WO2006093296A1

WO2006093296A1 - 伝送線路型ノイズフィルタ、その製造方法及びプリント基板

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Publication number: WO2006093296A1
Application number: PCT/JP2006/304165
Authority: WO
Inventors: Manabu Kusumoto
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Publication date: 2006-09-08
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Abstract

　伝送線路型フィルタは、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有し、断面形状が円形又は矩形である。この伝送線路型フィルタの共振周波数での特性インピーダンスをＺｏとし、伝送線路の長さをＬとしたとき、抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値Ｇｃが下記式の関係を満たすように構成する。０．１×π／（Ｌ×Ｚｏ）≦Ｇｃ≦１０×π／（Ｌ×Ｚｏ）これにより共振を抑制し、フィルタ内部に入ったノイズを効果的に損失させることができ、伝送線路としての誘電体損失相当の損失を調整できる。

Description

明細書

伝送線路型ノイズフィルタ、その製造方法及びプリント基板

技術分野

[0001] 本発明は、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子としての伝送線路型フィルタ、その製造方法、及び伝送線路型フィルタを備えたプリント基板に関する。

背景技術

[0002] 電子機器の放射妨害波（EMI： Electro-Magnetic Interference)及び電磁干渉は、回路の高速化及び高周波化に伴い、ますます重要な問題となってきている。特に近年、ディジタル回路とアナログ回路の混載が進み、回路間の電磁干渉の問題が注目されてきている。例えば LSIの電源端子力漏れ出る高周波電力は、数 kHzから数 G Hzまでの広い周波数範囲に亘る成分を有し、回路間の電磁干渉及び他の機器に対する放射妨害波 (EMI)の原因となることが知られている。そうした高周波電力を、発生源である LSI内又はその近傍に封じ込めることが、電磁干渉問題を低減し、回路の安定動作を実現する一手段と考えられている。その手段の一例として、広帯域に機能する電源デカップリング用の素子が提案されている。

[0003] 電源デカップリング用の素子は、 LSI等の電子回路のスイッチングによって発生する高周波電力を、発生源近傍に封じ込め、プリント回路基板等の実装基板の広い範囲に伝搬しないようにするための素子である。そうした電源デカップリング用の素子としては、従来、コンデンサ等のノイズフィルタが用いられてきた。

[0004] しかし、ディジタル回路の高速ィ匕に伴うノイズ周波数の広帯域ィ匕及び高周波化に対応した電源デカップリング用のノイズフィルタは開発が遅れており、特にコンデンサにおいては、自己共振現象のためにノイズフィルタとしての特性を高周波領域まで維持することが困難であった。そのため、ノイズフィルタを用いた従来の電源デカップリング素子は、広帯域のノイズを除去するために複数のノイズフィルタを組み合わせてヽるのが現状であった。しかしながら、こうしたことは、異種のノイズフィルタを複数設置することになるために、実装面積が大きくなり、コストが高くなるという問題があった。 [0005] こうした問題を解決するため、伝送線路構造を利用した伝送線路型ノイズフィルタが提案されている（例えば、特許文献 1〜4を参照)。これらの伝送線路型ノイズフィルタは、特性インピーダンスが異なるインピーダンス要素を接続した場合にインピーダンスが変化した時点で電磁波の反射が発生するという現象を利用している。すなわち、これらの伝送線路型ノイズフィルタは、特性インピーダンスを低くして配線のインピーダンスとの差 (インピーダンスミスマッチング)を大きくすることにより、発生したノィズをフィルタで反射させて LSI近傍に閉じ込めている。

特許文献 1 :特開 2002— 164760号公報

特許文献 2：特開 2003— 101311号公報

特許文献 3 :特開 2002— 335107号公報

特許文献 4：特開 2004 - 15706号公報

特許文献 5：特開平 5 - 347501号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0006] ところで、有限長の伝送線路においては、伝送線路中における電磁波の波長に対して線路の長さが 2分の 1となる周波数で、伝送線路内部での多重反射等の影響により共振現象が生ずる。この共振周波数近傍では、伝送線路型ノイズフィルタの入力インピーダンスが上昇するため、ノイズフイノレタのインピーダンスと配線のインピーダンスとの差 (インピーダンスミスマッチング）が小さくなり、伝送線路での電磁波の反射が減少する。そのため、上記各特許文献に記載の伝送線路型ノイズフィルタは、フィルタの長さに依存する自己共振周波数近傍で、ノイズフィルタとしての効果が低減してしまうという問題点があった。

[0007] また、伝送線路型ノイズフィルタにお、ては、フィルタ内部に入り込んだ電磁波を誘電体損失によって熱に変換して多重反射による共振の影響を少なくし、その結果としてノイズを低減させていた。しカゝしながら、誘電体損失を利用してノイズフィルタ内部に入り込んだノイズを低減させるためには、誘電体損失を適切な値とすることが重要となる。誘電体損失が大きすぎる場合には、ノイズフィルタの特性インピーダンスが上昇してインピーダンスミスマッチングが小さくなるために、伝送線路型ノイズフィルタとしての特性が劣化してしまう。また、誘電体損失が小さい場合には、誘電体損失による熱への変換が十分に働かず、多重反射による共振の影響を少なくすることができない。こうした問題に対しては、誘電体損失のコントロールが容易であればよいが、誘電体損失は誘電体の材質によって決定されるのでコントロールするための選択肢が狭いという難点がある。

[0008] 本発明は力かる問題点に鑑みてなされたものであって、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子としての伝送線路型フィルタであって、共振を抑制し、フィルタ内部に入ったノイズを効果的に損失させることができ、伝送線路としての誘電体損失相当の損失を調整できる伝送線路型フィルタ、その製造方法及びその伝送線路型フィルタを備えたプリント基板を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0009] 本発明に係る伝送線路型フィルタは、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有し、断面形状が円形又は矩形の伝送線路型フィルタであって、前記伝送線路型フィルタの共振周波数での抵抗層を導体としたときの特性インピーダンスを Zoとし、伝送線路の長さを Lとしたとき、前記抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値 G cが、下記数式 1の関係を満たすことを特徴とする。以下、この伝送線路型フィルタを「伝送線路型フィルタ A」と!、う。

[0010] [数 1]

0 - Ι ΧπΖ (し x Z。） ^G c ^ l Oxjt/ (L Z o)

[0011] この発明によれば、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有する構造力なる伝送線路型フィルタにおいて、その抵抗層の単位長さ当たりのコンダクタンス値を上記数式 1の関係を満たすように構成したので、その抵抗層が、伝送線路内の電磁波のフィルタ効果を増加させると共に、フィルタ素子の長さに依存する共振をも抑制するように作用する。その結果、上記数式 1の関係を満たす抵抗層を備えた本発明の伝送線路型フィルタは、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカツプリング素子として用いることができ、フィルタ内部に入ったノイズを効果的に損失させることができる。 [0012] 本発明においては、上記伝送線路型フィルタ Aにおいて、（1)前記導体間に一つの誘電体層と一つの抵抗層とを有する構成とすること、（2)前記導体間に二つの誘電体層と一つの抵抗層とを有し、前記抵抗層が前記二つの誘電体層間に位置する構成とすること、及び (3)前記導体間に一つの誘電体層と二つの抵抗層とを有し、前記誘電体層が前記二つの抵抗層間に位置する構成とすることが可能である。

[0013] 上述の（1)〜（3)の発明によれば、そのいずれにおいても、電気的に対向する導体間に誘電体層と上記 1式の関係を満たす抵抗層とを有する構造からなるので、こうした構成を有する本発明の伝送線路型フィルタは、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子として用いることができ、フィルタ内部に入ったノイズを効果的に損失させることができる。

[0014] また、本発明は、前記伝送線路型フィルタ Aにおいて、前記電気的に対向する導体が、中心導体及び前記中心導体の外方を囲むように対向配置された外部導体であるように構成することができる。この発明によれば、断面形状が矩形の場合にはシ一ルドストリップ型の伝送線路型フィルタとすることができ、断面形状が円形の場合には同軸伝送線路型のフィルタとすることができる。

[0015] また、本発明は、前記伝送線路型フィルタ Aにおいて、前記電気的に対向する導体が、中心に位置する信号導体、及び前記信号導体の上下方向から挟むように対向配置されたグラウンド導体であり、前記抵抗層が、前記信号導体上に該信号導体を囲むように形成されている構成とすることができる。この発明によれば、中心に位置する信号導体と、その信号導体の上下方向から挟むように対向配置されたグラウンド導体とで導体を構成し、その信号導体上に囲むように抵抗層を形成したので、ストリツプ伝送線路型のフィルタとすることができる。

[0016] また、本発明は、前記伝送線路型フィルタ Aにおいて、前記電気的に対向する導体が、平板状の下部導体、及び前記下部導体の上方に対向配置された上部導体であるように構成することができる。この発明によれば、平板状の下部導体と、その下部導体の上方に対向配置された上部導体とで導体を構成したので、並行平板タイプの伝送線路型フィルタとすることができる。

[0017] 本発明は、前記各伝送線路型フィルタにおいて、前記抵抗層の導電率が、前記導体の導電率の 100分の 1以下であることが好ましい。この発明によれば、抵抗層の導電率が導体の導電率の 100分の 1以下と十分に小さいので、前記フィルタ内の導体及び抵抗層に沿って流れる電流はほとんど導体を通ることになる。したがって、抵抗層の存在は導体のインピーダンスにほとんど影響しないことになり、抵抗層は等価回路的には誘電体層のアドミタンスに直列に入ることになるので、 co C< < Gcとなる低周波数のときは抵抗層の影響がほとんどなぐ従来通りの伝送線路型フィルタの特性を発揮し、また、 co Cが Gcより極めて大きい場合、即ち co C > >Gcとなる高周波数のときは、抵抗層が伝送線路に流れるノイズを吸収することになり、また、共振が発生する周波数付近では、 co Cが Gcより極めて小さい条件、即ち co C< < Gcが成り立つ条件から、 co Cが Gcより極めて大きい条件、即ち co C > >Gcが成り立つ条件へと変化する Gcにすることによりフィルタの共振を抑制することができる。なお、 ωは角周波数、 Cは前記伝送線路型フィルタの単位長さあたりのキャパシタンスを表して、る。

[0018] 本発明は、上述の各伝送線路型フィルタにおいて、前記抵抗層が、カーボン材料、導電性高分子材料、固体電解質、液体電解質、低抵抗合金、又は半導体材料等で形成されていることが好ましい。また、本発明の伝送線路型フィルタにおいては、前記抵抗層が、 2層以上の層からなる積層型の抵抗層であるものとすることもできる。

[0019] また、本発明に係る伝送線路型フィルタの製造方法は、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有する上記本発明の伝送線路型フィルタの製造方法であつて、中心導体上に誘電体層を形成する工程と、前記誘電体層を覆うように 2層以上の層からなる抵抗層を形成する工程と、前記抵抗層上に外部導体を形成する工程とを有し、前記 2層以上の層からなる抵抗層が、異なる重合方法で形成された導電性高分子層の積層体であることを特徴とする。この製造方法においては、前記 2層以上の層からなる抵抗層を形成する工程が、化学酸化重合で導電性高分子層を形成する第 1工程と、該第 1工程後に電解重合で導電性高分子層を形成する第 2工程とを有するように構成することが好ま、。

[0020] また、本発明の他の態様の伝送線路型フィルタの製造方法は、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有すると共に断面形状が円形の上記本発明の伝送線路型フィルタの製造方法であって、筒状の誘電体の内表面と外表面に抵抗材料をメツキして 2つの抵抗層を形成する工程と、該 2つの抵抗層上に導電性材料をメツキして導体を形成する工程と、を有することを特徴とする。

[0021] また、本発明の更に他の態様の伝送線路型フィルタの製造方法は、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有する上記本発明の伝送線路型フィルタの製造方法であって、バルブメタル力なる外部導体の内面に誘電体層としての酸ィ匕被膜を形成する工程と、バルブメタルカゝらなる中心導体の外面に誘電体層としての酸化被膜を形成する工程と、酸化被膜が形成された外部導体及び内部導体の間に抵抗層としての電解液を注入する工程と、を有することを特徴とする。

[0022] 更に、本発明に係るプリント基板は、上記本発明の伝送線路型フィルタを搭載したプリント基板であって、電源配線と、 LSI電源配線との間に前記伝送線路型フィルタが設置されていることを特徴とする。このとき、前記伝送線路型フィルタを構成する中心導体及び外部導体のいずれか一方が、電源配線と LSI電源配線とを接続し、他の一方が、グラウンド配線に接続されている。

発明の効果

[0023] 本発明の伝送線路型フィルタによれば、誘電体層と導体との間に設けた抵抗層が、伝送線路内の電磁波の共振を抑制するように作用すると共に、フィルタ素子の長さに依存する共振をも抑制するように作用する。その結果、上記数式 1の関係を満たす抵抗層を備えた本発明の伝送線路型フィルタは、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子として用いることができ、フィルタ内部に入ったノィズを効果的に損失させることができる。

[0024] また、本発明の伝送線路型フィルタによれば、抵抗層の導電率が導体の導電率の 100分の 1以下と十分に小さぐフィルタ内に導体及び抵抗層に沿って流れる電流はほとんど導体を通ることになるので、抵抗層の存在は導体のインピーダンスにほとんど影響しないことになり、抵抗層は等価回路的には誘電体層のアドミタンスに直列に入ることになる。その結果、 co C< < Gcとなる低周波数のときは抵抗層の影響がほとんどなぐ従来通りの伝送線路型フィルタの特性を発揮し、また、 co C> >Gcとなる高周波数のときは抵抗層が伝送線路に流れるノイズを吸収することになり、また、共振が発生する周波数付近では ω C< < Gcが成り立つ条件から ω C> >Gcが成り立つ条件へと変化する Gcにすることによりフィルタの共振を抑制することができる。

[0025] また、本発明の伝送線路型フィルタの製造方法によれば、上記作用効果を奏する本発明の伝送線路型フィルタを製造上簡便に製造することが可能となる。

[0026] また、本発明のプリント基板によれば、 LSIと電源とが本発明の伝送線路型フィルタを介して切り離されることになるので、電源ラインに重畳するノイズは、本発明の伝送線路型ノイズフィルタに入ることになり、その結果、伝送線路型ノイズフィルタ 251〖こ入ったノイズは、反射もしくは伝送線路型ノイズフィルタに吸収され、電源回路側に伝搬しないことになる。これにより、同じ電源回路に接続される他の LSIなどにノイズが伝搬せず、また、電源の配線力ゝらの放射に起因する不要電磁波の問題も解決できる図面の簡単な説明

[0027] [図 1]本発明の伝送線路型フィルタの第 1実施形態を示す模式斜視図である。

[図 2]—般的な伝送線路の微小区間における等価回路を示す模式図である。

[図 3]図 1の伝送線路型ノイズフィルタの微小区間における等価回路を示す模式図である。

[図 4]式 12中の aを変化させたときの電力透過特性 S21を示すグラフである。

[図 5]本発明の伝送線路型フィルタの電力透過特性 S21の実験例を示すグラフである。

[図 6]本発明の伝送線路型フィルタの第 2実施形態を示す模式断面図である。

[図 7]本発明の伝送線路型フィルタの第 3実施形態を示す模式断面図である。

[図 8]本発明の伝送線路型フィルタの第 4実施形態を示す模式断面図である。

[図 9]本発明の伝送線路型フィルタの第 5実施形態を示す模式斜視図である。

[図 10]本発明の伝送線路型フィルタの第 6実施形態を示す模式斜視図である。

[図 11]本発明の伝送線路型フィルタの第 7実施形態を示す模式斜視図である。

[図 12]—般的なシールドストリップ線路型素子の斜視図である。

[図 13]図 12に示すシールドストリップ線路型素子の A—A'縦断面図である。

[図 14]図 12に示すシールドストリップ線路型素子の B— B，縦断面図である。

[図 15]抵抗層を挿入した本発明に係る伝送線路型フィルタの一例を示す断面図である。

[図 16]図 15の伝送線路型フィルタの他方向力もの断面図である。

[図 17]実施例 1のシールドストリップ線路型素子を示す断面図である。

[図 18]図 17のシールドストリップ線路型素子の他方向からの断面図である。

[図 19]伝送線路の電力透過特性を測定するときの構成図である。

[図 20]実施例 1のシールドストリップ線路型素子の電力透過特性の測定結果である。

[図 21]実施例 1のシールドストリップ線路型素子をネットワークアナライザに接続して測定する構成図である。

[図 22]実施例 2の同軸形状のセラミック同軸線路型のノイズフィルタを示す斜視図である。

[図 23]図 22のセラミック同軸線路型ノイズフィルタの C C，断面図である。

[図 24]図 22のセラミック同軸線路型ノイズフィルタの D—D'断面図である。

[図 25]電源デカップリングを行う場合の一例を回路図である。

[図 26]伝送線路型フィルタを装着した後の本発明に係るプリント基板の断面図である

[図 27]伝送線路型フィルタを装着した後の本発明に係るプリント基板の上面図である

[図 28]伝送線路型フィルタを装着する前の基板の断面図である。

符号の説明

10, 20, 30, 60, 70, 80, 90, 100, 110, 120, 130, 170 伝送線路型フィルタ 11, 61, 71, 81, 91, 101, 111, 131, 171 中心導体

12, 62, 72, 82, 92, 102, 112a, 112b, 132, 172 外部導体

13, 63, 73, 83a, 83b, 93, 103, 113, 133, 173 誘電体層

14, 64, 74a, 74b, 84, 94, 104, 114, 134, 174 抵抗層

21, 31 微小区間等価回路における導体の抵抗

22, 32 微小区間等価回路における導体のインダクタンス

23, 33 微小区間等価回路における誘電体層のコンダクタンス

24, 34 微小区間等価回路における誘電体層のキャパシタンス 35 微小区間等価回路における抵抗層のコンダクタンス

105 中空部

121 陽極端子

122 陰極端子

123 モールド榭脂

174a, 174b 導電性高分子層

174c カーボンペースト層

176 マスク

220 伝送線路型フィルタ

221 陽極導体

222 陰極導体

223 誘電体層

224 抵抗層

225 マスク

発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態について、添付の図面を参照して具体的に説明する。本発明に係る伝送線路型ノイズフィルタは、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有し、断面形状が円形又は矩形の伝送線路型フィルタであって、その伝送線路型フィルタの共振周波数での特性インピーダンスを Zoとし、伝送線路の長さを Lとしたとき、前記抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値 Gcが、前記数式 1の関係を満たすことに特徴を有している。言い換えれば、電気的に対向する導体間に誘電体層を有する、断面形状が円形又は矩形の伝送線路型フィルタであって、その伝送線路型フィルタの共振周波数での特性インピーダンスを Zoとし、伝送線路の長さを Lとしたとき、前記導体間に設けられた抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値 Gcが、前記数式 1の関係を満たすことに特徴を有している。なお、抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値 Gcは、 S (ジーメンス） Zm又は ΐΖ Ωπιで定義される。また、特性インピーダンス Ζοは周波数特性を持つので、その特性インピーダンス Ζο は共振周波数でのものである。 [0030] 本発明は、電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有する構造からなる伝送線路型フィルタであり、その抵抗層の単位長さ当たりのコンダクタンス値を上記式 1の関係を満たすように構成したので、その抵抗層が、伝送線路内の電磁波のフィルタ効果を増加させると共に、フィルタ素子の長さに依存する共振をも抑制するように作用する。その結果、上記式 1の関係を満たす抵抗層を備えた本発明の伝送線路型フィルタは、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子として用いることができ、フィルタ内部に入ったノイズを効果的に損失させることができる。

[0031] 以下に、上記の作用効果を奏する本発明の伝送線路型ノイズフィルタについて、必要に応じて図面を参照しつつ詳細に説明する。

[0032] (第 1実施形態）

図 1は、本発明の伝送線路型フィルタの第 1実施形態を示す模式的斜視図である。図 1に示す伝送線路型フィルタ 10は、シールドストリップ線路型のノイズフィルタであり、中心導体 11と、その中心導体 11の外方を囲むように配置された外部導体 12との間に、中心導体側から誘電体層 13と抵抗層 14が順に形成されたものである。すなわち、この伝送線路型フィルタ 10は、中心導体 11と、中心導体 11の周りに形成された誘電体層 13と、その誘電体層 13の周りに形成された抵抗層 14と、その抵抗層 14の周りに形成された外部導体 12とを有してヽる。

[0033] (伝送線路の特性）

ここで、本発明の伝送線路型フィルタにおける伝送線路の特性を、微小区間等価回路を元にして考える。

[0034] 先ず、一般的な伝送線路での微小区間等価回路について説明する。図 2は、電気的に対向する導体間に誘電体層を有する一般的な伝送線路の微小区間における等価回路を示す模式図である。より詳しくは、図 1に示す構成の伝送線路型フィルタから、抵抗層を除、た形態力もなる伝送線路型フィルタの等価回路を示す模式図である。この等価回路 20は、伝送線路を微小な区間 (長さ Δ χ)に区切り、その微小な区間を、抵抗、インダクタンス、コンダクタンス及びキャパシタンスで表現したものである ο単位長さあたりの抵抗を R、インダクタンスを L、コンダクタンスを G、キャパシタンスを Cとし、図 2に示すように、無限小の Δ χの区間に R' Δ χ、 L- Δ χ、 G- Δ χ、 C- Δ χ が無限に並ぶものとし、伝送線路上に分布的に存在する抵抗、インダクタンス、コンダクタンス及びキャパシタンスを表現する。こうすることにより、伝送線路としての特性を表現することができる。

[0035] 一般の伝送線路の特性は、特性インピーダンス Zoと伝搬定数 γとで表される。特性インピーダンス Ζοは、伝送線路内に流れる電圧と電流の比を表し、伝搬定数 γは伝送線路内での損失と位相速度を表す。特性インピーダンス Ζο及び伝搬定数 γは、図 2中の Α部分の線路に直列に入るインピーダンスを Ζとし、図 2中の B部分の線路に並列に入るアドミタンスを Yとしたときに、下記数式 2のようになる。

[0036] [数 2]

Z = R + ja

γ = ^ΖΥ

[0037] また、フィルタの特性は、電力透過特性である S ノラメータにより評価することができる。伝送線路の電力透過特性 S は、伝送線路の特性インピーダンス Z、伝搬定数

21 o

Ύ、伝送線路の長さ 1、及びフィルタに接続する配線の特性インピーダンス Zにより、

し下記数式 3に示すようになる。

[0038] [数 3]

¹¹ 2Z_LZ₀ cosh γί + {Z_L ² + Z^sinh

[0039] 伝送線路のフィルタ特性は、伝送線路の共振により劣化する力この共振は、伝搬定数 _γの実部で表される伝送線路の損失を上げることで抑制することができる。一般的に、伝送線路の損失は、抵抗 21とコンダクタンス 23が影響する力この抵抗 21とコンダクタンス 23を大きくすることで、伝送線路での損失を増カロさせることができる。しかし、抵抗 21とコンダクタンス 23を大きくした場合、本来通すべき直流及び低周波電力のロスが大きくなり、電源線路に挿入する素子として利用できない。それ故、電源回路に挿入するノイズフィルタとしては、直流及び低周波では損失が少なぐ伝送線路の共振が発生する周波数では損失が増加することが望ましい。 [0040] 図 3は、図 1の伝送線路型ノイズフィルタの微小区間における等価回路を示す模式図である。この等価回路 30は、図 1に示す形態の抵抗層 14が存在することにより、抵抗層のコンダクタンス 35が誘電体のキャパシタンス 34とコンダクタンス 33に直列に入る等価回路となる。図 1の伝送線路型フィルタ 10がこうした等価回路 30を示すのは、抵抗層 14の導電率が導体（中心導体 1 1及び外部導体 12)の導電率よりも十分に小さいためである。このとき、伝送線路に流れる電流はほとんど導体を通るので、抵抗層は、図 2に示す A部分のインピーダンス Zにはほとんど影響せず、等価回路の構成上、図 2に示す B部分にあたる誘電体のアドミタンス Yに直列に入る。そのため、伝送線路に並列に入るアドミタンス Yは下記数式 4のように表される。

[0041] 画

_Ύ Gc(j C + G)

G_c + jco + G

[0042] 図 3の等価回路 30で表される図 1の伝送線路フィルタ 10において、コンダクタンス Gは 10— 6以下の非常に小さい値である。したがって、伝送線路フィルタが用いられる周波数帯においては、 co C > > Gとなり、 Gの項は無視できる。したがって、伝送線路フィルタにおいては、抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値 Gcとキャパシタンス Cの関係のみを考慮すればよいことになる。上記式 4において、 Gc > > co Cの場合には、式 4は Y=j co Cと近似できる力この近似式は、一般的な伝送線路フィルタの場合と同じ式である。したがって、 Gc > > co Cとなる周波数領域においては、一般的な伝送線路フィルタと同じ特性を示す。

[0043] 一方、上記数式 4において、 Gcく < co Cの場合には、上記数式 4は Y= Gcと近似できる。このとき、伝送線路の伝搬定数 γは下記数式 5のようになる。

[0044] [数 5]

伝搬定数 0の実数部は、伝送線路の損失を表している。したがって、 Gc < < ω Ο の場合は、周波数の上昇と共に損失が上昇することになる。伝送線路内部の損失が増加することにより、フィルタとしての効果が増す。しかし、 Gc < < co Cの場合は、例えば以下のような問題もある。抵抗を有する伝送線路型フィルタの特性インピス Zoは下記数式 6で表される。

[0046] [数 6]

[0047] 伝送線路型フィルタは、配線の特性インピーダンス ZLを ZL> >Zoとすることでインピーダンスがミスマッチとなって電磁波を反射させることができ、フィルタ効果を発揮させることができる。ところが、 Gc< < co Cである場合は、伝送線路型フィルタの共振周波数での特性インピーダンス Zoは、抵抗層のアドミタンスがな、ときに比べて上昇することになる。したがって、 Zoと ZLのインピーダンスミスマッチが減少し、その結果、反射によるフィルタ効果が減少することになる。

[0048] ところで、 Gcと co Cとの関係は、角周波数 ωで変化する。周波数が低いときは、 Gc

> > co Cとなり、周波数が高くなると Gcく < co Cとなる。したがって、伝送線路型フィルタは、周波数の上昇に伴い、損失のない伝送線路特性から、伝送線路内の損失が大き!ヽ伝送線路特性へと変化する。

[0049] ここで、直流及び低周波では Gc > > ω Cの条件となり、共振周波数付近で Gc< < co Cの条件に変異するように Gcを設定した場合を考える。 Gcをこのように設定した場合、抵抗層を有する伝送線路型フィルタ（図 1を参照）の特性は、直流及び低周波では従来の伝送線路型フィルタの特性を示し、また、伝送線路の共振が発生する周波数では損失が多くなつて共振が抑制されたフィルタ特性となる。つまり、直流及び低周波での損失を増加させることなぐ高周波の損失を増大させて共振を抑制することができる。したがって、伝送線路型フィルタに抵抗層を入れて、その抵抗層のコンダクタンス値 Gcを適切な値にすることによって、フィルタ特性を改善することができる。

[0050] そこで、適切なコンダクタンス値 Gcを求める。ここで、共振時の角周波数 ω。付近で Gc< < co Cの条件へと変異すればよいことから、共振周波数 ω οで Gc = co Cとなる Gcを基準に考える。 Cは、特性インピーダンス Zoと伝搬定数 γとより次の式で表される。

[0051] [数 7]

[0052] ただし、 im(x)は xの虚数係数で、下記数式 8により表される。

[0053] [数 8]

x ~ x

[0054] したがって、 Gcは下記数式 9で表される。

[0055] [数 9] ノ I

[0056] ここで、伝送線路長 1で、共振周波数 ω θの時は下記数式 10で示す条件が成り立つ。

[0057] [数 10]

[0058] この式を式 9に代入してまとめると下記数式 11となる。

[0059] [数 11]

[0060] ここで、電気的に対向する導体間に誘電体層を有する通常の伝送線路型フィルタ（すなわち、図 2に示す等価回路を構成する伝送線路型フィルタ）においては、 im(ZO) Oである。したがって、基準とする Gcは下記数式 12で表される。 im(ZO) Oのときに、数式 12の前式となり、そうでないときに、数式 12の後式のように、 Gcは定数 a倍の値となる。

[0061] [数 12]

.こで.

2 π [0062] ここで、上記式 12において任意の定数 aを変化させることにより、最適な値を求めた。式 2及び式 3より電力透過特性 S21を評価した。図 4は、 aを変化させたときの電力透過特性 S21である。図 4の結果力わ力るように、 0. 05≤a≤ 5の範囲で伝送線路フィルタの特性が向上することがわ力つた。したがって、最適なコンダクタンス値 Gcは数式 1で示す範囲となる。

[0063] 図 1の抵抗層 14の単位長さあたりのコンダクタンス値 Gcを前記数式 1の関係を満たすように設定すると、フィルタ特性は、伝送線路が共振周波数に近づいたとき、キヤパシタンス 34の影響よりもコンダクタンス 35の影響が強くなる（Gc> > ω 。そのため、共振周波数に近づいたときには、コンダクタンスの大きな伝送線路の性質に近づき、伝送線路の損失が急激に上昇することになる。一方、共振周波数よりも十分に低い周波数においては、コンダクタンス 35の影響は、キャパシタンス 34の影響に比べて十分に小さいため（Gcくく ω 、フィルタ特性は、伝送線路としてのインピーダンスに大きく影響せず、従来の特性を維持することができる。したがって、低周波では、従来の伝送線路型ノイズフィルタの特性を維持し、ノイズフィルタの共振周波数に近づくにつれてノイズフィルタの損失を増大させることが可能となる。このことにより、本発明に係る伝送線路型フィルタは、その共振を防ぎ、より高い遮断特性を有するノィズフィルタになる。

[0064] 図 5は、本発明の伝送線路型フィルタの電力透過特性 S21の実験例を示すグラフである。図 5の電力透過特性 S21は、特性インピーダンス Ζοを 0. 1 Ω、線路長 Lを 3c m、波長短縮率を 1Z30、式 1の係数を 1 (式 12の aを 0. 5)として計算することにより求めたものである。図 5中、曲線 51はコンダクタンス値 Gcが 0のときの電力透過特性 S21であり、曲線 52はコンダクタンス値 Gc = l X Z (L X ZO)のときの電力透過特性 S21である。損失の無い伝送線路での電力透過特性（曲線 51)に比べ、適切な抵抗層を入れてコンダクタンス値 Gcを 1 X π Z (L X Zo)にしたときの伝送線路での電力透過特性（曲線 52)は、損失のない伝送線路での共振周波数の 1Z4までの周波数 (P点)でほぼ同じ特性を示し、共振周波数の 1Z4以上においては共振が無くなり、高い遮断性を示しているのが確認された。こうした電力透過特性 S 21を有する本発明の伝送線路型フィルタは、周波数の上昇に伴って対数的に遮断性能を上げることができると共に、抵抗層を調整することにより損失を調整することができる。

[0065] 伝送線路の共振を抑えることは、誘電体損失を調整したり、導体の抵抗を調整したりすることでも可能である。しかし、導体の抵抗を調整すると、直流電力の損失が増えるという難点がある。特に電源に挿入する電源デカップリング素子は、直流電力の損失は少ない必要があるため、導体の抵抗は事実上調整することができない。一方、誘電体損失は誘電体の材質や製法によって決定されるので、その誘電体損失を調整するためには、材料の変更や製造法の変更が必要であり、容易にコントロールできない。特に、特開 2003— 101311のような導体にアルミニウムを用い、誘電体に酸化アルミニウムを用いた場合等は、導体を酸化させることで誘電体を構成してヽるため、誘電体損失を調整することはできない。しかし、本発明のように、抵抗層による調整の場合は、比較的容易に行うことができる。例えば、抵抗層の厚さを調整することにより、抵抗層のコンダクタンスを容易に調整することができる。

[0066] ここで、共振周波数にっ、て簡単に説明する。共振周波数は、伝送線路長 1と伝搬定数 γの虚数部（波長圧縮率)で決定される。共振は、伝送線路内を電磁波が往復する時間 tと、電磁波の周波数分の一である lZfとが一致するときに発生する。伝送線路の一方の端部から入った電磁波は、もう一方の端部で反射して戻ってくる。戻つてきた電磁波と入ってくる電磁波との位相が一致すると、伝送線路内の電磁波を強め合って共振が発生する。 lZfと往復時間 tとが一致すれば、当然位相が一致し、これを波長で表現すると、伝送線路内を通る電磁波の波長の半分と伝送線路の長さとがー致する。電磁波は真空中において光速 cで伝わる力誘電体の内部では誘電体の誘電率と透磁率とで決定される波長圧縮率分の 1の速度になる。これらより、式を立てると上記式 9の条件となる。損失が 0のとき、上記数式 10を上記式 3に代入すると 1になる。つまり、共振しているときは、電磁波は伝送線路内を全てとおることになる。また、伝送線路内の損失が大きい場合、反射し戻ってくるまでに電磁波が損失するので、戻ってきた電磁波と入ってくる電磁波とが強め合わないために、共振が抑えられる。

[0067] (第 2〜第 7実施形態）

図 6は、本発明の伝送線路型フィルタの第 2実施形態を示す模式断面図である。図 6に示す伝送線路型フィルタ 60は、シールドストリップ線路型のノイズフィルタであり、中心導体 61と、その中心導体 61の外方を囲むように対向配置された外部導体 62との間に、中心導体側カゝら抵抗層 64と誘電体層 63がその順で形成されたものである。すなわち、この伝送線路型フィルタ 60は、中心導体 61と、中心導体 61の周りに形成された抵抗層 64と、その抵抗層 64の周りに形成された誘電体層 63と、その誘電体層 63の周りに形成された外部導体 62とを有してヽる。

[0068] 図 7は、本発明の伝送線路型フィルタの第 3実施形態を示す模式断面図である。図 7に示す伝送線路型フィルタ 70は、シールドストリップ線路型のノイズフィルタであり、中心導体 71と、その中心導体 71の外方を囲むように対向配置された外部導体 72との間に、中心導体側から抵抗層 74aと誘電体層 73と抵抗層 74bとがその順で形成されたものである。すなわち、この伝送線路型フィルタ 70は、中心導体 71と、中心導体 71の周りに形成された抵抗層 74aと、その抵抗層 74aの周りに形成された誘電体層 7³と、その誘電体層 73の周りに形成された抵抗層 74bと、その抵抗層 74bの周り〖こ形成された外部導体 72とを有している。この伝送線路型フィルタ 70は、筒状の誘電体 (誘電体層 73)の内表面と外表面に抵抗材料をメツキして 2つの抵抗層（抵抗層 7 4aと抵抗層 74b)を形成する工程と、その 2つの抵抗層（抵抗層 74aと抵抗層 74b)上に導電性材料をメツキして導体（中心導体 71と外部導体 72)を形成する工程とを有する方法により製造できる。

[0069] この伝送線路型フィルタ 70は、誘電体層 73にメツキ等の手段で抵抗層 74a, 74b を形成することにより製造できるので、生産性の点で有効である。具体的には、先ず、筒型の誘電体 (誘電体層 73)を準備した後、その誘電体の内表面と外表面にメツキにより抵抗層 74a, 74bを形成し、その後、その抵抗層 74a, 74b上にメツキ等の手段で導体 71, 72を形成することにより、図 7に示す伝送線路型フィルタを製造できる。この場合の抵抗層 74a, 74bのコンダクタンス値 Gcは、誘電体の内側と外側に形成された二つの抵抗層 74a, 74bを両方合わせた値で調整することができる。なお、コンダクタンス値 Gcは、 [抵抗層 74a, 74bの表面積] Z [抵抗層 74a, 74bの厚さ] X [抵抗層 74a, 74bの導電率]で決定され、例えば円筒形の場合は、抵抗層の厚さが厚くなると表面積が変化するので、積分により求める必要がある。 [0070] 図 8は、本発明の伝送線路型フィルタの第 4実施形態を示す模式断面図である。図 8に示す伝送線路型フィルタ 80は、シールドストリップ線路型のノイズフィルタであり、中心導体 81と、その中心導体 81の外方を囲むように対向配置された外部導体 82との間に、中心導体側から誘電体層 83aと抵抗層 84と誘電体層 83bとがその順で形成されたものである。すなわち、この伝送線路型フィルタ 80は、中心導体 81と、中心導体 81の周りに形成された誘電体層 83aと、その誘電体層 83aの周りに形成された抵抗層 84と、その抵抗層 84の周りに形成された誘電体層 83bと、その誘電体 83bの周りに形成された外部導体 82とを有してヽる。

[0071] この伝送線路型フィルタ 80において、二つの誘電体層 83a, 83bは同じ材料で形成したものであってもよいし、異なる材料で形成したものであってもよい。なお、中心導体 81と外部導体 82とをアルミニウムで構成することにより、各導体に隣接する誘電体層 83a, 83bをアルミニウム酸ィ匕膜として容易に形成することができる。このときの抵抗層 84としては、例えば電解液等で構成することができる。このように、極性のある素子を多層にすることにより逆バイアスを掛けても壊れず無極性を実現することができるが、この第 4実施形態においては、極性のある素子同士の間に抵抗層を入れることで実現できる。なお、この伝送線路型フィルタ 80は、アルミニウム等のノレブメタルからなる外部導体 82の内面に誘電体層 83bとしての酸化被膜を形成する工程と、同じくアルミニウム等のバルブメタル力もなる中心導体 81の外面に誘電体層 83aとしての酸化被膜を形成する工程と、酸化被膜が形成された外部導体 82及び内部導体 8 1の間に抵抗層 84としての電解液を注入する工程と、を有する方法で製造できる。

[0072] 図 9は、本発明の伝送線路型フィルタの第 5実施形態を示す模式斜視図である。この伝送線路型フィルタ 90は、同軸線路型のノイズフィルタであり、中心導体 91と、その中心導体 91の外方を囲むように対向配置された外部導体 92との間に、中心導体側から誘電体層 93と抵抗層 94とがその順で形成されたものである。すなわち、この伝送線路型フィルタ 90は、中心導体 91と、中心導体 91の周りに形成された誘電体層 93と、その誘電体層 93の周りに形成された抵抗層 94と、その抵抗層 94の周りに形成された外部導体 92とを有してヽる。

[0073] 図 10は、本発明の伝送線路型フィルタの第 6実施形態を示す模式斜視図である。この伝送線路型フィルタ 100は、中心導体 101が中空部 105を有しているセラミック同軸線路型のノイズフィルタであり、他の各構成は上記第 5実施形態（図 9参照）の同軸線路型のノイズフィルタ 90と同じである。この伝送線路型フィルタ 100において、中心導体 101は中空部 105を有する円筒型となっており、その構成材料としては、銅、銀、ニッケル、錫、金等の金属や合金等を挙げることができる。中心導体 101の周りに形成されている誘電体 103は、高誘電体絶縁材からなるものであり、ジルコン酸カルシゥム、チタン酸バリウム、チタン酸マグネシウム、錫酸カルシウム等の高誘電率のセラミック材料で形成される。

[0074] こうしたセラミック同軸線路型の伝送線路型フィルタ 100は、中空部を有するセラミツクパイプを準備し、そのセラミックパイプの外周面に抵抗層 104を形成した後、セラミックパイプの内面及び前記抵抗層上にメツキにより導体を形成することにより製造することができる。抵抗層 104は抵抗ペーストを用いて形成することができる。

[0075] 図 11は、本発明の伝送線路型フィルタの第 7実施形態を示す模式斜視図である。

この伝送線路型フィルタ 110は、ストリップ線路型のノイズフィルタであり、信号導体（中心導体） 111と、その信号導体 111を上下から挟むように対向配置された 2つの平板状のグラウンド導体 (外部導体） 112a, 112bとの間に、信号導体側から抵抗層 11 4と誘電体層 113とがその順で形成されたものである。すなわち、この伝送線路型フィルタ 110は、信号導体 111と、信号導体 111の周りに形成された抵抗層 114と、その抵抗層 114の周りに形成された誘電体層 113と、その誘電体層 113を上下から挟むように対向配置された 2つの平板状のグラウンド導体 112a, 112bとを有して、る。

[0076] (各構成要素の説明）

次に、上記の各実施形態の構成要素について説明する。

[0077] 中心導体と外部導体は、銅、銀、金、アルミニウム、ニッケル、錫等の金属やそれらの合金等、導電率が高い（1, 000, OOOSZm以上）導体であることが望ましい。こうした中心導体と外部導体はメツキ等により形成することができる。伝送線路型ノイズフィルタを電源デカップリング素子として用いるためには、中心導体と外部導体が直流電力を効率よく流すことができる必要がある。そのために、この中心導体の導電率はできるだけ高いことが好ましい。中心導体と外部導体の導電率は、 1, 000, OOOS/ m以上であることが望ましぐその理由としては、電源デカップリング素子として用いる場合、中心導体と外部導体の抵抗による直流電力の損失を少なくする必要があるからである。

[0078] また、中心導体と外部導体は、弁作用金属 (バブルメタル)力なるものであってもよい。そうした材料としては、例えば、ァノレミ-ゥム、アルミニウム合金、タンタル、タンタル合金、ニオブ、ニオブ合金等を挙げることができる。弁作用金属は、絶縁体である酸ィ匕被膜を容易に形成することができる。なお、その酸ィ匕被膜は、本発明においては誘電体層となる。

[0079] 誘電体層は、中心導体及び Z又は外部導体の表面に酸化被膜を形成した酸化被膜とすることができる。すなわち、中心導体及び Z又は外部導体の表面を陽極酸ィ匕することにより、中心導体及び Z又は外部導体の表面積が拡大した酸化皮膜が形成され、この酸化被膜が誘電体として作用する。なお、図 10の第 6実施形態の場合のように、中空部 105を有するセラミックパイプを用いることもできる。

[0080] 抵抗層は、例えば、カーボン材料、又は、ポリピロール、ポリチォフェン若しくはポリァ-リン等の導電性高分子材料、又は、固体電解質若しくは液体電解質、又は、 -ッケル、マンガン、クロム等の導電率の低い金属若しくは合金、又は、シリコン若しくはガリウム砒素等の半導体等、導電率が上記導体の導電率の 100分の 1以下の材料で構成されることが好まし、。

[0081] また、本発明の伝送線路型フィルタにおいては、抵抗層を、 2層以上の層からなる積層型の抵抗層とすることもできる。 2層以上の抵抗層を形成する方法としては各種の方法を採用可能であるが、例えば導電性高分子層を積層する方法を挙げることができる。この場合、同じ材料であってもよいし、異なる材料であってもよい。また、同じ材料を異なる方法で積層させてもょヽし、異なる材料を同じ方法で積層させたものであってもよい。一例としては、後に実施例で説明するように、化学酸化重合で導電性高分子層を形成した後、電解重合で導電性高分子層を形成して積層させることができる。

[0082] 抵抗層を液体電解質を用いて構成する場合には、溶媒として、水、エチレングリコール、エチレングリコールモノメチルエーテル、グリセリン、 γ -ブチロラタトン又は N— メチルホルムアミド等を用い、電解質として、ホウ酸、アジピン酸、マレイン酸、安息香酸、フタル酸、サリチル酸、アンモニア、トリェチルァミン又は水酸ィ匕テトラメチルアンモ-ゥム等を用いたものを挙げることができる。

[0083] 抵抗層の厚さは、伝送線路型ノイズフィルタ素子の幅と、抵抗層の導電率とから、上記式 1の関係を満たすコンダクタンス値 Gcを実現することができるように決定される。より詳しくは、抵抗層の厚さは次のように求められる。

[0084] 本発明において、抵抗層を導体の導電率の 100分の 1以下の材料で構成することにより、抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値 Gcは上記式 1の関係を満たすことになって、フィルタ内に流れる電流はほとんど導体を通ることになる。したがって、抵抗層の存在は導体のインピーダンスにほとんど影響しないことになり、抵抗層は等価回路的には誘電体層のアドミタンスに直列に入ることになるので、 co C< < Gcとなる低周波数のときは抵抗層の影響がほとんどなぐ従来通りの伝送線路型フィルタの特性を発揮し、また、 co C > >Gcとなる高周波数のときは抵抗層が伝送線路に流れるノイズを吸収することになり、また、共振が発生する周波数付近では co C< < Gcが成り立つ条件から ω C > > Gcが成り立つ条件へと変化する Gcにすることによりフィルタの共振を抑制することができる。

[0085] コンダクタンス値 Gcは、一般に、「抵抗体の導電率 X抵抗体の面積 Z抵抗体の厚さ」で決定される。本発明においては、「抵抗層の導電率 (SZm) X抵抗層の周長さ (m) X 1 (単位長さ） Z厚さ（m) =コンダクタンス値 Gc (S/m)」となる。ここで、抵層の周長さは厚さによって変わる（すなわち、抵抗層が厚くなつていくと周長さが長くなる)ので、実際には、抵抗層の周長さを f(x) (厚さ Xの関数)としたとき、 ί 1Ζ (導電率 'f (x)) - dx= l/Gc,となる。なお、抵抗層の周長さは、中心導体上又は誘電体層上に抵抗層を形成する場合には中心導体又は誘電体層の外周長さで表され、外部導体の内側又は誘電体層の内側に抵抗層を形成する場合には外部導体の内周長さ又は誘電体層の内側長さで表され、中間層として抵抗層が形成される場合には形成される抵抗層の厚さ方向の中心を通る周長さで表される。

[0086] 一例として、図 9及び図 10に示す同軸線路型のノイズフィルタのように、円筒形で誘電体層の外周に抵抗層を設けるときの数式を下記数式 13に示す。誘電体層の外周の半径を _r、抵抗層の導電率を _σ、抵抗層の外周の半径を Rとし、抵抗層の周長さを関数 fとすると、抵抗層の厚さ dは以下のようになる。

[0087] [数 13]

円の円周

/(*) = 2¾e

外周を積分

― =- ~ (logi?— log )

1

R = re °^c

ここで厚みは

d = R - r

だから

[0088] 上記のように、抵抗層の厚さは、円筒のように断面構造が簡単であれば比較的容易に求めることはできるが、エッチング等により断面構造が複雑になれば、簡単な数式では求まらない。しかし、抵抗層が薄ぐ抵抗層の厚さにかかわらず外周が変化しないと仮定すれば、「導電率 X周長さ Z厚さ =コンダクタンス値 Gc」、により求めることができる。多くの場合、抵抗層の厚さは十分に薄いため、この式により求めることができる。

[0089] 本発明の伝送線路型ノイズフィルタにおいては、その伝送線路型ノイズフィルタの共振周波数での特性インピーダンスを Zoとし、伝送線路の長さを Lとしたとき、抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値 Gcが、上記数式 1の関係を満たすように構成される。本発明においては、特に抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値 Gcとして、下記数式 14の値に設定することが望ましい。

[0090] [数 14] [0091] 共振周波数での特性インピーダンス Zoは、シミュレーションや近似式、計測から求めることができ、求めた共振周波数での特性インピーダンス Zoの値と、ノイズフィルタの伝送線路部の長さしとより、上記数式 1を用いて抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値 Gcを決定する。

[0092] 特性インピーダンス Zoは、シミュレーションや近似式又は計測から求めることができ、求めた特性インピーダンス Zoの値と、ノイズフィルタの伝送線路部の長さしとより、上記式 1を用いて抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値 Gcを決定する。具体的な手順を、シールドストリップ線路型素子の例を交えながら説明する。

[0093] 図 12は一般的なシールドストリップ線路型素子の斜視図であり、図 13はその A— A ，縦断面図であり、図 14はその B— B'縦断面図である。先ず、特性インピーダンス Zo を求める。シールドストリップ線路型素子の特性インピーダンス Zoは、伝送線路の電磁波が伝搬する向きに垂直な断面構造（図 14に示す断面図）から求めることができる。このとき、求める特性インピーダンス Zoは抵抗層を入れる前の状態で求める。つまり、誘電体層 133の内外が導体（中心導体 131、外部導体 132)である状態で求める。ここで、図 12〜図 14に例示したシールドストリップ線路の場合、誘電体層 133の厚さ dは非常に小さいため、角の影響は十分に少なぐまた、中心導体 131にはエツチング等の処理はされていないものとすると、誘電体層 133の周長さ t= (wl +w2) /2 X 2+ (hl +h2) /2 X 2 (内周と外周の平均を上下左右分考慮したもの）と、誘電体層 133の誘電率 εと、誘電体層 133の透磁率とより下記数式 15で求められる。

[0094] [数 15]

求めた特性インピーダンス Ζοと伝送線路長 L (図 13の L)を式 1に代入して、挿入する抵抗層のコンダクタンス値 Gcを算出する。算出したコンダクタンス値 Gcの最小値 G cLと最大値 GcHより、目的のコンダクタンス値 Gcを持つ抵抗層が本発明の伝送線路型フィルタに挿入する抵抗層となる。 [0096] 次に、抵抗層の導電率 pとその断面構造から、計算により必要な抵抗層の構造を求め、

導体（中心導体 131又は外部導体 132)と誘電体層 133との間に抵抗層を挿入する。このとき、誘電体層 133の形状を変化させないように、抵抗層を挿入するように設計することが望ましぐそのため、導体（中心導体 131又は外部導体 132)の形状を一部変化させる。誘電体層 133の外周上に抵抗層を設ける場合を考えると、抵抗層は誘電体層 133を覆う形状となるので変化できるパラメータは抵抗層の厚さである。そこで、目的のコンダクタンス値を持つ抵抗層を実現する厚さを求める。ここで、抵抗層の厚さを誘電体層 133の幅 w2などに比べて十分小さいものとし、角の影響もほとんどないものとする。このとき、誘電体層 133の外周長さ（t2=w2 X 2+h2 X 2)と、抵抗層の導電率 σとより、次の数式 16を構成できる。

[0097] [数 16] r ー

c一^

.

[0098] これらの式より、目的の抵抗層の厚さを求め、外部導体 132と誘電体層 133との間に抵抗層を挿入する。図 15と図 16は、抵抗層 134を挿入した本発明に係る伝送線路型フィルタの一例を示す断面図である。以上により、抵抗層を有する伝送線路型ノィズフィルタが構成できる。

実施例

[0099] 次に、本発明の効果を実証するために具体的に製造した実施例の伝送線路型ノィズフィルタについて詳しく説明する。

[0100] (実施例 1)

図 17に示す断面構造を有する固体電界コンデンサ型のシールドストリップ線路型素子を作製した。図 18はその側面の断面図である。なお、このシールドストリップ線路型素子の外観は、図 12と同様である。実施例 1のシールドストリップ線路型素子 17 0は、中心導体 171と、中心導体 171の周りに形成された誘電体 173と、誘電体 173 の周りに形成された抵抗層 174 (導電性高分子層 174a, 174b)と、抵抗層 174の周りに形成されて接着層として機能する導電性カーボンペースト層 174cと、導電性力一ボンペースト層 174cの周りに形成された外部導体 172とを有して、る。

[0101] この実施例 1のシールドストリップ線路型素子の作製方法について順に説明する。

この実施例では、中心導体上に誘電体層を形成する工程と、誘電体層を覆うように 2 層からなる抵抗層を形成する工程と、抵抗層上に外部導体を形成する工程とを有し、その 2層からなる抵抗層を異なる重合方法で形成して導電性高分子層を積層している。より詳しくは、先ず、中心導体 121として矩形状のアルミニウムを用いた。次に、この中心導体 171の表面をエッチング処理して表面積を大きくした。エッチング処理は、塩ィ匕物水溶液中で交流電流を印加することでアルミニウム力もなる中心導体 171 の表面を選択的に溶解させて荒し、表面積を拡大させた。このときのエッチング深さは 40 m程度であり、エッチングにより表面積を約 100倍大きくさせることができた。また、陽極端子 121を接続する部分を保護するため、中心導体 171の長さ方向の両端部 2mmずつにマスク 176を作製した。このマスク 176は、フッ素榭脂 (へキサフルォロプロピレン)の溶液中に浸漬し、乾燥させて形成した。このマスク 176のため、本実施例での線路部分の長さ Lは、中心導体 171の長さから、マスクの長さ分を引いた 16mmとなる。この後、この中心導体 171の表面を、 6. 3Vの電圧で陽極酸化した。この陽極酸ィ匕により、中心導体 171の表面に酸ィ匕アルミニウム力もなる誘電体層 173 を形成した。この誘電体層 173は厚さが 10nm、誘電率 εが約 7. 1 X 10- l lF/m 、透磁率が約 1. 26 X 10— 6HZmである。

[0102] その誘電体層 173を覆うように、導電性高分子層 174a, 175bからなる抵抗層 174 を形成した。この実施例においては、導電性高分子層 174a, 174bのコンダクタンス値を式 1で表される適切なコンダクタンス値 Gcに設定する。そこで、まず本実施例での Zoを求めるが、本実施例においては、エッチングにより表面積を拡大させているので、表面積が拡大された分面積の大きい伝送線路として考える。つまり、線路部の各一辺の長さを表面積の拡大率の平方根分だけ広がったものとすると、線路部は幅 1. 5mm X長さ 16mmであるから、幅 15mm X長さ 160mmになるものと仮定して計算する。さらに、本実施例の場合、誘電体層 173は厚さが非常に薄いので、完全に電界と磁界が直行する TEMモードで電磁波が伝送線路内を伝搬すると仮定して、特性インピーダンス Zoを求める。このとき、素子の単位長さあたりの容量 Cと、誘電体層の誘電率 εと透磁率より、特性インピーダンス Zoは下記数式 17で求められる。

[0103] [数 17]

₇ ^

[0104] 本実施例の場合、線路部の単位長さあたりの容量は 21 μ Fであったので、単位長さあたりの容量 Cは、拡大された線路部の長さで割ると約 130 FZmとなる。したがつて、拡大率の平方根分広がったとした場合の特性インピーダンス Zoは 72 Ωとなる。この特性インピーダンス Zoと拡大した線路長より、式 1より拡大率の平方根分広がつたとした場合での適切なコンダクタンス値 Gcは、 2. 7 X 10⁴SZn！〜 2. 7 X 10⁶S/ mの間になる。この値は、拡大率の平方根分広がったときの値であるため、その拡大率の平方根分の 1である 2. 7 X 10³SZn！〜 2. 7 X 10⁵SZmとなる。

[0105] 導電性高分子層 174a, 174bは、導電率を容易にコントロールするために 2層構造にしたものであり、その形成は、特開昭 64— 82515の実施例 2に書かれている手法を用いた。すなわち、化学重合により導電性高分子 174aを形成した後、電解重合を用いて導電性高分子 174bを形成した。この際に、導電性高分子層 174a, 174bのコンダクタンス値 Gcが式 1になるように厚さ等の電解重合の生成条件を変更した。本実施例の場合、中心導体 171の表面がエッチングにより荒れており、コンダクタンス値を構造より求めることが難しい。そこで、いくつかの条件下で導電性高分子を形成した結果から、所望のコンダクタンス値になる条件を採用し、その結果、導電性高分子の導電率をおよそ lOOSZmとした。また、導電性高分子は、中心導体 171のエツチングによって荒らされた凹凸を埋め、さらに凸部から 3 m程度の厚さとなるように形成した。その際の最終的な抵抗層のコンダクタンス値（下記の外部導体を作成した後に測定した）は 1. 3 X 10⁴S/mであった。

[0106] この実施例において、導電性高分子層 174a, 174bは、抵抗層として機能する層であり、具体的には、ポリピロール、ポリチォフェン若しくはポリア-リン等の高分子で形成することができるが、ここでは、第 1層目の導電性高分子層 174aとして、化学酸化重合でポリピロール膜を成膜し、第 2層目の導電性高分子層 174bとして、電解重合でポリピロール膜を成膜した。なお、この導電性高分子層 174a, 174bは、電子供与性又は電子吸引性を有するドーパントと組み合わせて導電率を上げることもできる力この実施例 1においては、ドデシルベンゼンスルホンサン第 2鉄とした。なお、使用可能なドーパントとしては、ヨウ素、塩素、過塩素酸ァ-オン等のハロゲンィ匕合物、芳香族スルホン酸ィ匕合物等のルイス酸として作用するもの、及び、リチウム、テトラエチルアンモ-ゥムカチオンのようなルイス塩基として作用するもの等も挙げることができる。

[0107] 次に、その導電性高分子層 174a, 174b上に導電性カーボンペースト層 174cを形成する。導電性カーボンペースト層 174cは、接着層として機能するものであり、導電性高分子層 174bと、銀ペーストからなる外部導体 172とを接着させるために形成したものである。導電性カーボンペースト層 174cが 20 /z m程度の厚さとなるように、導電性カーボンペーストを導電性高分子層 125上に塗布して硬化させた。さらにその導電性カーボンペースト層 174c上に、銀ペーストからなる厚さ 60 μ mの外部導体 17 2を形成した。

[0108] こうして形成された伝送線路の電力透過特性について、端子を接続する前の状態での電力透過特性をネットワークアナライザで測定した。図 19は伝送線路の電力透過特性を測定するときの構成図である。形成された伝送線路素子に直接同軸コネクタを接続し、図 21に示すように、その同軸コネクタに接続した同軸ケーブルをネットヮークアナライザに接続して測定した。ネットワークアナライザは、一つの機能として、一方のポートから出力した電力力もう一方のポートまでどれだけ伝搬したかを測定できる測定器である。端子を接続する前の素子を測定したのは、この状態で測定することで、端子などの影響がない伝送線路の特性を測定するためである。図 20はその測定結果である。図 20からわ力るように、周波数の上昇と共に高いフィルタ能力を示している。

[0109] 次に、銀ペーストからなる外部導体 172の表面に、金属板力もなる陰極端子 122をその銀ペーストにより接着する。陰極端子 122は、銀ペーストと共に外部導体として機能し、さらに基板などに接続するための端子として機能するものである。陰極端子 122である金属板は、厚さ 100 /z m X幅 1. 5mm X長さ 16mmの矩形構造に、長さ方向の両端の左右に幅 1mm X長さ 3mmの矩形が追加された H形状をなして!/、る。そして、図 19に示すように、幅 1. 5mm X長さ 16mmの矩形状の部分（図 19中の波線部）に素子が接着する。また、長さ方向の両端の左右に追加された部分は、プリント基板と接続するための陰極端子となる。

[0110] 中心導体 171の長さ方向の両端部には、図 18に示すように、金属板力もなる陽極端子 121を接続する。そのために、中心導体 171の長さ方向の両端部から 1. 4mm 程度のマスクを切削により除去する。残りの 0. 6mmあるマスク 176の一部は陽極端子 121と陰極端子 122とを分離するために残される。その後、中心導体 171のマスク除去部と、陽極端子 121とを、超音波溶接、レーザ溶接、抵抗溶接等の溶接手法によって接続する。陽極端子 121は厚さ 100 m X幅 1. 5mm X長さ 5mm程度の矩形状である。

[0111] 陽極端子 121と陰極端子 122の一部を露出させた状態で、モールド 123によりパッケージングを行う。その後、陽極端子 121と陰極端子 122の端子部分を曲げる。これにより、実施例 1に係る伝送線路型ノイズフィルタが作製される。

[0112] (実施例 2)

図 22に示す形態の同軸形状のセラミック同軸線路型のノイズフィルタを作製した。図 23はその C C'断面図であり、図 24はその D— D'断面図である。先ず、内径 r: l . 3mm X外径 R : l . 66mm X長さ L : 5. 4mmの円筒形からなる高誘電率セラミック製の誘電体 (誘電体層 223)を作製した。この誘電体は、一般に高周波用途で用いられる円筒形セラミックコンデンサの材料及び製造法によって製造でき、本実施例では、セラミックの比誘電率 ε rが 10000程度で比透磁率/ z rが 1のものを作製した。このセラミック製の誘電体の長さ方向の両端には、端部から 0. 7mmの長さで陽極導体 2 21を製造した。そのため、実際の伝送線路長 Lは 4. Ommとなった。さら〖こ、陽極導体 221と陰極導体 222を分離するために、 0. 3mm〜0. 4mm幅のマスク 225を外周に作製した。次に、誘電体 (誘電体層 223)の周囲に、抵抗層 224を形成した。本実施例の誘電体層 223の場合、特性インピーダンス Zoは内径 rと外径 Rより下記数式 18で求められる。

[0113] [数 18]

[0114] したがって、特性インピーダンス Zoは約 0. 15 Ωとなる。したがって、式 1にあてはめると、抵抗層 224のコンダクタンス値 Gcを 5. 4 X 102S/m〜5. 4 X 104S/mにすればよい。そのため、誘電体層 223上に抵抗ペースト (酸化ルテニウムペースト）を塗布し、抵抗層 224を形成した。抵抗層 224の厚さ dは使用する抵抗ペーストによって異なるが、抵抗ペーストの導電率を σとしたとき、下記数式 19で示すようになる。

[0115] [数 19]

[0116] 抵抗ペーストの導電率 σ力 SlOOSZmのとき、抵抗層 224の厚さ dは 4. 9 μ m〜66 0 mの厚さと計算される。本実施例においては、抵抗層 224の厚さ dを 50 mとし、コンダクタンス値 Gcを 5. 4 X 103SZmとした。次に、中心導体となる陽極導体 221と、外部導体となる陰極導体 222を作製した。これらの導体の作製はその作製部位に適した方法を採用し、蒸着、スパッタリング、メツキ等を用いて、金属導体 (銅)の層を 5 0 m以上となるように作製した。これにより、図 22に示すような同軸形状のセラミック同軸線路型のノイズフィルタができる。素子外周の両端 0. 4mmが陽極端子となり、外周の中心 4mmの幅が陰極端子となる。

[0117] (使用例）

次に、本発明の伝送線路型フィルタの使用例について説明する。伝送線路型ノィズフィルタは、 2端子対 (4端子）の素子であり、主に電源ラインの電源デカップリング用の素子として用いられる。図 25〜図 28は、電源デカップリングを行う場合の一例であり、図 25は回路図であり、図 26は本発明のプリント基板の断面図であり、図 27は本発明のプリント基板の上面図であり、図 28は伝送線路型ノイズフィルタを適用する前の基板の断面図である。本願においては、上述した本発明の伝送線路型フィルタを搭載したプリント基板を提供する。本発明のプリント基板は、電源配線 255と、 LSI 電源配線 254との間に、本発明に係る伝送線路型フィルタ 251が設置されている。このプリント基板は、図 26に示すように、伝送線路型フィルタ 251を構成する中心導体及び外部導体のいずれか一方が、電源配線 255と LSI電源配線 254とを接続し、他の一方が、グラウンド配線 256に接続されているように構成される配線基板として使用される。なお、符号 257は、基板絶縁層を示している。

[0118] 図 28に示すように、伝送線路型ノイズフィルタを適用する前の基板について、 Aで囲まれた電源配線を切り離し、 LSI252と電源 253との間を電気的に切り離す。切り離した電源配線の代わりに、図 26に示すように、伝送線路型ノイズフィルタ 251を設置する。これにより、 LSI252と電源 253は伝送線路型ノイズフィルタ 251を介して切り離される。 LSI252と電源 253と力切り離されているため、 LSIから電源ラインに重畳するノイズは、伝送線路型ノイズフィルタ 251に入る。伝送線路型ノイズフィルタ 25 1に入ったノイズは、反射もしくは伝送線路型ノイズフィルタに吸収され、電源回路側に伝搬しない。これ〖こより、同じ電源回路に接続される他の LSIなどにノイズが伝搬しない。また、電源の配線力もの放射に起因する不要電磁波の問題も解決できる。産業上の利用可能性

[0119] 本発明は、回路間の電磁干渉を抑制するのに有効な電源デカップリング素子としての伝送線路型フィルタとして有効である。

Claims

請求の範囲

[1] 電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有し、断面形状が円形又は矩形の伝送線路型フィルタであって、前記伝送線路型フィルタの共振周波数での抵抗層を導体としたときの特性インピーダンスを Zoとし、伝送線路の長さを Lとしたとき、前記抵抗層の単位長さあたりのコンダクタンス値 Gcが、下記式の関係を満たすことを特徴とする伝送線路型フィルタ。

0 . Ι ΧπΖ < Lx 2 ₀) ^G _c < 1 Q / ( Lx Z ₀)

[2] 前記導体間に一つの誘電体層と一つの抵抗層とを有することを特徴とする請求項

1に記載の伝送線路型フィルタ。

[3] 前記導体間に二つの誘電体層と一つの抵抗層とを有し、前記抵抗層が前記二つの誘電体層間に位置することを特徴とする請求項 1に記載の伝送線路型フィルタ。

[4] 前記導体間に一つの誘電体層と二つの抵抗層とを有し、前記誘電体層が前記二つの抵抗層間に位置することを特徴とする請求項 1に記載の伝送線路型フィルタ。

[5] 前記電気的に対向する導体が、中心導体及び前記中心導体の外方を囲むように対向配置された外部導体であることを特徴とする請求項 1〜4のいずれか 1項に記載の伝送線路型フィルタ。

[6] 前記電気的に対向する導体が、中心に位置する信号導体、及び前記信号導体の上下方向から挟むように対向配置されたグラウンド導体であり、前記抵抗層が、前記信号導体上に該信号導体を囲むように形成されてヽることを特徴とする請求項 1に記載の伝送線路型フィルタ。

[7] 前記電気的に対向する導体が、平板状の下部導体、及び前記下部導体の上方に対向配置された上部導体であることを特徴とする請求項 1に記載の伝送線路型フィルタ。

[8] 前記抵抗層の導電率が、前記導体の導電率の 100分の 1以下であることを特徴とする請求項 1〜 7のいずれ力 1項に記載の伝送線路型フィルタ。

[9] 前記抵抗層が、カーボン材料、導電性高分子材料、固体電解質、液体電解質、低抵抗合金、又は半導体材料等で形成されていることを特徴とする請求項 1〜8のいずれか 1項に記載の伝送線路型フィルタ。

[10] 前記抵抗層が、 2層以上の層からなる積層型の抵抗層であることを特徴とする請求項 1〜 9のいずれか 1項に記載の伝送線路型フィルタ。

[11] 電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有する請求項 1に記載の伝送線路型フィルタの製造方法であって、中心導体上に誘電体層を形成する工程と、該誘電体層を覆うように 2層以上の層からなる抵抗層を形成する工程と、該抵抗層上に外部導体を形成する工程とを有し、前記 2層以上の層からなる抵抗層が、異なる重合方法で形成された導電性高分子層の積層体であることを特徴とする伝送線路型フィルタの製造方法。

[12] 前記 2層以上の層力もなる抵抗層を形成する工程が、化学酸ィ匕重合で導電性高分子層を形成する第 1工程と、該第 1工程後に電解重合で導電性高分子層を形成する第 2工程と、を有することを特徴とする請求項 11に記載の伝送線路型フィルタの製造方法。

[13] 電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有すると共に断面形状が円形の請求項 1に記載の伝送線路型フィルタの製造方法であって、筒状の誘電体の内表面と外表面に抵抗材料をメツキして 2つの抵抗層を形成する工程と、該 2つの抵抗層上に導電性材料をメツキして導体を形成する工程と、を有することを特徴とする伝送線路型フィルタの製造方法。

[14] 電気的に対向する導体間に誘電体層と抵抗層とを有する請求項 1に記載の伝送線路型フィルタの製造方法であって、バルブメタルからなる外部導体の内面に誘電体層としての酸ィ匕被膜を形成する工程と、バルブメタル力なる中心導体の外面に誘電体層としての酸化被膜を形成する工程と、酸化被膜が形成された外部導体及び内部導体の間に抵抗層としての電解液を注入する工程と、を有することを特徴とする伝送線路型フィルタの製造方法。

[15] 請求項 1〜10のいずれか 1項に記載の伝送線路型フィルタを搭載したプリント基板であって、電源配線と、 LSI電源配線との間に前記伝送線路型フィルタが設置されていることを特徴とするプリント基板。

[16] 前記伝送線路型フィルタを構成する中心導体及び外部導体のヽずれか一方が、電源配線と LSI電源配線とを接続し、他の一方が、グラウンド配線に接続されていることを特徴とする請求項 15に記載のプリント基板。