CN101669315A - 无线电数据发射方法以及利用所述方法的发射器和接收器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及无线通信领域，更具体来说，本发明涉及可用在尤其与OFDM类传输方案相结合地使用的MIMO(多输入多输出)或MISO(多输入单输出)通信情境中的编码和解码方案。本发明提出一种基于同时使用频域内的Alamouti码的两种变型的空频块码，其中每一种Alamouti码被应用于精心选择的频率对。所提出的SFBC对于每一个天线保持恒定包络属性，同时获得与纯Alamouti STBC性能相等或非常接近的性能。

Description

无线电数据发射方法以及利用所述方法的发射器和接收器

本发明涉及无线通信领域，更具体来说，本发明涉及可用在尤其与OFDM类传输方案相结合地使用的MIMO(多输入多输出)或MISO(多输入单输出)通信情境中的编码和解码方案。

正交频分复用(OFDM)(比如编码OFDM(COFDM))是基于频分复用(FDM)的原理，但是其被实施为数字调制方案。将被传送的比特流被分成几个并行比特流，通常是几十个到几千个。可用频谱被划分成几个子信道，并且通过利用诸如PSK、QAM等之类的标准调制方案对子载波进行调制而在一个子信道上传送每个低速率比特流。所述子载波频率被选择成使得已调数据流彼此正交，这意味着各个子信道之间的串扰被消除。这种正交性在各子载波通过子载波的符号率均等间隔开时出现。

OFDM的主要优点是其在无需复杂的均衡滤波器的情况下应对恶劣信道条件(比如多径和窄带干扰)的能力。通过使用许多缓慢调制的窄带信号以取代一个快速调制的宽带信号而简化了信道均衡。

已经开发出一种被称作DFT扩展OFDM的变型。在这种系统中，通过DFT(离散傅里叶变换)把每一个将要传送的符号扩展在一组传送频率上，并且通过常规的OFDM传输系统来发送所得到的信号。

图1示出对应于发送器的频域内的编码实施方式。实际的实施方式可以在频域或时域内实施，出于简单起见并且为了改进在不同频带内进行发射的发射器之间的频率可分离性，频域内的实施方式应当是优选的，特别在使用MIMO方案的情况下尤其如此。通过编码和调制模块1.1把将要传送的数据编码及映射在各符号上，从而给出一组符号x_n。随后通过FFT(快速傅里叶变换)模块1.2在频域内扩展所述信号。随后执行频率映射步骤1.3，该步骤可以包括零插入(这等效于在时域内进行过采样)、频率整形、频率变换以及可能的滤波。在包括零插入的情况下，所述频率映射模块1.3的输出得到一个尺寸为N’的矢量，其中N’大于N或者等于N，在下文中为了简单起见假设N’＝N而不会损失一般性。通过IFFT(快速傅里叶逆变换)1.4把所述信号变换回时域内以供传输，从而给回一组符号x’_n，其非常接近于所述符号x_n(如果不是相等的话)。在传输之前可以应用可选的循环前缀插入1.5。

图2示出对应于接收器的频域内的解码实施方式。首先在步骤2.1中对所接收到的数据进行同步。如果编码器已经插入了循环前缀，则在步骤2.2中去除所述循环前缀。随后应用快速傅里叶变换2.3以便把所述信号变换到频域内。随后利用通过信道估计步骤2.7获得的关于信道条件的数据来执行均衡步骤2.4。随后在解调和信道解码步骤2.6之前通过快速傅里叶逆变换2.5对数据进行解扩。

这种系统具有良好的属性。特别是所传送的信号保持恒定包络。可以简单地用MMSE(最小均方误差)线性均衡器在频域内来实施所述系统，特别在所述信号中插入了循环前缀时尤其如此。

已经知道在发射器处使用几个天线将得到MISO系统，或者在发射器和接收器处同时使用几个天线将得到MIMO系统，从而允许提高传输的鲁棒性。这种得到提高的鲁棒性可以被用来增大范围或带宽，这是通过调节传统的范围对带宽折衷来实现的。还可以使用几种分集方案来利用发射器处的多个天线。

Alamouti已经开发出一种码，即空时块码(STBC)，这是因为通过不同的天线在空间内扩展将被传送的信息，并且利用不同的时隙在时间上扩展将被传送的信息。关于Alamouti码的参考文章有“Asimple transmit diversity technique for wireless communications”，IEEEJ.Select.Areas Commun.，vol.16，pp.1451-1458，1998年10月。在Alamouti码的第一种实施方式中设想两个发射天线(Tx1和Tx2)，在两个时隙(T1和T2)中发送两个符号a和b，当天线Tx2发射符号b时，天线Tx1在时间T1处发射符号a。当天线Tx2发射符号a^*时，天线Tx1在时间T2处发射符号-b^*，其中“*”表示复共轭。这在图3a中示出。我们把这种Alamouti码称作传统时间Alamouti，其具有提供简单的编码和解码的优点，分集性得到提高，从而导致更好的性能。应当注意，吞吐量并没有得到提高。最优的(MAP，最大后验)解码非常简单，只要所述信道在T1与T2之间不发生改变，并且只要所述信道可以用简单的乘法来表征，所述解码就不包含矩阵求逆、对数枚举或球形解码。它可以很自然地与OFDM或OFDM类的调制方案良好地组合。

Alamouti码的第二种实施方式被称作OSFBC，即正交空频块码，其在图3b中示出。这种实施方式是基于在两个不同的频率(F1和F2)上发送数据，而不是在两个不同的时隙内发送数据。利用2个发射天线(Tx1和Tx2)，在两个频率(F1和F2)上发送两个符号a和b，当天线Tx2发射符号b时，天线Tx1在频率F1上发射符号a。当天线Tx2发射符号a^*时，天线Tx1在频率F2上发射符号-b^*。我们把这种Alamouti变型称作通常频率码。在传统上，所述两个频率是相邻的，以便限制信道的变化。依照定义，这种方案被应用于OFDM或OFDM类的调制方案。所谓的OFDM类调制包括单载波方案的某种频域实施方式，其中优选地(但不是严格必须地)添加了循环前缀，比如所描述的DFT扩展OFDM。与OSTBC相比，其优点在于仅仅使用一个调制时隙，这从多路复用的角度来看可能是有利的，并且在信道非常快速地变化的情况下(比如高Doppler)可能导致更好的性能。其缺点在于，信道可能在两个频率之间变化，这可能会导致性能降低，或者提高接收器的复杂度。由于其简单的实施方式和良好的性能，Alamouti码是将被用在MIMO传输中的非常具有吸引力的方案。遗憾的是，在被应用于OFDM或OFDM类调制方案时，这些码并不具有对于每一个天线产生具有恒定包络属性的信号这一有价值的特征，其中所述包络是复包络的模量。

本发明的问题是设计一种易于进行编码和解码的空频码，其以良好的性能在每一个发射天线处保持恒定的包络属性。优选地并且为了简化解码，在接收器侧在频域内实施本发明的一种实施方式。可以在实施于频域或时域内的发送器处把这种接收器处的频域内实施方式与该发送器一起使用。

为了克服上述问题，本发明提出基于同时使用频域内的Alamouti码的两种变型的空频块码，其中每一种Alamouti码被应用于精选的频率对。所提出的SFBC对于每一个天线保持所述恒定包络属性，同时获得与纯Alamouti STBC性能相等或非常接近的性能。

本发明涉及一种通过包括至少两个发射天线的发射器进行无线电数据发射的方法，每一个天线在至少偶数“N”个不同频率上进行发射，其中N严格大于4，所述方法包括以下步骤：在第一天线上并且在给定的时隙期间，在每一个频率“k”上发射代表频域内的复数符号“X_k”的信号，其中k＝0到N-1；在第二天线上并且在相同的时隙期间，在每一个频率“k”上发射代表符号“Y_k”的信号，其中k＝0到N-1；其中，对于被选择为0与N-1闭区间内的偶数值的给定整数值M，对于每一个频率k通过公式Y_k＝ε(-1)^k+1X^* _M-1-k从所述符号X_k导出符号Y_k，其中ε是1或-1，X^*是指X的复共轭，以及其中把M-1-k模N，从而根据配对方案得到频率配对，并且在将被发射的各符号上对每一对频率应用Alamouti码的一种变型。

在本发明的一个特定实施例中，N能够被4整除，所选择的M值等于N/2。

在本发明的一个特定实施例中，所选择的M值等于0。

在本发明的一个特定实施例中，所述方法还包括以下步骤：在频域内获得关于将被传送的数据的N个符号X_k；根据所述公式从所述各符号X_k计算所述N个符号Y_k；从所述各X_k符号生成将要在所述第一天线上发射的N个所述信号；以及从所述各Y_k符号生成将要在所述第二天线上发射的N个所述信号。

在本发明的一个特定实施例中，所述方法还包括以下步骤：在时域内获得关于将被传送的数据的N个符号x_n；根据公式y_n＝εW^(M-1)nx^* _n-N/2从所述各符号x_k计算所述N个符号y_n，其中W＝e^j2π/N，x^*代表x的复共轭，以及其中把n-N/2模N；从所述各x_n符号生成将要在所述第一天线上发射的N个所述信号；以及从所述各y_n符号生成将要在所述第二天线上发射的N个所述信号。

本发明还涉及一种从包括至少两个发射天线的发送器对至少偶数个频率上的信号进行无线电数据接收的方法，其中所述信号是如上所述地发射的，所述方法包括以下步骤：根据所述发射配对方案对于在所述频率上接收到的信号进行配对；以及根据由所述发射器使用来对于在所述频率对上发射的信号进行编码的Alamouti编码代码的变型，对每一对所接收到的信号应用空频码解码模块。

本发明还涉及一种发射设备，其包括：至少两个发射天线；用于在每一个天线上发射至少偶数“N”个不同频率的装置；用于在第一天线上并且在给定的时隙期间、在每一个频率“k”上发射代表频域内的复数符号“X_k”的信号的装置，其中k＝0到N-1；用于在第二天线上并且在相同的时隙期间、在每一个频率“k”上发射代表符号“Y_k”的信号的装置，其中k＝0到N-1；其中，对于被选择在0与N-1闭区间内的给定整数值M，对于每一个频率k通过公式Y_k＝ε(-1)^k+1X^* _M-1-k从所述符号X_k导出符号Y_k，其中X^*是指X的复共轭并且ε是1或-1。

本发明还涉及一种接收设备，其包括：用于在至少偶数个频率上从包括至少两个发射天线的发送器接收信号的装置，其中所述信号是根据上面描述的方法发射的；用于根据所述发射配对方案对于在所述频率上接收到的信号进行配对的装置；用于根据由所述发射器使用来对于在所述频率对上发射的信号进行编码的Alamouti编码代码的变型对每一对所接收到的信号应用空频码解码模块的装置。

通过阅读下面参照附图对示例实施例的描述，本发明的特点将会变得更加清楚，在附图中：

图1示出对应于具有一个发射天线的发送器的频域内编码实施方式。

图2示出对应于具有一个接收天线的接收器的频域内解码实施方式。

图3给出Alamouti码，在图3a中示出时域内的Alamouti码，在图3b、图3c和图3d中示出频域内的Alamouti码。

图4示出对应于两个天线的第一实施例。

图5示出对应于两个天线的第二实施例。

图6示出对应于本发明在频域内的一个特定实施例的编码器的体系结构。

图7示出对应于本发明在频域内的另一个特定实施例的编码器的体系结构。

图8示出对应于本发明在时域内的另一个特定实施例的编码器的体系结构。

图9示出本发明的一个特定实施例中的具有一个接收天线的设备的解码器的体系结构。

图10示出本发明的一个特定实施例中的具有几个接收天线的设备的解码器的体系结构。

图11示出本发明的一个特定实施例中的发射方法的组织图。

图12示出本发明的一个特定实施例中的接收方法的组织图。

如上所述，在本文献中解决的问题是在使用至少两个发射天线的传送系统中实施一种空频块码。目标是提出一种能够提供接近Alamouti的性能并且同时对于在每一个天线上传送的信号保持恒定包络属性的空间分集方案。当然，所述实施方式(特别是解码)的简单性也是所述解决方案的一个重点。

本领域中已知的第一种分集方案被称作DD，即延迟分集。这是一种非常简单的多天线传输方案。第二天线发射由第一天线发送的信号的延迟版本。一个明显的缺点在于，其增大了由发送器所见的等效信道长度。在具有循环前缀的系统中，CDD(循环延迟分集)是优选的。CDD也是已知的，其适用于使用循环前缀的系统，例如OFDM或DFT扩展OFDM。由第二天线发射的每一个块是由第一天线发送的块的循环旋转。这就允许在使用非常简单的解调器的同时提高分集性。在DFT扩展OFDM的情况下，所述两个所传送的信号具有恒定的包络。然而其性能没有例如利用Alamouti码所获得的那样好。

图3a和图3b代表Alamouti码的已知变型，即传统时域变型和通常频域变型，图3c和图3d给出Alamouti码的略微不同的变型。本领域技术人员可以明显看出，所述Alamouti变型具有与所述通常变型相同的属性。

我们把所述频域内的两种新变型称作变型1(图3c中示出)和变型2(图3d中示出)，应当注意，这两种新变型都保证由Tx1发射的信号具有恒定包络，这是因为其对应于在不使用MIMO方案时所传送的信号。

在使用根据OFDM类传输方案的传输时，我们必须在所使用的频带内的不同频率处传送几个载波。本发明提出把这些频率成对地相关联，并且对于每一对频率应用其中一种所述Alamouti变型。可以看出，所述恒定包络属性将取决于不同频率的关联方案以及对于每一对所选择的Alamouti变型。在实施于偶数N个频率的框架内的本发明的第一实施例中，所述两种Alamouti变型与所述DFT扩展OFDM的关联如下：

-首先把索引为0的第一频率与索引为N-1的最后一个频率相关联，随后把第二频率与索引为N-2的第(N-1)个频率相关联，后面以此类推。

-其次如图4中所示对于每一对相关联的频率交替使用Alamouti码的所述两种变型，即变型1和变型2。

图4示出针对两个天线Tx1和Tx2的本发明的方案。利用八个频率来解释所述方案，而不考虑可能被添加的最终的空子载波，这可以很自然地扩展到任何偶数个频率。符号X₀到X₇代表在给定时间处通过天线Tx1在所述不同频率上发送的不同符号。对于频率使用相同的编号，可以看出，频率F0与频率F7相关联，频率F2与频率F5相关联，其中使用了Alamouti码的变型1。与此同时，频率F1与频率F6相关联，频率F3与频率F4相关联，其中使用了Alamouti码的变型2。当然也可以互换地使用所述两种变型。这种设置导致第二天线Tx2上的给定传输，其按照频率的顺序发射以下符号：-X^* ₇、X^* ₆、-X^* ₅、X^* ₄、-X^* ₃、X^* ₂、-X^* ₁、X^* ₀。由于规则的符号交替以及所述符号在保持与第一天线上的顺序相比的规则顺序的情况下被扩展在所述各频率上，因此可以证明由第二天线发送的信号具有恒定的包络。

这在频域内对应于公式Y_k＝ε(-1)^k+1X^* _N-1-k，其中ε代表1或-1。实际上，ε对应于所述两种Alamouti变型的使用的反转。必须注意，对于低于或等于4的N值，所述公式可以得到已知的方案。如果在时域内实施所述编码器，则我们没有频域内的所述符号X_k，但是代之以我们具有时域内的x_n符号序列。因此，频域内的X_k与Y_k符号之间的给定关系对应于时域内的对偶关系，从而导致生成相同的信号。这种时域内的关系被表示为y_n＝εW^-nx^* _n-N/2，其中W＝e^j2π/N，ε等于1或-1，n-N/2被模N表示。该公式在忽略可选的零插入操作时是有效的，其中所述零插入操作并不会显著修改所述恒定包络属性。

这种解决方案适用于所有偶数N。相关联的符号可能在频率上大大分开，并且这些频率可能对应于不同的信道响应。这可能会导致轻微的性能降低以及基本Alamouti解码器复杂度的略微增大。当对于蜂窝传输系统的上行链路设想这种技术时，所述接收器通常被实施在基站中，在这种情况下可以忽略相应的复杂度增大。如果N是4的倍数(N＝4p)，则有可能通过对于所述频率多路复用的每一半应用先前的方案来减小所述频率分离，正如图5中所示出的那样。这样就得到了本发明的第二实施例。

按照与第一实施例中相同的约定，该第二实施例在频域内对应于公式Y_k＝ε(-1)^k+1X^* _N/2-1-k，从而在时域内得到对应于y_n＝ε(-1)ⁿW^-nx^* _n-N/2的对偶公式，其中W＝e^j2π/N。一般而言，在整个文献中，像n-N/2、N/2-1-k或M-1-k之类的索引的表达式都是模N表示的。

然而，对于0与N-1之间的任何M，也有可能通过下面的一般方案来推广全部两个实施例：

-频率表示：Y_k＝ε(-1)^k+1X^* _M-1-k，其中在载波k与M-1-k之间执行一种Alamouti变型方案。

-时间表示：y_n＝εW^(M-1)nx^* _n-N/2。

应当很好地理解，所述时间和频率实施方式都导致生成将要发射的完全相同的信号。如果在频域内解释的话，所发射的信号可以被视为代表通过公式Y_k＝ε(-1)^k+1X^* _M-1-k相联系的X_k和Y_k符号，即使其是利用基于x_n和y_n符号的时域实施方式所生成的也是如此，其中所述x_n和y_n符号在时域内通过公式y_n＝εW^(M-1)nx^* _n-N/2相联系。还应当注意，这些公式不考虑既可以在频率上也可以在时间上实施的插值和频移。

第一实施例对应于M＝0，第二实施例对应于M＝N/2，这意味着N/2是偶数，因此N＝4p。所有这些实施例都解决了在保持所述恒定包络属性的同时给出接近Alamouti的性能的问题。

下面将描述根据本发明的一个特定实施例的本发明的实施方式。

在图6中提供编码器的频率实施方式的第一变型，在图7中提供第二变型。通过编码和调制模块6.1和7.1把将要传送的数据编码及映射在各符号上，从而给出一组符号x_n。随后通过FFT(快速傅里叶变换)模块6.2和7.2在频域内扩展所述信号。随后执行频率映射模块6.3和7.3，其可以包括零插入、频率整形等等。通过IFFT(快速傅里叶逆变换)6.4和7.4把所述信号变换回时域内以供传输，从而给回一组符号x’_n，其非常接近于所述第一符号x_n(如果不是相等的话)。在传输之前可以应用可选的循环前缀插入6.5和7.5。把由空频块码计算6.6和7.6计算的数据馈送到第二天线，从而得到具有IFFT 6.7和7.7的新分支以及与第一分支中一样的可选的循环前缀插入6.8和7.8。这两种实施方式之间的差别很小，并且所述差别对应于空频编码功能6.6和7.6相对于频率映射功能6.3和7.3的放置。必须注意，这些实施方式非常具有一般性，并且适用于任何2乘2空频编码。本发明的核心是根据上面给出的公式被用在功能6.6和7.6中的实际的2乘2空频块码。

在图8中给出所述编码器的时域内实施方式。通过编码调制模块8.1把将要传送的数据编码及映射在各符号上，从而给出一组符号x_n。随后可以对所述信号应用可选的循环前缀插入8.5。随后在传输之前执行频率整形模块8.9，其可以包括过采样、滤波以及频率变换。模块8.6应用所述码的时间实施方式。该模块是基于上面给出的时域内的等效公式。第二分支受到与第一分支相同的对待，其中有可选的循环前缀插入模块8.8以及过采样和频率整形模块8.10。

在图9中给出对应于一个接收天线的频域内解码器实施方式，在图10中给出对应于N_r个接收天线的实施方式。在图9中，首先在模块9.1中对所接收到的数据进行同步。如果编码器已经插入了循环前缀，则在模块9.2中去除所述循环前缀。随后应用快速傅里叶变换9.3以便把所述信号变换到频域内。随后利用通过信道估计模块9.7获得的关于信道条件的数据来执行均衡模块9.4。对于所使用的每一个发射天线和每一个频率进行所述信道估计。该均衡模块根据由所述编码器所使用的码对数据应用空频块解码。随后在解调和信道解码模块9.6之前通过快速傅里叶逆变换9.5对数据进行解扩。图10示出在使用几个接收天线的情况下的解码器体系结构。从所述接收天线接收到几个信号10.8。同步模块10.1对所有这些信号进行同步。在同样被应用于每一个信号的FFT 10.3之前，对所有经过同步的信号并行地执行可选的循环前缀去除10.2(如果使用了循环前缀的话)。N_r个信道估计模块10.7(可能是一个复模块)将对馈送到一个解码器模块10.4的所述N_r个信号进行操作，该解码器模块包括一个N_r乘2乘2基本空频块解码器，其顺序地处理所述N/2对子载波。逆FFT模块10.5在传统的信道解码10.6之前处理所得到的信号。

为了受益于本发明的特点，优选地在频率维度内执行解码。本发明部分地依赖于所述空频块码解码模块本身，而且还依赖于执行这种简单解码的可能性，其中所述空频块码解码模块一次只处理一对载波，不同载波对被彼此独立地解码。本应在时间维度内被定义在一个模块内的大多数方案都不具有这最后一个属性。另一方面，对于各相邻子载波所执行的传统Alamouti方案也将具有这种属性，但是不具有恒定包络特性。

在图10所示出的多天线情况下的SFBC解码的复杂度方面，所述MMSE(最小均方误差)解码器例如将存在于匹配滤波器中，也就是说与尺寸为2x2N_r的复矩阵相乘，或者与尺寸为4x4N_r的实矩阵相乘，其后最多求解一个2x2复线性系统，或者求解一个4x4实线性系统。进一步的研究和仿真将确认是否需要这一求逆。无论如何，相应的复杂度都是可以负担的。

下面将针对可能非静态的信道详细描述对MIMO码的解码。首先将给出在实数域内解码LD(线性分散)码的一般方式。随后将例如针对可能非静态的信道把该方法应用于Alamouti码及其变型。

我们定义以下参数：

·K是每个码字的信息符号的数目，

·N是子载波的数目，

·L是时间或频率维度，也就是说在空时或空频编码中所涉及到的时隙的数目或子载波的数目，在Alamouti的情况下L是2，

·Nr是接收天线的数目，

·Nt是发射天线的数目。

我们定义下面的矢量和矩阵：

·x是尺寸为Kx1的复矢量，其代表信息数据；

·xr是尺寸为2Kx1的实矢量，其代表信息数据的实数表示；

·H是尺寸为L.Nr x L.Nt的复矩阵，其代表频域内的信道响应；

·Hi是尺寸为Nr x Nt的复矩阵，其代表对应于时隙i或子载波i的信道响应；

·Hr是尺寸为2L.Nr x 2L.Nt的实矩阵，其代表信道的实数表示；

·s是尺寸为Nt x L的复矩阵，其代表已编码数据的矩阵表示；

·sv是尺寸为Nt.L x 1的复矢量，其代表已编码数据的矢量表示：sv＝vect(s)；

·A、B是尺寸为L.Nt x K的复矩阵，其代表所述编码矩阵；

·Cr是尺寸为2L.Nt x 2K的实矩阵，其代表等效的实数编码矩阵；

·y是尺寸为L.Nr x 1的复矢量，其代表所接收的数据的矢量表示；

·yr是尺寸为2L.Nr x 1的实矢量，其代表所接收的数据的矢量实数表示；

·v是尺寸为L.Nr x 1的复矢量，其代表噪声矢量；

·vr是尺寸为2L.Nr x 1的实矢量，其代表噪声矢量的实数表示。

在MIMO方案的传统描述中，假设可以用线性变换来对信道的影响进行建模。实际上对于宽带系统来说，这就假设该描述是在频域内执行的。在OFDM或DFT扩展OFDM系统中或者在任何特定的多载波系统中，这意味着所述MIMO方案被应用于一个子载波(这对应于STBC)或者被应用于少数L个子载波(这对应于SFBC)。此时必须分开考虑STBC和SFBC方案。

在STBC方案中，对于N个所传送的子载波当中的每一个子载波k，应用通常扩展在L个相继时隙上的空时ST编码，一个时隙在这里对应于一个OFDM符号。如果我们假设例如有2个发射天线Tx0和Tx1，则N_t＝2，并且L＝2个时隙，对于该子载波k在时隙j期间将在天线i上发射符号a_i，j ^k。在矩阵记法中，这对应于发送下面的矩阵：

$s^k=\left(\begin{array}{cc}{a}_{00}^k& a_{01}^k\\ a_{10}^k& a_{11}^k\end{array}\right)$

在ST编码和解码方面，并行地处理相应的N个流：因此出于简单起见而又不损失一般性，下面将省略上标k。

在SFBC方案中，特定的空频SF编码或解码只涉及到一个时隙，即一个OFDM符号。然而，N/L项SF编码/解码将被并行地独立处理，其中每一项SF编码被扩展在L个不同的子载波上。我们把k称作SF编码的索引，k处于0与N/L-1之间。该编码被应用在L个子载波k₀，k₁，...，k_L-1上。随后，在SF编码之后，通过发射天线i在子载波k_j上发射符号a_i，kj ^k。如果我们例如假设有2个发射天线Tx0和Tx1(N_t＝2)并且对于每一项SF编码使用L＝2个子载波，则这对应于发送下面的矩阵：

$s^k=\left(\begin{array}{cc}{a}_{0,k0}^k& a_{0,k1}^k\\ a_{1,k0}^k& a_{1,k1}^k\end{array}\right)$

在SF编码和解码方面，并行地处理相应的N/L个流：因此出于简单起见而又不损失一般性，下面将省略上标k_i，并且我们将认为矩阵s被发送：

$s=\left(\begin{array}{cc}{a}_{00}& a_{01}\\ a_{10}& a_{11}\end{array}\right)$

可以按照矩阵或矢量形式来表示空时或空频(ST/SF)码的已编码数据。描述所述编码的更自然的方式是利用矩阵形式，正如上面所使用的那样。实际上，这种矩阵形式通常导致更容易地表示所述编码过程本身。然而下面将使用矢量形式，这是因为其可以简化对信道和解码的表示。下面从一个矩阵通过叠加该矩阵的不同各列而获得一个矢量。

举例来说，如果s和sv是已编码数据的矩阵和矢量表示，则有下式：

sv[i+j*N_i]＝s[i][j]，

这在SFBC实例中可以如下示出：

非常一般来说，所述ST/SF编码可以用下面的LD码的复数表示来表示：

sv＝Ax+Bx^*

其中x是在ST/SF编码之前的具有矢量形式的信息。下面在给出针对Alamouti的解码时提供A和B矩阵的实例。如果B＝0，则所述ST/SF解码是所述线性的，这不是对应于所述Alamouti方案的情况。

我们将给出信道表示。在频域内，我们假设在给定时刻和给定频率(即给定子载波)下，可以通过一个简单的乘法系数来对信道进行建模。在SISO情况下，这意味着在子载波i处所接收到的样本等于：

y_i＝H_ia_i+噪声，

其中H_i在该SISO实例中是一个复系数，a_i是所传送的值。

对应于MIMO情况的公式可以从该模型直接导出。举例来说，对于SFBC情况，在子载波i处并且在接收天线j处，所接收到的样本等于：

其中

H_i(j，l)

是对应于频率i下的天线l和j之间频率信道响应的复系数，a_k，i是由发射天线k在子载波i处发射的数据。

因此，可以通过以下形式的矩阵来表示信道：

其中矩阵H_i是信道在时间i(STBC情况)或频率i(子载波k_i，SFBC情况)处的频率响应，并且矩阵H_i的项(j，l)对应于发射天线l与接收天线j之间的信道系数。当信道为静态时，所有H_i矩阵都相等。

于是所接收到的复矢量等于：

y＝H sv+v＝H(A x+B x^*)+v，其中v是加性白高斯噪声。

该公式具有等效实数表示：

yr＝Hr Cr xr+vr

其具有作为线性形式的巨大优点。

矢量xr(以及分别还有yr、vr)是通过叠加原始复矢量的实部和虚部而从x(以及分别还有y、v)获得的。例如：

$x=\left[\begin{array}{c}{x}_0\\ x_1\\ x_2\end{array}\right]\⇒\mathrm{xr}=\left[\begin{array}{c}{x}_0^R\\ x_1^R\\ x_2^R\\ x_0^I\\ x_1^I\\ x_2^I\end{array}\right],$

其中上标R和I代表实部和虚部。

可以容易地通过下式获得矩阵Cr和Hr：

$\mathrm{Hr}=\left[\begin{array}{cc}{H}^R& {-H}^I\\ H^I& H^R\end{array}\right],$

以及

$\mathrm{Cr}=\left[\begin{array}{cc}{A}^R+B^R& -A^I+B^I\\ A^I+B^I& A^R-B^R\end{array}\right].$

尤其对于Alamouti码来说，常常可以在实数或复数形式下找到所述MMSE(最小均方误差)解码的相当简单的表示。复数表示看起来一般更简单。然而，这并不意味着其对应于更少的运算。此外，所述编码器的一般形式在其复数形式下并不是线性的，并且所述简单的复数表示(在其存在时)意味着特定的变换，即取决于码的变换。为了保持一般性，我们首先将仅仅给出实数域内的所述MMSE解码器的描述，记住对于Alamouti还存在复数域内的简单表示。下面提供了复数域内的对Alamouti解码的这种描述。

从上面可以看出，所述MMSE公式化非常简单。接收器实矢量可以被如下重新公式化：

yr＝F xr+vr，其中F＝Hr Cr。

于是直接得到对xr的MMSE估计量等于：

$\mathrm{zr}=\hat{x}r={(F^{T}F+{\mathrm{\σ}}^2{I}_{2K})}^{-1}{F}^T\mathrm{yr}$

其中σ²是复噪声v的方差，I_2K是尺寸为2K的单位矩阵，F^T代表F的转置。

值得注意的是，不管天线的数目或时隙的数目(或者子载波的数目)如何，只需要对一个尺寸为2K的实矩阵求逆。当复数表示可用时，对一个尺寸为K的复矩阵求逆。

在该Alamouti实例中，我们有N_t＝2、K＝2、L＝2、N_r变量。

对于Alamouti的传统时间或频率版本我们得到：

对于Alamouti的第一变型我们得到：

对于Alamouti的第二变型我们得到：

至此我们已经描述了实数域内的对应于所有LD码的MMSE解码器的一般公式。所述公式可以利用上面的A和B矩阵被应用于Alamouti码及其变型。下面将在复数域内给出对应于所述Alamouti码及其变型的MMSE解码器的等效并且稍为更简单的表示。对于所述Alamouti码的每一个版本，都可以在复数形式下描述所述MMSE检测器。

对于传统的Alamouti，使用上面的记法，所传送的矢量等于：

$\mathrm{sv}=\left[\begin{array}{c}{x}_0\\ x_1\\ -{x_1}^{*}\\ {x_0}^{*}\end{array}\right]$

所接收的矢量y等于：

$y=\left[\begin{array}{c}{y}_0\\ y_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_0\left(\begin{array}{c}{x}_0\\ x_1\end{array}\right)\\ H_1\left(\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{x_0}^{*}\\ {x_1}^{*}\end{array}\right)\end{array}\right]+v$

其中y₀和y₁是尺寸为N_r的矢量。

我们通过取得对应于所述频率码的第二时隙或第二子载波的数据的共轭来定义y’：

$y^{\′}=\left[\begin{array}{c}{y}_0\\ {y_1}^{*}\end{array}\right]$

从而直接获得下式：

$y^{\′}=\left[\begin{array}{c}{H}_0\\ {H_1}^{*}\left(\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_0\\ x_1\end{array}\right]+v^{\′}=D\left[\begin{array}{c}{x}_0\\ x_1\end{array}\right]+v^{\′}$

由于其是线性表达式，因此通过下式简单地提供对x的MMSE估计：

$\hat{x}={(D^{H}D+{\mathrm{\σ}}^2{I}_K)}^{-1}{D}^H{y}^{\′},$

其中D^H代表D的Hermitian矩阵。

对于频率内的Alamouti的第一变型，所传送的矢量等于：

$\mathrm{sv}=\left[\begin{array}{c}{x}_0\\ {{-x}_1}^{*}\\ x_1\\ {x_0}^{*}\end{array}\right]$

我们通过下式来定义x’：

$x^{\′}=\left[\begin{array}{c}{x_0}^{\′}\\ {x_1}^{\′}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{x}_0\\ {{-x}_1}^{*}\end{array}\right]$

于是所传送的矢量现在等于：

$\mathrm{sv}=\left[\begin{array}{c}{x_0}^{\′}\\ {x_1}^{\′}\\ {{-x}_1}^{\′*}\\ {x_0}^{\′*}\end{array}\right]$

在像先前段落中那样对第二部分取共轭之后，所接收到的矢量现在被表示为下式：

$y^{\′}=\left[\begin{array}{c}{y}_0\\ {y_1}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_0\\ {H_1}^{*}\left(\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x_0}^{\′}\\ {x_1}^{\′}\end{array}\right]+v^{\′}=D\left[\begin{array}{c}{x_0}^{\′}\\ {x_1}^{\′}\end{array}\right]+v^{\′}={\mathrm{Dx}}^{\′}+v^{\′}$

由于其同样是复线性表达式，因此可以通过下式简单地提供对x’的MMSE估计：

${\hat{x}}^{\′}={(D^{H}D+{\mathrm{\σ}}^2{I}_K)}^{-1}{D}^H{y}^{\′}$

对x的MMSE估计如下：

$\hat{x}=\left[\begin{array}{c}{{\hat{x}}_0}^{\′}\\ {{-\hat{x}}_1}^{\′*}\end{array}\right]$

对于频率内的Alamouti的第二变型，所传送的矢量等于：

$\mathrm{sv}=\left[\begin{array}{c}{x}_0\\ {x_1}^{*}\\ x_1\\ {{-x}_0}^{*}\end{array}\right]$

我们通过下式来定义x”：

$x^{\′\′}=\left[\begin{array}{c}{x_0}^{\′\′}\\ {x_1}^{\′\′}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{x}_0\\ {x_1}^{*}\end{array}\right]$

于是所传送的矢量现在等于：

$\mathrm{sv}=\left[\begin{array}{c}{x_0}^{\′\′}\\ {x_1}^{\′\′}\\ {x_1}^{\′\′*}\\ {{-x}_0}^{\′\′*}\end{array}\right]$

在像先前段落中那样对第二部分取共轭之后，所接收到的矢量现在被表示为下式：

$y^{\′}=\left[\begin{array}{c}{y}_0\\ {y_1}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_0\\ {H_1}^{*}\left(\begin{array}{cc}0& 1\\ -1& 0\end{array}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x_0}^{\′\′}\\ {x_1}^{\′\′}\end{array}\right]+v^{\′}=E\left[\begin{array}{c}{x_0}^{\′\′}\\ {x_1}^{\′\′}\end{array}\right]+v^{\′}={\mathrm{Ex}}^{\′\′}+v^{\′}$

由于其同样是复线性表达式，因此可以通过下式简单地提供对x”的MMSE估计：

${\hat{x}}^{\′\′}={(E^{H}E+{\mathrm{\σ}}^2{I}_K)}^{-1}{E}^H{y}^{\′}$

对x的MMSE估计如下：

$\hat{x}=\left[\begin{array}{c}{{\hat{x}}_0}^{\′\′}\\ {{\hat{x}}_1}^{\′\′*}\end{array}\right]$

图11示出根据本发明一个特定实施例的频域内的发射方法的组织图。在步骤11.1中获得关于将被传送的数据的频域内的N个符号X_k。在步骤11.2中，根据公式Y_k＝ε(-1)^k+1X^* _M-1-k从所述各符号X_k计算N个符号Y_k。在步骤11.4中，从所述各X_k符号生成将在第一天线上发射的N个所述信号，或者在已经提到的零插入的情况下生成N’个所述信号，其中N’大于N。在步骤11.3中，从所述各Y_k符号生成将在第二天线上发射的N个或N’个所述信号y_n。在步骤11.6中，在第一天线上发射代表所述各x_n符号的信号，而在步骤11.5中，在第二天线上发射代表所述各y_n符号的信号。

图12示出本发明的一个特定实施例中的在一个接收天线的情况下的接收方法的组织图。在步骤12.1中，获得关于已经被传送的数据的频域内的N个所接收到的符号。在步骤12.2中，根据由所述发射器使用来对在所述频率对上发射的信号进行编码的Alamouti编码代码的变型在每一对所接收到的信号上应用Alamouti解码模块。在步骤12.3中，从上面在频域内估计的符号获得对时域内的x_n符号的估计。

所描述的具有两个天线的MIMO方案可以扩展到任何偶数个天线。所述扩展是通过把所述天线成对地分组并且对于每一对天线应用在本发明中定义的其中一种编码方案而实现的。

本发明可以被应用于将使用几个发送器的任何传输系统。本发明非常可能涉及无线系统；然而本发明例如可以被用于其中将发生交叉干扰的线路传输。此外，本发明是在DFT扩展OFDM情境下来描述的。然而，任何调制方案都可以使用所提出的本发明，即使在只有对于具有恒定包络的调制才会有实际益处的情况下也是如此。在循环前缀方面，本发明简化了频域内的接收器实施方式。然而，没有所述循环前缀的接收器的其他频域实施方式也应当是可能的，虽然这将更为复杂。这种实施方式的例子有重叠方法(例如重叠相加或重叠保存)。在重叠保存方法中，将在频域内处理N个样本并且变换到时域内，并且只有其中的一些将被保持在时域内。相应的处理窗重叠，以便确保所有接收到的样本都被处理。

Claims (8)

1.通过包括至少两个发射天线的发射器进行无线电数据发射的方法，每一个天线在至少偶数“N”个不同频率上进行发射，其中N严格大于4，所述方法包括以下步骤：

-在第一天线上并且在给定的时隙期间，在每一个频率“k”上发射代表频域内的复数符号“X_k”的信号，其中k＝0到N-1；

-在第二天线上并且在相同的时隙期间，在每一个频率“k”上发射代表符号“Y_k”的信号，其中k＝0到N-1；

其特征在于：

-对于被选择为0与N-1闭区间内的偶数值的给定整数值M，对于每一个频率k通过公式Y_k＝ε(-1)^k+1X^* _M-1-k从所述符号X_k导出符号Y_k，其中ε是1或-1，X^*是指X的复共轭，以及其中把M-1-k模N；

根据配对方案得到频率配对，并且在将被发射的各符号上对每一对频率应用Alamouti码的一种变型。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，N能够被4整除，所选择的M值等于N/2。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所选择的M值等于0。

4.根据权利要求1到3中的任何一项所述的方法，还包括以下步骤：

-在频域内获得关于将被传送的数据的N个符号X_k；

-根据所述公式从所述各符号X_k计算所述N个符号Y_k；

-从所述各X_k符号生成将要在所述第一天线上发射的N个所述信号；

-从所述各Y_k符号生成将要在所述第二天线上发射的N个所述信号。

5.根据权利要求1到3中的任何一项所述的方法，还包括以下步骤：

-在时域内获得关于将被传送的数据的N个符号x_n；

-根据公式y_n＝εW^(M-1)nx^* _n-N/2从所述各符号x_k计算所述N个符号y_n，其中W＝e^j2π/N，x^*代表x的复共轭，以及其中把n-N/2模N；

-从所述各x_n符号生成将要在所述第一天线上发射的N个所述信号；

-从所述各y_n符号生成将要在所述第二天线上发射的N个所述信号。

6.从包括至少两个发射天线的发送器对至少偶数个频率上的信号进行无线电数据接收的方法，其中所述信号是根据权利要求1发射的，其特征在于所述方法包括以下步骤：

-根据所述发射配对方案对在所述频率上接收到的信号进行配对；

-根据由所述发射器使用来对于在所述频率对上发射的信号进行编码的Alamouti编码代码的变型，对每一对所接收到的信号应用空频码解码模块。

7.发射设备，包括：

-至少两个发射天线；

-用于在每一个天线上发射至少偶数“N”个不同频率的装置；

-用于在第一天线上并且在给定的时隙期间、在每一个频率“k”上发射代表频域内的复数符号“X_k”的信号的装置，其中k＝0到N-1；

-用于在第二天线上并且在相同的时隙期间、在每一个频率“k”上发射代表符号“Y_k”的信号的装置，其中k＝0到N-1；

其特征在于：

-对于被选择在0与N-1闭区间内的给定整数值M，对于每一个频率k通过公式Y_k＝ε(-1)^k+1X^* _M-1-k从所述符号X_k导出符号Y_k，其中X^*是指X的复共轭并且ε是1或-1。

8.接收设备，其特征在于所述接收设备包括：

-用于在至少偶数个频率上从包括至少两个发射天线的发送器接收信号的装置，其中所述信号是根据权利要求1发射的；

-用于根据所述发射配对方案对在所述频率上接收到的信号进行配对的装置；

-用于根据由所述发射器使用来对于在所述频率对上发射的信号进行编码的Alamouti编码代码的变型对每一对所接收到的信号应用空频码解码模块的装置。

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