CN101147335A - 多用户下行链路中的空时分组预编码方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种下行链路多用户空时分组码的预编码方法，该方法包括：基站获得多个用户终端的信道信息并变换为信道矩阵的步骤(S401)；求变换矩阵，以使信道矩阵与该变换矩阵相乘后得到的矩阵为分块对角正交矩阵的步骤(S402)；通过取所述分块对角正交矩阵的对角线上的元素的平方，来获得各个用户终端的归一化因子的步骤(S403)；利用所述归一化因子，对要发送的各个用户的符号进行归一化处理的步骤(S404)；依次对所述经过归一化处理的符号左乘所述分块对角正交矩阵的共轭转置矩阵和所述变换矩阵，来获得处理后的符号，并按照空时分组码的规则发送所述处理后的符号的步骤(S405)。通过该方法，能够提高下行链路性能，从而有效地提高无线系统的容量。

Description

多用户下行链路中的空时分组预编码方法

技术领域

本发明涉及多用户MIMO通信中，STBC(空时分组码)的多用户空时分组预编码技术。

背景技术

STC(空时编码)是近年来在移动通信领域中被研究的一种新的编码和信号处理技术。STC是在发送端和接收端同时使用多个天线进行发送和接收，在不同天线发送信号之间引入时域和空域相关，综合利用时域和空域二维信息，在接收端进行分集接收的技术。与不使用空时编码的系统相比，空时编码可以在带宽不变的情况下获得更高的编码增益。在接收机结构相对简单的情况下，通过装置具备用于空时编码的空时结构，可以有效地提高无线系统的容量。

图1是通常采用的空时编码系统结构示意图。在基站10侧，空时编码器101对发送数据进行处理，然后通过发送天线102发送出去。在移动终端20侧，接收天线201接收到数据，信道估计模块202根据接收的数据估计信道矩阵H。空时码解码器203基于信道估计模块202估计出的信道矩阵H，进行空时码的解码，输出估计出的数据。

<Alamouti空时分组码(Space Time Block Code)>

从降低解码复杂度出发，Alamouti提出一种利用两根发送天线的传输方法。图2是表示空时分组码原理的方框图。首先，在基站10侧，调制模块104将数据映射成星座图，调制为发送符号。然后，在空时分组码编码器101将发送符号分成两个符号一组[c₁，c₂]。经过空时分组编码后，在两个符号周期内，两根天线同时发送两个符号。在第一周期，天线1发送c₁，天线2发送c₂；在第二周期，天线1发送—c₂ ^*，天线2发送c₁ ^*(上标^*表示取复共轭)。编码矩阵的每一列符号同时在不同天线上发送出去，在一个天线上发送出去的星座点符号与另外任意天线上发送出去的符号是正交的。具体情况如表1所示。

表1

	周期1	周期2
			天线1	c1	-c2 *
天线2	C2	c2 *

在移动终端20，只要有一根天线就可以进行可靠的检测(假设这两个字符的时间内信道不变，接收天线为1根)。另外，在式(1)中，T为符号周期。

h_i(nT)＝h_i((n+1)T)，i=1，2    (1)

两个相邻字符间的接收信号为r₁、r₂的情况下，接收信号可以用下面的式(2)表示。

r₁＝h₁c₁+h₂c₂+η₁    (2a)

$r_2=-h_1{c}_2^{*}+h_2{c}_1^{*}+{\mathrm{\&eta;}}_2---\left(2b\right)$

式(2)中，η₁、η₂代表AWGN(加性白高斯噪声)。定义接收信号r＝[r₁r₂ ^*]^T(T表示转置)，编码符号向量c＝[c₁  c₂ ^*]^T，噪声向量η＝[η₁  η^2*]^T，则式(2)可以写成下面的式(3)。

r＝Hc+η    (3)

式(3)中，将信道矩阵H定义为如式(4)。

$H=\left[\begin{array}{cc}{h}_1& h_2\\ h_2^{*}& -h_1^{*}\end{array}\right]---\left(4\right)$

H为正交矩阵，满足下面的式(5)。

H^HH＝HH^H＝pI₂    (5)

式(5)中，p＝|h₁|²+|h₂|²、I _N表示行和列都为N的单位矩阵(上标^H表示共轭转置)。

参照式(3)，定义C为所有可能的符号对(c₁，c₂)的集合，则最佳的最大似然解码器为式(6)所示的解码器。

$\hat{c}=\underset{\hat{c}\&Element;C}{\arg }\min {\left|\right|r-H\hat{c}\left|\right|}^2---\left(6\right)$

由于H为正交矩阵，所以式(6)的解码规则可以进一步简化。定义r～＝H^Hr、η～＝H^Hη，用H^H左乘式(3)的两边，得到下面的式(7)。

$\tilde{r}=\mathrm{pc}+\widetilde{\mathrm{\&eta;}}---\left(7\right)$

此时，式(6)的解码规则变为下面的式(8)。

$\hat{c}=\underset{\hat{c}\&Element;C}{\arg }\min {\left|\right|\tilde{r}-p\hat{c}\left|\right|}^2---\left(8\right)$

由此，将二维的最大似然决策问题转化为两个一维的决策问题。

在接收端处理过程，接收天线201接收信号，信道估计模块202估计出信道h₁、h₂，最大似然线性解码器204获得相邻两个时刻的接收信号r₁、r₂。然后解调模块205将该两个时刻的信号变为r＝[r₁  r₂ ^*]^T，用H^H左乘r，按照式(8)获得

然后将

映射为比特流而输出。

上述的方法，可以适用于使用M个天线的情况。此时，第m个接收天线的接收向量表示为下面的式(9)。

r_m=H_mc+η_m    (9)

用H_m ^H左乘式(9)，并对m求和，定义R_M＝∑H_mr_m(m＝1，2,...M)，则最大似然决策简化为式(10)。

$\hat{c}=\underset{\hat{c}\&Element;C}{\arg }\min {\left|\right|R_M-\widetilde{p\hat{c}}\left|\right|}^2---\left(10\right)$

式(10)中，p～＝∑P_m(m＝1，2,...M)、p_m＝|h(m)₁|²+|h(m)₂|²。

<DSTTD方法>

由于Alamouti的方法，发送天线只有2根，所以限制用户的数量为1。在3GPP协议中，DSTTD(Double Space Time Transmitting Diversity)在终端一侧使用两根天线，发送端按照Alamouti的方法，可以同时发送多个用户的信号。在基站一侧，使用结合了干扰消除和最大似然的方法，可以分离多个用户的信号。假设用户数为K，只要基站的接收天线M≥K就可以去除干扰。例如，用户数为2(每个用户的发送天线数为2)，则基站具有2根天线就足够。由此构成一个发送天线数为4，接收天线数为2的系统。

发明内容

本发明需要解决的方法

但是在有多个用户终端的情况下，DSTTD的方法中，由于在下行链路，各个终端只知道自己的信道，而不知道别人的信号，，所以DSTTD方法无法用于下行链路，只能用于上行链路。在下行链路，DSTTD只能用于单用户的情况。

本发明目的是提供一种空时分组码的多用户空时预编码方法，该方法用于在多用户MIMO下行链路通信中，利用空时码的特点来提高下行链路的性能。

解决问题的方案

本发明的一个形态的预编码方法包括：第一步骤，基站获得多个用户终端的信道信息；第二步骤，将所述多个用户终端的信道信息变换为信道矩阵；第三步骤，基于所述信道矩阵求得变换矩阵，以使该变换矩阵与所述信道矩阵相乘后得到的矩阵为分块对角正交矩阵；第四步骤，通过取所述分块对角正交矩阵的对角线上的元素的平方，来获得各个用户终端的归一化因子；第五步骤，利用所述归一化因子，对要发送的各个用户的符号进行归一化处理；第六步骤，依次对所述经过归一化处理的符号左乘所述分块对角正交矩阵的共轭转置矩阵和所述变换矩阵，来获得处理后的符号；以及第七步骤，按照空时分组码的规则发送所述处理后的符号。

此外，本发明的另一个目的是提供一种用于对由上述的方法编码的符号进行解调的方法。

本发明的有益效果

根据上述的方法，利用空时分组预编码方法进行多用户的下行链路传输，因此能够提高系统的吞吐量。

附图说明

图1是空时码的系统结构图。

图2是Alamouti空时分组码系统的结构图。

图3是本发明的结构图。

图4是多用户空时分组预编码的流程图(基站侧)。

图5是多用户空时分组预编码的接收流程图(接收侧终端)。

图6是表示多用户空时分组预编码矩阵的图。

图7是表示Alamouti空时分组码和本发明的空时分组预编码的比较的图。

具体实施方式

图3是本发明的结构图。

首先，移动终端20A和20B的接收天线304接收数据，然后在信道估计模块305通过信道估计获得信道信息，将所获得的信道信息通过反馈信道307反馈给基站10。

在基站侧，多用户空时分组预编码器302从数据源模块301获得各个用户的数据，并进行空时分组预编码，然后将预编码的数据通过发送天线303发送出去。在用户的移动终端20A和20B侧，通过接收天线304接收信号，然后所接收的信号经过信道估计模块305被送到解调模块306。解调模块306将数据解调并输出。

图4是基站侧的多用户空时分组预编码器302的流程图。以下用具体例子说明其流程。

本例中，假设用户数K＝2，每个用户有1根天线，基站有4根天线，对每个用户分配2根天线。例如，基站的第1、2根天线分配给用户1，基站的第3、4根天线分配给用户2。

在步骤S401，多用户空时分组预编码器302获得各个用户的信道，并将所获得的各个用户的信道组成信道矩阵H。详细的说明如下。

对用户1而言，h₁₁为基站第一根天线和用户1的接收天线之间的信道；h₂₁为基站第二根天线和用户1的接收天线之间的信道；g₁₁为基站第3根天线和用户1的接收天线之间的信道；g₂₁为基站第4根天线和用户1的接收天线之间的信道。同样地，h₁₂、h₂₂、g₁₂、g₂₂分别为基站的发送天线与用户2的接收天线之间的信道。这里，所获得的八个信道值可变换为式(11)和(12)所示。在式(11)和(12)中，H₁、H₂、G₁、G₂都是正交矩阵。

$H_1=\left[\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{21}\\ h_{21}^{*}& -h_{11}^{*}\end{array}\right],$ $G_1=\left[\begin{array}{cc}{g}_{11}& g_{21}\\ g_{21}^{*}& -g_{11}^{*}\end{array}\right]---\left(11a\right)$

$H_2=\left[\begin{array}{cc}{h}_{12}& h_{22}\\ h_{22}^{*}& -h_{12}^{*}\end{array}\right],$ $G_2=\left[\begin{array}{cc}{g}_{12}& g_{22}\\ g_{22}^{*}& -g_{12}^{*}\end{array}\right]---\left(11b\right)$

$H=\left[\begin{array}{cc}{H}_1& G_1\\ H_2& G_2\end{array}\right]---\left(12\right)$

在步骤S402，多用户空时分组预编码器302基于信道矩阵H获得变换矩阵W。用下面的式(13)来求变换矩阵W。

$W=\left[\begin{array}{cc}{I}_2& -H_1^{-1}{G}_1\\ -G_2^{-1}{H}_2& I_2\end{array}\right]---\left(13\right)$

在步骤S403中，多用户空时分组预编码器302使T＝HW，并基于T获得各个用户的归一化因子f。用下面的式(14)来求T。

$T=\mathrm{HW}=\left[\begin{array}{cc}{T}_1& 0\\ 0& T_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_1-G_1{G}_2^{-1}{H}_2& 0\\ 0& G_2-H_2{H}_1^{-1}{G}_1\end{array}\right]---\left(14\right)$

因为变换后T₁＝H₁-G₁G₂ ^-1H₂为正交矩阵(2×2)，T₂＝G₂-H₂H₁ ^-1G₁为正交矩阵(2×2)，所以T也为正交矩阵(4×4)。然后用下面的式(15)来求归一化因子f。

f＝diag(TT^H)    (15)

式(15)中的diag表示取对角线元素。例如f=(1.2492，1.2492，2.0403，2.0403)。实际上，f₁＝f₂是T₁的第一行(或第二行)的行范数的平方，f₃＝f₄是T₂的第一行(或第二行)的行范数的平方。

在步骤S404，多用户空时分组预编码器302基于f对要发送的符号进行归一化而获得y。以下详细地说明计算y的方法。

对每个用户分配两个发送符号。发送符号一共有四个，定义x＝(x₁，x₂，x₃，x₄)^T。x₁和x₂被分配给用户1，x₃和x₄被分配给用户2。归一化的规则如式(16)所示。式(16)中，y＝(y₁，y₂，y₃，y₄)^T为列向量。

y_i=x_i/f_i  i=1,2,3,4    (16)

在步骤S405，多用户空时分组预编码器302使z＝W×T^H×y，并将z发送出去。如式(17)所示，通过将y变换，获得z。

z＝W×T^H×y    (17)

式(17)中，z＝(z₁，z₂，z₃，z₄)^T。基于Alamouti空时分组码的发送方法，如表2所示。

表2

基站天线	符号周期1发送	符号周期2发送
			天线1(用户1)	Z1	-Z2 *
天线2(用户1)	Z2	Z1 *
			天线3(用户2)	Z3	-Z4 *
天线4(用户2)	Z4	Z3 *

图5是多用户空时分组预编码的接收流程图。以下，基于流程具体地说明。

在步骤S501，图3的解调模块306对所接收的数据，进行解调并输出。对于每个用户的信号，对在符号周期1接收到的数据，直接进行解调。另外，解调模块306对在符号周期2接收到的数据，取共轭，然后进行解调。

以下举例来说明整个过程(假设条件见具体实施方式)。假设调制方式为16QAM。信道为如下面所示。

h₁₁＝0.5334-0.3459i h₂₁＝-0.0478+0.6270i

g₁₁＝0.1472-0.7205i  g₂₁＝0.3572-0.1999i

h₁₂＝0.0296+0.4290i h₂₂＝-0.4162-0.7969i

g₁₂＝-0.6681+0.2856i g₂₂＝0.8118+0.3450i

根据式(11)、(12)、(13)、(14)可获得T、W、f。其中f=(1.2492，1.2492，2.0403，2.0403)。假设发送符号为如下。

x＝(x₁，x₂，x₃，x₄)

x₁＝-0.3162-0.3162i，  x₂＝0.9487-0.3162i，

x₃＝-0.9487+0.3162i，  x₄＝0.3162-0.3162i

x₁、x₂为用户1的数据，x₃、x₄为用户2的数据。将x₁、x₂的值除以f₁，将x₃、x₄的值除以f₃。则获得如下的结果。

y₁＝-0.2531-0.2531i  y₂＝0.7594-0.2531i

y₃＝-0.4650+0.1550i  y₄＝0.1550-0.1550i

y＝(y₁，y₂，y₃，y₄)^T，

将y变换，则获得z＝W×T^H×Y。

z＝(Z₁，z₂，z₃，z₄)^T

z₁＝0.0538+0.2057i  z₂＝0.5658+0.5266i

z₃＝1.2980-0.3580i  z₄＝-0.1157+0.5337i

在第一个符号周期，从基站分配给用户1的两根天线，分别发送z₁、z₂，从基站分配给用户2的两根天线，分别发z₃、z₄。在第2个符号周期，从基站分配给用户1的两根天线分别发送-z₂ ^*、z₁ ^*，从基站分配给用户2的两根天线分别发送-z₄ ^*、z₃ ^*。

假设接收天线无噪声，则用户1在符号周期1接收的信号为：

r₁₁＝h₁₁z₁+h₂₁z₂+g₁₁z₃+g₂₁z₄＝-0.3162-0.3162i＝x₁

用户1在符号周期2接收的信号为：

r₁₂＝-h₁₁Z₂ ^*+h₂₁z₁ ^*-g₁₁z₄ ^*+g₂₁z₃ ^*＝0.9487+0.3162i＝x₂ ^*

对于用户2的接收信号的处理与用户1的接收信号相同，用户2在符号周期1直接对接收信号r₂₁进行解调，在符号周期2直接对接收信号r₂₂取共轭然后进行解调。

<K个用户同时进行空时分组编码时的扩展>

在上述实施方式中，假设K＝2，以下说明K≥2的情况下的实施方式。假设用户数为K，每个用户有一根接收天线。基站有2K根天线，对每个用户使用2根天线。

对每个用户的发送方式为Alamouti方式，如表3所示。表3中，z₁和z₂为预编码后的符号。

表3

发送天线	符号周期1发送	符号周期2发送
			天线 1	Z1	-Z2 *
天线2	Z2	Z1 *

首先，以K＝2为例。并假设r₁₁为用户1在符号周期1的接收信号，r₁₂为用户1在符号周期2的接收信号；r₂₁为用户2在符号周期1的接收信号，r₂₂为用户2在符号周期2的接收信号。用式(18)来定义接收信号r。r₁＝[r₁₁，r₁₂ ^*]^T，r₂＝[r₂₁，r₂₂ ^*]^T， $r=\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]---\left(18\right)$

假设c₁、c₂为用户1发送的预编码符号，s₁、s₂为用户2发送的预编码符号。则能够用式(19)来求接收信号r。

r＝Hz+n    (19)

式(19)中的H可以通过式(12)来求，在式(19)中，n为白噪声。根据式(12)，H₁、H₂、G₁、G₂都是正交矩阵。假设对数据符号的加权矩阵为W，则W满足式(20)。另外，式(20)中，T₁、T₂是式(4)那样的正交矩阵。

$T=\mathrm{HW}=\left[\begin{array}{cc}{T}_1& 0\\ 0& T_2\end{array}\right]---\left(20\right)$

假设W为式(21)，则基于式(20)求得式(22)。

$W=\left[\begin{array}{cc}{W}_1& W_2\\ W_3& W_4\end{array}\right]---\left(21\right)$

H₁W₂+G₁W₂＝0    (22a)

H₂W₁+G₂W₃=0    (22b)

T₁＝H₁W₁+G₁W₃    (22c)

T₂＝H₂W₂+G₂W₄    (22d)

式(22)的等式约束于T₁、T₂为正交矩阵。在式(22)中，T₁、T₂、W₁、W₂、W₃、W₄未知，所以式(22)的解不唯一。以下说明如何求W。

如式(4)所示，H为2×2正交矩阵，具有如下性质：

1.如A、B为形如式(4)的正交矩阵，则C＝A±B为形如式(4)的正交矩阵。

2.如A、B为形如式(4)的正交矩阵，则C＝A×B的形式如式(23)所示。

$C=\left[\begin{array}{cc}{C}_1& C_2\\ -C_2^{*}& C_1^{*}\end{array}\right]---\left(23\right)$

3.如A、B、D为形如式(4)的正交矩阵，则E＝A×B×D为形如式(4)的正交矩阵。

4.如A为形如式(4)的正交矩阵，则B＝A-1为形如式(4)的正交矩阵。

在式(22c)中，如果H₁W₁、G₁W₃为式(4)那样的正交矩阵则T₁也一样。要使H₁W₁满足式(4)，使W₁＝I₂为单位矩阵即可。同样地，根据式(22d)，使W₄＝I₂时，式(22)就是四个方程，四个未知矩阵，因此有唯一解，用式(24)表示求四个未知矩阵的方程式。

$W_2=-H_1^{-1}{G}_1---\left(24a\right)$

$W_3=-G_2^{-1}{H}_2---\left(24b\right)$

$T_1=H_1-G_1{G}_2^{-1}{H}_2---\left(24c\right)$

$T_2=G_2-H_2{H}_1^{-1}{G}_1---\left(24d\right)$

根据性质1和4，T₁、T₂为形如式(4)的正交矩阵。所以TT^H为对角矩阵。其第j个对角线元素增强j个数据的幅度。所以需要S404的步骤。由此，到达接收侧的就是原始的发送符号。定义F如式(25)，则预编码的矩阵如图6所示。另外，假设X为数据符号，则可以用式(26)表示预编码的符号Z。

F=(TT^H)^-1    (25)

Z=WT^HFX    (26)

从另一个角度来说，如果使Y＝FX，Q＝T^H×Y，Z＝WQ，则上述的预编码过程可以表示如下。

1.Y＝FX

F(F为对角矩阵)是用于归一化处理的矩阵。由此，到达发送侧就是原始的信息符号。。通过W，消除另一个STTD的干扰。同时，通过计算HW＝T(T如式(14)所示，是个分块对角矩阵)获得T₁、T₂，因此能够在T₁、T₂保持STTD的结构。为了经过信道后得到TT^H的对角矩阵，对FX左乘T^H。这样，预编码的符号到达接收侧，在接收侧可以无干扰地恢复符号。

2.Q＝T^H×Y

获得Q的目的是，基于信道的特性，对空时码获得预先解调的效果。由于接收信号r＝HW、Q＝TT^H×Y，TT^H是对角矩阵，则r的各个元素与Y的各个元素相差一个倍数(TT^H对角线相对应的元素)。

3.Z＝WQ

接收信号是r＝HW、Q＝TQ。T如式(14)所示，是个分块对角矩阵。通过W，消除了另一个STTD的干扰。

在用户数K>2时，例如K＝3，通过同样的方法，能够获得下面的式(27)、(28)、(29)。

$H=\left[\begin{array}{ccc}{H}_1& G_1& L_1\\ H_2& G_2& L_2\\ H_3& G_3& L_3\end{array}\right]---\left(27\right)$

$W=\left[\begin{array}{ccc}{I}_2& W_2& W_3\\ W_4& I_2& W_6\\ W_7& W_8& I_2\end{array}\right]---\left(28\right)$

$T=\mathrm{HW}=\left[\begin{array}{ccc}{T}_1& 0& 0\\ 0& T_2& 0\\ 0& 0& T_3\end{array}\right]---\left(29\right)$

假设Ti(2×2)为如式(4)那样的正交矩阵，则对Wi来说，有六个未知数，六个方程组，由此可以求得Wi。另外，求Ti时，都可转化为Ti＝A+B(A、B为正交矩阵)的形式。根据性质(1)，Ti也为正交阵。对有K个用户的系统来说，只要使W为如式(28)所示的分块对角元素为单位阵，就可以获得满足要求的W。对K个用户来说，未知的Wi和方程数都是K(K-1)。解得W后，根据式(29)可以求得T。图6的矩阵表示适用于任意的K值(式(26))。

图7表示Alamouti空时分组码和本发明的空时预编码的比较。在仿真中，本发明的用户数K＝2。图7中，Es为发送符号的平均功率，N₀为噪声功率。从图7中可以看出，本发明的误码率和性能与Alamouti空时分组码的性能一样，但吞吐量提高一倍。所以，利用空时分组预编码的方法，本发明可以适用于下行链路的多用户传输中，由此能够提高系统的吞吐量，并利用空时分组码的特点来提高性能。

Claims (7)

1.一种下行链路多用户空时分组码的预编码方法，包括：

第一步骤，基站获得多个用户终端的信道信息；

第二步骤，将所述多个用户终端的信道信息变换为信道矩阵；

第三步骤，基于所述信道矩阵求变换矩阵，以使该变换矩阵与所述信道矩阵相乘后得到的矩阵为分块对角正交矩阵；

第四步骤，通过取所述分块对角正交矩阵的对角线上的元素的平方，来获得各个用户终端的归一化因子；

第五步骤，利用所述归一化因子，对要发送的各个用户的符号进行归一化处理；

第六步骤，依次对所述经过归一化处理的符号左乘所述分块对角正交矩阵的共轭转置矩阵和所述变换矩阵，来获得处理后的符号；以及

第七步骤，按照空时分组码的规则发送所述处理后的符号。

2.如权利要求1所述的下行链路多用户空时分组码的预编码方法，其中，

所述第一步骤在频分双工的情况下，所述基站通过各个用户终端的反馈信道获得信道信息；在时分双工的情况下，所述基站利用信道的对称性，直接估计出信道信息。

3.如权利要求1所述的下行链路多用户空时分组码的预编码方法，其中，

所述第二步骤，利用空时分组码的特点，将所述各个用户终端的信道信息变换为信道矩阵。

4.如权利要求1所述的下行链路多用户空时分组码的预编码方法，其中，

所述第五步骤用要发送的各个用户的符号除以相应的归一化因子。

5.如权利要求1所述的下行链路多用户空时分组码的预编码方法，其中，

所述基站对每个用户使用两个天线。

6.如权利要求5所述的下行链路多用户空时分组码的预编码方法，其中，

对于具有四个天线的基站和两个用户终端，第一和第二天线用于第一用户，第三和第四天线用于第二用户，处理后的符号z为z＝(z₁，z₂，z₃，z₄)^T，在第一符号周期通过第一天线和第二天线分别发送z₁、z₂，通过第三和第四天线分别发送z₃、z₄，在第二符号周期通过第一天线和第二天线分别发送-z₂、z₁，通过第三和第四天线分别发送-z₄、z₃。

7.一种对通过权利要求6所述的下行链路多用户空时分组码的预编码方法所编码的符号的解调方法，包括：

直接对在第一符号周期接收到的数据进行解调的步骤；以及

对在第二符号周期接收到的数据取共轭，然后进行解调的步骤。

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