JP2006129475A - 直交周波数分割多重移動通信システムにおけるブロック符号化及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する基地局の送信装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】少なくとも２つの基地局から送信された同一の放送信号に対して、送信ダイバーシティを効率的に支援する装置及び方法を提供する。
【解決手段】無線網制御器（ＲＮＣ）は、移動端末機（ＭＳ）の無線チャンネル状態を考慮して、３つのセクターから構成された１つのセル内に位置した複数の基地局にダイバーシティを実現するための情報を送信する。複数の基地局の各々は、少なくとも２本の送信アンテナを備える。セル内の基地局が情報に従って送信されるデータの時空間ブロック符号化を遂行し、相互に異なる循環遅延をデータに適用して、少なくとも２本の送信アンテナを介して移動端末機へデータを送信する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直交周波数分割多重／符号分割多重接続通信システムにおいて、送信ダイバーシティを支援するものに関し、特に、少なくとも２つのアンテナを備えた基地局から送信された同一の放送信号に対して送信ダイバーシティを効率的に支援する装置及び方法に関する。

最近では、移動通信サービスに対するコンテンツの増加とともに、音声サービス以外にも、ビデオ、オーディオ、テキスト、デジタル放送などのようなマルチメディアに対するユーザの要求が爆発的に増加している。このような要求を満足するために、高速データを効率的に送信するための方法のうちの１つである直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、‘ＯＦＤＭ’と称する）方式について活発な研究及び開発が進められている。上記ＯＦＤＭ方式は、第４世代移動通信及び次世代移動通信方式の代表的な方式でも脚光を浴びている。また、上記ＯＦＤＭ方式は、超高速パケット送信技術の開発とともに、標準化作業も進められている。

移動端末機は、自身と同一の移動通信システムに位置した該当セルから送信された信号を受信して通信を遂行することができる。このとき、送信信号が劣悪な難聴地域や移動端末機が群集するホットスポット（hot spot）地域、又は、移動端末機が時々現れる郊外地域の場合を考慮して、適合した信号送信方式を必要とする。
基地局は、自身のセルに位置した移動端末機の送信信号を保証するために送信ダイバーシティを使用する。これは、上記自身のセルに隣接した周辺セルから送信された信号が上記移動端末機の通信性能を減少させることができる原因として作用するためである。
このとき、上記自身のセル及び上記隣接セルが放送サービスを支援するために、同一の放送信号を送信する場合に、該当セルでマクロダイバーシティを支援し、上記セル内の基地局の多重アンテナを使用して、さらに適合したダイバーシティを支援するための送信構造を必要とする。

上記背景に鑑みて、本発明の目的は、直交周波数符号分割多重／符号分割多重接続通信システムにおける送信ダイバーシティを支援することができる基地局の送信装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、直交周波数符号分割多重／符号分割多重接続通信システムにおける少なくとも２つのアンテナを備えた基地局から送信された同一の放送信号に対して、送信ダイバーシティを効率的に支援することができる基地局の送信装置及び方法を提供することにある。

このような目的を達成するために、本発明の１つの特徴によれば、直交周波数分割多重移動通信システムにおける基地局がブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する方法は、無線網制御器が移動端末機の無線チャンネル状態を評価するステップと、上記無線チャンネル状況に従って、少なくとも２つの送信アンテナを備え、少なくとも３つのセクターから構成された１つのセル内に位置した複数の基地局にダイバーシティを実現するための情報を送信するステップと、上記基地局が上記情報に従って送信されるデータの時空間ブロック符号化を遂行するステップと、上記符号化されたデータに相互に異なる循環遅延を適用するステップと、上記遅延されたデータを少なくとも２つの送信アンテナを介して移動端末機へ送信するステップとを具備することを特徴とする。

本発明の他の１つの特徴によれば、直交周波数分割多重移動通信システムにおける基地局がブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する方法は、無線網制御器が、移動端末機の無線チャンネル状態を評価するステップと、上記無線チャンネル状況に従って、少なくとも２つの送信アンテナを備え、少なくとも３つのセクターから構成された１つのセル内に位置した複数の基地局にダイバーシティを実現するための情報を送信するステップと、上記情報に従って、上記基地局から送信されるデータの周波数空間ブロック符号化を遂行するステップと、上記符号化されたデータに上記基地局別に相互に異なる循環遅延を適用するステップと、上記遅延されたデータを上記各基地局に備えられた少なくとも２つの送信アンテナを介して移動端末機へ送信するステップとを具備することを特徴とする。

本発明のまた他の特徴によれば、直交周波数分割多重移動通信システムにおけるブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する基地局装置は、Ｎ長さの第１のデータ列及びＮ長さの第２のデータ列を順次に受信して、決定された時空間符号に従って、Ｎ長さのシンボルベクターで符号化を遂行して並列に出力する時空間符号化ブロックと、上記Ｎ長さのシンボルベクターをＮ個の時間領域に基づいて多重搬送波シンボルに出力する上記送信アンテナの数に対応する複数の逆変換器と、上記逆変換器から出力された上記Ｎ長さの多重搬送波シンボルを決定された大きさの遅延を有するように遅延して出力する遅延器とを具備することを特徴とする。

本発明のさらなる特徴によれば、直交周波数分割多重移動通信システムにおけるブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する基地局装置は、Ｎ長さの第１のデータ列及びＮ長さの第２のデータ列を受信して、Ｎ／２長さの第１のデータ列及びＮ／２長さの第２のデータ列を順次的に入力し、上記２つのデータ列を組み合わせて、周波数空間符号に従ってＮ長さのシンボルベクターを並列に出力する周波数空間符号化ブロックと、上記Ｎ長さのシンボルベクターをＮ個の時間領域に基づいて、多重搬送波シンボルに出力する上記送信アンテナの数に対応する逆変換器と、上記逆変換器から出力された上記Ｎ長さの多重搬送波シンボルを決定された大きさの遅延を有するように遅延してそれぞれ出力する遅延器とを具備することを特徴とする。

本発明は、多重搬送波を使用する移動通信システムにおいて、ブロードキャストチャンネルを送信する場合に、基地局間のマクロダイバーシティ及び基地局内の多重アンテナを使用するダイバーシティを保証することによって、セル周辺の移動端末機の送信効率を最大にすることができる、という効果を有する。また、本発明は、多重経路フェージングチャンネルから十分な利得を得ることができない地域では、周波数ダイバーシティ利得を得ることができる、という効果を有する。

以下、本発明の好適な一実施形態を添付図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知の機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。そして、下記に説明する用語は、本発明での機能を考慮して定義されたもので、これは、設計者の意図及び慣例などに従って変更されることができる。従って、その用語は、本明細書の全般にわたった内容に基づいて定義されることができる。
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）／高速ダウンリンクパケット接続（high-speed downlink packet access；ＨＳＤＰＡ）を支援する移動通信システムにおいて、さらに適合した送信ダイバーシティを提供するための基地局の送信装置及び方法を提案する。
本発明の一実施形態に従って、時空間ブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する基地局の送信構造について説明する。また、本発明の他の実施形態に従って、周波数空間ブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する基地局の送信構造について説明する。このとき、上記基地局は、少なくとも２つのアンテナを備え、各アンテナで相互に異なる遅延を考慮して、同一の信号を送信することによって、移動端末機は、性能利得を保証するようにする。

図１は、本発明が適用されるセル構造を簡略に示す。
図１を参照すると、移動通信システムにおいて、移動端末機１００は、ブロードキャストチャンネルを介して放送サービスを受信する端末機である。移動端末機１００は、地理的に都心地域のホットスポット（hot spot）地域を移動中であるか、又は、使用可能な信号が弱い郊外地域又は山岳地域を通過することもできる。このような地理的な位置に従って、多重経路チャンネルの特性は、相互に異なる。
例えば、移動端末機１００が、セル間の距離も近くて、隣接セルが多い都心地域のホットスポットに位置した場合に、循環遅延を経たダイバーシティが存在しなくても、多重経路を介して十分な多重経路チャンネルを受信する。一方、移動端末機１００が、閑静な郊外地域や人里離れた山岳地域へ移動した場合に、上記セルの間隔も遠くなり、多重経路チャンネルも十分でない。従って、移動端末機１００は、各セルから送信された信号に対して、循環ダイバーシティ変調方式を適用して、上記各セルの基地局から送信された多重チャンネル経路からフェージング利得を得ることができる。

図１に示すように、移動端末機１００は、相互に異なる３つの基地局に属している３個のセクター間の交差地域に存在している。この場合に、３個のセクターに存在する基地局は、少なくとも１つの送信アンテナを使用してセル内に位置した移動端末機１００へブロードキャストチャンネルを送信する。上記各基地局は、時空間ブロック符号化又は周波数空間符号化を遂行した信号を多重アンテナ１１１，１１２，１２１，１２２，１３１，１３２を介して送信し、移動端末機１００は、上記３つの基地局ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３の各々から同一の周波数を介してデータを受信する。このとき、相互に異なる循環遅延を有するデータは、上記３つの基地局ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３から送信される。従って、移動端末機１００は、相互に異なる経路を経て相互に異なる循環遅延を有する上記データを受信して、マクロダイバーシティの効果を得る。

図２は、本発明の第１実施形態による基地局の送信構造を示すブロック図である。本実施形態において、少なくとも２つのＯＦＤＭシンボル区間の間に、チャンネル変化がないことを仮定して説明する。
図２を参照すると、Ｎ個のデータストリーム２００は、３個の基地局ＢＳ１ ２１１，ＢＳ２ ２２１，ＢＳ３ ２３１へ送信される。このとき、データストリーム２００は、Ｘ_１＝［Ｘ_１（０），Ｘ_１（１），・・・，Ｘ_１（Ｎ／２−１）］^T 及びＸ_２＝［Ｘ_２（０），Ｘ_２（１），・・・，Ｘ_２（Ｎ／２−１）］^T の順に提供される。このとき、上記基地局は、上記入力データＸ_１及びＸ_２は、ＯＦＤＭ多重搬送波（multi-carrier）を使用する並列送信構造を有する。このとき、上記基地局ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３に備えられたそれぞれの時空間符号化ブロック２１３，２２３，２３３は、Ｎ長さのベクトル単位で上記入力されたデータ列の時空間ブロック符号化を遂行した後に出力する。

その後、各時空間符号化（ＳＴＢＣ）ブロック２１３，２２３，２３３は、順次に入力されたデータＸ_１及びＸ_２のデートストリーム２００に対する時空間符号化を遂行した後に、上記ＳＴＢＣ信号を逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform；以下、‘ＩＦＦＴ’と称する）器２１４，２１５，２２４，２２５，２３４，２３５へ出力する。上記ＩＦＦＴ器２１４，２１５，２２４，２２５，２３４，２３５は、ＩＦＦＴ動作、すなわち、ＯＦＤＭ変調動作を遂行して、上記順次的に入力されたデータストリームから多重分割の過程に基づくＮ個の多重搬送波（multi-carrier）信号を生成して、ＯＦＤＭ変調のＮ個の並列ＯＦＤＭ信号を時間領域信号に変換する。

ＩＦＦＴ器２１４，２１５，２２４，２２５，２３４，２３５から出力された時間領域信号は、遅延器ｄ_１１ ２１６，ｄ_１２ ２１７，ｄ_２１ ２２６，ｄ_２２ ２２７，ｄ_３１ ２３６，ｄ_３２ ２３７によって人為的に遅延し、これによって、循環遅延ダイバーシティを得ることができる。すなわち、上記それぞれのアンテナに関連した循環遅延レベルは、最大のダイバーシティを得ることができるように制御される。遅延器ｄ_１１ ２１６，ｄ_１２ ２１７，ｄ_２１ ２２６，ｄ_２２ ２２７，ｄ_３１ ２３６，ｄ_３２ ２３７は、上記アンテナの数に対応し、ｄ１及びｄ２の遅延値を有するように制御される。上記遅延器は、それぞれ遅延された時間領域信号を保護区間（guard interval；ＧＩ）挿入器２１８，２１９，２２８，２２９，２３８，２３９へ出力する。

保護区間挿入器２１８，２１９，２２８，２２９，２３８，２３９は、以前に位置したそれぞれの遅延器ｄ_１１ ２１６，ｄ_１２ ２１７，ｄ_２１ ２２６，ｄ_２２ ２２７，ｄ_３１ ２３６，ｄ_３２ ２３７から出力された上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータのうちからサイクリックプレフィックス（cyclic prefix；ＣＰ）の位置にある時間領域信号を検出し、上記検出されたサイクリックプレフィックス信号をあらかじめ決定されたＣＰ値を使用して減算動作を遂行して、時間軸上のあらかじめ決定された位置に配置する。すなわち、上記サイクリックプレフィックスをＧ個のサンプルからなる保護区間に設定して、上記ＯＦＤＭサンプルデータの前に挿入した後に、上記保護区間を含むＯＦＤＭサンプルデータを出力する（以下、保護区間が挿入されたＯＦＤＭシンボルを“ＯＦＤＭ送信シンボル”と称する）。従って、上記各基地局は、少なくとも１つのアンテナを介して上記生成されたＯＦＤＭ送信シンボルを送信する。

図１及び図２を参照して上述したように、本発明の第１実施形態に従って、３個の基地局は、３対のアンテナ１１１，１１２；１２１，１２２；１３１，１３２を介して、２つのシンボル区間の間にＮ長さの副搬送波上の同一の信号を送信する。また、上記基地局にある各アンテナに循環遅延を適用する。また、２個のシンボル区間の間に、1本のサブチャンネル上に時空間ブロック符号が形成される。このとき、循環遅延制御器は、それぞれのアンテナに関連した循環遅延レベルを最大のダイバーシティを得ることができるように制御し、例えば、１つの基地局内では、ｄ_１１＝ｄ_１２のように遅延を一致させることができる。
受信側にある移動端末機は、２本の送信アンテナが存在するように２本のチャンネルを推定し、時空間ブロック符号受信方法を使用して時空間ダイバーシティを得る。また、３本のアンテナを介して送信された信号から循環遅延ダイバーシティを得る。

図３は、図２に示すような循環遅延ダイバーシティ方式の詳細を示すブロック図である。
図３は、１つのセル内に３個の基地局ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３が存在する場合に、上記基地局が同一のデータストリーム３００を送信する構造を示す。
データストリーム３００は、３個の基地局ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３に同時に伝達される。ＢＳ１ ３１１において、ＩＦＦＴ器３１２は、上記順次に入力されたデータストリーム３００からＮ個のＯＦＤＭサンプルデータを生成して並列に出力する。遅延器ｄ_１ ３１３は、上記ＯＦＤＭサンプルデータを遅延して、遅延値ｄ_１だけ並列出力を提供した後に、保護区間挿入器３１４へ出力する。保護区間挿入器３１４は、上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータから構成されるＯＦＤＭシンボルで、上記ＯＦＤＭサンプルデータのうちから、最後のＧ長さのＯＦＤＭサンプルデータをコピーして、上記ＯＦＤＭシンボルの前に挿入して出力する。保護区間挿入器３１４から出力されたＯＦＤＭ送信シンボルは、アンテナを介して送信される。

また、ＢＳ２ ３２１において、ＩＦＦＴ器３２２は、上記順次に入力されたデータストリーム３００からＮ個のＯＦＤＭサンプルデータを生成して並列に出力する。遅延器３２３は、上記並列に出力されたＯＦＤＭサンプルデータを遅延値ｄ_２だけ遅延した後に、保護区間挿入器３２４へ出力する。ここで、上記遅延値ｄ_２は、遅延器ｄ_１ ３１３の遅延値ｄ_１とは相互に異なる。保護区間挿入器３２４は、ＯＦＤＭシンボルを構成するＮ個のＯＦＤＭサンプルデータのうちの最後のＧ長さのＯＦＤＭサンプルデータをコピーして、上記ＯＦＤＭシンボルの前に挿入する。保護区間挿入器３２４は、上記コピーされたデータが挿入されたＯＦＤＭシンボルを出力する。保護区間挿入器３２４から出力されたＯＦＤＭ送信シンボルは、アンテナを介して送信される。

ＢＳ３ ３３１において、ＩＦＦＴ器３３２は、上記順次的に入力されたデータストリーム３００からＮ個のＯＦＤＭサンプルデータを生成して並列に出力する。遅延器３３３は、上記並列に出力されたＯＦＤＭサンプルデータを遅延値ｄ_３だけ遅延した後に、保護区間挿入器３３４へ出力する。ここで、上記遅延値ｄ_３は、遅延器ｄ_１ ３１３の遅延値ｄ_１とは相互に異なる。保護区間挿入器３３４は、ＯＦＤＭシンボルを構成するＮ個のＯＦＤＭサンプルデータのうちの最後のＧ長さのＯＦＤＭサンプルデータをコピーして、上記ＯＦＤＭシンボルの前に挿入する。保護区間挿入器３３４は、上記コピーされたデータが挿入されたＯＦＤＭシンボルを出力する。保護区間挿入器３３４から出力されたＯＦＤＭ送信シンボルは、アンテナを介して送信される。
ここで、３つの基地局、すなわち、ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３は、それぞれの１本のアンテナを備える。上記アンテナを介して送信されたデータストリーム３００は、相互に異なる経路を介して移動端末機へ送信される。従って、受信側にある移動端末機は、相互に異なる経路を介して送信された同一のデータストリーム３００に対するソフトコンバイニングを遂行することによって、受信データストリーム３００を保証する。

図４は、図２に示したような時空間ブロック符号化方式の詳細を示すブロック図である。
図４を参照すると、１つの基地局は、２本のアンテナを使用して多重経路を介してデータを送信する。すなわち、基地局は、下記のような上記２つのＯＦＤＭシンボルに存在する２Ｎ個の変調されたシンボルに対して時空間符号化動作及びＯＦＤＭ変調動作を遂行した後に、２本のアンテナを介してデータを出力する。

まず、時空間符号化ブロック４０１は、上記ＯＦＤＭシンボルＸ_１＝［Ｘ_１（０），Ｘ_１（１），・・・，Ｘ_１（Ｎ−１）］^T 及びＸ_２＝［Ｘ_２（０），Ｘ_２（１），・・・，Ｘ_２（Ｎ−１）］^Tの順に順次に受信した後に、２Ｎ個の時空間ブロック符号化されたベクトルデータを並列に同時に出力する。すなわち、上記ＳＴＢＣブロック４０１は、第１のアンテナに対して、Ｘ_１及びＸ_２の順に入力されたデータを符号化して、Ｘ₁及び−Ｘ₂ ^*(以下、−Ｘ₂ ^*は式(1)を表するものとする)の順序で符号化されたデータを出力する。また、上記時空間符号化ブロック４０１は、上記第２のアンテナに対して、Ｘ_２及びＸ₁ ^* (以下、Ｘ₁ ^*は式(2)を表すものとする)の順に符号化されたデータを生成して出力する。

直列／並列（Serial-to-parallel；Ｓ／Ｐ）変換器４０２は、上記時空間符号化ブロック４０１から出力されたＮ個の単位を有するＸ₁及び−Ｘ₂ ^*のベクトルデータを順次に受信して、Ｎ個の並列データをＩＦＦＴ器４０３へ出力する。ＩＦＦＴ器４０３は、Ｓ／Ｐ変換器４０２から上記並列データを処理した後に、Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータ［Ｘ_１（０），Ｘ_１（１），・・・，Ｘ_１（Ｎ−１）］を並列に出力する。第１の並列／直列（parallel-to- Serial；Ｐ／Ｓ）変換器４０４は、ＩＦＦＴ器４０３から出力されたＯＦＤＭサンプルデータを並列に受信し、上記並列データを直列データに変換して、遅延器４０５へ出力する。遅延器４０５は、上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータに対して循環遅延値ｄ_１を適用して、保護区間挿入器４０６へ出力する。

保護区間挿入器４０６は、ＯＦＤＭシンボルを構成する上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータのうちの最後のＧ長さのＯＦＤＭサンプルデータをコピーし、上記コピーされたデータを上記ＯＦＤＭシンボルの前に挿入する。保護区間挿入器４０６は、［ｘ_１（ｄ_１−ｇ），ｘ_１（ｄ_１−１），ｘ_１（ｄ_１−２）／ｘ_１（ｄ_１），ｘ_１（ｄ_１+１），ｘ_１（ｄ_１−１）］の信号を出力する。上記遅延値ｄ_１を有するＯＦＤＭ送信シンボルは、第１のアンテナを介して送信される。

また、Ｓ／Ｐブロック４１２は、時空間符号化ブロック４０１から出力されたＮ個の単位を有するＸ₂及びＸ₁ ^*のベクトルデータを順次に受信して、Ｎ個の並列データをＩＦＦＴ器４１３へ出力する。ＩＦＦＴ器４１３は、Ｓ／Ｐ変換器４１２から上記並列データを処理した後に、Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータを並列に出力する。

第２のＰ／Ｓ変換器４１４は、ＩＦＦＴ器４１３から出力されたＯＦＤＭサンプルデータを並列に受信し、上記並列データを直列データに変換して、遅延器４１５へ出力する。遅延器４１５は、上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータに対して循環遅延値ｄ_２を適用して、保護区間挿入器４１６へ出力する。保護区間挿入器４１６は、ＯＦＤＭシンボルを構成する上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータのうちの最後のＧ長さのＯＦＤＭサンプルデータをコピーし、上記コピーされたデータを上記ＯＦＤＭシンボルの前に挿入する。
保護区間挿入器４１６は、［ｘ_１（ｄ_２−ｇ），ｘ_１（ｄ_１−１），ｘ_１（ｄ_２−２）／ｘ_１（ｄ_２），ｘ_１（ｄ_２+１），ｘ_１（ｄ_２−１）］の信号を出力する。上記遅延値ｄ_２を有するＯＦＤＭ送信シンボルは、第２のアンテナを介して送信される。

図５は、本発明の第２実施形態による周波数空間ブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する基地局の送信構造を示すブロック図である。図５は、ＯＦＤＭシンボルに存在するＮ個の変調されたシンボルに対して周波数空間ブロック符号化動作及びＯＦＤＭ変調動作を遂行した後に、２本のアンテナへ出力する構造である。Ｎ／２長さのベクトルが周波数空間符号化ブロックへ順次に入力される。図５を参照すると、送信されるＮ個のデータストリーム５００は、３つの基地局ＢＳ１ ５１１，ＢＳ２ ５２１，ＢＳ３ ５３１へ伝達される。このとき、データストリーム５００は、Ｘ_１＝［Ｘ_１（０），Ｘ_１（１），・・・，Ｘ_１（Ｎ／２−１）］^T 及びＸ_２＝［Ｘ_２（０），Ｘ_２（１），・・・，Ｘ_２（Ｎ／２−１）］^T の順に順次に入力される。

周波数空間ブロック符号化（ＳＦＢＣ）ブロック５１２、５２２、５３２は、２個のベクトル入力を組み合わせて、周波数上で時空間ブロック符号を適用して、１個のＯＦＤＭシンボルに対して、Ｎ／２個のＹ_１及びＹ_２のデータを並列に符号化して出力する。上記Ｙ_１及びＹ_２のデータは、ＩＦＦＴ器５１３，５１４,５２３，５２４，５３３，５３４へ出力する。ＩＦＦＴ器５１３，５１４,５２３，５２４，５３３，５３４は、上記Ｙ_１及びＹ_２のデータに対して、ＩＦＦＴ動作、すなわち、ＯＦＤＭ変調動作を遂行して、上記ＯＦＤＭ変調に基づくＮ個の並列ＯＦＤＭ信号を時間領域信号へ変換する。上記ＩＦＦＴ器から出力された時間領域信号は、遅延器ｄ_１１ ５１５，ｄ_１２ ５１６，ｄ_２１ ５２５，ｄ_２２ ５２６，ｄ_３１ ５３５，ｄ_３１ ５３５，ｄ_３２ ５３６によって人為的に遅延して出力され、これによって、循環遅延ダイバーシティを得ることができる。

保護区間挿入器５１７，５１８，５２７，５２８，５３７，５３８は、以前に位置したそれぞれの遅延器ｄ_１１ ５１５，ｄ_１２ ５１６，ｄ_２１ ５２５，ｄ_２２ ５２６，ｄ_３１ ５３５，ｄ_３２ ５３６から出力された上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータのうちからサイクリックプレフィックス（ＣＰ）の位置にある時間領域信号を検出し、上記検出されたサイクリックプレフィックス信号をあらかじめ決定されたＣＰ値を使用して減算動作を遂行して、時間軸上のあらかじめ決定された位置に配置する。すなわち、上記サイクリックプレフィックスをＧ個のサンプルからなる保護区間に設定して、上記ＯＦＤＭサンプルデータの前に挿入した後に、上記保護区間を含むＯＦＤＭサンプルデータを出力する（以下、保護区間が挿入されたＯＦＤＭシンボルを“ＯＦＤＭ送信シンボル”と称する）。従って、上記各基地局は、少なくとも１つのアンテナを介して上記生成されたＯＦＤＭ送信シンボルを送信する。

上述した第２実施形態に従って、隣接した２つの副搬送波にマッピングされたシンボルを組み合わせることによって、周波数空間ブロック符号を構成し、ＩＦＦＴ器５１３，５１４，５２３，５２４，５３３，５３４を通過した後に、循環遅延を適用してマクロダイバーシティを求める。このとき、基地局内でｄ_１１＝ｄ_１２，ｄ_２１＝ d_２２，ｄ_３１＝ｄ_３２に従って循環遅延を適用し、周波数空間ブロック符号の直交性が破壊されないようにする。
図６は、図５に示した周波数空間ブロック符号化方式をさらに具体的に説明するブロック図である。図６は、２個のＮ／２長さのベクトルを受信して、周波数空間ブロック符号化されたＯＦＤＭシンボルを出力する構造である。

ＳＦＢＣブロック６０１は、上記Ｘ_１及びＸ_２の順序に受信する。このとき、上記Ｘ_１は、Ｘ_１＝［Ｘ_１（０），Ｘ_１（１），・・・，Ｘ_１（Ｎ／２−１）］^Tの順に入力され、上記Ｘ_２は、Ｘ_２＝［Ｘ_２（０），Ｘ_２（１），・・・，Ｘ_２（Ｎ／２−１）］^Tの順に順次に入力される。すなわち、ＳＦＢＣブロック６０１は、上記入力に対してＮ長さのＹ_１及びＹ_２ベクトルをそれぞれ出力する。上記Ｙ_１は、式(3)である。上記Y_２は、式(4)である。すなわち、ＳＦＢＣブロック６０１は、上記Ｙ_１及びＹ_２のベクトルの元素を２個ずつ組み合わせることによって、１つの周波数空間ブロック符号を構成する。

Ｓ／Ｐ変換器６０２は、ＳＦＢＣ６０１から出力されたＮ長さの式(5)のベクトルデータを順次に受信した後に、Ｎ個の並列データを出力する。ＩＦＦＴ器６０３は、Ｓ／Ｐ変換器６０２の並列データを処理した後に、Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータｙ_１（０）を出力する。

Ｐ／Ｓ変換器６０４は、ＩＦＦＴ器６０３から出力されたＯＦＤＭサンプルデータを並列に受信し、上記並列データを直列データへ変換する。遅延器６０５は、上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータに対して、循環遅延値ｄ_１を適用して出力する。
保護区間挿入器６０６は、ＯＦＤＭシンボルを構成する上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータのうちの最後のＧ長さのＯＦＤＭサンプルデータをコピーし、上記コピーされたデータを上記ＯＦＤＭシンボルの前に挿入する。保護区間挿入器６０６は、［ｙ_１（ｄ_１−ｇ），ｙ_１（ｄ_１−１），ｙ_１（ｄ_１−２）／ｙ_１（ｄ_１），ｙ_１（ｄ_１+１），ｙ_１（ｄ_１−１）］の信号を出力する。上記遅延値ｄ_１を有するＯＦＤＭ送信シンボルは、第１のアンテナを介して送信される。

また、Ｓ／Ｐブロック６１２は、ＳＦＢＣブロック６０１から出力された、以下の式(6)のＮ長さのベクトルデータを順次に受信した後に、Ｎ個の並列データをＩＦＦＴ器６１３へ出力する。ＩＦＦＴ器６１３は、Ｓ／Ｐ変換器６１２の上記並列データを処理した後に、Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータｙ_１（Ｎ−１）を出力する。

Ｐ／Ｓ変換器６１４は、ＩＦＦＴ６１３から出力されたＯＦＤＭサンプルデータを並列に受信し、上記並列データを直列データに変換して、遅延器６１５へ出力する。遅延器６１５は、上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータに対して、循環遅延値ｄ_２を適用して保護区間挿入器６１６へ出力する。保護区間挿入器６１６は、ＯＦＤＭシンボルを構成する上記Ｎ個のＯＦＤＭサンプルデータのうちの最後のＧ長さのＯＦＤＭサンプルデータをコピーし、上記コピーされたデータを上記ＯＦＤＭシンボルの前に挿入する。保護区間挿入器６１６は、［ｙ_１（ｄ_２―ｇ），ｙ_１（ｄ_２―１），ｙ_１（ｄ_２―２）／ｙ_１（ｄ_２），ｙ_１（ｄ_２＋１），ｙ_１（ｄ_２―１）］の信号を出力する。上記遅延値ｄ_２を有する上記ＯＦＤＭ送信シンボルは、第２のアンテナを介して送信される。

図７は、本発明による無線網制御器（ＲＮＣ）が基地局の送信動作を制御する構造を示すブロック図である。図７を参照すると、ＲＮＣ７５０は、自身の制御下にあるすべての基地局が同一のデータを同時に送信するように制御する。従って、移動端末機へマクロダイバーシティを提供する。
ＲＮＣ７５０は、上記移動端末機が位置した地域及び地理的な特性、又は、上記セルを構成する該当セクター内の移動端末機の数及び位置、又は、移動端末機の受信状態を考慮して、上記セル及び各セクターの基地局に一番適合した送信アンテナ方式及び循環遅延方式を提供するように制御動作を遂行する。ＲＮＣ７５０は、複数のアンテナを備え、上記アンテナが循環遅延制御器７５２の制御動作に従って、相互に異なる遅延値を有する同一のデータを送信するように制御動作を遂行する。上記制御動作は、一定の期間ごとに更新されることもでき、必要に応じて固定されることもできる。このとき、上記循環遅延値は、最大のダイバーシティ効果を得ることができるように、多重経路チャンネルで最大の遅延拡散よりも大きくなければならない。

このような効果を達成するために、ＲＮＣ７５０は、符号化ブロック７０１へ制御信号を印加する。上記制御信号に応じて、符号化ブロック７０１は、データストリーム７００の時空間符号又は周波数空間符号化動作を遂行する。さらに、ＲＮＣ７５０は、多様な送信ダイバーシティあるいは多重入力多重出力（multiple-input multiple-output；ＭＩＭＯ）構造で実現されるように制御動作を遂行する。すなわち、ダイバーシティに基づく送信方法は、各基地局で独立して遂行されることもでき、又は、ＲＮＣ７５０の制御信号に従って遂行されることもできる。このとき、ＲＮＣ７５０は、上述したサービス可能な送信方式を幾つかのモードで定義してモード情報を貯蔵し、該当モードに所定のビットを割り当てて上記ビットを各基地局へ送信することによって、上記送信構造を制御する。
ＢＳ１，ＢＳ２，ＢＳ３のそれぞれで、ＩＦＦＴ器７１１，７１２，７２１，７２２，７３１，７３２と、遅延器７１３、７１４，７２３，７２４，７３３，７３４と、遅延制御器７５２及び保護区間挿入器７１５、７１６，７２５，７２６，７３５，７３６とは、図５に示した方式と類似して動作するので、詳細な説明を省略する。
図７では、各基地局が２本の送信アンテナを有している例について説明したが、各基地局は、さらに多い数のアンテナを有してもよい。例えば、ブロードキャストチャンネルを共有している基地局は、少なくとも２本又は４本の送信アンテナを備えてもよい。

図８は、本発明によるシステム性能と従来技術によるシステム性能との性能比較を示すグラフである。図８において、移動端末機が３つの基地局に属している３つのセクター間に存在し、基地局は、各セクターのために２本の送信アンテナを有していると仮定する。このとき、隣接する３個のセクターを介して同一の信号を送信し、上記同一の信号のそれぞれに循環遅延を印加してダイバーシティを得る構造が提供されると仮定する。
下記表１は、ＯＦＤＭシステムで考慮された変数を示す。このとき、ＦＦＴサイズは、Ｎ＝６４であり、チャンネル長さ及びＣＰ長さのそれぞれは、４つのサンプルに該当する。インターリービング方式は、（１６×４）シンボルインターリービングを使用し、チャンネル符号は、拘束長７を有する畳込み符号（constraint length）である。

図８において、ケース１は、１本の送信アンテナを有している各基地局が 同一の信号を送信する場合であり、ケース２は、１本の送信アンテナを有している各基地局が同一の信号を送信し、同一の信号に対して循環遅延ダイバーシティ（０，１６，３２）を適用した場合である。ケース３は、２本の送信アンテナを有している各基地局が同一の信号を送信する場合であり、ケース４は、２本の送信アンテナを有している各基地局が同一の信号を送信し、同一の信号に対して循環遅延ダイバーシティ（０，８，１６，２４，３２，４０）を適用する。そして、ケース５は、本発明に従って時空間符号を適用し、各基地局が２本の送信アンテナを有している場合に、各基地局間に循環遅延を適用する。このとき、上記基地局は、各基地局内の送信アンテナ間に同一の循環遅延を適用することによって、同一の信号を送信する場合である。

一方、ケース６は、本発明に従って時空間符号を適用し、各基地局が２本の送信アンテナを有している場合に、各基地局間に循環遅延を適用する。このとき、上記基地局は、上記基地局内の送信アンテナ間に相互に異なる循環遅延を適用することによって、同一の信号を送信する場合である。
図８を参照すると、本発明に従って、上記符号化された信号に対して、時空間符号及び循環遅延を適用することによって、ダイバーシティ性能を向上させることを確認することができる。

以上、本発明の詳細について具体的な実施の形態に基づき説明してきたが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能なのは明らかである。従って、本発明の範囲は、上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及び該記載と同等なものにより定められるべきである。

本発明が適用されるセル構造を示す図である。 本発明の第１実施形態による時空間ブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する基地局の送信構造を示すブロック図である。 図２に示した循環遅延ダイバーシティ方式の詳細を示すブロック図である。 図２に示した時空間ブロック符号化方式の詳細を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態による周波数空間ブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する基地局の送信構造を示すブロック図である。 図５に示した周波数空間ブロック符号化方式の詳細を示すブロック図である。 本発明による無線網制御器が基地局の送信動作を制御する構成を概略的に示すブロック図である。 本発明によるシステム性能及び従来技術によるシステム性能を比較するグラフを示す図である。

符号の説明

１００ 移動端末機
１１１、１１２、１２１、１２２、１３１、１３２ 多重アンテナ
２００ データストリーム

Claims (11)

1. 直交周波数分割多重移動通信システムにおける基地局がブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する方法であって
   無線網制御器が移動端末機の無線チャンネル状態を評価するステップと、
   前記無線チャンネル状況に従って、少なくとも２つの送信アンテナを備え、少なくとも３つのセクターから構成された１つのセル内に位置した複数の基地局にダイバーシティを実現するための情報を送信するステップと、
   前記基地局が前記情報に従って送信されるデータの時空間ブロック符号化を遂行するステップと、
   前記符号化されたデータに相互に異なる循環遅延を適用するステップと、
   前記遅延されたデータを少なくとも２つの送信アンテナを介して移動端末機へ送信するステップと
   を具備することを特徴とする方法。
2. 前記移動端末機は、
   各セクター別に第１の送信アンテナ及び第２の送信アンテナを介して送信された信号をグループ化してチャンネル推定を遂行するステップをさらに具備することを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 直交周波数分割多重移動通信システムにおける基地局がブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する方法であって、
   無線網制御器が、移動端末機の無線チャンネル状態を評価するステップと、
   前記無線チャンネル状況に従って、少なくとも２つの送信アンテナを備え、少なくとも３つのセクターから構成された１つのセル内に位置した複数の基地局にダイバーシティを実現するための情報を送信するステップと、
   前記情報に従って、前記基地局から送信されるデータの周波数空間ブロック符号化を遂行するステップと、
   前記符号化されたデータに前記基地局別に相互に異なる循環遅延を適用するステップと、
   前記遅延されたデータを前記各基地局に備えられた少なくとも２つの送信アンテナを介して移動端末機へ送信するステップと
   を具備することを特徴とする方法。
4. 前記各セクターに位置した基地局は、
   前記情報に従って、周波数空間ブロック符号化を遂行した多重搬送波信号に同一の循環遅延を適用して、少なくとも２つの送信アンテナを介して移動端末機へ送信するステップを具備することを特徴とする請求項３記載の方法。
5. 直交周波数分割多重移動通信システムにおけるブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する基地局装置であって、
   Ｎ長さの第１のデータ列及びＮ長さの第２のデータ列を順次に受信して、決定された時空間符号に従って、Ｎ長さのシンボルベクターで符号化を遂行して並列に出力する時空間符号化ブロックと、
   前記Ｎ長さのシンボルベクターをＮ個の時間領域に基づいて多重搬送波シンボルに出力する前記送信アンテナの数に対応する複数の逆変換器と、
   前記逆変換器から出力された前記Ｎ長さの多重搬送波シンボルを決定された大きさの遅延を有するように遅延して出力する遅延器と
   を具備することを特徴とする装置。
6. 前記基地局装置は、
   少なくとも２つの送信アンテナから構成されることを特徴とする請求項５記載の装置。
7. 前記時空間符号化ブロックは、
   前記無線網制御器から印加された制御情報に応じて、前記Ｎ長さの第１のデータ列及び前記Ｎ長さの第２のデータ列を前記送信アンテナの数に従って並列に時空間符号化ブロックを遂行することを特徴とする請求項６記載の装置。
8. 前記遅延器は、
   前記Ｎ個の多重搬送波シンボルに対して、基地局内の送信アンテナ別に相互に異なる遅延値を有し、セクター間の同一の順番を有する送信アンテナ間には、同一の遅延値を有するように出力することを特徴とする請求項７記載の装置。
9. 直交周波数分割多重移動通信システムにおけるブロック符号化方式及び循環遅延ダイバーシティ方式を使用する基地局装置であって、
   Ｎ長さの第１のデータ列及びＮ長さの第２のデータ列を受信して、Ｎ／２長さの第１のデータ列及びＮ／２長さの第２のデータ列を順次的に入力し、前記２つのデータ列を組み合わせて、周波数空間符号に従ってＮ長さのシンボルベクターを並列に出力する周波数空間符号化ブロックと、
   前記Ｎ長さのシンボルベクターをＮ個の時間領域に基づいて、多重搬送波シンボルに出力する前記送信アンテナの数に対応する逆変換器と、
   前記逆変換器から出力された前記Ｎ長さの多重搬送波シンボルを決定された大きさの遅延を有するように遅延してそれぞれ出力する遅延器と
   を具備することを特徴とする装置。
10. 前記周波数空間符号化ブロックは、
    無線網制御器から印加された制御情報に従って、前記Ｎ長さの第１のデータ列及びＮ長さの第２のデータ列を受信して、前記基地局の送信アンテナの数に従ってＮ／２長さで周波数ブロック符号化を並列に遂行した後に、Ｎ長さのシンボルベクターを出力することを特徴とする請求項９記載の装置。
11. 前記遅延器は、
    前記Ｎ個の多重搬送波シンボルに対して、基地局内の送信アンテナ別に相互に同一の遅延を有し、セクター間の送信アンテナ別に相互に異なる遅延を有するように出力することを特徴とする請求項１０記載の装置。
    

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