JPWO2006101180A1 - マルチユーザダウンリンクにおける時空間ブロックプレコーディング方法 - Google Patents

Abstract

基地局が複数ユーザ端末のチャネル情報を取得してチャネル行列に変えるステップ（Ｓ４０１）と、チャネル行列と変換行列とを乗算して、得られる行列がブロック対角直交行列となるように、変換行列を求めるステップ（Ｓ４０２）と、ブロック対角直交行列の対角線上にあるエレメントの平方を取ることによって、各ユーザ端末の標準化因子を求めるステップ（Ｓ４０３）と、標準化因子によって、送信する各ユーザのシンボルを標準化するステップ（Ｓ４０４）と、ブロック対角直交行列の共役転置行列及び前期変換行列を、標準化されたシンボルに左から順番に乗算して処理後のシンボルを得て、時空間符号のルールにより、処理後のシンボルを送信するステップ（Ｓ４０５）と、を有する、ダウンリンクマルチユーザ時空間符号のプレコーディング方法である。この方法により、ダウンリンク性能を向上させ、無線システムの容量を有効に向上させることができる。

Description

本発明は、マルチユーザＭＩＭＯ通信における、ＳＴＢＣ（時空間ブロック符号）のマルチユーザ向け時空間ブロックプレコーディングに関する。

ＳＴＣ（時空間符号化）は、近年研究されている移動通信領域における新しい符号化と信号処理技術であり、送信側と受信側が同時に複数のアンテナを用いて送信及び受信を行い、異なるアンテナの送信信号の間に時間領域と空間領域相関を導入して、時間領域と空間領域との二次元情報を併用し、受信側でダイバーシチ受信を行う技術である。時空間符号化を使わないシステムと比べて、時空間符号化はバンド幅を変えずにより高い符号化利得が得られる。受信機の構成が簡易である場合、時空間符号化の時空間構成が無線システムの容量を有効に高めることができる。

図１は、通常採用される時空間符号化システム構成を示す図である。基地局１０では、送信するデータが時空間符号器１０１により処理されて、送信アンテナ１０２から送信される。移動端末２０では、受信アンテナ２０１がデータを受信し、受信されたデータに基づいてチャネル推定モジュール２０２がチャネル行列Ｈを推定し、チャネル推定モジュール２０２により推定されたチャネル行列Ｈに基づいて時空間復号器２０３が、時空間符号の復号化を行って、推定されたデータを出力する。

＜Ａｌａｍｏｕｔｉ時空間ブロック符号（Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅ）＞
Ａｌａｍｏｕｔｉは、復号化の複雑度を下げることを考慮して、２本の送信アンテナを使用する伝送方法を提案した。図２は、時空間ブロック符号原理のブロック図である。まず、基地局１０では、データが変調モジュール１０４によりコンステレーションにマッピングされ、送信シンボルになる。そして、送信シンボルが時空間ブロック符号器１０１により一組二つのシンボル［ｃ_１，ｃ_２］に分けられる。時空間ブロック符号化後、二つのシンボル周期内に、２本のアンテナが同時に二つのシンボルを送信する。第１周期では、アンテナ１がｃ_１を送信し、アンテナ２がｃ_２を送信する。第２周期では、アンテナ１が−ｃ_２ ^＊を送信し、アンテナ２がｃ_１ ^＊を送信する（上付き「^＊」は複数共役を取ることである）。符号化行列のすべての列のシンボルが異なるアンテナから同時に送信され、１本のアンテナから送信されるコンステレーションポイントシンボルと、他の任意のアンテナから送信されるシンボルとは直交である。具体的に、表１で示す。

移動端末２０では、１本のアンテナだけで、確実な検出ができる（この二つのキャラクタの時間内チャネルが変化しないとし、受信アンテナ数を１とする）。なお、式（１）において、Ｔはシンボル周期である。

隣接するキャラクタの間の受信信号がｒ_１、ｒ_２である場合、受信信号は次式（２）で示すことができる。

式（２）において、η_１とη_２はＡＷＧＮ（加法的白色ガウス騒音）を表し、受信信号ｒ＝［ｒ_１ｒ_２ ^＊］^Ｔ（Ｔは転置を示す）、符号化シンボルベクトルｃ＝［ｃ_１ｃ_２ ^＊］^Ｔ、雑音ベクトルη＝［η_１η_２ ^＊］^Ｔとすると、式（２）を次式（３）に書き換えることができる。

式（３）において、チャネル行列Ｈを次式（４）のように定義する。

Ｈは直交行列であり、次式（５）を満たす。

式（５）において、ｐ＝｜ｈ_１｜^２＋｜ｈ_２｜^２、Ｉ_Ｎは行と列がともにＮである単位行列を示す（上付き「^Ｈ」は共役転置を示す）。

式（３）を参照して、Ｃをすべて可能なシンボル対（ｃ_１，ｃ_２）の集合と定義すると、最良な最大尤度デコーダーは、次式（６）で示すものとなる。

Ｈは直交行列であるため、式（６）の復号則をさらに簡略化することができる。ｒ^〜＝Ｈ^Ｈｒ、η^〜＝Ｈ^Ｈηと定義し、式（３）の両辺に左からＨ^Ｈを乗算すると、次式（７）が得られる。

このとき、式（６）の復号ルールが次式（８）となる。

これにより、二次元の最大尤度決定問題が二つの一次元の決定問題と変わる。

受信側の処理過程において、受信アンテナ２０１が信号を受信し、チャネル推定モジュール２０２がチャネルｈ_１、ｈ_２を推定し、最大尤度線形復号器２０４が二つ隣接する時刻の受信信号ｒ_１、ｒ_２を得る。そして、復調モジュール２０５がこの二つの時刻の信号をｒ＝［ｒ_１ｒ_２ ^＊］^Ｔに変え、ｒに左からＨ^Ｈを乗算して、式（８）によりｃ＾を得て、このｃ＾をビットストリームにマッピングして出力する。

上記の方法をＭ個のアンテナを用いる場合にも適用できる。この場合、ｍ番目の受信アンテナの受信ベクトルを次式（９）で示す。

式（９）に左からＨ_ｍ ^Ｈを乗算して、ｍの和を求め、Ｒ_Ｍ＝ΣＨ_ｍｒ_ｍ（ｍ＝１，２，…Ｍ）と定義すると、最大尤度決定が簡略化され、次式（１０）となる。

式（１０）において、ｐ^〜＝Σｐ_ｍ（ｍ＝１，２，…Ｍ）、ｐ_ｍ＝｜ｈ（ｍ）_１｜^２＋｜ｈ（ｍ）_２｜^２である。

＜ＤＳＴＴＤ方法＞
Ａｌａｍｏｕｔｉ方法では、送信アンテナ数が２であるため、ユーザ数は１と限定される。３ＧＰＰプロトコルにおいて、ＤＳＴＴＤ（Ｄｏｕｂｌｅ Ｓｐａｃｅ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）は端末側では２本のアンテナを用いて、送信側がＡｌａｍｏｕｔｉ方法に基づき、複数のユーザが同時送信できる。基地局側では、干渉キャンセル法と最大尤度法とを組み合わせた方法を用いて、複数ユーザの信号を分離することができる。ユーザ数はＫであるため、基地局の受信アンテナがＭ≧Ｋであれば、干渉を除去することができる。例えば、ユーザ数が２である場合は（すべてのユーザの送信アンテナ数は２である）、基地局のアンテナ数が２であれば十分である。これにより、送信アンテナ数が４で、受信アンテナ数が２のシステムが構成される。

しかしながら、ユーザ端末が複数である場合、ＤＳＴＴＤ方法は、ダウンリンクにおいて自身のチャネルしか知らず、他のユーザの信号が知らないため、ダウンリンクに適用できず、アップリンクにしか適用できない。ダウンリンクの場合、ＤＳＴＴＤ方法がシングルユーザの場合しか適用できない。

本発明の目的は、マルチユーザのＭＩＭＯダウンリンク通信において、時空間コードの特徴によりダウンリンクの性能を高める時空間ブロックコードのマルチユーザプレコーディング方法を提供することである。

本発明の一つの態様は、基地局が複数ユーザ端末のチャネル情報を取得する第１ステップと、前記複数ユーザ端末のチャネル情報をチャネル行列に変える第２ステップと、前記チャネル行列に基づいて、前記チャネル行列に乗算した結果がブロック対角直交行列となる変換行列を求める第３ステップと、前記ブロック対角直交行列の対角線上にあるエレメントの平方を取ることによって、各ユーザ端末の標準化因子を求める第４ステップと、前記標準化因子によって、送信する各ユーザのシンボルに対して標準化処理を行う第５ステップと、前記ブロック対角直交行列の共役転置行列及び前記変換行列を、標準化されたシンボルに左から順番に乗算して処理後のシンボルを得る第６ステップと、時空間ブロック符号則により、前記処理後のシンボルを送信する第７ステップと、を有するようにした。

また、本発明もう一つの目的は、前記方法により符号化されたシンボルを復調する方法を提供することである。

上記の構成によれば、時空間ブロックプレコーディング方法を利用して、マルチユーザ向けのダウンリンク伝送を行うため、システムのスループット量の向上を図ることができる。

時空間符号システムの構成 Ａｌａｍｏｕｔｉ時空間ブロック符号システムの構成 本発明の構成図 マルチユーザ時空間ブロックプレコーディングのフローチャート（基地局側） マルチユーザ時空間ブロックプレコーディングの受信フローチャート（受信側端末） マルチユーザ時空間ブロックプレコーディングの行列を示す図 Ａｌａｍｏｕｔｉ時空間ブロック符号化と本発明の時空間ブロックプレコーディングとの比較を示す図

図３は、本発明の構成図である。

まず、移動端末２０Ａと２０Ｂの受信アンテナ３０４がデータを受信し、チャネル推定モジュール３０５のチャネル推定により、チャネル情報が得られ、得られたチャネル情報がフィードバックチャネル３０７を介して基地局１０にフィードバックされる。

基地局側では、マルチユーザ時空間ブロックプレエンコーダ３０２は、データソースモジュール３０１から各ユーザのデータを取得して、時空間ブロックプレコーディングを行い、プレコーディングされたデータが送信アンテナ３０３から送信される。ユーザの移動端末２０Ａと２０Ｂ側では、受信アンテナ３０４より信号の受信を行い、受信された信号がチャネル推定モジュール３０５を経由して、復調モジュール３０６に送られ、直接自身のデータを復調して送信する。

図４は基地局側のマルチユーザ時空間ブロックプレエンコーダ３０２のフローチャートである。以下、具体的な例を用いて説明する。

まず、ユーザ数Ｋ＝２とし、ユーザが１本のアンテナ有し、基地局のアンテナ数が４であり、各ユーザに２本ずつ分配する。例えば、基地局の第１、２アンテナをユーザ１に分配し、基地局の第３、４アンテナをユーザ２に分配する。

ステップＳ４０１では、各ユーザのチャネルを取得して、チャネル行列Ｈに組み合わせる。以下のように詳しく説明する。

ユーザ１にとって、ｈ_１１は基地局第１アンテナとユーザ１の受信アンテナとの間のチャネルであり、ｈ_２１は基地局第２アンテナとユーザ１の受信アンテナとの間のチャネルであり、ｇ_１１は基地局第３アンテナとユーザ１の受信アンテナとの間のチャネルであり、ｇ_２１は基地局第４アンテナとユーザ１の受信アンテナとの間のチャネルである。同様に、ｈ_１２、ｈ_２２、ｇ_１２、ｇ_２２はそれぞれ基地局の送信アンテナがユーザ２と対応するチャネルである。ここで、得られた８つのチャネル値は以下の式（１１）、（１２）に示すように変化する。式（１１）、（１２）において、Ｈ_１、Ｈ_２、Ｇ_１、Ｇ_２はすべて直交行列である。

ステップＳ４０２では、チャネル行列Ｈに基づいて、変換行列Ｗを得る。次式（１３）で説明する。

ステップＳ４０３では、Ｔ＝ＨＷとし、Ｔに基づいて各ユーザの標準化因子ｆを得る。次式（１４）で説明する。

変換後のＴ_１＝Ｈ_１−Ｇ_１Ｇ_２ ^−１Ｈ_２が直交行列（２×２）であり、Ｔ_２＝Ｇ_２−Ｈ_２Ｈ_１ ^−１Ｇ_１が直交行列（２×２）であるため、Ｔも直交行列（４×４）である。そして、次式（１５）により標準化因子ｆを求める。

式（１５）のｄｉａｇは対角線元素を求める意味である。例えばｆ＝（１．２４９２，１．２４９２，２．０４０３，２．０４０３）。実際に、ｆ_１＝ｆ_２はＴ_１の第１行（又は第２行）の行基準値の平方、ｆ_３＝ｆ_４はＴ_２の第１行（又は第２行）の行基準値の平方である。

ステップＳ４０４では、ｆに基づいて送信するシンボルの標準化を行って、ｙを得る。以下のように詳しく説明する。

すべてのユーザに二つの送信シンボルを分配し、全部で４個である。ｘ＝（ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４）^Ｔと定義し、ｘ_１，ｘ_２がユーザ１に分配され、ｘ_３，ｘ_４がユーザ２に分配される。標準化ルールは次式（１６）で示される。式（１６）において、ｙ＝（ｙ_１，ｙ_２，ｙ_３，ｙ_４）^Ｔは列ベクトルである。

ステップＳ４０５では、ｚ＝Ｗ×Ｔ^Ｈ×ｙとし、ｚを送信する。次式（１７）で示すようにｙを変換してｚを得る。

式（１７）において、ｚ＝（ｚ_１，ｚ_２，ｚ_３，ｚ_４）^Ｔであり、Ａｌａｍｏｕｔｉ時空間ブロックコードによる送信方法は、表２で示される。

図５はマルチユーザ時空間ブロックプレコーディング受信のフローチャートであり、具体的に以下のように示す。

ステップＳ５０１では、図３の復調モジュール３０６と対応して、データを受信し、復調して出力する。すべてのユーザにとって、シンボル周期１において受信したデータに対して、直接復調する。シンボル周期２において受信したデータに対して、共役を求めてから、復調する。

以下、例を挙げて、プロセスの全体を説明する（仮説条件は実施の形態を参照する）。変調方式が１６ＱＡＭとし、チャネルが以下のように示される。
ｈ_１１＝０．５３３４−０．３４５９ｉ ｈ_２１＝−０．０４７８＋０．６２７０ｉ
ｇ_１１＝０．１４７２−０．７２０５ｉ ｇ_２１＝０．３５７２−０．１９９９ｉ
ｈ_１２＝０．０２９６＋０．４２９０ｉ ｈ_２２＝−０．４１６２−０．７９６９ｉ
ｇ_１２＝−０．６６８１＋０．２８５６ｉ ｇ_２２＝０．８１１８＋０．３４５０ｉ

式（１１）、（１２）、（１３）、（１４）、（１５）によって、Ｔ、Ｗ，ｆを得る。ただし、ｆ＝（１．２４９２，１．２４９２，２．０４０３，２．０４０３）。送信シンボルは下記に示される。
ｘ＝（ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，ｘ_４）
ｘ_１＝−０．３１６２−０．３１６２ｉ， ｘ_２＝０．９４８７−０．３１６２ｉ，
ｘ_３＝−０．９４８７＋０．３１６２ｉ， ｘ_４＝０．３１６２−０．３１６２ｉ

ｘ_１、ｘ_２はユーザ１のデータであり、ｘ_３、ｘ_４はユーザ２でデータである。ｘ_１、ｘ_２の値をｆ_１で割り、ｘ_３、ｘ_４の値をｆ_３で割ると、下記のような結果が得られる：
ｙ_１＝０．２５３１−０．２５３１ｉ ｙ_２＝０．７５９４−０．２５３１ｉ
ｙ_３＝−０．４６５０＋０．１５５０ｉ ｙ_４＝０．１５５０−０．１５５０ｉ
ｙ＝（ｙ_１，ｙ_２，ｙ_３，ｙ_４）^Ｔ

ｙを変換するとｚ＝Ｗ×Ｔ^Ｈ×Ｙが得られる。
ｚ＝（ｚ_１，ｚ_２，ｚ_３，ｚ_４）^Ｔ
ｚ_１＝０．０５３８＋０．２０５７ｉ ｚ_２＝０．５６５８＋０．５２６６ｉ
ｚ_３＝１．２９８０−０．３５８０ｉ ｚ_４＝−０．１１５７＋０．５３３７ｉ

第１シンボル周期では、基地局がユーザ１に分配した２本のアンテナからそれぞれｚ_１、ｚ_２を送信し、基地局がユーザ２に分配した２本のアンテナからそれぞれｚ_３、ｚ_４を送信する。第２シンボル周期では、基地局がユーザ１に分配した２本のアンテナからそれぞれ−ｚ_２ ^＊，ｚ_１ ^＊を送信し、基地局がユーザ２に分配した２本のアンテナからそれぞれ−ｚ_４ ^＊，ｚ_３ ^＊を送信する。

受信アンテナに雑音がない場合、ユーザ１が周期１で受信した信号がｒ_１１＝ｈ_１１ｚ_１＋ｈ_２１ｚ_２＋ｇ_１１ｚ_３＋ｇ_２１ｚ_４＝−０．３１６２−０．３１６２ｉ＝ｘ_１であり、ユーザ１が周期２で受信した信号がｒ_１２＝−ｈ_１１ｚ_２ ^＊＋ｈ_２１ｚ_１ ^＊−ｇ_１１ｚ_４ ^＊＋ｇ_２１ｚ_３ ^＊＝０．９４８７＋０．３１６２ｉ＝ｘ_２ ^＊である。

ユーザ２が受信した信号に対する処理はユーザ１の受信信号と同様であり、シンボル周期１では、直接受信信号ｒ_２１に対して復調を行い、シンボル周期２では、受信信号ｒ_２２の共役を取ってから、復調を行う。

＜Ｋ個のユーザが同時に時空間コーディング時の拡張＞
実施の形態において、Ｋ＝２とされたが、ここでＫ≧２の場合の実施の形態を説明する。ユーザ数をＫとして、各ユーザ側は１本の受信アンテナを有する。基地局側は２Ｋ本のアンテナを有し、つまり各ユーザに２本のアンテナを使用する。

すべてのユーザの送信方式はＡｌａｍｏｕｔｉ方式であり、表３に示される。表３においてｚ_１、ｚ_２はプレコーディングされたシンボルである。

まず、Ｋ＝２とする。ｒ_１１はユーザ１がシンボル周期１における受信信号で、ｒ_１２はユーザ１がシンボル周期２における受信信号で、ｒ_２１はユーザ２がシンボル周期１における受信信号で、ｒ_２２はユーザ２がシンボル周期１における受信信号であることを想定する。次式（１８）で定義する。

ユーザ１が送信したプレコーディングシンボルをｃ_１、ｃ_２、ユーザ２が送信したプレコーディングシンボルｓ_１、ｓ_２とすると、受信信号ｒは次式（１９）になる。

式（１９）において、Ｈの意味は式（１２）を参照し、ｎはホワイトノイズである。式（１２）によれば、Ｈ_１、Ｈ_２、Ｇ_１、Ｇ_２はすべて直交行列である。データシンボルに対してウェート行列がＷとすると、Ｗは次式（２０）を満足する。なお、式（２０）において、Ｔ_１、Ｔ_２は式（４）のような直交行列である。

Ｗを次式（２１）のようにすると、式（２０）から、次式（２２）になる。

式（２２）の等式はＴ_１、Ｔ_２が直交行列であることを条件とする。式（２２）において、Ｔ_１、Ｔ_２、Ｗ_１、Ｗ_２、Ｗ_３、Ｗ_４が未知であるため、式（２２）の答えは唯一ではない。以下、Ｗの求め方について説明する。

式（４）のように、Ｈは２×２の直交行列であり、以下の性質を有する。１．Ａ、Ｂが式（４）のような直交行列であれば、Ｃ＝Ａ±Ｂは式（４）のような直交行列である。２．Ａ、Ｂが式（４）のような直交行列であれば、Ｃ＝Ａ×Ｂは次式（２３）である。

３．Ａ、Ｂ、Ｄが式４のような直交行列であれば、Ｅ＝Ａ×Ｂ×Ｄは式（４）のような直交行列である。４．Ａが式（４）のような直交行列であれば、Ｂ＝Ａ^−１は式（４）のような直交行列である。

式（２２ｃ）では、Ｈ_１Ｗ_１、Ｇ_１Ｗ_３が式（４）のような直交行列であれば、Ｔ_１も同様である。Ｈ_１Ｗ_１が式（４）を満たすには、Ｗ_１＝Ｉ_２が単位行列であればよい。同様に、式（２２ｄ）によれば、Ｗ_４＝Ｉ_２とすると、式（２２）は４つの方程式となり、４つの未知行列であるため、唯一の答えがある。次式（２４）で示す。

性質１と４によれば、Ｔ_１Ｔ_２は式（４）のような直交行列であるため、ＴＴ^Ｈは対角行列である。ｊ番目の対角線エレメントはｊ個のデータの振幅を増強するため、ステップＳ４０４が必要となる。これによって、受信側に到達したものは元の送信シンボルとなる。次式（２５）を定義すると、プレコーディングの行列が図６に示すようになる。また、データシンボルをＸとすると、プレコーディングされたシンボルＺは次式（２６）で示される。

違う角度から見れば、Ｙ＝ＦＸ、Ｑ＝Ｔ^Ｈ×Ｙ、Ｚ＝ＷＱとすると、上記のプレコーディングを以下のように示すことができる。

１．Ｙ＝ＦＸ
Ｆ（Ｆは対角行列）が標準化することを示す。これにより、送信側に到達したものは元の情報シンボルとなる。ＷはもうひとつのＳＴＴＤの干渉を除去するものである。同時に、ＨＷ＝Ｔ（Ｔは式（１４）に示すようなブロック対角行列である）を計算することによって、Ｔ_１、Ｔ_２が得られるためＴ_１、Ｔ_２においてＳＴＴＤ構成を保持することができる。チャネルを通った後、ＴＴ^Ｈの対角行列を得るため、ＦＸに左からＴ^Ｈを乗算する。これによって、プレコーディングされたシンボルが受信側に到達して、干渉されずに復元することができる。

２．Ｑ＝Ｔ^Ｈ×Ｙ
Ｑを得る目的はチャネル特性に基づいて、時空間コートに対してプレ変調効果を得ることである。受信信号がｒ＝ＨＷ、Ｑ＝ＴＴ^Ｈ×Ｙであり、ＴＴ^Ｈは対角行列であるため、ｒの各エレメントがＹの各エレメントとの対応関係は１倍（ＴＴ^Ｈ対角線が対応するエレメント）の差があるということである。

３．Ｚ＝ＷＱ
受信信号ｒ＝ＨＷ、Ｑ＝ＴＱである。Ｔは式（１４）のようなブロック対角行列である。Ｗによって、ＳＴＴＤもう一つの干渉が除去される。

ユーザ数Ｋ＞２の場合、例えばＫ＝３、同様の方法によって、次式（２７）、（２８）、（２９）が得られる。

Ｔ_ｉ（２×２）を式（４）のような直交行列とすると、Ｗ_ｉにとって、６つの未知数があり、６つの方程式があるため、Ｗ_ｉを解ける。また、Ｔ_ｉを求める場合、すべてＴ_ｉ＝Ａ＋Ｂ（Ａ、Ｂは直交行列である）の形式に変換できる。性質（１）によれば、Ｔ_ｉも直交行列である。ユーザ数がＫであるシステムにとって、Ｗを式（２８）に示すようなブロック対角エレメントが単位行列になるようにすれば、要求に満たすＷが得られる。Ｋ個のユーザにとって、未知のＷと方程式はともにＫ（Ｋ−１）である。Ｗが得られると式（２９）によれば、Ｔが得られる。図６の行列は任意のＫの値（式（２６））に適用できることを示す。

図７はＡｌａｍｏｕｔｉ時空間符号と本発明の時空間プレコーディングとを比較する図である。シミュレーションでは、本発明のユーザ数は２である。図７では、Ｅｓは送信シンボルの平均電力であり、Ｎ_０は雑音電力である。図７から明らかのように、本発明のコード誤り率と性能はＡｌａｍｏｕｔｉ時空間符号の性能と同様であるので、スループット量が倍になっている。このため、本発明は時空間プレコーディング方法によって、ダウンリンクにおけるマルチユーザ伝送に適用することができ、システムのスループット量を向上し、時空間コードの特徴を利用して性能を向上することができる。

本発明は、マルチユーザＭＩＭＯ通信における、ＳＴＢＣ（時空間ブロック符号）のマルチユーザ向け時空間ブロックプレコーディングに関する。

ＳＴＣ（時空間符号化）は、近年研究されている移動通信領域における新しい符号化と信号処理技術であり、送信側と受信側が同時に複数のアンテナを用いて送信及び受信を行い、異なるアンテナの送信信号の間に時間領域と空間領域相関を導入して、時間領域と空間領域との二次元情報を併用し、受信側でダイバーシチ受信を行う技術である。時空間符号化を使わないシステムと比べて、時空間符号化はバンド幅を変えずにより高い符号化利得が得られる。受信機の構成が簡易である場合、時空間符号化の時空間構成が無線システムの容量を有効に高めることができる。

図１は、通常採用される時空間符号化システム構成を示す図である。基地局１０では、送信するデータが時空間符号器１０１により処理されて、送信アンテナ１０２から送信される。移動端末２０では、受信アンテナ２０１がデータを受信し、受信されたデータに基づいてチャネル推定モジュール２０２がチャネル行列Ｈを推定し、チャネル推定モジュール２０２により推定されたチャネル行列Ｈに基づいて時空間復号器２０３が、時空間符号の復号化を行って、推定されたデータを出力する。

＜Alamouti時空間ブロック符号（Space Time Block Code）＞
Alamoutiは、復号化の複雑度を下げることを考慮して、２本の送信アンテナを使用する伝送方法を提案した。図２は、時空間ブロック符号原理のブロック図である。まず、基地局１０では、データが変調モジュール１０４によりコンステレーションにマッピングされ、送信シンボルになる。そして、送信シンボルが時空間ブロック符号器１０１により一組二つのシンボル[c₁,c₂]に分けられる。時空間ブロック符号化後、二つのシンボル周期内に、２本のアンテナが同時に二つのシンボルを送信する。第１周期では、アンテナ１がc₁を送信し、アンテナ２がc₂を送信する。第２周期では、アンテナ１が-c₂ ^＊を送信し、アンテナ２がc₁ ^＊を送信する（上付き「^＊」は複数共役を取ることである）。符号化行列のすべての列のシンボルが異なるアンテナから同時に送信され、１本のアンテナから送信されるコンステレーションポイントシンボルと、他の任意のアンテナから送信されるシンボルとは直交である。具体的に、表１で示す。

移動端末２０では、１本のアンテナだけで、確実な検出ができる（この二つのキャラクタの時間内チャネルが変化しないとし、受信アンテナ数を１とする）。なお、式（１）において、Ｔはシンボル周期である。

隣接するキャラクタの間の受信信号がｒ_１、ｒ_２である場合、受信信号は次式（２）で示すことができる。

式（２）において、η₁とη₂はＡＷＧＮ（加法的白色ガウス騒音）を表し、受信信号r=[r₁ r₂ ^＊]^Ｔ（Ｔは転置を示す）、符号化シンボルベクトルc=[c₁ c₂ ^＊]^Ｔ、雑音ベクトルη=[η₁ η₂ ^＊]^Ｔとすると、式（２）を次式（３）に書き換えることができる。

式（３）において、チャネル行列Ｈを次式（４）のように定義する。

Ｈは直交行列であり、次式（５）を満たす。

式（５）において、p=|h₁|²+|h₂|²、Ｉ_Ｎは行と列がともにＮである単位行列を示す（上付き「^Ｈ」は共役転置を示す）。

式（３）を参照して、Ｃをすべて可能なシンボル対（c₁,c₂）の集合と定義すると、最良な最大尤度デコーダーは、次式（６）で示すものとなる。

Ｈは直交行列であるため、式（６）の復号則をさらに簡略化することができる。r~=Ｈ^Ｈr、η~=Ｈ^Ｈηと定義し、式（３）の両辺に左からＨ^Ｈを乗算すると、次式（７）が得られる。

このとき、式（６）の復号ルールが次式（８）となる。

これにより、二次元の最大尤度決定問題が二つの一次元の決定問題と変わる。

受信側の処理過程において、受信アンテナ２０１が信号を受信し、チャネル推定モジュール２０２がチャネルｈ_１、ｈ_２を推定し、最大尤度線形復号器２０４が二つ隣接する時刻の受信信号ｒ_１、ｒ_２を得る。そして、復調モジュール２０５がこの二つの時刻の信号をr=[r₁ r₂ ^＊]^Ｔに変え、ｒに左からＨ^Ｈを乗算して、式（８）によりc^を得て、このc^をビットストリームにマッピングして出力する。

上記の方法をＭ個のアンテナを用いる場合にも適用できる。この場合、ｍ番目の受信アンテナの受信ベクトルを次式（９）で示す。

式（９）に左からＨ_ｍ ^Ｈを乗算して、ｍの和を求め、Ｒ_Ｍ＝ΣＨ_ｍｒ_ｍ（m=1,2,…M）と定義すると、最大尤度決定が簡略化され、次式（１０）となる。

式（１０）において、p~=Σp_ｍ（m=1,2,…M）、p_ｍ=|h(m)₁|²+|h(m)₂|²である。

＜ＤＳＴＴＤ方法＞
Alamouti方法では、送信アンテナ数が２であるため、ユーザ数は１と限定される。３ＧＰＰプロトコルにおいて、ＤＳＴＴＤ（Double Space Transmitting Diversity）は端末側では２本のアンテナを用いて、送信側がAlamouti方法に基づき、複数のユーザが同時送信できる。基地局側では、干渉キャンセル法と最大尤度法とを組み合わせた方法を用いて、複数ユーザの信号を分離することができる。ユーザ数はＫであるため、基地局の受信アンテナがＭ≧Ｋであれば、干渉を除去することができる。例えば、ユーザ数が２である場合は（すべてのユーザの送信アンテナ数は２である）、基地局のアンテナ数が２であれば十分である。これにより、送信アンテナ数が４で、受信アンテナ数が２のシステムが構成される。

しかしながら、ユーザ端末が複数である場合、ＤＳＴＴＤ方法は、ダウンリンクにおいて自身のチャネルしか知らず、他のユーザの信号が知らないため、ダウンリンクに適用できず、アップリンクにしか適用できない。ダウンリンクの場合、ＤＳＴＴＤ方法がシングルユーザの場合しか適用できない。

本発明の目的は、マルチユーザのＭＩＭＯダウンリンク通信において、時空間コードの特徴によりダウンリンクの性能を高める時空間ブロックコードのマルチユーザプレコーディング方法を提供することである。

本発明の一つの態様は、基地局が複数ユーザ端末のチャネル情報を取得する第１ステップと、前記複数ユーザ端末のチャネル情報をチャネル行列に変える第２ステップと、前記チャネル行列に基づいて、前記チャネル行列に乗算した結果がブロック対角直交行列となる変換行列を求める第３ステップと、前記ブロック対角直交行列の対角線上にあるエレメントの平方を取ることによって、各ユーザ端末の標準化因子を求める第４ステップと、前記標準化因子によって、送信する各ユーザのシンボルに対して標準化処理を行う第５ステップと、前記ブロック対角直交行列の共役転置行列及び前記変換行列を、標準化されたシンボルに左から順番に乗算して処理後のシンボルを得る第６ステップと、時空間ブロック符号則により、前記処理後のシンボルを送信する第７ステップと、を有するようにした。

また、本発明もう一つの目的は、前記方法により符号化されたシンボルを復調する方法を提供することである。

上記の構成によれば、時空間ブロックプレコーディング方法を利用して、マルチユーザ向けのダウンリンク伝送を行うため、システムのスループット量の向上を図ることができる。

図３は、本発明の構成図である。

まず、移動端末２０Ａと２０Ｂの受信アンテナ３０４がデータを受信し、チャネル推定モジュール３０５のチャネル推定により、チャネル情報が得られ、得られたチャネル情報がフィードバックチャネル３０７を介して基地局１０にフィードバックされる。

基地局側では、マルチユーザ時空間ブロックプレエンコーダ３０２は、データソースモジュール３０１から各ユーザのデータを取得して、時空間ブロックプレコーディングを行い、プレコーディングされたデータが送信アンテナ３０３から送信される。ユーザの移動端末２０Ａと２０Ｂ側では、受信アンテナ３０４より信号の受信を行い、受信された信号がチャネル推定モジュール３０５を経由して、復調モジュール３０６に送られ、直接自身のデータを復調して送信する。

図４は基地局側のマルチユーザ時空間ブロックプレエンコーダ３０２のフローチャートである。以下、具体的な例を用いて説明する。

まず、ユーザ数Ｋ＝２とし、ユーザが１本のアンテナ有し、基地局のアンテナ数が４であり、各ユーザに２本ずつ分配する。例えば、基地局の第１、２アンテナをユーザ１に分配し、基地局の第３、４アンテナをユーザ２に分配する。

ステップＳ４０１では、各ユーザのチャネルを取得して、チャネル行列Ｈに組み合わせる。以下のように詳しく説明する。

ユーザ１にとって、ｈ_１１は基地局第１アンテナとユーザ１の受信アンテナとの間のチャネルであり、ｈ_２１は基地局第２アンテナとユーザ１の受信アンテナとの間のチャネルであり、ｇ_１１は基地局第３アンテナとユーザ１の受信アンテナとの間のチャネルであり、ｇ_２１は基地局第４アンテナとユーザ１の受信アンテナとの間のチャネルである。同様に、ｈ_１２、ｈ_２２、ｇ_１２、ｇ_２２はそれぞれ基地局の送信アンテナがユーザ２と対応するチャネルである。ここで、得られた８つのチャネル値は以下の式（１１）、（１２）に示すように変化する。式（１１）、（１２）において、Ｈ_１、Ｈ_２、Ｇ_１、Ｇ_２はすべて直交行列である。

ステップＳ４０２では、チャネル行列Ｈに基づいて、変換行列Ｗを得る。次式（１３）で説明する。

ステップＳ４０３では、Ｔ＝ＨＷとし、Ｔに基づいて各ユーザの標準化因子ｆを得る。次式（１４）で説明する。

変換後のT_１=H_１-G_１G_２ ^−１H_２が直交行列（２×２）であり、T_２=G_２-H_２H_１ ^−１G_１が直交行列（２×２）であるため、Ｔも直交行列（４×４）である。そして、次式（１５）により標準化因子ｆを求める。

式（１５）のdiagは対角線元素を求める意味である。例えばｆ＝(１.２４９２，１.２４９２，２.０４０３，２.０４０３)。実際に、ｆ_１＝ｆ_２はＴ_１の第１行（又は第２行）の行基準値の平方、ｆ_３＝ｆ_４はＴ_２の第１行（又は第２行）の行基準値の平方である。

ステップＳ４０４では、ｆに基づいて送信するシンボルの標準化を行って、ｙを得る。以下のように詳しく説明する。

すべてのユーザに二つの送信シンボルを分配し、全部で４個である。x=(x₁，x₂，x₃，x₄)^Tと定義し、x₁，x₂がユーザ１に分配され、x₃，x₄がユーザ２に分配される。標準化ルールは次式（１６）で示される。式（１６）において、y＝(y₁，y₂，y₃，y₄)^Tは列ベクトルである。

ステップＳ４０５では、z＝W×T^H×yとし、ｚを送信する。次式（１７）で示すようにｙを変換してｚを得る。

式（１７）において、z＝(z₁，z₂，z₃，z₄)^Tであり、Alamouti時空間ブロックコードによる送信方法は、表２で示される。

図５はマルチユーザ時空間ブロックプレコーディング受信のフローチャートであり、具体的に以下のように示す。

ステップＳ５０１では、図３の復調モジュール３０６と対応して、データを受信し、復調して出力する。すべてのユーザにとって、シンボル周期１において受信したデータに対して、直接復調する。シンボル周期２において受信したデータに対して、共役を求めてから、復調する。

以下、例を挙げて、プロセスの全体を説明する（仮説条件は実施の形態を参照する）。変調方式が１６ＱＡＭとし、チャネルが以下のように示される。
ｈ₁₁＝0.5334−0.3459i ｈ₂₁＝−0.0478＋0.6270i
ｇ₁₁＝0.1472−0.7205i ｇ₂₁＝0.3572−0.1999i
ｈ₁₂＝0.0296＋0.4290i ｈ₂₂＝−0.4162−0.7969i
ｇ₁₂＝−0.6681＋0.2856i ｇ₂₂＝0.8118＋0.3450i

式（１１）、（１２）、（１３）、（１４）、（１５）によって、Ｔ、Ｗ，ｆを得る。ただし、ｆ＝（1.2492, 1.2492, 2.0403, 2.0403）。送信シンボルは下記に示される。
ｘ＝（ｘ₁,ｘ₂,ｘ₃, ｘ₄）
ｘ₁＝−0.3162−0.3162i, ｘ₂＝0.9487−0.3162i,
ｘ₃＝−0.9487＋0.3162i, ｘ₄＝0.3162−0.3162i

ｘ_１、ｘ_２はユーザ１のデータであり、ｘ_３、ｘ_４はユーザ２でデータである。ｘ_１、ｘ_２の値をｆ_１で割り、ｘ_３、ｘ_４の値をｆ_３で割ると、下記のような結果が得られる：
ｙ₁＝0.2531−0.2531i ｙ₂＝0.7594−0.2531i
ｙ₃＝−0.4650＋0.1550i ｙ₄＝0.1550−0.1550i
ｙ＝（ｙ₁,ｙ₂,ｙ₃,ｙ₄）^T

ｙを変換するとｚ＝Ｗ×Ｔ^Ｈ×Ｙが得られる。
ｚ＝（ｚ₁,ｚ₂,ｚ₃,ｚ₄）^T
ｚ₁＝0.0538＋0.2057i ｚ₂＝0.5658＋0.5266i
ｚ₃＝1.2980−0.3580i ｚ₄＝−0.1157＋0.5337i

第１シンボル周期では、基地局がユーザ１に分配した２本のアンテナからそれぞれｚ_１、ｚ_２を送信し、基地局がユーザ２に分配した２本のアンテナからそれぞれｚ_３、ｚ_４を送信する。第２シンボル周期では、基地局がユーザ１に分配した２本のアンテナからそれぞれ-z₂ ^＊, z₁ ^＊を送信し、基地局がユーザ２に分配した２本のアンテナからそれぞれ-z₄ ^＊, z₃ ^＊を送信する。

受信アンテナに雑音がない場合、ユーザ１が周期１で受信した信号がｒ₁₁＝ｈ₁₁ｚ₁＋ｈ₂₁ｚ₂＋ｇ₁₁ｚ₃＋ｇ₂₁ｚ₄＝−0.3162−0.3162i＝x₁であり、ユーザ１が周期２で受信した信号がｒ₁₂＝−ｈ₁₁z₂ ^＊＋ｈ₂₁z₁ ^＊−ｇ₁₁z₄ ^＊＋ｇ₂₁z₃ ^＊＝0.9487＋0.3162i＝x₂ ^＊である。

ユーザ２が受信した信号に対する処理はユーザ１の受信信号と同様であり、シンボル周期１では、直接受信信号ｒ_２１に対して復調を行い、シンボル周期２では、受信信号ｒ_２２の共役を取ってから、復調を行う。

＜Ｋ個のユーザが同時に時空間コーディング時の拡張＞
実施の形態において、Ｋ＝２とされたが、ここでＫ≧２の場合の実施の形態を説明する。ユーザ数をＫとして、各ユーザ側は１本の受信アンテナを有する。基地局側は２Ｋ本のアンテナを有し、つまり各ユーザに２本のアンテナを使用する。

すべてのユーザの送信方式はAlamouti方式であり、表３に示される。表３においてｚ_１、ｚ_２はプレコーディングされたシンボルである。

まず、Ｋ＝２とする。ｒ_１１はユーザ１がシンボル周期１における受信信号で、ｒ_１２はユーザ１がシンボル周期２における受信信号で、ｒ_２１はユーザ２がシンボル周期１における受信信号で、ｒ_２２はユーザ２がシンボル周期１における受信信号であることを想定する。次式（１８）で定義する。

ユーザ１が送信したプレコーディングシンボルをｃ_１、ｃ_２、ユーザ２が送信したプレコーディングシンボルｓ_１、ｓ_２とすると、受信信号ｒは次式（１９）になる。

式（１９）において、Ｈの意味は式（１２）を参照し、ｎはホワイトノイズである。式（１２）によれば、Ｈ_１、Ｈ_２、Ｇ_１、Ｇ_２はすべて直交行列である。データシンボルに対してウェート行列がＷとすると、Ｗは次式（２０）を満足する。なお、式（２０）において、Ｔ_１、Ｔ_２は式（４）のような直交行列である。

Ｗを次式（２１）のようにすると、式（２０）から、次式（２２）になる。

式（２２）の等式はＴ_１、Ｔ_２が直交行列であることを条件とする。式（２２）において、Ｔ_１、Ｔ_２、Ｗ_１、Ｗ_２、Ｗ_３、Ｗ_４が未知であるため、式（２２）の答えは唯一ではない。以下、Ｗの求め方について説明する。

式（４）のように、Ｈは２×２の直交行列であり、以下の性質を有する。
１．Ａ、Ｂが式（４）のような直交行列であれば、Ｃ＝Ａ±Ｂは式（４）のような直交行列である。
２．Ａ、Ｂが式（４）のような直交行列であれば、Ｃ＝Ａ×Ｂは次式（２３）である。

３．Ａ、Ｂ、Ｄが式４のような直交行列であれば、Ｅ＝Ａ×Ｂ×Ｄは式（４）のような直交行列である。
４．Ａが式（４）のような直交行列であれば、Ｂ＝Ａ^−１は式（４）のような直交行列である。

式（２２ｃ）では、Ｈ_１Ｗ_１、Ｇ_１Ｗ_３が式（４）のような直交行列であれば、Ｔ_１も同様である。Ｈ_１Ｗ_１が式（４）を満たすには、Ｗ_１＝Ｉ_２が単位行列であればよい。同様に、式（２２ｄ）によれば、Ｗ_４＝Ｉ_２とすると、式（２２）は４つの方程式となり、４つの未知行列であるため、唯一の答えがある。次式（２４）で示す。

性質１と４によれば、Ｔ_１Ｔ_２は式（４）のような直交行列であるため、ＴＴ^Ｈは対角行列である。ｊ番目の対角線エレメントはｊ個のデータの振幅を増強するため、ステップＳ４０４が必要となる。これによって、受信側に到達したものは元の送信シンボルとなる。次式（２５）を定義すると、プレコーディングの行列が図６に示すようになる。また、データシンボルをＸとすると、プレコーディングされたシンボルＺは次式（２６）で示される。

違う角度から見れば、Ｙ＝ＦＸ、Ｑ＝Ｔ^Ｈ×Ｙ、Ｚ＝ＷＱとすると、上記のプレコーディングを以下のように示すことができる。

１.Ｙ＝ＦＸ
Ｆ（Ｆは対角行列）が標準化することを示す。これにより、送信側に到達したものは元の情報シンボルとなる。ＷはもうひとつのＳＴＴＤの干渉を除去するものである。同時に、ＨＷ＝Ｔ（Ｔは式（１４）に示すようなブロック対角行列である）を計算することによって、Ｔ_１、Ｔ_２が得られるためＴ_１、Ｔ_２においてＳＴＴＤ構成を保持することができる。チャネルを通った後、ＴＴ^Ｈの対角行列を得るため、ＦＸに左からＴ^Ｈを乗算する。これによって、プレコーディングされたシンボルが受信側に到達して、干渉されずに復元することができる。

２．Ｑ＝Ｔ^Ｈ×Ｙ
Ｑを得る目的はチャネル特性に基づいて、時空間コートに対してプレ変調効果を得ることである。受信信号がｒ＝ＨＷ、Ｑ＝ＴＴ^Ｈ×Ｙであり、ＴＴ^Ｈは対角行列であるため、ｒの各エレメントがＹの各エレメントとの対応関係は１倍(ＴＴ^Ｈ対角線が対応するエレメント)の差があるということである。

３．Ｚ＝ＷＱ
受信信号ｒ＝ＨＷ、Ｑ＝ＴＱである。Ｔは式（１４）のようなブロック対角行列である。Ｗによって、ＳＴＴＤもう一つの干渉が除去される。

ユーザ数Ｋ＞２の場合、例えばＫ＝３、同様の方法によって、次式（２７）、（２８）、（２９）が得られる。

Ｔ_ｉ（２×２）を式（４）のような直交行列とすると、Ｗ_ｉにとって、６つの未知数があり、６つの方程式があるため、Ｗ_ｉを解ける。また、Ｔ_ｉを求める場合、すべてＴ_ｉ＝Ａ＋Ｂ（Ａ、Ｂは直交行列である）の形式に変換できる。性質（１）によれば、Ｔ_ｉも直交行列である。ユーザ数がＫであるシステムにとって、Ｗを式（２８）に示すようなブロック対角エレメントが単位行列になるようにすれば、要求に満たすＷが得られる。Ｋ個のユーザにとって、未知のＷと方程式はともにＫ（Ｋ−１）である。Ｗが得られると式（２９）によれば、Ｔが得られる。図６の行列は任意のＫの値（式（２６））に適用できることを示す。

図７はAlamouti時空間符号と本発明の時空間プレコーディングとを比較する図である。シミュレーションでは、本発明のユーザ数は２である。図７では、Ｅｓは送信シンボルの平均電力であり、Ｎ_０は雑音電力である。図７から明らかのように、本発明のコード誤り率と性能はAlamouti時空間符号の性能と同様であるので、スループット量が倍になっている。このため、本発明は時空間プレコーディング方法によって、ダウンリンクにおけるマルチユーザ伝送に適用することができ、システムのスループット量を向上し、時空間コードの特徴を利用して性能を向上することができる。

時空間符号システムの構成 Alamouti時空間ブロック符号システムの構成 本発明の構成図 マルチユーザ時空間ブロックプレコーディングのフローチャート（基地局側） マルチユーザ時空間ブロックプレコーディングの受信フローチャート（受信側端末） マルチユーザ時空間ブロックプレコーディングの行列を示す図 Alamouti時空間ブロック符号化と本発明の時空間ブロックプレコーディングとの比較を示す図

Claims (7)

1. 基地局が複数ユーザ端末のチャネル情報を取得する第１ステップと、
   前記複数ユーザ端末のチャネル情報をチャネル行列に変える第２ステップと、
   前記チャネル行列に基づいて、前記チャネル行列に乗算した結果がブロック対角直交行列となる変換行列を求める第３ステップと、
   前記ブロック対角直交行列の対角線上にあるエレメントの平方を取ることによって、各ユーザ端末の標準化因子を求める第４ステップと、
   前記標準化因子によって、送信する各ユーザのシンボルに対して標準化処理を行う第５ステップと、
   前記ブロック対角直交行列の共役転置行列及び前記変換行列を、標準化されたシンボルに左から順番に乗算して処理後のシンボルを得る第６ステップと、
   時空間ブロック符号則により、前記処理後のシンボルを送信する第７ステップと、
   を有する、ダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。
2. 前記第１ステップは、ＦＤＤの場合、前記基地局が各ユーザ端末のフィードバック情報に基づいてチャネル情報を取得し、ＴＤＤの場合、基地局がチャネル対称性を用いて直接チャネル情報を取得する請求項１記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。
3. 前記第２ステップは、時空間符号の特徴を利用して、前記各ユーザ端末のチャネル情報をチャネル行列に変える請求項１記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。
4. 前記第５ステップは、送信する各ユーザのシンボルで対応する標準化因子を割る請求項１記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。
5. 前記基地局がすべてのユーザに対して２個のアンテナを使用することを特徴とする請求項１記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。
6. ４個のアンテナを備える基地局と二つのユーザ端末に対して、第１、２アンテナが第１ユーザに使用され、第３、４アンテナが第２ユーザに使用され、処理後のシンボルｚがｚ＝（ｚ_１，ｚ_２，ｚ_３，ｚ_４）^Ｔであり、第１シンボル周期において、第１、２アンテナによりをｚ_１，ｚ_２送信し、第３、４アンテナによりをｚ_３，ｚ_４送信して、第２シンボル周期において、第１、２アンテナによりを−ｚ_２，ｚ_１送信し、第３、４アンテナによりを−ｚ_４，ｚ_３送信する請求項５記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法。
7. 請求項６記載のダウンリンクマルチユーザ時空間ブロック符号のプレコーディング方法で符号化されたシンボルの復調方法であって、
   第１シンボル周期において受信したデータを直接復調するステップと、
   第２シンボル周期において受信したデータを共役を取ってから復調するステップと、
   を有する復調方法。

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