JP2008288900A - 差動増幅器 - Google Patents
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Abstract
【課題】大振幅入力に対応するため、入力差動対を高耐圧素子を用いて構成する必要があった。
【解決手段】カスコードカレントミラー回路20は、入力差動対10に能動負荷として接続される。テール電流源30は、入力差動対10にテール電流Itを供給する。定電流源40は、入力差動対10と並列に接続され、テール電流源30に定電流Icを供給する。定電流源40により供給される定電流IcはトランジスタM7がカットオフしない値に設定される。
【選択図】図1
【解決手段】カスコードカレントミラー回路20は、入力差動対10に能動負荷として接続される。テール電流源30は、入力差動対10にテール電流Itを供給する。定電流源40は、入力差動対10と並列に接続され、テール電流源30に定電流Icを供給する。定電流源40により供給される定電流IcはトランジスタM7がカットオフしない値に設定される。
【選択図】図1
Description
本発明は、差動増幅器に関する。
差動増幅器およびそれを利用した演算増幅器やコンパレータ(以下、これらを総称して単に差動増幅器という)は、電子回路を構成する基本回路としてあらゆる用途に広く用いられている。一般に差動増幅器は、入力差動対と、入力差動対に対して負荷として機能するカレントミラー回路もしくは抵抗対と、入力差動対にテール電流を供給するテール電流源を含んでいる。
差動増幅器の入力差動対のトランジスタのドレインソース間電圧(またはコレクタエミッタ間電圧、以下、電界効果トランジスタとバイポーラトランジスタを特に区別せず、ドレインソース間電圧という)を一定に保つため、あるいは利得を向上させるために、カレントミラー回路としてカスコードカレントミラー回路を利用する場合がある(たとえば特許文献1参照)。
図3は、能動負荷としてカスコードカレントミラー回路を備える増幅器の回路図である。増幅器200は、入力差動対10、カスコードカレントミラー回路20、テール電流源30を含む。入力差動対10は、NチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)のトランジスタM1、M2を含み、それぞれのゲートには、入力信号Vin−、Vin+が入力される。テール電流源30は、定電流源32、トランジスタM7、M8を含む。定電流源32は基準電流Irefを生成し、トランジスタM8、M7を含むカレントミラー回路は基準電流Irefを定数倍して、入力差動対10にテール電流Itを供給する。カスコードカレントミラー回路20は、入力差動対10の能動負荷として接続されており、PチャンネルMOSFETであるトランジスタM3〜M6を含む。トランジスタM3、M4のゲートにはバイアス電圧Vcが印加される。カレントミラー回路を、トランジスタM3、M4を設けて2段のカスコードとすることにより、トランジスタM1、M2ドレインソース間電圧の小信号動作点が一定となり、安定した利得を得ることができる。
特開2003−101358号公報
図3の増幅器200に、大振幅信号が入力された場合の動作を検証する。いま、入力信号Vin+が負方向にフルスイングすると、トランジスタM2、M7、M1がカットオフし、入力差動対10のトランジスタM1、M2のドレインソース間に大きな電圧が印加される。そのため、入力差動対10のトランジスタM1、M2を高耐圧素子を用いて構成する必要があり、素子面積の増加、帯域の低下、コストの増加などの問題が発生していた。
本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、低耐圧素子で構成可能な差動増幅器の提供にある。
本発明のある態様は差動増幅器に関する。差動増幅器は、入力差動対と、入力差動対に負荷として接続される少なくとも2段のカスコードカレントミラー回路と、入力差動対にテール電流を供給するテール電流源と、入力差動対と並列に接続され、テール電流源に定電流を供給する定電流源と、を備える。
本明細書において、「電流を供給する」とは、ある経路に電流を流し込む場合(プッシュ)と、ある経路から電流を引き込む場合(プル)との両方を含む。
この態様によると、入力差動対に対して大振幅の入力信号が入力され、場合であっても、テール電流源には定電流が流れ込むため、トランジスタがカットオフするのを防止することができる。その結果、入力差動対の両端の電圧(ドレインソース間電圧またはコレクタエミッタ間電圧)の増加を抑制することができ、入力差動対として低耐圧素子を利用することができる。
この態様によると、入力差動対に対して大振幅の入力信号が入力され、場合であっても、テール電流源には定電流が流れ込むため、トランジスタがカットオフするのを防止することができる。その結果、入力差動対の両端の電圧(ドレインソース間電圧またはコレクタエミッタ間電圧)の増加を抑制することができ、入力差動対として低耐圧素子を利用することができる。
テール電流源は、入力差動対の共通接続点と第1固定電圧端子との間に設けられたテールトランジスタを含んでもよい。定電流源により供給される定電流はテールトランジスタがカットオフしない値に設定されてもよい。定電流源により供給される定電流は、テール電流の1/20から1/5の範囲であってもよい。
テール電流源は、入力差動対の共通接続点と第1固定電圧端子との間に設けられたテールトランジスタを含んでもよい。定電流源は、テールトランジスタとカレントミラー接続される第1トランジスタと、第1トランジスタと第2固定電圧端子の間に接続された第2トランジスタと、第2トランジスタとカレントミラー接続された第3トランジスタと、第3トランジスタの第2固定電圧端子と反対側の端子と、入力差動対の共通接続点との間に設けられたレベルシフト回路と、を含み、第3トランジスタおよびレベルシフト回路を含む経路に流れる電流を、定電流として供給し、レベルシフト回路と、第3トランジスタの接続点の電位を、カスコードカレントミラー回路のバイアス電圧として供給してもよい。この場合、カスコードカレントミラー回路のバイアス電圧を安定化することができる。
レベルシフト回路は、入力差動対を構成するトランジスタと同型であり、制御端子と第3トランジスタに接続される端子とが共通接続されたレベルシフトトランジスタを含んでもよい。「制御端子」とは、FETではゲートを、バイポーラトランジスタではベースを意味する。
レベルシフト回路は、ダイオードを含んでもよい。
ある態様の差動増幅器は、ひとつの半導体基板上に集積化され、低耐圧プロセスを用いて構成されてもよい。上述のように、差動増幅器の入力差動対に印加される電圧を小さくできるため、低耐圧プロセスの利用が可能となり、その結果、小面積化、帯域の増加にともなう回路の高速化、低コスト化を図ることができる。
なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、方法、装置などの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明によれば、低耐圧素子で構成可能な差動増幅器を提供できる。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。また、本明細書において、「部材Aと部材Bが接続」された状態とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
図1は、実施の形態に係る差動増幅器100の構成を示す回路図である。この差動増幅器100は、反転入力端子102および非反転入力端子104に入力される信号Vin−、Vin+を差動増幅して出力端子106から出力する。
差動増幅器100は、入力差動対10、カスコードカレントミラー回路20、テール電流源30、定電流源40を備える。
入力差動対は、ゲートが反転入力端子102に接続された第1トランジスタM1と、ゲートが非反転入力端子104に接続された第2トランジスタM2を含む。第1トランジスタM1、第2トランジスタM2のソースは共通に接続される。第1トランジスタM1、第2トランジスタM2はNチャンネルMOSFETである。図示しないが各トランジスタのバックゲートはソースと接続される。
入力差動対は、ゲートが反転入力端子102に接続された第1トランジスタM1と、ゲートが非反転入力端子104に接続された第2トランジスタM2を含む。第1トランジスタM1、第2トランジスタM2のソースは共通に接続される。第1トランジスタM1、第2トランジスタM2はNチャンネルMOSFETである。図示しないが各トランジスタのバックゲートはソースと接続される。
カスコードカレントミラー回路20は、入力差動対10のドレイン側に、能動負荷として接続される。カスコードカレントミラー回路20は、少なくとも2段のカレントミラー回路が縦積みされて接続される。本実施の形態では2段の例を示す。カスコードカレントミラー回路20は、第3トランジスタM3〜第6トランジスタM6を含む。第3トランジスタM3、第4トランジスタM4、第5トランジスタM5、第6トランジスタM6はPチャンネルMOSFETである。
第5トランジスタM5、第6トランジスタM6はカレントミラー接続されている。すなわち、ゲートおよびソースが共通に接続されており、共通のソースは第2固定電圧端子(電源端子110)に接続される。第5トランジスタM5のソースとドレインも接続されている。
第5トランジスタM5、第6トランジスタM6はカレントミラー接続されている。すなわち、ゲートおよびソースが共通に接続されており、共通のソースは第2固定電圧端子(電源端子110)に接続される。第5トランジスタM5のソースとドレインも接続されている。
第3トランジスタM3、第4トランジスタM4は、第1トランジスタM1、第2トランジスタM2に対してカスコード接続される。すなわち、第3トランジスタM3、第4トランジスタM4のゲートは共通に接続され、バイアス電圧Vcが印加される。第3トランジスタM3、第4トランジスタM4のドレインは、それぞれ第1トランジスタM1、第2トランジスタM2のドレインと接続される。第3トランジスタM3、第4トランジスタM4のソースはそれぞれ、第5トランジスタM5、第6トランジスタM6のドレインと接続される。
テール電流源30は、入力差動対10にテール電流Itを供給する。テール電流源30は、定電流源32、第7トランジスタ(テールトランジスタ)M7、第8トランジスタM8を含む。定電流源32は基準電流Irefを生成する。第8トランジスタM8は基準電流Irefの経路上に設けられる。第7トランジスタM7は、第8トランジスタM8と同型のNチャンネルMOSFETであり、第8トランジスタM8とカレントミラー接続される。つまり、第7トランジスタM7は第1固定電圧端子(接地端子112)と第1トランジスタM1、第2トランジスタM2の共通接続点(ソース)の間に設けられる。第7トランジスタM7に流れる電流が、テール電流Itとして入力差動対10に供給される。
定電流源40は、入力差動対10と並列に接続され、テール電流源30に定電流Icを供給する。つまり定常状態において、テール電流Itと、入力差動対10に流れる電流Id(不図示)と、定電流Icとの間には、
It=Ic+Id
の関係が成り立っている。言い換えれば、定電流源40は、テール電流の一部を、入力差動対10とは別経路として供給するために設けられる。
It=Ic+Id
の関係が成り立っている。言い換えれば、定電流源40は、テール電流の一部を、入力差動対10とは別経路として供給するために設けられる。
定電流源40により供給される定電流Icは、第7トランジスタ(テールトランジスタ)M7がカットオフしない値に、言い換えれば第7トランジスタM7が線形領域(三極管領域)で動作する値に設定するのが好ましい。定電流Icの値は、第7トランジスタM7のサイズに応じて設定すればよい。たとえば、定電流Icは、テール電流Itの1/20から1/5の範囲であることが好ましい。この範囲に設定すれば、第7トランジスタM7を線形領域で動作させるという目的と、回路電流の増加とのトレードオフのバランスを良好に保つことができる。
以上のように構成された差動増幅器100の動作を説明する。非反転入力端子104に負方向の大振幅の入力信号Vin+が入力されると、第2トランジスタM2がカットオフする。このとき、第7トランジスタM7には少なくとも定電流Icが流れるため、第7トランジスタM7はカットオフすることなく線形領域で動作することになる。つまり、第7トランジスタM7のドレインソース間電圧Vdsは、定電流Icで定まる一定値以下には低下せず、第1トランジスタM1、第2トランジスタM2のソース電圧がある程度高い値に保たれる。
一方、第1トランジスタM1、第2トランジスタM2のドレイン電圧は、第3トランジスタM3、第4トランジスタM4のゲートに印加するバイアス電圧Vcを調節することにより制御可能である。したがって本実施の形態では、第1トランジスタM1、第2トランジスタM2のドレインソース間電圧Vdsが大きくなるのを抑制することができる。反転入力端子102に大振幅信号が入力された場合も同様である。
本実施の形態に係る差動増幅器100によれば、第1トランジスタM1、第2トランジスタM2の大振幅の入力信号が入力されても、第1トランジスタM1、第2トランジスタM2のドレインソース間電圧を抑制できるため、低耐圧素子を利用して構成することが可能となる。一般に低耐圧素子は、高耐圧素子に比べて半導体製造プロセスで使用するマスクの枚数が少なく、回路面積も小さいため、低コスト化、小型化が実現できる。また、低耐圧素子の方がデバイスの能力が高いため、高速動作が要求されるアプリケーションにおいても、本実施の形態に係る差動増幅器100は有利である。
図2は、図1の差動増幅器の具体的な構成例を示す回路図である。図2の差動増幅器100aにおいて、定電流源40は第9トランジスタM9〜第12トランジスタM12を含む。
第10トランジスタM10、第11トランジスタM11はPチャンネルMOSFETであり、第9トランジスタM9、第12トランジスタM12はNチャンネルMOSFETである。請求の範囲との対応を示せば、図2の第9トランジスタM9〜第11トランジスタM11が、請求の範囲の第1トランジスタ〜第3トランジスタに対応し、第12トランジスタM12が請求の範囲のレベルシフト回路に対応する。
第10トランジスタM10、第11トランジスタM11はPチャンネルMOSFETであり、第9トランジスタM9、第12トランジスタM12はNチャンネルMOSFETである。請求の範囲との対応を示せば、図2の第9トランジスタM9〜第11トランジスタM11が、請求の範囲の第1トランジスタ〜第3トランジスタに対応し、第12トランジスタM12が請求の範囲のレベルシフト回路に対応する。
第9トランジスタM9は、第7トランジスタ(テールトランジスタ)M7および第8トランジスタM8に対してカレントミラー接続される。第10トランジスタM10は、第9トランジスタM9のドレインと電源端子110(第2固定電圧端子)の間に接続される。第11トランジスタM11は、入力差動対10とカレントミラー接続される。第12トランジスタM12は、ゲートドレイン間が接続されており、レベルシフト回路として機能する。第12トランジスタM12は、第11トランジスタM11の電源端子110と反対側の端子(ソース)と、入力差動対10の第1トランジスタM1、第2トランジスタM2の共通接続点との間に設けられる。定電流源40は、第11トランジスタM11および第12トランジスタM12を含む経路に流れる電流を、定電流Icとして供給する。
また、第12トランジスタM12と、第11トランジスタM11の接続点(ドレイン)の電位を、カスコードカレントミラー回路20のバイアス電圧Vcとして出力する。
また、第12トランジスタM12と、第11トランジスタM11の接続点(ドレイン)の電位を、カスコードカレントミラー回路20のバイアス電圧Vcとして出力する。
図2に示すように、レベルシフト回路は、入力差動対10を構成するトランジスタ(M1、M2)と同型、つまりNチャンネルで構成することが望ましい。
図2の回路動作を説明する。第9トランジスタM9には、基準電流Irefに比例した電流が流れる。第9トランジスタM9に流れる電流が、カレントミラー回路(M10、M11)によって定数倍され、定電流Icが生成される。ここで、セルフバイアスされた第12トランジスタM12に定電流Icが流れると、第12トランジスタM12のドレインソース間には一定の電位差が発生する。この電位差をΔVと書くと、カスコードカレントミラー回路20に供給されるバイアス電圧Vcは、Vc=Vx1+ΔVと表される。ここでVx1は第1トランジスタM1、第2トランジスタM2の共通接続点の電位である。電位差ΔVを調節するために、第12トランジスタM12を直列に多段接続してもよい。第12トランジスタM12の段数を増やすことにより、定電流Icが小さい場合に大きな電位差を得ることができる。
入力信号Vin−が負方向に大振幅で入力されると、第2トランジスタM2がカットオフし、第7トランジスタM7に流れる電流が定電流Ic程度まで減少し、電圧Vx1が低下する。このときバイアス電圧Vcは、電圧Vx1に連動して低下するため、第3トランジスタM3、第4トランジスタM4のオンの程度が調節される。その結果、図2の回路によれば、定電流Icによって第7トランジスタM7のカットオフを防止できるとともに、回路の動作状態に応じて適切なバイアス電圧Vcを与えることが可能となる。
以上、実施の形態は例示に過ぎず、その構成や処理ステップにはいろいろな変形技術が考えられる。以下例示する。
図1または図2の回路において、MOSFETをバイポーラトランジスタで置換してもよい。つまり、NチャンネルMOSFETをNPN型バイポーラトランジスタで、PチャンネルMOSFETをPNP型バイポーラトランジスタで構成してもよい。この場合、第12トランジスタM12をダイオードで構成してもよい。また、レベルシフト回路として抵抗を利用してもよい。レベルシフト回路は、第12トランジスタM12、ダイオード、抵抗を任意に組み合わせて構成してもよい。
本実施の形態に係る差動増幅器100は、Pチャンネル入力の回路にも適用可能である。この場合、NチャンネルとPチャンネルを置換し、電源端子110と接地端子112を天地反転すればよい。
また、レベルシフト回路としてカレントミラー回路を利用してもよい。つまり、第9トランジスタM9と第10トランジスタM10の間にトランジスタM13を設け、第12トランジスタM12とトランジスタM13をゲートを共通としてカレントミラー接続してもよい。
実施の形態にもとづき、本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
M1 第1トランジスタ、 M2 第2トランジスタ、 M3 第3トランジスタ、 M4 第4トランジスタ、 M5 第5トランジスタ、 M6 第6トランジスタ、 M7 第7トランジスタ、 M8 第8トランジスタ、 M9 第9トランジスタ、 10 入力差動対、 M10 第10トランジスタ、 M11 第11トランジスタ、 M12 第12トランジスタ、 20 カスコードカレントミラー回路、 30 テール電流源、 32 定電流源、 40 定電流源、 100 差動増幅器、 102 反転入力端子、 104 非反転入力端子、 110 電源端子、 112 接地端子。
Claims (6)
- 入力差動対と、
前記入力差動対に負荷として接続される少なくとも2段のカスコードカレントミラー回路と、
前記入力差動対にテール電流を供給するテール電流源と、
前記入力差動対と並列に接続され、前記テール電流源に定電流を供給する定電流源と、
を備えることを特徴とする差動増幅器。 - 前記定電流源により供給される定電流は、前記テール電流の1/20から1/5の範囲であることを特徴とする請求項1に記載の差動増幅器。
- 前記テール電流源は、前記入力差動対の共通接続点と第1固定電圧端子との間に設けられたテールトランジスタを含み、
前記定電流源は、
前記テールトランジスタとカレントミラー接続される第1トランジスタと、
前記第1トランジスタと第2固定電圧端子の間に接続された第2トランジスタと、
前記第2トランジスタとカレントミラー接続された第3トランジスタと、
前記第3トランジスタの前記第2固定電圧端子と反対側の端子と、前記入力差動対の共通接続点との間に設けられたレベルシフト回路と、
を含み、前記第3トランジスタおよびレベルシフト回路を含む経路に流れる電流を、前記定電流として供給し、
前記レベルシフト回路と、前記第3トランジスタの接続点の電位を、前記カスコードカレントミラー回路のバイアス電圧として供給することを特徴とする請求項1に記載の差動増幅器。 - 前記レベルシフト回路は、前記入力差動対を構成するトランジスタと同型であり、制御端子と前記第3トランジスタに接続される端子とが共通接続されたレベルシフトトランジスタを含むことを特徴とする請求項3に記載の差動増幅器。
- 前記レベルシフト回路は、ダイオードを含むことを特徴とする請求項3に記載の差動増幅器。
- ひとつの半導体基板上に集積化され、低耐圧プロセスを用いて構成されたことを特徴とする請求項1から5のいずれかに記載の差動増幅器。
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