KR101523392B1 - 무선 데이터 방사 방법, 이를 이용한 방사기 및 송신기 - Google Patents

Abstract

본 발명은 무선통신 영역에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 특히, OFDM 기반 전송기술과 관련되어 사용되는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 또는 MISO(Multiple Input Single Output)의 컨텍스트(context)에서 유용한 코딩(coding)과 디코딩(decoding)기술에 관한 것이다.

본 발명은 잘 선택된 주파수 쌍에 각 알라무티 코드가 적용되고, 주파수 영역에서 두가지 변형 알라무티 코드의 동시 사용에 기반한 공간 주파수 블럭 코드(SFBC, Space Frequency Block Code)를 제안한다.

상기 제안된 SFBC는 순수 알라무티 STBC 성능과 동일하거나 매우 유사하게 성능을 발휘하면서 각 안테나에 대해 정포락(Constant envelope) 특성을 유지한다.

무선통신, 정포락, 알라무티, SFBC, 방사기, 송신기

Description

무선 데이터 방사 방법, 이를 이용한 방사기 및 송신기 {Method of radio data emission, emitter and receiver using the method}

본 발명은 무선통신 영역에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 특히, OFDM 기반 전송기술과 관련되어 사용되는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 또는 MISO(Multiple Input Single Output)의 컨텍스트에서 유용한 코딩(coding)과 디코딩(decoding)기술에 관한 것이다.

COFDM(Coded Orthogonal Frequency-Division Multiplexing)과 같은 OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing)은 주파수 분할 다중화(FDM, Frequency Division Multiplexing) 방식에 기반을 두지만, 디지털 변조 방식으로 구현된다. 전송되는 비트-스트림은 일반적으로, 수십에서 수천개의 다수 개의 병렬 스트림으로 분리된다. 이용가능한 주파수 스펙트럼은 다수 개의 서브 채널로 분리되고, 각 저속(low-rate)의 비트-스트림은 PSK, QAM 등과 같은 기준 변조 기술을 사용한 서브-캐리어를 변조함으로써 하나의 서브 채널을 통해 전송된다.

상기 서브-캐리어 주파수는 서브 채널 사이의 크로스 토크(cross tallk)를 제거하기 위해 변조된 데이터 스트림이 서로 직교하도록 선택되어 진다. 이런 직교성(orthogonality)은 서브-캐리어의 심볼 레이트(symbol rate)에 의해 서브-캐리어들이 동일한 간격에 있을 때 발생한다.

OFDM의 기본적인 이점은 멀티패스 및 협대역 간섭(narrowband interference), 혹독한 채널 환경에서 복잡한 등화 필터(complex equalization filter)없이 대처할 수 있는 능력이다. 채널 등화는 빠르게 변조된 광역밴드 신호 대신에 많은 느리게 변조된 협대역 밴드 신호를 사용함으로써 단순화된다.

DFT-spread OFDM이라 불리는 변형기술이 발전되었다. 상기 시스템에서 전송될 각 심볼은 DFT(Discrete Fourier Transform)에 의해 전송된 주파수를 통해 확산되고, 이로 인해 발생되는 신호는 종래의 OFDM 전송 시스템으로 전송된다.

도 1은 송신기용 주파수 영역에서 코드 구현을 도시한 것이다. 특히 MIMO 기법이 사용되는 경우, 그리고 다른 주파수 밴드에서 방사하는 방사기(emitter) 사이에 주파수 가분성을 개선시키기 위해 주파수 영역에서 구현하는 것이 단순화를 위해 바람직하지만, 실제 구현은 주파수 영역 또는 시간 영역에서 행해질 수 있다.

전송된 데이터는 심볼 군(x_n)을 제공하는 코딩 및 변조모듈(1.1)에 의해 심볼 상에 매핑되고 코드화된다. 그후, 신호는 FFT(Fast Fourier Transform)모듈(1.2)에 의해 주파수 영역에서 확산된다. 그후, 시간 영역에서 오버 샘플링과 같은 제로 삽입(zero insertion), 주파수 성형(frequency shaping), 주파수 전위(frequency transposition), 가능한 필터링을 포함할 수 있는 주파수 맵핑(1.3) 단계가 수행된다.

제로 삽입(zero insertion)을 포함할 경우, 일반론의 손실이 없고, 단순화를 위해 다음에서 가정되는 N과 N'가 같지는 않다 하더라도, 주파수 맵핑 모듈(1.3)의 출력은 N보다 큰 N'크기의 벡터가 발생된다. 상기 신호는 전송을 위해 상기 심볼(x_n)과 동일하지는 않더라도, 매우 근접한 심볼 군(x'_n)으로 되돌리는(giving back) IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)(1.4)에 의해 시간 영역으로 다시 변환된다. 전송전에 선택적으로 CP(Cyclic Prefix) 삽입(1.5)이 적용될 수 있다.

도 2는 수신기용 주파수 영역에서 디코딩 구현을 도시한 것이다. 수신된 데이터는 먼저 2.1 단계에서 동기화된다. 코더가 CP(Cyclic prefix)를 삽입했다면, 2.2 단계에서 제거된다. 그 후, FFT(2.3)가 주파수 영역으로 신호를 변환하기 위해 적용된다. 그 후, 채널추정(2.7)단계에 의해 획득된 채널 상태에 따라 데이터를 사용하는 등화 단계(2.3)가 이어진다. 복조 및 채널 디코딩(2.6) 단계 전에 IFFT(2.5)에 의해 데이터가 역확산된다.

상기 시스템은 좋은 특성을 가진다. 특히, 전송된 신호는 정포락(constant envelop)을 유지한다. 그리고 CP(Cyclic Prefix)가 신호에 삽입되었을 경우 특히, 주파수 영역에서 MMSE(Minimum Mean Square Error) 선형 등화기로 구현하기 용이하다.

MISO 시스템을 이끄는 방사기에서 또는 MIMO 시스템을 이끄는 방사기 및 송신기에서의 다수 개의 안테나의 사용이 송신의 견고성(robustness)을 개선하는데 유용하다는 것이 공지되어있다.

상기와 같이 개선된 견고성은 범위(range)와 대역폭 사이의 트레이드-오프 관계를 조절함으로써 범위 또는 대역폭을 증가하는 데 사용될 수 있다. 다이버시티 기술(diversity scheme)이 방사기에서 멀티 안테나의 장점을 가지고 사용될 수 있다.

알라무티(Alamouti)는 전송된 정보가 공간 상에 다른 안테나에 의해, 정해진 시간(in time)에, 다른 시간 슬롯을 사용하면서 공간 상에 확산되기 때문에 STBC(Space Time Block Code)인 코드를 개발하였다.

“무선통신용 단순 전송 다이버스티 기술”, IEEE J. select. Areas Commun, vol. 16, pp. 1451-1458, October 1998.”은 알라무티 코드에 관한 참조 논문이다.

알라무티 코드의 첫번째 구현에서는 두개의 전송 안테나(Tx1, Tx2)와, 두개의 시간 슬롯(T1, T2)에서 전송된 두개의 심볼a,b가 계획되고, 시간 T1에서 안테나 TX2가 심볼b를 전송할 때, 안테나 TX1이 심볼 a를 전송한다. 시간 T2에서 안테나 Tx2에서 심볼 a*를 전송할 때, 안테나 TX1은 심볼-b*를 전송한다. 여기서, *는 켤레 복소수(complex conjugate)를 나타낸다. 이는 도 3a에 도시되어 있다.

상기와 같은 알라무티 코드(let us call it classical alamouti in time)는 간단한 코딩과 디코딩을 제공하는 장점을 가지고 있다. 다이버시티(diversity)는 더 향상된 성능을 이끌기 위해 증가되었다. 최적(MAP, Maximum A Posteriori) 디코딩은 매우 단순하고, 채널이 T1과 T2 사이를 변하지 않는 한, 그리고 채널이 단 곱셈(simple multiplication)에 의해 특징지워 지는 한, 매트릭스 반전(matrix inversion), 로그 목록(log enumeration) 또는 SD(Sphere Decoding)를 포함하지 않는다. 따라서, OFDM 또는 OFDM 기반 변조 기술에 잘 결합된다.

OSFBC(Orthogonal Space Frequency Block Code)라 불리는 알라무티 코드의 두번째 구현은 도 3b에 도시되어 있다. 그것은 두개의 다른 시간 슬롯이 아닌 다른 두개의 주파수(F1, F2)에 대한 데이터의 전송을 기반으로 한다. 2개의 전송 안테나(Tx1, Tx2), 두개의 주파수(F1, F2)상에서 전송된 두개의 심볼(a,b)을 가지고, 안테나 Tx2가 심볼b를 전송할 때, 주파수 F1 상에서 안테나 TX1이 심볼a를 전송한다.

그리고 안테나 TX2가 심볼 a*를 전송할 때, 주파수 F2 상에서 안테나 TX1은 심볼 -b*를 전송한다. 상기와 같은 알라무티 변형을 주파수에서 일반적인 코드라 부르기로 한다. 전통적으로, 두개의 주파수는 채널의 변이를 제한하기 위해 근접한다. 정의에 의해, 이런 기술은 OFDM 또는 OFDM 기반 변조 기술에 적용된다. OFDM 기반 변조에 의해, 예를 들어, 상기 설명된 DFT-spread OFDM과 같이 CP(Cyclic Prefix)가 추가되는 것이 바람직한(반드시 필요한 것은 아니지만) 특징이 있는 싱글 캐리어 기술의 몇몇 주파수 영역에서의 구현을 포함한다.

OSTBC와 비교하여, 장점은 멀티플렉싱 관점에서 장점이될 수 있는 단지 하나의 변조 슬롯을 사용하는 것이고, 도플러 같은 채널의 매우 빠른 변이의 경우에 더 좋은 성능을 이끌 수 있다. 단점은 채널이 두개의 주파수 사이에서 변할 수 있다는 것이고, 이는 성능을 저하시키거나, 수신기의 복잡성을 증가시킬 수 있다. 간단한 구현과 좋은 성능으로 인해 알라무티 코드는 MIMO 전송에 사용되기에 매우 매력 적인 기술이다.

유감스럽게도, OFDM 또는 OFDM 기반 변조 기술에 적용될 때, 상기 알라무티 코드는 복소포락의 절대값(modulus)인 포락선이 각 안테나에 대해 정포락 특성을 가진 신호를 생산하기 위한 중요한 특징을 가지고 있지 않다.

본 발명의 목적은 좋은 성능을 가진 각 전송 안테나에 정포락 특성을 유지하는 코딩과 디코딩이 쉬운 공간-주파수 코드를 설계하는 것이다. 바람직하게는, 본 발며의 실시예는 디코딩을 단순화하기 위해 수신기 단의 주파수 영역에서 만들어진다. 수신기의 주파수 영역에서의 상기와 같은 구현은 송신기의 주파수 영역 또는 시간 영역에서 구현된 모든 송신기에 사용될 수 있다.

상기와 같은 문제점을 극복하기 위해, 본 발명은 주파수 영역에서 두개의 다른 알라무티 코드를 동시에 사용하는 것에 기반한 공간 주파수 블록 코드(SFBC)를 제공한다. 잘 선택된 주파수 쌍에 적용되어지는 각 종류의 알라무티 코드인, 제안된 SFBC는 순수 알라무티 STBC 성능과 동일하거나 매우 유사한 성능을 이끌면서, 각 안테나에 대해 정포락선 특성을 유지한다.

본 발명은 각 주파수 'k'(k는 0에서 N-1)상에서 주어진 시간 슬롯 동안 제1 안테나 상에 주파수 영역으로 복소 심볼 'X_k'를 나타내는 신호를 방사하는 단계, 각 주파수 'k'(k는 0에서 N-1)상에서 동일한 시간 슬롯 동안 제 2 안테나 상에 심볼 'Y_k'를 나타내는 신호를 방사하는 단계를 포함하되,

여기서, 0과 N-1 사이의 짝수 값으로 선택된 주어진 정수값 M에 대하여, 심볼 Y_k는 각 주파수 k에 대한 심볼 X_k로부터 하기의 수학식에 의해 유도되고,

Y_k = ε(-1)^K+1X*_M-1-K, 여기서, ε은 1 또는 -1이고, X*는 X의 켤레 복소수를 의미하고, M-1-K는 모듈로 N(taken modulo N)

페어링 기법(Paring scheme)에 따라 주파수의 페어링을 수행하고, 각 주파수 쌍에 전송되는 심볼 상에 변형 알무티 코드를 적용시키고, 각 안테나가 적어도 짝수(엄밀히는 4보다 큰)"N" 개의 다른 주파수 상에 전송하는 적어도 2개의 전송 안테나를 포함하는 방사기에 의한 무선 데이터 방사 방법에 관한 것이다.

본 발명의 특별 실시예에서, N은 4로 나누어질 수 있고, 선택된 M의 값은 N/2이다.

본 발명의 특별 실시예에서, 상기 방법은 전송될 데이터에 대하여 주파수 영역에서 N개의 심볼 X_k를(N symbols X_k) 획득하고, 상기 수학식에 따라 심볼 X_k로부터 N개의 심볼Y_k(N symbols Y_k)를 산출하고, 상기 X_k 심볼로부터 제 1 안테나 상에 방사되기 위한 상기 N개의 신호(N said signals)를 발생시키고, 심볼 Y_k로부터 제 2안테나 상에 방출되기 위한 상기 N개의 신호(N said signals)를 발생시키는 단계를 더 포함한다.

본 발명의 특별 실시예에서, 상기 방법은 전송될 데이터에 대하여 시간 영역에서 N개의 심볼x_n(N symols X_n)을 획득하고, 공식 y_n =εW^(M-1)nx*_n-N/2 (여기서, W = e^j2π/N, x*는 x의 켤레 복소수를 나타내고, n-N/2는 모듈로 N으로 주어진다.)에 의해 심볼 x_N로부터 N개의 심볼 y_n(N symols X_n)을 산출하고, 상기 x_n 심볼로부터 제 1 안테나 상에 방출되는 상기 N개의 신호(N said signals)를 발생하고, y_n 심볼로부터 제 2안테나 상에 방출되는 상기 N개의 신호(N said signals)를 발생시키는 단계를 더 포함한다.

본 발명은 또한 주파수 쌍 상에 방출된 신호를 인코딩하기 위한 방사기에 의해 사용되는 다른 알라무티 인코딩 코드에 따라 각 수신된 신호 쌍에 대해 공간 주파수 코드 디코딩 모듈을 적용하는 단계를 포함하는 적어도 2개의 전송 안테나를 포함하는 송신기로부터 상기에서 설명한 것 처럼 방사된 적어도 짝수 개의 주파수 상의 신호에 대한 무선 데이터 수신 방법에 관한 것이다.

본 발명은 또한 적어도 두개의 전송 안테나와, 각 안테나 상에 적어도 짝수 개의 다른 주파수를 전송하는 수단, 각 주파수 'k'(k는 0에서 N-1)상에 주어진 시간 슬롯 동안 제 1 안테나 상에 주파수 영역으로 복소심볼 'X_k'를 나타내는 신호를 방사하는 수단, 각 주파수'k'(k는 0에서 N-1)상에 상기 동일한 시간 슬롯 동안 제 2 안테나 상에 주파수 영역에서 복소심볼 Y_k를 나타내는 신호를 방사하는 수단을 포함하되;

0과 N-1 사이(0과 N-1 포함)의 짝수로 선택된 주어진 정수값 M에 대하여, 심볼 Y_k는 하기의 수학식

Y_k = ε(-1)^K+1X*_M-1-K, 여기서 , ε은 1 또는 -1이고, X*는 X의 켤레 복소수를 의미하고, M-1-K는 모듈로 N(taken modulo N);

에 의해 각 주파수 k에 대해 심볼 X_k로부터 유도되는 것을 특징으로 하는 방사 장치에 관한 것이다.

본 발명은 또한 적어도 2개의 전송 안테나를 포함하는 송신기로부터 적어도 짝수개의 주파수로 제 1항에 따라 방사된 상기 신호를 수신하는 수단과, 방사 페어링 스킴에 따라 상기 주파수 상에 수신된 신호를 페어링하는 수단과, 상기 주파수 쌍 상에 방사된 신호를 인코딩하기 위한 방사기에 의해 사용된 변형 알라무티 인코딩 코드에 따라 각 수신된 신호 쌍에 대해 공간 주파수 코드 디코딩 모듈을 적용하는 수단을 포함하는 수신 장치에 관한 것이다.

도 1은 하나의 방사 안테나를 구비한 송신기를 위한 주파수 영역에서 인코딩 구현을 도시한 것이다.

도 2는 하나의 수신 안테나를 구비한 수신기를 위한 주파수 영역에서 디코딩 구현을 도시한 것이다.

도 3은 알라무티 코드를 나타낸 것으로, 도 3a는 시간 영역, 도 3b, 3c, 3c 는 주파수 영역에서 알라무티 코드를 나타낸 것이다.

도 4는 두개의 안테나에 대한 제 1 실시예를 도시한 것이다.

도 5는 두개의 안테나에 대한 제 2 실시예를 도시한 것이다.

도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 주파수 영역에서 인코더의 구조를 도시한 것이다.

도 7은 본 발명의 바람직한 또 다른 실시예에 따른 주파수 영역에서 인코더의 구조를 도시한 것이다.

도 8은 본 발명의 바람직한 또 다른 실시예에 따른 주파수 영역에서 인코더의 구조를 도시한 것이다.

도 9는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 하나의 수신 안테나를 가지는 장치의 디코더 구조를 도시한 것이다.

도 10은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 다수 개의 수신 안테나를 가지는 장치의 디코더 구조를 도시한 것이다.

도 11은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방사 방법의 블록도(organigram)를 도시한 것이다.

도 12는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 수신 방법의 블록도를 도시한 것이다.

본 발명의 특징은 첨부된 도면을 참조하여 설명되어질 하기의 실시예를 통해 보다 명확하게 드러날 것이다.

이미 언급한 것 같이, 본 명세서에서 제기된 과제는 적어도 두개의 전송 안테나를 사용하는 전송 시스템에서 공간 주파수 블록 코드를 실행하는 것이다.

상기 목적은 각 안테나 상에서 전송된 신호들에 대해 정포락 특성을 유지하면서, 알라무티 성능에 근접한 성능을 제공하는 공간 다이버시티 기법을 제안하는 것이다.

물론, 특히 디코딩을 위한 실행의 단순화 역시 해결의 중요한 포인트이다.

처음 종래에 공지된 다이버스티 기법(diversity scheme)은 DD(Delay Diversity)라 명명된다. 이는 매우 단순한 다중 안테나 전송 기법이다. 제 2안테나는 제 1안테나에 의해 전송된 신호의 딜레이된 버전을 전송한다.

한가지 분명한 단점은 송신기에 의해 인식되는 등가(equivalent) 채널 길이를 증가시키는 것이다. CP(Cyclic Prefix)를 가진 시스템에서는, CCD(Cyclic Delay Diversity)가 바람직하다.

또한, 알려진 것 처럼 CCD는 예를 들어, OFDM 또는 DFT-spread OFDM 같은 CP를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다. 제 2 안테나에 의해 전송된 각 블록은 제 1 안테나에 의해 전송된 블록의 순환 회전(cyclic rotation)이다. 이는 매우 단순한 복조기(demodulator)를 사용하면서, 다이버시티를 증가하는 것을 허용한다. DFT-spread OFDM의 경우에, 두개의 전송된 신호는 정포락을 가진다. 그러나, 성능은 예를 들어, 알라무트 코드를 가지고 획득된 것 만큼 좋은 성능은 아니다.

도 3a와 3b는 시간 영역에서 일반적인 것과 주파수 영역에서 일반적인 것인 공지된 변형 알라무티 코드를 나타내고, 도 3c와 3d는 약간 다른 변형 알라무티 코 드를 나타낸다. 알라무티의 변형물은 일반적인 것과 동일한 성능을 가진다는 것은 종래 기술에서 통상의 지식을 가진 당업자에게 자명한 사실이다.

주파수 영역에서 새로운 두가지 변형에 주목할 수 있다. 여기서, 도 3c에 도시된 것을 제1 변형으로, 도 3d에 도시된 것을 제 2변형이라 지칭하기로 한다.

두가지 변형 모두 MIMO 기법이 사용되지 않을 때 전송되는 신호에 대응되기 때문에 이들 두가지 변형은 Tx1에 의해 전송된 신호가 정포락을 가지는 것을 보증한다.

OFDM 기반 전송 기법에 따라 전송을 적용할 때, 적용된 주파수 밴드에서 다른 주파수에 있는 다수 개의 캐리어를 전송해야만 한다. 상기 주파수들을 쌍으로 연관하고(associate), 알라무티 변형 중의 하나가 각 주파수 쌍에 적용되는 것이 제안된다. 정포락은 다른 주파수의 연관 기법과 각 쌍에 대한 선택된 알라무티 변형에 의존하게 될 것이라는 것을 알 수 있다.

본 발명의 제 1 실시예에서, 짝수 N개 주파수의 프레임에서 실행되는, DFT-spread OFDM을 가진 알라무티의 두가지 변형의 연관은 하기와 같다.

- 먼저, 인덱스0인 제 1 주파수와 인덱스 N-1의 마지막 주파수(N번째 주파수)를 연관한다. 그 후, 두번째 주파수(인덱스 1)와 인덱스 N-2의 N-1번째 주파수를 연관한다. 이러한 방식으로 나머지 주파수를 연관한다.

- 다음으로, 2개의 알라무티 코드 변형(제 1변형, 제 2변형)의 사용을 도 4에 도시된 것 처럼 각 연관된 주파수 쌍에 교번하여 적용한다.

도 4는 두개의 안테나(Tx1, Tx2)에 대한 본 발명의 기법을 도시한 것이다. 상기 기법은 추가될 수 있었던 실질적인 널 서브 캐리어(null sub-carrier)에 대한 고려없이, 8개의 주파수를 사용하면서 설명되고, 어떠한 짝수개의 주파수로 확장될 수 있음은 당연하다.

심볼 X0에서 X7은 주어진 시간에 안테나 Tx1을 통해 다른 주파수로 전송된 다른 심볼을 나타낸다. 주파수들에 대해 동일한 넘버링(same numbering)을 사용하면서, 알라무티 코드의 변형1을 사용하는 주파수 F0는 주파수 F7과 연관되고, 주파수 F2는 주파수 F5와 연관됨을 알 수 있다.

동시에, 알라무티 코드의 변형 2를 사용하는 주파수 F1은 주파수 F6와 연관되고, 주파수 F3는 주파수 F4와 연관된다. 물론, 2개의 변형의 사용은 상호 교환되어 사용될 수 있다.

상기와 같은 배치는 주파수 순서로 심볼 -X^* ₇, X^* _6, -X^* ₅, X^* ₄, -X^* ₃, X^* ₂, -X^* ₁, X^* ₀ 를 전송하는 제 2 안테나 상에 주어진 전송을 이끈다.

상기 심볼들은 제 1 안테나 상의 순서와 비교하여 일정한 순서를 유지하면서 주파수 상에 확산된다는 점과 부호의 규칙적인 교번에 기인하여, 제 2 안테나에 의해 전송되는 신호들이 정포락을 가진다는 것을 입증할 수 있다.

주파수 영역에서, 이는 하기와 같은 수학식에 대응된다.

여기서 , ε은 1 또는 -1이고, 실질적으로 ε는 알라무티의 2개의 변형의 사 용에서 반전과 같다.

여기서, 4와 같거나 작은 N의 값에 대해 상기 공식은 공지된 기법으로 이끌수 있다는 사실을 주목해야 한다. 시간 영역에서 인코더의 실행이 수행된다면, 주파수 영역에서 X_k 심볼을 가지지 않지만, 대신 시간 영역에서 x_n심볼의 절차를 가진다.

따라서, 주파수 영역에서 X_k와 Y_k 심볼 사이의 상기 주어진 관계는 동일한 신호의 발생을 이끄는 시간 영역에서 듀얼 관계(dual relationship)에 대응된다.

여기서,

,

x^*는 x의 켤레 복소수를 나타내고, n-N/2는 모듈로 N(taken modulo N)이다.

상기 수학식은 정포락 특성을 현저하게 변경하지 않는 제로 삽입의 선택적 연산이 무시될 때 유효하다. 상기 솔루션은 모든 짝수 N개에 적용할 수 있다. 연관되는 심볼은 주로 주파수로 분리되고, 상기 주파수들은 다른 채널 응답에 대응되기 쉽다. 이는 성능의 약간의 저하를 이끌 수 있다. 그리고 기초 알라무티 디코더 복잡성을 약간 증가시킬 수 있다.

상기 기술이 셀 방식의 전송 시스템(cellular transmission systme)의 업링크에 계획될 경우, 송신기는 일반적으로 베이스 스테이션에 구현되고, 대응되는 복잡성의 증가는 이 경우에 무시된다. N이 4의 배수(N=4p)라면, 도 5에 도시된 바와 같이, 주파수 다중 송신 시스템(multiplex)의 각 반(half)에 대해 이전 기법을 적용함에 의해 주파수 분리를 감소시킬 수 있다. 이는 본 발명의 제 2 실시예를 이끈다.

제 1 실시예와 같은 규정으로, 주파수 영역에서, 상기 제 2 실시예는

여기서,

에 대응하는 시간 영역에서 듀얼 공식을 이끄는

에 대응된다.

일반적으로, 전체 명세서에서 n-N/2, N/2-1-K 또는 M-1-K 같은 인덱스의 표현은 표현된 모듈로 N(expressed modulo N)을 나타낸다.

그러나, 0과 N-1 사이의 짝수인 어떤 M에 대하여, 하기의 일반 기법에 의해 상기 실시예(제1 및 2 실시예)들을 일반화할 수 있다.

-주파수 표현 :

여기서, 알라무티 변형 기법은 캐리어 k와 M-1-k 사이에서 수행된다.

-시간 표현 :

시간과 주파수 구현 모두가 방사될 매우 동일한 신호의 발생을 이끈다는 점을 잘 이해해야 한다.

방사된 신호는 시간 영역에서 수학식

와 링크되는 x_n과y_n 심볼에 근거한 시간 영역 구현을 사용하여 발생된다 하더라도 주파수 영역에서 해석된다면, 수학식

, 와 링크되고, X_k와 Y_k 심볼의 표현으로서 인식될 수 있다.

또한, 상기 수학식들은 주파수 또는 시간 상에서 실행될 수 있는 주파수 편이(frequency shift)와 보간(interpolation)을 고려하지 않았다는 사실을 유의해야 한다.

제 1 실시예는 M=0에 대응되고, 제 2 실시예는 N/2이 짝수임을 암시하는 M=N/2에 대응한다. 따라서, N=4p이다. 모든 실시예들은 정포락 특성을 유지하면서, 알라무티 성능에 근접한 성능을 발휘하기 위한 문제를 해결한다.

이제 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 실행에 대해 설명하기로 한다.

인코더의 주파수 구현에 대한 제 1 변형이 도 6에 제공되고, 주파수 구현에 대한 제 2 변형이 7에 제공된다. 전송될 데이터가 심볼 군 x_n을 제공하는 코딩 및 변조 모듈(6.1, 7.1)에 의해 코딩되고 심볼 상에 매핑된다.

이후, 신호가 FFT(Fast Fourier Transform)모듈(6.2, 7.2)에 의해 주파수 영역에서 확산된다. 그리고 제로 삽입, 주파수 성형 등을 포함할 수 있는 주파수 매핑 모듈(6.3, 7.3)을 수행한다.

상기 신호는 전송을 위해 동일하지 않다 하더라도 심볼군 x_n'을 최초 심볼 x_n과 매우 근접하게 되돌리는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)모듈(6.4, 7.4)에 의해 시간 영역으로 다시 변환된다. 선택적인 CP 삽입(6.5, 7.5)이 전송 전에 적용될 수 있다. 제 2 안테나는 첫번째 분기로서, 선택적 CP 삽입(6.8, 7.8)과 IFFT(6.7, 7.7)를 구비한 새로운 분기로 이끄는 공간 주파수 블록 코드 계산부(6.6, 7.6)에 의해 산출된 데이터가 공급된다.

두가지 실행 사이의 차이는 주파수 매핑 기능(6.3, 7.3)에 대한 공간 주파수 코딩 기능(6.6, 7.6)의 배치에 불과하다. 상기 구현들은 매우 일반적이고, 2X2 공간 주파수 코딩에 적용될 수 있다는 것을 유념해야 한다.

본 발명의 핵심은 실질적으로 상기 주어진 수학식에 따라 기능(6.6, 7.6)에서 사용되는 2X2 공간 주파수 블록 코드이다.

인코더의 시간 영역에서의 구현은 도 8에 도시된다. 전송될 데이터가 코딩되고, 심볼 군X_n을 제공하는 코딩 변조 모듈(8.1)에 의해 심볼 상에 매핑된다. 그후, 선택적으로 CP삽입(8.5)이 상기 신호(데이터)에 적용될 수 있다. 이어서, 전송 전에 오버 샘플링, 필터링, 주파수 전위를 포함할 수 있는 주파수 성형 모듈(8.9)이 동작한다.

모듈(8.6)은 코드의 시간 구현을 적용한다. 상기 모듈은 상기에서 주어진 시간 영역에서 동일한 수학식을 기반으로 한다. 선택적 CP 삽입(8.8)과 오버 샘플링 및 주파수 성형 모듈(8.10)을 가지는 제 2 분기는 제 1 분기와 동일한 동작을 한다.

하나의 수신 안테나를 위한 주파수 영역에서 디코더의 구현이 도 9에 도시되고, 다수 개의 수신안테나(Nr)를 위한 구현이 도 10에 도시된다.

도 9에서, 수신된 데이터는 먼저, 모듈(9.1)에서 동기화된다. 코더가 CP를 삽입했다면, 모듈(9.2)에서 제거된다. 그 후, FFT(9.3)이 주파수 영역으로 신호를 변환하기 위해 적용된다. 이어서, 등화 모듈(9.4)이 채널 추정 모듈(9.7)에 의해 획득된 채널 상태에 따라 데이터를 사용하는 동작을 수행한다.

상기 채널 추정은 각 방사 안테나와 사용된 각 주파수에 대해 행해진다. 상기 등화 모듈은 인코더에 의해 사용된 코드에 따라 데이터를 공간 주파수 블록 디코딩에 적용한다. 그 후, 복조 및 채널 디코딩 모듈(9.6) 전에, IFFT(9.5)에 의해 데이터가 역확산된다.

도 10은 다수 개의 수신 안테나가 사용된 경우에 디코더 구조를 나타낸다. 다수 개의 신호(10.8)는 수신 안테나로부터 수신된다. 동기화 모듈(10.1)이 모든 이런 신호들을 동기화한다. 선택적으로 CP제거(10.2)가 행해지고, 사용된다면, FFT(10.3)가 또한 각 신호를 적용하기 이전에 모든 동기화된 신호와 병렬적으로 수행된다.

채널 추정(10.7)의 Nr모듈은, (하나의 복소모듈이 가능) 서브 캐리어의 N/2 쌍을 직렬적으로 처리하는 NrX2X2 기초 공간 주파수 블록 디코더를 포함하는 하나의 디코더 모듈(10.4)로 들어가는 Nr 신호에 대해 작동할 것이다. 일반적인 채널 디코딩(10.6) 전에, IFFT 모듈(10.5)이 결과로서 생성되는 신호를 취급한다.

본 발명의 특징으로부터 이점을 얻기 위해, 디코딩은 주파수 차원으로 수행되는 것이 바람직하다.

본 발명은 공간 주파수 블록 코드 디코딩 모듈 그자체에 부분적으로 의존하 지만, 또한 오직 한번에 하나의 캐리어 쌍을 처리하고, 다른 캐리어 쌍은 독립적으로 하나씩(one from each other) 디코딩되는 공간 주파수 블록 코드 디코딩 모듈을 가지고 이러한 단순한 디코딩을 수행할 가능성에 의존한다.

이런 마지막 특성은 하나의 모듈 내부에서 시간 영역에서 정의되었을 대부분의 기법에 의해서는 달성되지 않는다. 한편, 근접한 캐리어 상에서 수행된 고전적인 알라무티 기법 또한 상기 특성을 가질 것이지만, 정포락 특성을 가지지 않는다.

멀티 안테나의 경우에 도 10에 도시된 SFBC 코딩의 복잡도에 관해서, MMSE(Minimum Mean Square Error) 디코더는 정합 필터가 존재할 것이다. 이것은 기껏해야 2x2 복소 선형 시스템의 해결 또는 4x4 리얼 선형 시스템의 해결에 의해 따르는, 2 x 2Nr 크기의 복소 행렬 또는 4 x 4Nr 크기의 실 행렬에 의한 곱셉을 의미한다. 더 많은 연구와 시뮬레이션이 본 발명이 필요한지에 대한 확신을 줄 것이다. 여하튼, 대응 복잡도는 적당한 정도이다.

이제 비 정적인(non-stationary) 채널에 대한 MIMO코드의 디코딩에 대해 상세히 살펴보기로 한다.

먼저, 실 영역에서 LD(Linear Dispersion)를 디코딩하기 위한 일반적인 방법이 소개되고, 그 후, 비 정적인 채널에 대한 알라무티 코드와 그것의 변형에 적용될 방법에 대해 소개된다.

하기와 같은 파라메터를 정의하기로 한다.

● k는 부호어(code word) 당 정보 심볼의 수이다,

● N은 서브 개리어의 수이다,

● L은 시간 또는 주파수 영역이다. 공간 시간 또는 공간 주파수 코딩에 연관된 시간 슬롯 또는 서브 캐리어의 수를 의미한다. 알라무티의 경우 L은 2이다 .

● Nr은 수신 안테나의 수이다,

● Nt는 전송 안테나의 수이다.

그리고 다음과 같은 벡터와 매트릭스(행렬)를 정의하기로 한다.

● x는 정보 데이터를 나타내는 K × 1 크기의 복소 벡터이다.

● Xr은 실 표현에서 정보 데이터를 나타내는 2K × 1 크기의 실 벡터이다.

● H는 주파수 영역에서 채널 응답을 나타내는 L.Nr × L.Nt크기의 복소 행렬이다.

● Hi는 시간 슬롯 i 또는 서브-캐리어 i에 대한 채널 응답을 나타내는 Nr × Nt크기의 복소 행렬이다.

● Hr은 실 표현에서 채널을 나타내는 2L.Nr × 2L.Nt크기의 복소 행렬이다.

● s는 형렬 표현에서 코드화된 데이터를 나타내는 Nt × L 크기의 복소 행렬이다.

● sv는 벡터 표현에서 : sv = vect(s), 코드화된 데이터를 나타내는 Nt.L × 1 크기의 복소 벡터이다.

● A, B는 인코딩 행렬을 나타내는 L.Nt × K 크기의 복소 행렬이다.

● Cr은 균등 실 인코딩 행렬을 나타내는 2L.Nt × 2K 크기의 실 행렬이다.

● y는 벡터 표현에서, 수신된 데이터를 나타내는 L.Nr × 1 크기의 복소 벡터이다.

● yr은 벡터와 실 표현에서, 수신된 데이터를 나타내는 2L.Nr × 1 크기의 실 벡터이다.

● v는 노이즈 벡터를 나타내는 L.Nr × 1 크기의 복소 벡터이다.

● vr은 실 표현에서, 노이즈 벡터를 나타내는 2L.Nr × 1 크기의 실 벡터이다.

MIMO 기법의 종래의 기술(description)에서는, 채널의 영향은 선형적 변형에 의해 모델화될 수 있다고 가정된다. 특히, 광대역 시스템에서, 이런 기술은 주파수 영역에서 수행된다고 가정한다. OFDM 또는 DFT-spread OFDA 시스템 또는 어떤 특별한 다중 캐리어 시스템에서, 이것은 MIMO 기법이 STBC의 경우 하나 또는 SFBC의 경우 적은 수 L의 서브 캐리어에 적용될 수 있다는 것을 암시한다.

현 시점에서 STBC와 SFBC 기법을 분리하여 고려해야만 한다.

STBC 기법에서, 전송된 서버-캐리어 N 중 각 서브 캐리어 k에 대해, 공간-시간(ST) 인코딩이 적용되고, 일반적으로 연속적인 L 시간 슬롯을 통해 확산된다. 여기서, 시간 슬롯은 OFDM 심볼에 대응된다.

예를 들어, 2개의 전송 안테나 Tx0, Tx1이 있고, Nt = 2, L=2 시간 슬롯이라 가정하면, 심볼 a^k _i,j는 서브캐리어 k에 대해 시간 슬롯 j 동안, 안테나 i상에 전송될 것이다.

행렬 개념에서, 이는 하기와 같은 행렬을 전송하는 것에 대응된다.;

ST 인코딩과 디코딩이 관련되는 한, 대응되는 N흐름은 병렬적으로 처리된다: 따라서, 일반론의 손실을 없이(WLOG), 단순화하기 위해, 윗첨자 k는 다음에서 생략될 것이다.

SFBC 기법에서, 오직 하나의 시간 슬롯(예를 들어, 하나의 OFDM 심볼)이 특별한 공간 주파수(SF) 인코딩 또는 디코딩에 관여된다. 그러나, N/L SF 인코딩/디코딩은 병렬적 그리고 개별적으로 처리될 것이다. 각 SF 인코딩인 L개의 다른 서브 캐리어들 상에서 확산된다.

SF 인코딩의 인덱스를 k라 지칭하기로 한다. (여기서, K는 0과 N/L-1 사이).

상기 인코딩은 L개의 서브 캐리어 k₀, k₁, …. , k_L-1. 상에 적용된다.

이어서, SF 인코딩 후, 심볼 a^k _i,kj 은 전송 안테나 i에 의해 서브 캐리어 kj 상에서 전송된다.

예를 들어, 2개의 전송 안테나 Tx0, Tx1(Nt = 2)가 있고, L=2인 서브 캐리어가 각 SF 인코딩을 위해 사용된다고 가정하면, 이는 다음의 행렬을 전송하는 것과 대응된다.;

SF 인코딩과 디코딩이 관련되는 한, 대응되는 N/L 흐름은 병렬로 처리된다. 따라서, 일반론의 손실없이 단순화하기 위해, 윗첨자 k는 다음에서 생략될 것이다. 그리고 행렬 S가 전송된다고 고려한다.

공간-시간 또는 공간-주파수(ST/SF) 코드의 코드화된 데이터는 행렬 또는 벡터 형태로 표현될 수 있다. 상기에서 사용된 것 처럼, 인코딩을 표현하기 위한 더 많은 자연스런 방법이 행렬 형태를 가지고 있다. 참으로, 이런 행렬 형태는 일반적으로 인코딩 절차를 더 쉬운 표현으로 이끈다.

그러나, 벡터 형태가 채널의 표현과 디코딩의 표현을 단순화하기 때문에 벡터 형태가 사용될 것이다. 하기에서, 벡터는 다른 컬럼을 겹쳐놓은 행렬로부터 획득된다.

예를 들어, s와 sv가 코드화된 데이터의 행렬과 벡터 표현이라면, 그때

,

이는 하기에 의해 SFBC 케이스로 표현될 수 있다.

매우 일반적인 상식으로, ST/SF 인코딩은 LD 코드의 하기와 같은 복소 표현으로 표현될 수 있다.

sv = Ax + Bx*

여기서, x는 ST/SF 인코딩 이전에, 벡터 형태하에서의 정보이다.

A와 B행렬의 예는 알라무티에 대한 디코딩을 표현할 때, 하기와 같이 제공된다. B=0이라면, ST/SF 인코딩은 선형적이고, 이는 알라무티 기법에 대한 경우가 아니다.

채널 표현에 대해 살펴보기로 한다. 주파수 영역에서, 주어진 인스턴트(instant)와 주어진 주파수(예를 들어, 주어진 서브-캐리어)에서, 채널은 단순 승법 계수(simple multiplicative coefficient)에 의해 모델화 될 수 있다고 가정한다.

SISO의 경우, 이는 서브-캐리어 i에서, 수신된 샘플은 하기와 같다.

y_i = H_ia_i + 노이즈

여기서, H_i는 SISO에서 복소 계수이고, a_i는 전송된 값이다.

MIMO의 경우에 대한 공식은 상기 모델에서 직접적으로 유도할 수 있다. 예를 들어, SFBC의 경우에, 서브-캐리어 i와 수신 안테나 j에서 수신된 샘플은

하기의 수식과 같다.

여기서, H_i(j,i)는 주파수 i에서 안테나 l과 j 사이에서 주파수 채널 응답에 대응되는 복소 계수이고, a_k,i는 전송 안테나 k에 의해 서브-캐리어 i에서 전송된 데이터이다.

따라서, 채널은 다음과 같은 행렬 형태로 표현될 수 있다.

여기서, 행렬 H_i는 시간 i(STBC 경우) 또는 주파수 i(서브-캐리어 k_i, SFBC 경우)에서 채널의 주파수 응답이다. 그리고 행렬 H_i의 엔트리(j,l)는 전송 안테나 l과 수신 안테나 j 사이의 채널 계수에 대응될 때, 채널이 정적(stationary)인 경우, 모든 H_i 행렬은 같다.

이는 수신된 복소 벡터가 하기의 수학식과 같다는 것을 이끈다.

y = Hsv + v = H(Ax +Bx*) + v,

여기서, v는 추가적인 백색 가우시안 노이즈이다.

상기 수학식은 하기와 같은 동일한 실 표현을 가진다.

yr = HrCrxr +vr

상기 수학식은 선형 형태에 있기 위한 커다란 장점을 가진다.

벡터 xr(resp.yr, vr)은 오리지널 복소 벡터의 실수와 허수 영역을 겹침으로써 x(resp. y. v)로부터 얻을 수 있다.

일례로,

여기서, 위첨자 R과 I는 각각 실수와 허수 영역에 대한 표시이다.

행렬 Cr과 Hr은 하기와 같이 쉽게 얻어질 수 있다.

그리고

매우 빈번하게, 특히 알라무티 코드에 대해 오히려, MMSE(Minimum Mean Square Error) 디코딩의 간단한 표현이 실 또는 복소 형태로 발견될 수 있다.

복소표현이 사실상 더욱 단순해 보인다. 그러나, 그것이 더 적은 동작에 대 응된다는 것을 의미하지 않는다. 게다가, 인코더의 일반적인 형태는 복소 형태에서 선형적이지 않다. 그리고 단순 복소 표현은, 그것이 존재할 때, 코드에 의지하는 예를 들어, 애드-혹(ad hoc) 변환을 내포한다.

일반론을 유지하기 위해, 알라무티를 위한 복소 영역에서 단순 표현이 또한 존재한다는 것을 염두해두면서, 먼저 실 영역에서 단지 MMSE 디코더의 기술(description) 만을 표현할 것이다.

상기 복소 영역에서 알라무티 코드의 상기 기술은 하기에 제공된다.

상기에서 부터, MMSE 공식은 매우 단순하다. 수신기 실 벡터는 하기와 같이 다시 공식화될 수 있다.

Yr = F xr + vr, 여기서, F = Hr Cr

이는 직접적으로 xr의 MMSE 추정기가 하기와 같다는 것을 이끈다.

여기서, s²은 복소 노이즈 v의 변화이고, I_2K는 크기 2K의 단위 행렬이고, F^T는 F의 전치(transpose)를 나타낸다.

안테나의 수와 시간 슬롯(또는 서브-캐리어의 수)이 무엇이던 간에, 단지 2K 크기의 실 행렬이 역변환되어야만 한다는 것이 의미있는 사실이다. 복소표현이 가능할 경우, 2K 크기의 복소 행렬은 역변환된다.

알라무티의 경우에, Nt = 2, K=2, L=2, 변수 Nr을 가진다.

알라무티의 종래의 시간 또는 주파수 버전에 대해 하기와 같이 얻을 수 있 다.

알라무티의 제 1변형에 대해 하기와 같이 얻을 수 있다.

알라무티의 제 2변형에 대해 하기와 같이 얻을 수 있다.

실 영역에서 모든 LD 코드를 위해 MMSE 디코더의 일반적인 공식을 기술했다.

이들은 알라무티 코드와 상기 A와 B행렬를 가진 알라무티 코드의 변형들에 적용될 수 있다. 이제, 복소 영역에서 상기 알라무티 코드와 그것의 변형들을 위한 MMSE 디코더의 동일하거나 더 단순한 표현을 설명하기로 한다.

알라무티 코드의 각 버전을 위해, 상기 MMSE 디코더는 복소 형태로 설명될 수 있다.

상기 개념을 사용하는 일반적인 알라무티에 대해, 전송된 벡터는 하기와 같다.

그리고 수신된 벡터 y는 하기와 같다.

여기서, y₀와 y₁은 사이즈 Nr의 벡터이다.

제 2 시간 슬롯 또는 주파수 코드에 대한 제 2 서브-캐리어에 대응하는 데이터를 공액 처리(conjugate)함으로써 y'를 정의한다.

직접적으로 하기와 같은 식을 얻을 수 있다.

이는 선형 표현이기 때문에, x의 MMSE 추정은 하기의 수학식에 의해 단순하게 제공된다.

여기서, D^H 는 D의 에르미트(Hermitian)를 나타낸다.

주파수에서 알라무티의 제 1 변형을 위해, 상기 전송된 벡터는 하기와 같다.

여기서, x'를 하기와 같이 정의한다.

이제, 상기 전송된 벡터는 하기와 같다.

그리고 이전 섹션에서 처럼 제 2 부분(제 2 시간 슬롯 또는 제 2 서브 캐리어)를 공액 처리(conjugating)한 후 상기 수신된 벡터는 하기와 같이 표현된다.

역시 복소 선형 표현이기 때문에, x' MMSE 추정은 하기와 같이 단순하게 제공된다.

그리고 x의 MMSE 추정은 하기와 같다.

주파수에서 알라무티의 제 2 변형을 위해, 전송된 벡터는 하기와 같다.

X''를 하기와 같이 정의한다.

그 후 전송된 벡터는 이제 하기와 같다.

그리고 이전 섹션에서 처럼 제 2 부분을 공액처리(conjugating)한 후 수신된 벡터는 이제 하기와 같이 표현된다.

역시 복소 선형 표현이기 때문에, x''의 MMSE 추정은 하기와 같이 단순하게 제공된다.

그리고 x의 MMSE 추정은 하기와 같다.

도 11은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 주파수 영역에서 방사 방법의 블록도(organigram)를 나타낸다. 단계(11.1)은 전송될 데이터에 대한 주파수 영역에서 N개의 심볼x_k를 획득하는 단계이다.

단계(11.2)는 공식 Y_k = ε(-1)^K+1X*_M-1-K, 에 따라 심볼 X_k로부터 N개의 심볼Y_k를 계산하는 단계이다. 단계(11.4)는 상기 X_k심볼로부터 제 1안테나 상에 방사될 신호, 이미 언급했던바와 같이 제로 삽입의 경우에 N 또는 N보다 큰 N'를 발생시키는 단계이다.

단계(11.3)는 Y_k심볼로부터 제 2 안테나 상에 방사될 신호 N 또는 N'를 발생 하는 단계이다. 단계(11.6)에서 x_n심볼을 나타내는 신호는 상기 제 1안테나 상에 방사된다. 반면, y_n심볼을 나타내는 신호는 단계(11.5)에서 상기 제 2안테나 상에 방사된다.

도 12는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 하나의 수신 안테나를 구비한 경우에서, 수신 방법의 블록도를 나타낸다. 단계(12.1)은 전송된 데이터에 대해 주파수 영역에서 N개의 수신된 심볼(N received symbols)을 획득하는 단계이다. 단계(12.2)는 상기 주파수 쌍 상에 방사된 신호를 인코딩하는 방사기에 의해 사용된 알라무티 인코딩 코드의 변형에 따라 각 수신된 페어신호에 대한 알라무티 디코딩 모듈에 적용시키는 단계이다. 단계(12.3)에서, 시간 영역에서 x_n심볼의 추정은 주파수 영역에서 상기 추정된 심볼로부터 획득된다.

두개의 안테나를 가지고 기술된 MIMO 기법은 어떠한 짝수개를 가진 안테나로 확장될 수 있다. 상기 확장은 상기 안테나를 쌍으로 그룹핑함으로 행해진다. 그리고 본 발명에서 정의된 것 같은 코딩기법 중 하나를 각 안테나 쌍에 적용하여 행해진다.

본 발명은 다수 개의 송신기를 사용할 어떠한 송신 시스템에도 적용될 수 있다. 크로스오버 간섭이 발생하는 선로 전송(line transmission)에서 사용될 수 있다 하더라도, 본 발명은 무선 시스템과 밀접하게 관련되기 쉽다.

더우기, 본 발명은 DFT-spread OFDM 컨텍스트(context)로 기재된다. 그러나, 실제 장점이 단지 정 포락을 가진 변조에 있다 하더라도, 어떠한 변조 기법에도 본 제안된 발명을 사용할 수 있다.

CP(Cyclic Prefix)와 관련, 본 발명은 주파수 영역에서 수신기 구현을 단순하게 한다. 그러나, 더욱 복잡해질 수 있다 하더라도, 송신기의 다른 주파수 영역 구현은 상기 CP없이 가능할 수 있다.

그러한 구현의 예는 오버랩 방법(예를 들어, 중첩가산(OLA, OverLap Add) 또는 중첩보류(OLS, OverLap Save)이다.

OLS 방법에서, N개의 샘플은 주파수 영역에서 취급될 것이고, 시간 영역으로 변환될 것이다. 그리고 그들 중 단지 약간만이 시간 영역에서 유지될 것이다. 대응되는 취급 윈도우는 모든 수신된 샘플이 취급되는 것을 보장하기 위한 오버래핑이다.

본 발명은 무선통신 영역에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 특히, OFDM 기반 전송기술과 관련되어 사용되는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 또는 MISO(Multiple Input Single Output)의 컨텍스트에서 유용한 코딩(coding)과 디코딩(decoding)기술에 관한 것으로 데이터 전송을 위한 모든 통신 시스템에 적용할 수 있다.

Claims (8)

1. 적어도 2개의 전송 안테나를 포함하되, 각 안테나가 적어도 짝수'N' (바람직하게는 4보다 큰)개의 다른 주파수 상에 전송하는 방사기에 의한 무선 데이터 방사 방법으로서,

   각 주파수 'k'(여기서, k는 0에서 N-1)상에 주어진 시간 슬롯 동안 제 1 안테나 상에 주파수 영역으로 복소 심볼 'X_k'나타내는 신호를 전송하는 단계와;

   각 주파수 'k'(여기서, k는 0에서 N-1)상에 상기 주어진 시간 슬롯 동안 제 2 안테나 상에 심볼 Y_k를 나타내는 신호를 전송하는 단계를 포함하되,

   0과 N-1 사이(0과 N-1 포함)의 짝수로 선택된 주어진 정수값 M에 대하여, 상기 심볼 Y_k는 하기의 공식에 의해 각 주파수 k에 대한 심볼 X_k로부터 유도되고,

   Y_k = ε(-1)^K+1X^* _M-1-K,

   여기서 , ε은 1 또는 -1이고, X^*는 X의 켤레 복소수를 의미하고, M-1-K는 모듈로 N(taken modulo N)이며, 페어링 기법에 따라 인덱스 k와 인덱스 M-1-k의 주파수가 페어링되고, 전송될 심볼에 대하여 각 주파수 쌍에 변형 알라무티 코드가 적용되는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 방사 방법.
2. 제 1항에 있어서,

   N은 4로 가분되어지고, 상기 선택된 M의 값은 N/2과 같은 것을 특징으로 하는 무선 데이터 방사 방법.
3. 제 1항에 있어서,

   상기 선택된 M의 값은 0과 같은 것을 특징으로 하는 무선 데이터 방사 방법.
4. 제 1항 내지 제 3항 중 선택된 어느 하나의 항에 있어서,

   전송될 데이터에 대해 주파수 영역에서 N개의 심볼X_k(N symbols X_k)를 획득하고,

   상기 공식에 따라 심볼 X_k로부터 N개의 심볼 Y_k(N symbols Y_k)를 산출하고,

   상기 X_k 심볼로부터 제 1 안테나로 전송될 상기 N개 신호(N said signals)를 발생하고,

   상기 Y_k 심볼로부터 제 2 안테나로 전송될 상기 N개 신호(N said signals)를 발생하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 방사 방법.
5. 제 1항 내지 제 3항 중 선택된 어느 하나의 항에 있어서,

   전송되기 위한 데이터에 대하여 시간 영역에서 N개의 심볼 x_n을 획득하고,

   하기 수학식에 따라 심볼 x_n으로부터 N개의 심볼 y_n을 산출하고,

   y_n =εW^(M-1)nx*_n-N/2 (여기서, W = e^j2π/N, x*는 x의 켤레 복소수를 나타내고, n-N/2는 모듈로 N)

   상기 x_n심볼로부터 제 1 안테나 상에 방사될 상기 N개의 신호를 발생하고, 상기 y_n심볼로부터 제 2 안테나 상에 방사될 상기 N개의 신호를 발생하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 방사 방법.
6. 적어도 2개의 전송 안테나를 포함하는 송신기로부터 제1항에 따라 전송될 상기 신호인, 적어도 하나의 짝수 주파수 상의 신호의 무선 데이터 수신 방법으로서,

   방사 페어링 기법에 따라 상기 주파수 상에 수신된 신호를 페어링하는 단계와;

   상기 주파수 쌍 상에 방사된 신호를 인코딩하기 위해 방사기에 의해 사용된 변형 알라무티 인코딩 코드에 따라 각 수신된 신호 쌍에 공간 주파수 코드 디코딩 모듈을 적용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 데이터 수신 방법.
7. 적어도 두개의 전송 안테나와;

   각 안테나 상에 적어도 짝수 N개의 다른 주파수로 전송하는 수단;

   각 주파수 'k'(k는 0에서 N-1)상에 주어진 시간 슬롯 동안 제 1 안테나 상에 주파수 영역으로 복소심볼 X_k를 나타내는 신호를 방사하는 수단;

   각 주파수'k'(k는 0에서 N-1)상에 상기 주어진 시간 슬롯 동안 제 2 안테나 상에 주파수 영역으로 심볼 Y_k를 나타내는 신호를 방사하기 위한 수단을 포함하되;

   0과 N-1 사이(0과 N-1 포함)의 짝수로 선택된 주어진 정수값 M에 대하여, 심볼 Y_k는 하기의 공식에 의해 각 주파수 k에 대해 심볼 X_k로부터 유도되고,

   Y_k = ε(-1)^K+1X^* _M-1-K,

   여기서 , ε은 1 또는 -1이고, X^*는 X의 켤레 복소수를 의미하고, M-1-K는 모듈로 N(taken modulo N)이며, 페어링 기법에 따라 인덱스 k와 인덱스 M-1-k의 주파수가 페어링되고, 전송될 심볼에 대하여 각 주파수 쌍에 변형 알라무티 코드가 적용되는 것을 특징으로 하는 방사 장치.
8. 적어도 2개의 전송 안테나를 포함하는 송신기로부터 적어도 짝수개의 주파수 상에 제 1항에 따라 방사된 상기 신호를 수신하기 위한 수단과;

   방사 페어링 기법에 따라 상기 주파수 상에 수신된 신호를 페어링하는 수단 과;

   상기 주파수 쌍 상에 방사된 신호를 인코딩하기 위한 방사기에 의해 사용된 다른 알라무티 인코딩 코드에 따라 각 수신된 신호 쌍에 대해 공간 주파수 코드 디코딩 모듈을 적용하기 위한 수단을 포함하는 수신 장치.

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