JP3302830B2 - 時分割多重型マルチチャネル・レーダ装置 - Google Patents
時分割多重型マルチチャネル・レーダ装置Info
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- JP3302830B2 JP3302830B2 JP12960394A JP12960394A JP3302830B2 JP 3302830 B2 JP3302830 B2 JP 3302830B2 JP 12960394 A JP12960394 A JP 12960394A JP 12960394 A JP12960394 A JP 12960394A JP 3302830 B2 JP3302830 B2 JP 3302830B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、車載用レーダ装置など
に利用される時分割多重型マルチチャネル・レーダー装
置に関するものである。
に利用される時分割多重型マルチチャネル・レーダー装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】乗用車などの車両に搭載され追突や衝突
防止用警報装置などに利用される車載用レーダ装置は、
先行車両や対向車両などの標的までの最遠測距範囲は数
百ｍ程度の比較的短距離で足りるため、放射電波が必要
以上に遠方まで伝播したり既存のマイクロ波帯の通信設
備に干渉したりすることを回避するなどの目的で、６０
ＧＨｚ程度の伝播減衰量の大きなミリ波帯の電波の使用
が有望視されている。このミリ波帯の利用は、アンテナ
の大きさとその前後に配置されるＦＭ信号発生器やミキ
サなどを含めたレーダ・モジュールの小型化を図る上か
らも適している。
防止用警報装置などに利用される車載用レーダ装置は、
先行車両や対向車両などの標的までの最遠測距範囲は数
百ｍ程度の比較的短距離で足りるため、放射電波が必要
以上に遠方まで伝播したり既存のマイクロ波帯の通信設
備に干渉したりすることを回避するなどの目的で、６０
ＧＨｚ程度の伝播減衰量の大きなミリ波帯の電波の使用
が有望視されている。このミリ波帯の利用は、アンテナ
の大きさとその前後に配置されるＦＭ信号発生器やミキ
サなどを含めたレーダ・モジュールの小型化を図る上か
らも適している。
【０００３】また、この種の車載用レーダ装置では、先
行車両などの標的までの最短測距範囲として数十ｃｍ程
度もの小さな値が要求されるため、パルスレーダの形式
よりもＦＭレーダの形式が有望と見られる。さらに、こ
の種の車載用レーダ装置は、標的の位置を高分解能で検
出することなどを目的として、複数の送受信チャネルが
設置される場合がある。各送受信チャネル間の相互干渉
を回避する目的で、各送受信チャネルに異なる周波数帯
を割り当てる周波数分割多重化方式と、各送受信チャネ
ルに同一周波数帯を異なるタイミングで割り当てる時分
割多重化方式が考えられる。しかしながら、使用周波数
帯域の狭帯域化と使用部品の共通化による製造コストの
低減などの点で、後者の時分割多重化方式を採用した時
分割多重化マルチチャネルの構成の方が有利と考えられ
る。
行車両などの標的までの最短測距範囲として数十ｃｍ程
度もの小さな値が要求されるため、パルスレーダの形式
よりもＦＭレーダの形式が有望と見られる。さらに、こ
の種の車載用レーダ装置は、標的の位置を高分解能で検
出することなどを目的として、複数の送受信チャネルが
設置される場合がある。各送受信チャネル間の相互干渉
を回避する目的で、各送受信チャネルに異なる周波数帯
を割り当てる周波数分割多重化方式と、各送受信チャネ
ルに同一周波数帯を異なるタイミングで割り当てる時分
割多重化方式が考えられる。しかしながら、使用周波数
帯域の狭帯域化と使用部品の共通化による製造コストの
低減などの点で、後者の時分割多重化方式を採用した時
分割多重化マルチチャネルの構成の方が有利と考えられ
る。
【０００４】本出願人は、上記時分割多重化マルチチャ
ネル・レーダ装置の構成のもとで消費電力の低減と各チ
ャネル間のアイソレーションの向上を図った時分割多重
化マルチチャンネル・レーダ装置を特開平５─２６４７
２８号に開示した。
ネル・レーダ装置の構成のもとで消費電力の低減と各チ
ャネル間のアイソレーションの向上を図った時分割多重
化マルチチャンネル・レーダ装置を特開平５─２６４７
２８号に開示した。
【０００５】図３は、上記先願の時分割多重化レーダシ
ステムのブロック図である。高周波発振回路１１０は、
掃引回路１２１によって三角波変調されて、２０ＧＨｚ
程度のＦＭ変調波信号を発生する。このＦＭ信号は、タ
イミング制御回路１２０の指示に従い、増幅機能を有す
る分配回路１２２によって複数のチャンネルに分配され
る。この増幅機能を有する分配回路１２２は、ＦＥＴを
多段化した高周波増幅器をチャネル数分だけ並列に配置
した回路構成を有し、タイミング制御回路１２０の指示
によって各チャンネル単位でＦＥＴのバイアスをＯＮ／
ＯＦＦ制御し、各チャネルにＦＭ信号を分配する。
ステムのブロック図である。高周波発振回路１１０は、
掃引回路１２１によって三角波変調されて、２０ＧＨｚ
程度のＦＭ変調波信号を発生する。このＦＭ信号は、タ
イミング制御回路１２０の指示に従い、増幅機能を有す
る分配回路１２２によって複数のチャンネルに分配され
る。この増幅機能を有する分配回路１２２は、ＦＥＴを
多段化した高周波増幅器をチャネル数分だけ並列に配置
した回路構成を有し、タイミング制御回路１２０の指示
によって各チャンネル単位でＦＥＴのバイアスをＯＮ／
ＯＦＦ制御し、各チャネルにＦＭ信号を分配する。
【０００６】増幅機能を有する分配回路１２２によって
分配されたＦＭ信号は、逓倍回路１１４によって６０Ｇ
Ｈｚ程度に逓倍される。次にこのＦＭ信号は、電力分割
回路１１１により空間に放出される送信ＦＭ信号と参照
信号に分割される。送信ＦＭ信号は、サーキュレータ１
１６を通過してアンテナ１１８から空間に放出され、物
体によって反射された反射ＦＭ信号が再びアンテナ１１
８によって受信され、サーキュレータ１１６によって混
合器１１７に送られる。各チャネルに対応した混合器１
１７は、反射ＦＭ信号と参照信号を混合し、各信号の周
波数差に対応したビート信号を発生し、マルチプレクサ
１２４に出力する。マルチプレクサ１２４は、タイミン
グ制御回路１２０の指示にしたがってパラレルに送られ
てくるビート信号を、シリアルに並べ替えて信号検出回
路１１９に伝達する。
分配されたＦＭ信号は、逓倍回路１１４によって６０Ｇ
Ｈｚ程度に逓倍される。次にこのＦＭ信号は、電力分割
回路１１１により空間に放出される送信ＦＭ信号と参照
信号に分割される。送信ＦＭ信号は、サーキュレータ１
１６を通過してアンテナ１１８から空間に放出され、物
体によって反射された反射ＦＭ信号が再びアンテナ１１
８によって受信され、サーキュレータ１１６によって混
合器１１７に送られる。各チャネルに対応した混合器１
１７は、反射ＦＭ信号と参照信号を混合し、各信号の周
波数差に対応したビート信号を発生し、マルチプレクサ
１２４に出力する。マルチプレクサ１２４は、タイミン
グ制御回路１２０の指示にしたがってパラレルに送られ
てくるビート信号を、シリアルに並べ替えて信号検出回
路１１９に伝達する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図３に示した従来の時
分割多重化マルチチャネル・レーダ装置では、各チャネ
ルの独立した動作は、ＦＥＴを多段接続したアンプスイ
ッチを並列接続した構成を有する増幅・分配回路のみに
より、単一のＦＭ信号源の出力信号が分配されている。
すなわちオン状態とオフ状態のそれぞれにおいて高周波
信号に与える挿入損失（オン状態での利得も含む）比率
が不十分であると、一方の送受信チャネルのビート信号
が他方の送受信チャネルのビート信号に漏れ込むという
いわゆるチャネル間干渉が生じ、方位方向の分解能の低
下を招くという問題がある。
分割多重化マルチチャネル・レーダ装置では、各チャネ
ルの独立した動作は、ＦＥＴを多段接続したアンプスイ
ッチを並列接続した構成を有する増幅・分配回路のみに
より、単一のＦＭ信号源の出力信号が分配されている。
すなわちオン状態とオフ状態のそれぞれにおいて高周波
信号に与える挿入損失（オン状態での利得も含む）比率
が不十分であると、一方の送受信チャネルのビート信号
が他方の送受信チャネルのビート信号に漏れ込むという
いわゆるチャネル間干渉が生じ、方位方向の分解能の低
下を招くという問題がある。
【０００８】また、複数のアンテナ１１８は、方位分解
能の向上を目的として、相互に近接して配置される。こ
のため、物体で反射されたＦＭ信号がこれを送信したチ
ャネルだけでなく近傍に配置された他のチャネルのアン
テナにも受信されてしまう。図３のマルチチャネル・レ
ーダの構成では、各チャネル間のアイソレーションは増
幅・分配回路のみによって保証されている。また、各増
幅・分配回路のＦＥＴは、コストダウンを目的として近
年ＭＭＩＣ化して小型・集積化される傾向にある。した
がって、集積度が向上してコストダウンと小型軽量化を
図られる一方、高周波信号を高い集積度のＩＣでアナロ
グ処理を行うＭＭＩＣの内部の伝送線路は、通常マイク
ロストリップやコプレーナの形式であるため、空間への
放射が比較的大きい。そのために、集積度に対応して各
チャネルのアイソレーションが悪化していく傾向があ
り、方位分解能が従来のＦＥＴアンプのみでは確保出来
なくなるという問題がある。
能の向上を目的として、相互に近接して配置される。こ
のため、物体で反射されたＦＭ信号がこれを送信したチ
ャネルだけでなく近傍に配置された他のチャネルのアン
テナにも受信されてしまう。図３のマルチチャネル・レ
ーダの構成では、各チャネル間のアイソレーションは増
幅・分配回路のみによって保証されている。また、各増
幅・分配回路のＦＥＴは、コストダウンを目的として近
年ＭＭＩＣ化して小型・集積化される傾向にある。した
がって、集積度が向上してコストダウンと小型軽量化を
図られる一方、高周波信号を高い集積度のＩＣでアナロ
グ処理を行うＭＭＩＣの内部の伝送線路は、通常マイク
ロストリップやコプレーナの形式であるため、空間への
放射が比較的大きい。そのために、集積度に対応して各
チャネルのアイソレーションが悪化していく傾向があ
り、方位分解能が従来のＦＥＴアンプのみでは確保出来
なくなるという問題がある。
【０００９】さらに、車載用のＦＭレーダ装置では、距
離方向の障害物情報のみにもとずいてドライバ─に警報
を発生するだけでは、車両の操作を支援するうえで不十
分である。また、距離方向だけでなく方位方向の分解能
も要求されるとことと、コストの高さとが、このような
ドライバー・アシスト・システムの実用化を阻む大きな
要員となっており、この点の改良が強く要求されてい
る。これらの多くの車載用レーダ応用システムに求めら
れている要求に応えるためには、高周波回路の小型化と
コストダウンを達成すると同時に、マルチチャネルレー
ダーの各チャネル間のアイソレーションの向上を達成
し、方位方向分解能を更に向上させなければならない。
離方向の障害物情報のみにもとずいてドライバ─に警報
を発生するだけでは、車両の操作を支援するうえで不十
分である。また、距離方向だけでなく方位方向の分解能
も要求されるとことと、コストの高さとが、このような
ドライバー・アシスト・システムの実用化を阻む大きな
要員となっており、この点の改良が強く要求されてい
る。これらの多くの車載用レーダ応用システムに求めら
れている要求に応えるためには、高周波回路の小型化と
コストダウンを達成すると同時に、マルチチャネルレー
ダーの各チャネル間のアイソレーションの向上を達成
し、方位方向分解能を更に向上させなければならない。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の時分割多重型マ
ルチチャネル・レーダ装置は、局発スイッチング回路が
オフ状態にあるときは、対応のチャネル内の混合器の直
流バイアスの変化によってその変換損失を増大させ、本
来不要なビート信号を抑圧する直流バイアス制御手段を
備えている。
ルチチャネル・レーダ装置は、局発スイッチング回路が
オフ状態にあるときは、対応のチャネル内の混合器の直
流バイアスの変化によってその変換損失を増大させ、本
来不要なビート信号を抑圧する直流バイアス制御手段を
備えている。
【００１１】
【作用】混合器は、ダイオードなどの非直線素子を主体
に構成されており、受信信号と局発信号とを混合して差
の周波数を示すビート信号を発生する。このような混合
器では、非直線素子に与える直流バイアス電圧（又は電
流）によっても、また局発信号のレベルによっても、高
周波の受信信号を中間周波のビート信号に変換する際に
生じる変換損失が大幅に変動する。このため、局発スイ
ッチング回路がオン状態にある期間内は、実験的に最適
値として求められた局発信号のレベルのもとで、混合器
の変換損失を最少とするような第１の直流バイアスが設
定される。また、局発スイッチング回路のオフ状態で
は、これを通して混合器に供給される本来不要な局発信
号のレベルは、そのオン状態よりもスイッチング回路の
入出力アイソレーションの分低下する。
に構成されており、受信信号と局発信号とを混合して差
の周波数を示すビート信号を発生する。このような混合
器では、非直線素子に与える直流バイアス電圧（又は電
流）によっても、また局発信号のレベルによっても、高
周波の受信信号を中間周波のビート信号に変換する際に
生じる変換損失が大幅に変動する。このため、局発スイ
ッチング回路がオン状態にある期間内は、実験的に最適
値として求められた局発信号のレベルのもとで、混合器
の変換損失を最少とするような第１の直流バイアスが設
定される。また、局発スイッチング回路のオフ状態で
は、これを通して混合器に供給される本来不要な局発信
号のレベルは、そのオン状態よりもスイッチング回路の
入出力アイソレーションの分低下する。
【００１２】そこで、局発スイッチング回路がオフ状態
にある期間内は、入出力アイソレーションの分だけ低下
した局発信号のもとで、混合器に最大の変換損失が生ず
るような第２の直流バイアスが設定される。このよう
に、局発スイッチング回路のオン／オフ動作に同期させ
て混合器の直流バイアスを変化させることにより、本来
不要なビート信号については局発信号レベルとバイアス
電圧との間の相乗的な関係から生じる極めて大きな変換
損失を混合器に発生させることができる。
にある期間内は、入出力アイソレーションの分だけ低下
した局発信号のもとで、混合器に最大の変換損失が生ず
るような第２の直流バイアスが設定される。このよう
に、局発スイッチング回路のオン／オフ動作に同期させ
て混合器の直流バイアスを変化させることにより、本来
不要なビート信号については局発信号レベルとバイアス
電圧との間の相乗的な関係から生じる極めて大きな変換
損失を混合器に発生させることができる。
【００１３】この結果、不必要なチャネルからの不要な
信号の漏れを減少でき、高周波回路部をＭＭＩＣとして
高集積化を図った場合でも、各チャネル間のアイソレー
ションを確保できる。特に、混合器にダイオードを利用
したミキサを使用した場合には、変換効率が与えられる
バイアスに対して極めて敏感であるため、本発明には好
適である。また、ＨＥＭＴ等の高周波能動素子とも極め
て容易に集積化することが可能であるため、高周波回路
部全体を１チップのＭＭＩＣ化として小型化とコストダ
ウン図る場合にも極めて好適である。
信号の漏れを減少でき、高周波回路部をＭＭＩＣとして
高集積化を図った場合でも、各チャネル間のアイソレー
ションを確保できる。特に、混合器にダイオードを利用
したミキサを使用した場合には、変換効率が与えられる
バイアスに対して極めて敏感であるため、本発明には好
適である。また、ＨＥＭＴ等の高周波能動素子とも極め
て容易に集積化することが可能であるため、高周波回路
部全体を１チップのＭＭＩＣ化として小型化とコストダ
ウン図る場合にも極めて好適である。
【００１４】
【実施例】図１は、本発明のチャネルを２つにした場合
の一実施例を示す、時分割多重型マルチチャネルＦＭレ
ーダ装置のブロック構成図である。このマルチチャネル
ＦＭレーダ装置は、２つの送受信チャネル１１と１２と
がＦＭ信号分配部１４、１５を介してＦＭ信号発生器１
３に接続された構成となっている。一方の送受信チャネ
ル１１は、送受共用アンテナ１１ａと、混合器１１ｂ
と、サーキュレータ１１ｃとから構成されている。他方
の送受信チャネル１２も、同様に、送受共用アンテナ１
２ａと、混合器１２ｂと、サーキュレータ１２ｃとから
構成されている。ＦＭ信号発生器１３は、適宜な所定の
周期でかつ適宜な所定の範囲にわたって周波数が増減す
るＦＭ信号を発生し、ＦＭ信号分配部１４に出力する。
の一実施例を示す、時分割多重型マルチチャネルＦＭレ
ーダ装置のブロック構成図である。このマルチチャネル
ＦＭレーダ装置は、２つの送受信チャネル１１と１２と
がＦＭ信号分配部１４、１５を介してＦＭ信号発生器１
３に接続された構成となっている。一方の送受信チャネ
ル１１は、送受共用アンテナ１１ａと、混合器１１ｂ
と、サーキュレータ１１ｃとから構成されている。他方
の送受信チャネル１２も、同様に、送受共用アンテナ１
２ａと、混合器１２ｂと、サーキュレータ１２ｃとから
構成されている。ＦＭ信号発生器１３は、適宜な所定の
周期でかつ適宜な所定の範囲にわたって周波数が増減す
るＦＭ信号を発生し、ＦＭ信号分配部１４に出力する。
【００１５】ＦＭ信号分配部１４は、前段のＦＭ信号発
生器１３から供給されるＦＭ信号を適宜な比率で分割す
る電力分割器Ｄ１〜Ｄ４と、分割されたＦＭ信号のそれ
ぞれをタイミング制御回路ＴＣから供給される制御信号
に従ってスイッチングすることにより、送受信チャネル
１１と１２とに時分割的に分配するスイッチング回路Ｓ
１〜Ｓ４を備えている。送信スイッチング回路Ｓ１，Ｓ
３と、局発スイッチング回路Ｓ２，Ｓ４とは、いずれも
直流バイアス電圧の昇降によってオン／オフされるＦＥ
Ｔ増幅器を主体に構成されている。また、他方のチャネ
ルであるＦＭ信号分配部１５も、１４と同様に構成さ
れ、同様な動作を行う。各ＦＭ信号分配部の内部のＦＥ
Ｔ増幅器を主体とするスイッチング回路の詳細について
は、必要に応じて、上述した本願の出願人の先の出願で
ある特開平５─２６４７２８号公報を参照されたい。
生器１３から供給されるＦＭ信号を適宜な比率で分割す
る電力分割器Ｄ１〜Ｄ４と、分割されたＦＭ信号のそれ
ぞれをタイミング制御回路ＴＣから供給される制御信号
に従ってスイッチングすることにより、送受信チャネル
１１と１２とに時分割的に分配するスイッチング回路Ｓ
１〜Ｓ４を備えている。送信スイッチング回路Ｓ１，Ｓ
３と、局発スイッチング回路Ｓ２，Ｓ４とは、いずれも
直流バイアス電圧の昇降によってオン／オフされるＦＥ
Ｔ増幅器を主体に構成されている。また、他方のチャネ
ルであるＦＭ信号分配部１５も、１４と同様に構成さ
れ、同様な動作を行う。各ＦＭ信号分配部の内部のＦＥ
Ｔ増幅器を主体とするスイッチング回路の詳細について
は、必要に応じて、上述した本願の出願人の先の出願で
ある特開平５─２６４７２８号公報を参照されたい。
【００１６】混合器１１ｂは、送受共用アンテナ１１ａ
からサーキュレータ１１ｃを通して供給される受信信号
と、ＦＭ信号発生器１３からスイッチング回路Ｓ２を通
して供給される局発信号をし重畳し２分割する９０o ハ
イブリッド回路ＨＹＢと、ショットキーバリアのミキサ
・ダイオードｄ１，ｄ２とを備えたシングルバランスト
・ミキサを構成している。この混合器１１ｂは、さら
に、直流阻止用のコンデンサＣ１〜Ｃ３と、高周波のＦ
Ｍ信号阻止用のローパスフィルタＬ１、Ｌ２と、抵抗器
Ｒ１、Ｒ２と、スイッチングトランジスタＱとから構成
される直流バイアス回路を備えている。混合器１２ｂ
も、上記混合器１１ｂと同様に構成されている。
からサーキュレータ１１ｃを通して供給される受信信号
と、ＦＭ信号発生器１３からスイッチング回路Ｓ２を通
して供給される局発信号をし重畳し２分割する９０o ハ
イブリッド回路ＨＹＢと、ショットキーバリアのミキサ
・ダイオードｄ１，ｄ２とを備えたシングルバランスト
・ミキサを構成している。この混合器１１ｂは、さら
に、直流阻止用のコンデンサＣ１〜Ｃ３と、高周波のＦ
Ｍ信号阻止用のローパスフィルタＬ１、Ｌ２と、抵抗器
Ｒ１、Ｒ２と、スイッチングトランジスタＱとから構成
される直流バイアス回路を備えている。混合器１２ｂ
も、上記混合器１１ｂと同様に構成されている。
【００１７】この時分割多重型マルチチャネルＦＭレー
ダ装置の典型的な動作の一例によれば、タイミング制御
回路ＴＣからの制御信号に従って、送信スイッチング回
路Ｓ１と局発スイッチング回路Ｓ２とが同時にオン状態
となり、これに伴い一方の送受信チャネル１１が動作状
態になる。これと同時に、送信スイッチング回路Ｓ３と
局発スイッチング回路Ｓ４とが同時にオフ状態になり、
これに伴い他方の送受信チャネル１２は非動作状態とな
る。上記期間内は、ＦＭ信号発生器１３が発生したＦＭ
信号がスイッチング回路Ｓ１とサーキュレータ１１ｃと
を通して送受共用アンテナ１１ａに供給され外部に送信
される。外部の物体で生じた反射波が送受共用アンテナ
１１ａに受信され、サーキュレータ１１ｃを通して混合
器１１ｂの９０°ハイブリッド回路ＨＹＢの一方の入力
端子に供給される。この９０°ハイブリッド回路ＨＹＢ
の他方の入力端子には、ＦＭ信号発生器１３が発生した
ＦＭ信号が局発スイッチング回路Ｓ２を通して局発信号
として供給される。
ダ装置の典型的な動作の一例によれば、タイミング制御
回路ＴＣからの制御信号に従って、送信スイッチング回
路Ｓ１と局発スイッチング回路Ｓ２とが同時にオン状態
となり、これに伴い一方の送受信チャネル１１が動作状
態になる。これと同時に、送信スイッチング回路Ｓ３と
局発スイッチング回路Ｓ４とが同時にオフ状態になり、
これに伴い他方の送受信チャネル１２は非動作状態とな
る。上記期間内は、ＦＭ信号発生器１３が発生したＦＭ
信号がスイッチング回路Ｓ１とサーキュレータ１１ｃと
を通して送受共用アンテナ１１ａに供給され外部に送信
される。外部の物体で生じた反射波が送受共用アンテナ
１１ａに受信され、サーキュレータ１１ｃを通して混合
器１１ｂの９０°ハイブリッド回路ＨＹＢの一方の入力
端子に供給される。この９０°ハイブリッド回路ＨＹＢ
の他方の入力端子には、ＦＭ信号発生器１３が発生した
ＦＭ信号が局発スイッチング回路Ｓ２を通して局発信号
として供給される。
【００１８】上記期間内は、動作状態にある送受信チャ
ネル１１の混合器１１ｂ内では、局発スイッチング回路
Ｓ２に供給される制御信号と同一の制御信号を受けるス
イッチングトランジスタＱが非導通状態に保たれ、ミキ
サーダイオードｄ１とｄ２には受信ＦＭ信号からビート
信号への変換損失を最少にする値に設定された直流バイ
アスが供給される。これに対して、非動作状態にある送
受信チャネル１２の混合器１２ｂ内では、局発スイッチ
ング回路Ｓ４に供給される制御信号と同一の制御信号を
受けるスイッチングトランジスタ（混合器１１ｂ内のＱ
に対応）が導通状態に保たれ、ミキサダイオード（混合
器１１ｂ内のｄ１とｄ２に対応）には受信ＦＭ信号から
ビート信号への変換損失を最大にするように予め設定さ
れた直流バイアスが供給される。
ネル１１の混合器１１ｂ内では、局発スイッチング回路
Ｓ２に供給される制御信号と同一の制御信号を受けるス
イッチングトランジスタＱが非導通状態に保たれ、ミキ
サーダイオードｄ１とｄ２には受信ＦＭ信号からビート
信号への変換損失を最少にする値に設定された直流バイ
アスが供給される。これに対して、非動作状態にある送
受信チャネル１２の混合器１２ｂ内では、局発スイッチ
ング回路Ｓ４に供給される制御信号と同一の制御信号を
受けるスイッチングトランジスタ（混合器１１ｂ内のＱ
に対応）が導通状態に保たれ、ミキサダイオード（混合
器１１ｂ内のｄ１とｄ２に対応）には受信ＦＭ信号から
ビート信号への変換損失を最大にするように予め設定さ
れた直流バイアスが供給される。
【００１９】次に、タイミング制御回路ＴＣからの制御
信号に従って、送信スイッチング回路Ｓ１と局発スイッ
チング回路Ｓ２とが同時にオフ状態となり、これに伴い
送受信チャネル１１が非動作状態になる。これと同時
に、送信スイッチング回路Ｓ３と局発スイッチング回路
Ｓ４とが同時にオン状態になり、これに伴い送受信チャ
ネル１２は動作状態となる。この期間内は、ＦＭ信号発
生器１３が発生したＦＭ信号がオフ状態のスイッチング
回路Ｓ１によって大きな減衰を受けるため、送受共用ア
ンテナ１１ａから外部に送信されるＦＭ信号は微弱なも
のとなる。この結果、送受共用アンテナ１１ａから外部
に送信されたＦＭ信号によって発生する物体からの反射
波は一層微弱なものとなり、この反射波の受信信号の混
合器１１ｂに漏れ込む量は無視できる。
信号に従って、送信スイッチング回路Ｓ１と局発スイッ
チング回路Ｓ２とが同時にオフ状態となり、これに伴い
送受信チャネル１１が非動作状態になる。これと同時
に、送信スイッチング回路Ｓ３と局発スイッチング回路
Ｓ４とが同時にオン状態になり、これに伴い送受信チャ
ネル１２は動作状態となる。この期間内は、ＦＭ信号発
生器１３が発生したＦＭ信号がオフ状態のスイッチング
回路Ｓ１によって大きな減衰を受けるため、送受共用ア
ンテナ１１ａから外部に送信されるＦＭ信号は微弱なも
のとなる。この結果、送受共用アンテナ１１ａから外部
に送信されたＦＭ信号によって発生する物体からの反射
波は一層微弱なものとなり、この反射波の受信信号の混
合器１１ｂに漏れ込む量は無視できる。
【００２０】しかしながら、動作状態にある送受信チャ
ネル１２の送受共用アンテナ１２ａから外部に送信され
物体で反射されたＦＭ信号が、隣接して設置された他チ
ャネルである送受共用アンテナ１１ａにも受信されるた
め、これが非動作状態にある混合器１１ｂに漏れ込む量
は無視できない程度となる。また、オフ状態の局発スイ
ッチング回路Ｓ２を通して混合器１１ｂに供給される局
発ＦＭ信号は、スイッチング回路Ｓ２がオン状態にある
場合に比べて約１５ｄＢ程度減衰された量であるため、
無視できない程度となる。
ネル１２の送受共用アンテナ１２ａから外部に送信され
物体で反射されたＦＭ信号が、隣接して設置された他チ
ャネルである送受共用アンテナ１１ａにも受信されるた
め、これが非動作状態にある混合器１１ｂに漏れ込む量
は無視できない程度となる。また、オフ状態の局発スイ
ッチング回路Ｓ２を通して混合器１１ｂに供給される局
発ＦＭ信号は、スイッチング回路Ｓ２がオン状態にある
場合に比べて約１５ｄＢ程度減衰された量であるため、
無視できない程度となる。
【００２１】従って、仮に、ミキサ・ダイオードｄ１と
ｄ２とに供給する直流バイアスを混合器１１ｂの動作時
の最適値のままに保持したとすれば、無視できない量の
ビート信号が発生する。本発明では、このような事態を
防止するため、局発スイッチング回路Ｓ２に供給される
制御信号を受けるスイッチングトランジスタＱが導通状
態となり、ミキサ・ダイオードｄ１とｄ２には受信ＦＭ
信号からビート信号への変換損失を最大にするように予
め設定された直流バイアスが供給される。
ｄ２とに供給する直流バイアスを混合器１１ｂの動作時
の最適値のままに保持したとすれば、無視できない量の
ビート信号が発生する。本発明では、このような事態を
防止するため、局発スイッチング回路Ｓ２に供給される
制御信号を受けるスイッチングトランジスタＱが導通状
態となり、ミキサ・ダイオードｄ１とｄ２には受信ＦＭ
信号からビート信号への変換損失を最大にするように予
め設定された直流バイアスが供給される。
【００２２】送受信チャネル１１と１２とから出力され
るビート信号は、それぞれの局発スイッチング回路Ｓ
２，Ｓ４と同期してオン／オフされるスイッチング回路
Ｓ５，Ｓ６を通して検出回路１５に供給される。検出回
路１５は、スイッチング回路Ｓ５，Ｓ６を通して供給さ
れたビート信号を、タイミング制御回路ＴＣから受けた
制御信号に基づき、どの送受信チャネルのビート信号で
あるかを弁別しながら処理することにより、反射波を生
じさせた物体までの距離などを検出する。
るビート信号は、それぞれの局発スイッチング回路Ｓ
２，Ｓ４と同期してオン／オフされるスイッチング回路
Ｓ５，Ｓ６を通して検出回路１５に供給される。検出回
路１５は、スイッチング回路Ｓ５，Ｓ６を通して供給さ
れたビート信号を、タイミング制御回路ＴＣから受けた
制御信号に基づき、どの送受信チャネルのビート信号で
あるかを弁別しながら処理することにより、反射波を生
じさせた物体までの距離などを検出する。
【００２３】図３は、図１の混合器１１ｂに設定すべき
最適の直流バイアス電圧を決定するために行った変換損
失に関する実験の結果を示している。この実験データ
は、直流バイアス電圧として３種類の値Ａ，Ｂ，Ｃを設
定し、それぞれについて変換損失と局発信号レベルとの
関係を測定した結果を示している。
最適の直流バイアス電圧を決定するために行った変換損
失に関する実験の結果を示している。この実験データ
は、直流バイアス電圧として３種類の値Ａ，Ｂ，Ｃを設
定し、それぞれについて変換損失と局発信号レベルとの
関係を測定した結果を示している。
【００２４】局発スイッチング回路Ｓ２がオンの時、混
合器１１ｂに供給される局発信号のレベルを＋5 dBm と
する。この状態で変換損失を最少にするための最適の直
流バイアス電圧はＡであり、この時の変換損失は約10 d
B である。また、局発スイッチング回路Ｓ２の入出力ア
イソレーションを−15 dB とすると、これがオフの時、
混合器１１ｂに供給される本来不要な局発信号のレベル
は−10dBm となる。この状態で、直流バイアス電圧をＢ
に変化させると、変換損失は65dBもの大きな値になる。
この変換損失は、直流バイアス電圧をＡに保った場合よ
りも 35 dB程度大きな値となる。
合器１１ｂに供給される局発信号のレベルを＋5 dBm と
する。この状態で変換損失を最少にするための最適の直
流バイアス電圧はＡであり、この時の変換損失は約10 d
B である。また、局発スイッチング回路Ｓ２の入出力ア
イソレーションを−15 dB とすると、これがオフの時、
混合器１１ｂに供給される本来不要な局発信号のレベル
は−10dBm となる。この状態で、直流バイアス電圧をＢ
に変化させると、変換損失は65dBもの大きな値になる。
この変換損失は、直流バイアス電圧をＡに保った場合よ
りも 35 dB程度大きな値となる。
【００２５】従って、局発スイッチング回路Ｓ２のオン
／オフに同期して直流バイアス電圧をＡとＢとの間にわ
たって変化させることにより、従来の場合に比べて本来
不要なビート信号のレベルを 35 dB程度低減できる。こ
れは、直流バイアス電圧をＡに保ったまま局発スイッチ
ング回路Ｓ２の入出力アイソレーションを 20 dB程度向
上させるか、後段のスイッチング回路Ｓ５の入出力アイ
ソレーションを35dB程度向上させたことに匹敵する。以
上の実験結果より、混合器のバイアスをチャネルの切替
えに同期させれば、チャネル間のアイソレーションが十
分向上することがわかった。
／オフに同期して直流バイアス電圧をＡとＢとの間にわ
たって変化させることにより、従来の場合に比べて本来
不要なビート信号のレベルを 35 dB程度低減できる。こ
れは、直流バイアス電圧をＡに保ったまま局発スイッチ
ング回路Ｓ２の入出力アイソレーションを 20 dB程度向
上させるか、後段のスイッチング回路Ｓ５の入出力アイ
ソレーションを35dB程度向上させたことに匹敵する。以
上の実験結果より、混合器のバイアスをチャネルの切替
えに同期させれば、チャネル間のアイソレーションが十
分向上することがわかった。
【００２６】以上、各送受信チャネルが自ら送信したＦ
Ｍ信号の反射波を受信する動作モードを例にとって本発
明を説明した。しかしながら、物体の位置の方位方向の
分解能を高めるために、各送受信チャネルが他の送受信
チャネルが送信した反射波を受信する動作モードを採用
する場合ついても本発明を適用できることは明らかであ
る。後者の動作モードでは、各チャネルの送信スイッチ
ング回路と局発スイッチング回路とは時間的なずれをも
ってオン／オフされる。
Ｍ信号の反射波を受信する動作モードを例にとって本発
明を説明した。しかしながら、物体の位置の方位方向の
分解能を高めるために、各送受信チャネルが他の送受信
チャネルが送信した反射波を受信する動作モードを採用
する場合ついても本発明を適用できることは明らかであ
る。後者の動作モードでは、各チャネルの送信スイッチ
ング回路と局発スイッチング回路とは時間的なずれをも
ってオン／オフされる。
【００２７】また、アンテナからの送信信号がＦＭ信号
である場合を例示した。しかしながら、この送信信号を
ＦＭ信号ではなく一定周波数の信号とし、受信した反射
波の周波数変化量をドップラーシフト量とみなして物体
との相対速度を検出するドップラーレーダ装置にも本発
明を適用できることは明らかである。
である場合を例示した。しかしながら、この送信信号を
ＦＭ信号ではなく一定周波数の信号とし、受信した反射
波の周波数変化量をドップラーシフト量とみなして物体
との相対速度を検出するドップラーレーダ装置にも本発
明を適用できることは明らかである。
【００２８】更に、実施例においては、送受共用アンテ
ナを使用する場合を例示した。しかしながら、専用の送
信アンテナと専用の受信アンテナを使用する場合にも本
発明を適用できることは明らかである。
ナを使用する場合を例示した。しかしながら、専用の送
信アンテナと専用の受信アンテナを使用する場合にも本
発明を適用できることは明らかである。
【００２９】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明の時
分割多重型マルチチャネル・レーダ装置は、各送受信チ
ャネル内の局発スイッチング回路と同期させて対応のチ
ャネル内の混合器の直流バイアスによって変換損失を増
減させる構成であるから、極めて簡易・安価な構成のも
とで、不要ビート信号によるチャネル間干渉を防止する
ことができる。
分割多重型マルチチャネル・レーダ装置は、各送受信チ
ャネル内の局発スイッチング回路と同期させて対応のチ
ャネル内の混合器の直流バイアスによって変換損失を増
減させる構成であるから、極めて簡易・安価な構成のも
とで、不要ビート信号によるチャネル間干渉を防止する
ことができる。
【図１】本発明の一実施例の時分割多重型マルチチャネ
ルＦＭレーダ装置の構成を示す平面図である。
ルＦＭレーダ装置の構成を示す平面図である。
【図２】図１の混合器の設定すべき直流バイアス電圧を
決定するために行った変換損失の測定データを示す特性
図である。
決定するために行った変換損失の測定データを示す特性
図である。
【図３】従来技術の時分割多重型マルチチャネルＦＭレ
ーダ装置の構成を示すブロック図である。
ーダ装置の構成を示すブロック図である。
11,12 送受信チャネル 11b,12b 混合器 13 ＦＭ信号発生器 14 ＦＭ信号分配部 15 検出部 S1,S3 送信スイッチング回路 S2,S4 局発スイッチング回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−259874（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−19588（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−54494（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−232884（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−87906（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−276099（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95
Claims (6)
- 【請求項１】送信アンテナと、物体からの反射波を受信
する受信アンテナと、この受信アンテナで受信された反
射波と局発信号の一部とを混合してビート信号を発生さ
せる混合器とを備えた送受信チャネルが、前記送信アン
テナの前段に設置される送信スイッチング回路と、前記
混合器の前段に設置される局発スイッチング回路と、こ
れら各スイッチング回路を適宜な所定のタイミングでオ
ン／オフさせるタイミング制御回路とを備えた高周波信
号分配部を介して高周波信号発生部に複数接続された時
分割多重型マルチチャネル・レーダ装置において、 前記各送受信チャネル内の前記局発スイッチング回路が
オフ状態にあるときは対応の送受信チャネル内の前記混
合器の直流バイアスを変化させてその変換損失を増大さ
せる直流バイアス制御手段を備えたことを特徴とする時
分割多重型マルチチャネル・レーダ装置。 - 【請求項２】高周波信号発生器と、 前記高周波信号発生器から出力される信号を入力し、複
数の出力端子に切り換て出力する切換手段と、 前記切換手段の複数の出力端子に対応して配置されて、
高周波信号を物体に向て送信する複数のアンテナと、 前記複数のアンテナに対応して配置され、物体により反
射され、前記アンテナで受信された受信信号と送信信号
に関連した信号を混合することにより、ビート信号を発
生する複数の混合器と、 前記複数の混合器のおのおのに独立してバイアスを与え
るバイアス手段と、 前切替え手段の切替えタイミングと同期して混合器のバ
イアスを制御する制御段とにより構成されることを特徴
とするレーダ装置。 - 【請求項３】 請求項１乃至２のそれぞれにおいて、 前記送信スイッチング回路と局発スイッチング回路は、
直流バイアスの昇降によってオン／オフされる増幅器で
構成されることを特徴とする時分割多重型マルチチャネ
ル・レーダ装置。 - 【請求項４】 請求項１乃至３のそれぞれにおいて、 前記各送受信チャネルの混合器が発生したビート信号の
周波数から前記反射波を生じさせた物体までの距離を検
出する検出部を備えたことを特徴とする時分割多重型マ
ルチチャネル・レーダー装置。 - 【請求項５】 請求項１乃至４のそれぞれにおいて、 前記各送信アンテナと受信アンテナは、マルチビーム・
アンテナであることを特徴とする時分割多重型マルチチ
ャネル・レーダ装置。 - 【請求項６】 請求項５において、 前記各送信アンテナと受信アンテナを一次放射器とし、
この一次放射器に対する共通の反射器を備え、マルチビ
ーム・アンテナを形成することを特徴とする時分割多重
型マルチチャネル・レーダ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12960394A JP3302830B2 (ja) | 1994-05-19 | 1994-05-19 | 時分割多重型マルチチャネル・レーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12960394A JP3302830B2 (ja) | 1994-05-19 | 1994-05-19 | 時分割多重型マルチチャネル・レーダ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07311261A JPH07311261A (ja) | 1995-11-28 |
| JP3302830B2 true JP3302830B2 (ja) | 2002-07-15 |
Family
ID=15013547
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12960394A Expired - Fee Related JP3302830B2 (ja) | 1994-05-19 | 1994-05-19 | 時分割多重型マルチチャネル・レーダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3302830B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011094997A (ja) * | 2009-10-27 | 2011-05-12 | Alps Electric Co Ltd | 無線センサ装置 |
| JP6198809B2 (ja) * | 2012-03-20 | 2017-09-20 | フィリップス ライティング ホールディング ビー ヴィ | 能動センサーのネットワークにおける干渉検出 |
| CN113433564B (zh) * | 2020-03-06 | 2023-05-23 | 上海禾赛科技有限公司 | 激光雷达及使用激光雷达测距的方法 |
| CN111988036A (zh) * | 2020-07-07 | 2020-11-24 | 杭州芯影科技有限公司 | 用于产生适用于毫米波安检的信号源的方法 |
-
1994
- 1994-05-19 JP JP12960394A patent/JP3302830B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07311261A (ja) | 1995-11-28 |
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