JP2010518767A - 比率データ放射方法、同方法を使用する放射器および受信機 - Google Patents

Abstract

本発明は、無線通信の分野に関し、より具体的には、特にＯＦＤＭに類似の送信方式と連携して使用されるＭＩＭＯ（多入力多出力）またはＭＩＳＯ（多入力単出力）通信のコンテキストにおいて有用な符号化および復号方式に関する。本発明は、周波数領域におけるＡｌａｍｏｕｔｉ符号の２つの変形を同時に使用し、各種類のＡｌａｍｏｕｔｉ符号を周波数の適切に選択された１対に適用することに基づく空間周波数ブロック符号を提案する。提案するＳＦＢＣは、各アンテナについて一定の包絡線特性を保ちつつ、純粋なＡｌａｍｏｕｔｉ ＳＴＢＣの性能に等しい、または非常に近い性能をもたらす。

Description

本発明は、無線通信の分野に関し、より具体的には、特にＯＦＤＭに類似の送信方式と連携して使用されるＭＩＭＯ（多入力多出力）またはＭＩＳＯ（多入力単出力）通信のコンテキストにおいて有用な符号化および復号方式に関する。

符号化ＯＦＤＭ（ＣＯＦＤＭ）などの直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）は、周波数分割多重化（ＦＤＭ）の原理に基づくが、デジタル変調方式として実装される。送信すべきビットストリームは、複数（典型的には数十〜数千）の並列ビットストリームに分割される。利用可能な周波数スペクトルを複数のサブチャネルに分割し、副搬送波を標準的な変調方式（例えばＰＳＫ、ＱＡＭ等）を使用して変調することにより、低レートビットストリームのそれぞれを１つのサブチャネルを通じて送信する。各副搬送波の周波数は、変調されたデータストリームが互いに直交するように、すなわちサブチャネル間のクロストークがなくされるように選択される。この直交性は、ある副搬送波のシンボルレートだけ各副搬送波が均等に離間されている場合に生じる。

ＯＦＤＭの主たる利点は、複雑な(complex)等化フィルタなしで過酷なチャネル条件（例えばマルチパスおよび狭帯域干渉）に対処できることである。チャネル等化は、１つの高速変調された広帯域信号でなく、多くの低速変調された狭帯域信号を使用することにより単純化される。

ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭと呼ばれる変形が開発されている。このシステムでは、送信すべき各シンボルをＤＦＴ（離散フーリエ変換）により１組の送信周波数に拡散させ、その結果生じる信号を従来のＯＦＤＭ送信システムで送る。

図１は、送信機についての周波数領域における符号化実装を示す。実際の実装は、周波数領域または時間領域のいずれでも行うことができる。しかし、簡潔さのため（特にＭＩＭＯ方式を使用する場合）、および異なる周波数帯域において放射する放射器間の周波数分離可能性を向上させるため、周波数領域における実装が好ましい。送信すべきデータは、符号化および変調モジュール１．１により符号化され、シンボル上にマッピングされ、１組のシンボルｘ_nが与えられる。次いで、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）モジュール１．２により、信号を周波数領域において拡散させる。次いで、ゼロ挿入（時間領域におけるオーバーサンプリングに相当）、周波数整形、周波数転換、および恐らくはフィルタリングを含み得る周波数マッピングステップ１．３が行われる。ゼロ挿入が含まれる場合、周波数マッピングモジュール１．３の出力は、Ｎ’＝Ｎ（以下では簡潔さのため、および一般性を失うことなくそのように仮定する）でないとすれば、サイズがＮより大きいＮ’であるベクトルとなる。信号は、送信のためＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）１．４により時間領域に再変換され、ｘ_nシンボルに等しくないにしても非常に近い１組のシンボルｘ’_nが与えられる。送信の前に、任意選択のサイクリックプレフィクス挿入１．５を適用してもよい。

図２は、受信機についての周波数領域における復号実装を示す。まずステップ２．１において、受信データが同期される。符号化器がサイクリックプレフィクスを挿入している場合は、ステップ２．２においてそれらを除去する。次いで、高速フーリエ変換２．３を適用し、信号を周波数領域に変換する。次いで、チャネル推定ステップ２．７により得られるチャネル条件に関するデータを使用して、等化ステップ２．４を行う。次いで、データを逆高速フーリエ変換２．５により逆拡散し、その後、復調およびチャネル復号ステップ２．６を行う。

このシステムは、良好な特性を有する。特に、送信信号が一定の包絡線(envelope)を保つ。信号にサイクリックプレフィクスが挿入されている場合は特に、周波数領域におけるＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）線形等化器での実装が簡単である。

放射器において複数のアンテナを使用する（ＭＩＳＯシステムに通じる）、または放射器および受信機の両方において複数のアンテナを使用する（ＭＩＭＯシステムに通じる）ことにより、送信のロバスト性を向上できることが知られている。このロバスト性の向上により、古典的なレンジ対帯域幅のトレードオフを調整することでレンジまたは帯域幅を増加させることができる。いくつかのダイバーシティ方式を使用しても、放射器に複数アンテナがあることの利点を得ることができる。

Ａｌａｍｏｕｔｉは、送信すべき情報を空間においては複数の異なるアンテナにより拡散させ、時間においては複数の異なる時間スロットを使用して拡散させる空間時間ブロック符号（ＳＴＢＣ）を開発した。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号に関する参照文献には、「Ａ ｓｉｍｐｌｅ ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ」（ＩＥＥＥジャーナル、Ｓｅｌｅｃｔ． Ａｒｅａｓ Ｃｏｍｍｕｎ．、第１６巻、１４５１〜１４５８ページ、１９９８年１０月）がある。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号の第１の実装では、２つの送信アンテナ（Ｔｘ１およびＴｘ２）と、２つの時間スロット（Ｔ１およびＴ２）において送信される２つのシンボルａおよびｂとが考慮され、時間Ｔ１においては、アンテナＴｘ１がシンボルａを送信し、アンテナＴｘ２がシンボルｂを送信する。時間Ｔ２においては、アンテナＴｘ１がシンボル−ｂ^*を送信し、アンテナＴｘ２がシンボルａ^*を送信する（「^*」は複素共役を示す）。これを図３ａに示す。このＡｌａｍｏｕｔｉ符号（「時間における古典的Ａｌａｍｏｕｔｉ」と呼ぶ）には、符号化および復号が単純であり、ダイバーシティが増加してより良好な性能が得られるという利点がある。スループットは増加しないことに留意されたい。最適（ＭＡＰ、最大事後確率(Maximum A Posteriori)を表す）復号は非常に単純であり、チャネルがＴ１とＴ２との間で変動しない限り、およびチャネルを単純な乗算により特徴付けることができる限り、行列反転、ログ列挙（ｌｏｇ ｅｎｕｍｅｒａｔｉｏｎ）、または球内復号を伴わない。当然、ＯＦＤＭまたはＯＦＤＭに類似の変調方式とも良好に組み合わせられる。

ＯＳＦＢＣ（「直交空間周波数ブロック符号」を表す）と呼ばれるＡｌａｍｏｕｔｉ符号の第２の実装を図３ｂに示す。これは、２つの異なる時間スロットではなく、２つの異なる周波数（Ｆ１およびＦ２）でのデータ送信に基づく。２つの送信アンテナ（Ｔｘ１およびＴｘ２）では、２つの周波数（Ｆ１およびＦ２）で２つのシンボルａおよびｂを送り、周波数Ｆ１では、アンテナＴｘ１がシンボルａを送信し、アンテナＴｘ２がシンボルｂを送信する。周波数Ｆ２では、アンテナＴｘ１がシンボル−ｂ^*を送信し、アンテナＴｘ２がシンボルａ^*を送信する。このＡｌａｍｏｕｔｉの変形を「周波数における通常符号(usual code in frequency)」と呼ぶ。古典的には、チャネルの変動を制限するため、２つの周波数は隣接するものとされる。定義によれば、この方式はＯＦＤＭまたはＯＦＤＭに類似の変調方式に適用される。「ＯＦＤＭに類似の変調」には、単一搬送波方式の周波数領域における実装が含まれる。これには、例えば上記のＤＦＴ拡散ＯＦＤＭなどのように、サイクリックプレフィクスが追加されることが好ましいが、厳密にはその必要はない。ＯＳＴＢＣと比較すると、利点は、１つの変調スロットしか使用しないことであり、これは、多重化の観点で有益であり得るとともに、高ドップラなどの非常に高速なチャネル変動の場合にもより良好な性能をもたらし得る。欠点は、チャネルが２つの周波数の間で変動する可能性があり、性能の低下をもたらしてしまう、または受信機をより複雑なものにしてしまうかもしれないことである。実装が単純で性能が良好であるため、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号は、ＭＩＭＯ送信での使用に非常に魅力的な方式である。残念なことに、ＯＦＤＭまたはＯＦＤＭに類似の変調方式に適用すると、これらの符号は、各アンテナについて一定の包絡線特性を有する信号を発生させるという価値ある特徴を有さず、包絡線は複素包絡線の絶対値(modulus of the complex envelope)となってしまう。

本発明の課題は、符号化および復号が容易で、各送信アンテナにおいて一定の包絡線特性を保ち、良好な性能を有する空間−周波数符号を設計することである。好ましくは、および復号を単純化するため、本発明の実装は、受信機側の周波数領域において行われる。この受信機の周波数領域における実装は、送信機の周波数領域または時間領域のいずれかにおいて実装された送信機とともに使用することもできる。

これらの問題を克服するため、本発明は、周波数領域におけるＡｌａｍｏｕｔｉ符号の２つの変形を同時に使用し、各種類のＡｌａｍｏｕｔｉ符号を周波数の適切に選択された１対に適用することに基づく空間周波数ブロック符号を提案する。提案するＳＦＢＣは、各アンテナについて一定の包絡線特性を保ちつつ、純粋なＡｌａｍｏｕｔｉ ＳＴＢＣの性能に等しいか、または非常に近い性能をもたらす。

本発明は、少なくとも２つの送信アンテナを備える放射器による無線データ放射方法であって、各アンテナは少なくとも偶数‘Ｎ’個の異なる周波数で送信を行い、Ｎは厳密に４よりも大きい、無線データ放射方法であって、当該方法は、第１のアンテナ上で、所与の時間スロット中に、各周波数‘ｋ’（ｋ＝０〜Ｎ−１）で、周波数領域における複素シンボル‘Ｘ_k’を表す信号を放射するステップと、第２のアンテナ上で、同じ時間スロット中に、各周波数‘ｋ’（ｋ＝０〜Ｎ−１）で、シンボル‘Ｙ_k’を表す信号を放射するステップとを含み、０とＮ−１との間（０およびＮ−１を含む）の偶数値として選択された所与の整数値Ｍに対して、各周波数ｋについて、前記シンボルＹ_kは前記シンボルＸ_kから式Ｙ_k＝ε（−１）^k+1Ｘ^* _M-1-kにより導出され、ただし、εは１または−１であり、Ｘ^*はＸの複素共役を意味し、Ｍ−１−ｋはＮを法とし、その結果、周波数が対作成方式に従い対となり、周波数の各対について放射すべきシンボルにＡｌａｍｏｕｔｉ符号の変形が適用される、無線データ放射方法に関する。

本発明の特定の実施形態では、Ｎが４で割り切れ、選択されたＭの値がＮ／２に等しい。

本発明の特定の実施形態では、選択されたＭの値が０に等しい。

本発明の特定の実施形態では、本方法は、送信すべきデータに対して周波数領域におけるＮ個のシンボルＸ_kを得るステップと、前記式に従いシンボルＸ_kからＮ個のシンボルＹ_kを算出するステップと、第１のアンテナ上で放射されるべき前記Ｎ個の信号をＸ_kシンボルから生成するステップと、第２のアンテナ上で放射されるべき前記Ｎ個の信号をＹ_kシンボルから生成するステップとをさらに含む。

本発明の特定の実施形態では、本方法は、送信すべきデータに対して時間領域におけるＮ個のシンボルｘ_nを得るステップと、式ｙ_n＝εＷ^(M-1)nｘ^* _n-N/2（式中、Ｗ＝ｅ^j2π/Nであり、ｘ^*はｘの複素共役を表し、ｎ−Ｎ／２はＮを法とする）に従い前記シンボルｘ_kからＮ個のシンボルｙ_nを算出するステップと、前記第１のアンテナ上で放射すべき前記Ｎ個の信号をｘ_nシンボルから生成するステップと、第２のアンテナ上で放射すべき前記Ｎ個の信号をｙ_nシンボルから生成するステップとをさらに含む。

また、本発明は、少なくとも２つの送信アンテナを備える送信機から、少なくとも偶数個の周波数で、上記のように放射された信号の無線データ受信方法であって、当該方法は、放射時の対作成方式に従い前記周波数の受信信号を対にするステップと、周波数の各対で放射された信号を符号化する際に放射器により使用されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化符号の変形に従い、受信信号のその対に空間周波数符号復号モジュールを適用するステップとを含む、無線データ受信方法に関する。

また、本発明は、少なくとも２つの送信アンテナと、各アンテナ上で少なくとも偶数‘Ｎ’個の異なる周波数を送信する手段と、第１のアンテナ上で、所与の時間スロット中に、各周波数‘ｋ’（ｋ＝０〜Ｎ−１）で、周波数領域における複素シンボル‘Ｘ_k’を表す信号を放射する手段と、第２のアンテナ上で、同じ時間スロット中に、各周波数‘ｋ’（ｋ＝０〜Ｎ−１）で、シンボル‘Ｙ_k’を表す信号を放射する手段とを備える放射装置において、０とＮ−１との間（０およびＮ−１を含む）で選択された所与の整数値Ｍに対して、各周波数ｋについて、シンボルＹ_kはシンボルＸ_kから式Ｙ_k＝ε（−１）^k+1Ｘ^* _M-1-kにより導出され、ただし、Ｘ^*はＸの複素共役を意味し、εは１または−１である、放射装置に関する。

また、本発明は、少なくとも２つの送信アンテナを備える送信機から、少なくとも偶数個の周波数で、上記方法に従い放射された信号を受信する手段と、放射時の対作成方式に従い、周波数の受信信号を対にする手段と、周波数の各対で放射された信号を符号化する際に放射器により使用されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化符号の変形に従い、受信信号のその対に空間周波数符号復号モジュールを適用する手段とを備える、受信装置に関する。

本発明の特徴は、以下の例示的実施形態の説明を読めばより明らかになろう。前記説明は、下記の添付図面を参照して行われる。

１つの放射アンテナを有する送信機についての周波数領域における符号化実装を示す。 １つの受信アンテナを有する受信機についての周波数領域における復号実装を示す。 時間領域におけるＡｌａｍｏｕｔｉ符号を示す。 周波数領域におけるＡｌａｍｏｕｔｉ符号を示す。 周波数領域におけるＡｌａｍｏｕｔｉ符号を示す。 周波数領域におけるＡｌａｍｏｕｔｉ符号を示す。 ２つのアンテナについての第１の実施形態を示す。 ２つのアンテナについての第２の実施形態を示す。 周波数領域における本発明の特定の実施形態についての符号化器のアーキテクチャを示す。 周波数領域における本発明の他の特定の実施形態についての符号化器のアーキテクチャを示す。 時間領域における本発明の他の特定の実施形態の符号化器についてのアーキテクチャを示す。 本発明の特定の実施形態における１つの受信アンテナを有する装置の復号器のアーキテクチャを示す。 本発明の特定の実施形態における複数の受信アンテナを有する装置の復号器のアーキテクチャを示す。 本発明の特定の実施形態における放射方法のオーガニグラムを示す。 本発明の特定の実施形態における受信方法のオーガニグラムを示す。

既に述べたように、本明細書が扱う問題は、少なくとも２つの送信アンテナを使用する送信システムにおいて空間周波数ブロック符号を実装することである。その目標は、Ａｌａｍｏｕｔｉに近い性能を提示しつつ、各アンテナ上で送信される信号について一定の包絡線特性を保つ空間ダイバーシティ方式を提案することである。当然、実装の単純さ（特に復号について）も、解決策の重要な点である。

当該技術分野において知られる第１のダイバーシティ方式は、「ＤＤ」（「遅延ダイバーシティ」を表す）と呼ばれるものである。これは、非常に単純な複数アンテナ送信方式である。第２のアンテナは、第１のアンテナが送った信号の遅延形態を送信する。１つの明らかな欠点は、送信機から見た等価チャネル長を増大させてしまうことである。サイクリックプレフィクスを用いるシステムにおいては、「ＣＤＤ」（「サイクリック遅延ダイバーシティ」を表す）が好ましい。ＣＤＤも既知であり、サイクリックプレフィクスを使用するシステム、例えばＯＦＤＭまたはＤＦＴ拡散ＯＦＤＭに適用可能である。第２のアンテナが送信する各ブロックは、第１のアンテナが送ったブロックを循環ローテーションさせたものである。これにより、非常に単純な復調器を使用しながら、ダイバーシティを増大させることができる。ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭの場合、２つの送信信号が一定の包絡線を有する。ただし、性能は、例えばＡｌａｍｏｕｔｉ符号で得られるものほど良好でない。

図３ａおよび図３ｂは、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号の既知の変形（時間領域における古典的Ａｌａｍｏｕｔｉおよび周波数領域における通常Ａｌａｍｏｕｔｉ）を表す。図３ｃおよび図３ｄは、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号のわずかに異なる変形を表す。当業者には、Ａｌａｍｏｕｔｉの各変形が通常のものと同じ特性を有することが自明である。

周波数領域における新しい２つの変形（図３ｃに示すものを「変形１」と呼び、図３ｄに示すものを「変形２」と呼ぶ）はいずれも、Ｔｘ１により送信される信号が、ＭＩＭＯ方式を使用しないときに送信される信号に対応するので、一定の包絡線を有することを保証することに気付かれよう。

ＯＦＤＭに類似の送信方式に従う送信を使用する場合は、使用される周波数帯域における複数の異なる周波数でいくつかの搬送波を送信する必要がある。これらの周波数を対によって関連付け、Ａｌａｍｏｕｔｉ変形の１つを周波数の各対に適用することを提案する。一定の包絡線特性は、異なる周波数の関連付け方式と、各対について選択されたＡｌａｍｏｕｔｉ変形とに依存することが分かろう。偶数Ｎ個の周波数のフレームにおいて実装される本発明の第１の実施形態において、Ａｌａｍｏｕｔｉの２つの変形とＤＦＴ拡散ＯＦＤＭとの関連付けは、次のように行われる：
−第１に、第１の周波数（インデックス０）を最後の周波数（インデックスＮ−１）と関連付け、次いで第２の周波数を（Ｎ−１）番目の周波数（インデックスＮ−２）と関連付け、同様に関連付けていく。
−第２に、図４に示すように、関連付けられた周波数の各対に対して、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号の２つの変形（変形１および変形２）を交互に使用する。

図４は、２つのアンテナＴｘ１およびＴｘ２についての本発明の方式を示す。結果的に追加され得るヌル副搬送波は考慮せずに８個の周波数を使用して本方式を説明するが、当然、いかなる偶数個の周波数にも拡張される。シンボルＸ₀〜Ｘ₇は、所与の時間にアンテナＴｘ１を介して異なる周波数で送られる異なるシンボルを表す。周波数についても同じ番号付けを用いることで、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号の変形１を使用して、周波数Ｆ０が周波数Ｆ７に関連付けられ、周波数Ｆ２が周波数Ｆ５に関連付けられることが分かる。同時に、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号の変形２を使用して、周波数Ｆ１が周波数Ｆ６に関連付けられ、周波数Ｆ３が周波数Ｆ４に関連付けられる。当然、２つの変形は交換可能に使用することもできる。この編成により、第２のアンテナＴｘ２上で所与の送信が行われ、周波数の順にシンボル−Ｘ^* ₇、Ｘ^* ₆、−Ｘ^* ₅、Ｘ^* ₄、−Ｘ^* ₃、Ｘ^* ₂、−Ｘ^* ₁、Ｘ^* ₀が送信される。正負が規則的に反転し、およびシンボルが第１のアンテナ上での順序と比較して規則的な順序を保つ周波数上で拡散されるため、第２のアンテナにより送られる信号は一定の包絡線を有することが証明されよう。

周波数領域において、これは式Ｙ_k＝ε（−１）^k+1Ｘ^* _N-1-kに対応し、ここでεは１または−１を表す。実際、εは、Ａｌａｍｏｕｔｉの２つの変形の使用における反転に対応する。Ｎの値が４以下である場合は、式が既知の方式を導き得ることに留意する必要がある。時間領域における符号化器の実装を行う場合は、周波数領域においてＸ_kシンボルは有さず、その代わり時間領域においてｘ_nシンボルのシーケンスを有する。このため、周波数領域におけるＸ_kおよびＹ_kシンボルの間の所与の関係は、同じ信号を生成させる時間領域における二重関係に対応する。この時間領域における関係は、次のように表される：
ｙ_n＝εＷ−ⁿｘ^* _n-N/2（ただしＷ＝ｅ^j2π/N）、ここでεは１または−１に等しく、ｎ−Ｎ／２はＮを法として表される。この式は、一定の包絡線特性を著しく変更させない任意選択のゼロ挿入操作を無視する場合に有効である。

この解決策は、すべての偶数のＮについて適用可能である。関連付けられるシンボルは、周波数において大きく隔てられていることがあり、これらの周波数は、複数の異なるチャネル応答に対応していることが多い。これにより、性能がわずかに低下し、基本的なＡｌａｍｏｕｔｉ復号器の複雑さが少し増してしまうことがある。この技法をセルラー送信システムのアップリンクについて考えると、受信機は一般に基地局において実装され、対応する複雑さの増加は、この場合、無視できる程度である。Ｎが４の倍数（Ｎ＝４ｐ）である場合は、図５に示すように、周波数多重の各半分に以前の方式を適用することにより、周波数の隔たりを減少させることができる。これにより、本発明の第２の実施形態が導かれる。

周波数領域における第１の実施形態と同じ規則を用いて、この第２の実施形態は、式Ｙ_k＝ε（−１）^k+1Ｘ^* _n/2-1-kに対応し、ｙ_n＝ε（−１）ⁿＷ^-nｘ^* _n-N/2（ただしＷ＝ｅ^j2π/N）に対応する時間領域における二重式が導かれる。本明細書全体において一般に、ｎ−Ｎ／２、Ｎ／２−１−ｋ、またはＭ−１−ｋなどのインデックスは、Ｎを法として表される。

しかし、０とＮ−１との間のいずれの偶数Ｍについても、次の一般的な方式により両方の実施形態を一般化可能である。
−周波数表現：Ｙ_k＝ε（−１）^k+1Ｘ^* _M-1-k、ここでＡｌａｍｏｕｔｉ変形の方式は搬送波ｋとＭ−１−ｋとの間で行われる。
−時間表現：ｙ_n＝εＷ^(M-1)nｘ^* _n-N/2

時間および周波数の両方の実装では、放射すべき信号としてまったく同じ信号が生成されることをよく理解されたい。放射信号は、時間領域において式ｙ_n＝εＷ^(M-1)nｘ^* _n-N/2によりリンクされたｘ_nおよびｙ_nシンボルに基づく時間領域における実装を用いて生成された場合であっても、周波数領域において解釈された場合の式Ｙ_k＝ε（−１）^k+1Ｘ^* _M-1-kによりリンクされたＸ_kおよびＹ_kシンボルを表すものと見ることができる。また、これらの式は、周波数または時間のいずれかにおいて実装可能な補間および周波数シフトを考慮していないことにも留意すべきである。

第１の実施形態はＭ＝０に対応し、第２の実施形態はＭ＝Ｎ／２に対応する。これは、Ｎ／２が偶数であることを示唆するため、Ｎ＝４ｐとなる。これらのすべての実施形態は、一定の包絡線特性を保ちつつ、Ａｌａｍｏｕｔｉに近い性能を生じさせるという問題を解決する。

ここで、本発明の特定の実施形態による本発明の実装について説明する。

符号化器の周波数実装の第１の変形を図６に示し、第２の変形を図７に示す。送信すべきデータは、符号化および変調モジュール６．１および７．１により符号化され、シンボル上にマッピングされ、１組のシンボルｘ_nが与えられる。次いで、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）モジュール６．２および７．２により、信号を周波数領域において拡散させる。次いで、ゼロ挿入、周波数整形などを含み得る周波数マッピングモジュール６．３および７．３の工程が行われる。信号は、送信のためＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）６．４および７．４により時間領域に再変換され、最初のｘ_nシンボルに等しくないにしても非常に近い１組のシンボルｘ’_nが返される。送信前に、任意選択でサイクリックプレフィクス挿入６．５および７．５を適用してもよい。第２のアンテナには、空間周波数ブロック符号算出６．６および７．６により算出されたデータが供給される。モジュール６．６および７．６は、第１のブランチと同様に、ＩＦＦＴ６．７および７．７ならびに任意選択のサイクリックプレフィクス挿入６．８および７．８を有する新たなブランチに続いている。両方の実装間の相違は軽微なものであり、周波数マッピング機能６．３および７．３に対する空間周波数符号化機能６．６および７．６の配置に対応する。これらの実装は、非常に一般的なものであり、いずれの２×２空間周波数符号化にも適用可能であることに留意しなければならない。本発明の核心は、上に与えられた式による機能６．６および７．６において使用される実際の２×２空間周波数ブロック符号である。

符号化器の時間領域における実装を図８に示す。送信すべきデータは、符号化・変調モジュール８．１により符号化され、シンボル上にマッピングされ、１組のシンボルｘ_nが与えられる。次いで、任意選択のサイクリックプレフィクス挿入８．５を信号に適用してもよい。次いで、オーバーサンプリング、フィルタリング、および周波数転換を含み得る周波数整形モジュール８．９の工程を行い、その後、送信を行う。モジュール８．６は、符号の時間実装を適用する。このモジュールは、上に与えられた時間領域における等価な式に基づく。第２のブランチにも、任意選択のサイクリックプレフィクス挿入モジュール８．８、ならびにオーバーサンプリングおよび周波数整形モジュール８．１０で第１のブランチと同じ処理が施される。

周波数領域における復号器の実装を、１つの受信アンテナについては図９に提示し、Ｎ_r個の複数の受信アンテナについては図１０に提示する。図９において、まずモジュール９．１において、受信データが同期される。符号化器がサイクリックプレフィクスを挿入している場合は、モジュール９．２においてそれらを除去する。次いで、高速フーリエ変換９．３を適用し、信号を周波数領域に変換する。次いで、チャネル推定モジュール９．７により得られるチャネル条件に対するデータを使用して、等化モジュール９．４の工程を行う。チャネル推定は、使用される各放射アンテナおよび各周波数について行う。この等価モジュールは、符号化器により使用された符号に従って、データに空間周波数ブロック復号を適用する。次いで、逆高速フーリエ変換９．５によりデータを逆拡散し、その後、復調およびチャネル復号モジュール９．６の工程を行う。一方、図１０は、複数の受信アンテナを使用する場合の復号器アーキテクチャを示す。複数の受信アンテナから複数の信号１０．８を受信する。同期化モジュール１０．１がこれらのすべての信号を同期させる。サイクリックプレフィクス除去１０．２が存在する場合は、すべての同期信号に対して並列に任意選択のサイクリックプレフィクス除去１０．２を行い、その後、やはり各信号に対してＦＦＴ１０．３を適用する。チャネル推定１０．７のＮ_r個のモジュール（１つの複合モジュールでもよい）は、Ｎ_r個の信号を処理し、１つの復号器モジュール１０．４に供給する。１つの復号器モジュール１０．４に供給する。は、Ｎ／２対の副搬送波を逐次処理するＮ_r×２×２の基本的な空間周波数ブロック復号器を備える。その結果生じる信号は、逆ＦＦＴモジュール１０．５により処理され、その後、古典的チャネル復号１０．６により処理される。

本発明の特徴の利益を得るため、復号は周波数次元で行うのが好ましい。本発明は、部分的には空間周波数ブロック符号復号モジュールそのものに依拠しているが、この種の単純な復号を実行可能であること（空間周波数ブロック符号復号モジュールが一度に１対の搬送波しか処理せず、異なる対の搬送波は互いに独立して復号される）にも依拠している。この最後の特性は、１つのモジュール内で時間次元において定義されるであろうほとんどの方式で達成されないものである。他方、隣接する副搬送波に対して行われる古典的Ａｌａｍｏｕｔｉ方式も、この特性を有するが、一定の包絡線特性を伴わない。

図１０に示すマルチアンテナの場合におけるＳＦＢＣ復号の複雑さに関して、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）復号器は整合フィルタを含む。これはすなわち、サイズ２×２Ｎ_rの複素行列またはサイズ４×４Ｎ_rの実行列による乗算であり、最大でも２×２の複素線形システムの解決(resolution)または４×４の実線形システムの解決が続く。さらなる検討およびシミュレーションにより、この反転が必要であるか否かが確認されよう。いずれにしても、反転に伴う複雑さは実現可能な程度である。

ここで、恐らくは非定常チャネルについての、ＭＩＭＯ符号の復号について詳述する。まず、実領域におけるＬＤ（線形分散）符号を復号する一般的な方法を提示する。次いで、この方法を、恐らくは非定常チャネルについての、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号およびその変形に適用する。

以下のパラメータを定義する：
・Ｋは、符号語当たりの情報シンボル数である。
・Ｎは、副搬送波数である。
・Ｌは、時間または周波数の次元、すなわち、空間時間符号化または空間周波数符号化に関与する時間スロット数または副搬送波数であり、Ａｌａｍｏｕｔｉの場合、Ｌは２である。
・Ｎ_rは、受信アンテナ数である。
・Ｎ_tは、送信アンテナ数である。

また、以下のベクトルおよび行列を定義する：
・ｘは、情報データを表すサイズＫ×１の複素ベクトルである。
・ｘｒは、実表示の情報データを表すサイズ２Ｋ×１の実ベクトルである。
・Ｈは、周波数領域におけるチャネル応答を表すサイズＬ．Ｎ_r×Ｌ．Ｎ_tの複素行列である。
・Ｈ_iは、時間スロットｉまたは副搬送波ｉについてのチャネル応答を表すサイズＮ_r×Ｎ_tの複素行列である。
・Ｈｒは、チャネルを実表示で表すサイズ２Ｌ．Ｎ_r×２Ｌ．Ｎ_tの実行列である。
・ｓは、符号化されたデータを行列表示で表すサイズＮ_t×Ｌの複素行列である。
・ｓｖは、符号化されたデータをベクトル表示で表すサイズＮ_t．Ｌ×１の複素ベクトルである：ｓｖ＝ｖｅｃｔ（ｓ）。
・Ａ，Ｂは、符号化行列を表すサイズＬ．Ｎ_t×Ｋの複素行列である。
・Ｃ_rは、等価な実符号化行列を表すサイズ２Ｌ．Ｎ_t×２Ｋの実行列である。
・ｙは、受信したデータをベクトル表示で表すサイズＬ．Ｎ_r×１の複素ベクトルである。
・ｙｒは、受信したデータをベクトル表示および実表示で表すサイズ２Ｌ．Ｎ_r×１の実ベクトルである。
・ｖは、ノイズベクトルを表すサイズＬ．Ｎ_r×１の複素ベクトルである。
・ｖｒは、ノイズベクトルを実表示で表すサイズ２Ｌ．Ｎ_r×１の実ベクトルである。

ＭＩＭＯ方式の古典的な説明では、チャネルの影響を線形変換によりモデル化できるものと仮定している。実際、広帯域システムについては、この説明は周波数領域において行われるものと仮定している。ＯＦＤＭもしくはＤＦＴ拡散ＯＦＤＭシステム、または任意の特定の多重搬送波システムでは、ＭＩＭＯ方式が、ＳＴＢＣについては１つの副搬送波、ＳＦＢＣについては少数であるＬ個の副搬送波に適用されることを示唆している。その点では、ＳＴＢＣ方式とＳＦＢＣ方式とを別々に考えなければならない。

ＳＴＢＣ方式では、Ｎ個の送信副搬送波のうちの各副搬送波ｋについて、空間−時間（ＳＴ）符号化が適用され、略連続するＬ個の時間スロットに拡散される。ここで、１つの時間スロットは１つのＯＦＤＭシンボルに対応する。例えば、２つの送信アンテナＴｘ０およびＴｘ１がある、すなわちＮ_t＝２であり、Ｌ＝２個の時間スロットがあると仮定すると、シンボル

が、この副搬送波ｋについて、時間スロットｊ中にアンテナｉ上で送信される。行列表記では、これは次式の行列を送ることに対応する：

ＳＴ符号化および復号に関する限り、対応するＮ個のフローは並列に処理される。このため、簡潔さのため、および一般性を失うことなく、以下では上付きのｋを省略する。

ＳＦＢＣ方式では、１つの時間スロット、すなわち１つのＯＦＤＭシンボルだけが、特定の空間−周波数（ＳＦ）符号化または復号の対象となる。しかし、Ｎ／Ｌ個のＳＦ符号化／復号が並列に独立して処理され、各ＳＦ符号化はＬ個の異なる副搬送波上に拡散される。ｋをＳＦ符号化のインデックスと呼び、ｋは０とＮ／Ｌ−１との間である。この符号化をＬ個の副搬送波ｋ₀、ｋ₁、．．．、ｋ_L-1に適用する。次いで、ＳＦ符号化の後に、シンボル

が送信アンテナｉにより副搬送波ｋ_j上で送信される。例えば、２つの送信アンテナＴｘ０およびＴｘ１があり（Ｎ_t＝２）、各ＳＦ符号化についてＬ＝２個の副搬送波が使用されると仮定すると、これは次式の行列を送ることに対応する：

ＳＦ符号化および復号に関する限り、対応するＮ／Ｌ個のフローは並列に処理される。このため、簡潔さのため、および一般性を失うことなく、以下では上付きのｋを省略する。すると、次式の行列ｓを送るものと考えられる：

空間−時間または空間−周波数（ＳＴ／ＳＦ）符号の符号化されたデータは、行列形式またはベクトル形式で表すことができる。符号化を記述するより自然な方法は、上で使用した行列形式である。実際、この行列形式により、一般に、符号化処理そのものの表現がより容易になる。しかし、チャネルおよび復号の表現が単純化されるため、ベクトル形式も用いられる。以下では、行列の異なる列を重ね合わせることにより行列からベクトルを得る。

例えば、ｓおよびｓｖが、符号化されたデータの行列表示およびベクトル表示である場合、
ｓｖ［ｉ＋ｊ＊Ｎ_t］＝ｓ［ｉ］［ｊ］となり、
これは、ＳＦＢＣの場合、次式で表される：

非常に一般的な意味で、ＳＴ／ＳＦ符号化は、ＬＤ符号の次式の複素表示により表すことができる：
ｓｖ＝Ａｘ＋Ｂｘ^*
式中、ｘはＳＴ／ＳＦ符号化前のベクトル形式の情報である。ＡおよびＢの行列の例は、以下でＡｌａｍｏｕｔｉについての復号を提示する際に与えられる。Ｂ＝０の場合、ＳＴ／ＳＦ符号化は、前記の線形であり、Ａｌａｍｏｕｔｉ方式についての場合とは異なる。

チャネル表現を提示する。周波数領域では、所与の瞬間および所与の周波数、すなわち所与の副搬送波において、単純な乗算係数によりチャネルをモデル化できるものと仮定する。ＳＩＳＯの場合、これは、副搬送波ｉにおける受信サンプルが次式に等しいことを意味する：
ｙ_i＝Ｈ_iａ_i＋ｎｏｉｓｅ
式中、Ｈ_iはこのＳＩＳＯの場合における複素係数、ａ_iは送信される値である。

ＭＩＭＯの場合についての式は、このモデルから直接導出される。例えば、ＳＦＢＣの場合、副搬送波ｉおよび受信アンテナｊにおける受信サンプルは、次式に等しい：

式中、Ｈ_i（ｊ，ｌ）は周波数ｉにおけるアンテナｌとｊとの間の周波数チャネル応答に対応する複素係数であり、ａ_k,iは送信アンテナｋにより副搬送波ｉで送信されるデータである。

このため、チャネルは次式の形式の行列で表すことができる：

式中、行列Ｈ_iは時間ｉ（ＳＴＢＣの場合）または周波数ｉ（副搬送波ｋ_i、ＳＦＢＣの場合）におけるチャネルの周波数応答であり、行列Ｈ_iのエントリ（ｊ，ｌ）は送信アンテナｌと受信アンテナｊとの間のチャネル係数に対応する。定常チャネルの場合は、すべてのＨ_i行列が等しい。

その結果、受信される複素ベクトルは次式に等しくなる：
ｙ＝Ｈｓｖ＋ｖ＝Ｈ（Ａｘ＋Ｂｘ^*）＋ｖ、ここでｖは加法性ホワイトガウスノイズである。

この式に等価な実表現は、次式である：
ｙｒ＝Ｈｒ・Ｃｒ・ｘｒ＋ｖｒ
この式は、線形形式であるために大きな利点を有する。

元の複素ベクトルの実部および虚部を重ね合わせることにより、ｘ（それぞれｙ，ｖ）からベクトルｘｒ（それぞれｙｒ，ｖｒ）が得られる。例えば：

式中、上付きのＲおよびＩは実部および虚部を表す。

行列ＣｒおよびＨｒは、次の各式により容易に求められる：

および

非常に多くの場合、および特にＡｌａｍｏｕｔｉ符号について、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）復号のかなり単純な表現が、実形式または複素形式で見られる。一般に、複素表現の方がより単純なようである。しかし、それは、より少ない演算に対応するということを意味するものではない。さらに、一般的な形式の符号化器は、その複素形式においては線形ではなく、単純な複素表現が存在する場合も、アドホックな変換、すなわち符号に依存する変換を示唆するものである。一般性を失わないようにするため、Ａｌａｍｏｕｔｉについては、複素領域においても単純な表現が存在することを念頭に置きながら、実領域におけるＭＭＳＥ復号器の説明のみをまず提示する。複素領域におけるＡｌａｍｏｕｔｉ復号の説明を以下に提示する。

上記から、ＭＭＳＥの定式化は非常に単純である。受信機の実ベクトルは、次式のように再定式化することができる：
ｙｒ＝Ｆ・ｘｒ＋ｖｒ、ここでＦ＝Ｈｒ・Ｃｒ

その結果、ｘｒのＭＭＳＥ推定量は次式に等しくなる：

式中、σ²は複素ノイズｖの分散、Ｉ_2Kはサイズ２Ｋの恒等行列、Ｆ^TはＦの転置行列を表す。

アンテナ数または時間スロット数（もしくは副搬送波数）に関わらず、サイズ２Ｋの実行列のみを反転させればよい、ということは注目に値する。複素表示が利用可能なときは、サイズＫの複素行列を反転させる。

このＡｌａｍｏｕｔｉの場合、Ｎ_t＝２、Ｋ＝２、Ｌ＝２であり、Ｎ_rは変数となる。

古典的なＡｌａｍｏｕｔｉの時間または周波数形態については、次式が得られる：

Ａｌａｍｏｕｔｉの第１の変形については、次式が得られる：

Ａｌａｍｏｕｔｉの第２の変形については、次式が得られる：

以上で、実領域におけるすべてのＬＤ符号についてのＭＭＳＥ復号器の一般式について説明した。それらは、上記ＡおよびＢの行列とともにＡｌａｍｏｕｔｉ符号およびその変形に適用することができる。ここで、複素領域におけるＡｌａｍｏｕｔｉ符号およびその変形についてのＭＭＳＥ復号器の等価かつより単純な表現を提示する。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号の各形態について、ＭＭＳＥ検出器を複素形式で説明することができる。

上記の表記法を使用すると、古典的Ａｌａｍｏｕｔｉについては、送信されるベクトルは次式に等しい：

受信ベクトルは次式に等しい：

式中、ｙ₀およびｙ₁はサイズＮ_rのベクトルである。

第２の時間スロット（または、周波数符号については第２の副搬送波）に対応するデータの共役を取ることにより、ｙ’を定義する：

次式が直接得られる：

一次式であるため、ｘのＭＭＳＥ推定は次式により単純に与えられる：

式中、Ｄ^HはＤのエルミート行列を表す。

周波数におけるＡｌａｍｏｕｔｉの第１の変形については、送信ベクトルは次式に等しい：

次式によりｘ’を定義する：

すると、送信ベクトルは次式に等しくなる：

前セクションにおけるように第２の部分を共役化した後の受信ベクトルは、次式のように表される：

やはり線形複素式であるため、ｘ’のＭＭＳＥ推定は次式により単純に与えられる：

そして、ｘのＭＭＳＥ推定は次式のようになる：

周波数におけるＡｌａｍｏｕｔｉの第２の変形については、送信ベクトルは次式に等しい：

次式によりｘ”を定義する：

すると、送信ベクトルは次式に等しくなる：

前セクションにおけるように第２の部分を共役化した後の受信ベクトルは、次式のように表される：

やはり線形複素式であるため、ｘ”のＭＭＳＥ推定は次式により単純に与えられる：

そして、ｘのＭＭＳＥ推定は次式のようになる：

図１１は、本発明の特定の実施形態による周波数領域における放射方法のオーガニグラムを示す。ステップ１１．１は、送信すべきデータに対して周波数領域におけるＮ個のシンボルＸ_kを得るステップである。ステップ１１．２は、式Ｙ_k＝ε（−１）^k+1Ｘ^* _M-1-kによりシンボルＸ_kからＮ個のシンボルＹ_kを算出するステップである。ステップ１１．４は、Ｘ_kシンボルから、Ｎ個の、または上述のようにゼロ挿入が行われた場合はＮより大きいＮ’個の、第１のアンテナ上で放射される前記信号を生成するステップである。ステップ１１．３は、Ｙ_kシンボルから、Ｎ個の、またはＮ’個の、第２アンテナ上で放射される前記信号ｙ_nを生成するステップである。ステップ１１．６では、ｘ_nシンボルを表す信号が第１のアンテナ上で放射され、ステップ１１．５では、ｙ_nシンボルを表す信号が第２のアンテナ上で放射される。

図１２は、本発明の特定の実施形態において受信アンテナが１つの場合の受信方法のオーガニグラムを示す。ステップ１２．１は、送信されたデータに対する周波数領域におけるＮ個の受信シンボルを得るステップである。ステップ１２．２は、周波数の各対で放射された信号を符号化するために放射器により使用されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化符号の変形に従い、受信信号におけるその対にＡｌａｍｏｕｔｉ復号モジュールを適用するステップである。ステップ１２．３では、周波数領域における上記推定シンボルから、時間領域におけるｘ_nシンボルの推定を得る。

２つのアンテナで説明したＭＩＭＯ方式は、いずれの偶数のアンテナにも拡張することができる。拡張は、アンテナをグループ化して対にし、本発明で定義した符号化方式の１つをアンテナの各対に適用することにより行われる。

本発明は、複数の送信機を使用するいずれの送信システムにも適用することができる。無線システムに関わる可能性が非常に高いが、例えば、クロスオーバー干渉が生じるであろう有線送信に使用することもできる。さらに、本発明はＤＦＴ拡散ＯＦＤＭのコンテキストにおいて説明した。しかし、（真の利益は一定の包絡線を伴う変調についてのみ生じるかもしれないが、）いずれの変調方式にも本発明を使用することができる。サイクリックプレフィクスにより、周波数領域における受信機の実装が単純化される。しかし、それがなくとも、周波数領域における受信機の他の実装は可能である。ただし、より複雑なものになろう。かかる実装の例には、オーバーラップ法（例えばオーバーラップ加算法(overlap-add)またはオーバーラップセーブ法(overlap-save)）がある。オーバーラップセーブ法では、Ｎ個のサンプルが周波数領域において処理され、時間領域に変形され、それらの一部のみが時間領域に保たれる。対応する処理窓は重なっているため、すべての受信サンプルが確実に処理される。

Claims (8)

1. 少なくとも２つの送信アンテナを備える放射器による無線データ放射方法であって、
   各アンテナは少なくとも偶数‘Ｎ’個の異なる周波数で送信を行い、前記Ｎは厳密に４よりも大きい、無線データ放射方法であって、
   前記方法は、
   −第１のアンテナ上で、所与の時間スロット中に、各周波数‘ｋ’（ｋ＝０〜Ｎ−１）で、周波数領域における複素シンボル‘Ｘ_k’を表す信号を放射するステップと、
   −第２のアンテナ上で、同じ時間スロット中に、各周波数‘ｋ’（ｋ＝０〜Ｎ−１）で、シンボル‘Ｙ_k’を表す信号を放射するステップと
   を含む方法において、
   前記方法は、
   ０とＮ−１との間（０およびＮ−１を含む）の偶数値として選択された所与の整数値Ｍに対して、各周波数ｋについて、前記シンボルＹ_kは前記シンボルＸ_kから次式：
   Ｙ_k＝ε（−１）^k+1Ｘ^* _M-1-k
   により導出され、ただし、式中、εは１または−１であり、Ｘ^*はＸの複素共役を意味し、Ｍ−１−ｋはＮを法とするものであり、
   その結果、前記周波数が対作成方式に従って対となり、前記周波数の各対について、放射すべきシンボルにＡｌａｍｏｕｔｉ符号の変形が適用されることを特徴とする、無線データ放射方法。
2. Ｎが４で割り切れ、選択されたＭの値がＮ／２に等しいことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 選択されたＭの値が０に等しいことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
4. −送信すべきデータに対して周波数領域における前記Ｎ個のシンボルＸ_kを得るステップと、
   −前記式に従い前記シンボルＸ_kから前記Ｎ個のシンボルＹ_kを算出するステップと、
   −前記第１のアンテナ上で放射すべき前記Ｎ個の信号を前記Ｘ_kシンボルから生成するステップと、
   −前記第２のアンテナ上で放射すべき前記Ｎ個の信号を前記Ｙ_kシンボルから生成するステップと
   をさらに含む、請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
5. −送信すべきデータに対して時間領域におけるＮ個のシンボルｘ_nを得るステップと、
   −式ｙ_n＝εＷ^(M-1)nｘ^* _n-N/2（式中、Ｗ＝ｅ^j2π/Nであり、ｘ^*はｘの複素共役を表し、ｎ−Ｎ／２はＮを法とする）に従い、前記シンボルｘ_kからＮ個のシンボルｙ_nを算出するステップと、
   −前記第１のアンテナ上で放射すべき前記Ｎ個の信号を前記ｘ_nシンボルから生成するステップと、
   −前記第２のアンテナ上で放射すべき前記Ｎ個の信号を前記ｙ_nシンボルから生成するステップと
   をさらに含む、請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
6. 少なくとも２つの送信アンテナを備える送信機から少なくとも偶数個の周波数で、請求項１に従い放射された信号の無線データ受信方法であって、
   前記方法は、
   −前記放射時の対作成方式に従い、前記周波数の受信信号を対にするステップと、
   −周波数の各対で放射された信号を符号化する際に前記放射器により使用されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化符号の変形に従い、受信信号のその対に空間周波数符号復号モジュールを適用するステップと
   を含む、無線データ受信方法。
7. −少なくとも２つの送信アンテナと、
   −各アンテナ上で少なくとも偶数‘Ｎ’個の異なる周波数を送信する手段と、
   −第１のアンテナ上で、所与の時間スロット中に、各周波数‘ｋ’（ｋ＝０〜Ｎ−１）で、周波数領域における複素シンボル‘Ｘ_k’を表す信号を放射する手段と、
   −第２のアンテナ上で、同じ時間スロット中に、各周波数‘ｋ’（ｋ＝０〜Ｎ−１）で、シンボル‘Ｙ_k’を表す信号を放射する手段と
   を備える放射装置であって、
   −０とＮ−１との間（０およびＮ−１を含む）で選択された所与の整数値Ｍに対して、各周波数ｋについて、前記シンボルＹ_kは前記シンボルＸ_kから次式：
   Ｙ_k＝ε（−１）^k+1Ｘ^* _M-1-k
   により導出され、ただし、Ｘ^*はＸの複素共役を意味し、εは１または−１であることを特徴とする、放射装置。
8. −少なくとも２つの送信アンテナを備える送信機から、少なくとも偶数個の周波数で、請求項１に従い放射された信号を受信する手段と、
   −前記放射時の対作成方式に従い、前記周波数の受信信号を対にする手段と、
   −周波数の各対で放射された信号を符号化する際に前記放射器により使用されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化符号の変形に従い、受信信号のその対に空間周波数符号復号モジュールを適用する手段と
   を備えることを特徴とする、受信装置。

Images