WO2006101180A1

WO2006101180A1 - マルチユーザダウンリンクにおける時空間ブロックプレコーディング方法

Info

Publication number: WO2006101180A1
Application number: PCT/JP2006/305870
Authority: WO
Inventors: Qiang Wu; Jifeng Li
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-03-24
Filing date: 2006-03-23
Publication date: 2006-09-28
Also published as: CN101147335B; JP4709209B2; CN101147335A; JPWO2006101180A1; EP1850506A1; CN1838556A; US20090052354A1; US7668077B2

Abstract

　基地局が複数ユーザ端末のチャネル情報を取得してチャネル行列に変えるステップ（Ｓ４０１）と、チャネル行列と変換行列とを乗算して、得られる行列がブロック対角直交行列となるように、変換行列を求めるステップ（Ｓ４０２）と、ブロック対角直交行列の対角線上にあるエレメントの平方を取ることによって、各ユーザ端末の標準化因子を求めるステップ（Ｓ４０３）と、標準化因子によって、送信する各ユーザのシンボルを標準化するステップ（Ｓ４０４）と、ブロック対角直交行列の共役転置行列及び前期変換行列を、標準化されたシンボルに左から順番に乗算して処理後のシンボルを得て、時空間符号のルールにより、処理後のシンボルを送信するステップ（Ｓ４０５）と、を有する、ダウンリンクマルチユーザ時空間符号のプレコーディング方法である。この方法により、ダウンリンク性能を向上させ、無線システムの容量を有効に向上させることができる。

Description

明細書

マルチユーザダウンリンクにおける時空間ブロックプレコーディング方法技術分野

[0001] 本発明は、マルチユーザ MIMO通信における、 STBC (時空間ブロック符号）のマルチューザ向け時空間ブロックプレコーディングに関する。背景技術

[0002] STC (時空間符号化）は、近年研究されて!、る移動通信領域における新、符号ィ匕と信号処理技術であり、送信側と受信側が同時に複数のアンテナを用いて送信及び受信を行い、異なるアンテナの送信信号の間に時間領域と空間領域相関を導入して、時間領域と空間領域との二次元情報を併用し、受信側でダイバーシチ受信を行う技術である。時空間符号ィ匕を使わないシステムと比べて、時空間符号ィ匕はバンド幅を変えずにより高い符号化利得が得られる。受信機の構成が簡易である場合、時空間符号ィ匕の時空間構成が無線システムの容量を有効に高めることができる。

[0003] 図 1は、通常採用される時空間符号ィ匕システム構成を示す図である。基地局 10では、送信するデータが時空間符号器 101により処理されて、送信アンテナ 102から送信される。移動端末 20では、受信アンテナ 201がデータを受信し、受信されたデータに基づ、てチャネル推定モジュール 202がチャネル行列 Hを推定し、チャネル推定モジュール 202により推定されたチャネル行列 Hに基づいて時空間復号器 203が、時空間符号の復号ィ匕を行って、推定されたデータを出力する。

[0004] < Alamouti時空間ブロック符号（Space Time Block Code) >

Alamoutiは、復号ィ匕の複雑度を下げることを考慮して、 2本の送信アンテナを使用する伝送方法を提案した。図 2は、時空間ブロック符号原理のブロック図である。まず、基地局 10では、データが変調モジュール 104によりコンステレーシヨンにマッピングされ、送信シンボルになる。そして、送信シンボルが時空間ブロック符号器 101により一組二つのシンボル [c ,c ]に分けられる。時空間ブロック符号ィ匕後、二つのシンボル

1 2

周期内に、 2本のアンテナが同時に二つのシンボルを送信する。第 1周期では、アンテナ 1が cを送信し、アンテナ 2が cを送信する。第 2周期では、アンテナ 1が- c *を送信し、アンテナ 2が c *を送信する（上付き「*」は複数共役を取ることである)。符号ィ匕

1

行列のすべての列のシンボルが異なるアンテナから同時に送信され、 1本のアンテナ力送信されるコンステレーシヨンポイントシンボルと、他の任意のアンテナから送信されるシンボルとは直交である。具体的に、表 1で示す。

[表 1]

[0005] 移動端末 20では、 1本のアンテナだけで、確実な検出ができる（この二つのキャラクタの時間内チャネルが変化しないとし、受信アンテナ数を 1とする)。なお、式（1)において、 Tはシンボル周期である。

[数 1]

Α,(«Γ) = ^.((« + 1)Γ), = 1,2 . . . (1) [0006] 隣接するキャラクタの間の受信信号カ^、 rである場合、受信信号は次式 (2)で示すことができる。

[数 2a]

. . . (2 a)

[数 2b]

= ~^kA - . . (2 b)

[0007] 式（2)にお、て、 η と r? は AWGN (加法的白色ガウス騒音）を表し、受信信号 r=[r

1 2

r *]^τ (Τは転置を示す）、符号ィ匕シンボルベクトル c=[c c *]^τ、雑音ベクトル 7? =[ 7?

1 2 1 2 1 η Ύとすると、式 (2)を次式 (3)に書き換えることができる。

2

[数 3]

r = He + η · · · ( ）式（3)にお、て、チャネル行列 Hを次式 (4)のように定義する。

[数 4]

[0009] Hは直交行列であり、次式 (5)を満たす。

[数 5]

H^HH = HH^H = pI₂ . . . ( 5 ) 式（5)において、 p=|h |²+|h |²、 I は行と列がともに Nである単位行列を示す (上付き「

1 2 N

H」は共役転置を示す)。

[0010] 式 (3)を参照して、 Cをすベて可能なシンボル対 (c ,c )の集合と定義すると、最良

1 2

な最大尤度デコーダ一は、次式 (6)で示すものとなる。

[数 6] c = argmin||r - Hc||

^ · · · ( 6 )

[0011] Hは直交行列であるため、式 (6)の復号則をさらに簡略ィ匕することができる。 =H^H r、 η〜=H^H r?と定義し、式 (3)の両辺に左力も Η^Ηを乗算すると、次式 (7)が得られる。

[数 7] r = pc +fj . · . ( 7 )

[0012] このとき、式（6)の復号ルールが次式（8)となる。

[数 8] c = argimn||r - pc\\

· · · ( 8 )

[0013] これにより、二次元の最大尤度決定問題が二つの一次元の決定問題と変わる。

[0014] 受信側の処理過程において、受信アンテナ 201が信号を受信し、チャネル推定モジュール 202がチャネル h、 hを推定し、最大尤度線形復号器 204が二つ隣接する

1 2

時刻の受信信号 r、 rを得る。そして、復調モジュール 205がこの二つの時刻の信号

1 2

を r=[r r * に変え、 r〖こ左力も H^Hを乗算して、式 (8)により cfを得て、この cfをビットストリームにマッピングして出力する。

[0015] 上記の方法を M個のアンテナを用いる場合にも適用できる。この場合、 m番目の受信アンテナの受信ベクトルを次式（9)で示す。

[数 9] = H_mc + η_ϊη · · , )

[0016] 式（9)に左から Η Ηを乗算して、 mの和を求め、 R =∑H r (πι=1，2，· · ·Μ)と定義 m M m m

すると、最大尤度決定が簡略化され、次式（10)となる。

[数 10]

[0017] 式（10)において、 p〜=∑p (m=l ,2, " 'M)ゝ p =|h(m) |²+|h(m) |²である。

m m l 2

[0018] く DSTTD方法 >

Alamouti方法では、送信アンテナ数が 2であるため、ユーザ数は 1と限定される。 3 GPPプロトコルにおいて、 DSTTD (Double Space Transmitting Diversity)は端末側では 2本のアンテナを用いて、送信側が Alamouti方法に基づき、複数のユーザが同時送信できる。基地局側では、干渉キャンセル法と最大尤度法とを組み合わせた方法を用いて、複数ユーザの信号を分離することができる。ユーザ数は Kであるため、基地局の受信アンテナが M≥Kであれば、干渉を除去することができる。例えば、ュ一ザ数が 2である場合は (すべてのユーザの送信アンテナ数は 2である）、基地局のアンテナ数が 2であれば十分である。これにより、送信アンテナ数力で、受信アンテナ数が 2のシステムが構成される。

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0019] し力しながら、ユーザ端末が複数である場合、 DSTTD方法は、ダウンリンクにおいて自身のチャネルしか知らず、他のユーザの信号が知らないため、ダウンリンクに適用できず、アップリンクにし力適用できない。ダウンリンクの場合、 DSTTD方法がシングルユーザの場合しか適用できな、。 [0020] 本発明の目的は、マルチユーザの MIMOダウンリンク通信において、時空間コードの特徴によりダウンリンクの性能を高める時空間ブロックコードのマルチユーザプレコーデイング方法を提供することである。

課題を解決するための手段

[0021] 本発明の一つの態様は、基地局が複数ユーザ端末のチャネル情報を取得する第 1 ステップと、前記複数ユーザ端末のチャネル情報をチャネル行列に変える第 2ステツプと、前記チャネル行列に基づいて、前記チャネル行列に乗算した結果がブロック対角直交行列となる変換行列を求める第 3ステップと、前記ブロック対角直交行列の対角線上にあるエレメントの平方を取ることによって、各ユーザ端末の標準化因子を求める第 4ステップと、前記標準化因子によって、送信する各ユーザのシンボルに対して標準化処理を行う第 5ステップと、前記ブロック対角直交行列の共役転置行列及び前記変換行列を、標準化されたシンボルに左カゝら順番に乗算して処理後のシンボルを得る第 6ステップと、時空間ブロック符号則により、前記処理後のシンボルを送信する第 7ステップと、を有するようにした。

[0022] また、本発明もう一つの目的は、前記方法により符号化されたシンボルを復調する方法を提供することである。

発明の効果

[0023] 上記の構成によれば、時空間ブロックプレコーディング方法を利用して、マルチュ一ザ向けのダウンリンク伝送を行うため、システムのスループット量の向上を図ることができる。

図面の簡単な説明

[0024] [図 1]時空間符号システムの構成

[図 2]Alamouti時空間ブロック符号システムの構成

[図 3]本発明の構成図

[図 4]マルチユーザ時空間ブロックプレコーディングのフローチャート（基地局側） [図 5]マルチユーザ時空間ブロックプレコーディングの受信フローチャート (受信側端末）

[図 6]マルチユーザ時空間ブロックプレコーディングの行列を示す図 [図 7]Alamouti時空間ブロック符号化と本発明の時空間ブロックプレコーディングとの比較を示す図

発明を実施するための最良の形態

[0025] 図 3は、本発明の構成図である。

[0026] まず、移動端末 20Aと 20Bの受信アンテナ 304がデータを受信し、チャネル推定モジュール 305のチャネル推定により、チャネル情報が得られ、得られたチャネル情報がフィードバックチャネル 307を介して基地局 10にフィードバックされる。

[0027] 基地局側では、マルチユーザ時空間ブロックプレエンコーダ 302は、データソースモジュール 301から各ユーザのデータを取得して、時空間ブロックプレコーディングを行い、プレコーディングされたデータが送信アンテナ 303から送信される。ユーザの移動端末 20Aと 20B側では、受信アンテナ 304より信号の受信を行い、受信された信号がチャネル推定モジュール 305を経由して、復調モジュール 306に送られ、直接自身のデータを復調して送信する。

[0028] 図 4は基地局側のマルチユーザ時空間ブロックプレエンコーダ 302のフローチヤ一トである。以下、具体的な例を用いて説明する。

[0029] まず、ユーザ数 K= 2とし、ユーザが 1本のアンテナ有し、基地局のアンテナ数が 4 であり、各ユーザに 2本ずつ分配する。例えば、基地局の第 1、 2アンテナをユーザ 1 に分配し、基地局の第 3、 4アンテナをユーザ 2に分配する。

[0030] ステップ S401では、各ユーザのチャネルを取得して、チャネル行列 Ηに組み合わせる。以下のように詳しく説明する。

[0031] ユーザ 1にとつて、 h は基地局第 1アンテナとユーザ 1の受信アンテナとの間のチ

11

ャネルであり、 h は基地局第 2アンテナとユーザ 1の受信アンテナとの間のチャネル

21

であり、 g は基地局第 3アンテナとユーザ 1の受信アンテナとの間のチャネルであり、

11

g は基地局第 4アンテナとユーザ 1の受信アンテナとの間のチャネルである。同様に

21

、h 、h 、g 、g はそれぞれ基地局の送信アンテナがユーザ 2と対応するチャネル

12 22 12 22

である。ここで、得られた 8つのチャネル値は以下の式（11)、（12)に示すように変化する。式（11)、（12)において、 H、 H、 G、 Gはすべて直交行列である。

1 2 1 2

[数 11a]

(1 1 a)

[数 lib]

[数 12]

ステップ S402では、チャネル行列 Hに基づいて、変換行列 Wを得る。次式（13)で説明する。

[数 13]

[0033] ステップ S403では、 T=HWとし、 Tに基づいて各ユーザの標準化因子 fを得る。次式（14)で説明する。

[数 14]

T

[0034] 変換後の T =H - G G Hが直交行列（2 X 2)であり、 T =G - H H Gが直交行

1 1 1 2 2 2 2 2 1 1 列（2 X 2)であるため、 Tも直交行列 (4 X 4)である。そして、次式（15)により標準化因子 fを求める。

[数 15] f =diag{TT^H) . . . (1 5)

[0035] 式（15)の diagは対角線元素を求める意味である。例えば f =(1.2492, 1.2492, 2

.0403, 2.0403)。実際に、 f =f は Tの第 1行 (又は第 2行）の行基準値の平方、 f =f は Tの第 1行 (又は第 2行)の行基準値の平方である。

4 2

[0036] ステップ S404では、 fに基づいて送信するシンボルの標準化を行って、 yを得る。以下のように詳しく説明する。

[0037] すべてのユーザに二つの送信シンボルを分配し、全部で 4個である。 x=(x , X , X ,

1 2 3

X )^τと定義し、 X , Xがユーザ 1に分配され、 X , Xがユーザ 2に分配される。標準化ル

4 1 2 3 4

ールは次式（16)で示される。式（16)において、 y (y , y , y , y )^τは列ベクトルであ

1 2 3 4

る。

[数 16] = / 2,3,4 , . . _{( 1 6 )}

[0038] ステップ S405では、 z=WX T^H Xyとし、 zを送信する。次式（17)で示すように yを変換して zを得る。

[数 17] z = W x T^H x y . . . _{( 1} J ) 式（17)において、 z = (z , z , z , z )^τであり、 Alamouti時空間ブロックコードによる送

1 2 3 4

信方法は、表 2で示される。

[表 2]

[0039] 図 5はマルチユーザ時空間ブロックプレコーディング受信のフローチャートであり、具体的に以下のように示す。

[0040] ステップ S501では、図 3の復調モジュール 306と対応して、データを受信し、復調して出力する。すべてのユーザにとって、シンボル周期 1において受信したデータに対して、直接復調する。シンボル周期 2において受信したデータに対して、共役を求めてから、復調する。 [0041] 以下、例を挙げて、プロセスの全体を説明する (仮説条件は実施の形態を参照する )。変調方式が 16QAMとし、チャネルが以下のように示される。

h =0.5334-0.3459i h = -0.0478 + 0.6270Ϊ

11 21

g =0.1472-0.7205i g =0.3572— 0.1999i

11 21

h =0.0296 + 0.4290i h = 0.4162— 0.7969i

12 22

g = -0.6681 + 0.2856Ϊ g =0.8118 + 0.3450i

12 22

[0042] 式（11)、（12)、（13)、（14)、 (15)によって、 T、 W, fを得る。ただし、 f= (1.2492,

1.2492, 2.0403, 2.0403)。送信シンボルは下記に示される。

χ= (χ ,Χ ,Χ , X )

1 2 3 4

χ =—0.3162— 0.3162i, x =0.9487— 0.3162i,

1 2

x =-0.9487 + 0.3162i, x =0.3162— 0.3162i

3 4

[0043] x 、 xはユーザ 1のデータであり、 X 、 Xはユーザ 2でデータである。 X 、 Xの値を f

1 2 3 4 1 2 1 で割り、 X 、 Xの値を f で割ると、下記のような結果が得られる：

3 4 3

y =0.2531-0.2531i y =0.7594 0.2531i

0.4650 + 0.1550i y =0.1550— 0.1550i

3

T

y= (y >y 2 >y 3 >y )

[0044] yを変換すると z二 W X T^H X Yが得られる。

T

(z ,z ,z ,z )

1 2 3 4

z =0.0538 + 0.2057i z =0.5658 + 0.5266i

1 2

z =1.2980— 0.3580i z = -0.1157 + 0.5337i

3 4

[0045] 第 1シンボル周期では、基地局がユーザ 1に分配した 2本のアンテナ力もそれぞれ z 、 zを送信し、基地局がユーザ 2に分配した 2本のアンテナ力それぞれ z 、 zを送

1 2 3 4 信する。第 2シンボル周期では、基地局がユーザ 1に分配した 2本のアンテナ力もそれぞれ -Z *, z *を送信し、基地局がユーザ 2に分配した 2本のアンテナ力それぞれ

2 1

-Z ， z 达信る。

4 3

[0046] 受信アンテナに雑音がない場合、ユーザ 1が周期 1で受信した信号が r =h z +

11 11 1 h z +g z +g z =—0.3162— 0.3162i=xであり、ユーザ 1が周期 2で受信した信

21 2 11 3 21 4 1

号が r =-h z *+h z *-g z *+g z *=0.9487 + 0.3162i=x *である。 [0047] ユーザ 2が受信した信号に対する処理はユーザ 1の受信信号と同様であり、シンポル周期 1では、直接受信信号 r に対して復調を行い、シンボル周期 2では、受信信

21

号の共役を取ってから、復調を行う。

22

[0048] <K個のユーザが同時に時空間コーディング時の拡張 >

実施の形態において、 Κ= 2とされたが、ここで Κ≥ 2の場合の実施の形態を説明する。ユーザ数を Κとして、各ユーザ側は 1本の受信アンテナを有する。基地局側は 2Κ本のアンテナを有し、つまり各ユーザに 2本のアンテナを使用する。

[0049] すべてのユーザの送信方式は Alamouti方式であり、表 3に示される。表 3にお!/、て z 、 zはプレコーディングされたシンボルである。

1 2

[表 3]

[0050] まず、 K=2とする。 r はユーザ 1がシンボル周期 1における受信信号で、 r はユー

11 12 ザ 1がシンボル周期 2における受信信号で、 r はユーザ 2がシンボル周期 1における

21

受信信号で、 r はユーザ 2がシンボル周期 1における受信信号であることを想定する

22

。次式（18)で定義する。

[数 18] r】

(18)

[0051] ユーザ 1が送信したプレコーディングシンボルを c、 c、ユーザ 2が送信したプレコ

1 2

ーデイングシンボル s、 sとすると、受信信号 rは次式（19)になる。

[数 19]

-hz + n (1 9) なお、 c =【cl,c2]T、 s =[sl, s2]T、と定義する。

[0052] 式（ 19)にお!/、て、 Hの意味は式（ 12)を参照し、 nはホワイトノイズである。式（ 12) によれば、 H、 H、 G、 Gはすべて直交行列である。データシンボルに対してゥヱ

1 2 1 2

ート行列が Wとすると、 Wは次式（20)を満足する。なお、式（20)において、 T、 Tは

1 2 式 (4)のような直交行列である。

[数 20]

T_x 0

T = HW

0 Τ

(20)

Wを次式（21)のようにすると、式（20)から、次式（22)になる _c

[数 21]

[数 22a]

HVつ + G, = 0 (22 a)

[数 22b]

Hつ W、 + GW, = 0

(22 b)

[数 22c]

T、 =HW,

(22 c )

[数 22d]

7； =H，W +G V_A

• - · (22 d)

[0054] 式（22)の等式は T、 Tが直交行列であることを条件とする。式（22)にお、て、 Τ

1 2 1

、 Τ、 W、 W、 W、 Wが未知であるため、式（22)の答えは唯一ではない。以下、

2 1 2 3 4

Wの求め方について説明する。

[0055] 式 (4)のように、 Ηは 2X2の直交行列であり、以下の性質を有する。 1. Α、 Βが式（ 4)のような直交行列であれば、 C=A±Bは式（4)のような直交行列である。 2. A、 B が式 (4)のような直交行列であれば、 C= A X Bは次式（23)である。 [数 23] c, c₂

一 2* 1*

(23)

3. A B Dが式 4のような直交行列であれば、 E=AXBXDは式（4)のような直交行列である。 4. Aが式 (4)のような直交行列であれば、 B=A^_1は式 (4)のような直交行列である。

[0056] 式（22c)では、 H W G Wが式 (4)のような直交行列であれば、 Tも同様である

H Wが式 (4)を満たすには、 W =1が単位行列であればよい。同様に、式（22d)

1 1 1 2

によれば、 W =1とすると、式（22)は 4つの方程式となり、 4つの未知行列であるた

4 2

め、唯一の答えがある。次式（24)で示す。

[数 24a]

w-- (24 a)

[数 24b]

(24 b)

[数 24c]

J] ^H-G,G~^lH.

(24 c)

[数 24d]

T₂ =G₂-H₂H^G_X

• · - (24 d)

[0057] 性質 1と 4によれば、 T Τは式 (4)のような直交行列であるため、 ΤΤ^Ηは対角行列

1 2

である。 j番目の対角線エレメントは j個のデータの振幅を増強するため、ステップ S40 4が必要となる。これによつて、受信側に到達したものは元の送信シンボルとなる。次式（25)を定義すると、プレコーディングの行列が図 6に示すようになる。また、データシンボルを Xとすると、プレコーディングされたシンボル Zは次式（26)で示される。

[数 25]

F=TT^H (25) [数 26]

Z^ WT^HFX . . . ( 2 6 )

[0058] 違う角度から見れば、 Y=FX、 Q=T^H XY、 Z=WQとすると、上記のプレコ一ディングを以下のように示すことができる。

[0059] l.Y=FX

F (Fは対角行列）が標準化することを示す。これにより、送信側に到達したものは元の情報シンボルとなる。 Wはもうひとつの STTDの干渉を除去するものである。同時に、 HW=T(Tは式（14)に示すようなブロック対角行列である）を計算することによつて、 T、 Tが得られるため T、 Tにおいて STTD構成を保持することができる。チヤ

1 2 1 2

ネルを通った後、 ΤΤ"の対角行列を得るため、 FXに左から Τ^Ηを乗算する。これによつて、プレコーディングされたシンボルが受信側に到達して、干渉されずに復元することができる。

[0060] 2. Q=T^H XY

Qを得る目的はチャネル特性に基づいて、時空間コートに対してプレ変調効果を得ることである。受信信号カ^ =HW、 Q=TT^H XYであり、 TT^Hは対角行列であるため、_rの各エレメントが γの各エレメントとの対応関係は 1倍 (TT^H対角線が対応するエレメント)の差があると、うことである。

[0061] 3. Z=WQ

受信信号 r=HW、 Q=TQである。 Tは式（14)のようなブロック対角行列である。 W によって、 STTDもう一つの干渉が除去される。

[0062] ユーザ数 K> 2の場合、例えば Κ= 3、同様の方法によって、次式（27)、（28)、 (2 9)が得られる。

[数 27]

[数 28]

[数 29]

7； 0 0

T = HW 0 7； 0

o o r₃

( 2 9 )

[0063] T (2 X 2)を式（4)のような直交行列とすると、 Wにとつて、 6つの未知数があり、 6つの方程式があるため、 Wを解ける。また、 Τを求める場合、すべて Τ =Α+Β (Α、 Β は直交行列である）の形式に変換できる。性質（1)によれば、 Τも直交行列である。ユーザ数が Κであるシステムにとって、 Wを式（28)に示すようなブロック対角エレメントが単位行列になるようにすれば、要求に満たす Wが得られる。 Κ個のユーザにとつて、未知の Wと方程式はともに Κ(Κ— 1)である。 Wが得られると式（29)によれば、 Τ が得られる。図 6の行列は任意の Κの値 (式（26) )に適用できることを示す。

[0064] 図 7は Alamouti時空間符号と本発明の時空間プレコーデイングとを比較する図である。シミュレーションでは、本発明のユーザ数は 2である。図 7では、 Esは送信シンポルの平均電力であり、 Nは雑音電力である。図 7から明らかのように、本発明のコード

0

誤り率と性能は Alamouti時空間符号の性能と同様であるので、スループット量が倍になっている。このため、本発明は時空間プレコーディング方法によって、ダウンリンクにおけるマルチユーザ伝送に適用することができ、システムのスループット量を向上し、時空間コードの特徴を利用して性能を向上することができる。

Claims

請求の範囲

[1] 基地局が複数ユーザ端末のチャネル情報を取得する第 1ステップと、

前記複数ユーザ端末のチャネル情報をチャネル行列に変える第 2ステップと、前記チャネル行列に基づ、て、前記チャネル行列に乗算した結果がブロック対角直交行列となる変換行列を求める第 3ステップと、

前記ブロック対角直交行列の対角線上にあるエレメントの平方を取ることによって、各ユーザ端末の標準化因子を求める第 4ステップと、

前記標準化因子によって、送信する各ユーザのシンボルに対して標準化処理を行う第 5ステップと、

前記ブロック対角直交行列の共役転置行列及び前記変換行列を、標準化されたシンボルに左力順番に乗算して処理後のシンボルを得る第 6ステップと、

時空間ブロック符号則により、前記処理後のシンボルを送信する第 7ステップと、を有する、ダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。

[2] 前記第 1ステップは、 FDDの場合、前記基地局が各ユーザ端末のフィードバック情報に基づいてチャネル情報を取得し、 TDDの場合、基地局がチャネル対称性を用いて直接チャネル情報を取得する請求項 1記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。

[3] 前記第 2ステップは、時空間符号の特徴を利用して、前記各ユーザ端末のチヤネル情報をチャネル行列に変える請求項 1記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。

[4] 前記第 5ステップは、送信する各ユーザのシンボルで対応する標準化因子を割る請求項 1記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。

[5] 前記基地局がすべてのユーザに対して 2個のアンテナを使用することを特徴とする請求項 1記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。

[6] 4個のアンテナを備える基地局と二つのユーザ端末に対して、第 1、 2アンテナが第

1ユーザに使用され、第 3、 4アンテナが第 2ユーザに使用され、処理後のシンボル z が z= (z ,ζ , z , z ) 'であり、第 1シンポノレ周期において、第 1、 2アンテナによりを z ,

1 2 3 4 1 z送信し、第 3、 4アンテナによりを z , z送信して、第 2シンボル周期において、第 1、

2 3 4

2アンテナによりを— z , z送信し、第 3、 4アンテナによりを— z , z送信する請求項 5

2 1 4 3

記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。

請求項 6記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法で符号ィ匕されたシンボルの復調方法であって、

第 1シンボル周期において受信したデータを直接復調するステップと、

第 2シンボル周期において受信したデータを共役を取って力復調するステップと、を有する復調方法。