタ１６のゲートに与えてオン抵抗を変化させることにより調整される。また、ＭＯＳトランジスタ１６の逆の温度特性を持つ抵抗１５によりＭＯＳトランジスタ１６自身の温度特性をキャンセルしている。
特開平１１−４４５４０号公報 特開２００５−２２７２３４号公報

しかしながら、特許文献１、２記載の調整回路にあっては、次のような課題があった。
特許文献１にあっては、ＡＤＣ７、８とＤＡＣ９を用いているため、感度調整量が離散的になる。一般的にセンサは、広い調整範囲と感度調整量に関して線形性を必要とするため、十分な調整範囲で線形性を確保するには、ＡＤＣ７、８とＤＡＣ９のビット数を多く取る必要があり、大規模な回路構成となる。

特許文献２にあっては、ＭＯＳトランジスタ１６のオン抵抗をゲート電位で制御することにより感度調整を行っているが、ＭＯＳトランジスタ１６のオン抵抗の値は、ゲート電位に対して非線形な特性を有しているため、十分な調整範囲で線形性を確保するには非線形特性をキャンセルするための非線形関数回路を必要とし、大規模な回路構成となる。また、温度変動感度調整回路を２個用いているため、図７に示す回路の２倍の回路規模を要している。さらに、電源電圧変動に対する感度調整は別の回路で行っている。
そこで、本発明は、このような従来の技術の有する未解決の課題に着目してなされたものであって、感度調整量の線形性を確保しながら小規模な回路構成を実現することができる感度調整回路を提供することを目的としている。

〔発明１〕 上記目的を達成するために、発明１の感度調整回路は、センサからの信号を入力し、可変抵抗回路および演算増幅器を有する可変利得増幅回路と、前記可変利得増幅回路に温度変動感度調整電圧を与える第１電圧供給手段と、前記可変利得増幅回路に電源電圧変動感度調整電圧を与える第２電圧供給手段とを備え、前記可変利得増幅回路は、前記温度変動感度調整電圧および前記電源電圧変動感度調整電圧に基づいて、電源電圧変動および温度変動に対して前記センサの感度を調整する。
このような構成であれば、第１電圧供給手段により温度変動感度調整電圧が、第２電圧供給手段により電源電圧変動感度調整電圧がそれぞれ可変利得増幅回路に与えられる。そして、可変利得増幅回路により、与えられた温度変動感度調整電圧および電源電圧変動感度調整電圧に基づいてセンサの感度が調整される。

〔発明２〕 さらに、発明２の感度調整回路は、発明１の感度調整回路において、前記可変抵抗回路は、第１および第２の制御端子と、第１および第２の入力端子と、第１および第２の出力端子とを有し、前記第１および第２の入力端子の電位差に対する前記第１および第２の出力端子の電流差の比が前記第１および第２の制御端子の電位差に比例する、非飽和領域の４個のＭＯＳトランジスタで構成されている。

〔発明３〕 さらに、発明３の感度調整回路は、発明１および２のいずれか１の感度調整回路において、さらに、前記温度変動感度調整電圧を昇圧する昇圧回路を備える。
このような構成であれば、昇圧回路により、第１電圧供給手段の温度変動感度調整電圧が昇圧される。
〔発明４〕 さらに、発明４の感度調整回路は、発明１および２のいずれか１の感度調整回路において、さらに、前記電源電圧変動感度調整電圧を昇圧する昇圧回路を備える。
このような構成であれば、昇圧回路により、第２電圧供給手段の電源電圧変動感度調整電圧が昇圧される。

〔発明５〕 さらに、発明５の感度調整回路は、発明１ないし４のいずれか１の感度調整回路において、前記演算増幅器が全差動型である。
〔発明６〕 さらに、発明６の感度調整回路は、発明１ないし５のいずれか１の感度調整回路において、前記第２電圧供給手段が抵抗分割回路である。
〔発明７〕 さらに、発明７の感度調整回路は、発明１ないし５のいずれか１の感度調整回路において、前記第１電圧供給手段が温度センサと基準電圧発生回路とを有する。

以上説明したように、発明１の感度調整回路によれば、可変抵抗回路および演算増幅器を有する可変利得増幅回路と、温度変動感度調整電圧を与える第１電圧供給手段と、電源電圧変動感度調整電圧を与える第２電圧供給手段とを備えるので、連続的な感度調整が可能であり、感度調整量の線形性を確保しながら小規模な回路構成を実現することができるという効果が得られる。また、半導体集積回路の製造プロセスに合致する回路素子で実現することができるので、特に集積回路で実現するときには経済的であるという効果が得られる。

さらに、発明２の感度調整回路によれば、可変抵抗回路が４個のＭＯＳトランジスタで構成されているので、さらに小規模な回路構成を実現することができるという効果が得られる。
さらに、発明３の感度調整回路によれば、温度変動感度調整電圧を昇圧する昇圧回路を備えるだけなので、小規模な回路構成で感度調整範囲を広げることができるという効果が得られる。

さらに、発明４の感度調整回路によれば、電源電圧変動感度調整電圧を昇圧する昇圧回路を備えるだけなので、小規模な回路構成で感度調整範囲を広げることができるという効果が得られる。
さらに、発明５の感度調整回路によれば、演算増幅器が全差動型であるので、シングルエンド出力の演算増幅器を用いた場合に比して、同程度の回路規模で同相成分の影響を小さくすることができるという効果が得られる。

さらに、発明６の感度調整回路によれば、第２電圧供給手段が抵抗分割回路であるので、小規模な回路構成で電源電圧変動に対して連続的かつ線形な電源電圧変動感度調整電圧を生成することができるという効果が得られる。
さらに、発明７の感度調整回路によれば、第１電圧供給手段が温度センサと基準電圧発生回路とを有するので、小規模な回路構成で温度変動に対して連続的かつ線形な温度変動感度調整電圧を生成することができるという効果が得られる。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照しながら説明する。図１ないし図４は、本発明に係る感度調整回路の実施の形態を示す図である。
まず、本発明を適用する感度調整回路１００の構成を説明する。
図１は、感度調整回路１００の回路図である。
感度調整回路１００は、図１に示すように、可変利得増幅回路１０４と、可変利得増幅回路１０４に温度変動感度調整電圧を与える温度センサ１１１および基準電圧発生回路１１２と、可変利得増幅回路１０４に電源電圧変動感度調整電圧を与える電圧供給回路１０１とを有して構成されている。

可変利得増幅回路１０４は、２つの差動入力端子１０５、１０６と、４つの制御端子１０７、１０８、１０９、１１０と、出力端子１１３とを有して構成されている。
差動入力端子１０５、１０６には、センサ（不図示）が接続され、センサの出力信号が入力される。
制御端子１０９には、温度センサ１１１が接続され、温度センサ１１１の出力電圧が入力される。制御端子１１０には、基準電圧発生回路１１２が接続され、基準電圧発生回路１１２の基準電圧が入力される。

制御端子１０８には電圧供給回路１０１の出力端子１０２が、制御端子１０７には電圧供給回路１０１の出力端子１０３がそれぞれ接続されている。電圧供給回路１０１の出力電圧は、制御端子１０７、１０８から入力される。
可変利得増幅回路１０４は、温度センサ１１１および電圧供給回路１０１の出力電圧に基づいてセンサの出力信号を増幅することにより感度調整を行う。増幅されたセンサ信号は、出力端子１１３から出力される。

次に、電圧供給回路１０１の構成を説明する。
図２は、電圧供給回路１０１の回路図である。
電圧供給回路１０１は、図２に示すように、電源２０１と、抵抗２０２、２０３とからなる抵抗分割回路として構成されている。
抵抗２０２の一端は電源２０１に、抵抗２０２の他端は抵抗２０３の一端にそれぞれ接続されている。抵抗２０３の他端は接地されている。そして、抵抗２０２、２０３により電源２０１の電圧が分圧される。

抵抗２０２の一端はさらに出力端子１０３に、抵抗２０２の他端はさらに出力端子１０２にそれぞれ接続されている。
可変利得増幅回路１０４の出力信号は、制御端子１０７〜１１０の電位をそれぞれＶＧ１、ＶＧ２、ＶＧ３、ＶＧ４とすると、電位差（ＶＧ１−ＶＧ２）に比例し、電位差（ＶＧ３−ＶＧ４）に反比例することを特徴とする。つまり、差動入力端子１０５、１０６の電位をそれぞれＶＩＮ１、ＶＩＮ２、出力端子１１３の電位をＶＯＵＴとすると、可変利得増幅回路１０４の伝達関数は、下式（１）で表すことができる。

ただし、上式（１）において、ｋ１は比例定数である。
次に、可変利得増幅回路１０４の構成を説明する。
図３は、可変利得増幅回路１０４の回路図である。
可変利得増幅回路１０４は、図３に示すように、可変抵抗回路３０１、３０２と、演算増幅器３０３とを有して構成されている。
可変抵抗回路３０１は、差動入力端子１０５、１０６と、制御端子１０７、１０８と、２つの出力端子３０６、３０７を有して構成されている。
出力端子３０６は演算増幅器３０３の非反転入力端子に、出力端子３０７は演算増幅器３０３の反転入力端子にそれぞれ接続されている。また、演算増幅器３０３の出力端子は、出力端子１１３に接続されている。

可変抵抗回路３０２は、２つの差動入力端子３１２、３１３と、制御端子１０９、１１０と、２つの出力端子３１０、３１１とを有して構成されている。
差動入力端子３１２には出力端子３０６が、差動入力端子３１３には出力端子３０７がそれぞれ接続されている。可変抵抗回路３０１の出力信号は、差動入力端子３１２、３１３から入力される。また、出力端子３１０は出力端子１１３に接続され、出力端子３１１は接地されている。

可変抵抗回路３０１は、差動入力端子１０５、１０６の電位をそれぞれＶ１、Ｖ２、出力端子３０６、３０７の電流をそれぞれＩ３、Ｉ４、制御端子１０７、１０８の電位をそれぞれＶＧ１、ＶＧ２とすると、電位差（Ｖ１−Ｖ２）に対する電流差（Ｉ３−Ｉ４）の比は、電位差（ＶＧ１−ＶＧ２）に比例する特性を有することを特徴とする。なお、可変抵抗回路３０２についても同様の特性を有する。つまり、可変抵抗回路３０１、３０２は、下式（２）を満足する可変抵抗回路である。

ただし、上式（２）において、ｋ２は比例定数である。
次に、可変抵抗回路３０１、３０２の構成を説明する。なお、可変抵抗回路３０１、３０２は、いずれも同一機能を有して構成されているので、可変抵抗回路３０１についてのみ説明する。
図４は、可変抵抗回路３０１の回路図である。
可変抵抗回路３０１は、図４に示すように、ＭＲＣ（Mos Resistive Circuit）と呼ばれる回路であって、４個のＭＯＳトランジスタのソースとドレインをクロスカップルにして構成される可変抵抗回路（以下、「ＭＲＣ」という。）である。
ＭＯＳトランジスタ４０７、４０８については、ドレインが差動入力端子１０５に、ソースが出力端子３０６にそれぞれ接続されている。

ＭＯＳトランジスタ４０９、４１０については、ドレインが差動入力端子１０６に、ソースが出力端子３０７にそれぞれ接続されている。
そして、ＭＯＳトランジスタ４０７、４１０のゲートは制御端子１０７に、ＭＯＳトランジスタ４０８、４０９のゲートは制御端子１０８にそれぞれ接続されている。
ＭＯＳトランジスタ４０７〜４１０の非飽和領域でのドレイン電流ＩＤは、ゲート−ソース間電圧をＶＧＳ、しきい電圧をＶＴ、ドレイン−ソース間電圧をＶＤＳとすると、下式（３）で表すことができる。

ただし、上式（３）において、μは移動度、Ｃｏｘはゲート酸化膜容量、Ｗはチャネル幅、Ｌはチャネル長である。
さらに、ゲート電位をＶＧ、ドレイン電位をＶＤ、ソース電位をＶＳとして上式（３）を変形すると、下式（４）が得られる。

ただし、上式（４）において、Ｇ（ＶＤ、ＶＳ）は、下式（５）で表される非線形項である。

差動入力端子１０５、１０６の電位をそれぞれＶ１、Ｖ２、出力端子３０６、３０７の電位をそれぞれＶ３、Ｖ４、電流をＩ３、Ｉ４、制御端子１０７、１０８の電位をそれぞれＶＧ１、ＶＧ２とし、Ｖ３＝Ｖ４とすると、上式（４）より下式（６）が得られる。

上式（６）は、差動入力電圧（Ｖ１−Ｖ２）に対する差動出力電流（Ｉ３−Ｉ４）の比が差動制御電圧（ＶＧ１−ＶＧ２）に比例し、線形に可変であることを意味している。したがって、２個のＭＲＣ３０１、３０２と１個の演算増幅器３０３とを用いて、図３における接続関係を満たす回路構成にすると、上式（６）およびキルヒホッフの電流則より、下式（７）が得られる。

ただし、上式（７）において、Ｗ１、Ｌ１はそれぞれＭＲＣ３０１を構成する各ＭＯＳトランジスタのチャネル幅およびチャネル長であり、Ｗ２、Ｌ２はそれぞれＭＲＣ３０２を構成する各ＭＯＳトランジスタのチャネル幅およびチャネル長である。
上式（７）は、可変利得増幅回路１０４の出力信号が、電位差（ＶＧ１−ＶＧ２）に比例し、電位差（ＶＧ３−ＶＧ４）に反比例することを示している。したがって、電位差（ＶＧ１−ＶＧ２）を電源電圧変動感度調整電圧、電位差（ＶＧ３−ＶＧ４）を温度変動感度調整電圧とすることにより感度調整回路１００を構成することができる。つまり、感度調整電圧を差動電圧として与えることにより調整を行うことができる。

このようにして、本実施の形態では、ＭＲＣ３０１、３０２および演算増幅器３０３を有する可変利得増幅回路１０４と、可変利得増幅回路１０４に温度変動感度調整電圧を与える温度センサ１１１および基準電圧発生回路１１２と、可変利得増幅回路１０４に電源電圧変動感度調整電圧を与える電圧供給回路１０１とを備え、可変利得増幅回路１０４は、温度変動感度調整電圧および電源電圧変動感度調整電圧に基づいてセンサの感度を調整する。

これにより、連続的な感度調整が可能となるので、感度調整量の線形性を確保することができる。また、十分な線形性を確保するためにＡＤＣとＤＡＣのビット数を多くしなければならない特許文献１の回路と、温度変動感度の調整のみで非線形関数回路を用いる特許文献２の回路とに比して、小規模な回路構成を実現することができる。さらに、半導体集積回路の製造プロセスに合致する回路素子で実現することができるので、特に集積回路で実現するときには経済的である。

さらに、本実施の形態では、ＭＲＣ３０１、３０２は、４個のＭＯＳトランジスタのソースとドレインをクロスカップルにして構成されている。
これにより、さらに小規模な回路構成を実現することができる。
上記実施の形態において、温度センサ１１１および基準電圧発生回路１１２は、発明１の第１電圧供給手段に対応し、電圧供給回路１０１は、発明１の第２電圧供給手段に対応している。

なお、上記実施の形態においては、ＭＲＣ３０１、３０２を用いて構成したが、ＭＲＣ３０１、３０２は、非飽和領域のＭＯＳトランジスタで構成されるため、ＭＯＳトランジスタのゲートの電位をさらに高くすることにより、感度調整量を線形に保ったまま調整範囲をさらに広げることができる。例えば、可変利得増幅回路１０４の制御端子１０９に昇圧回路を加えることにより温度変動感度の調整範囲をさらに広げることができ、非常に大きな温度変動感度を持つセンサの信号処理を行うことが可能となる。

図５は、昇圧回路を有する感度調整回路１００の回路図である。
図５においては、温度センサ１１１の出力電圧と基準電圧発生回路１１２の基準電圧とが昇圧回路１１４に入力され、昇圧回路１１４の出力端子が制御端子１０９に接続されている。昇圧回路１１４としては、例えば、チャージポンプ回路を採用することができる。図５に示す回路構成により、温度センサ１１１の出力電圧を昇圧して温度変動感度の調整範囲を図１に示す回路に比べてさらに広げている。電源電圧変動感度の調整範囲を広げる場合も同様の手段により実現することができる。調整範囲を広げる場合においても昇圧回路１１４を加えるだけなので、特許文献１、２の回路のように調整範囲を広げるためにビット数を増やしたり非線形回路を複雑にしたりする必要がなくなり、小規模な回路構成を実現することができる。

また、図１および図５に示す実施の形態においては、１次感度の調整を行っているが、可変利得増幅回路１０４の感度調整量、つまり利得調整量が制御電圧に対して線形であるので、電源電圧および温度に対して制御電圧を非線形な電圧とすれば、非線形な感度調整を行うことも可能である。例えば、センサが１次感度だけでなく、２次の電源電圧変動感度および２次の温度変動感度を持つ場合には２次関数回路を加えることにより２次感度の調整を行うことも可能である。

また、上記実施の形態において、ＭＲＣ３０１、３０２は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタを用いて構成しているが、これに限らず、ｐチャネルＭＯＳトランジスタを用いて構成することもできる。この場合、極性が逆になるだけである。
また、上記実施の形態において、演算増幅器３０３は、シングルエンド出力の演算増幅器として構成したが、これに限らず、全差動型の演算増幅器として構成することもできる。これにより、同程度の回路規模で同相成分の影響を小さくすることができる。この場合、全差動型の演算増幅器の非反転出力端子がＭＲＣ３０２の出力端子３１０に、反転出力端子がＭＲＣ３０２の出力端子３１１にそれぞれ接続される。このとき、可変利得増幅回路１０４は差動出力となる。

本発明に係る感度調整回路は、センサ制御回路の分野で好適に利用することができる。

感度調整回路１００の回路図である。 電圧供給回路１０１の回路図である。 可変利得増幅回路１０４の回路図である。 可変抵抗回路３０１の回路図である。 昇圧回路を有する感度調整回路１００の回路図である。 特許文献１記載の電源電圧温度変動感度調整回路である。 特許文献２記載の温度変動感度調整回路である。

符号の説明

１００…感度調整回路、 １０１…電圧供給回路、 １０２、１０３、１１３、３０６、３０７、３１０、３１１…出力端子、 １０４…可変利得増幅回路、 １０５、１０６、３１２、３１３…差動入力端子、 １０７〜１１０…制御端子、 １１１…温度センサ、 １１２…基準電圧発生回路、 １１４…昇圧回路、 ２０１…電源、 ２０２、２０３…抵抗、 ３０１、３０２…ＭＲＣ、 ３０３…演算増幅器、 ４０７〜４１０…ＭＯＳトランジスタ

Claims (7)

1. センサからの信号を入力し、可変抵抗回路および演算増幅器を有する可変利得増幅回路と、
   前記可変利得増幅回路に温度変動感度調整電圧を与える第１電圧供給手段と、
   前記可変利得増幅回路に電源電圧変動感度調整電圧を与える第２電圧供給手段とを備え、
   前記可変利得増幅回路は、前記温度変動感度調整電圧および前記電源電圧変動感度調整電圧に基づいて、電源電圧変動および温度変動に対して前記センサの感度を調整することを特徴とする感度調整回路。
2. 請求項１において、
   前記可変抵抗回路は、第１および第２の制御端子と、第１および第２の入力端子と、第１および第２の出力端子とを有し、前記第１および第２の入力端子の電位差に対する前記第１および第２の出力端子の電流差の比が前記第１および第２の制御端子の電位差に比例する、非飽和領域の４個のＭＯＳトランジスタで構成されていることを特徴とする感度調整回路。
3. 請求項１および２のいずれか１項において、
   さらに、前記温度変動感度調整電圧を昇圧する昇圧回路を備えることを特徴とする感度調整回路。
4. 請求項１および２のいずれか１項において、
   さらに、前記電源電圧変動感度調整電圧を昇圧する昇圧回路を備えることを特徴とする感度調整回路。
5. 請求項１ないし４のいずれか１項において、
   前記演算増幅器が全差動型であることを特徴とする感度調整回路。
6. 請求項１ないし５のいずれか１項において、
   前記第２電圧供給手段が抵抗分割回路であることを特徴とする感度調整回路。
7. 請求項１ないし５のいずれか１項において、
   前記第１電圧供給手段が温度センサと基準電圧発生回路とを有することを特徴とする感度調整回路。

Images