KR20090056690A - Ｃｉｏｄ－ｏｆｄｍ 시스템에서 상호채널간섭 존재시신호검출방법 및 시스템 - Google Patents

Ｃｉｏｄ－ｏｆｄｍ 시스템에서 상호채널간섭 존재시신호검출방법 및 시스템 Download PDF

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KR20090056690A KR1020070123944A KR20070123944A KR20090056690A KR 20090056690 A KR20090056690 A KR 20090056690A KR 1020070123944 A KR1020070123944 A KR 1020070123944A KR 20070123944 A KR20070123944 A KR 20070123944A KR 20090056690 A KR20090056690 A KR 20090056690A
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Abstract

본 발명은 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출방법 및 시스템에 관한 것으로, (a) 복수개의 송신 안테나로부터 송신되는 신호를 수신하여 푸리에 변환하는 단계와, (b) 상기 신호가 송신되는 채널을 추정하는 단계와, (c) 상기 추정된 주파수측 채널 매트릭스에 QR 분해를 적용하고, 상기 QR 분해 결과 생성되는 R 매트릭스를 이용하여 ML(Maximum Likelihood) 검출 방식에 따라 상호채널간섭(CCI)이 제거된 상태의 신호를 검출하는 단계를 포함한다.
STBC, OFDM, CIOD, CCI

Description

ＣＩＯＤ－ＯＦＤＭ 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출방법 및 시스템{DETECTION SCHEME ON EXISTENCE OF CO-CHANNEL INTERFERENCE OF CIOD-OFDM SYSTEM AND SYSTEM USING THE SAME}
본 발명은 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭(Co-Channel Interfrence: CCI) 존재시 신호검출방법 및 시스템에 관한 것이다.
MIMO(Multiple Input Multiple Output)는 다중의 입출력이 가능한 안테나 시스템으로서, 기지국과 휴대 단말기의 안테나를 2개 이상으로 늘려 데이터를 여러 경로로 전송하고 수신단에서 각각의 경로로 수신된 신호를 검출해 간섭을 줄이고 각각의 전송 속도를 낮출 수 있는 기술이다.
MIMO는 두 개의 안테나가 동시에 동작하도록 해 고속의 데이터 교환을 가능하게 한다. N개의 송신안테나에 동일시간에 동일 주파수를 사용하여 독립적인 신호를 전송한다. 이렇게 송신된 신호들은 무선채널상에서 공간적으로 다른 페이딩(수신되는 전파가 지나온 매질의 변화에 따라 그 수신전파의 강도가 급격하게 변동되 는 현상)을 겪게 되어 각 안테나로 수신되는 신호간에는 비상관성을 갖게 되며, 송신 안테나마다 다른 신호를 송신함으로써 기존보다 송신안테나 수(N개)만큼 더 많은 데이터를 송신할 수 있게 된다.
그리고, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)은 고속의 송신 신호를 다수의 직교(Orthogonal)하는 협대역 반송파로 다중화시키는 변조 방식으로서, 고속의 전송률을 갖는 데이터열을 낮은 전송률을 갖는 많은 수의 데이터열로 나누고 이들을 다수의 부반송파를 사용하여 동시에 전송하는 것이다. 즉, OFDM은 데이터열을 여러 개의 부채널(Sub-channel)로 동시에 나란히 전송하는 다중 반송파 전송방식의 형태이다.
즉, MIMO 시스템은 다중 안테나를 사용함으로써 주파수 효율을 높이거나 다이버시티 이득(diversity gain)을 얻으며, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템은 주파수 선택성에 강하며 주파수 효율이 높은 장점을 지닌다.
이러한 MIMO 시스템과 OFDM 시스템의 장점을 동시에 얻을 수 있는 시스템으로써 MIMO-OFDM 시스템에 대한 많은 연구가 이루어지고 있다. 그 중 STBC-OFDM(Space-Time Block Code OFDM)은 다중 송신 안테나에서 시공간 부호화된 코드를 보냄으로써 전송의 신뢰성을 높이며 전송효율을 좋게 한다.
이러한 시공간 부호화된 코드 디자인으로서 여러 가능한 디자인이 존재한다. 그 중 CIOD(Co-ordinate Interleaved Orthogonal Designs)는 기존에 알라무티(Alamouti)가 제안한 코드를 기반으로, 송신 안테나가 두 개 이상일 때에도 코드 율과 코드의 직교성을 유지시킴으로써 매우 각광받고 있는 코드 디자인 중 하나이다. 이렇듯 두 개 이상의 송신안테나를 사용할 때 코드율과 코드의 직교성을 유지시키는 코드 디자인들을 Full Diversity and Full Rate Space Time Codes(FDFR STCs)라 한다.
STBC를 사용하는 시스템에서는 quasi-static 환경이 가정되며, 이러한 특성으로 인해 간단한 선형 연산만으로도 ML(Maximum Likelihood) 검출이 가능하다. 하지만, STBC-OFDM 시스템에서는 OFDM의 시스템 특성상 STBC를 사용할 때 가정되는 quasi-static 환경은 현실적이지 못하다. 따라서, 이러한 가정의 붕괴로 인하여 상호채널간섭(CCI)가 생성되며 이는 심각한 성능 저하를 야기시키게 된다.
즉, 이러한 CCI가 존재하는 환경에 있어서 CIOD는 코드의 특성으로 인하여 다른 FDFR 코드들에 비하여 그 영향을 적게 받는다. 하지만 CCI 영향을 극복하는 것은 성능 향상을 위하여 매우 중요하며 이를 위한 효율적인 검출방법을 필요로 한다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 창안된 것으로서, 채널 매트릭스에 QR 분해(decomposition)를 적용한 후 효율적으로 CCI 효과를 제거하여 CCI가 존재하는 채널 환경에서 낮은 연산으로 개선된 성능을 보일 수 있도록 한 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출방법 및 시스템을 제공하는데 그 목적이 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출방법의 일 측면에 따르면, (a) 복수개의 송신 안테나로부터 송신되는 신호를 수신하여 푸리에 변환하는 단계와, (b) 상기 신호가 송신되는 채널을 추정하는 단계와, (c) 상기 추정된 주파수측 채널 매트릭스에 QR 분해를 적용하고, 상기 QR 분해 결과 생성되는 R 매트릭스를 이용하여 ML(Maximum Likelihood) 검출 방식에 따라 상호채널간섭(CCI)이 제거된 상태의 신호를 검출하는 단계를 포함한다.
상기 (b) 단계 이후에, 수신 신호 Y가,
Figure 112007086716313-PAT00001
, G: 추정된 주파수측 채널 매트릭스, W: 가산성 백색 가우스 잡음(AWGN), X : 송신 신호와 같은 수식으로 표현될 때, 상기 단계 (c)는, 상기 주파수측 채널 매트릭스(G)에 QR 분해를 적용하고, 상기 수식의 양변에 행렬
Figure 112007086716313-PAT00002
을 곱하여,
Figure 112007086716313-PAT00003
와 같은 관계를 얻는 단계를 더 포함하며, 상기 송신 안테나의 갯수는 4개이다.
상기 R 매트릭스는,
Figure 112007086716313-PAT00004
와 같은 CIOD STC 모양의 특성을 갖는다.
상기 단계 (c)는, (c-1) 하기의 수학식
Figure 112007086716313-PAT00005
을 만족하는 변수
Figure 112007086716313-PAT00006
를 선택하여
Figure 112007086716313-PAT00007
신호를 검출하는 단계와, (c-2) 하기의 수학식
Figure 112007086716313-PAT00008
을 만족하는 변수
Figure 112007086716313-PAT00009
를 선택하여
Figure 112007086716313-PAT00010
신호를 검출하는 단계와, (c-3) 상기 검출된
Figure 112007086716313-PAT00011
와
Figure 112007086716313-PAT00012
신호를 인터리빙시키고, 인터리빙된 신호를 이용하여
Figure 112007086716313-PAT00013
과
Figure 112007086716313-PAT00014
에서 상호채널간섭을 제거하는 단계와, (c-4) 하기의 수학식
Figure 112007086716313-PAT00015
을 만족하는 변수
Figure 112007086716313-PAT00016
를 선택하여
Figure 112007086716313-PAT00017
신호를 검출하는 단계와, (c-5) 하기의 수학식
Figure 112007086716313-PAT00018
을 만족하는 변수
Figure 112007086716313-PAT00019
를 선택하여
Figure 112007086716313-PAT00020
신호를 검출하는 단계를 포함하며,
Figure 112007086716313-PAT00021
,
Figure 112007086716313-PAT00022
: 변조방식에 따른 모든 가능한 신호 심볼,
Figure 112007086716313-PAT00023
와
Figure 112007086716313-PAT00024
:
Figure 112007086716313-PAT00025
와
Figure 112007086716313-PAT00026
를 디인터리빙시킨 신호,
Figure 112007086716313-PAT00027
와
Figure 112007086716313-PAT00028
:
Figure 112007086716313-PAT00029
와
Figure 112007086716313-PAT00030
를 다시 인터리빙시킨 신호,
Figure 112007086716313-PAT00031
과
Figure 112007086716313-PAT00032
:
Figure 112007086716313-PAT00033
와
Figure 112007086716313-PAT00034
를 이용하여
Figure 112007086716313-PAT00035
과
Figure 112007086716313-PAT00036
에서 간섭을 제거한 후 다시 디인터리빙 시킨 신호이다.
한편, 상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출 시스템의 일 측면에 따르면, 복수개의 송신 안테나로부터 송신되는 신호를 수신하여 푸리에 변환하는 푸리에 변환부와, 상기 신호가 송신되는 채널을 추정하는 채널 추정부와, 상기 추 정된 주파수측 채널 매트릭스에 QR 분해를 적용하여 QR 분해 결과 생성되는 R 매트릭스를 이용하여 ML(Maximum Likelihood) 검출 방식에 따라 상호채널간섭(CCI)이 제거된 상태의 신호를 검출하는 검출부를 포함한다.
상기 푸리에 변환부에서 변환된 수신 신호 Y가,
Figure 112007086716313-PAT00037
G: 주파수측 채널 매트릭스, W: 가산성 백색 가우스 잡음(AWGN), X : 송신 신호와 같은 수식으로 표현될 때, 상기 검출부는, 상기 주파수측 채널 매트릭스(G)에 QR 분해를 적용하고, 상기 수식의 양변에 행렬
Figure 112007086716313-PAT00038
을 곱하여,
Figure 112007086716313-PAT00039
와 같은 관계를 얻게 되며, 상기 송신 안테나의 개수는 4개이다.
상기 R 매트릭스는,
Figure 112007086716313-PAT00040
와 같은 CIOD STC 모양의 특성을 갖는다.
상기 검출부는, 하기의 수학식
Figure 112007086716313-PAT00041
을 만족하는 변수
Figure 112007086716313-PAT00042
를 선택하여
Figure 112007086716313-PAT00043
신호를 검출하고, 하기의 수학식
Figure 112007086716313-PAT00044
을 만족하는 변수
Figure 112007086716313-PAT00045
를 선택하여
Figure 112007086716313-PAT00046
신호를 검출하며, 상기 검출된
Figure 112007086716313-PAT00047
와
Figure 112007086716313-PAT00048
신호를 인터리빙시키고, 인터리빙된 신호를 이용하여
Figure 112007086716313-PAT00049
과
Figure 112007086716313-PAT00050
에서 상호채널간섭을 제거하고, 하기의 수학식
Figure 112007086716313-PAT00051
을 만족하는 변수
Figure 112007086716313-PAT00052
를 선택하여
Figure 112007086716313-PAT00053
신호를 검출하며, 하기의 수학식
Figure 112007086716313-PAT00054
을 만족하는 변수
Figure 112007086716313-PAT00055
를 선택하여
Figure 112007086716313-PAT00056
신호를 검출하고,
Figure 112007086716313-PAT00057
,
Figure 112007086716313-PAT00058
: 변조방식에 따른 모든 가능한 신호 심볼,
Figure 112007086716313-PAT00059
와
Figure 112007086716313-PAT00060
:
Figure 112007086716313-PAT00061
와
Figure 112007086716313-PAT00062
를 디인터리빙시킨 신호,
Figure 112007086716313-PAT00063
와
Figure 112007086716313-PAT00064
:
Figure 112007086716313-PAT00065
와
Figure 112007086716313-PAT00066
를 다시 인터리빙시킨 신호,
Figure 112007086716313-PAT00067
과
Figure 112007086716313-PAT00068
:
Figure 112007086716313-PAT00069
와
Figure 112007086716313-PAT00070
를 이용하여
Figure 112007086716313-PAT00071
과
Figure 112007086716313-PAT00072
에서 간섭을 제거한 후 다시 디인터리빙 시킨 신호이다.
본 발명에 의하면, STBC(CIOD)-OFDM 시스템에서 CCI가 존재하는 경우 채널 매트릭스에 QR 분해(decomposition)를 적용한 후 효율적으로 CCI 효과를 제거함으로써, CCI가 존재하는 채널 환경에서 낮은 연산으로 개선된 성능을 가져오게 된다.
이하 첨부된 도면을 참조로 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 이에 앞서, 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니되며, 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념을 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다. 따라서, 본 명세서에 기재된 실시예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일 실시예에 불과할 뿐이고 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다.
먼저, 본 발명의 이해를 위해 Co-ordinate Interleaved Orthogonal Designs(CIOD)에 대해 설명하기로 한다.
기존의 송신 안테나가 두 개일 때 제안된 STBC(Space-Time Block Code)를 기반으로 하였을 때, 송신 안테나가 두 개 이상인 경우에는 코드의 직교성을 유지하기 위해서는 코드율이 1이 되지 않는다는 단점을 가진다.
코드의 직교성은 매우 중요한 의미를 가지는데 그것은 신호 검출의 간편함을 나타낸다. 또한 코드의 직교성은 다이버시티 이득(diversity gain)과도 연관이 있다.
이에 두 개 이상의 송신 안테나를 사용하는 시스템에서도 코드율을 1로 유지하며, 다이버시티 이득도 최대로 얻으려는 노력이 많이 이루어지고 있다. 이러한 코드들을 FDFR(Full Diversity Full Rate) STC라 한다.
하지만, 기존의 코드 디자인들은 두 개의 심볼을 연결하여 검출(double-symbol decodable)해야 함으로써, 상당히 높은 검출 복잡도를 갖게 된다. 이러한 FDFR STC의 높은 복잡도 문제를 해결하기 위하여 CIOD가 제안되었다.
CIOD는 기존에 소개되었던 변조 다이버시티(modulation diversity)의 개념을 STC에 도입하여 만들어진 코드 디자인이다. 즉, CIOD는 변조 다이버시티를 통하여 최대 다이버시티를 얻게 되며 코드율도 1을 보이는 특성을 갖는다.
하기의 수학식 1은 일반(general) 형태의 CIOD 코드 디자인을 나타내고 있다.
Figure 112007086716313-PAT00073
위의 수식에서
Figure 112007086716313-PAT00074
는 NT / 2 사이즈의 직교성을 가지는 코드로서, NT 는 송신 안테나의 개수이며,
Figure 112007086716313-PAT00075
를 뜻한다.
Figure 112007086716313-PAT00076
의 구성에서 알 수 있듯이, 코드를 구성하는 심볼들은 서로 인터리빙(interleaving) 되어 있다.
또한,
Figure 112007086716313-PAT00077
의 심볼들은 모두
Figure 112007086716313-PAT00078
만큼 회전된 성상도를 사용하게 된다. 최고의 코딩 이득을 얻기 위한 회전 각도는
Figure 112007086716313-PAT00079
로 알려져 있다. 이러한 회전과 인터리빙을 통한 다이버시티 이득을 변조 다이버시티라 한다. 코드 디자인의 예로써 NT = 4 일 때의 코드를 살펴보면 아래의 수학식 2와 같다.
Figure 112007086716313-PAT00080
상기 수학식 2에서 볼 수 있듯이, CIOD는 코드의 직교성으로 인해 수신단에서의 검출이 매우 간단해진다(single symbol decodable). 기존의 직교 STC 의 검출 방법처럼 매치 필터(matched filter)를 통한 후 선형 방적식을 푸는 형태로 검출이 이루어진다. 하지만 이때, 신호의 인터리빙을 통하여 각 심볼의 실수와 허수 부분에 곱해진 상수가 각각 다르므로, 각 전송 심볼의 최적 해를 찾는 데에 있어서 이를 고려해 주어야 한다.
수신단에서 받은 신호를
Figure 112007086716313-PAT00081
라 하고, 이는 신호들간에 인터리빙 되어있는 상태이므로 다시 디인터리빙 (deinterleaving) 시킨 신호를
Figure 112007086716313-PAT00082
이라 하면, ML 검출 방식에 의하여 신호검출은 하기의 수학식 3 및 수학식 4와 같이 나타내어진다.
우선, j = 1, 2 일 때에는
Figure 112007086716313-PAT00083
의 조건을 만족하는
Figure 112007086716313-PAT00084
를 선택하며, j = 3, 4 일 때에는
Figure 112007086716313-PAT00085
의 조건을 만족하는
Figure 112007086716313-PAT00086
를 선택한다. 여기에서
Figure 112007086716313-PAT00087
이고
Figure 112007086716313-PAT00088
이며,
Figure 112007086716313-PAT00089
와
Figure 112007086716313-PAT00090
는 변조방식에 따른 모든 가능한 신호심볼 을 의미한다.
특히, h1, h2, h3, h4 는 채널전달함수(채널값)로서, 아래 첨자로 사용된 1,2,3,4 는 각각의 송신 안테나의 번호를 의미하고, 각 송신 안테나의 수신 안테나 사이의 채널번호를 의미한다.
이러한 CIOD는 WiMax의 표준(IEEE 802.16e)에 MIMO를 사용하는 시스템에서 다운링크(DL; Down Link)시 사용하는 코드 중 하나로 채택되어 있으며, 최대 다이버시티 이득을 얻으면서 코드율을 잃지 않음과 동시에 낮은 검출 복잡도를 갖는 매우 매력적인 코드 디자인으로 최근 CIOD 관련된 많은 연구가 이루어지고 있다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 4개의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 가지는 STBC-OFDM 시스템의 구성을 나타내는 도면이고, 도 2는 본 발명의 시뮬레이션에 사용된 파라미터를 나타내는 도면이며, 도 3은 본 발명의 검출 방법과 기존 검출 방법의 비트 오류율(Bit Error Rate: BER) 성능 비교를 나타내는 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예의 STBC-OFDM 시스템은 직렬/병렬 변환부(10)와, CIOD STC 엔코딩부(20)와, IFFT 및 CP(Cyclic Prifix)부(30)와, Overlap and Add 및 FFT(40)부와, 채널 추정부(50)와, 검출부(60)와, 병렬/직렬 변환부(70)를 포함하여 구성된다.
직렬/병렬 변환부(10)는 입력되는 직렬신호를 병렬신호로 변환한다.
CIOD STC 엔코딩부(20)는 직렬/병렬 변환부(10)로부터 변환된 병렬신호를 입력받아 CIOD STC 엔코딩한다.
즉, 본 실시예에서와 같이 송신 안테나가 네 개이고 수신 안테나가 한 개인 STBC-OFDM 시스템에서 STBC 로써 CIOD 를 사용하면, 네 개의 송신 안테나에 대하여 하나의 코드를 구성하게 되는 신호들은
Figure 112007086716313-PAT00091
이 되며, 여기서, 서브인덱스(subindex)는 OFDM 심볼 번호를, k 는 각 OFDM 심볼의 부반송파 인덱스(index)를 나타낸다. 이때
Figure 112007086716313-PAT00092
이며 N 은 OFDM 심볼 사이즈인 동시에 FFT(Fast Fourier Transform)/IFFT(Inverse FFT) 사이즈를 나타낸다. 성좌회전(constellation rotation)과 인터리빙을 통하여 구성되는 CIOD 코드는 하기의 수학식 5와 같이 나타내어진다.
Figure 112007086716313-PAT00093
여기서,
Figure 112007086716313-PAT00094
일 때,
Figure 112007086716313-PAT00095
이다.
IFFT 및 CP부(30)는 CIOD STC 엔코딩부(20)에서 엔코딩된 병렬신호를 각각 IFFT 변환 후 CP(cyclic prefix)를 붙여 4개의 송신 안테나로 전송하고, 4개의 송신 안테나에서는 IFFT 및 CP부(30)로부터 수신한 병렬신호를 채널을 통해 수신단으 로 송신한다.
Overlap and Add 및 FFT(40)부는 4개의 송신 안테나로부터 동시에 송신되는 신호를 수신하여 Overlap and Add 및 FFT 변환을 수행한다.
즉, Overlap and Add 및 FFT(40)부에서 FFT 수행을 마친 수신신호는 하기의 수학식 6과 같이 표현된다.
Figure 112007086716313-PAT00096
여기서,
Figure 112007086716313-PAT00097
이며
Figure 112007086716313-PAT00098
는 가산성 백색 가우스 잡음(additive white gaussian noise: AWGN)이다. 특히,
Figure 112007086716313-PAT00099
는 채널 추정부(50)에서 제공되며, 주파수측 채널로써 다중경로의 영향을 포함하며 하기의 수학식 7과 같이 표현된다.
Figure 112007086716313-PAT00100
여기서,
Figure 112007086716313-PAT00101
이고
Figure 112007086716313-PAT00102
일 때,
Figure 112007086716313-PAT00103
는 i 번째 OFDM 심볼의 k 번째 부반송파가 겪는
Figure 112007086716313-PAT00104
번째 시간의 주파수 채널 값을 나타낸다.
Quasi-static 조건이 만족되는 환경, 즉 네 개의 OFDM 심볼 동안 일정한 채널이 유지되는 경우는
Figure 112007086716313-PAT00105
일 때
Figure 112007086716313-PAT00106
의 조건을 만족하지만, 그렇지 않을 경우에는
Figure 112007086716313-PAT00107
이 된다. 수신 또는 송신단의 속도가 클 경우 이러한 시간차에 따른 채널의 변화는 더 크며, 반송파간 간섭(ICI; Inter Carrier Interference) 또한 발생하게 된다.
하지만, CCI 문제가 ICI 문제보다 훨씬 심각하다는 것이 문헌을 통해 밝혀져 있으므로, 본 발명에서는 한 OFDM 심볼 안에서는 동일한 채널 값이 유지된다 가정하여 CCI 문제에 집중하였다. 연산의 편의를 위하여 수학식 6에서 부반송파 인덱스를 제거한 수식은 하기의 수학식 8과 같이 얻어진다.
Figure 112007086716313-PAT00108
채널 추정부(50)는 수신 안테나를 통해 수신된 수신신호에서 채널 추정을 하여 추정된 채널값(G)을 검출부(60)로 전달한다.
검출부(60)는 Overlap and Add 및 FFT(40)부로부터 Overlap and Add 및 FFT 변환을 마친 신호(Y)를 수신하고, 채널 추정부(50)로부터 채널 추정된 채널값(G)을 수신하여 X 를 검출하여 디코딩하게 된다. 이때 시스템 노이즈(W)는 무시된다.
병렬/직렬 변환부(70)는 검출부(60)에서 디코딩된 신호를 직렬로 변환하여 변환된 순서대로 출력시키게 된다.
하기에서는, 상기 검출부(60)에서 수행하는 STBC(CIOD)-OFDM 에서의 효율적인 신호 검출법에 대해 보다 구체적으로 살펴보기로 한다.
먼저, 신호 검출을 위하여 수학식 8의 G 매트릭스를 QR 분해(decomposition)를 한 후, 양 변에
Figure 112007086716313-PAT00109
을 곱하면,
Figure 112007086716313-PAT00110
Figure 112007086716313-PAT00111
가 단위 행렬(unity matrix) 이라는 특성을 가지므로 하기와 같은 수학식 9를 얻게 된다.
Figure 112007086716313-PAT00112
여기서,
Figure 112007086716313-PAT00113
은 신호들이 인터리빙 되어있는 상태이므로, 디인터리빙 후 신호 검출에 사용한다. CIOD STC 모양의 특성, 즉 코드들이 직교성을 띄며 일부가 0 인 특성에 따라 수학식 9의 R 매트릭스는 하기의 수학식 10과 같은 독특한 모양을 갖게 된다.
Figure 112007086716313-PAT00114
즉, 상기 R 매트릭스의 특징을 이용하여
Figure 112007086716313-PAT00115
와
Figure 112007086716313-PAT00116
를 먼저 검출한 후, 이를 이용하여
Figure 112007086716313-PAT00117
과
Figure 112007086716313-PAT00118
에서 간섭을 제거한 후,
Figure 112007086716313-PAT00119
과
Figure 112007086716313-PAT00120
를 검출하는 순서로 상호채널간섭(CCI)를 제거하도록 한다. 이러한 검출 알고리즘을 Step 별로 적어보면 아래와 같다.
[ Step 1] 수학식 3과 수학식 4와 같은 방식으로
Figure 112007086716313-PAT00121
와
Figure 112007086716313-PAT00122
를 검출한다.
먼저,
Figure 112007086716313-PAT00123
의 검출을 위해서는 하기의 수학식 11을 만족하는
Figure 112007086716313-PAT00124
를 선택한다.
Figure 112007086716313-PAT00125
이어서,
Figure 112007086716313-PAT00126
의 검출을 위해서는 하기의 수학식 12를 만족하는
Figure 112007086716313-PAT00127
를 선택한다.
Figure 112007086716313-PAT00128
여기서,
Figure 112007086716313-PAT00129
와
Figure 112007086716313-PAT00130
는 변조방식에 따른 모든 가능한 신호 심볼을 의미하며,
Figure 112007086716313-PAT00131
와
Figure 112007086716313-PAT00132
는
Figure 112007086716313-PAT00133
와
Figure 112007086716313-PAT00134
를 디인터리빙시킨 신호이다.
[ Step 2]
Figure 112007086716313-PAT00135
과
Figure 112007086716313-PAT00136
의 검출을 위하여 Step 1 에서 구해진 신호들을 다시 인터리빙시킨 후 이를 이용하여
Figure 112007086716313-PAT00137
과
Figure 112007086716313-PAT00138
에서 간섭을 제거해 준다.
Figure 112007086716313-PAT00139
와
Figure 112007086716313-PAT00140
를 Step 1 에서 구해진 신호들을 다시 인터리빙시킨 신호라 하고,
Figure 112007086716313-PAT00141
과
Figure 112007086716313-PAT00142
을
Figure 112007086716313-PAT00143
와
Figure 112007086716313-PAT00144
를 이용하여
Figure 112007086716313-PAT00145
과
Figure 112007086716313-PAT00146
서 간섭을 제거한 후 다시 디인터리빙 시킨 신호라 한다.
[ Step 3] Step 2 에서 구해진 신호들을 이용하여
Figure 112007086716313-PAT00147
과
Figure 112007086716313-PAT00148
을 검출한다.
먼저,
Figure 112007086716313-PAT00149
의 검출을 위하여 하기의 수학식 13을 만족하는
Figure 112007086716313-PAT00150
를 선택한다.
Figure 112007086716313-PAT00151
이어서,
Figure 112007086716313-PAT00152
의 검출을 위하여 하기의 수학식 14를 만족하는
Figure 112007086716313-PAT00153
를 선택한다.
Figure 112007086716313-PAT00154
여기서,
Figure 112007086716313-PAT00155
와
Figure 112007086716313-PAT00156
는 변조방식에 따른 모든 가능한 신호 심볼을 의미한다.
이러한 STBC-OFDM 시스템의 시뮬레이션에 사용된 파라미터는 도 2에서와 같이, 변조(Modulation) 방식은 16 QAM 방식을 사용하고, FFT/IFFT Size(N)는 64, CP Size는 8, Nomalized Doppler Frequency는 0.05, Multipath Tap은 5, Channel Model은 Jakes' model, Exponential model을 적용하기로 한다.
도 3에 나타난 바와 같이, 기존의 CIOD 코드에서 하던 신호검출방법은 준정적(quasi-static) 환경을 기반으로 이루어지기 때문에 CCI가 존재할 경우 매우 심한 성능 열화를 일으키게 되지만, 본 발명에서 제안한 신호 검출 방법에 의하면, 종래의 신호 검출 방법과 비교하여 에러율이 감소되어 수신부의 수신율이 개선되었음을 알 수 있다.
이상과 같이, 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 이것에 의해 한정되지 않으며 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 본 발명의 기술사상과 아래에 기재될 특허청구범위의 균등범위 내에서 다양한 수정 및 변형이 가능함은 물론이다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 4개의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 가지는 STBC-OFDM 시스템의 구성을 나타내는 도면.
도 2는 본 발명의 시뮬레이션에 사용된 파라미터를 나타내는 도면.
도 3은 본 발명의 검출 방법과 기존 검출 방법의 비트 오류율(Bit Error Rate: BER) 성능 비교를 나타내는 도면.

Claims (10)

  1. 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출방법에 있어서,
    (a) 복수개의 송신 안테나로부터 송신되는 신호를 수신하여 푸리에 변환하는 단계와,
    (b) 상기 신호가 송신되는 채널을 추정하는 단계와,
    (c) 상기 추정된 주파수측 채널 매트릭스에 QR 분해를 적용하고, 상기 QR 분해 결과 생성되는 R 매트릭스를 이용하여 ML(Maximum Likelihood) 검출 방식에 따라 상호채널간섭(CCI)이 제거된 상태의 신호를 검출하는 단계를 포함하는 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 (b) 단계 이후에,
    수신 신호 Y가,
    Figure 112007086716313-PAT00157
    G: 추정된 주파수측 채널 매트릭스, W: 가산성 백색 가우스 잡음(AWGN), X : 송신 신호
    와 같은 수식으로 표현될 때,
    상기 단계 (c)는,
    상기 주파수측 채널 매트릭스(G)에 QR 분해를 적용하고, 상기 수식의 양변에 행렬
    Figure 112007086716313-PAT00158
    을 곱하여,
    Figure 112007086716313-PAT00159
    와 같은 관계를 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출방법.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 송신 안테나의 갯수는 4개인 것을 특징으로 하는 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출방법.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 R 매트릭스는,
    Figure 112007086716313-PAT00160
    와 같은 CIOD STC 모양의 특성을 갖는 것을 특징으로 하는 복수개의 송신 안 테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출방법.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 단계 (c)는,
    (c-1) 하기의 수학식
    Figure 112007086716313-PAT00161
    을 만족하는 변수
    Figure 112007086716313-PAT00162
    를 선택하여
    Figure 112007086716313-PAT00163
    신호를 검출하는 단계와,
    (c-2) 하기의 수학식
    Figure 112007086716313-PAT00164
    을 만족하는 변수
    Figure 112007086716313-PAT00165
    를 선택하여
    Figure 112007086716313-PAT00166
    신호를 검출하는 단계와,
    (c-3) 상기 검출된
    Figure 112007086716313-PAT00167
    와
    Figure 112007086716313-PAT00168
    신호를 인터리빙시키고, 인터리빙된 신호를 이용하여
    Figure 112007086716313-PAT00169
    과
    Figure 112007086716313-PAT00170
    에서 상호채널간섭을 제거하는 단계와,
    (c-4) 하기의 수학식
    Figure 112007086716313-PAT00171
    을 만족하는 변수
    Figure 112007086716313-PAT00172
    를 선택하여
    Figure 112007086716313-PAT00173
    신호를 검출하는 단계와,
    (c-5) 하기의 수학식
    Figure 112007086716313-PAT00174
    을 만족하는 변수
    Figure 112007086716313-PAT00175
    를 선택하여
    Figure 112007086716313-PAT00176
    신호를 검출하는 단계를 포함하며,
    Figure 112007086716313-PAT00177
    ,
    Figure 112007086716313-PAT00178
    : 변조방식에 따른 모든 가능한 신호 심볼,
    Figure 112007086716313-PAT00179
    와
    Figure 112007086716313-PAT00180
    :
    Figure 112007086716313-PAT00181
    와
    Figure 112007086716313-PAT00182
    를 디인터리빙시킨 신호,
    Figure 112007086716313-PAT00183
    와
    Figure 112007086716313-PAT00184
    :
    Figure 112007086716313-PAT00185
    와
    Figure 112007086716313-PAT00186
    를 다시 인터리빙시킨 신호,
    Figure 112007086716313-PAT00187
    과
    Figure 112007086716313-PAT00188
    :
    Figure 112007086716313-PAT00189
    와
    Figure 112007086716313-PAT00190
    를 이용하여
    Figure 112007086716313-PAT00191
    과
    Figure 112007086716313-PAT00192
    에서 간섭을 제거한 후 다시 디인터리빙 시킨 신호
    인 것을 특징으로 하는 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템 에서 상호채널간섭 존재시 신호검출방법.
  6. 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출 시스템에 있어서,
    복수개의 송신 안테나로부터 송신되는 신호를 수신하여 푸리에 변환하는 푸리에 변환부와,
    상기 신호가 송신되는 채널을 추정하는 채널 추정부와,
    상기 추정된 주파수측 채널 매트릭스에 QR 분해를 적용하여 QR 분해 결과 생성되는 R 매트릭스를 이용하여 ML(Maximum Likelihood) 검출 방식에 따라 상호채널간섭(CCI)이 제거된 상태의 신호를 검출하는 검출부를 포함하는 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출 시스템.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 푸리에 변환부에서 변환된 수신 신호 Y가,
    Figure 112007086716313-PAT00193
    G: 주파수측 채널 매트릭스, W: 가산성 백색 가우스 잡음(AWGN), X : 송신 신호
    와 같은 수식으로 표현될 때,
    상기 검출부는,
    상기 주파수측 채널 매트릭스(G)에 QR 분해를 적용하고, 상기 수식의 양변에 행렬
    Figure 112007086716313-PAT00194
    을 곱하여,
    Figure 112007086716313-PAT00195
    와 같은 관계를 얻는 것을 특징으로 하는 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출 시스템.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 송신 안테나의 개수는 4개인 것을 특징으로 하는 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출 시스템.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 R 매트릭스는,
    Figure 112007086716313-PAT00196
    와 같은 CIOD STC 모양의 특성을 갖는 것을 특징으로 하는 복수개의 송신 안 테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템에서 상호채널간섭 존재시 신호검출 시스템.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 검출부는,
    하기의 수학식
    Figure 112007086716313-PAT00197
    을 만족하는 변수
    Figure 112007086716313-PAT00198
    를 선택하여
    Figure 112007086716313-PAT00199
    신호를 검출하고,
    하기의 수학식
    Figure 112007086716313-PAT00200
    을 만족하는 변수
    Figure 112007086716313-PAT00201
    를 선택하여
    Figure 112007086716313-PAT00202
    신호를 검출하며,
    상기 검출된
    Figure 112007086716313-PAT00203
    와
    Figure 112007086716313-PAT00204
    신호를 인터리빙시키고, 인터리빙된 신호를 이용하여
    Figure 112007086716313-PAT00205
    과
    Figure 112007086716313-PAT00206
    에서 상호채널간섭을 제거하고,
    하기의 수학식
    Figure 112007086716313-PAT00207
    을 만족하는 변수
    Figure 112007086716313-PAT00208
    를 선택하여
    Figure 112007086716313-PAT00209
    신호를 검출하며,
    하기의 수학식
    Figure 112007086716313-PAT00210
    을 만족하는 변수
    Figure 112007086716313-PAT00211
    를 선택하여
    Figure 112007086716313-PAT00212
    신호를 검출하고,
    Figure 112007086716313-PAT00213
    ,
    Figure 112007086716313-PAT00214
    : 변조방식에 따른 모든 가능한 신호 심볼,
    Figure 112007086716313-PAT00215
    와
    Figure 112007086716313-PAT00216
    :
    Figure 112007086716313-PAT00217
    와
    Figure 112007086716313-PAT00218
    를 디인터리빙시킨 신호,
    와
    Figure 112007086716313-PAT00220
    :
    Figure 112007086716313-PAT00221
    와
    Figure 112007086716313-PAT00222
    를 다시 인터리빙시킨 신호,
    Figure 112007086716313-PAT00223
    과
    Figure 112007086716313-PAT00224
    :
    Figure 112007086716313-PAT00225
    와
    Figure 112007086716313-PAT00226
    를 이용하여
    Figure 112007086716313-PAT00227
    과
    Figure 112007086716313-PAT00228
    에서 간섭을 제거한 후 다시 디인터리빙 시킨 신호
    인 것을 특징으로 하는 복수개의 송신 안테나를 이용하는 CIOD-OFDM 시스템 에서 상호채널간섭 존재시 신호검출 시스템.
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