JP2748063B2 - 時分割ｆｍレーダシステム - Google Patents
時分割ｆｍレーダシステムInfo
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- JP2748063B2 JP2748063B2 JP4093756A JP9375692A JP2748063B2 JP 2748063 B2 JP2748063 B2 JP 2748063B2 JP 4093756 A JP4093756 A JP 4093756A JP 9375692 A JP9375692 A JP 9375692A JP 2748063 B2 JP2748063 B2 JP 2748063B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、車載用の衝突防止シス
テムなどに利用される時分割ＦＭレーダシステムに関す
るものである。
テムなどに利用される時分割ＦＭレーダシステムに関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】乗用車などの車両に搭載され追突や衝突
防止用警報装置などに利用される車載レーダシステム
は、数１０ｃｍ程度の至近距離をも検出範囲とする必要
上高い分解能が要求され、この分解能の点でパルスレー
ダの形式よりもＦＭレーダの形式が適している。また、
先行車両や対向車両などの標的までの最遠測距範囲は数
１００ｍ程度の比較的短距離で足りるため、放射電波が
必要以上遠方まで伝播したり、既存のマイクロ波帯の通
信設備に干渉したりすることを回避する上で６０ＧＨｚ
程度の伝播減衰量の大きなミリ波帯の電波が適してい
る。このミリ波帯の利用はアンテナの小型化を図るとい
う点でも好適である。
防止用警報装置などに利用される車載レーダシステム
は、数１０ｃｍ程度の至近距離をも検出範囲とする必要
上高い分解能が要求され、この分解能の点でパルスレー
ダの形式よりもＦＭレーダの形式が適している。また、
先行車両や対向車両などの標的までの最遠測距範囲は数
１００ｍ程度の比較的短距離で足りるため、放射電波が
必要以上遠方まで伝播したり、既存のマイクロ波帯の通
信設備に干渉したりすることを回避する上で６０ＧＨｚ
程度の伝播減衰量の大きなミリ波帯の電波が適してい
る。このミリ波帯の利用はアンテナの小型化を図るとい
う点でも好適である。
【０００３】本出願人が先に出願した「ＦＭレーダ」と
題する特願平３ー４２９７９号の明細書には、図３のブ
ロック図に示す構成のミリ波帯の時分割ＦＭレーダシス
テムが開示されている。掃引回路１２１からはタイミン
グ制御回路１２０の制御のもとに三角波が出力され、こ
れを受ける可変周波数発振器１１０から２０ＧＨｚ程度
のマイクロ波帯の周波数変調された信号（ＦＭ信号）が
出力される。このマイクロ波帯のＦＭ信号は、電力増幅
回路１１０’で増幅されたのち電力分割回路１１１で２
分割され、遅延回路１２５を経てあるいは直接、タイミ
ング制御回路１２０の制御のもとに切り換えられるスイ
ッチ回路１２２と１２３とに供給され、それぞれの後段
に配置された４チャンネル分の送受信系の３逓倍回路１
１４ａ〜１１４ｄの一つと、３逓倍回路１１５ａ〜１１
５ｄの一つに時分割的に順次分配される。
題する特願平３ー４２９７９号の明細書には、図３のブ
ロック図に示す構成のミリ波帯の時分割ＦＭレーダシス
テムが開示されている。掃引回路１２１からはタイミン
グ制御回路１２０の制御のもとに三角波が出力され、こ
れを受ける可変周波数発振器１１０から２０ＧＨｚ程度
のマイクロ波帯の周波数変調された信号（ＦＭ信号）が
出力される。このマイクロ波帯のＦＭ信号は、電力増幅
回路１１０’で増幅されたのち電力分割回路１１１で２
分割され、遅延回路１２５を経てあるいは直接、タイミ
ング制御回路１２０の制御のもとに切り換えられるスイ
ッチ回路１２２と１２３とに供給され、それぞれの後段
に配置された４チャンネル分の送受信系の３逓倍回路１
１４ａ〜１１４ｄの一つと、３逓倍回路１１５ａ〜１１
５ｄの一つに時分割的に順次分配される。
【０００４】スイッチ回路１２２のスイッチ素子１２２
ａ〜１２２ｄを構成する４個のｐｉｎダイオードは、図
４の上段の波形ＳＷａ〜ＳＷｄに例示するようなタイミ
ングで順次オン／オフされ、図４の下段の波形ｆａ〜ｆ
ｄに例示するように、周波数が時間と共に直線的に増加
したのち直線的に減少するＦＭ信号が、各ｐｉｎダイオ
ード・スイッチを介して各送受信チャンネルの３逓倍回
路１１４ａ〜１１４ｄに供給される。スイッチ回路１２
３を構成する４個のｐｉｎダイオード・スイッチのオン
／オフのタイミングと、各ｐｉｎダイオード・スイッチ
を経て周波数３逓倍回路１１５ａ〜１１５ｄに供給され
るＦＭ信号の周波数変化も図４と同様のものとなる。
ａ〜１２２ｄを構成する４個のｐｉｎダイオードは、図
４の上段の波形ＳＷａ〜ＳＷｄに例示するようなタイミ
ングで順次オン／オフされ、図４の下段の波形ｆａ〜ｆ
ｄに例示するように、周波数が時間と共に直線的に増加
したのち直線的に減少するＦＭ信号が、各ｐｉｎダイオ
ード・スイッチを介して各送受信チャンネルの３逓倍回
路１１４ａ〜１１４ｄに供給される。スイッチ回路１２
３を構成する４個のｐｉｎダイオード・スイッチのオン
／オフのタイミングと、各ｐｉｎダイオード・スイッチ
を経て周波数３逓倍回路１１５ａ〜１１５ｄに供給され
るＦＭ信号の周波数変化も図４と同様のものとなる。
【０００５】各送受信チャンネルの３逓倍回路１１４ａ
〜１１４ｄから出力される６０ＧＨｚ程度のミリ波帯の
ＦＭ信号は、サーキュレータ１１６ａ〜１１６ｄを経て
アンテナ１１８ａ〜１１８ｄからシステム外部に放射さ
れ、３逓倍回路１１５ａ〜１１５ｄから出力されるミリ
波帯のＦＭ信号は参照信号として混合回路１１７ａ〜１
１７ｄの一方の入力端子に供給される。物体で反射され
アンテナ１１８ａ〜１１８ｄで受信されたミリ波帯のＦ
Ｍ信号はサーキュレータ１１６ａ〜１１６ｄを通過して
混合回路１１７ａ〜１１７ｄの他方の入力端子に供給さ
れ、一方の入力端子に供給される参照信号と混合されビ
ート信号を発生させる。混合回路１１７ａ〜１１７ｄか
ら出力されるマイクロ波帯のビート信号はスイッチ２４
を経て検出回路１１９に供給される。混合回路１１７ａ
〜１１７ｄから出力されるビート信号の周波数を１／ｆ
雑音に妨害されない高域にシフトするために、パワーデ
バイダ１１１とスイッチ回路１２２の間に遅延回路１２
５が挿入されている。
〜１１４ｄから出力される６０ＧＨｚ程度のミリ波帯の
ＦＭ信号は、サーキュレータ１１６ａ〜１１６ｄを経て
アンテナ１１８ａ〜１１８ｄからシステム外部に放射さ
れ、３逓倍回路１１５ａ〜１１５ｄから出力されるミリ
波帯のＦＭ信号は参照信号として混合回路１１７ａ〜１
１７ｄの一方の入力端子に供給される。物体で反射され
アンテナ１１８ａ〜１１８ｄで受信されたミリ波帯のＦ
Ｍ信号はサーキュレータ１１６ａ〜１１６ｄを通過して
混合回路１１７ａ〜１１７ｄの他方の入力端子に供給さ
れ、一方の入力端子に供給される参照信号と混合されビ
ート信号を発生させる。混合回路１１７ａ〜１１７ｄか
ら出力されるマイクロ波帯のビート信号はスイッチ２４
を経て検出回路１１９に供給される。混合回路１１７ａ
〜１１７ｄから出力されるビート信号の周波数を１／ｆ
雑音に妨害されない高域にシフトするために、パワーデ
バイダ１１１とスイッチ回路１２２の間に遅延回路１２
５が挿入されている。
【０００６】アンテナ対１１８ａと１１８ｂは同一の指
向性を有すると共に水平面内でわずかにずれた方向にビ
ームを放射するように設置されている。従って、このア
ンテナ対を構成する各アンテナのうち物標の方向にビー
ムを放射した側のアンテナに受信される反射波の振幅
が、物標からずれた方向にビームを放射した側のアンテ
ナに受信される反射波の振幅よりも大きくなる。この振
幅／角度変換の原理を応用して、混合回路１１７ａと１
１７ｂから出力されるビート信号の振幅比から物標の水
平面内の方向が検出回路１１９において検出される。同
様にして、アンテナ対１１８ｃ，１１８ｄは同一の指向
性を有すると共に垂直面内でわずかにずれた方向にビー
ムを放射するように設置され、混合回路１１７ｃ，１１
７ｄから出力されるビート信号の振幅比から垂直面内の
物標の方向が検出される。また、検出回路１１９におい
て、ＦＦＴなどの手法によって各ビート信号の周波数が
検出され、これに基づき物標までの距離が算出される。
向性を有すると共に水平面内でわずかにずれた方向にビ
ームを放射するように設置されている。従って、このア
ンテナ対を構成する各アンテナのうち物標の方向にビー
ムを放射した側のアンテナに受信される反射波の振幅
が、物標からずれた方向にビームを放射した側のアンテ
ナに受信される反射波の振幅よりも大きくなる。この振
幅／角度変換の原理を応用して、混合回路１１７ａと１
１７ｂから出力されるビート信号の振幅比から物標の水
平面内の方向が検出回路１１９において検出される。同
様にして、アンテナ対１１８ｃ，１１８ｄは同一の指向
性を有すると共に垂直面内でわずかにずれた方向にビー
ムを放射するように設置され、混合回路１１７ｃ，１１
７ｄから出力されるビート信号の振幅比から垂直面内の
物標の方向が検出される。また、検出回路１１９におい
て、ＦＦＴなどの手法によって各ビート信号の周波数が
検出され、これに基づき物標までの距離が算出される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】車載用のＦＭレーダシ
ステムでは、バッテリーの消耗を防ぐために消費電力の
節減が技術的な課題の一つになるが、この消費電力の相
当部分は電力増幅器１１０’の消費電力で占められる。
すなわち、後段のスイッチ回路１２２，逓倍器１１４，
サーキュレータ１１６などの挿入損失とアンテナ１１８
からの放射電力量を考慮すると、電力増幅器１１０’の
ＲＦ出力としては１Ｗ程度の大きな値が必要になり、こ
れに伴い数十Ｗ程度の大きな直流電力が必要になる。
ステムでは、バッテリーの消耗を防ぐために消費電力の
節減が技術的な課題の一つになるが、この消費電力の相
当部分は電力増幅器１１０’の消費電力で占められる。
すなわち、後段のスイッチ回路１２２，逓倍器１１４，
サーキュレータ１１６などの挿入損失とアンテナ１１８
からの放射電力量を考慮すると、電力増幅器１１０’の
ＲＦ出力としては１Ｗ程度の大きな値が必要になり、こ
れに伴い数十Ｗ程度の大きな直流電力が必要になる。
【０００８】図４に示した従来のミリ波帯ＦＭレーダシ
ステムでは、各送受信チャンネルへのＦＭ信号の分配を
ｐｉｎダイオードのスイッチングによって行っている
が、このｐｉｎダイオードの挿入損失は３ｄＢ程度もの
大きな値となるため、可変周波数発振器１１０の最終段
に配置される電力増幅回路の出力をこの挿入損失を補え
る程度の大きな値に設定しなければならず、消費電力が
かさむという問題がある。
ステムでは、各送受信チャンネルへのＦＭ信号の分配を
ｐｉｎダイオードのスイッチングによって行っている
が、このｐｉｎダイオードの挿入損失は３ｄＢ程度もの
大きな値となるため、可変周波数発振器１１０の最終段
に配置される電力増幅回路の出力をこの挿入損失を補え
る程度の大きな値に設定しなければならず、消費電力が
かさむという問題がある。
【０００９】また、スイッチング素子として用いるｐｉ
ｎダイオードはオフ時の信号の漏れが相当大きいため、
非動作のチャンネルから動作中のチャンネルに雑音とし
て漏れ込み、検出精度の低下を招くという問題もある。
ｎダイオードはオフ時の信号の漏れが相当大きいため、
非動作のチャンネルから動作中のチャンネルに雑音とし
て漏れ込み、検出精度の低下を招くという問題もある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明のＦＭレーダシス
テムによれば、信号分配手段がＦＭ信号発生手段から出
力されたＦＭ信号を増幅しながら複数チャンネルの送受
信系のそれぞれに順次分配するチャンネル数分の間歇動
作の増幅・分配回路を備えている。
テムによれば、信号分配手段がＦＭ信号発生手段から出
力されたＦＭ信号を増幅しながら複数チャンネルの送受
信系のそれぞれに順次分配するチャンネル数分の間歇動
作の増幅・分配回路を備えている。
【００１１】
【作用】ＦＭ信号発生手段から出力されるＦＭ信号は、
これを増幅しながら選択的に通過させるチャンネル数分
の間歇動作の増幅・分配回路を通して各送受信チャンネ
ルに分配される。間歇動作の増幅・分配回路はチャンネ
ル数分（一般に２以上の整数Ｎ個分）必要になるが、そ
れぞれが対応のチャンネルにＦＭ信号を分配する時にだ
け間歇的に動作するため個々の動作時間率は１／Ｎにな
り、Ｎ個の消費電力は連続動作の場合の１個分に等しく
なる。各増幅・分配回路から出力すべきＲＦ出力は従来
電力増幅回路１１１から出力させていたＲＦ出力よりも
３ｄＢ小さな値、すなわち半分で足りるため、その消費
電力も半分以下となり、結果として消費電力は半分以下
に低減される。
これを増幅しながら選択的に通過させるチャンネル数分
の間歇動作の増幅・分配回路を通して各送受信チャンネ
ルに分配される。間歇動作の増幅・分配回路はチャンネ
ル数分（一般に２以上の整数Ｎ個分）必要になるが、そ
れぞれが対応のチャンネルにＦＭ信号を分配する時にだ
け間歇的に動作するため個々の動作時間率は１／Ｎにな
り、Ｎ個の消費電力は連続動作の場合の１個分に等しく
なる。各増幅・分配回路から出力すべきＲＦ出力は従来
電力増幅回路１１１から出力させていたＲＦ出力よりも
３ｄＢ小さな値、すなわち半分で足りるため、その消費
電力も半分以下となり、結果として消費電力は半分以下
に低減される。
【００１２】
【実施例】図１は、本発明の一実施例のＦＭレーダシス
テムを構成する増幅・分配回路のうち１チャンネル分の
構成を示す回路図である。この増幅・分配回路は、図３
に示した従来のＦＭレーダシステムのスイッチ回路１２
２，１２３内の各スイッチ素子１２２ａ〜１２２ｄ，１
２３ａ〜１２３ｄを構成するものとして、従来のｐｉｎ
ダイオード・スイッチの代りに使用される。
テムを構成する増幅・分配回路のうち１チャンネル分の
構成を示す回路図である。この増幅・分配回路は、図３
に示した従来のＦＭレーダシステムのスイッチ回路１２
２，１２３内の各スイッチ素子１２２ａ〜１２２ｄ，１
２３ａ〜１２３ｄを構成するものとして、従来のｐｉｎ
ダイオード・スイッチの代りに使用される。
【００１３】この増幅・分配回路は、２段に縦列接続さ
れた電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｓ1 ，Ｓ2 と、こ
れらの電界効果トランジスタに間歇的に動作電力を供給
するスイッチング・トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と、入出力
端子と電界効果トランジスタの間や電界効果トランジス
タの段階に配置されるインピーダンス整合回路ＭＮ1，
ＭＮ2 ，ＭＮ3 と、バイアス用の抵抗器Ｒ1 〜Ｒ4 、チ
ョクークコイルＬ1 ，Ｌ2 及びコンデンサＣ1 ，Ｃ2 と
を含んでいる。このアクティブ・スイッチ素子は、電力
分割回路（図３の１２５）や後段の周波数逓倍回路（図
３の１１４ａ〜１１４ｄ、１１５ａ〜１１５ｄ）などと
共にマイクロストリップの形式で誘電体基板上に一体に
形成され、前段の電力分割回路１２５から入力端子Ｉ1
に供給されるマイクロ波帯のＦＭ信号を間歇動作によっ
て増幅しながら後段の周波数３逓倍回路１１６ａに連な
る出力端子Ｏに出力する。
れた電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｓ1 ，Ｓ2 と、こ
れらの電界効果トランジスタに間歇的に動作電力を供給
するスイッチング・トランジスタＱ1 ，Ｑ2 と、入出力
端子と電界効果トランジスタの間や電界効果トランジス
タの段階に配置されるインピーダンス整合回路ＭＮ1，
ＭＮ2 ，ＭＮ3 と、バイアス用の抵抗器Ｒ1 〜Ｒ4 、チ
ョクークコイルＬ1 ，Ｌ2 及びコンデンサＣ1 ，Ｃ2 と
を含んでいる。このアクティブ・スイッチ素子は、電力
分割回路（図３の１２５）や後段の周波数逓倍回路（図
３の１１４ａ〜１１４ｄ、１１５ａ〜１１５ｄ）などと
共にマイクロストリップの形式で誘電体基板上に一体に
形成され、前段の電力分割回路１２５から入力端子Ｉ1
に供給されるマイクロ波帯のＦＭ信号を間歇動作によっ
て増幅しながら後段の周波数３逓倍回路１１６ａに連な
る出力端子Ｏに出力する。
【００１４】前段の電界効果トランジスタＳ1 は、入力
端子Ｉ1 に供給されるマイクロ波帯のＦＭ信号をインピ
ーダンス整合回路ＭＮ1 を介して受けるゲート端子、接
地されたソース端子及びバイアス入力端子と増幅済みの
ＦＭ信号の出力端子とを兼ねるドレイン端子を有してい
る。後段の電界効果トランジスタＳ2 は、前段の電界効
果トランジスタのドレイン端子から出力されるマイクロ
波帯のＦＭ信号をインピーダンス整合回路ＭＮ2 を介し
て受けるゲート端子、接地されたソース端子及びバイア
ス入力端子と増幅済みのＦＭ信号の出力端子とを兼ねる
ドレイン端子を有している。
端子Ｉ1 に供給されるマイクロ波帯のＦＭ信号をインピ
ーダンス整合回路ＭＮ1 を介して受けるゲート端子、接
地されたソース端子及びバイアス入力端子と増幅済みの
ＦＭ信号の出力端子とを兼ねるドレイン端子を有してい
る。後段の電界効果トランジスタＳ2 は、前段の電界効
果トランジスタのドレイン端子から出力されるマイクロ
波帯のＦＭ信号をインピーダンス整合回路ＭＮ2 を介し
て受けるゲート端子、接地されたソース端子及びバイア
ス入力端子と増幅済みのＦＭ信号の出力端子とを兼ねる
ドレイン端子を有している。
【００１５】前段の電界効果トランジスタＳ1 のゲート
端子は、チョークコイルＬ1 と抵抗器Ｒ1 とを通して入
力端子Ｉ2 からバイアス電圧の供給を受けると共に、高
周波的にはコンデンサＣ1 によって抵抗器Ｒ1 を介して
接地される。後段の電界効果トランジスタＳ2 のゲート
端子も同様に、チョークコイルＬ2 と抵抗器Ｒ2 とを通
して入力端子Ｉ3 からバイアス電圧の供給を受けると共
に、高周波的にはコンデンサＣ2 によって抵抗器Ｒ2 を
介して接地される。前段の電界効果トランジスタＳ1 の
出力端子を兼ねたドレイン端子には抵抗器Ｒ4 ，Ｒ3 と
スイッチング・トランジスタＱ1 とを通して入力端子Ｉ
4 からドレイン電圧の供給を受け、同様に、後段の電界
効果トランジスタＳ2 も抵抗器Ｒ4 とスイッチング・ト
ランジスタＱ1 とを介して入力端子Ｉ4 からドレイン電
圧の供給を受ける。
端子は、チョークコイルＬ1 と抵抗器Ｒ1 とを通して入
力端子Ｉ2 からバイアス電圧の供給を受けると共に、高
周波的にはコンデンサＣ1 によって抵抗器Ｒ1 を介して
接地される。後段の電界効果トランジスタＳ2 のゲート
端子も同様に、チョークコイルＬ2 と抵抗器Ｒ2 とを通
して入力端子Ｉ3 からバイアス電圧の供給を受けると共
に、高周波的にはコンデンサＣ2 によって抵抗器Ｒ2 を
介して接地される。前段の電界効果トランジスタＳ1 の
出力端子を兼ねたドレイン端子には抵抗器Ｒ4 ，Ｒ3 と
スイッチング・トランジスタＱ1 とを通して入力端子Ｉ
4 からドレイン電圧の供給を受け、同様に、後段の電界
効果トランジスタＳ2 も抵抗器Ｒ4 とスイッチング・ト
ランジスタＱ1 とを介して入力端子Ｉ4 からドレイン電
圧の供給を受ける。
【００１６】入力端子Ｉ5 には、図３のタイミング制御
回路１２０から図３の波形ＳＷａに示すように間歇的に
ハイに立上がるタイミング信号が供給され、スイッチン
グ・トランジスタＱ2 とＱ1 が間歇的にオン状態とな
る。これに伴い、入力端子Ｉ4のバイアス電圧がドレイ
ン電圧として電界効果トランジスタＳ1 とＳ2 とに供給
され、両者は間欠的に動作状態となる。入力端子Ｉ2 に
供給されるＦＭ信号は動作状態になった電界効果トラン
ジスタＳ1 とＳ2 によってそれぞれ１０ｄＢ程度ずつ増
幅され、２７ｄＢｍ程度の電力のＦＭ信号となって出力
端子Ｏを経て後段の周波数３逓倍回路１１６ａに供給さ
れる。入力端子Ｉ5 に供給されるタイミング信号がロー
に立下がると、スイッチング・トランジスタＱ2 とＱ1
がオフ状態となり、これに伴い、電界効果トランジスタ
Ｓ1 とＳ2 は非動作状態となり、入力端子Ｉ1 と出力端
子Ｏとの間はほぼ完全に分離（アイソレート）される。
回路１２０から図３の波形ＳＷａに示すように間歇的に
ハイに立上がるタイミング信号が供給され、スイッチン
グ・トランジスタＱ2 とＱ1 が間歇的にオン状態とな
る。これに伴い、入力端子Ｉ4のバイアス電圧がドレイ
ン電圧として電界効果トランジスタＳ1 とＳ2 とに供給
され、両者は間欠的に動作状態となる。入力端子Ｉ2 に
供給されるＦＭ信号は動作状態になった電界効果トラン
ジスタＳ1 とＳ2 によってそれぞれ１０ｄＢ程度ずつ増
幅され、２７ｄＢｍ程度の電力のＦＭ信号となって出力
端子Ｏを経て後段の周波数３逓倍回路１１６ａに供給さ
れる。入力端子Ｉ5 に供給されるタイミング信号がロー
に立下がると、スイッチング・トランジスタＱ2 とＱ1
がオフ状態となり、これに伴い、電界効果トランジスタ
Ｓ1 とＳ2 は非動作状態となり、入力端子Ｉ1 と出力端
子Ｏとの間はほぼ完全に分離（アイソレート）される。
【００１７】このように、ドレイン電圧をオン／オフす
ることによりこの電界効果トランジスタを間歇的に動作
させ、この動作期間内だけＦＭ信号を増幅しながら後段
の３逓倍回路に分配する構成であるから、従来の構成に
比べてｐｉｎダイオード・スイッチングの挿入損失（典
型的には約３ｄＢ）の分だけ少ない増幅出力を実現すれ
ばよい。また、他の期間内はドレイン電圧の供給を絶つ
ことにより完全な非動作状態となるため、入出力端子間
のアイソレーションもほぼ完全なものとなる。
ることによりこの電界効果トランジスタを間歇的に動作
させ、この動作期間内だけＦＭ信号を増幅しながら後段
の３逓倍回路に分配する構成であるから、従来の構成に
比べてｐｉｎダイオード・スイッチングの挿入損失（典
型的には約３ｄＢ）の分だけ少ない増幅出力を実現すれ
ばよい。また、他の期間内はドレイン電圧の供給を絶つ
ことにより完全な非動作状態となるため、入出力端子間
のアイソレーションもほぼ完全なものとなる。
【００１８】図２は、本発明の他の実施例の時分割ＦＭ
レーダシステムの構成を示すブロック図である。本図に
おいて、図３と同一の参照符号を付した構成要素は図３
に関して既に説明した構成要素と同一のものであり、こ
れらについては重複する説明を省略する。すなわち、ス
イッチ回路１２２を構成する各増幅・分配回路１２２ａ
〜１２２ｄは図１に示したものと同一の回路構成となっ
ている。
レーダシステムの構成を示すブロック図である。本図に
おいて、図３と同一の参照符号を付した構成要素は図３
に関して既に説明した構成要素と同一のものであり、こ
れらについては重複する説明を省略する。すなわち、ス
イッチ回路１２２を構成する各増幅・分配回路１２２ａ
〜１２２ｄは図１に示したものと同一の回路構成となっ
ている。
【００１９】この実施例のシステム構成が図３の実施例
のシステム構成と異なる点は、アンテナ１１８に供給す
るＦＭ信号と混合回路１１７に供給する参照ＦＭ信号と
の分割を３逓倍回路１１４とサーキュレータ１１６の中
間で行うことにより図３のスイッチ回路１２３とチャン
ネル数分の３逓倍回路１１５除去したことにある。この
構成の変更に伴い、電力分割回路１１１と遅延回路１２
５がチャンネル数分必要になるが、これらはいずれも簡
易なマイクロストリップ線路によって容易に実現でき
る。従って、電界効果トランジスタやバラクターなどの
アクティブ素子を除去する図２のシステム構成によれ
ば、システム全体の簡易化・低廉化・低消費電力化を図
ることができる。
のシステム構成と異なる点は、アンテナ１１８に供給す
るＦＭ信号と混合回路１１７に供給する参照ＦＭ信号と
の分割を３逓倍回路１１４とサーキュレータ１１６の中
間で行うことにより図３のスイッチ回路１２３とチャン
ネル数分の３逓倍回路１１５除去したことにある。この
構成の変更に伴い、電力分割回路１１１と遅延回路１２
５がチャンネル数分必要になるが、これらはいずれも簡
易なマイクロストリップ線路によって容易に実現でき
る。従って、電界効果トランジスタやバラクターなどの
アクティブ素子を除去する図２のシステム構成によれ
ば、システム全体の簡易化・低廉化・低消費電力化を図
ることができる。
【００２０】以上、電界効果トランジスタを２段縦列に
接続することにより各増幅・分配回路を構成する例を説
明したが、これらを電界効果トランジスタ単段の構成と
したり、あるいは必要に応じて３段以上の縦列接続構成
とすることもできる。
接続することにより各増幅・分配回路を構成する例を説
明したが、これらを電界効果トランジスタ単段の構成と
したり、あるいは必要に応じて３段以上の縦列接続構成
とすることもできる。
【００２１】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明の時
分割ＦＭレーダシステムによれば、ＦＭ信号を間歇動作
の増幅・分配回路によって増幅しながら複数の送受信チ
ャンネルに分配する構成であるから、従来の構成に比べ
てｐｉｎダイオード・スイッチングの挿入損失（典型的
には約３ｄＢ）の分だけ少ない増幅出力を実現すればよ
く、消費電力を半分以下に低減できる。
分割ＦＭレーダシステムによれば、ＦＭ信号を間歇動作
の増幅・分配回路によって増幅しながら複数の送受信チ
ャンネルに分配する構成であるから、従来の構成に比べ
てｐｉｎダイオード・スイッチングの挿入損失（典型的
には約３ｄＢ）の分だけ少ない増幅出力を実現すればよ
く、消費電力を半分以下に低減できる。
【００２２】また、間歇動作の期間以外は増幅回路を非
動作にするため、ｐｉｎダイオード・スイッチを用いる
従来の構成に比べて入出力端子間のアイソレーションを
十分高めることができる。
動作にするため、ｐｉｎダイオード・スイッチを用いる
従来の構成に比べて入出力端子間のアイソレーションを
十分高めることができる。
【図１】本発明の一実施例の時分割ＦＭレーダシステム
を構成する増幅・分配回路の構成を例示する回路図であ
る。
を構成する増幅・分配回路の構成を例示する回路図であ
る。
【図２】本発明の他の実施例の時分割ＦＭレーダシステ
ムの構成を示すブロック図である。
ムの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施例の時分割ＦＭレーダ装置レー
ダ装置の構成の一例を示すブロック図である。
ダ装置の構成の一例を示すブロック図である。
【図４】図２、図３の時分割ＦＭレーダ装置の典型的な
動作の一例を説明するためのタイミングチャートであ
る。
動作の一例を説明するためのタイミングチャートであ
る。
Ｓ1 ，Ｓ2 電界効果トランジスタ Ｉ1 ＦＭ信号の入力端子 Ｉ2 ，Ｉ3 ゲートバイアス電圧の入力端子 Ｉ4 ドレインバイアス電圧の入力端子 Ｉ5 タイミング信号の入力端子 Ｑ1 ，Ｑ2 電界効果トランジスタのドレイン電圧を間
欠的に上昇させて動作状態にさせるするためのスイッチ
ング・トランジスタ Ｏ 増幅済みＦＭ信号の出力端子
欠的に上昇させて動作状態にさせるするためのスイッチ
ング・トランジスタ Ｏ 増幅済みＦＭ信号の出力端子
Claims (5)
- 【請求項１】周波数が時間と共に変化する連続的なＦＭ
信号を発生し出力する手段と、この出力された連続的な
ＦＭ信号を間欠的に切取って複数チャンネルの送受信系
に順次分配するＦＭ信号分配手段と、前記順次分配され
たＦＭ信号の一部をアンテナから順次放射しかつ反射波
を受信して残りの部分と混合することによりビート信号
を発生し順次出力する複数チャンネルの送受信系と、前
記順次出力されたビート信号に基づき前記反射波を発生
させた反射体の位置を検出する位置検出手段とを備えた
時分割ＦＭレーダシステムであって、 前記ＦＭ信号分配手段は、バイアス電圧の昇降によって
間欠的に動作し前記ＦＭ信号発生手段から出力された連
続的なＦＭ信号を間欠的に増幅することによりこの連続
的なＦＭ信号を間欠的に切り取って前記複数チャンネル
の送受信系のそれぞれに順次分配する互いに並列接続さ
れたチャンネル数分の増幅回路を含むことを特徴とする
時分割ＦＭレーダシステム。 - 【請求項２】前記間欠的に動作する増幅回路は、 前記分配対象のＦＭ信号を受けるゲート端子、設置され
たソース（又はドレイン）端子及びバイアス入力端子と
ＦＭ信号の出力端子を兼ねるドレイン（又はソース）端
子を有する電界効果トランジスタと、 この電界効果トランジスタのバイアス入力端子に供給す
るバイアス電圧を間欠的に昇降させることによりこの電
界効果トランジスタを間欠的に動作させるバイアス制御
手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載の時分割
ＦＭレーダシステム。 - 【請求項３】前記複数チャンネルの送受信系のそれぞれ
は、前記ＦＭ信号分配手段から分配されたＦＭ信号の周
波数を逓倍してミリ波帯に変換する周波数逓倍回路を含
むことを特徴とする請求項１又は２記載の時分割ＦＭレ
ーダシステム。 - 【請求項４】連続的なＦＭ信号を発生するＦＭ信号発生
回路と、複数のＦＥＴの接続による高周波スイッチの並列接続か
ら成り、前記ＦＭ信号発生回路で発生された連続的なＦ
Ｍ信号を間欠的に切取って複数の送信チャンネルのそれ
ぞれに分配するＦＭ信号分配回路と、 このＦＭ信号分配回路によって前記複数の送信チャンネ
ルのそれぞれに分配された間欠的なＦＭ信号を放射する
複数のアンテナと 、これらアンテナのそれぞれから放射され反射体で反射さ
れた反射信号を受信する複数の受信チャンネルと、 これら複数の受信チャンネルのそれぞれで受信された前
記反射信号から前記反射体の位置を検出する検出回路
と、 前記ＦＭ信号分配回路の動作を制御し前記間欠的なＦＭ
信号を前記複数のアンテナのそれぞれから順次放射させ
る時分割動作制御回路と を備えた ことを特徴とする時分
割ＦＭレーダシステム。 - 【請求項５】前記複数チャンネルの送受信系のアンテナ
は前記間欠的なＦＭ信号を互いに僅かに異なる方向に放
射するように配置され、 前記位置検出手段は、前記各チャンネルのビート信号の
振幅比から反射体の方向を検出する手段を備えたことを
特徴とする請求項１乃至３記載の時分割ＦＭレーダシス
テム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4093756A JP2748063B2 (ja) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | 時分割ｆｍレーダシステム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4093756A JP2748063B2 (ja) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | 時分割ｆｍレーダシステム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05264728A JPH05264728A (ja) | 1993-10-12 |
| JP2748063B2 true JP2748063B2 (ja) | 1998-05-06 |
Family
ID=14091281
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4093756A Expired - Fee Related JP2748063B2 (ja) | 1992-03-19 | 1992-03-19 | 時分割ｆｍレーダシステム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2748063B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2989428B2 (ja) * | 1993-06-17 | 1999-12-13 | 本田技研工業株式会社 | 時分割型ｆｍレーダシステム |
| JP3256374B2 (ja) * | 1994-05-27 | 2002-02-12 | 本田技研工業株式会社 | マルチビーム・レーダ装置 |
| JP3011164B2 (ja) * | 1997-11-14 | 2000-02-21 | 日本電気株式会社 | レーダ装置 |
| JP6252314B2 (ja) | 2014-03-31 | 2017-12-27 | 富士通株式会社 | フェーズドアレイ送信機，送受信機およびレーダー装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2678794B2 (ja) * | 1989-07-21 | 1997-11-17 | 本田技研工業株式会社 | 高周波送信機 |
| JP2802671B2 (ja) * | 1990-05-14 | 1998-09-24 | 本田技研工業株式会社 | ミリ波レーダ送受信機 |
-
1992
- 1992-03-19 JP JP4093756A patent/JP2748063B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05264728A (ja) | 1993-10-12 |
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