WO2006051948A1 - 高周波電子スイッチ及びそれを用いるバースト波発生装置及びそれを用いる短パルスレーダ - Google Patents

高周波電子スイッチ及びそれを用いるバースト波発生装置及びそれを用いる短パルスレーダ Download PDF

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Sumio Saito
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Anritsu Corporation
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04B1/717—Pulse-related aspects
    • H04B1/7174—Pulse generation

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency electronic switch, a burst wave generator using the same, and a short pulse radar using the same, particularly for in-vehicle radars and radars for assisting walking of visually impaired persons.
  • a high-frequency electronic switch employing the above technology, a burst wave generator using the same, and a short panoramic radar using the same.
  • a pulse radar that searches for an object in space using a pulse wave basically has a configuration shown in FIG.
  • the transmission unit 11 receives the trigger signal G output from the control unit 20 described later at a predetermined cycle Tg by the pulse generator 12.
  • the pulse generator 12 outputs a pulse signal Pa having a predetermined width synchronized with the trigger signal G to the burst wave generator 13.
  • This burst wave generator 13 outputs a burst wave Pb having a carrier signal of a predetermined frequency during a period in which the pulse signal Pa is input (for example, a high level period of the panelless signal Pa). During the period when the signal Pa is not input (for example, the low level period of the pulse signal Pa), the output of the burst wave Pb having the carrier signal is stopped.
  • the burst wave generator 13 has a configuration in which a burst wave having a carrier signal having a predetermined frequency that is continuously output is intermittently switched, and a burst wave having a carrier signal having a predetermined frequency. There is a method to control on / off the oscillation operation of an oscillator that oscillates and outputs.
  • the burst wave Pb output from this burst wave generator 13 is amplified by the power amplifier 14 And supplied to the transmitting antenna 15.
  • a pulse wave Pt having a predetermined width synchronized with the trigger signal G is radiated from the transmitting antenna 15 to the space 1.
  • the signal processing unit 19 uses, for example, the timing at which the pulse wave Pa is transmitted from the pulse generator 12 of the transmission unit 11 as a reference timing, the level change timing of the signal H output from the reception unit 16, By calculating the output waveform, the object la existing in the space 1 is analyzed.
  • the control unit 20 performs predetermined various controls on the transmission unit 11 and the reception unit 16 based on the processing result of the signal processing unit 19 and the like.
  • Patent Document 1 JP-A-7-012921
  • Patent Document 2 JP-A-8-313619
  • the first type of radar is a millimeter-wave band (77GHz), high-power, exploring a narrow range of long distances, and supporting high-speed driving such as collision prevention and driving control. It is a radar aimed at.
  • the second type of pulse radar uses a quasi-millimeter wave (22-29GHz), searches a wide range of angles with low power and close range, and assists in blind spots for cars, garage assistance, etc. This is a short Norse radar for the purpose of support.
  • the UWB radar using the quasi-millimeter wave band is also used for a walking support radar, a short-range communication system, and the like for a visually impaired person using only the on-vehicle radar.
  • a short pulse having a width of Ins or less can be used, and a radar with high distance resolution can be realized.
  • One of the important problems is a problem of leakage of a burst wave carrier signal output from the transmitter 11.
  • UWB radar is supposed to use the 22-29GHz band.
  • this band in order to protect passive sensors for radio astronomy and earth exploration-satellite service (EESS) RR radio wave emission prohibited band (23.6 to 24.0 GHz) is included.
  • EESS earth exploration-satellite service
  • Non-Patent Document 1 FCC 02-48 New Part 15 Rules, FIRST REPORT AN D ORDER
  • FCC is a method that does not rely on the side lobe of the antenna.
  • the following non-patent document 2 shows that the radiated power density of the RR radio wave emission prohibited band is 20 dB lower than before. Add the revised rule to / MHz.
  • Non-Special Noon 2 Second Report and Order and Second Memorandum
  • a conventional UWB radar adopts a system in which a continuous wave (CW) from a continuous oscillator is turned on / off by a semiconductor switch.
  • CW continuous wave
  • the SRD panda is very close to the RR radio wave emission prohibition zone, and there is a serious problem that interference with EES S is unavoidable. [0028] Therefore, in a radar system that uses the frequency in the vicinity of this RR radio wave emission prohibition band as the carrier frequency, it is necessary to squeeze the beam in the horizontal direction, so the vertical dimension of the transmission antenna is necessarily large. Natsuteshimare is extremely disadvantageous when it comes to in-car use or portable use.
  • the current is passed through the coil to the diode and is turned on so that the inductance of the coil is narrow.
  • the width is narrow such as a short pulse whose width is less than Ins. It cannot respond well to pulses.
  • An object of the present invention is to provide a high-frequency electronic switch having a high response speed and low leakage even in a UWB frequency band higher than the RR radio wave emission prohibited band, a burst wave generator using the same, and a short pulse radar using the same. That is.
  • Power terminal (36e)
  • the signal input terminal (36a) is provided, and the high-frequency signal (C) for the switch is provided with a normal phase and a reverse phase.
  • a plurality of stages are cascade-connected between the normal phase signal input terminal (36a) and the negative phase signal input terminal (36 ⁇ ) and the positive phase signal output terminal (36b) and the negative phase signal output terminal (361 /).
  • the high-frequency electronic switch according to the first aspect is provided, wherein each of the plurality of amplifier circuits (37A, 37B, 37C) is configured as a differential type by a plurality of transistors (Trl, Tr2, Tr3, Tr4). Is done.
  • the supply current control circuit (38) is configured so that each of the plurality of amplifier circuits (37A, 37B, 37C) It includes a plurality of constant current circuits (11, 12, 13) connected to the transistors (Tr, Trl, Tr2, Tr3, Tr4) and has the level of the pulse signal (Pa) input to the control terminal (36c).
  • the plurality of constants By making the current circuit (11, 12, 13) active or non-operational simultaneously or nearly simultaneously, the multiple amplification circuits (37A, 37B, 37C) can be operated simultaneously or nearly simultaneously.
  • a high-frequency electronic switch according to the first or second aspect characterized by being in a state.
  • the plurality of constant current circuits (11, 12, 13) of the supply current control circuit (38) are each a transistor ( Q, Trl 1, Trl 2, Trl3, Trl4, Tr21, Tr22, Tr23, Tr24) and a plurality of constant current circuits (II, 12, 13, 111, 112, 113, 114). Circuit (11, 12, 13, II
  • the pulse signal (Pa) input to the control terminal (36c) is supplied to the base of each transistor (Q, Trl1, Trl2, Trl3, Trl4, Tr21, Tr22, Tr23, Tr24).
  • a high-frequency electronic switch according to the third aspect, characterized in that it is configured to be supplied, is provided.
  • the supply current control circuit (38) includes a plurality of amplifier circuits (37A, 37B, 37C), respectively.
  • Multiple constant current circuits (11, 12, 13, 111, II connected to the transistors (Tr, Trl, Tr2, Tr3, Tr4)
  • a high frequency electronic switch according to the first or second aspect is provided.
  • the plurality of constant current circuits (11, 12, 13) of the supply current control circuit (38) are each a transistor ( Q, Trl 1, Trl 2, Trl3, Trl4, Tr21, Tr22, Tr23, Tr24) and a plurality of constant current circuits (II, 12, 13, 111, 112, 113, 114).
  • the positive phase signal output terminal (36b) and the negative phase signal output terminal (361 /) are connected,
  • the high-frequency signal (c,) of the normal phase and the negative phase is input as the high-frequency signal (c) for the switch to the positive-phase signal input terminal (36a) and the negative-phase signal input terminal (36)
  • the plurality of amplifier circuits (37A, 37B, 37C) configured in the differential type are sequentially amplified and output from the positive phase signal output terminal (36b) and the negative phase signal output terminal (36b ′).
  • a second aspect is characterized by further comprising a synthesis circuit (37D) for synthesizing and outputting the high-frequency signals (C, C r ) of the normal phase and the reverse phase as the high-frequency signal (C) for the switch.
  • a synthesis circuit (37D) for synthesizing and outputting the high-frequency signals (C, C r ) of the normal phase and the reverse phase as the high-frequency signal (C) for the switch.
  • a plurality of amplifying circuits (37A) each including a plurality of transistors cascaded to the signal input terminal (36a) and sequentially amplifying the high-frequency carrier signal (C).
  • a signal output terminal (36e) connected to the output part of the final stage amplifier circuit (37C) of the plurality of amplifier circuits (37A, 37B, 37C) and for outputting the sequentially amplified high frequency carrier signal (C); ,
  • the high frequency electronic switch (36) is provided as the signal input terminal (36a), and the high frequency carrier signal (C) A positive-phase signal input terminal (36a) and a negative-phase signal input terminal (36) to which at least one of the positive-phase and negative-phase high-frequency carrier signals (C,) is input;
  • a plurality of stages are cascade-connected between the normal phase signal input terminal (36a) and the negative phase signal input terminal (36 ⁇ ) and the positive phase signal output terminal (36b) and the negative phase signal output terminal (361 /).
  • a plurality of amplifying circuits (37A, 37B, 37C) each configured in a differential type by a plurality of transistors (Trl, Tr2, Tr3, Tr4). Is provided.
  • the supply current control circuit (38) of the high-frequency electronic switch (36) includes a plurality of amplifier circuits ( 37A, 37B, 37C) including a plurality of constant current circuits (11, 12, 13) connected to each transistor (Tr, Trl, Tr2, Tr3, Tr4), and a pulse input to the control terminal (36c)
  • the plurality of constant current circuits (11, 12, 13) are made to be in an operating state or a non-operating state at the same time or almost simultaneously, so that the plurality of amplifier circuits (37A, 37B,
  • a burst wave generator according to the eighth or ninth aspect, wherein 37C) is simultaneously or substantially simultaneously in an amplification operation state or the non-amplification operation state.
  • the high-frequency The child switch (36) includes a plurality of constant current circuits (11, 12, 13) of the supply current control circuit (38), each of which includes transistors (Q, Trl l, Trl2, Trl3, Trl4, Tr21, Tr22, Tr23, Tr24) is composed of multiple constant current circuits (11, 12, 13, 111, 112, 113, 114), and the multiple constant current circuits (11, 12, 13, 111, 112, 113, 114) Configured so that the pulse signal (Pa) input to the control terminal (36c) is supplied to the base of each transistor (Q, Trl1, Trl2, Trl3, Trl4, Tr21, Tr22, Tr23, Tr24) A burst wave generator according to the tenth aspect is provided.
  • the supply current control circuit (38) of the high-frequency electronic switch (36) includes a plurality of amplification circuits ( 37A, 37B, 37C), a plurality of constant current circuits (11, 12, 13, 111, 112, 113, 114) connected to each transistor (Tr, Trl, Tr2, Tr3, Tr4) and the control terminal ( A plurality of delays that give a delay corresponding to the delay of the sequentially amplified high-frequency carrier signal (C) in the plurality of amplifier circuits (37A, 37B, 37C) with respect to the pulse signal (Pa) input to 36c) A plurality of constant current circuits (11, 12, 13) according to the level of a pulse signal (Pa) input to the control terminal (36c). According to the delay in (C), the operation state is shifted to a time or non-operation state. Burst wave generating device in accordance with an aspect of the ninth are provided.
  • the high-frequency electronic switch (36) includes the plurality of constant current circuits (11) of the supply current control circuit (38).
  • 12 and 13) are transistors (Q, Trl l, Trl 2, Trl3, Trl4, Tr21, Tr22, Tr23, Tr24), respectively, with a plurality of constant current circuits (11, 12, 13, 111, 112, 113, 114)
  • a burst wave generator according to a twelfth aspect is provided, wherein a pulse signal (Pa) input to the control terminal (36c) is supplied to a base.
  • the high frequency electronic switch (36) includes the positive phase signal output terminal (36b) and the negative phase signal output terminal ( 36 W) between the positive phase signal input terminal (36a) and the negative phase signal input terminal ( 36a '), when a high-frequency signal (C, C) of normal phase and reverse phase is input as the high-frequency carrier signal (C), respectively, a plurality of amplifier circuits (37A, 37B, 37C configured in the differential type) ) Are sequentially amplified and output from the positive phase signal output terminal (36b) and the negative phase signal output terminal (361 /) as the high frequency carrier signal (C).
  • a burst wave generator according to the ninth aspect is further provided, further comprising a synthesis circuit (37D) for synthesizing and outputting (C, C).
  • a carrier signal generator (35) for continuously outputting a high-frequency carrier signal to emit a short pulse wave (Pt) having a predetermined width to the space (1) and the key.
  • a receiving unit (40) that performs reception detection processing on the reflected wave (Pr) of the short pulse wave (Pt), and an object (la) existing in the space (1) based on an output from the receiving unit (40) )
  • Signal processing unit (50) that performs analysis processing
  • the high frequency electronic switch (36) of the burst wave generator (34) includes:
  • a plurality of amplifying circuits (37A, 37B, 37C) each including a transistor (Tr) connected in cascade to the signal input terminal (36a) and sequentially amplifying the high-frequency carrier signal;
  • a signal output terminal (36e) connected to the output part of the final stage amplifier circuit (37C) of the plurality of amplifier circuits (37A, 37B, 37C) and for outputting the sequentially amplified high frequency carrier signal (C); ,
  • the high-frequency carrier signal (C) is provided as the signal input terminal (36a) of the high-frequency electronic switch (36).
  • the high-frequency carrier signal (C) is provided as the signal input terminal (36a) of the high-frequency electronic switch (36).
  • a positive phase signal input terminal (36a) and a negative phase signal input terminal (36 ⁇ ) to which at least one of the positive phase and negative phase high frequency carrier signals (C,) is input As a positive phase signal input terminal (36a) and a negative phase signal input terminal (36 ⁇ ) to which at least one of the positive phase and negative phase high frequency carrier signals (C,) is input,
  • a plurality of stages are cascade-connected between the normal phase signal input terminal (36a) and the negative phase signal input terminal (36 ⁇ ) and the positive phase signal output terminal (36b) and the negative phase signal output terminal (361 /).
  • a short pulse radar according to the fifteenth aspect is provided, wherein each of the plurality of amplifier circuits (37A, 37B, 37C) is configured as a differential type by a plurality of transistors (Trl, Tr2, Tr3, Tr4).
  • the supply current control circuit (38) of the high-frequency electronic switch (36) includes a plurality of amplifier circuits ( 37A, 37B, 37C) including a plurality of constant current circuits (11, 12, 13, 111, 112, 113, 114) connected to each transistor (Tr, Trl, Tr2, Tr3, Tr4), and the control terminal Depending on the level of the pulse signal (Pa) input to (36c), the plurality of constant current circuits (11, 12, 13, 111, 112, 113, 114) can be operated simultaneously or almost simultaneously. As a result, the plurality of amplifier circuits (37A, 37B, 37C) can be amplified simultaneously or almost simultaneously.
  • a short pulse radar according to the fifteenth or sixteenth aspect is provided, wherein the short pulse radar is in the active state or the non-amplified operation state.
  • the high-frequency electronic switch (36) includes the plurality of constant current circuits (11) of the supply current control circuit (38). , 12, 13) Multiple constant current circuits (11, 12, 13, 111, 112, 113, 114) with power transistors (Q, Trl l, Trl2, Trl3, Trl4, Tr21, Tr22, Tr23, Tr24) Each transistor (Q, Trl1, Trl2, Trl3, Trl4, Tr21, Tr22, Tr23, Tr24) of the plurality of constant current circuits (11, 12, 13, 111, 112, 113, 114)
  • a short pulse radar according to the seventeenth aspect is provided, wherein the base is configured to be supplied with a pulse signal (Pa) input to the control terminal (36c).
  • the supply current control circuit (38) of the high-frequency electronic switch (36) includes a plurality of amplifier circuits ( 37A, 37B, 37C) a plurality of constant current circuits (11, 12, 13) connected to each transistor, and a plurality of amplifier circuits for the pulse signal (Pa) input to the control terminal (36c)
  • a plurality of delay circuits (Dl, D2, D3) that give a delay corresponding to the delay of the sequentially amplified high frequency carrier signal (C) in (37A, 37B, 37C), and the control terminal (36c)
  • the plurality of constant current circuits (11, I2, 13) are shifted in time according to the delay of the high-frequency carrier signal (C)
  • a short pulse radar according to the fifteenth or sixteenth aspect, characterized in that it is in a non-operating state. .
  • the high-frequency electronic switch (36) includes the plurality of constant current circuits (11) of the supply current control circuit (38). 12, 13) Force constant transistors (11, 12, 13, 111, 112, 113, 114) with ⁇ transistors (Q, Trl l, Trl 2, Trl3, Trl4, Tr21, Tr22, Tr23, Tr24) ) And each transistor (Q, Trl1, Trl2, Trl3, Trl4, Tr21, Tr22, Tr23, Tr24) of the constant current circuit (11, 12, 13, 111, 112, 113, 114)
  • a short pulse radar according to the nineteenth aspect is provided, wherein the pulse signal (Pa) input to the control terminal (36c) is supplied to the base of the control terminal.
  • the positive phase signal output terminal (36b) and the negative phase signal output terminal (361 /) are connected, and When the positive-phase signal input terminal (36a) and the negative-phase signal input terminal (36) are inputted with the positive-phase and negative-phase high-frequency carrier signals (C, C) as the high-frequency carrier signal (C), respectively,
  • the high-frequency signals that are sequentially amplified by a plurality of amplifier circuits (37A, 37B, 37C) configured in a differential type and output from the positive-phase signal output terminal (36b) and the negative-phase signal output terminal (36b ′)
  • a short pulse radar according to the sixteenth aspect is provided, further comprising a synthesis circuit (37D) that synthesizes and outputs high-frequency carrier signals (C, C) of the positive phase and the negative phase as the signal (C) Is done.
  • the high frequency electronic switch 36 of the present invention includes a plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C using transistors capable of controlling the supply of operating current between the signal input terminal 36a and the signal output terminal 36e. Since multiple stages are cascade-connected, multiple stages of isolation can be obtained, and even when the UWB frequency band is higher than the RR radio wave emission prohibition band, leakage of high-frequency carrier signals when OFF is performed. It can be sufficiently suppressed.
  • each amplifier circuit 37A, 37B, and 37C is configured in a differential type, so that each amplifier circuit Since higher isolation is obtained by the canceling effect on the leakage component when OFF at 37A, 37B, and 37C, the leakage can be further effectively suppressed.
  • the high-frequency electronic switch 36 configured in the differential type when used in the burst wave generator 34, carrier leakage can be further prevented, and when used in the radar system 30, the leakage is further effectively suppressed. As much as possible, the power of the transmitted pulse can be used more effectively.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a short pulse radar 30 applied as an embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a short pulse radar 30 applied as an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2A is a block diagram illustrating a circuit configuration of a high-frequency electronic switch as a configuration of a main part of the embodiment of FIG.
  • 2B is a block diagram showing a modified example of the circuit configuration of the high-frequency electronic switch as the configuration of the main part of the embodiment of FIG.
  • FIG. 3A is a circuit diagram showing a specific example of a high-frequency electronic switch as a configuration of a main part of the embodiment of FIG.
  • FIG. 3B is a circuit diagram showing a more specific example of a high-frequency electronic switch as a configuration of a main part of the embodiment of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing a simulation result of on / off characteristics of a high-frequency electronic switch at the time of differential input in the example of FIGS. 3A and 3B.
  • FIG. 5 is a diagram showing a simulation result of on / off characteristics of the high-frequency electronic switch at the time of a single input in the embodiment of FIGS. 3A and 3B.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a basic configuration of a conventional pulse radar.
  • FIG. 7 is a diagram showing a quasi-millimeter wave band UWB spectrum mask and a desirable frequency band to be used.
  • FIG. 1 shows a block configuration of a short pulse radar 30 to which the present invention is applied.
  • the short pulse radar 30 includes a transmission unit 31, a reception unit 40, a signal processing unit 50, and a control unit 60.
  • the transmission unit 31 Each time the transmission unit 31 receives a trigger signal G output at a predetermined period Tg from the control unit 60, the transmission unit 31 has a short pulse wave of a predetermined carrier frequency Fc (for example, 26 GHz) with a predetermined width Tp (for example, Ins).
  • Fc for example, 26 GHz
  • Tp for example, Ins
  • Pt is generated and radiated from the transmitting antenna 32 to space 1.
  • the transmitting antenna 32 may be shared with a receiving antenna 41 described later.
  • the transmission unit 31 includes a pulse generator 33 that generates a pulse signal Pa having a width Tp that is synchronized with the trigger signal G from the control unit 60, and the pulse generator 33
  • the carrier signal with carrier frequency Fc is burst in the form of Tp while receiving the panoramic signal Pa.
  • a burst wave generator 34 for output and a power amplifier 39 for amplifying the burst wave output from the burst wave generator 34 and supplying the amplified burst wave to the transmission antenna 32 are provided.
  • the burst wave generator 34 receives a carrier signal generator 35 that continuously outputs a carrier signal C having a frequency Fc, and the carrier signal C from the carrier signal generator 35 at a signal input terminal 36a.
  • the signal input terminal 36a and the signal output terminal 36e are opened and closed at high frequency according to the level of the pulse signal Pa. It consists of an electronic switch 36 (details will be described later).
  • this burst wave generator 34 is in a period during which the noise signal Pa from the pulse generator 33 is input to the control terminal 36c of the high-frequency electronic switch 36 (for example, the high level of the Norres signal Pa : In the first level period, a burst wave Pb having a carrier signal of a predetermined frequency is output and the pulse signal Pa is not input (for example, the low level of the pulse signal Pa: the second level period) ), The output of the burst wave Pb having the carrier signal is stopped.
  • FIG. 2A is a block diagram illustrating the circuit configuration of the high-frequency electronic switch 36 as the configuration of the main part of the embodiment of FIG.
  • each of the high-frequency electronic switches 36 shown in FIG. 2A has a transistor Tr for sequentially amplifying the high-frequency carrier signal C, and is interposed between the signal input terminal 36a and the signal output terminal 36e.
  • Multiple stages (here, 3 stages) Cascade-connected multiple amplifier circuits 37A, 37B, and 37C, and the transistors Tr of these multiple amplifier circuits 37A, 37B, and 37C, supply the current required to operate.
  • the supply current control circuit 38 controls the current supply based on the pulse signal Pa input from the control terminal 36c.
  • the supply current control circuit 38 is connected to each transistor Tr of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C, and is used for operating each transistor Tr of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C. It has a plurality of constant currents II, 12, 13 that can be turned on / off to supply current (bias current), respectively, and gives a pulse signal Pa input from the control terminal 36c to the constant current circuits II, 12, 13 Depending on the level of the pulse signal Pa, the plurality of constant current circuits I 1, 12, 13 are put into an operating state or a non-operating state simultaneously or almost simultaneously.
  • the high frequency electronic switch 36 turns on / off the transistors Tr of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C simultaneously or substantially simultaneously to turn the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C simultaneously or approximately simultaneously.
  • the carrier signal C is interrupted by setting the amplification operation state or the non-amplification operation state.
  • the high-frequency electronic switch 36 receives the carrier signal C input from the signal input terminal 36a by the first-stage amplifier circuits 37A of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C, and the high-frequency electronic switch 36 If 36 is in an operating (on operation) state, the input carrier signal C is inverted and amplified by the first stage amplifier circuit 37A and output to the next stage amplifier circuit 37B.
  • the next-stage amplifier circuit 37B receives the carrier signal C amplified by the first-stage amplifier circuit 37A, and is input if the high-frequency electronic switch 36 is in an activated (ON operation) state.
  • the carrier signal C is inverted and amplified and output to the final stage amplifier circuit 37C.
  • the final stage amplifier circuit 37C receives the carrier signal C amplified by the next stage amplifier circuit 37B and inputs the carrier signal C if the high frequency electronic switch 36 is in an activated (ON operation) state.
  • the amplified carrier signal C is inverted and amplified and output to the signal output terminal 36e.
  • the operating current (bias current) of each transistor Tr of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C is set in order to turn on the high-frequency electronic switch 36. It is supplied by the constant current circuits II, 12, and 13 of the supply current control circuit 38 connected to the transistor Tr.
  • These constant current circuits II, 12, and 13 are each composed of a transistor (Q) that can be turned on and off (see FIG. 2B).
  • each of the transistors of the constant current circuits II, 12, 13 from the control terminal 36c through the buffer 38a is in a period in which the pulse signal Pa input to the base thereof is at a high level (first level). Is turned on (operating).
  • the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C are supplied with operating currents to their respective transistors Tr and are brought into an amplification operation state, whereby the high-frequency electronic switch 36 operates (ON operation).
  • the signal input terminal 36a and the signal output terminal 36e are closed at a high frequency, and the carrier signals sequentially amplified by a plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C. Pass number c.
  • each transistor of the constant current circuits II, 12, and 13 is turned off (non-operating) during a period in which the pulse signal Pa is at a low level (second level).
  • the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, 37C are brought into a non-amplifying operation state by stopping the supply of the operating current to each of the transistors Tr, so that the high-frequency electronic switch 36 is Inactive (off operation) state, the signal input terminal 36a and the signal output terminal 36e are opened at a high frequency, that is, they are isolated, so that the carrier signal C is prevented from passing therethrough.
  • the leakage of the carrier signal C can be effectively suppressed.
  • the high-frequency electronic switch 36 includes a plurality of amplification circuits 37A, 37B, and 37C, each of which includes a transistor Tr that can control supply of an operating current, in a multistage cascade between the signal input terminal 36a and the signal output terminal 36e. Since it is configured to be connected, multiple stages of isolation can be obtained, and even in the UWB frequency band higher than the RR radio wave emission prohibition band described above, leakage of high-frequency carrier signals when off is sufficient. Can be suppressed.
  • the high-frequency electronic switch 36 shown in FIG. 2A is basically cascade-connected to the signal input terminal 36a to which the high-frequency signal C for switching is input and the signal input terminal 36a.
  • the control terminal 36c to which a pulse signal Pa having a period of 2 and a second level period is input and the pulse signal Pa to be input to the control terminal 36c are in a first level period
  • an operation current is supplied to each transistor Tr of the amplifier circuits 37A, 37B, and 37C to place the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C in an amplification operation state, and the pulse signal Pa is in a second level period
  • a supply current control circuit 38 for stopping the supply of the operating current to each of the transistors Tr of B and 37C and bringing the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C into a non-amplifying operation state.
  • the signal input terminal 36a and the signal output terminal 36e are opened and closed at high frequency according to the level of the pulse signal Pa input to the control terminal 36c.
  • the plurality of supply current control circuits 38 are respectively connected to the transistors Tr of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, 37C.
  • the constant current circuits II, 12, and 13 are operated at the same time or almost simultaneously according to the level of the pulse signal Pa input to the control terminal 36c.
  • the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C are set to the amplification operation state or the non-amplification operation state simultaneously or substantially simultaneously.
  • FIG. 2B is a block diagram showing a modification of the circuit configuration of the high-frequency electronic switch 36 as the configuration of the main part of the embodiment of FIG.
  • Each of the high-frequency electronic switches 36 shown in FIG. 2B has a transistor Tr for amplifying a high-frequency carrier signal C, and a plurality of stages (here, a signal output terminal 36e) (3 stages) Cascade-connected multiple amplifier circuits 37A, 37B, 37C, and the current required to operate each transistor Tr of these multiple amplifier circuits 37A, 37B, 37C, and control the current supply And a supply current control circuit 38 ′ for controlling based on the pulse signal Pa inputted from the terminal 36c.
  • the supply current control circuit 38 is connected to each transistor Tr of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C, and is used to operate each transistor Tr of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C.
  • Multiple constant current circuits II, 12, 13 each consisting of a transistor Q that can be turned on and off to supply current (bias current), and multiple amplifier circuits for the pulse signal Pa input to the control terminal 36c 37A, 37B, 37C includes a plurality of delay circuits Dl, D2, D3 that give a delay corresponding to the delay of the sequentially amplified high-frequency carrier signal, depending on the level of the pulse signal Pa input to the control terminal 36c
  • the plurality of constant current circuits II, 12, and 13 are shifted in time in accordance with the delay of the high-frequency carrier signal to be in an operating state or a non-operating state.
  • the high frequency electronic switch 36 turns on and off the transistors Tr of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C by shifting in time according to the delay of the high frequency carrier signal.
  • the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C are shifted in time in accordance with the delay of the high-frequency carrier signal to enter the amplifying operation state or the non-amplifying operation state, thereby interrupting the carrier signal C.
  • the plurality of constant current circuits II, 12, and 13 are operated at the same time or almost simultaneously according to the level of the pulse signal input to the control terminal 36c as in the high frequency electronic switch 36 of FIG. 2A described above.
  • the non-operating state it is possible to effectively suppress waveform distortion that tends to occur at the rising and falling portions of the carrier signal C output from the signal output terminal 36e.
  • the high-frequency electronic switch 36 shown in FIG. 2B is basically cascade-connected to the signal input terminal 36a to which the high-frequency signal C for switching is input and the signal input terminal 36a.
  • the control terminal 36c to which a pulse signal Pa having a period of 2 and a second level period is input and the pulse signal Pa to be input to the control terminal 36c are in a first level period
  • an operation current is supplied to each transistor Tr of the amplifier circuits 37A, 37B, and 37C to place the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C in an amplification operation state, and the pulse signal Pa is in a second level period
  • the signal input terminal 36a and the signal output terminal 36e are opened and closed in a high frequency manner according to the level of the pulse signal Pa.
  • the supply current control circuit 38 ⁇ is connected to each transistor Tr of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, 37C, respectively.
  • Multiple delay circuits that provide delays corresponding to the delays D 1, D 2, D 3, and depending on the level of the pulse signal Pa input to the control terminal 36 c, the plurality of constant current circuits II, 12, 13 are temporally associated with the delay of the high-frequency signal C. It is characterized by being shifted to an operating state or a non-operating state.
  • the high-frequency electronic switch 36 shown in FIGS. 2A and 2B includes a plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C including transistors whose supply of operating current is controlled on and off based on the pulse signal Pa. Due to the cascade connection configuration, the leak of the carrier signal in the off state can be effectively suppressed by the number of stages of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C.
  • FIG. 3A is a diagram showing a more specific configuration of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, 37C of the high-frequency electronic switch 36. As shown in FIG.
  • the high-frequency electronic switch 36 in FIG. 3A receives a positive-phase signal input terminal 36a and a negative-phase signal input terminal, which are output from the carrier signal generator 35, with the positive-phase and negative-phase carrier signals C inverted in phase. 36a ', and when the high-frequency electronic switch 36 is turned on, these positive-phase and negative-phase carrier signals C and C are each configured in a differential type by a plurality of transistors Trl, Tr2, Tr3, and Tr4.
  • Amplifying circuits 37A, 37B, and 37C sequentially amplify and output burst wave Pb of normal phase and reverse phase Pb, positive phase signal output terminal 36b and negative phase signal output terminal 36. ing.
  • the high-frequency electronic switch 36 includes a positive phase output unit and a negative phase output unit, that is, a positive phase signal, of the final stage amplification circuit 37C of the plurality of amplification circuits 37A, 37B, and 37C configured in a differential type. Connected between the output terminal 36b and the negative-phase signal output terminal 361, and output from the normal-phase signal output terminal 36b and the negative-phase signal output terminal 36, the sequentially amplified and outputted positive-phase and reverse-phase signals.
  • a synthesis circuit 37D is provided for synthesizing the phase burst waves Pb and Vb 'and outputting them from the signal output terminal 36e.
  • a lumped constant circuit using a balun circuit a distributed constant circuit using a microstrip line, or the like can be used.
  • the power amplifier 39 in FIG. 1 includes the positive phase output section of the amplifier circuit 37C in the final stage of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C that are configured differentially in the high-frequency electronic switch 36. And output from the positive phase signal output terminal 36b and the negative phase signal output terminal 361 via the negative phase output section.
  • the burst wave Pb (that is, the component whose amplitude is doubled) obtained by differential synthesis of the normal-phase and reverse-phase burst waves Pb and PW whose phases are reversed by the synthesis circuit 37 D is the signal output terminal 36e. Will be input from.
  • the amplification degree of the power amplifier 39 can be reduced correspondingly.
  • a plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C that are configured as differential types each receive an input signal whose phase is inverted with respect to the transistor Trl.
  • the output from the emitter follower by the transistors Trl and Tr3 is inverted and amplified by the differentially connected two transistors Tr2 and Tr4 (amplitude for small amplitude is several dB). It is configured to
  • reference symbol Ra is an input matching resistor (eg, 50 ⁇ )
  • reference symbol RL is a load resistor (eg, 50 ⁇ ).
  • Reference numeral Ck is a capacitor that connects the emitters of transistors Tr2 and Tr4 at high frequency.
  • the signal frequency is as high as the GHz band, so lpF or less. Capacitance capacitors are used.
  • the high frequency electronic switch 36 When the high frequency electronic switch 36 is used to turn on and off including a low frequency component, the power of the capacitor Ck is increased or the emitters of the transistors Tr2 and Tr4 are directly connected without using a capacitor. You may comprise so that it can amplify from a direct-current component.
  • the high-frequency electronic switch 36 includes a positive-phase signal input terminal 36a and a negative-phase signal input terminal 36 '.
  • the input positive-phase and negative-phase carrier signals C and C are combined in a differential configuration.
  • the high-frequency electronic switch 36 is in an activated (on operation) state, the input positive-phase and negative-phase carrier signals C, Is inverted and amplified by the first stage amplifier circuit 37A and output to the next stage amplifier circuit 37B.
  • next-stage amplifier circuit 37B has carrier signal amplified by the first-stage amplifier circuit 37A C, with C r is input, the input if the high frequency electronic switch 36 is actuated (turned on) state Invert amplification of the positive and negative phase carrier signals C and C Output to road 37C.
  • the final stage amplifier circuit 37C receives the carrier signal C, amplified by the next stage amplifier circuit 37B, and inputs if the high-frequency electronic switch 36 is in an activated (ON operation) state.
  • the positive-phase and negative-phase carrier signals C and C thus inverted are amplified and output to the positive-phase signal output terminal 36b and the negative-phase signal output terminal 361.
  • the operating currents (bias currents) of the transistors Trl, Tr2, Tr3, and Tr4 of the multiple amplifier circuits 37A, 37B, and 37C that are each configured as a differential type are the multiple amplifier circuits 37A, 37B, and 37C. It is supplied by each constant current circuit II, 12, 13 of the supply current control circuit 38 connected to each transistor Trl, Tr2, Tr3, Tr4.
  • each constant current circuit II, 12, 13 of the supply current control circuit 38 includes each transistor Trl, Tr2, Tr3, Tr4 and each negative via in each of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, 37C.
  • Four constant current circuits 111, 112, 113, and 114 connected to the power source Ve are provided.
  • FIG. 3B is a circuit diagram showing a more detailed specific example of the high-frequency electronic switch 36 as the configuration of the main part of the embodiment of FIG.
  • FIG. 3B the same parts as those of the high-frequency electronic switch 36 shown in FIG. 3A described above are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • the two constant current circuits 113 and 114 in the upper part of the figure are composed of transistors Tr21, Tr22, Tr23, and Tr24 that can be turned on and off, respectively.
  • reference numerals Rl l and R12 denote transistors Trl l, Trl 2 and Trl3.
  • reference numerals R13 and R14 denote transistors Tr21, Tr22, and Tr23, respectively.
  • the signal Pa is at a high level (first level)
  • the high-frequency electronic switch 36 is in an on (operating) state, supplying an operating current to turn them on.
  • the positive phase signal input terminal 36a and the negative phase signal input terminal 36 and the positive phase signal output terminal 36b and the negative phase signal output terminal 361 are closed in high frequency, and a plurality of amplifier circuits 37A , 37B, 37C sequentially pass the positive and negative phase carrier signals C, C ′.
  • the positive-phase and negative-phase carrier signals C and C that have passed through the positive-phase signal output terminal 36b and the negative-phase signal output terminal 361 / are the burst waves differentially synthesized by the synthesis circuit 37D as described above.
  • the signal is output from the signal output terminal 36e as Pb (that is, the component whose amplitude is doubled).
  • the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C enter the non-amplifying operation state, and the positive phase signal input terminal 36a, the negative phase signal input terminal 36, the positive phase signal output terminal 36b, and the negative phase signal output terminal. 361 will be opened at high frequency.
  • the positive phase signal input terminal 36a and the negative phase signal input terminal 36 are opened at high frequency, that is, by being isolated, Passage of carrier signals C and C is blocked.
  • the leakage of the carrier signals C and C in the normal phase and the reverse phase can be effectively suppressed.
  • the high-frequency electronic switch 36 includes a plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C, each of which includes a transistor Tr capable of controlling the supply of operating current, and the positive-phase signal input terminal 36a and the negative-phase signal input terminal 36. Since it is configured with a force-scale connection between the signal output terminal 36b and the reverse-phase signal output terminal 361, it is possible to obtain multiple stages of isolation, which is higher than the RR radio wave emission prohibition band described above. Even in the frequency band, etc., the leakage of the high-frequency carrier signal when it is off can be sufficiently suppressed.
  • the high-frequency electronic switch 36 shown in FIGS. 3A and 3B cascades a plurality of amplifier circuits each configured as a differential type using transistors whose operation current supply is controlled on and off based on the pulse signal Pa. Because of the connected configuration, the leakage of the carrier signal in the off state can be effectively suppressed by the number of stages of the plurality of amplifier circuits.
  • the pulse signal Pa input to the control terminal 36c Multiple delay circuits Dl, D2, and D3 that provide delays corresponding to the delays of the positive and negative phase carrier signals C and C that are sequentially amplified in the multiple amplifier circuits 37A, 37B, and 37C.
  • the plurality of constant current circuits II, 12, and 13 are shifted in time according to the delay of the carrier signals C and C according to the level of the pulse signal Pa input to the control terminal 36c or It can be made to be in a non-operational state.
  • the high-frequency electronic switch 36 shown in FIGS. 3A and 3B basically has a positive-phase signal input terminal 36a to which the normal-phase and reverse-phase high-frequency carrier signals C and C for the switch are input.
  • the negative phase signal input terminal 36, the positive phase signal input terminal 36a, and the negative phase signal input terminal 36a ' are cascaded in a plurality of stages, and the normal phase and negative phase high frequency carrier signals C for the switch are respectively sequentially connected.
  • Differential amplifiers 37A, 37B, 37C with a differential configuration of transistors Tr for amplifying the signal to the differential output section of the final stage of the multiple amplification circuits 37A, 37B, 37C of the differential configuration 37C
  • the positive phase signal that outputs the high-frequency carrier signals C and C of the connected and sequentially amplified positive and negative phases for the switch.
  • a control terminal 36c to which a pulse signal having a first level period and a second level period as a switching signal is input, and input to the control terminal 36c
  • a plurality of amplification circuits 37A, 37B, and 37C having the differential configuration are supplied with operating currents to the plurality of amplification circuits 37A, 37B, and 37C.
  • the circuits 37A, 37B, and 37C are in an amplification operation state, and the pulse signal is in the second level period, the operating current for each transistor Tr of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C having the differential configuration And a plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C having the differential configuration are brought into a non-amplifying operation state, and the level of the pulse signal input to the control terminal 36c is adjusted.
  • the positive phase signal input terminal 36a and Between the negative-phase signal input terminal 36 and the positive-phase signal output terminal 36b and the negative-phase signal output terminal 361 is characterized by high frequency open and close.
  • the high-frequency electronic switch 36 shown in FIGS. 3A and 3B is provided as the signal input terminal 36a, and as the high-frequency carrier signal C, at least one of the positive-phase and reverse-phase high-frequency signals C and C is provided.
  • the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C that are cascade-connected in between are configured in a differential type by a plurality of transistors Trl, Tr2, Tr3, and Tr4, respectively.
  • the plurality of constant current circuits II, 12, and 13 are transistors Trl1, Trl2, Trl3, Trl4, and Tr21, Tr22, Tr23, respectively.
  • a plurality of constant current circuits 11 1, 112, 113, 114 by Tr 24, each transistor of the plurality of constant current circuits 11 1, 112, 133, 114 Trl l, Trl 2, Trl 3, Trl4 and Tr 21 , Tr22, Tr23, and Tr24 are configured to be supplied with a pulse signal Pa input to the control terminal 36c.
  • the phase signal output terminal 36b and the negative-phase signal output terminal 361 are connected, and the positive-phase signal input terminal 36a and the negative-phase signal input terminal 36 are connected to the positive-phase and negative-phase high-frequency signals C as the high-frequency carrier signal C, respectively.
  • carrier signals C and C are sequentially amplified by a plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C configured as the differential type, and are amplified from the normal phase signal output terminal 36b and the negative phase signal output terminal 361.
  • the high-frequency carrier signal c to be output includes a synthesis circuit 37D that synthesizes and outputs a high-frequency carrier signal c having a positive phase and a reverse phase.
  • the high-frequency electronic switch 36 shown in Figs. 3A and 3B is more preferably a plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C in which the supply current control circuit 38 is configured in the differential type. Including a plurality of constant current circuits 111, 112, I 13, 114 connected to each of the transistors Trl, Tr2, Tr3, Tr4, and a plurality of the plurality of constant current circuits according to the level of the pulse signal Pa input to the control terminal 36c.
  • the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, 37C configured in the differential type are simultaneously or approximately simultaneously It is characterized by an amplification operation state or non-amplification operation state.
  • the high-frequency electronic switch 36 shown in FIGS. 3A and 3B is more preferably a plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C each configured as the differential type, respectively, in the supply current control circuit 38 ′ 1.
  • a plurality of constant current circuits 111, 112, 113, 114 connected to each of the transistors Trl, Tr2, Tr3, Tr4, and the differential type with respect to the pulse signal Pa input to the control terminal 36c A plurality of delay circuits Dl, D2, and D3 that provide delays corresponding to delays of the positive-phase and reverse-phase high-frequency carrier signals C and C that are sequentially amplified in the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C, and Depending on the level of the pulse signal Pa input to the control terminal 36c, the plurality of constant current circuits 111, 112, 113, 114 are timed corresponding to the delays of the positive-phase and negative-phase high-frequency carrier signals C, Cr. The operating state or non-operating state is shifted To Les, Ru.
  • FIGS. 3A and 3B are simulation results of gain frequency characteristics when the high-frequency electronic switch 36 configured as shown in FIGS. 3A and 3B is turned on and off.
  • Fig. 4 The characteristics of Fig. 4 are based on the signal input of the high frequency electronic switch 36 configured as shown in Figs. 3A and 3B. This is the characteristic when the carrier signals C and C ', whose phases are inverted, are differentially input to the power terminals 36a and 36a'. An on / off ratio of l lOdB or higher is obtained at 26 GHz.
  • the characteristic shown in Fig. 5 is the characteristic when one carrier signal C is input as a single signal.
  • each of the amplifier circuits 37A, 37B, and 37C is configured as a differential type.
  • the circuit configuration of the high-frequency electronic switch 36 does not require the use of a coil as in the conventional high-frequency electronic switch. Therefore, the pulse Pa having a narrow width used in a UWB radar system, for example, a width of Ins or less, is used. It has a high speed capable of responding to.
  • the burst wave Pb output from the high-frequency electronic switch 36 is amplified by the power amplifier 39 and supplied to the transmission antenna 32.
  • the short pulse wave Pt described above is radiated from the transmitting antenna 32 to the space 1 to be searched.
  • the receiving unit 40 receives the reflected wave Pr from the object la in the space 1 via the receiving antenna 41, amplifies the received signal R by the LNA (low noise amplifier) 42, and outputs the output signal.
  • R ′ is detected by the detection circuit 43.
  • the output signal H of the detection circuit 43 is converted to a digital value by the analog Z digital (A / D) converter 45 and input to the signal processing unit 50.
  • the signal processing unit 50 analyzes the object la existing in the space 1 based on the signal H obtained by the receiving unit 40, and outputs the analysis result to an output device (for example, a display, An audio generator) informs the control unit 60 of information necessary for control.
  • an output device for example, a display, An audio generator
  • the control unit 60 transmits the short pulse radar 30 to the transmission unit 31 and the reception unit 40 according to a predetermined schedule or according to the processing result of the signal processing unit 50. On the other hand, various predetermined controls necessary for exploration are performed.
  • the burst wave generator 34 of the transmission unit 31 is configured to generate the burst wave Pb by interrupting the carrier signal C by the high-frequency electronic switch 36 with very little carrier leakage.
  • the limitation on the power density specified when using UWB should be considered only for the instantaneous parsing of the short-less wave output when the burst wave Pb is transmitted as the transmission wave in the radar system.
  • the specified power can be used as effectively as possible.
  • the burst wave generator shown in FIGS. 1, 2A and B and FIGS. 3A and B includes the carrier signal generator 35 that continuously outputs the high-frequency carrier signal C, and the carrier.
  • a plurality of amplifying circuits 37A, 37B, and 37C each including a transistor Tr that is cascade-connected to the terminal 36a and the signal input terminal 36a and sequentially amplifies the high-frequency carrier signal C, and the plurality of amplifying circuits.
  • the control terminal 36c to which the pulse signal Pa having the first level period and the second level period is input, and the pulse signal Pb input to the control terminal 36c is the first level period.
  • the operation current is supplied to the transistors Tr of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C to place the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C in an amplification operation state, and the pulse signal Pa is the second signal.
  • a supply current control circuit 38, and the high-frequency electronic switch 36 allows high-frequency transmission between the signal input terminal 36a and the signal output terminal 36e in accordance with the level of the pulse signal Pa input to the control terminal 36c.
  • the high frequency carrier It is characterized in that an output or output stop state No. C in bursts.
  • the short pulse radar shown in Figs. 1, 2A and B and Figs. Each time the trigger signal G is received, in order to radiate a short pulse wave Pt having a predetermined width to the space 1, the carrier signal generator 35 that continuously outputs the high frequency carrier signal C and the carrier signal generator 35
  • a receiving unit 40 that performs detection processing, a signal processing unit 50 that performs analysis processing of the object la existing in the space 1 based on the output from the receiving unit 40, and an analysis result from the signal processing unit 50
  • a control unit 60 that performs predetermined control on at least one of the transmission unit 31 and the reception unit 40, and the high frequency electronic switch 36 of the burst wave generator 34 includes the high frequency carrier signal C
  • the control terminal 36c to which the pulse signal Pa having the period of the second level and the period of the second level is input, and the pulse signal input to the control terminal 36c is in the period of the first level.
  • the high-frequency electronic switch 36 opens and closes the signal input terminal 36a and the signal output terminal 36e at high frequency according to the level of the pulse signal Pa input to the control terminal 36c, so that the high-frequency carrier signal C Is characterized in that it is output in a burst state or in an output stopped state.
  • the burst wave generator and the short pulse radar shown in FIGS. 1, 2A, B and 3A, B are more preferably provided as the signal input terminal 36a of the high-frequency electronic switch 36.
  • the high-frequency wire carrier rear signal C of the positive phase and the negative phase as a high-frequency carrier signal C
  • the positive-phase signal input terminal 36a and reverse phase signal at least one of C r is input
  • An input terminal 36a and a signal output terminal 36e of the high-frequency electronic switch 36 are provided as a positive-phase signal output terminal 36b and a negative-phase signal for outputting at least one of the positive-phase and negative-phase high-frequency carrier signals C and C.
  • the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C are each configured as a differential type by a plurality of transistors Trl, Tr2, Tr3, and Tr4.
  • the burst wave generator and the short pulse radar shown in FIGS. 1, 2A, B and 3A, B are more preferably the supply current control of the high frequency electronic switch 36.
  • the circuit 38 includes a plurality of constant current circuits II, 12, 13 connected to the transistors of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, 37C, respectively, and the level of the pulse signal Pa input to the control terminal 36c.
  • the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C are simultaneously or substantially simultaneously amplified. Alternatively, it is characterized by a non-amplifying operation state.
  • the burst wave generator and the short pulse radar shown in FIGS. 1, 2A, B and 3A, B are more preferably the plurality of constant current circuits II, 12, 13 Each is a transistor. , Trl l, Trl 2, Trl 3, Trl4 and a plurality of constant current circuits II, 12, 13, 111, 112, 113, 114 by Tr21, Tr22, Tr23, Tr24. Pulses input to the control terminal 36c at the bases of the transistors Q, Trl l, Trl 2, Trl 3, Trl4 and Tr21, Tr22, Tr23, Tr24 on paths II, 12, 13, 11 1, 112, 113, 114 The feature is that the signal Pa is supplied.
  • the burst wave generator and the short pulse radar shown in FIGS. 1, 2A, B and 3A, B are more preferably the control of the supply current of the high frequency electronic switch 36.
  • the circuit 38 ⁇ includes a plurality of constant current circuits II, 12, 13, 11 1, 112, II connected to the transistors Tr, Trl, Tr2, Tr3, Tr4 of the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, 37C, respectively. 3, 114 and the high-frequency carrier of the positive phase and the reverse phase that are sequentially amplified in the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C with respect to the pulse signal Pa input to the control terminal 36c.
  • the burst wave generator and the short pulse radar shown in FIGS. 1, 2A, B and 3A, B are more preferably the plurality of constant current circuits II, 12, 13 Is composed of a plurality of constant current circuits II, 12, 1311 1, 112, 113, 114 each comprising transistors Q, Trl 1, Trl 2, Trl 3, Trl4 and Tr21, Tr22, Tr23, Tr24.
  • Transistors Q, Trl l, Trl 2, Trl 3, Trl4 and Tr21, Tr22, Tr23, Tr24 of current circuit II, 12, 13, 11 1, 112, 113, 114 are input to the control terminal 36c. This is characterized in that the pulse signal Pa is supplied.
  • the burst wave generator and the short pulse radar shown in FIGS. 1, 2A, B and 3A, B are more preferably the normal phase signal output terminal 36b and the reverse phase signal.
  • the positive phase signal input terminal 36a and the negative phase signal input terminal 36a are input with the high frequency carrier signals C and C of the positive phase and the negative phase as the high frequency signal C for the switch, respectively.
  • the high-frequency carrier signals that are sequentially amplified by the plurality of amplifier circuits 37A, 37B, and 37C configured as the differential type and output from the positive-phase signal output terminal 36b and the negative-phase signal output terminal 36. It is characterized in that it has a synthesis circuit 37D that synthesizes and outputs high-frequency carrier signals C and C of positive and negative phases as C.
  • the above embodiment is an example in which the present invention is applied to a UWB short pulse radar.
  • the high-frequency electronic switch and burst wave generator of the present invention are not limited to UWB short pulse radars, but other than UWB. It can also be applied to devices that generate high-frequency signals and burst waves in the frequency band.

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Abstract

　高周波電子スイッチは、被スイッチ用の高周波信号が入力される信号入力端子と、前記信号入力端子に複数段カスケード接続され、それぞれ前記被スイッチ用の高周波信号を順次に増幅するためのトランジスタによる複数の増幅回路と、前記複数の増幅回路の最終段の増幅回路の出力部に接続され、前記順次に増幅される被スイッチ用の高周波信号を出力する信号出力端子と、スイッチング信号としての第１のレベルの期間及び第２のレベルの期間を有するパルス信号が入力される制御端子と、前記制御端子に入力されるパルス信号が第１のレベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回路の各トランジスタに作動用電流を供給して前記複数の増幅回路を増幅動作状態とし、前記パルス信号が第２のレベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回路の各トランジスタに対する作動用電流の供給を停止して前記複数の増幅回路を非増幅動作状態とする供給電流制御回路とを備える。この高周波電子スイッチ、前記制御端子に入力されるパルス信号のレベルに応じて前記信号入力端子と前記信号出力端子との間を高周波的にアイソレート可能に開閉することにより、閉時の高周波信号リークを効果的に抑圧する。

Description

明 細 書
高周波電子スィッチ及びそれを用いるバースト波発生装置及びそれを用 レ、る短ノ ルスレーダ
技術分野
[0001] 本発明は高周波電子スィッチ及びそれを用いるバースト波発生装置及びそれを用 レ、る短パルスレーダに係り、特に、車載レーダ（automotive radars)や視覚障害者 の歩行支援用レーダ等のために割り当てられている 22〜29GHzの準ミリ波帯（UW B : Ultra— wideband)の短パルスレーダ（short range radars)等の送信部に用 いるバースト波発生装置において、そのキャリア漏れを防止するための技術を採用し た高周波電子スィッチ及びそれを用レ、るバ一スト波発生装置及びそれを用いる短パ ノレスレーダに関する。
背景技術
[0002] パルス波を用いて空間の物体を探查するパルスレーダは、基本的に図 6に示す構 成を有している。
[0003] すなわち、送信部 11は、後述する制御部 20から所定周期 Tgで出力されるトリガ信 号 Gをパルス発生器 12で受ける。
[0004] このパルス発生器 12は、トリガ信号 Gに同期した所定幅のパルス信号 Paをバースト 波発生装置 13に出力する。
[0005] このバースト波発生装置 13は、パルス信号 Paが入力されている期間（例えば、パ ノレス信号 Paのハイレベル期間）には、所定周波数のキャリア信号を有するバースト波 Pbを出力し、パルス信号 Paが入力されていない期間（例えば、パルス信号 Paのロー レベル期間）には、そのキャリア信号を有するバースト波 Pbの出力を停止させる。
[0006] なお、このバースト波発生装置 13の構成としては、連続的に出力される所定周波 数のキャリア信号を有するバースト波をスィッチで断続する方式と、所定周波数のキ ャリア信号を有するバースト波を発振出力する発振器の発振動作をオン/オフ制御 する方式とがある。
[0007] このバースト波発生装置 13から出力されるバースト波 Pbは、電力増幅器 14で増幅 されて送信アンテナ 15に供給される。
[0008] このため、送信アンテナ 15からは、トリガ信号 Gに同期した所定幅のパルス波 Ptが 空間 1へ放射される。
[0009] このパルス波 Ptが空間 1に存在する物体 laによって反射されると、その反射波 Pr が、受信部 16の受信アンテナ 17で受信されて、その受信信号 Rが検波回路 18によ つて検波される。
[0010] 信号処理部 19は、例えば、送信部 11のパルス発生器 12からパルス波 Paが送出さ れたタイミングを基準タイミングとして、受信部 16から出力される信号 Hのレベル変化 のタイミングや、その出力波形を求めることにより、空間 1に存在する物体 laの解析を 行う。
[0011] 制御部 20は、信号処理部 19の処理結果等に基づいて、送信部 11及び受信部 16 に対する所定の各種制御を行う。
[0012] なお、このようなレーダの基本的な構成は、次の特許文献 1、 2に開示されている。
特許文献 1 :特開平 7— 012921号公報
特許文献 2 :特開平 8— 313619号公報
[0013] このような基本構成を有するレーダのうち、近年実用化されつつある車載用のレー ダとしては、次のような二つのタイプのレーダがある。
[0014] 第 1のタイプのノ^レスレーダは、ミリ波帯（77GHz)を用い、高出力で、遠距離の狭 い角度範囲を探査して、衝突防止や走行制御等の高速走行時の支援を目的とする レーダである。
[0015] 第 2のタイプのパルスレーダは、準ミリ波（22〜29GHz)を用い、低出力で近距離 の広い角度範囲を探査し、 自動車の死角補助、車庫入れ補助等、低速走行時の支 援を目的とする短ノ ルスレーダである。
[0016] この準ミリ波帯を使用する UWBレーダは、車載レーダだけでなぐ視覚障害者の歩 行支援用レーダや近距離通信システム等にも使用される。
[0017] 広帯域である UWBレーダにおいては、例えば、幅が Ins以下の短パルスを用いる ことができ、距離分解能が高レ、レーダを実現することができる。
発明の開示 [0018] し力し、この UWBレーダを実現するために、解決すべき種々の問題がある。
[0019] その重要な問題の一つは、送信部 11から出力されるバースト波のキャリア信号の漏 れの問題である。
[0020] ところで、前述のように、 UWBレーダでは 22〜29GHz帯を使用することになつて いる力 この帯域の中には電波天文や地球探查衛星業務 (EESS)のパッシブセン サを保護するための RR電波発射禁止帯（23. 6〜24. 0GHz)が含まれている。
[0021] 2002年、 FCC (米国連邦通信委員会）は、次の非特許文献 1において、 22〜29 GHzに置ける平均電力密度を一 41. 3dBm以下、ビーク電力密度が〇dBm/50M Hzとする規定を公開してレ、る。
[0022] この規定の中には、前記 EESSへの電波干渉を抑えるため、仰角サイドロープを数 年毎に― 25dB力、ら _ 35dBへと低減することも併せて規定されてレ、る。
非特許文献 1 : FCC 02-48 New Part 15 Rules, FIRST REPORT AN D ORDER
[0023] し力 ながら、これを実現するためには、 UWBレーダに用いるアンテナの垂直方向 の寸法が大きくなり、一般の乗用車に搭載することが困難になることが想定される。
[0024] このため、 FCCは、アンテナのサイドローブに頼らない方法として、 2004年に下記 非特許文献 2で、前記 RR電波発射禁止帯の放射電力密度をこれまでより 20dB小さ レヽー 61. 3dBm/MHzとする改定ルールを迫加してレ、る。
非特午文献 2 : Second Report and Order and Second Memorandum
Opinion and Order" FCC 04— 285, Dec. 16, 2004
[0025] 従来の UWBレーダは、連続発振器からの連続波（CW)を半導体スィッチでオン/ オフする方式を採用してレ、る。
[0026] この方式では、スィッチのアイソレーションの不完全性により、大きな残留キャリアが 発生するため、図 7に破線で示すように、前記残留キャリアを、ドップラーレーダ用に 割り当てられている 24. 05〜24. 25GHzの SRD (Short Range Device)バンド に避難させている。
[0027] し力、しながら、 SRDパンドは前記 RR電波発射禁止帯と極めて接近しており、 EES Sなどとの干渉が避けられないという深刻な問題がある。 [0028] 従って、この RR電波発射禁止帯の近傍の周波数をキャリア周波数として利用する レーダシステムとしては、水平方向にビームを絞る必要があるので、必然的に送信ァ ンテナの縦方向の寸法が大きくなつてしまレ、、車載用あるいは携帯利用を考えると極 めて不利となる。
[0029] なお、前記したように、連続して出力される所定周波数のキャリア信号を有するバー スト波をスィッチで断続する方式の場合、 UWBレーダシステムにおいては、例えば、 幅力 ins以下の狭い幅のパルスに応答できるように半導体デバイスによる高周波電 子スィッチを用いる必要がある。
[0030] しかるに、従来の半導体デバイスによる高周波電子スィッチ（例えば、ダイオードス イッチ、アナログスィッチ等）では、オフ時のキャリア信号のリークが大きいので、上記 レーダシステムとしての探査距離等が大きく制限されてしまうという問題が顕著となる
[0031] また、ダイオードスィッチの場合、コイルを介してダイオードに電流を流してオン状 態にする構成が多ぐコイルのインダクタンスにより、例えば、幅が Ins以下の短パル スのような幅の狭いパルスに対しては良好に応答することができない。
[0032] これらの事情から、 RR電波発射禁止帯より高い、図 7に実線で示す周波数帯等で も応答速度が速くリークの少ない高周波電子スィッチ及びそれを用いるバースト波発 生装置及びそれを用いる短パルスレーダの実現が強く望まれている。
[0033] 本発明の目的は、 RR電波発射禁止帯より高い UWBの周波数帯等でも応答速度 が速くリークの少ない高周波電子スィッチ及びそれを用いるバースト波発生装置及び それを用いる短パルスレーダを提供することである。
[0034] 前記目的を達成するために、本発明の第 1の態様によると、
被スィッチ用の高周波信号 (C)が入力される信号入力端子（36a)と、
前記信号入力端子（36a)に複数段カスケード接続され、それぞれ前記被スィッチ 用の高周波信号 (C)を順次に増幅するためのトランジスタ (Tr)による複数の増幅回 路（37A、 37B、 37C)と、
前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)の最終段の増幅回路（37C)の出力部に 接続され、前記順次に増幅される被スィッチ用の高周波信号 (C)を出力する信号出 力端子（36e)と、
スイッチング信号としての第 1のレベルの期間及び第 2のレベルの期間を有するパ ノレス信号 (Pa)が入力される制御端子（36c)と、
前記制御端子（36c)に入力されるパルス信号 (Pa)が第 1のレベルの期間にあると き、前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)の各トランジスタ (Tr)に作動用電流を 供給して前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)を増幅動作状態とし、前記パルス 信号 (Pa)が第 2のレベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37 C)の各トランジスタ (Tr)に対する作動用電流の供給を停止して前記複数の増幅回 路（37A、 37B、 37C)を非増幅動作状態とする供給電流制御回路（38)とを備え、 前記制御端子（36c)に入力されるパルス信号 (Pa)のレベルに応じて前記信号入 力端子（36a)と信号出力端子（36e)との間を高周波的に開閉する高周波電子スイツ チが提供される。
[0035] また、前記目的を達成するために、本発明の第 2の態様によると、前記信号入力端 子 （36a)として備えられ、前記被スィッチ用の高周波信号 (C)として正相及び逆相 の高周波信号 (C、 C )の少なくとも一方が入力される正相信号入力端子（36a)及 び逆相信号入力端子（36^ )と、
前記信号出力端子（36e)として備えられ、前記正相及び逆相の高周波信号 (C、 C ' )の少なくとも一方が出力される正相信号出力端子（36b)及び逆相信号出力端子 (36b' )とを有し、
前記正相信号入力端子（36a)及び前記逆相信号入力端子（36^ )と前記正相信 号出力端子（36b)及び前記逆相信号出力端子（361/ )との間に複数段カスケード 接続される前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)をそれぞれ複数のトランジスタ（ Trl , Tr2、 Tr3、 Tr4)による差動型に構成したことを特徴とする第 1の態様に従う高 周波電子スィッチが提供される。
[0036] また、前記目的を達成するために、本発明の第 3の態様によると、前記供給電流制 御回路（38)は、それぞれ、前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)の各トランジス タ (Tr、 Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4)に接続される複数の定電流回路（11、 12、 13)を含み、 前記制御端子（36c)に入力されるパルス信号 (Pa)のレベルに応じて前記複数の定 電流回路 (11、 12、 13)を同時にまたはほぼ同時に動作状態または非動作状態とする ことにより、前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)を同時にまたはほぼ同時に増 幅動作状態または非増幅動作状態とすることを特徴とする第 1または第 2の態様に従 う高周波電子スィッチが提供される。
[0037] また、前記目的を達成するために、本発明の第 4の態様によると、前記供給電流制 御回路（38)の前記複数の定電流回路 (11、 12、 13)がそれぞれトランジスタ（Q、Trl 1、 Trl 2、 Trl3、 Trl4, Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24)による複数の定電流回路（II 、 12、 13、 111、 112、 113、 114)で構成され、前記複数の定電流回路（11、 12、 13、 II
1、 112、 113、 114)の各トランジスタ（Q、 Trl l、 Trl2、 Trl3、 Trl4, Tr21、 Tr22、 Tr23, Tr24)のベースに前記制御端子（36c)に入力されるパルス信号 (Pa)が供給 されるように構成したことを特徴とする第 3の態様に従う高周波電子スィッチが提供さ れる。
[0038] また、前記目的を達成するために、本発明の第 5の態様によると、前記供給電流制 御回路（38)は、それぞれ、前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)の各トランジス タ（Tr、 Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4)に接続される複数の定電流回路（11、 12、 13、 111、 II
2、 113、 114)と、前記制御端子（36c)に入力されるパルス信号 (Pa)に対して前記複 数の増幅回路（37A、 37B、 37C)において前記順次に増幅される被スィッチ用の高 周波信号 (C)の遅延に対応した遅延を与える複数の遅延回路 (Dl、 D2、 D3)とを 含み、前記制御端子（36c)に入力されるパルス信号 (Pa)のレベルに応じて前記複 数の定電流回路（11、 12、 13、 111、 112、 113、 114)を前記高周波信号（C)の遅延に 対応させて時間的にずらして動作状態または非動作状態とすることを特徴とする第 1 または第 2の態様に従う高周波電子スィッチが提供される。
[0039] また、前記目的を達成するために、本発明の第 6の態様によると、前記供給電流制 御回路（38)の前記複数の定電流回路 (11、 12、 13)がそれぞれトランジスタ（Q、Trl 1、 Trl 2、 Trl3、 Trl4, Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24)による複数の定電流回路（II 、 12、 13、 111、 112、 113、 114)で構成され、前記複数の定電流回路（11、 12、 13、 II 1、 112、 113、 114)の各トランジスタ（Q、 Trl l、 Trl2、 Trl3、 Trl4, Tr21、 Tr22、 Tr23, Tr24)のベースに前記制御端子（36c)に入力されるパルス信号 (Pa)が供給 されるように構成したことを特徴とする第 5の態様に従う高周波電子スィッチが提供さ れる。
[0040] また、前記目的を達成するために、本発明の第 7の態様によると、前記正相信号出 力端子（36b)及び前記逆相信号出力端子（361/ )の間に接続され、前記正相信号 入力端子（36a)及び前記逆相信号入力端子（36 )にそれぞれ前記被スィッチ用 の高周波信号 (c)として正相及び逆相の高周波信号 (c、 )が入力されたとき、 前記差動型に構成される複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)で順次に増幅されて 前記正相信号出力端子（36b)及び前記逆相信号出力端子（36b' )から出力される 前記被スィッチ用の高周波信号 (C)として正相及び逆相の高周波信号 (C、 Cr )を 合成して出力する合成回路（37D)をさらに備えていることを特徴とする第 2の態様に 従う高周波電子スィッチが提供される。
[0041] また、前記目的を達成するために、本発明の第 8の態様によると、
高周波キャリア信号を連続的に出力するキャリア信号発生器 (35)と、
前記キャリア信号発生器（35)から出力される前記高周波キャリア信号 (C)をバース ト状に出力または出力停止状態とする高周波電子スィッチ（36)とを備え、
前記高周波電子スィッチ（36)は、
前記高周波キャリア信号 (C)を受ける信号入力端子（36a)と、
前記信号入力端子（36a)に複数段カスケード接続され、それぞれ前記高周波キヤ リア信号 (C)を順次に増幅するためのトランジスタ (Tr)による複数の増幅回路（37A
、 37B、 37C)と、
前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)の最終段の増幅回路（37C)の出力部に 接続され、前記順次に増幅される高周波キャリア信号 (C)を出力する信号出力端子 (36e)と、
スイッチング信号としての第 1のレベルの期間及び第 2のレベルの期間を有するパ ノレス信号 (Pa)が入力される制御端子（36c)と、
前記制御端子（36c)に入力されるパルス信号 (Pa)が第 1のレベルの期間にあると き、前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)の各トランジスタ (Tr)に作動用電流を 供給して前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)を増幅動作状態とし、前記パルス 信号 (Pa)が第 2のレベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37 C)の各トランジスタ (Tr)に対する作動用電流の供給を停止して前記複数の増幅回 路（37A、 37B、 37C)を非増幅動作状態とする供給電流制御回路（38)とを備え、 前記高周波電子スィッチ（36)により、前記制御端子（36c)に入力されるパルス信 号 (Pa)のレベルに応じて前記信号入力端子（36a)と信号出力端子（36e)との間を 高周波的に開閉して、前記高周波キャリア信号 (C)をバースト状に出力または出力 停止状態とするバースト波発生装置が提供される。
[0042] また、前記目的を達成するために、本発明の第 9の態様によると、前記高周波電子 スィッチ（36)の前記信号入力端子（36a)として備えられ、前記高周波キャリア信号 (C)として正相及び逆相の高周波キャリア信号 (C、 )の少なくとも一方が入力さ れる正相信号入力端子（36a)及び逆相信号入力端子（36 )と、
前記高周波電子スィッチ（36)の前記信号出力端子（36e)として備えられ、前記正 相及び逆相の高周波キャリア信号 (C、 C )の少なくとも一方が出力される正相信号 出力端子（36b)及び逆相信号出力端子（36b' )とを有し、
前記正相信号入力端子（36a)及び前記逆相信号入力端子（36^ )と前記正相信 号出力端子（36b)及び前記逆相信号出力端子（361/ )との間に複数段カスケード 接続される前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)をそれぞれ複数のトランジスタ（ Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4)による差動型に構成したことを特徴とする第 8の態様に従うバ 一スト波発生装置が提供される。
[0043] また、前記目的を達成するために、本発明の第 10の態様によると、前記高周波電 子スィッチ（36)の前記供給電流制御回路（38)は、それぞれ、前記複数の増幅回路 (37A、 37B、 37C)の各トランジスタ（Tr、 Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4)に接続される複数 の定電流回路 (11、 12、 13)を含み、前記制御端子（36c)に入力されるパルス信号 (P a)のレベルに応じて前記複数の定電流回路 (11、 12、 13)を同時にまたはほぼ同時 に動作状態または非動作状態とすることにより、前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)を同時にまたはほぼ同時に増幅動作状態または前記非増幅動作状態とするこ とを特徴とする第 8または第 9の態様に従うバースト波発生装置が提供される。
[0044] また、前記目的を達成するために、本発明の第 11の態様によると、前記高周波電 子スィッチ（36)は、前記供給電流制御回路（38)の前記複数の定電流回路 (11、 12 、 13)がそれぞれトランジスタ（Q、 Trl l、 Trl2、 Trl3、 Trl4、 Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24)による複数の定電流回路（11、 12、 13、 111、 112、 113、 114)で構成され、前 記複数の定電流回路（11、 12、 13、 111、 112、 113、 114)の各トランジスタ（Q、 Trl 1 、 Trl2、 Trl3、 Trl4、 Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24)のベースに前記制卸端子（36c )に入力されるパルス信号 (Pa)が供給されるように構成したことを特徴とする第 10の 態様に従うバースト波発生装置が提供される。
[0045] また、前記目的を達成するために、本発明の第 12の態様によると、前記高周波電 子スィッチ（36)の前記供給電流制御回路（38)は、それぞれ、前記複数の増幅回路 (37A、 37B、 37C)の各トランジスタ（Tr、 Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4)に接続される複数 の定電流回路（11、 12、 13、 111、 112、 113、 114)と、前記制御端子（36c)に入力さ れるパルス信号（Pa)に対して前記複数の増幅回路 （37A、 37B、 37C)において 前記順次に増幅される高周波キャリア信号 (C)の遅延に対応した遅延を与える複数 の遅延回路 (Dl、 D2、 D3)とを含み、前記制御端子（36c)に入力されるパルス信号 (Pa)のレベルに応じて前記複数の定電流回路 （11、 12、 13)を前記高周波キャリア 信号 (C)の遅延に対応させて時間的にずらして動作状態または非動作状態とするこ とを特徴とする第 8または第 9の態様に従うバースト波発生装置が提供される。
[0046] また、前記目的を達成するために、本発明の第 13の態様によると、前記高周波電 子スィッチ（36)は、前記供給電流制御回路（38)の前記複数の定電流回路 (11、 12 、 13)がそれぞれトランジスタ（Q、 Trl l、 Trl 2, Trl3、 Trl4、 Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24)による複数の定電流回路（11、 12、 13、 111、 112、 113、 114)で構成され、前 記複数の定電流回路（11、 12、 13、 111、 112、 113、 114)の各トランジスタ（Q、 Trl 1 、 Trl2、 Trl3、 Trl4、 Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24)のベースに前記制卸端子（36c )に入力されるパルス信号 (Pa)が供給されるように構成したことを特徴とする第 12の 態様に従うバースト波発生装置が提供される。
[0047] また、前記目的を達成するために、本発明の第 14の態様によると、前記高周波電 子スィッチ（36)は、前記正相信号出力端子（36b)及び前記逆相信号出力端子（36 W )の間に接続され、前記正相信号入力端子（36a)及び前記逆相信号入力端子（ 36a' )にそれぞれ前記高周波キャリア信号 (C)として正相及び逆相の高周波信号（ C、 C )が入力されたとき、前記差動型に構成される複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)で順次に増幅されて前記正相信号出力端子（36b)及び前記逆相信号出力端 子 （361/ )から出力される前記高周波キャリア信号 (C)として正相及び逆相の高 周波キャリア信号 (C、 C )を合成して出力する合成回路（37D)をさらに備えている ことを特徴とする第 9の態様に従うバースト波発生装置が提供される。
また、前記目的を達成するために、本発明の第 15の態様によると、
送信トリガ信号 (G)を受ける毎に、所定幅の短パルス波（Pt)を空間（1)へ放射する ために、高周波キャリア信号を連続的に出力するキャリア信号発生器（35)及び該キ ャリア信号発生器 (35)から出力される前記高周波キャリア信号 (C)をバースト状に出 力または出力停止状態とする高周波電子スィッチ（36)とを含むバースト波発生装置 (34)を有する送信部（31)と、
前記短パルス波（Pt)の反射波（Pr)に対する受信検波処理を行う受信部 (40)と、 前記受信部（40)からの出力に基づいて、前記空間（1)に存在する物体（la)の解 析処理を行う信号処理部（50)と、
前記信号処理部（50)からの解析結果に基づレ、て、前記送信部（31)及び前記受 信部（40)の少なくとも一方に対して所定の制御を行う制御部（60)とを具備し、 前記バースト波発生装置（34)の高周波電子スィッチ（36)は、
前記高周波キャリア信号 (C)を受ける信号入力端子（36a)と、
前記信号入力端子（36a)に複数段カスケード接続され、それぞれ前記高周波キヤ リア信号を順次に増幅するためのトランジスタ (Tr)による複数の増幅回路（37A、 37 B、 37C)と、
前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)の最終段の増幅回路（37C)の出力部に 接続され、前記順次に増幅される高周波キャリア信号 (C)を出力する信号出力端子 (36e)と、
スイッチング信号としての第 1のレベルの期間及び第 2のレベルの期間を有するパ ルス信号 (Pa)が入力される制御端子（36c)と、
前記制御端子（36c)に入力されるパルス信号 (Pa)が第 1のレベルの期間にあると き、前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)の各トランジスタ (Tr)に作動用電流を 供給して前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)を増幅動作状態とし、前記パルス 信号 (Pa)が第 2のレベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37 C)の各トランジスタ (Tr)に対する作動用電流の供給を停止して前記複数の増幅回 路（37A、 37B、 37C)を非増幅動作状態とする供給電流制御回路（38)とを備え、 前記高周波電子スィッチ（36)により、前記制御端子（36c)に入力されるパルス信 号 (Pa)のレベルに応じて前記信号入力端子（36a)と前記信号出力端子（36e)との 間を高周波的に開閉して、前記高周波キャリア信号 (C)をバースト状に出力または 出力停止状態とする短パルスレーダが提供される。
[0049] また、前記目的を達成するために、本発明の第 16の態様によると、前記高周波電 子スィッチ（36)の前記信号入力端子（36a)として備えられ、前記高周波キャリア信 号 (C)として正相及び逆相の高周波キャリア信号 (C、 )の少なくとも一方が入力 される正相信号入力端子（36a)及び逆相信号入力端子（36^ )と、
前記高周波電子スィッチ（36)の前記信号出力端子（36e)として備えられ、前記正 相及び逆相の高周波キャリア信号 (C、 C )の少なくとも一方が出力される正相信号 出力端子（36b)及び逆相信号出力端子（36b' )とを有し、
前記正相信号入力端子（36a)及び前記逆相信号入力端子（36^ )と前記正相信 号出力端子（36b)及び前記逆相信号出力端子（361/ )との間に複数段カスケード 接続される前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)をそれぞれ複数のトランジスタ（ Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4)による差動型に構成したことを特徴とする第 15の態様に従う 短パルスレーダが提供される。
[0050] また、前記目的を達成するために、本発明の第 17の態様によると、前記高周波電 子スィッチ（36)の前記供給電流制御回路（38)は、それぞれ、前記複数の増幅回路 (37A、 37B、 37C)の各トランジスタ（Tr、 Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4)に接続される複数 の定電流回路（11、 12、 13、 111、 112、 113、 114)を含み、前記制御端子（36c)に入 力されるパルス信号（Pa)のレベルに応じて前記複数の定電流回路（11、 12、 13、 111 、 112、 113、 114)を同時にまたはほぼ同時に動作状態または非動作状態とすること により、前記複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)を同時にまたはほぼ同時に増幅動 作状態または非増幅動作状態とすることを特徴とする第 15または第 16の態様に従う 短パルスレーダが提供される。
[0051] また、前記目的を達成するために、本発明の第 18の態様によると、前記高周波電 子スィッチ（36)は、前記供給電流制御回路（38)の前記複数の定電流回路 (11、 12 、 13)力それぞれ卜ランジスタ（Q、 Trl l、 Trl2、 Trl3、 Trl4、 Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24)による複数の定電流回路（11、 12、 13、 111、 112、 113、 114)で構成され、前 記複数の定電流回路（11、 12、 13、 111、 112、 113、 114)の各トランジスタ（Q、 Trl 1 、 Trl2、 Trl3、 Trl4、 Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24)のベースに前記制卸端子（36c )に入力されるパルス信号 (Pa)が供給されるように構成したことを特徴とする第 17の 態様に従う短パルスレーダが提供される。
[0052] また、前記目的を達成するために、本発明の第 19の態様によると、前記高周波電 子スィッチ（36)の前記供給電流制御回路（38)は、それぞれ、前記複数の増幅回路 (37A、 37B、 37C)の各トランジスタに接続される複数の定電流回路（11、 12、 13)と 、前記制御端子（36c)に入力されるパルス信号 (Pa)に対して前記複数の増幅回路 (37A、 37B、 37C)において前記順次に増幅される高周波キャリア信号 (C)の遅延 に対応した遅延を与える複数の遅延回路 (Dl、 D2、 D3)とを含み、前記制御端子（ 36c)に入力されるパルス信号 (Pa)のレベルに応じて前記複数の定電流回路 (11、 I 2、 13)を前記高周波キャリア信号 (C)の遅延に対応させて時間的にずらして動作状 態または非動作状態とすることを特徴とする第 15または第 16の態様に従う短パルス レーダが提供される。
[0053] また、前記目的を達成するために、本発明の第 20の態様によると、前記高周波電 子スィッチ（36)は、前記供給電流制御回路（38)の前記複数の定電流回路 (11、 12 、 13)力それぞれ卜ランジスタ（Q、 Trl l、 Trl 2, Trl3、 Trl4、 Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24)による複数の定電流回路（11、 12、 13、 111、 112、 113、 114)で構成され、前 記複数の定電流回路（11、 12、 13、 111、 112、 113、 114)の各トランジスタ（Q、 Trl 1 、 Trl2、 Trl3、 Trl4、 Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24)のベースに前記制卸端子（36c )に入力されるパルス信号 (Pa)が供給されるように構成したことを特徴とする第 19の 態様に従う短パルスレーダが提供される。 [0054] また、前記目的を達成するために、本発明の第 21の態様によると、前記正相信号 出力端子（36b)及び前記逆相信号出力端子（361/ )の間に接続され、前記正相信 号入力端子（36a)及び前記逆相信号入力端子（36 )にそれぞれ前記高周波キ ャリア信号 (C)として正相及び逆相の高周波キャリア信号 (C、 C )が入力されたとき 、前記差動型に構成される複数の増幅回路（37A、 37B、 37C)で順次に増幅されて 前記正相信号出力端子（36b)及び前記逆相信号出力端子（36b' )から出力される 前記高周波信号 (C)として正相及び逆相の高周波キャリア信号 (C、 C )を合成し て出力する合成回路（37D)をさらに備えていることを特徴とする第 16の態様に従う 短パルスレーダが提供される。
[0055] このように、本発明の高周波電子スィッチ 36は、作動電流の供給制御が可能なトラ ンジスタによる複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cが、信号入力端子 36aと信号出力 端子 36eとの間に複数段カスケード接続されて構成されているので、複数段分のアイ ソレーシヨンを得ることができ、 RR電波発射禁止帯より高い UWBの周波数帯等にお いてもオフ時の高周波キャリア信号のリークを十分に抑制することができる。
[0056] また、この高周波電子スィッチ 36をバースト波発生装置 34に用いると、キャリア漏 れを防ぐことができ、レーダシステム 30に用いると、その送信パルスの電力を有効に 使用すること力できる。
[0057] また、各増幅回路 37A、 37B、 37Cを差動型に構成した高周波電子スィッチ 36で は、各増幅回路 37A、 37B、 37Cが差動型に構成されていることにより、各増幅回路 37A、 37B、 37Cでのオフ時のリーク成分に対するキャンセル効果によってより高い アイソレーションが得られるので、リークをさらに効果的に抑制することができるように なる。
[0058] 従って、この差動型に構成した高周波電子スィッチ 36をバースト波発生装置 34に 用いると、キャリア漏れをさらに防ぐことができ、レーダシステム 30に用いると、リークを さらに効果的に抑制することができる分だけ、その送信パルスの電力をさらに有効に 使用すること力 Sできる。
図面の簡単な説明
[0059] [図 1]図 1は、本発明の実施形態として適用される短パルスレーダ 30の構成を示すブ ロック図である。
[図 2A]図 2Aは、図 1の実施形態の要部の構成として高周波電子スィッチの回路構 成を例示するブロック図である。
[図 2B]図 2Bは、図 1の実施形態の要部の構成として高周波電子スィッチの回路構成 の変形例を示すブロック図である。
[図 3A]図 3Aは、図 1の実施形態の要部の構成として高周波電子スィッチの具体例を 示す回路図である。
[図 3B]図 3Bは、図 1の実施形態の要部の構成として高周波電子スィッチのより詳細 な具体例を示す回路図である。
[図 4]図 4は、図 3A, Bの実施例において、差動入力時の高周波電子スィッチのオン オフ特性のシミュレーション結果を示す図である。
[図 5]図 5は、図 3A, Bの実施例において、シングノレ入力時の高周波電子スィッチの オンオフ特性のシミュレーション結果を示す図である。
[図 6]図 6は、従来のパルスレーダの基本構成を示すブロック図である。
[図 7]図 7は、準ミリ波帯 UWBのスペクトラムマスクと望ましい使用周波数帯を示す図 である。
発明を実施するための最良の形態
[0060] 以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
[0061] 図 1は、本発明が適用される短パルスレーダ 30のブロック構成を示している。
[0062] この短パルスレーダ 30は、送信部 31、受信部 40、信号処理部 50及び制御部 60 によって構成されている。
[0063] 送信部 31は、制御部 60から所定周期 Tgで出力されるトリガ信号 Gを受ける毎に、 所定幅 Tp (例えば、 Ins)で所定キャリア周波数 Fc (例えば、 26GHz)の短パルス波
Ptを生成して送信アンテナ 32から空間 1へ放射する。
[0064] なお、送信アンテナ 32は、後述する受信アンテナ 41と共用される場合もある。
[0065] この送信部 31は、図 1に示しているように、制御部 60からのトリガ信号 Gに同期した 幅 Tpのパルス信号 Paを発生するパルス発生器 33と、このパルス発生器 33からのパ ノレス信号 Paを受けている間 Tpだけキャリア周波数 Fcのキャリア信号をバースト状に 出力するバースト波発生装置 34と、このバースト波発生装置 34から出力されるバー スト波を増幅して送信アンテナ 32に供給する電力増幅器 39とを有している。
[0066] バースト波発生装置 34は、周波数 Fcのキャリア信号 Cを連続的に出力するキャリア 信号発生器 35と、このキャリア信号発生器 35からのキャリア信号 Cを信号入力端子 3 6aで受けると共に、前記パルス発生器 33からのノ^レス信号 Paを制御端子 36cで受 けることにより、パルス信号 Paのレベルに応じて信号入力端子 36aと信号出力端子 3 6eとの間を高周波的に開閉する高周波電子スィッチ 36 (詳細は後述される）とによつ て構成されている。
[0067] すなわち、このバースト波発生装置 34は、高周波電子スィッチ 36の制御端子 36c に対して、パルス発生器 33からのノ ルス信号 Paが入力されている期間（例えば、 ノレス信号 Paのハイレベル:第 1のレベル期間）には、所定周波数のキャリア信号を有 するバースト波 Pbを出力し、パルス信号 Paが入力されていない期間（例えば、ノ ルス 信号 Paのローレベル：第 2のレベル期間）には、そのキャリア信号を有するバースト波 Pbの出力を停止させる。
[0068] 図 2Aは、図 1の実施形態の要部の構成として高周波電子スィッチ 36の回路構成を 例示するブロック図である。
[0069] すなわち、図 2Aに示す高周波電子スィッチ 36は、それぞれ、高周波のキャリア信 号 Cを順次に増幅するためのトランジスタ Trを有し、信号入力端子 36aと信号出力端 子 36eとの間に複数段 (ここでは 3段)カスケード接続された複数の増幅回路 37A、 3 7B、 37Cと、この複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trが作動するた めに必要な電流を供給し、且つその電流供給を制御端子 36cから入力されるパルス 信号 Paに基づいて制御する供給電流制御回路 38とにより構成されている。
[0070] この供給電流制御回路 38は、それぞれ、複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各ト ランジスタ Trに接続されて、当該複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trに作動用の電流 (バイアス電流）をそれぞれ供給するオンオフ可能な複数の定電 流 II、 12、 13を有し、制御端子 36cから入力されるパルス信号 Paをそれらの定電流 回路 II、 12、 13に与えて該パルス信号 Paのレベルに応じて前記複数の定電流回路 I 1、 12、 13を同時にまたはほぼ同時に動作状態または非動作状態とする。 [0071] これにより、高周波電子スィッチ 36は、複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トラ ンジスタ Trを同時にまたはほぼ同時にオンオフさせて、当該複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cを同時にまたはほぼ同時に増幅動作状態または非増幅動作状態とするこ とにより、キャリア信号 Cを断続させている。
[0072] すなわち、この高周波電子スィッチ 36は、信号入力端子 36aから入力されるキヤリ ァ信号 Cを複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの初段の増幅回路 37Aで受けると共 に、当該高周波電子スィッチ 36が作動（オン動作)状態であれば、入力されたキヤリ ァ信号 Cを初段の増幅回路 37Aで反転増幅して、次段の増幅回路 37Bに出力する
[0073] また、次段の増幅回路 37Bは、初段の増幅回路 37Aで増幅されたキャリア信号 C が入力されると共に、当該高周波電子スィッチ 36が作動 (オン動作)状態であれば、 入力されたキャリア信号 Cを反転増幅して、最終段の増幅回路 37Cに出力する。
[0074] そして、最終段の増幅回路 37Cは、次段の増幅回路 37Bで増幅されたキャリア信 号 Cが入力されると共に、当該高周波電子スィッチ 36が作動 (オン動作)状態であれ ば、入力されたキャリア信号 Cを反転増幅して、信号出力端子 36eに出力する。
[0075] ここで、複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trの作動用電流 （バイ ァス電流）は、当該高周波電子スィッチ 36を作動 (オン動作)状態とするために、各ト ランジスタ Trに接続されている供給電流制御回路 38の定電流回路 II、 12、 13によつ て供給される。
[0076] これら定電流回路 II、 12、 13は、それぞれオンオフ動作可能なトランジスタ（Q)で構 成されている（図 2B参照）。
[0077] そして、制御端子 36cからバッファ 38aを介して定電流回路 II、 12、 13の各トランジ スタは、それらのベースに入力されるパルス信号 Paがハイレベル（第 1のレベル）の 期間においてはオン (動作)状態となる。
[0078] これにより、複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cは、それらの各トランジスタ Trに作動 用電流が供給されて増幅動作状態となされることにより、当該高周波電子スィッチ 36 が作動 (オン動作)状態となって信号入力端子 36aと信号出力端子 36eとの間を高周 波的に閉じて、複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cにより順次に増幅されたキャリア信 号 cを通過させる。
[0079] また、定電流回路 II、 12、 13の各トランジスタは、パルス信号 Paがローレベル（第 2 のレベル）の期間におレ、てはオフ（非動作)状態となる。
[0080] これにより、複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cは、それらの各トランジスタ Trに対す る作動用電流の供給が停止されて非増幅動作状態となることにより、当該高周波電 子スィッチ 36が非作動 (オフ動作)状態となって信号入力端子 36aと信号出力端子 3 6eとの間が高周波的に開いて、すなわち、アイソレーションされることにより、キャリア 信号 Cの通過が阻止される。
[0081] 従って、高周波電子スィッチ 36が非作動 (オフ動作)状態である期間では、キャリア 信号 Cのリークを効果的に抑圧することができる。
[0082] この場合、高周波電子スィッチ 36は、作動電流の供給制御が可能なトランジスタ Tr による複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cが、信号入力端子 36aと信号出力端子 36e との間に複数段カスケード接続されて構成されているので、複数段分のアイソレーシ ヨンを得ることができ、前述した RR電波発射禁止帯より高い UWBの周波数帯等にお いてもオフ時の高周波キャリア信号のリークを十分に抑制することができる。
[0083] すなわち、図 2Aに示す高周波電子スィッチ 36は、基本的には、被スィッチ用の高 周波信号 Cが入力される信号入力端子 36aと、前記信号入力端子 36aに複数段カス ケード接続され、それぞれ前記被スィッチ用の高周波信号を順次に増幅するための トランジスタ Trによる複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cと、前記複数の増幅回路 37
A、 37B、 37Cの最終段の増幅回路 37Cの出力部に接続され、前記順次に増幅さ れる被スィッチ用の高周波信号 Pbを出力する信号出力端子 36eと、スイッチング信 号としての第 1のレベルの期間及び第 2のレベルの期間を有するパルス信号 Paが入 力される制御端子 36cと、前記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paが第 1のレ ベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trに 作動用電流を供給して前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cを増幅動作状態とし、 前記パルス信号 Paが第 2のレベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回路 37A、 37
B、 37Cの各トランジスタ Trに対する作動用電流の供給を停止して前記複数の増幅 回路 37A、 37B、 37Cを非増幅動作状態とする供給電流制御回路 38とを備え、前 記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paのレベルに応じて前記信号入力端子 36 aと信号出力端子 36eとの間を高周波的に開閉することを特徴としている。
[0084] また、図 2Aに示す高周波電子スィッチ 36は、より好ましくは、前記供給電流制御回 路 38が、それぞれ、前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trに接 続される複数の定電流回路 II、 12、 13を含み、前記制御端子 36cに入力されるパル ス信号 Paのレベルに応じて前記複数の定電流回路 II、 12、 13を同時にまたはほぼ 同時に動作状態または非動作状態とすることにより、前記複数の増幅回路 37A、 37 B、 37Cを同時にまたはほぼ同時に増幅動作状態または非増幅動作状態とすること を特徴としている。
[0085] 図 2Bは、図 1の実施形態の要部の構成として高周波電子スィッチ 36の回路構成の 変形例を示すブロック図である。
[0086] 図 2Bに示す高周波電子スィッチ 36は、それぞれ、高周波のキャリア信号 Cを増幅 するためのトランジスタ Trを有し、信号入力端子 36aと信号出力端子 36eとの間に複 数段（ここでは 3段）カスケード接続された複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cと、この 複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trが作動するために必要な電流 を供給し、且つその電流供給を制御端子 36cから入力されるパルス信号 Paに基づい て制御する供給電流制御回路 38' とにより構成されている。
[0087] この供給電流制御回路 38 は、それぞれ、複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの 各トランジスタ Trに接続されて、当該複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジ スタ Trに作動用の電流 (バイアス電流）を供給するそれぞれオンオフ動作可能なトラ ンジスタ Qで構成されている複数の定電流回路 II、 12、 13と、制御端子 36cに入力さ れるパルス信号 Paに対して複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cにおいて前記順次に 増幅される高周波キャリア信号の遅延に対応した遅延を与える複数の遅延回路 Dl、 D2、 D3とを含み、制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paのレベルに応じて複数 の定電流回路 II、 12、 13を高周波キャリア信号の遅延に対応させて時間的にずらし て動作状態または非動作状態とする。
[0088] これにより、高周波電子スィッチ 36は、複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トラ ンジスタ Trを高周波キャリア信号の遅延に対応させて時間的にずらしてオンオフさせ て、当該複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cを高周波キャリア信号の遅延に対応させ て時間的にずらして増幅動作状態または非増幅動作状態とすることにより、キャリア 信号 Cを断続させている。
[0089] これにより、前述した図 2Aの高周波電子スィッチ 36のように制御端子 36cに入力さ れるパルス信号のレベルに応じて前記複数の定電流回路 II、 12、 13を同時にまたは ほぼ同時に動作状態または非動作状態とする場合において、信号出力端子 36eカゝ ら出力されるキャリア信号 Cの立ち上がり及び立ち下がり部分で生じがちな波形歪み を効果的に抑圧することができる。
[0090] すなわち、図 2Bに示す高周波電子スィッチ 36は、基本的には、被スィッチ用の高 周波信号 Cが入力される信号入力端子 36aと、前記信号入力端子 36aに複数段カス ケード接続され、それぞれ前記被スィッチ用の高周波信号を順次に増幅するための トランジスタ Trによる複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cと、前記複数の増幅回路 37
A、 37B、 37Cの最終段の増幅回路 37Cの出力部に接続され、前記順次に増幅さ れる被スィッチ用の高周波信号 Pbを出力する信号出力端子 36eと、スイッチング信 号としての第 1のレベルの期間及び第 2のレベルの期間を有するパルス信号 Paが入 力される制御端子 36cと、前記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paが第 1のレ ベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trに 作動用電流を供給して前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cを増幅動作状態とし、 前記パルス信号 Paが第 2のレベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回路 37A、 37
B、 37Cの各トランジスタ Trに対する作動用電流の供給を停止して前記複数の増幅 回路 37A、 37B、 37Cを非増幅動作状態とする供給電流制御回路 38' とを備え、 前記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paのレベルに応じて前記信号入力端子 36aと信号出力端子 36eとの間を高周波的に開閉することを特徴としている。
[0091] また、図 2Bに示す高周波電子スィッチ 36は、より好ましくは、前記供給電流制御回 路 38^ が、それぞれ、前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trに 接続される複数の定電流回路 II、 12、 13と、前記制御端子 36cに入力されるパルス 信号 Paに対して前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cにおいて前記順次に増幅さ れる被スィッチ用の高周波信号 Cの遅延に対応した遅延を与える複数の遅延回路 D 1、 D2、 D3とを含み、前記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paのレベルに応じ て前記複数の定電流回路 II、 12、 13を前記高周波信号 Cの遅延に対応させて時間 的にずらして動作状態または非動作状態とすることを特徴としている。
[0092] 以上のように、図 2A、 Bに示す高周波電子スィッチ 36は、パルス信号 Paに基づレヽ て作動電流の供給がオンオフ制御されるトランジスタによる複数の増幅回路 37A、 3 7B、 37Cをカスケード接続した構成であるので、オフ状態におけるキャリア信号のリ ークを、複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの段数分だけ効果的に抑圧することがで きる。
[0093] 図 3Aは、高周波電子スィッチ 36の複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cのより具体的 な構成を示す図である。
[0094] この図 3Aにおける高周波電子スィッチ 36は、キャリア信号発生器 35から出力され る互いに位相が反転した正相及び逆相のキャリア信号 C、 を正相信号入力端子 36a及び逆相信号入力端子 36a' で受けると共に、当該高周波電子スィッチ 36のォ ン動作時に、これらの正相及び逆相のキャリア信号 C、 C をそれぞれ複数のトラン ジスタ Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4による差動型に構成されている複数の増幅回路 37A、 3 7B、 37Cで順次に増幅して、正相及び逆相のバースト波 Pb、 を正相信号出力 端子 36b及び逆相信号出力端子 36 力 出力するように構成されている。
[0095] この場合、高周波電子スィッチ 36は、差動型に構成される複数の増幅回路 37A、 3 7B、 37Cの最終段の増幅回路 37Cの正相出力部及び逆相出力部すなわち正相信 号出力端子 36b及び逆相信号出力端子 361 との間に接続され、前記正相信号出 力端子 36b及び逆相信号出力端子 36 から出力される前記順次に増幅されて出 力される正相及び逆相のバースト波 Pb、 Vb' を合成して信号出力端子 36eから出 力させる合成回路 37Dを備えている。
[0096] この合成回路 37Dとしては、バラン (balun)回路による集中定数回路あるいはマイ クロストリップラインによる分布定数回路等を用いることができる。
[0097] これにより、図 1の電力増幅器 39には、高周波電子スィッチ 36内で、差動型に構成 される複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの最終段の増幅回路 37Cの正相出力部及 び逆相出力部を介して正相信号出力端子 36b及び逆相信号出力端子 361 から出 力される互いに位相が反転した正相及び逆相のバースト波 Pb、 PW が合成回路 37 Dによって差動合成されたバースト波 Pb (すなわち、振幅が 2倍に増加した成分）が 信号出力端子 36eから入力されることになる。
[0098] 従って、この場合、電力増幅器 39には、振幅が 2倍に増加したバースト波 Pbが入 力されるので、電力増幅器 39の増幅度をその分だけ低減することができる。
[0099] 図 3Aに示しているように、高周波電子スィッチ 36内で、差動型に構成される複数 の増幅回路 37A、 37B、 37Cは、それぞれ、互いに位相が反転する入力信号をトラ ンジスタ Trl、 Tr3によるェミッタフォロアで受けると共に、そのトランジスタ Trl、 Tr3 によるェミッタフォロアからの出力を、差動接続された 2つのトランジスタ Tr2、 Tr4によ りそれぞれ反転増幅 (小振幅に対する増幅度は数 dB)して出力するように構成されて いる。
[0100] なお、図 3Aにおいて、参照符号 Raは入力整合用抵抗（例えば、 50 Ω )、参照符号 RLは負荷抵抗（例えば、 50 Ω )である。
[0101] また、参照符号 Ckは、トランジスタ Tr2、 Tr4の両ェミッタ間を高周波的に接続する コンデンサであり、この実施形態の場合、信号周波数が GHz帯と高いので、 lpFある いはそれ以下の容量値のコンデンサが用いられる。
[0102] また、高周波電子スィッチ 36により低周波成分も含めてオンオフする場合には、コ ンデンサ Ckの容量を大きくする力、あるいはコンデンサを用いずにトランジスタ Tr2、 Tr4のェミッタ間を直結して、直流成分から増幅できるように構成してもよい。
[0103] この高周波電子スィッチ 36は、正相信号入力端子 36a及び逆相信号入力端子 36 Ά' 力 入力される正相及び逆相のキャリア信号 C、 C を、差動型に構成される複 数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの初段の増幅回路 37Aで受けると共に、当該高周 波電子スィッチ 36が作動（オン動作)状態であれば入力された正相及び逆相のキヤ リア信号 C、 を初段の増幅回路 37Aで反転増幅して次段の増幅回路 37Bに出 力する。
[0104] また、次段の増幅回路 37Bは、初段の増幅回路 37Aで増幅されたキャリア信号 C、 Cr が入力されると共に、当該高周波電子スィッチ 36が作動 (オン動作)状態であれ ば入力された正相及び逆相のキャリア信号 C、 C を反転増幅して最終段の増幅回 路 37Cに出力する。
[0105] そして、最終段の増幅回路 37Cは、次段の増幅回路 37Bで増幅されたキャリア信 号 C、 が入力されると共に、当該高周波電子スィッチ 36が作動 (オン動作)状態 であれば入力された正相及び逆相のキャリア信号 C、 C を反転増幅して、正相信号 出力端子 36b及び逆相信号出力端子 361 に出力する。
[0106] それぞれ差動型に構成される複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ T rl、 Tr2、 Tr3、 Tr4の作動用電流（バイアス電流）は、複数の増幅回路 37A、 37B、 37C毎の各トランジスタ Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4に接続されている供給電流制御回路 3 8の各定電流回路 II、 12、 13によって供給される。
[0107] この場合、供給電流制御回路 38の各定電流回路 II、 12、 13には、それぞれ、複数 の増幅回路 37A、 37B、 37C毎の各トランジスタ Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4と各負バイァ ス電源 Veとの間に接続される 4つの定電流回路 111、 112、 113、 114が備えられてい る。
[0108] 図 3Bは、図 1の実施形態の要部の構成として高周波電子スィッチ 36のより詳細な 具体例を示す回路図である。
[0109] なお、図 3Bにおいて、前述した図 3Aに示す高周波電子スィッチ 36と同一の部分 には同一の参照符号を付して、それらの説明を省略するものとする。
[0110] 図 3Bに示す高周波電子スィッチ 36においては、それぞれ差動型に構成される複 数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4に接続される 各定電流回路 II、 12、 13に備えられている 4つの定電流回路 111、 112、 113、 114の うち図示下部の 2つの定電流回路 111、 II 2が、それぞれオンオフ動作可能なトラン ジスタ Trl l、 Trl 2、 Trl3、 Trl4で構成されている。
[0111] また、図示上部の 2つの定電流回路 113、 114が、それぞれオンオフ動作可能なトラ ンジスタ Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24で構成されてレ、る。
[0112] なお、図 3Bにおいて、参照符号 Rl l、 R12は、トランジスタ Trl l、 Trl 2及び Trl3
、 Trl4毎の共通ェミッタバイアス抵抗である。
[0113] また、図 3Bにおいて、参照符号 R13、 R14は、トランジスタ Tr21、 Tr22及び Tr23
、 Tr24毎の共通ェミッタバイアス抵抗である。 [0114] また、参照符号 Dl l、 D12は、それぞれ、トランジスタ Trl l、 Trl4及び Tr21、 Tr2
4の各コレクタに共通に接続されるダイオードである。
[0115] そして、制御端子 36cからバッファ 38aを介して定電流回路 111、 112、 113、 114の 各トランジスタ Trl l、 Trl2、 Trl3、 Trl4及び Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24のベース に入力されるパルス信号 Paがハイレベル（第 1のレベル）の期間においては当該高 周波電子スィッチ 36がオン (動作)状態となって、作動用電流を供給してそれらをォ ンさせる。
[0116] これにより、正相信号入力端子 36a及び逆相信号入力端子 36 と正相信号出力 端子 36b及び逆相信号出力端子 361 との間が高周波的に閉じられて、複数の増 幅回路 37A、 37B、 37Cにより順次に増幅された正相及び逆相のキャリア信号 C、 C ' を通過させる。
[0117] なお、正相信号出力端子 36b及び逆相信号出力端子 361/ を通過した正相及び 逆相のキャリア信号 C、 C は、前述したように合成回路 37Dによって差動合成され たバースト波 Pb (すなわち、振幅が 2倍に増加した成分）として信号出力端子 36eか ら出力される。
[0118] また、制御端子 36cからバッファ 38aを介して定電流回路 111、 112、 113、 114の各 トランジスタ Trl l、 Trl2、 Trl3、 Trl4及び Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24のベースに 入力されるパルス信号 Paがローレベル（第 2のレベル）の期間においては当該高周 波電子スィッチ 36がオフ（非動作)状態となって、それぞれ差動型に構成される複数 の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4に対する作動用 電流の供給が停止されてそれらをオフさせる。
[0119] これにより、複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cが非増幅動作状態となって、正相信 号入力端子 36a及び逆相信号入力端子 36 と正相信号出力端子 36b及び逆相 信号出力端子 361 との間が高周波的に開かれることになる。
[0120] 以上により、図 3A、 Bに示す高周波電子スィッチ 36においては、当該高周波電子 スィッチ 36がオフ（非動作)状態にあるときには、正相信号入力端子 36a及び逆相信 号入力端子 36 と正相信号出力端子 36b及び逆相信号出力端子 361 との間が 高周波的に開かれて、すなわち、アイソレーションされることにより、正相及び逆相の キャリア信号 C、 C の通過が阻止される。
[0121] 従って、高周波電子スィッチ 36が非作動 (オフ動作)状態である期間では、正相及 び逆相のキャリア信号 C、 C のリークを効果的に抑圧することができる。
[0122] この場合、高周波電子スィッチ 36は、作動電流の供給制御が可能なトランジスタ Tr による複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cが、正相信号入力端子 36a及び逆相信号 入力端子 36 と正相信号出力端子 36b及び逆相信号出力端子 361 との間に力 スケード接続されて構成されているので、複数段分のアイソレーションを得ることがで き、前述した RR電波発射禁止帯より高い UWBの周波数帯等においてもオフ時の高 周波キャリア信号のリークを十分に抑制することができる。
[0123] このように、図 3A、 Bに示す高周波電子スィッチ 36は、パルス信号 Paに基づいて 作動電流の供給がオンオフ制御されるトランジスタによるそれぞれ差動型に構成され る複数の増幅回路をカスケード接続した構成であるので、オフ状態におけるキャリア 信号のリークを、複数の増幅回路の段数分だけ効果的に抑圧することができる。
[0124] 図 3A、 Bに示す高周波電子スィッチ 36においても、図示破線で示すように、図 2B に示す高周波電子スィッチ 36と同様の目的で、制御端子 36cに入力されるパルス信 号 Paに対して複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cにおいて順次に増幅される正相及 び逆相のキャリア信号 C、 C の遅延に対応した遅延を与える複数の遅延回路 D l、 D2、 D3を備えるように構成することにより、制御端子 36cに入力されるパルス信号 Pa のレベルに応じて複数の定電流回路 II、 12、 13をキャリア信号 C、 C の遅延に対応 させて時間的にずらして動作状態または非動作状態とさせるようにすることができる。
[0125] すなわち、図 3A、 Bに示す高周波電子スィッチ 36は、基本的には、被スィッチ用の 正相及び逆相の高周波キャリア信号 C、 C が入力される正相信号入力端子 36a及 び逆相信号入力端子 36 と、前記正相信号入力端子 36a及び前記逆相信号入力 端子 36a' に複数段カスケード接続され、それぞれ前記被スィッチ用の正相及び逆 相の高周波キャリア信号 C、 を順次に増幅するためのトランジスタ Trによる差動 構成の複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cと、前記差動構成の複数の増幅回路 37A 、 37B、 37Cの最終段の増幅回路 37Cの差動出力部に接続され、前記順次に増幅 される被スィッチ用の正相及び逆相の高周波キャリア信号 C、 C を出力する正相信 号出力端子 36b及び逆相信号出力端子 361 と、スイッチング信号としての第 1のレ ベルの期間及び第 2のレベルの期間を有するパルス信号が入力される制御端子 36c と、前記制御端子 36cに入力されるパルス信号が第 1のレベルの期間にあるとき、前 記差動構成の複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trに作動用電流を 供給して前記差動構成の複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cを増幅動作状態とし、前 記パルス信号が第 2のレベルの期間にあるとき、前記差動構成の複数の増幅回路 3 7A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trに対する作動用電流の供給を停止して前記差動 構成の複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cを非増幅動作状態とする供給電流制御回 路 38とを備え、前記制御端子 36cに入力されるパルス信号のレベルに応じて前記正 相信号入力端子 36a及び逆相信号入力端子 36 と正相信号出力端子 36b及び 逆相信号出力端子 361 との間を高周波的に開閉することを特徴としている。
[0126] 従って、図 3A、 Bに示す高周波電子スィッチ 36は、より好ましい構成として、前記 信号入力端子 36aとして備えられ、前記高周波キャリア信号 Cとして正相及び逆相の 高周波信号 C、 C の少なくとも一方が入力される正相信号入力端子 36a及び逆相 信号入力端子 36^ と、前記信号出力端子 36eとして備えられ、前記正相及び逆相 の高周波キャリア信号 C、 C の少なくとも一方が出力される正相信号出力端子 36b 及び逆相信号出力端子 36 とを有し、前記正相信号入力端子 36a及び逆相信号 入力端子 36a と前記正相信号出力端子 36b及び逆相信号出力端子 361/ との間 に複数段カスケード接続される前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cをそれぞれ複 数のトランジスタ Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4による差動型に構成したしたことを特徴として いる。
[0127] また、図 3Bに示す高周波電子スィッチ 36は、より好ましくは、前記複数の定電流回 路 II、 12、 13がそれぞれトランジスタ Trl l、 Trl 2、 Trl 3、 Trl4及び Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24による複数の定電流回路 11 1、 112、 113、 114で構成され、前記複数の 定電流回路 11 1、 112、 133、 114の各トランジスタ Trl l、 Trl 2、 Trl 3、 Trl4及び Tr 21、 Tr22、 Tr23、 Tr24のベースに前記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Pa が供給されるように構成したことを特徴としてレ、る。
[0128] また、図 3A、 Bに示す高周波電子スィッチ 36においては、より好ましくは、前記正 相信号出力端子 36b及び前記逆相信号出力端子 361 の間に接続され、前記正相 信号入力端子 36a及び前記逆相信号入力端子 36 にそれぞれ前記高周波キヤリ ァ信号 Cとして正相及び逆相の高周波キャリア信号 C、 C が入力されたとき、前記 差動型に構成される複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cで順次に増幅されて前記正 相信号出力端子 36b及び前記逆相信号出力端子 361 から出力される前記高周波 キャリア信号 cとして正相及び逆相の高周波キャリア信号 c、 を合成して出力する 合成回路 37Dさらにを備えてレ、ることを特徴としてレ、る。
[0129] また、図 3A、 Bに示す高周波電子スィッチ 36は、より好ましくは、前記供給電流制 御回路 38が、それぞれ、前記差動型に構成される複数の増幅回路 37A、 37B、 37 Cの各トランジスタ Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4に接続される複数の定電流回路 111、 112、 I 13、 114を含み、前記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paのレベルに応じて前 記複数の定電流回路 111、 112、 113、 114を同時にまたはほぼ同時に動作状態また は非動作状態とすることにより、前記差動型に構成される複数の増幅回路 37A、 37 B、 37Cを同時にまたはほぼ同時に増幅動作状態または非増幅動作状態とすること を特徴としている。
[0130] また、図 3A、 Bに示す高周波電子スィッチ 36は、より好ましくは、前記供給電流制 御回路 38' 1 それぞれ、前記差動型に構成される複数の増幅回路 37A、 37B、 3 7Cの各トランジスタ Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4に接続される複数の定電流回路 111、 112 、 113、 114と、前記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paに対して前記差動型に 構成される複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cにおいて前記順次に増幅される正相 及び逆相の高周波キャリア信号 C、 C の遅延に対応した遅延を与える複数の遅延 回路 Dl、 D2、 D3とを含み、前記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paのレベル に応じて前記複数の定電流回路 111、 112、 113、 114を前記正相及び逆相の高周波 キャリア信号 C、 Cr の遅延に対応させて時間的にずらして動作状態または非動作 状態とすることを特徴としてレ、る。
[0131] 図 4、図 5は、上記図 3A、 Bに示すように構成される高周波電子スィッチ 36のオン オフ時の利得の周波数特性のシミュレーション結果である。
[0132] 図 4の特性は、図 3A、 Bに示すように構成される高周波電子スィッチ 36の信号入 力端子 36a、 36a' に対して、互いに位相が反転したキャリア信号 C、 C' を差動入 力したときの特性であり、 26GHzで、 l lOdB以上のオンオフ比が得られている。
[0133] また、図 5の特性は、一方のキャリア信号 Cをシングノレ入力したときの特性であり、 2
6GHzで、約 lOOdBのオンオフ比が得られている。
[0134] このような大きなオンオフ比は、各増幅回路 37A、 37B、 37Cが差動型に構成され ているために、オフ時のリーク成分に対するキャンセル効果によってもたらされるもの と考えられる。
[0135] ただし、上記特性は理論上のものであり、実際に回路を実装した場合のオンオフ比 は上記結果より悪化するが、その悪化分を経験的に 30dBと見積もっても、 80dB以 上のオンオフ比が期待でき、 26GHz帯におけるキャリア漏れを十分に抑圧すること ができる。
[0136] また、上記高周波電子スィッチ 36の回路構成では従来の高周波電子スィッチのよ うにコイルを用いないで済むので、 UWBのレーダシステムに用いる幅の狭い、例え ば、幅が Ins以下のパルス Paに応答可能な高速性を有している。
[0137] そして、図 1に示しているように、上記高周波電子スィッチ 36から出力されるバース ト波 Pbは、電力増幅器 39により増幅されて送信アンテナ 32に供給される。
[0138] このため、送信アンテナ 32からは前記した短パルス波 Ptが探査対象の空間 1に放 射される。
[0139] 一方、受信部 40は、空間 1の物体 laからの反射波 Prを、受信アンテナ 41を介して 受信し、その受信信号 Rを LNA (低雑音増幅器) 42により増幅し、その出力信号 R' を検波回路 43によって検波する。
[0140] 検波回路 43の出力信号 Hは、アナログ Zデジタル (A/D)変換器 45によってデジ タル値に変換され、信号処理部 50に入力される。
[0141] 信号処理部 50は、受信部 40で得られた信号 Hに基づいて、空間 1に存在する物 体 laについての解析を行い、その解析結果を図示しない出力機器 (例えば、表示器 、音声発生器）によって報知し、また制御に必要な情報を制御部 60に通知する。
[0142] 制御部 60は、この短パルスレーダ 30について予め決められたスケジュールにした がって、あるいは、信号処理部 50の処理結果に応じて、送信部 31及び受信部 40に 対して探査に必要な所定の各種制御を行う。
[0143] このように送信部 31のバースト波発生装置 34は、キャリア漏れが極めて少ない高 周波電子スィッチ 36によってキャリア信号 Cを断続してバースト波 Pbを発生するよう に構成されている。
[0144] 従って、 UWBの使用に際して規定されている電力密度の制限は、レーダシステム における送信波としてのバースト波 Pbの発振時に出力される短ノ^レス波の瞬時パヮ 一についてのみ考慮すればよぐ規定されている電力を最大限有効に使用できる。
[0145] すなわち、以上のように図 1、図 2A、 B及び図 3A、 Bに示されるバースト波発生装 置は、高周波キャリア信号 Cを連続的に出力するキャリア信号発生器 35と、前記キヤ リア信号発生器 35から出力される前記高周波キャリア信号 Cをバースト状に出力また は出力停止状態とする高周波電子スィッチ 36とを備え、前記高周波電子スィッチ 36 は、前記高周波キャリア信号 Cを受ける信号入力端子 36aと、前記信号入力端子 36 aに複数段カスケード接続され、それぞれ前記高周波キャリア信号 Cを順次に増幅す るためのトランジスタ Trによる複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cと、前記複数の増幅 回路 37A、 37B、 37Cの最終段の増幅回路 37Cの出力部に接続され、前記順次に 増幅される高周波キャリア信号 Cを出力する信号出力端子 36eと、スイッチング信号 としての第 1のレベルの期間及び第 2のレベルの期間を有するパルス信号 Paが入力 される制御端子 36cと、前記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Pbが第 1のレべ ルの期間にあるとき、前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trに作 動用電流を供給して前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cを増幅動作状態とし、前 記パルス信号 Paが第 2のレベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回路 37A、 37B 、 37Cの各トランジスタ Trに対する作動用電流の供給を停止して前記複数の増幅回 路 37A、 37B、 37Cを非増幅動作状態とする供給電流制御回路 38とを備え、前記 高周波電子スィッチ 36により、前記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paのレべ ルに応じて前記信号入力端子 36aと信号出力端子 36eとの間を高周波的に開閉し て、前記高周波キャリア信号 Cをバースト状に出力または出力停止状態とすることを 特徴としている。
[0146] また、以上のように図 1、図 2A、 B及び図 3A、 Bに示される短パルスレーダは、送信 トリガ信号 Gを受ける毎に、所定幅の短パルス波 Ptを空間 1へ放射するために、高周 波キャリア信号 Cを連続的に出力するキャリア信号発生器 35及び該キャリア信号発 生器 35から出力される前記高周波キャリア信号 Cをバースト状に出力または出力停 止状態とする高周波電子スィッチ 36とを含むバースト波発生装置 34を有する送信部 31と、前記短パルス波 Ptの反射波 Prに対する受信検波処理を行う受信部 40と、前 記受信部 40からの出力に基づいて、前記空間 1に存在する物体 laの解析処理を行 う信号処理部 50と、前記信号処理部 50からの解析結果に基づいて、前記送信部 31 及び前記受信部 40の少なくとも一方に対して所定の制御を行う制御部 60とを具備し 、前記バースト波発生装置 34の高周波電子スィッチ 36は、前記高周波キャリア信号 Cを受ける信号入力端子 36aと、前記信号入力端子 36aに複数段カスケード接続さ れ、それぞれ前記高周波キャリア信号 Cを順次に増幅するためのトランジスタ Trによ る複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cと、前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの最 終段の増幅回路 37Cの出力部に接続され、前記順次に増幅される高周波キャリア信 号 Cを出力する信号出力端子 36eと、スイッチング信号としての第 1のレベルの期間 及び第 2のレベルの期間を有するパルス信号 Paが入力される制御端子 36cと、前記 制御端子 36cに入力されるパルス信号が第 1のレベルの期間にあるとき、前記複数 の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trに作動用電流を供給して前記複数 の増幅回路 37A、 37B、 37Cを増幅動作状態とし、前記パルス信号 Paが第 2のレべ ルの期間にあるとき、前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Trに対 する作動用電流の供給を停止して前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cを非増幅 動作状態とする供給電流制御回路 38とを備え、前記高周波電子スィッチ 36により、 前記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paのレベルに応じて前記信号入力端子 36aと信号出力端子 36eとの間を高周波的に開閉して、前記高周波キャリア信号 Cを バースト状に出力または出力停止状態とすることを特徴としている。
また、以上のように図 1、図 2A、 B及び図 3A、 Bに示されるバースト波発生装置及 び短パルスレーダは、より好ましくは、前記高周波電子スィッチ 36の前記信号入力端 子 36aとして備えられ、前記高周波キャリア信号 Cとして正相及び逆相の高周波キヤ リア信号 C、 Cr の少なくとも一方が入力される正相信号入力端子 36a及び逆相信号 入力端子 36a と、前記高周波電子スィッチ 36の前記信号出力端子 36eとして備え られ、前記正相及び逆相の高周波キャリア信号 C、 C の少なくとも一方が出力され る正相信号出力端子 36b及び逆相信号出力端子 361/ とを有し、前記正相信号入 力端子 36a及び前記逆相信号入力端子 36 と前記正相信号出力端子 36b及び 前記逆相信号出力端子 361 との間に複数段カスケード接続される前記複数の増 幅回路 37A、 37B、 37Cをそれぞれ複数のトランジスタ Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4による 差動型に構成したことを特徴としている。
[0148] また、以上のように図 1、図 2A、 B及び図 3A、 Bに示されるバースト波発生装置及 び短パルスレーダは、より好ましくは、前記高周波電子スィッチ 36の前記供給電流制 御回路 38は、それぞれ、前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタに 接続される複数の定電流回路 II、 12、 13を含み、前記制御端子 36cに入力されるパ ルス信号 Paのレベルに応じて前記複数の定電流回路 II、 12、 13を同時にまたはほ ぼ同時に動作状態または非動作状態とすることにより、前記複数の増幅回路 37A、 3 7B、 37Cを同時にまたはほぼ同時に増幅動作状態または非増幅動作状態とするこ とを特徴としている。
[0149] また、以上のように図 1、図 2A、 B及び図 3A、 Bに示されるバースト波発生装置及 び短パルスレーダは、より好ましくは、前記複数の定電流回路 II、 12、 13がそれぞれ トランジスタ。、 Trl l、 Trl 2、 Trl 3、 Trl4及び Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24による複 数の定電流回路 II、 12、 13、 11 1、 112、 113、 114で構成され、前記複数の定電流回 路 II、 12、 13、 11 1、 112、 113、 114の各トランジスタ Q、 Trl l、 Trl 2、 Trl 3、 Trl4 及び Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24のベースに前記制御端子 36cに入力されるパルス 信号 Paが供給されるように構成したことを特徴としてレ、る。
[0150] また、以上のように図 1、図 2A、 B及び図 3A、 Bに示されるバースト波発生装置及 び短パルスレーダは、より好ましくは、前記高周波電子スィッチ 36の前記供給電流制 御回路 38^ は、それぞれ、前記複数の増幅回路 37A、 37B、 37Cの各トランジスタ Tr、 Trl、 Tr2、 Tr3、 Tr4に接続される複数の定電流回路 II、 12、 13、 11 1、 112、 II 3、 114と、前記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paに対して前記複数の増幅 回路 37A、 37B、 37Cにおいて前記順次に増幅される正相及び逆相の高周波キヤリ ァ信号 C、 C の遅延に対応した遅延を与える複数の遅延回路 Dl、 D2とを含み、前 記制御端子 36cに入力されるパルス信号 Paのレベルに応じて前記複数の定電流回 路 II、 12、 13、 11 1、 112、 113、 114を前記正相及び逆相の高周波キャリア信号 C、 C ' の遅延に対応させて時間的にずらして動作状態または非動作状態とすることを特 徴としている。
[0151] また、以上のように図 1、図 2A、 B及び図 3A、 Bに示されるバースト波発生装置及 び短パルスレーダは、より好ましくは、前記複数の定電流回路 II、 12、 13がそれぞれ トランジスタ Q、 Trl l、 Trl 2、 Trl 3、 Trl4及び Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24による複 数の定電流回路 II、 12、 1311 1、 112、 113、 114で構成され、前記複数の定電流回路 II、 12、 13、 11 1、 112、 113、 114の各トランジスタ Q、 Trl l、 Trl 2、 Trl 3、 Trl4及 び Tr21、 Tr22、 Tr23、 Tr24のベースに前記制御端子 36cに入力されるパルス信 号 Paが供給されるように構成したことを特徴としてレ、る。
[0152] また、以上のように図 1、図 2A、 B及び図 3A、 Bに示されるバースト波発生装置及 び短パルスレーダは、より好ましくは、前記正相信号出力端子 36b及び前記逆相信 号出力端子 36 の間に接続され、前記正相信号入力端子 36a及び前記逆相信号 入力端子 36a にそれぞれ前記被スィッチ用の高周波信号 Cとして正相及び逆相の 高周波キャリア信号 C、 C が入力されたとき、前記差動型に構成される複数の増幅 回路 37A、 37B、 37Cで順次に増幅されて前記正相信号出力端子 36b及び前記逆 相信号出力端子 36 から出力される前記高周波キャリア信号 Cとして正相及び逆 相の高周波キャリア信号 C、 C を合成して出力する合成回路 37Dを備えていること を特徴としている。
産業上の利用可能性
[0153] なお、上記実施形態は、本発明を UWBの短パルスレーダに用いた例である力 本 発明の高周波電子スィッチ及びバースト波発生装置は、 UWBの短パルスレーダだ けでなく、 UWB以外の周波数帯で、高周波信号の断続やバースト波を発生する装 置にも適用することが可能である。

Claims

請求の範囲
[1] 被スィッチ用の高周波信号が入力される信号入力端子と、
前記信号入力端子に複数段カスケード接続され、それぞれ前記被スィッチ用の高 周波信号を順次に増幅するためのトランジスタによる複数の増幅回路と、
前記複数の増幅回路の最終段の増幅回路の出力部に接続され、前記順次に増幅 される被スィッチ用の高周波信号を出力する信号出力端子と、
スイッチング信号としての第 1のレベルの期間及び第 2のレベルの期間を有するパ ノレス信号が入力される制御端子と、
前記制御端子に入力されるパルス信号が第 1のレベルの期間にあるとき、前記複 数の増幅回路の各トランジスタに作動用電流を供給して前記複数の増幅回路を増幅 動作状態とし、前記パルス信号が第 2のレベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回 路の各トランジスタに対する作動用電流の供給を停止して前記複数の増幅回路を非 増幅動作状態とする供給電流制御回路とを備え、
前記制御端子に入力されるパルス信号のレベルに応じて前記信号入力端子と前 記信号出力端子との間を高周波的に開閉する高周波電子スィッチ。
[2] 前記信号入力端子として備えられ、前記被スィッチ用の高周波信号として正相及 び逆相の高周波信号の少なくとも一方が入力される正相信号入力端子及び逆相信 号入力端子と、
前記信号出力端子として備えられ、前記正相及び逆相の高周波信号の少なくとも 一方が出力される正相信号出力端子及び逆相信号出力端子とを有し、
前記正相信号入力端子及び前記逆相信号入力端子と前記正相信号出力端子及 び前記逆相信号出力端子との間に複数段カスケード接続される前記複数の増幅回 路をそれぞれ複数のトランジスタによる差動型に構成したことを特徴とする請求項 1に 記載の高周波電子スィッチ。
[3] 前記供給電流制御回路は、それぞれ、前記複数の増幅回路の各トランジスタに接 続される複数の定電流回路を含み、前記制御端子に入力されるパルス信号のレべ ルに応じて前記複数の定電流回路を同時にまたはほぼ同時に動作状態または非動 作状態とすることにより、前記複数の増幅回路を同時にまたはほぼ同時に増幅動作 状態または非増幅動作状態とすることを特徴とする請求項 1または 2に記載の高周波 電子スィッチ。
[4] 前記供給電流制御回路の前記複数の定電流回路がそれぞれトランジスタによる複 数の定電流回路で構成され、前記複数の定電流回路の各トランジスタのベースに前 記制御端子に入力されるパルス信号が供給されるように構成したことを特徴とする請 求項 3に記載の高周波電子スィッチ。
[5] 前記供給電流制御回路は、それぞれ、前記複数の増幅回路の各トランジスタに接 続される複数の定電流回路と、前記制御端子に入力されるパルス信号に対して前記 複数の増幅回路において前記順次に増幅される被スィッチ用の高周波信号の遅延 に対応した遅延を与える複数の遅延回路とを含み、前記制御端子に入力されるパル ス信号のレベルに応じて前記複数の定電流回路を前記高周波信号の遅延に対応さ せて時間的にずらして動作状態または非動作状態とすることを特徴とする請求項 1ま たは 2に記載の高周波電子スィッチ。
[6] 前記供給電流制御回路の前記複数の定電流回路がそれぞれトランジスタによる複 数の定電流回路で構成され、前記複数の定電流回路の各トランジスタのベースに前 記制御端子に入力されるパルス信号が供給されるように構成したことを特徴とする請 求項 5に記載の高周波電子スィッチ。
[7] 前記正相信号出力端子及び前記逆相信号出力端子の間に接続され、前記正相 信号入力端子及び前記逆相信号入力端子にそれぞれ前記被スィッチ用の高周波 信号として正相及び逆相の高周波信号が入力されたとき、前記差動型に構成される 複数の増幅回路で順次に増幅されて前記正相信号出力端子及び前記逆相信号出 力端子から出力される前記被スィッチ用の高周波信号としての正相及び逆相の高周 波信号を合成して出力する合成回路をさらに備えていることを特徴とする請求項 2に 記載の高周波電子スィッチ。
[8] 高周波キャリア信号を連続的に出力するキャリア信号発生器と、
前記キャリア信号発生器力 出力される前記高周波キャリア信号をバースト状に出 力または出力停止状態とする高周波電子スィッチとを備え、
前記高周波電子スィッチは、 前記高周波キャリア信号を受ける信号入力端子と、
前記信号入力端子に複数段カスケード接続され、それぞれ前記高周波キャリア信 号を順次に増幅するためのトランジスタによる複数の増幅回路と、
前記複数の増幅回路の最終段の増幅回路の出力部に接続され、前記順次に増幅 される高周波キャリア信号を出力する信号出力端子と、
スイッチング信号としての第 1のレベルの期間及び第 2のレベルの期間を有するパ ノレス信号が入力される制御端子と、
前記制御端子に入力されるパルス信号が第 1のレベルの期間にあるとき、前記複 数の増幅回路の各トランジスタに作動用電流を供給して前記複数の増幅回路を増幅 動作状態とし、前記パルス信号が第 2のレベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回 路の各トランジスタに対する作動用電流の供給を停止して前記複数の増幅回路を非 増幅動作状態とする供給電流制御回路とを備え、
前記高周波電子スィッチにより、前記制御端子に入力されるパルス信号のレベル に応じて前記信号入力端子と前記信号出力端子との間を高周波的に開閉して、前 記高周波キャリア信号をバースト状に出力または出力停止状態とするバースト波発生 装置。
[9] 前記高周波電子スィッチの前記信号入力端子として備えられ、前記高周波キャリア 信号として正相及び逆相の高周波キャリア信号の少なくとも一方が入力される正相信 号入力端子及び逆相信号入力端子と、
前記高周波電子スィッチの前記信号出力端子として備えられ、前記正相及び逆相 の高周波キャリア信号の少なくとも一方が出力される正相信号出力端子及び逆相信 号出力端子とを有し、
前記正相信号入力端子及び前記逆相信号入力端子と前記正相信号出力端子及 び前記逆相信号出力端子との間に複数段カスケード接続される前記複数の増幅回 路をそれぞれ複数のトランジスタによる差動型に構成したことを特徴とする請求項 8に 記載のバースト波発生装置。
[10] 前記高周波電子スィッチの前記供給電流制御回路は、それぞれ、前記複数の増 幅回路の各トランジスタに接続される複数の定電流回路を含み、前記制御端子に入 力されるパルス信号のレベルに応じて前記複数の定電流回路を同時にまたはほぼ 同時に動作状態または非動作状態とすることにより、前記複数の増幅回路を同時に またはほぼ同時に増幅動作状態または前記非増幅動作状態とすることを特徴とする 請求項 8または 9に記載のバースト波発生装置。
[11] 前記高周波電子スィッチは、前記供給電流制御回路の前記複数の定電流回路が それぞれトランジスタによる複数の定電流回路で構成され、前記複数の定電流回路 の各トランジスタのベースに前記制御端子に入力されるパルス信号が供給されるよう に構成したことを特徴とする請求項 10に記載のバースト波発生装置。
[12] 前記高周波電子スィッチの前記供給電流制御回路は、それぞれ、前記複数の増 幅回路の各トランジスタに接続される複数の定電流回路と、前記制御端子に入力さ れるパルス信号に対して前記複数の増幅回路において前記順次に増幅される高周 波キャリア信号の遅延に対応した遅延を与える複数の遅延回路とを含み、前記制御 端子に入力されるパルス信号のレベルに応じて前記複数の定電流回路を前記高周 波キャリア信号の遅延に対応させて時間的にずらして動作状態または非動作状態と することを特徴とする請求項 8または 9に記載のバースト波発生装置。
[13] 前記高周波電子スィッチは、前記供給電流制御回路の前記複数の定電流回路が それぞれトランジスタによる複数の定電流回路で構成され、前記複数の定電流回路 の各トランジスタのベースに前記制御端子に入力されるパルス信号が供給されるよう に構成したことを特徴とする請求項 12に記載のバースト波発生装置。
[14] 前記高周波電子スィッチは、前記正相信号出力端子及び前記逆相信号出力端子 の間に接続され、前記正相信号入力端子及び前記逆相信号入力端子にそれぞれ 前記高周波キャリア信号として正相及び逆相の高周波キヤリァ信号が入力されたとき 、前記差動型に構成される複数の増幅回路で順次に増幅されて前記正相信号出力 端子及び前記逆相信号出力端子から出力される前記高周波キャリア信号としての正 相及び逆相の高周波キャリア信号を合成して出力する合成回路をさらに備えている ことを特徴とする請求項 9に記載のバースト波発生装置。
[15] 送信トリガ信号を受ける毎に、所定幅の短パルス波を空間へ放射するために、高周 波キャリア信号を連続的に出力するキャリア信号発生器及び該キャリア信号発生器 力 出力される前記高周波キャリア信号をバースト状に出力または出力停止状態と する高周波電子スィッチとを含むバースト波発生装置を有する送信部と、
前記短パルス波の反射波に対する受信検波処理を行う受信部と、
前記受信部からの出力に基づいて、前記空間に存在する物体の解析処理を行う信 号処理部と、
前記信号処理部からの解析結果に基づいて、前記送信部及び前記受信部の少な くとも一方に対して所定の制御を行う制御部とを具備し、
前記バースト波発生装置の高周波電子スィッチは、
前記高周波キャリア信号を受ける信号入力端子と、
前記信号入力端子に複数段カスケード接続され、それぞれ前記高周波キャリア信 号を順次に増幅するためのトランジスタによる複数の増幅回路と、
前記複数の増幅回路の最終段の増幅回路の出力部に接続され、前記順次に増幅 される高周波キャリア信号を出力する信号出力端子と、
スイッチング信号としての第 1のレベルの期間及び第 2のレベルの期間を有するパ ルス信号が入力される制御端子と、
前記制御端子に入力されるパルス信号が第 1のレベルの期間にあるとき、前記複 数の増幅回路の各トランジスタに作動用電流を供給して前記複数の増幅回路を増幅 動作状態とし、前記パルス信号が第 2のレベルの期間にあるとき、前記複数の増幅回 路の各トランジスタに対する作動用電流の供給を停止して前記複数の増幅回路を非 増幅動作状態とする供給電流制御回路とを備え、
前記高周波電子スィッチにより、前記制御端子に入力されるパルス信号のレベル に応じて前記信号入力端子と前記信号出力端子との間を高周波的に開閉して、前 記高周波キャリア信号をバースト状に出力または出力停止状態とする短パルスレー ダ。
前記高周波電子スィッチの前記信号入力端子として備えられ、前記高周波キャリア 信号として正相及び逆相の高周波キャリア信号の少なくとも一方が入力される正相信 号入力端子及び逆相信号入力端子と、
前記高周波電子スィッチの前記信号出力端子として備えられ、前記正相及び逆相 の高周波キャリア信号の少なくとも一方が出力される正相信号出力端子及び逆相信 号出力端子とを有し、
前記正相信号入力端子及び前記逆相信号入力端子と前記正相信号出力端子及 び前記逆相信号出力端子との間に複数段カスケード接続される前記複数の増幅回 路をそれぞれ複数のトランジスタによる差動型に構成したことを特徴とする請求項 15 に記載の短パルスレーダ。
[17] 前記高周波電子スィッチの前記供給電流制御回路は、それぞれ、前記複数の増 幅回路の各トランジスタに接続される複数の定電流回路を含み、前記制御端子に入 力されるパルス信号のレベルに応じて前記複数の定電流回路を同時にまたはほぼ 同時に動作状態または非動作状態とすることにより、前記複数の増幅回路を同時に またはほぼ同時に増幅動作状態または非増幅動作状態とすることを特徴とする請求 項 15または 16に記載の短パルスレーダ。
[18] 前記高周波電子スィッチは、前記供給電流制御回路の前記複数の定電流回路が それぞれトランジスタによる複数の定電流回路で構成され、前記複数の定電流回路 の各トランジスタのベースに前記制御端子に入力されるパルス信号が供給されるよう に構成したことを特徴とする請求項 17に記載の短パルスレーダ。
[19] 前記高周波電子スィッチの前記供給電流制御回路は、それぞれ、前記複数の増 幅回路の各トランジスタに接続される複数の定電流回路と、前記制御端子に入力さ れるパルス信号に対して前記複数の増幅回路において前記順次に増幅される高周 波キャリア信号の遅延に対応した遅延を与える複数の遅延回路とを含み、前記制御 端子に入力されるパルス信号のレベルに応じて前記複数の定電流回路を前記高周 波キャリア信号の遅延に対応させて時間的にずらして動作状態または非動作状態と することを特徴とする請求項 15または 16に記載の短パルスレーダ。
[20] 前記高周波電子スィッチは、前記供給電流制御回路の前記複数の定電流回路が それぞれトランジスタによる複数の定電流回路で構成され、前記複数の定電流回路 の各トランジスタのベースに前記制御端子に入力されるパルス信号が供給されるよう に構成したことを特徴とする請求項 19に記載の短パルスレーダ。
[21] 前記高周波電子スィッチは、前記正相信号出力端子及び前記逆相信号出力端子 の間に接続され、前記正相信号入力端子及び前記逆相信号入力端子にそれぞれ 前記高周波キャリア信号として正相及び逆相の高周波キヤリァ信号が入力されたとき 、前記差動型に構成される複数の増幅回路で順次に増幅されて前記正相信号出力 端子及び前記逆相信号出力端子から出力される前記高周波キャリア信号としての正 相及び逆相の高周波キャリア信号を合成して出力する合成回路をさらに備えている ことを特徴とする請求項 16に記載の短パルスレーダ。
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