WO2006077795A1

WO2006077795A1 - サンプリング周波数変換装置

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Publication number: WO2006077795A1
Application number: PCT/JP2006/300449
Authority: WO
Inventors: Katsuhiko Toki
Original assignee: Pioneer Corporation
Priority date: 2005-01-21
Filing date: 2006-01-16
Publication date: 2006-07-27
Also published as: JPWO2006077795A1; JP4449007B2

Abstract

　本発明は、サンプリング周波数を適宜に調整することができ、より機能の向上を図ったサンプリング周波数変換装置を提供することを目的とする。　中間生成信号Ｕとしてのディジタル信号をディジタルフィルタリングするディジタルフィルタ５と、目標周波数ｆbのクロック信号ＣＫbとサンプリング周波数ｆaの中間生成信号Ｕとのサンプリング時刻ｔa，ｔb間の位相差ｐを検出する位相差検出部３と、位相差ｐに基づいてディジタルフィルイタ５のフィルタ係数α0～αN-1を演算し、クロック信号ＣＫbのサンプリング時刻ｔbにおけるディジタルフィルタ５のフィルタ特性を設定するフィルタ係数演算部４を備え、更に、入力信号Ｘを整数ａ倍にアップサンプリングして所定のローパスフィルタ特性に基づいてディジタルローパスフィルタリングを行うことで中間生成信号Ｕを生成するレート変換部２を設ける。ディジタルフィルタ５がフィルタ係数α0～αN-1で設定されるフィルタ特性に基づいて中間生成信号Ｕをディジタルフィルタリングすることで、サンプリング周波数ｆsの入力信号Ｘをサンプリング周波数ｆbの出力信号Ｙへとサンプリング周波数変換する。

Description

明細書

サンプリング周波数変換装置

技術分野

[0001] 本発明は、ディジタル信号のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換装置に関する。

背景技術

[0002] ディジタル放送をはじめとする通信分野や、音声処理、画像処理等の分野では、デイジタル信号を再サンプリングして周波数変換するサンプリングレートコンバージョン（サンプリング周波数変換)技術が基盤技術として重要となって、る。

[0003] 従来、こうしたサンプリング周波数変換を行うためのサンプリングレート変換装置 (sa mpling rate convertor) Λサンプリング周波数変換装]^、 sampling frequency converto r)と称されている変換装置として、特開平 11-17498号公報、特開 2003-324337 号公報に開示されたものがある。

[0004] 特開平 11-17498号公報に開示されているサンプリングレート変換装置は、同公報の図 1に示されているように、オーバーサンプリング部と変換フィルタ部、ローパスフィルタ及びダウンサンプリング部を有して構成され、 L倍のアップサンプリングと 1/ M倍のダウンサンプリングにより、有理数比（L/M)でのサンプリング周波数変換を行つて出力信号 DOUTを生成するようになって、る。

[0005] また、変換フィルタ部とローパスフィルタ力アップサンプリングとダウンサンプリングに際して生じるイメージイング (imaging)とエイリアシング (aliasing)成分を除去するためのインターポレーシヨン/デシメーシヨンフィルタとして機能している。

[0006] そして、特定のサンプリングレート毎に対応付けて、各フィルタのフィルタ係数が予め決められており、所望のサンプリングレートを指定すると、その予め決められているフィルタ係数に基づ、て各フィルタのフィルタ特性が発揮され、イメージイング（imagin g)成分とエイリアシング (aliasing)成分を低減した出力信号 DOUT、すなわち、入力信号 DINを復元し得る出力信号 DOUTを生成するようにしてヽる。

[0007] 特開 2003-324337号公報に開示されているサンプリング周波数変換装置は、同公報の図 1に示されて、るように、サンプリング周波数 flで離散化された入力信号データ列 A(n)を入力し、時間的にシフトして出力するシフトレジスタと、該サンプリング周波数 flと周波数変換しょうとする所望のサンプリング周波数 f2とのサンプリング時刻における位相差を求める位相比較回路と、位相差に対応した係数でシフトレジスタの出力に補間処理を行う補間回路とを有して構成されて、る。

[0008] そして、補間回路が、上述の位相差に対応した所定の係数とシフトレジスタ力シフトして出力される入力信号データ列 A(n)の振幅値とを積和演算することにより、サンプリング周波数 f 2でのサンプリング時刻におけるデータ列、すなわち、サンプリング周波数 f2に周波数変換したデータ列 B(n)を生成している。

[0009] 特許文献 1 :特開平 11-17498号公報

特許文献 2：特開 2003- 324337号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0010] ところで、特開平 11-17498号公報に開示されている従来のサンプリングレート変換装置は、上述したように各フィルタ 3, 4のフィルタ係数が特定のサンプリングレート毎に対応付けて予め決められているため、特定のサンプリングレート以外でのサンプリングレートで周波数変換をすることができないという課題がある。

[0011] 例えば具体的事例として、放送局からの到来電波をディジタル放送受信機で受信し、フェージング等の影響により周波数変動を生じて、るベースバンド信号を再サンプリングして放送局側と同期した所望の規定周波数の復調信号を復調しょうとする場合、従来のサンプリングレート変換装置では、特定のサンプリングレートに対してのみ周波数変換の機能を発揮し得るという制限があるため、放送局側と同期した所望の規定周波数の復調信号を復調等することができなくなるという課題があった。

[0012] また、このサンプリングレート変換装置は、時間分解能が細力べなるほど、必要とするフィルタ係数の数を多くしなければならな!/、ため、例えばフィルタ係数のデータを予め記憶しておくための RAMや ROM等の記憶手段の容量を大幅に増大させる必要がある。このため、いわゆる高分解能でサンプリング周波数変換を行おうとすると、装置構成の大型化等により実現が困難となるという問題がある。 [0013] 特開 2003-324337号公報に開示されているサンプリング周波数変換装置は、入力信号データ列 A(n)とサンプリング周波数変換後のデータ列 B(n)との乖離 (誤差）が大きくなるという課題があり、いわゆる高精度のサンプリング周波数変換が必要とされる技術分野、例えばディジタル放送受信機での復調処理や、ハイクオリティが要求される音声処理や画像処理等の技術分野に適用することが難しいという問題がある。

[0014] 本発明はこうした従来の課題に鑑みてなされたものであり、例えば所望のサンプリングレートに応じて適応的にサンプリング周波数変換を行うことができ、また、所望の時間分解能でのサンプリング周波数変換を行うことができ、また、装置構成の大型化等を未然に防止することができる等、従来より機能の向上を図ったサンプリング周波数変換装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0015] 請求項 1に記載の発明は、ディジタル信号のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換装置であって、前記ディジタル信号をディジタルフィルタリングするディジタルフィルタと、目標周波数の信号と前記ディジタル信号とのサンプリング時刻間の位相差を検出する位相差検出手段と、前記位相差検出手段が検出した前記位相差に基づいて、

前記ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算し、演算したフィルタ係数に基づ、て前記目標周波数の信号のサンプリング時刻における前記ディジタルフィルタのフィルタ特性を設定するフィルタ係数演算手段とを備え、前記ディジタルフィルタが、前記設定されるフィルタ特性に基づいて前記ディジタル信号をディジタルフィルタリングすることによって、前記ディジタル信号を前記目標周波数に同期したサンプリング周波数のサンプル列力も成る出力信号にサンプリング周波数変換することを特徴する。

[0016] 請求項 2に記載の発明は、請求項 1に記載のサンプリング周波数変換装置において、前記ディジタル信号をアップサンプリングして所定のローパスフィルタ特性に基づ V、てディジタルローパスフィルタリングを行うことで、前記ディジタル信号より高、サンプリング周波数の中間生成信号を生成して、前記ディジタルフィルタに供給するレート変換手段を更に備え、前記位相差検出手段は、前記中間生成信号と前記目標周波数の信号とのサンプリング時刻間の位相差を検出することを特徴とする。 [0017] 請求項 3に記載の発明は、請求項 1又は 2に記載のサンプリング周波数変換装置にお 1、て、前記フィルタ係数演算手段で演算される前記フィルタ係数の窓関数による重み付けを行うことにより、前記ディジタルフィルタのフィルタ特性を設定するためのフィルタ係数を演算する窓関数演算手段を更に備えることを特徴とする。

図面の簡単な説明

[0018] [図 1]本発明の好適な実施形態に係るサンプリング周波数変換装置の構成を表したブロック図である。

[図 2]図 1に示したサンプリング周波数変換装置のサンプリング周波数変換過程を説明するための図である。

[図 3]実施例 1に係るサンプリング周波数変換装置の構成を表したブロック図である。

[図 4]図 3に示したサンプリング周波数変換装置のサンプリング周波数変換過程を説明するための図である。

[図 5]実施例 2に係るサンプリング周波数変換装置の構成を表したブロック図である。発明を実施するための最良の形態

[0019] 本発明の好適な実施の形態について、図 1及び図 2を参照して説明する。

図 1 (a) (b)は、本実施形態のサンプリング周波数変換装置の 2態様の各構成を表したブロック図、図 2 (a) (b)は、本サンプリング周波数変換装置におけるサンプリング周波数変換過程を説明するための図である。

[0020] 図 1 (a)に示すサンプリング周波数変換装置 1は、第 1レート変換部 2の他、位相差検出部 3とフィルタ係数演算部 4及びディジタルフィルタ 5を備えた第 2レート変換部 6 を有して構成されている。

[0021] 第 1レート変換部 2が、サンプリング周波数 fsの入力信号 Xから整数 a倍のサンプリング周波数 faとなる中間生成信号 Uを生成し、第 2レート変換部 6が、中間生成信号 U をローパスフィルタリングして所望のサンプリング周波数 fbとなる出力信号 Yを生成することにより、サンプリング周波数 fsの入力信号 Xをサンプリング周波数 fbの出力信号 Yへとサンプリング周波数変換する。

[0022] 更に詳述すると、第 1レート変換部 2は、サンプリング周波数 fsで離散化されたサンプル列である入力信号 Xをクロック信号 CKsに同期して入力し、入力信号 Xの各サンプル間に a— 1個ずつゼロ値サンプル (振幅 0のサンプル）を挿入することで、入力信号 Xのサンプリングレートを整数 a倍に増加させたアップサンプリング信号 (符号略)を内部で生成する。更に、そのアップサンプリング信号に混入することとなるイメージング成分が生じる高周波数帯域を阻止域、入力信号 Xの信号成分が生じる低周波数帯域を通過域とする所定のローパスフィルタ特性に基づ、て、アップサンプリング信号をローパスフィルタリングすることによって、イメージング成分を除去し、且つサンプリング周波数 fsの a倍のサンプリング周波数 faの中間生成信号 Uを生成して出力する

[0023] 第 2レート変換部 6の位相差検出部 3は、出力信号 Yのサンプリング周波数 fbと等しい周波数 (以下「目的周波数」という。）fbに決められたクロック信号 CKbと、第 1レート変換部 2がアップサンプリングの際に設定した中間生成信号 Uのサンプリング周波数 fa (すなわち、 a X fs)を示すクロック信号 CKaとを入力する。そして、これらのクロック信号 CKa, CKbに基づいて、クロック信号 CKbと入力信号 Xと中間生成信号 Uとの各々のサンプリング時刻 tb, ts, taを検知し、更に、サンプリング時刻 taを基準にしてサンプリング時刻 taと tbの時間差 (以下「位相差」 t 、う。） pを検出する。

[0024] これにより、位相差検出部 3は、目的周波数 fbと中間生成信号 Uのサンプリング周波数 faとの周波数差 (fb— fa)を、サンプリング時刻 ta, tbの位相差 pとして検出することとなる。

[0025] すなわち、図 2 (a)に例示するように、例えば、サンプリング周期（1/fs)毎に隣接する入力信号 Xのサンプルが、黒丸印（參）で示す X(0), X(l),…であり、整数 a倍 (例えば、 3倍）にレート変換された中間生成信号 Uの各サンプルが、黒丸印（參)で示す U (0), U(l), U(2), U(3), U(4),…であり、各サンプリング周期（1/fs)の開始時刻であるサンプリング時刻が tsであり、クロック信号 CKbのサンプリング時刻が tbl, tb2, tb3 ,…であり、クロック信号 CKaのサンプリング時刻が tal, ta2, ta3,…であった場合、位相差検出部 3は、クロック信号 CKa, CKbの各サンプリング時刻を逐一検知していく。そして、サンプリング時刻 tblを検知すると、そのサンプリング時刻 tblが属するサンプリング周期（1/fs)におけるサンプリング時刻 tsと、サンプリング時刻 tblから最前に位置するサンプル U(l)のサンプリング時刻 talを検出し、更に、サンプリング時刻 ts を基準とするサンプリング時刻 ts, tbl間の時間 tsbとサンプリング時刻 ts, tal間の時間 tsaとの差 (tsb— tsa)を位相差 pとして検出する。

[0026] また、位相差検出部 3は、クロック信号 CKbのサンプリング時刻 tb2を検知した場合にも同様に、サンプリング時刻 tb2, ts, ta2に基づいて位相差 pを検出し、サンプリング時刻 tb3を検知した場合にも同様に、サンプリング時刻 tb3, ts, ta3に基づいて位相差 Pを検出し、以下同様の検出処理を繰り返す。

[0027] フィルタ係数演算部 4は、検出された位相差 pを次式 (1)で表される演算式に導入して演算処理を行うことにより、 n次（N— 1次）のディジタルフィルタ 5のフィルタ係数 α

0

〜 α を導出し、ディジタルフィルタ 5に供給してそのフィルタ係数 a n (0≤η≤Ν—1

N-l

)と中間生成信号 Uのサンプル列との有限離散的たたみ込み演算処理を行わせることにより、クロック信号 CKaのサンプリング時刻 taに同期した新たなサンプル (以下「内揷サンプル」 t 、う）を生成させる。

[0028] [数 1]

_{Qf n} = -L_rJ _Ho +2 ∑ H_k cos ^ ^{2 7r (m(n}^^/2)+P^)k ) - . . ( 1 )

[0029] ここで、上記式 (1)中の係数 pは上述の位相差である。係数 mは、サンプリング周波数変換の分解能である。係数 Nは、中間生成信号 Uのサンプル列に対し巡回的な値をとるフィルタ係数 a n (l≤n≤N— 1)の個数である。係数 Hと H (l≤k≤N— 1)は

0 k 所望のディジタルフィルタの各周波数特性の周波数サンプル (スペクトル値）である。

[0030] 更に、上記式 (1)は、次のようにして決められている。

まず、サンプリング周波数変換装置 1を設計等する際、ディジタルフィルタ 5の周波数特性を所定のローパスフィルタ特性 H (e^ifflT)とする。

[0031] すなわち、入力信号 Xのサンプリング周波数 fsを未知の変数、そのサンプリング周波数 fsの逆数（1/fs)をサンプリング周期 T、その角周波数を co s、第 1レート変換部 2 の変換比 aを所定値 (例えば、 2)と決め、角周波数（co s/2)を境にして低周波数帯域側に生じる入力信号 Xの信号成分を通過させる通過域 (0≤ I ω I < co s/2)を有し、且つ角周波数 (a— 1/2) co sを境にして高周波数帯域側が阻止域 (a— 1/2) co s≤ I ω I く m co s/2)となる標準のローノスフィルタ特性 H (e^jfflT)を決めるのである。

[0032] し力る後、サンプリング周波数 fsの整数 a倍のサンプリング周波数 faとなる中間生成信号 Uに対して、ディジタルフィルタ 5が位相差 pを含めた高ヽサンプリング周波数でローパスフィルタリングを行うことを考慮して、周波数（0≤ I ω I < m co s/2)の下でローパスフィルタ特性 H (e^ifflT)を逆離散フーリエ変換 (IDFT)すること〖こよってフィルタ係数 a n (1≤n≤N— 1)を演算するための演算式を作成し、その演算式を上記式 ( 1)に決める。

[0033] そして、上記式 (1)で表される演算処理を行うフィルタ係数演算部 4を形成している。

[0034] ディジタルフィルタ 5は、上記式 (1)のフィルタ係数により所定の周波数特性（ローバスフィルタ特性）を発揮する n次のディジタルローパスフィルタで形成されており、クロック信号 CKaに同期して中間生成信号 Uを入力し、ローパスフィルタリングを行う。

[0035] つまり、ディジタルフィルタ 5は、サンプリング時刻 tbにおいてフィルタ係数演算部 4 で演算されたフィルタ係数 α η (0≤η≤Ν— 1)に従ってそのローパスフィルタ特性を可変し、中間生成信号 Uのサンプル列とフィルタ係数 _α η (0≤η≤Ν—1)との有限離散的たたみ込み演算によってサンプリング時刻 tbでの内挿サンプルを生成して出力する。

[0036] したがって、ディジタルフィルタ 5は、図 2 (a)に示したサンプリング時刻 tbl, tb2, tb 3…等において検出された各位相差 pに対応するかたちで、各サンプル時刻 tbl, tb2 , Λ3· ··等の夫々の時刻での内挿サンプルを順に生成していき、図 2 (a) (b)に例示するように、サンプリング周波数 fbに同期したサンプル列 Y(0), Y(l), Y(2), Υ(3),… 等力も成る出力信号 Υを出力する。そして、サンプリング周波数 fbの出力信号 Υが出力されることとなるため、変換比 (fb/fs)でのサンプリング周波数変換が実現される。

[0037] 以上説明したように、図 1 (a)に示す本実施形態のサンプリング周波数変換装置 1 によれば、位相差検出部 3とフィルタ係数演算部 4、及び出力信号 Yの内挿サンプルを生成するためのディジタルフィルタ 5を有する第 2レート変換器 6において、目的周波数 fbのクロック信号 CKbと、入力周波数 fsより高いサンプリング周波数 faの中間生成信号 Uとのサンプリング時刻 ta, tmの位相差 pを検出すると、所定のローノスフィルタ特性 H (e^jfflT)の逆離散フーリエ変換に相当する上記演算式 (1)にその位相差 pを導入することで、ディジタルフィルタ 5のフィルタ係数 a；〜 α を演算するので、所望の

0 N-1

サンプリングレートでのサンプリング周波数変換を自在に実現することができる。

[0038] すなわち、本実施形態のサンプリング周波数変換装置 1は、予め決められた特定のサンプリングレートでのサンプリング周波数変換しかできないというものではなぐクロック信号 CKbの目的周波数 fbが任意の周波数に指定又は調整等されると、ディジタルフィルタ 5のフィルタ係数 a；〜 α を導出するための演算処理を行うことから、例

0 N-1

えばユーザ等に対して任意のサンプリングレートを自在に指定させることができる。

[0039] また、具体的事例として、放送局力の到来電波をディジタル放送受信機で受信し、フェージング等の影響により周波数変動を生じているベースバンド信号を再サンプリングして放送局側と同期した所望の規定周波数の復調信号を復調するための復調回路に、本実施形態のサンプリング周波数変換装置 1を用いることとすると、クロック信号 CKbの目標周波数 fbを規定周波数に合わせて、ベースバンド信号を入力信号 Xとすることにより、規定周波数の復調信号 (すなわち、出力信号) Yを生成することができる。

[0040] 更に、本実施形態のサンプリング周波数変換装置 1は、第 2レート変換部 6の前段に第 1レート変換部 1を有し、入力信号 Xのサンプリングレートを増力！]させてディジタルフィルタリングを施すことで高、サンプリング周波数 faの中間生成信号 Uを生成するので、第 2レート変換部 6に設けられているディジタルフィルタ 5の次数 nを下げることができる。このため、ディジタルフィルタ 5の構成を簡素化することができると共に、そのディジタルフィルタ 5のフィルタ係数を演算するためのフィルタ係数演算部 4の構成の簡素化や演算量の低減を図ることができる。

[0041] つまり、サンプリング周波数変換装置では一般に、レート変換に際して、イメージング成分やエイリアシングの除去及び発生の抑制を図るためにローパスフィルタリングが必要であり、そのローパスフィルタリングを行うディジタルローパスフィルタの構成の簡素化や演算量の低減ィ匕が極めて重要となって、る。

[0042] 力かる課題に対して、本実施形態では、第 2レート変換部 6の前段に第 1レート変換部 2を設けたことで、低周波数帯域に占める信号成分と高周波数帯域に占めるィメージング成分等の不要ノイズ成分とが広い周波数幅を介して分離された中間生成信号 Uを生成することができるため、ディジタルフィルタ 5のフィルタ特性は、中間生成信号 Uの信号成分の占める低周波数帯域を通過域、イメージング成分等の占める高周波帯域を阻止域、上述の広!、周波数幅を遷移域とするローパスフィルタ特性とすればよぐその遷移域でのしゃ断特性を急峻にする必要がなくなる。このため、ディジタルフィルタ 5を高次のフィルタで形成する必要がなく、低次のフィルタで形成することが可能となり、ディジタルフィルタ 5の構成の簡素化、及びフィルタ係数演算部 4の構成の簡素化、演算量の低減等を実現することができる。

[0043] そして、ディジタルフィルタ 5とフィルタ係数演算部 4における演算等のための処理量を大幅に低減することが可能となるため、高速処理を行うのに好適であり、且つ又、設定可能なサンプリングレートを規定することとなるサンプリング時刻 ta, tbの時間分解能の向上を図ることが可能なサンプリング周波数変換装置を提供することができる。

[0044] また、以上の説明では、第 2レート変換部 6を 1個設けた基本的な構成のサンプリング周波数変換装置 1について説明したが、図 1 (b)のブロック図に示すように、第 2レート変換部 6と同様の構成を有する複数個のレート変換部 6(1), 6(2), · ··, 6(j)を並列に接続することで、 V、わゆるポリフェーズ構造のサンプリング周波数変換装置を構成してちよい。

[0045] つまり、各レート変換部 6(1), 6(2), · ··, 6(j)に中間生成信号 Uを並列入力し、更に各レート変換部 6(1), 6(2), · ··, 6(j)内の位相差検出部に供給するクロック信号 CKbl , CKb2, · ··, CKbjの夫々の目的周波数 fbl, fb2, · ··, fbjを適宜異なった周波数にし、更に各レート変換部 6(1), 6(2), · ··, 6(j)から出力される各出力信号 Yl, Y2, · ··, Yj を回転子 (commutator) 7を通じて出力することで最終的な出力信号 Youtを生成する構成とすることにより、ポリフェーズ構造のサンプリング周波数変換装置を構成することがでさる。

[0046] このように、ポリフェーズ構造とすると、図 1 (a)に示した第 2レート変換部 6を 1個だけ設けて構成する場合よりも、各レート変換部 6(1), 6(2), · ··, 6(j)は、低速での処理が可能となり且つ演算量等の低減ィ匕を図ることができる。

[0047] そして、一般にポリフェーズ構造とすると、上述のメリット (低速での処理、演算量等の低減化)を図ることができることが知られているが、本実施形態の第 2レート変換部 6と同様の構成を有する複数個のレート変換部 6(1), 6(2), · ··, 6(j)によってポリフエ一ズ構造とすると、ポリフェーズ構造による上記メリットをより多く享受することが可能なサンプリング周波数変換装置を実現することができる。

[0048] なお、図 1 (a) (b)を参照して説明した 2態様の各サンプリング周波数変換装置 1は、 IC、 MSI, LSI等の半導体集積回路装置等を用いて、いわゆるハードウェア構造のディジタル回路で形成してもよヽし、そのディジタル回路と等価な機能を発揮するコンピュータプログラムを作成し、そのコンピュータプログラムで示される処理工程に従つて、ディジタルシグナルプロセッサ（DSP)やマイクロプロセッサ (MPU)等を実行させるようにしてちょい。

実施例 1

[0049] 次に、上記実施形態に係るより具体的な実施例について、図 3及び図 4を参照して説明する。図 3は、本実施例のサンプリング周波数変換装置の構成を表したブロック図であり、図 1と同一又は相当する部分を同一符号で示している。図 4は、本実施例のサンプリング周波数変換装置におけるサンプリング周波数変換過程を説明するための図である。

[0050] 図 3において、このサンプリング周波数変換装置 1は、第 1レート変換部 2と第 2レート変換部 6を有し、所定のコンピュータプログラムを実行することで各変換部 2, 6の機能を発揮するディジタルシグナルプロセッサ（DSP)によって形成されている。

[0051] 第 1レート変換部 2は、インターポレータ 2aとインターポレーシヨンフィルタ 2bとを有して構成され、第 2レート変換部 6は、位相差検出部 3とフィルタ係数演算部 4及びデイジタルフィルタ 5を有して構成されて!、る。

[0052] インターポレータ 2aは、サンプリング周波数 fsで離散化された入力信号 Xと、サンプリング周波数 fsを示すクロック信号 CKsを入力し、外部指定される整数 aの値に基づいて入力信号 Xのサンプリングレートを整数 a倍に増加させるアップサンプリングを行うことで、アップサンプリング信号 Suを生成する。すなわち、図 4 (a)に例示するように、入力信号 Xの各サンプル間に、 a— 1個（例えば、 a = 4であれば、 3個）ずつゼロ値サンプルを挿入することで、アップサンプリング信号 Suを生成する。 [0053] インターポレーシヨンフィルタ 2bは、アップサンプリングの結果、アップサンプリング信号 Suに混入するイメージング成分を除去するためのディジタルローパスフィルタで形成されており、図 4 (b)に模式的に示すように、角周波数（co s/2)を境にして低周波数帯域に生じる入力信号 Xの信号成分を通過させる通過域と、角周波数（co s/2) を中心とする狭周波数幅の遷移域と、該遷移域より高周波数帯域の阻止域とが決められたローノスフィルタ特性を有している。そして、力かるローパスフィルタ特性に基づいてアップサンプリング信号 Suにローパスフィルタリングを施すことにより、阻止域に生じるイメージング成分を除去し、図 4 (c)に例示するようなサンプリングレートが整数 a倍となる中間生成信号 Uを生成して出力する。

[0054] また、インターポレーシヨンフィルタ 2bは、上記ローパスフィルタ特性を発揮させるベく一般に知られている方法で作成すればよい。こうして、インターポレーシヨンフィルタ 2bを作成すると、インターポレーシヨンフィルタ 2bは、サンプリング信号 Suからィメージング成分を除去した中間生成信号 Uを生成して出力する。

[0055] 位相差検出部 3は、目的周波数 fbに決められたクロック信号 CKbと、インターポレータ 2aとインターポレーシヨンフィルタ 2bがアップサンプリングの際に設定した中間生成信号 Uのサンプリング周波数 fa (すなわち、 a X fs)を示すクロック信号 CKaとを入力する。そして、図 2 (a)に例示したように、これらのクロック信号 CKa, CKbに基づいて、クロック信号 CKaと入力信号 Xと中間生成信号 Uとの各々のサンプリング時刻 ta, ts , tbを検知し、更に、サンプリング時刻 taを基準にしてサンプリング時刻 taと tbの時間差 (位相差) Pを検出する。

[0056] フィルタ係数演算部 4は、検出された位相差 pを次式 (2)で表される演算式に導入して演算処理を行うことにより、クロック信号 CKbのサンプリング時刻 tbでの内挿サンプルを生成するための n次のディジタルフィルタ 5のフィルタ係数 a 〜a を導出し、そ

0 N-1

の導出したフィルタ係数 a n (0≤n≤N— 1)によってディジタルフィルタ 5のローパスフィルタ特性を更新設定する。

[0057] H_{k C0S} ( ²兀 (^m(:^/2)⁺P)^k

' [0058] ここで、上記式 (2)は、次のようにして決められている。まず、アップサンプリング信号 Suに対するサンプリングレート変換となることを考慮して、ディジタルフィルタ 5のローパスフィルタ特性 Ha (e^ifflT)を次式 (3)のように決める。

[0059] [数 3] 」） for0< | ω | <a OJ_s/2

… )

fora 0J_s /2く | ω | <m C(J_s/2

[0060] ここで、上記式 (3)にお、て、入力信号 Xのサンプリング周波数 fsを未知の変数、そのサンプリング周波数 fsの逆数（1/fs)をサンプリング周期 T、その角周波数を co s、角周波数（ ω s/2)を境にして低周波数帯域側に生じる入力信号 Xの信号成分を通過させる通過域 (0≤ I ω I < co s/2)を有し、且つ角周波数 (a— 1/2) co sを境にして高周波数帯域側が阻止域 (a— 1/2) ω s≤ I ω | < a co s)となる標準のローパスフィルタ特性 Ha(_e ^jfflT)に決める。

[0061] しかる後、サンプリング周波数 fsの整数 a倍のサンプリング周波数 faのアップサンプリング信号 Suに対して、インターポレーシヨンフィルタ 2bがローパスフィルタリングを行うことを考慮して、周波数 (m X fs)の下でローパスフィルタ特性 Hm (e^i<uT)を逆離散フ一リエ変換（IDFT)することによって、 m X N個のインパルスレスポンス hnを演算する

[0062] より詳細には、上記式 (3)で表したローパスフィルタ特性 Hm ( の、 co k(k=0, 1 , 2, · ··, mN—l)毎の周波数サンプル H、すなわち、 mX N個の周波数サンプル H k k につ、て逆離散フーリエ変換（IDFT)することによって、 m X N個のインパルスレスポンス h

0〜h を演算する。

mN-l

[0063] つまり、 m X N個の周波数サンプル Hは、次式 (4)の関係が成り立つことから、次式 ( k

5)で表されるように、周波数サンプル Hについて逆離散フーリエ変換することによつ k

て、 m X N個のインパルスレスポンス hn (すなわち、 h )を算出する。

0〜h

mN-l

[0064] [数 4]

Hk― H— k= H_mw - k ■■■(4)

[0065] [数 5] m -1

1

h_n ∑ H_k e^{2j 7r nk/mN}

mN

k=0

一

[0066] そして、未知の位相差 pを、 0≤p< mで表される範囲内の変数とし、上記式 (5)に示したインパルスレスポンス hn (すなわち、 h〜h )に位相差 pを適用することで、ディ

0 mN-1

ジタルフィルタ 5のフィルタ係数 a n (すなわち、ひ〜ひ）を求めるのである。

0 N-1

つまり、 a n=h の関係を上記式 (5)に適用し、ディジタルフィルタ 5のフィルタ m(n-N/2)+p

係数 a nを演算するための前記式 (2)を決めて、る。

[0067] ディジタルフィルタ 5は、サンプリング周波数 faの逆数（1/fa)の時間を単位サンプル遅延 (z—¹)とする N— 1個の遅延素子を備えたシフトレジスタ 5aと、各遅延素子の入出力に対して、フィルタ係数演算部 4で演算されたフィルタ係数 α 〜 α を乗算する乗

0 N-1

算器 5bと、乗算器 5bの出力を加算する加算器 5cとを有する FIR形ディジタルフィルタで形成されている。そして、力かる構成により、図 4 (d)に示すフィルタ特性に基づいて中間生成信号 Uをローパスフィルタリングすることにより、サンプリング時刻 ti e の内挿サンプルを生成し、加算器 5bから出力信号 Yとして出力する。

[0068] 以上説明したように、本実施例のサンプリング周波数変換器 1によれば、前述した実施形態と同様に、フィルタ係数演算部 4が、位相差 pに基づいてディジタルフィルタ 5のフィルタ係数 α ηを演算するので、予め決められたサンプリングレートでのサンプリング周波数変換し力行えないという問題を解消し、サンプリングレートを自由に指定して、所望のサンプリング周波数 faの出力信号 Yを生成することができる。

[0069] 更に、インターポレータ 2aとインターポレーシヨンフィルタ 2bにおいて、予め入力信号 Xからサンプリングレートを整数 a倍に増加させた中間生成信号 Uを生成しておき、その中間生成信号 Uに対して、第 2レート変換部 6のディジタルフィルタ 5がディジタルフィルタリングを施すことで出力信号 Yを生成するので、図 4 (d)に例示するように、 a = 2の場合には、ディジタルフィルタ 5のフィルタ特性である通過域（0≤ ω≤ co s/2) と阻止域（3 ω s/2≤ ω )との間の遷移領域を、帯域幅（ ω s/2≤ ω≤ 3 ω s/2)に広げることがでさる。

[0070] このため、その遷移域での遮断特性を急峻にする必要がなくなることから、ディジタルフィルタ 5を高次のフィルタとする必要がない。このことから、ディジタルフィルタ 5のフィルタ長を大きくしなくともよぐ別言すればフィルタ係数の数を低減することができるため、フィルタ係数演算部 4における演算量を大幅に低減することが可能である。その結果、 DSPにおける負荷の軽減、高速処理等を実現することができる。

[0071] なお、以上の説明では、第 2レート変換部 6を 1個設けたサンプリング周波数変換装置 1について説明したが、図 1 (b)に示したように、第 2レート変換部 6と同様の構成を有する複数個のレート変換部を並列に接続することで、いわゆるポリフェーズ構造のサンプリング周波数変換装置を構成してもよい。カゝかるポリフェーズ構造とすれば、ポリフェーズ構造によるメリットをより多く享受することが可能なサンプリング周波数変換装置を実現することができる。

実施例 2

[0072] 次に、他の実施例について図 5を参照して説明する。図 5は、本実施例のサンプリング周波数変換装置の構成を表したブロック図であり、図 1 (a)と同一又は相当する部分を同一符号で示して、る。

[0073] 図 5において、このサンプリング周波数変換装置 1は、位相差検出部 3とフィルタ係数演算部 4及びディジタルフィルタ 5の他、窓関数演算部 7を備えたレート変換部 6で形成されており、図 1 (a)に示した第 1レート変換部 2を備えることなぐ直接入力信号 Xを入力して、レート変換した出力信号 Yを生成して出力する。

[0074] 位相差検出部 3は、図 1 (a)に示した位相差検出部 3と同様に、目的周波数 fbのクロック信号 CKbのサンプリング時刻 tbと、サンプリング周波数 fsの入力信号 Xのサンプリング時刻 tsを検知し、それらのサンプリング時刻 ts, tbの差 (tb— ts)を位相差 pとして検出する。

[0075] すなわち、本実施例のサンプリング周波数変換装置 1では、図 1 (a)に示した第 1レート変換部 2を備えて、な、ことから、入力信号 Xとクロック信号 CKbのサンプリング時刻 ts, tbとの差 (tb— ts)を位相差 pとして検出する。

[0076] フィルタ係数演算部 4は、サンプリング時刻 taに同期して位相差検出部 3から供給される位相差 Pを次式 (6)で表される演算式に導入して演算処理を行うことにより、 n次のディジタルフィルタ 5のフィルタ係数 α ηを導出するための、インパルスレスポンス β η を算出し、窓関数演算部 7に供給する。

[0077] [数 6] β η = ( _{ ' 、 sin ( ^N/2)+P) )

7Um(n— /2)+p) m ノ

ただし， n=0，1 ,2 '■'， M— 1 ■■■ (6)

[0078] ここで、上記式 (6)は、次のようにして決められている。まず、次式 (7)で表されるゼ口位相の理想フィルタのインパルスレスポンス gnの一部を、 n次のディジタルフィルタ 5 のフィルタ係数として使用するものとする。

[0079] [数 7] gn = sin { - _ω 'う, η = -∞, . . . , - 1 ,0,1 ,2, · · ·,∞ (7)

[0080] 次に、上記式 (7)にお、て、 ω c= ω s/ (2m)に置き換えて上記式 (7)を変形することにより、次式 (8)で表される次数 (mN— 1)のディジタルフィルタ 5のインパルスレスボンス hnを求める。

[0081] [数 8] h_n = ^ sln (^) , _n=— _mN/2,…， - 1 ,0,1,2,…， 2 … (8)

[0082] 次に、上記式 (8)に位相差 pを適用することにより、次式 (9)で表されるインパルスレスポンス β ηを演算するための演算式を求め、該演算式を上記式 (6)に決めている。

[0083] [数 9]

ただし， n=0，1，2 ' - '， N-1 ■■■ (9)

[0084] 窓関数演算部 7は、フィルタ係数演算部 4で生成されたインパルスレスポンス β η (0

≤η≤Ν - 1)に対して、次式 (10)で表されるノ、ミング窓（hamming window)の窓関数 Wnによる重み付け演算を行うことにより、ディジタルフィルタ 5のフィルタ係数 a n (0≤ n≤N— 1)を演算する。

[0085] [数 10]

_ f 0.54~0.46cos(27r n/L) for 0<n<L

(_ 0 otherwise ·■■( "!。)

[0086] これにより、窓関数演算部 7は、上記式 (6)に示したフィルタ係数演算部 4で生成されるインパルスレスポンス β ηに、上記式 (10)に示した窓関数 Wnを重み付けすることで、次式 (11)で表されるフィルタ係数 a nを生成し、ディジタルフィルタ 5に供給する。

[0087] [数 11]

ただし， n=0，1,2 N— 1 " ' (1 1 )

[0088] ディジタルフィルタ 5は、 n次（N— 1次）の FIR形ディジタルフィルタで形成されており、サンプリング時刻 tbに同期して窓関数演算部 7から供給されるインパルスレスボンス ex nと、入力信号 Xのサンプル列とを有限離散的たたみ込み演算をすることにより、サンプリング時刻 tbでの内挿サンプルを生成し、出力信号 Yとして出力する。

[0089] 以上に説明したように、本実施例のサンプリング周波数変換装置 1によれば、フィルタ係数演算部 4が、ゼロ位相の理想フィルタのインパルスレスポンスの一部である hn に、位相差 pを導入することで、インパルスレスポンス β ηを演算し、窓関数演算部 7が、インパルスレスポンス β ηにハミング窓の窓関数 Wnを重み付け演算することにより、ディジタルフィルタ 5のインパルスレスポンス a nを演算する。そして、ディジタルフィルタ 5が、インパルスレスポンス a nと入力信号 Xのサンプル列との有限離散的たたみ込み演算を行うことにより、目的周波数 fbのクロック信号 CKbのサンプリング時刻 tbに同期して、内挿サンプルを生成することにより、サンプリング周波数 fsの入力信号 Xをサンプリング周波数 fbの出力信号 Yにサンプリング周波数変換する。

[0090] このように、本実施例のサンプリング周波数変換装置 1によれば、フィルタ係数演算部 3と窓関数演算部 7が、位相差 pに基づ、てディジタルフィルタ 5のフィルタ係数 a n を演算するので、予め決められたサンプリングレートでのサンプリング周波数変換しか行えないという問題を解消し、サンプリングレートを自由に指定して、所望のサンプリング周波数 fbの出力信号 Yを生成することができる。

[0091] なお、以上の説明では、窓関数演算部 7において、上記式 (10)で表されるハミング窓の窓関数 Wnに基づいてインパルスレスポンス j8 n (0≤n≤N— 1)に重み付けを行う場合について説明した力他の窓関数、例えばノヽユング窓（hanning window)によつて重み付けを行うようにしてもよ、。

[0092] また、レート変換部 6の前段に、図 1 (a)に示したのと同様に第 1レート変換部 2を設け、その第 1レート変換部 2でサンプリング周波数 fsの入力信号 Xを整数 a倍のサンプリング周波数 faの中間生成信号 Uを生成して、その中間生成品号 Uを入力信号としてレート変換部 6に供給するようにしてもよい。そして、力かる構成とする場合には、図 5に示した位相差検出部 3は、中間生成信号 Uのサンプリング時刻とクロック信号 CK bのサンプリング時刻 tbとから、位相差 pを検出して、フィルタ係数演算部 4と窓関数演算部 7に供給すればよい。

[0093] また、レート変換部 6を 1個設けたサンプリング周波数変換装置 1について説明した力図 1 (b)に示したように、レート変換部 6と同様の構成を有する複数個のレート変換部を並列に接続することで、いわゆるポリフェーズ構造のサンプリング周波数変換装置を構成してもよい。力かるポリフェーズ構造とすれば、ポリフェーズ構造によるメリットをより多く享受することが可能なサンプリング周波数変換装置を実現することができる。

Claims

請求の範囲

[1] ディジタル信号のサンプリング周波数を変換するサンプリング周波数変換装置であつて、目標周波数の信号と前記ディジタル信号とのサンプリング時刻間の位相差を検出する位相差検出手段と、

前記位相差検出手段が検出した前記位相差に基づヽて、前記ディジタルフィルタのフィルタ係数を演算し、演算したフィルタ係数に基づ、て前記目標周波数の信号のサンプリング時刻における前記ディジタルフィルタのフィルタ特性を設定するフィルタ係数演算手段とを備え、

前記ディジタルフィルタ力前記設定されるフィルタ特性に基づ、て前記ディジタル信号をディジタルフィルタリングすることによって、前記ディジタル信号を前記目標周波数に同期したサンプリング周波数のサンプル列力も成る出力信号にサンプリング周波数変換することを特徴とするサンプリング周波数変換装置。

[2] 前記ディジタル信号をアップサンプリングして所定のローパスフィルタ特性に基づ!/ヽてディジタルローパスフィルタリングを行うことで、前記ディジタル信号より高、サンプリング周波数の中間生成信号を生成して、前記ディジタルフィルタに供給するレート変換手段を更に備え、

前記位相差検出手段は、前記中間生成信号と前記目標周波数の信号とのサンプリング時刻間の位相差を検出することを特徴とする請求項 1に記載のサンプリング周波数変換装置。

[3] 前記フィルタ係数演算手段で演算される前記フィルタ係数の窓関数による重み付けを行うことにより、前記ディジタルフィルタのフィルタ特性を設定するためのフィルタ係数を演算する窓関数演算手段を更に備えるを特徴とする請求項 1又は 2に記載のサンプリング周波数変換装置。

[4] 前記サンプリング周波数変換装置は、前記ディジタルフィルタと位相差検出手段及びフィルタ係数演算手段と同等の構成を有するレート変換手段を複数備えたポリフエーズ構造であることを特徴とする請求項 1又は 2に記載のサンプリング周波数変換装置。

前記サンプリング周波数変換装置は、前記ディジタルフィルタと位相差検出手段とフィルタ係数演算手段及び窓関数演算手段と同等の構成を有するレート変換手段を複数備えたポリフェーズ構造であることを特徴とする請求項 3に記載のサンプリング周波数変換装置。